WO2005008872A1 - Freischwingender sperrwandler mit strom- und spannungsbegrenzung - Google Patents

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WO2005008872A1
WO2005008872A1 PCT/EP2004/001924 EP2004001924W WO2005008872A1 WO 2005008872 A1 WO2005008872 A1 WO 2005008872A1 EP 2004001924 W EP2004001924 W EP 2004001924W WO 2005008872 A1 WO2005008872 A1 WO 2005008872A1
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primary
power supply
voltage
switch
switched
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PCT/EP2004/001924
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Ralf Schröder genannt Berghegger
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Friwo Mobile Power Gmbh
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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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    • H02M3/3385Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply, in particular to a switching power supply with a primary side and a secondary side, which has a transformer with a primary-side winding, a secondary-side winding and at least one auxiliary winding.
  • the primary-side winding and the auxiliary winding are connected to the primary side and the secondary-side winding is connected to the secondary side.
  • the switched-mode power supply has a primary-side switch which is connected to the primary-side winding in order to interrupt a current flow through the primary-side winding, a free-running circuit for generating switching pulses which drive the primary-side switch, and a circuit for generating an image voltage between the Connections of the auxiliary winding in order to generate an image voltage which depicts a voltage to be regulated on the secondary side on the primary side.
  • Switched-mode power supplies are used in numerous electronic devices in order to generate the low-voltage direct voltage required to supply the electronic components from a mains voltage. Switched-mode power supplies have prevailed over conventional power supplies with power transformers in many applications, since they have a better efficiency from a certain performance class and in particular require less space.
  • a high-frequency alternating voltage is transformed, which, for example, can be in the range from 20 kHz to 200 kHz instead of the usual mains frequency of 50 Hz or 60 Hz. Since the required number of turns of the transformer is inversely proportional to the frequency, the copper losses can be greatly reduced and the actual transformer is significantly smaller.
  • switched-mode switching power supplies are known in which the frequency generated on the primary side of the high-frequency transformer by the switch, for example a bipolar transistor, is regulated as a function of the load present on the secondary side of the power supply regulate the transmitted power.
  • the feedback required for such a regulation is realized, for example, by using a voltage tapped on an auxiliary winding as a controlled variable.
  • a corresponding method for regulating the output current and / or the output voltage is described in EP 1 146 630 A2 and includes the same energy being loaded into the transformer with each pulse.
  • the circuit arrangement shown in this document has the disadvantage of being comparatively complex since a relatively complex integrated circuit is used as the control circuit.
  • the object on which the present invention is based is to provide a generic switched-mode power supply which, with reduced complexity, enables improved control characteristics and increased flexibility with regard to the operating parameters.
  • This object is achieved by a switching power supply with the features of patent claim 1.
  • Advantageous developments of the switching power supply according to the invention are the subject of several subclaims.
  • the present invention is based on the finding that with the aid of a timing control unit which is coupled to the primary-side switch in such a way that the duration of a switch-off time of the primary-side switch can be set, in particular extended, within a switching cycle, a low switching frequency can be maintained at a low load and this enables precise voltage regulation and the setting of various output current characteristics.
  • the switching power supply according to the invention is constructed from a few inexpensive components.
  • the switched-mode power supply according to the invention thus offers the advantage of low costs with, at the same time, precise output voltage regulation, low no-load input power, and extremely variable replaceability.
  • the switching power supply according to the invention also has the advantage of short-circuit protection.
  • the time control unit has a drive capacitor, via whose charging current the switch-off time of the switch on the primary side can be set.
  • the switch-off duration of the primary-side switch can be extended in a particularly simple manner via the drive capacitor.
  • the transmitted power is thus set in such a way that the output voltage is almost independent of the load.
  • the detection of the output voltage on the primary side is facilitated in that the transmitted energy is the same with each pulse, so that there is always a relatively long time during which current flows in the secondary winding. Short voltage peaks that arise due to leakage inductance can be filtered out with the aid of RC elements in the switching power supply according to the invention.
  • a controlled charging current for the drive capacitor can be achieved in a particularly effective manner by means of a charging current control circuit which is arranged between the input connection of the switching power supply and the control connection of the primary-side switch.
  • a vibration suppression circuit can be provided in order to suppress undesirable vibrations in the control circuit of the primary-side switch and thereby to increase the control accuracy.
  • a phase shift circuit can be provided for phase-shifted switching off of the primary-side switch in order to accelerate the switching-off process of the primary-side switch and thereby increase the efficiency of the entire switching power supply.
  • the time control unit is designed such that a control signal can be deactivated during a switch-on time of the primary-side switch.
  • the switched-mode power supply according to the invention has two auxiliary windings on the primary side, with the aid of which the switch-off duration of the primary-side switch can also be controlled. This enables low switching frequencies at low loads and a decreasing power loss when idling.
  • the secondary voltage can be determined relatively precisely on the primary auxiliary windings.
  • auxiliary windings is connected to the primary-side switch via a diode and a transistor, then a current can be fed in at the anode of the diode, with which the switch-on time of the transistor is extended without influencing the switch-off threshold.
  • a negative voltage is generated at the anode of the diode.
  • the series connection consisting of two diodes or two resistors can also be used. An additional resistor can be provided to limit the peak current for the diode.
  • auxiliary windings is connected to a capacitor via a second diode so that it can be charged to the voltage to be regulated on the secondary side and that, depending on the voltage across the capacitor, a current through the diode, a resistor, a third diode and the base-emitter path of the transistor flows, which delays the switching on of the primary-side switch by means of the on-time of the transistor, a voltage-controlled setting of the off-time of the primary-side switch can take place.
  • RC elements which are connected to a control connection of the primary-side switch and to the first auxiliary winding, can enable a relatively low-resistance switchover with a relatively low holding current in the control circuit.
  • the primary-side switch can also be switched on with a delay, since the energy in the capacitor is only slowly dissipated. This enables continuous adaptation to the load.
  • An overvoltage protection circuit can be used to improve the control behavior at very low loads. With this circuit, the drive capacitors are discharged faster and charged more slowly as the output voltage increases. This enables very long pause times, which are automatically extended when the output voltage increases. This circuit acts as overvoltage protection and prevents a dangerous rise in the output voltage in the event of a simple fault.
  • the charging current control circuit has a first zener diode, which is connected via a resistor to the base of a drive transistor in such a way that the on-time of the drive transistor delays the switching on of the primary-side switch.
  • the main switch can be switched off by a Zener diode, which limits the voltage at the series circuit of the base-emitter path of the main switch with a resistor.
  • the Z voltage limits the voltage at the series circuit of the base-emitter path of the main switch with a resistor.
  • the temperature dependence of the output current can be reduced in a simple manner with the aid of a temperature compensation circuit.
  • the voltage control can be carried out by means of an optocoupler and a secondary control circuit.
  • the optocoupler is controlled so that it is conductive when the control voltage is undershot.
  • the switching power supply runs at maximum frequency, the frequency being limited by a resistor connected in series with the optocoupler.
  • the optocoupler is blocked to such an extent that the switching frequency drops to the frequency required to maintain the control voltage at the output. If the optocoupler is completely blocked, the switching frequency returns to the minimum frequency at which only a very low power is transmitted. In this state, the power consumed by the circuit is very low, and it is thus possible to keep the voltage ripple relatively low, even in idle, despite the very low idle input power.
  • Figure 1 is a block diagram of a primary controlled switching power supply according to the present invention
  • Figure 2 is a circuit diagram of a primary controlled switching power supply according to a first embodiment
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of a switching power supply according to a second embodiment
  • Figure 4 is a circuit diagram of a switching power supply according to a third embodiment
  • Figure 5 is a circuit diagram of a switching power supply according to a fourth embodiment
  • Figure 6 is a circuit diagram of a switching power supply according to a fifth embodiment.
  • Figure 1 shows schematically a block diagram of a switching power supply according to the present invention.
  • the switching power supply 100 is supplied with the AC voltage U EI N, which can be, for example, the line voltage, at the input. In Europe, the mains voltage varies between 180 V to 264 V AC, in America between 90 V and 130 V AC.
  • the input voltage is rectified and stabilized. It also ensures that interference signals that are generated in the switching power supply do not get into the AC network.
  • the primary-side winding 110 of the insulating transformer 108 and the primary-side switch 104 which is a transistor here, form a series circuit which is connected to the rectified input voltage.
  • the primary-side switch 104 interrupts the current which flows through the primary-side winding 110 in accordance with the control signals of the drive circuit 106.
  • the switching pulses supplied by the control circuit to the control input of the primary-side switch 104 are controlled by the block 116, in which the controlled variable is generated with the aid of an auxiliary winding 114 of the transformer 108.
  • the two signal paths 120 and 122 designate two essential functions of the block 116: On the one hand, the signal 120 "pumps" the control circuit 106 in order to maintain the free oscillation. On the other hand, the signal path 122 controls the control circuit 106 in such a way that changes in the Switching cycle affect the electrical power supplied to the transformer 108 in a desired manner.
  • control circuit 106 contains a time control unit 107 for this purpose, which ensures that the length of the pause times (or also switch-off times) in which the primary-side switch 104 is open is adapted to the required power. The energy that is supplied to the transformer during each switch-on phase of the primary switch remains the same.
  • the secondary-side winding 112 of the transformer 108 is connected to a block 118 which generates the secondary-side voltage U AUS and, if necessary, stabilizes it.
  • the mode of operation of the embodiment of the galvanically isolated switching power supply according to the invention shown schematically in FIG. 1 will be explained in more detail below.
  • the control circuit 106 controls the primary-side switch 104 in such a way that it is alternately brought into the conductive and non-conductive state. Due to the voltage supplied by block 102, a current flows into primary winding 110 whenever primary switch 104 is in the conductive state. A change in current stores energy in the magnetic field of transformer 108. When the primary switch 104 blocks, the energy stored in the magnetic field is primarily discharged through the secondary winding 112 and in block 118 which generates and stabilizes the secondary voltage. A small portion of the energy is also discharged into block 116 through auxiliary winding 114. As a controlled variable, this generates an auxiliary voltage. The energy discharges periodically, but rectification and filtering can produce an essentially rectified voltage as an auxiliary voltage become. Since the magnetic coupling between the different windings of the transformer 108 is constant and does not depend on the values of the current or the voltage, the value of the auxiliary voltage is proportional to the value of the secondary voltage and thus to the value of the output voltage.
  • the switch-off duration of the primary-side switch 104 can be set such that the energy fed into the transformer depends on the output voltage.
  • the transmitted power is thus set so that there is an almost load-independent output voltage U OUT .
  • the detection of the output voltage on the primary side is facilitated in that the transmitted energy is the same for each pulse, so that there is always a relatively long time during which current flows in the auxiliary winding 114.
  • FIG. 2 A circuit diagram of a possible form of implementation of the switching power supply according to the invention is shown in FIG. 2. It is essential in this circuit that the switch-off time of the primary-side switch, here of the transistor T12, can be extended via the corresponding control of the transistor T11.
  • the capacitor C15 is charged via the resistors R11 and R12. If the voltage is sufficient, a current flows through the resistor R18, the base-collector path of the transistor T11, the resistor R20, the base-emitter stretcher of the transistor T12, the resistor R23 and the diode D17.
  • the primary-side switch T12 is thereby opened, and a current flows through the primary main winding of the transformer W10 (connection 4 / connection 1).
  • a voltage is induced on the auxiliary winding of the transformer (connection 3 / connection 2), which causes positive coupling via the capacitor C15, the resistor R23 and the capacitance C14 and accelerates the switch-on process of the primary-side switch T12.
  • the current flowing through the primary-side main winding, the primary-side switch T12, the resistor R23 and the diode D17 increases. This also increases the voltage drop across resistor R23, and thus the base-emitter voltage of transistor T13.
  • the base-emitter voltage of transistor T13 exceeds the threshold voltage, the collector-emitter path of T13 becomes conductive and in the As a result, the transistor T12 is switched off.
  • the current flow in the primary winding of the transformer is interrupted and, due to the self-induction, the voltages on the windings of the transformer are reversed. An induced current flows both in the secondary winding and in the auxiliary winding.
  • the current in the secondary winding charges the capacitor C100 and generates a voltage that can be used at the output.
  • the current in the auxiliary winding charges the capacitor C15 via the diode D15 and the resistor R13 to a voltage which corresponds to the voltage at the capacitor C100, converted via the number of turns ratio of the auxiliary winding to the secondary winding. That is, an image of the output voltage dropping across capacitor C100 is produced on capacitor C15.
  • the current in the auxiliary winding also accelerates the switching off of the transistor T12 via the capacitor C14.
  • transistor T10 When the voltage drop across capacitor C15 is less than the sum of the threshold voltages of diode D16 and transistor T10, transistor T10 is off and transistor T11 is on so that capacitor C14 is connected in series across resistor R18 , the transistor T12 and the resistor R20 is charged quickly.
  • the primary-side switch T12 is thus switched on again after a brief pause and a new cycle begins.
  • the transistor T10 becomes conductive and thus reduces the base current of the transistor T11, so that it limits the charging current of the capacitor C14 and thus the switch-off duration of the primary-side switch T12 extended.
  • the transmitted power can therefore be adapted to the output voltage in a particularly simple manner by setting the switch-off duration, regardless of the connected load.
  • the detection of the output voltage is facilitated by the fact that the transmitted energy is the same for each pulse, so that there is always a relatively long time during which current flows in the secondary winding.
  • Short voltage peaks that arise due to leakage inductances can be filtered out with appropriately dimensioned RC elements R13, C13, R14, D14, as shown in FIG. 3. This creates the image tension the capacitor C15 is a very accurate representation of the voltage drop across the capacitor C100.
  • the output current is limited by the maximum frequency that can be set using resistors R18 and R20. This determines the maximum credit point. When the maximum power point is exceeded, the output voltage drops and thus also the voltage that drops across the capacitor C15. This also causes the current through resistors R18 and R20 to decrease, and consequently the frequency and the transmitted power decrease. By changing the ratio of the resistance values R18 to R20, the dependence of the output current on the output voltage can be set, so that different characteristic curves are possible.
  • the embodiment shown in FIG. 2 still has a dependency of the output current on the input voltage, since the delay times at the primary-side switch T12 cause a maximum primary current that is dependent on the input voltage.
  • FIG. 3 in which a second embodiment of the switching power supply according to the invention is shown, a capacitor C17 is connected to the emitter of the primary-side switch.
  • the capacitance C18 can be replaced by a resistor.
  • FIG. 3 components with the same designations as in FIG. 2 are provided with the same reference symbols. If, with the primary-side switch T12 switched off, the secondary current has dropped to 0, a voltage at the level of the output voltage U OUT plus the forward voltage of the diode D100 is present at the secondary-side winding. The parasitic capacitances are charged with this voltage.
  • the voltage of the auxiliary winding according to the expanded embodiment shown in FIG. 3 is controlled by a capacitor C13, the resistance R14, the diode D14 and the resistor R 13 filter formed to the capacitor C14.
  • FIG. 3 also provides a delay element formed by the capacitor C16, the resistor R21, the resistor R22 and the capacitor C18, which delays the rise in the base-emitter voltage on the transistor T13 due to the voltage rise across the resistor R23.
  • This delay element is not absolutely necessary for the functioning of the circuit, but increases the efficiency, since the switch-off process of the transistor C12 is accelerated due to the phase shift.
  • a second auxiliary winding can be provided for power regulation.
  • the switched-mode power supply shown in FIG. 4 with electrical isolation between the primary and secondary parts also represents a freely oscillating flyback converter.
  • a resistance R124 turns a negative on the anode of the diode D119 via the resistor R124 on the anode of the primary-side switch T110 Creates tension.
  • a diode could also be used instead of the resistor R124.
  • a current can be fed in at the anode of the diode D119, with which the switch-on time of the transistor T111 is extended without influencing the switch-off threshold.
  • Control of the switch-off duration of the transistor T110 is thus possible. This leads to a low switching frequency at low load, and the power loss at idle and at low load decreases.
  • the secondary voltage can be determined relatively accurately using the primary auxiliary windings.
  • the RC element R125, C118 filters out the induced voltage peaks of the leakage inductance and thus improves the control behavior.
  • the resistor R125 serves to limit the peak current to protect the diode D121.
  • the parallel connection of the RC elements C113, R115 and C114, R116 brings about a low-resistance switching of the transistor T111 with a relatively low holding current.
  • the transistor T110 can be switched on with a delay since the energy in the capacitor 114 is only slowly dissipated. This means that the duration of the break can be continuously adapted to the load.
  • the control behavior can be improved with a very low load with the aid of the diode D114 of the capacitance C117, the diode 115 and the resistor R120 or the diode D116.
  • the capacitors C113 and C114 are discharged faster and charged more slowly as the output voltage increases. This allows very long pause times, which are automatically extended when the output voltage increases.
  • This circuit also acts as overvoltage protection and prevents the output voltage U A us from rising dangerously in the event of a simple fault.
  • the induced voltage peaks of the leakage inductance can be filtered out, whereby the control behavior can be further improved.
  • the switch-on threshold of the transistor T111 can be adjusted via the resistor R118.
  • the switch-on threshold of the transistor T111 can be adjusted to reduce the dependence of the output current on the input voltage.
  • a temperature compensation circuit is provided to reduce the temperature dependency of the output current, which comprises the transistor T112, the resistor R128 and the resistor R127.
  • Another embodiment of the switching power supply according to the invention will be explained below with reference to FIG. 5.
  • the mode of operation of the circuit shown is the same as that of the circuits from FIGS. 2 and 3, with the difference that the circuit according to FIG. 5 manages with considerably fewer components because the charging current for the drive capacitor C213 is regulated more easily.
  • the primary-side switch T12 is switched off by a Zener diode D214, which limits the voltage at the series connection of the base-emitter path of the primary-side switch T12 and the resistor R220.
  • the Z voltage is reached, the current flow through the transistor T210 cannot increase any further, as a result the voltage at the transformer drops and the positive feedback causes the switch T12 on the primary side to be switched off quickly.
  • FIG. 6 Another embodiment of the switching power supply according to the invention will now be described with reference to FIG. 6, in which an additional optocoupler is used to feed the output voltage back to the primary side.
  • Various circuits for switched-mode power supplies with low idle input powers are known, which switch off the primary part of the power supply by means of an optocoupler when the output power falls below a predetermined level, thereby enabling a very low input power.
  • the disadvantage of this known principle is that the idle voltage has a very high ripple voltage.
  • the voltage control can be carried out by means of the optocoupler IC10 and a control circuit on the secondary side.
  • the IC10 optocoupler is controlled so that it is conductive when the control voltage is undershot.
  • the switching power supply operates below the control voltage at the maximum frequency, the frequency being limited by a resistor R415 connected in series with the optocoupler IC10.
  • the optocoupler IC10 is blocked so far that the switching frequency drops to the frequency that is required to maintain the control voltage at the output. If the optocoupler IC 10 is completely blocked, the switching frequency goes back to the minimum frequency at which only a very low power is transmitted. In this state, the power consumed by the circuit is very low. This makes it possible to keep the voltage ripple relatively low even when idling, despite the very low idle input power.
  • Current limitation can be implemented on the secondary side and use the same optocoupler IC10.
  • the current limitation can also be implemented on the primary side.
  • a voltage from the auxiliary winding W10 2-3 is used to control the primary-side switch T12 via the optocoupler IC10 and the series resistor R415, which voltage is proportional to the output voltage.
  • the output voltage drops, the charging current of the capacitor C414 drops and the frequency drops. Less power is transmitted and the output current remains almost constant. Different output characteristics are possible due to different dimensions. What they all have in common is that the short-circuit current is very low, since the optocoupler is blocked in the short-circuit.
  • the minimum frequency and thus the minimum power when the optocoupler is blocked and the maximum frequency when the optocoupler is conductive are achieved here.
  • the current is regulated by controlling the switching frequency as a function of the output voltage transmitted by an auxiliary winding.

Abstract

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein primärgesteuertes Schaltnetzteil (100) vom Typ eines freischwingenden Sperrwandlers, das einen Transformator (108) mit einer primärseitigen Wicklung (110), einer sekundärseitigen Wicklung (112) und mindestens einer Hilfswicklung (114) aufweist. Das Schaltnetzteil weist einen primärseitigen Schalter (104), der mit der primärseitigen Wicklung (110) verbunden ist, um einen Stromfluss durch die primärseitige Wicklung (110) zu unterbrechen, eine freischwingende Schaltung (106) zum Erzeugen von Schaltpulsen, die den primärseitigen Schalter (104) ansteuern, und eine Schaltung (116) zum Erzeugen einer Bildspannung zwischen den Anschlüssen der Hilfswicklung (114), um eine Bildspannung zu erzeugen, die auf der Primärseite eine zu regelnde Spannung auf der Sekundärseite abbildet, auf. Um ein derartiges Schaltnetzteil anzugeben, das bei reduzierter Komplexität eine verbesserte Regelungscharakteristik sowie eine erhöhte Flexibilität bezüglich der Betriebsparameter ermöglicht, weist das Schaltnetzteil (100) weiterhin eine Zeitsteuerungseinheit (107) auf, die so mit dem primärseitigen Schalter (104) gekoppelt ist, dass die Dauer einer Ausschaltzeit des primärseitigen Schalters innerhalb eines Schaltzyklus einstellbar ist.

Description

FREISCHWINGENDER SPERRWANDLER MIT STROM- UND SPANNUNGSBEGRENZUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil, insbesondere auf ein Schaltnetzteil mit einer Primärseite und einer Sekundärseite, das einen Transformator mit einer primärseitigen Wicklung, einer sekundarseitigen Wicklung und mindestens einer Hilfswicklung aufweist. Die primärseitige Wicklung und die Hilfswicklung sind mit der Primärseite verbunden und die sekundärseitige Wicklung ist mit der Sekundärseite verbunden. Das Schaltnetzteil weist einen primärseitigen Schalter, der mit der primärseiti- gen Wicklung verbunden ist, um einen Stromfluss durch die primärseitige Wicklung zu unterbrechen, eine freischwingende Schaltung zum Erzeugen von Schaltpulsen, die den primärseitigen Schalter ansteuern, und eine Schaltung zum Erzeugen einer Bildspannung zwischen den Anschlüssen der Hilfswicklung, um eine Bildspannung zu erzeugen, die auf der Primärseite eine zu regelnde Spannung auf der Sekundärseite abbildet, auf.
Schaltnetzteile werden in zahlreichen elektronischen Geräten verwendet, um aus einer Netzspannung die zum Versorgen der elektronischen Bauteile notwendigen Niedervoltgleichspannung zu erzeugen. Dabei haben sich Schaltnetzteile gegenüber konventionellen Netzteilen mit Netztransformatoren in vielen Anwendungsfällen durchgesetzt, da sie ab einer gewissen Leistungsklasse einen besseren Wirkungsgrad aufweisen und insbesondere einen geringeren Platzbedarf haben.
Letzteres ist insbesondere darauf zurückzuführen, dass statt der Netzspannung eine hochfrequente Wechselspannung transformiert wird, die anstelle der üblichen Netzfre- quenz von 50 Hz oder 60 Hz beispielsweise im Bereich von 20 kHz bis 200 kHz liegen kann. Da die erforderlichen Windungszahlen des Transformators umgekehrt proportional zur Frequenz sinken, lassen sich dadurch die Kupferverluste stark reduzieren und der eigentliche Transformator wird wesentlich kleiner. Um den Wirkungsgrad weiter zu optimieren, sind insbesondere primär getaktete Schaltnetzteile bekannt, bei denen die auf Primärseite des Hochfrequenztransformators durch den Schalter, beispielsweise einen bipolaren Transistor, erzeugte Frequenz in Abhängigkeit von der auf der Sekundärseite des Netzteils anliegenden Last geregelt wird, um die übertragene Leistung zu regeln. Die zu einer solchen Regelung erforderliche Rückkopplung wird beispielsweise dadurch realisiert, dass eine an einer Hilfswicklung abgegriffene Spannung als Regelgröße verwendet wird. Ein entsprechendes Verfahren zur Regelung des Ausgangsstroms und/oder der Ausgangsspannung ist in der EP 1 146 630 A2 beschrieben und beinhaltet, dass mit jedem Puls die gleiche Energie in den Transformator geladen wird. Allerdings hat die in diesem Dokument gezeigte Schaltungsanordnung den Nachteil, vergleichsweise aufwendig aufgebaut zu sein, da als Ansteuerschaltung eine relativ komplexe integrierte Schaltung eingesetzt wird.
Die preisgünstigste Art, ein Schaltnetzteil mit galvanischer Trennung zwischen Primär- und Sekundärteil aufzubauen, ist ein freischwingender Sperrwandler. Diese Netzteilart hat jedoch grundsätzlich den Nachteil, dass bei geringer Last die Schaltfrequenz deutlich ansteigt. Dies hat zur Folge, dass die Verlustleistung im Leerlauf und bei geringer Belastung groß ist.
Eine indirekte Messung der Ausgangsspannung durch eine Messung der Spannung an einer primären Hilfswicklung oder der primären Hauptwickiung ist bei diesem Netzteiltyp erschwert. Durch die induzierte Spannung der Streuinduktivität entsteht nämlich eine kurzzeitige Spannungsüberhöhung, die man bei großer Pulsbreite auf einfache Weise herausfiltern kann, so dass es möglich ist, die Sekundärspannung relativ genau zu bestimmen. Bei geringer Last sinkt die Pulsbreite jedoch soweit ab, dass es kaum noch möglich ist, die induzierte Spannung der Streuinduktivität herauszufiltem. Somit kann die Ausgangsspannung bei geringer Last nur noch sehr ungenau bestimmt werden. Ein Beispiel für eine derartige einfache diskrete Schaltungstechnik ist der britischen Offenle- gungsschrift GB 02379036 zu entnehmen. Bei dieser Schaltung wird, um den Nachteilen einer unbefriedigenden Regelgenauigkeit zu begegnen, die Verwendung eines Optokopplers vorgeschlagen. Ein derartiger Optokoppler jedoch erhöht wiederum die Komplexität und die Kosten des gesamten Schaltnetzteils.
Daher besteht die Aufgabe, die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt, darin, ein gattungsgemäßes Schaltnetzteil anzugeben, das bei reduzierter Komplexität eine verbesserte Regelungscharakteristik sowie eine erhöhte Flexibilität bezüglich der Betriebsparameter ermöglicht. Diese Aufgabe wird durch ein Schaltnetzteil mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils sind Gegenstand mehrerer Unteransprüche.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass mit Hilfe einer Zeitsteuerungseinheit, die so mit dem primärseitigen Schalter gekoppelt ist, dass die Dauer einer Ausschaltzeit des primärseitigen Schalters innerhalb eines Schaltzyklus einstellbar, insbesondere verlängerbar ist, bei einer geringen Last eine geringe Schaltfrequenz beibehalten werden kann und dadurch eine genaue Spannungsregelung sowie das Einstellen verschiedener Ausgangsstromkennlinien möglich ist. Darüber hinaus ist das βrfindungs- gemäße Schaltnetzteil aus wenigen preiswerten Bauteilen aufgebaut. Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil bietet also den Vorteil geringer Kosten bei gleichzeitig genauer Ausgangsspannungsregelung, geringer Leerlaufeingangsleistung, sowie einer äußerst variablen Ersetzbarkeit. Schließlich besitzt das erfindungsgemäße Schaltnetzteil auch den Vorteil eines Kurzschlussschutzes.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform weist die Zeitsteuerungseinheit einen Ansteuerkondensator auf, über dessen Ladestrom die Ausschaltzeit des primärseitigen Schalters einstellbar ist. Auf diese Weise kann sowohl eine Beschleunigung des Ein- schaltvorganges wie auch eine Beschleunigung des Abschaltvorganges erreicht werden. Die Abschaltdauer des primärseitigen Schalters kann über den Ansteuerkondensator auf besonders einfache Weise verlängert werden. Somit wird die übertragene Leistung so eingestellt, dass sich eine nahezu lastunabhängige Ausgangsspannung ergibt. Die Erfassung der Ausgangsspannung auf der Primärseite wird dabei dadurch erleichtert, dass die übertragene Energie mit jedem Puls, gleich ist, so dass sich immer eine relativ lange Zeit ergibt, während der in der Sekundärwicklung Strom fließt. Kurze Spannungsspitzen, die durch Streuinduktivität entstehen, können bei dem erfϊndungsgemäßen Schaltnetzteil mit Hilfe von RC-Gliedem herausgefiltert werden. Sieht man in der Zeitsteuerungseinheit eine Diode vor, die den Ladestrom des Ansteuerkondensators während der Ausschaltzeit des primärseitigen Schalters begrenzt, kann das Aufladen des Ansteuerkondensators verhindern und die Leistungssteuerung über die Ausschaltdauer auf besonders effiziente und einfache Weise ermöglicht werden. Ein kontrollierter Ladestrom für den Ansteuerkondensator kann in besonders wirkungsvoller Weise durch eine Ladestromsteuerschaltung erreicht werden, die zwischen dem Eingangsanschluss des Schaltnetzteils und dem Steueranschluss des primärseitigen Schalters angeordnet ist.
Eine Schwingungsunterdrückungsschaltung kann gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der vorliegenden Erfindung vorgesehen werden, um unerwünschte Schwingungen im Ansteuerkreis des primärseitigen Schalters zu unterdrücken und dadurch die Regelgenauigkeit zu erhöhen.
Eine Phasenschieberschaltung kann zum phasenverschobenen Abschalten des primärseitigen Schalter vorgesehen sein, um den Abschaltvorgang des primärseitigen Schalters zu beschleunigen und dadurch den Wirkungsgrad des gesamten Schaltnetzteils zu erhöhen.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist die Zeitsteuerungseinheit so ausgebildet, dass während einer Einschaltzeit des primärseitigen Schalters ein Regelsignal deaktivierbar ist. Dadurch können in sehr effizienter Weise variable Pausen und konstante Pulse beim Freischwinger erreicht werden.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform weist das erfindungsgemäße Schaltnetzteil zwei primärseitige Hilfswicklungen auf, mit deren Hilfe ebenfalls die Abschaltdauer des primärseitigen Schalters gesteuert werden kann. Damit können geringe Schaltfrequenzen bei geringer Last sowie eine sinkende Verlustleistung im Leerlauf erreicht werden. Die Sekundärspannung kann relativ genau an den primären Hilfswicklungen bestimmt werden.
Verbindet man eine der Hilfswicklungen über eine Diode und einen Transistor mit dem primärseitigen Schalter, so kann an der Anode der Diode ein Strom eingespeist werden, mit dem die Einschaltzeit des Transistors verlängert wird, ohne die Abschaltschwelle zu beeinflussen. Während der Einschaltzeit des primärseitigen Schalters wird an der Anode der Diode eine negative Spannung erzeugt. Alternativ kann auch die Serienschaltung aus zwei Dioden oder aus zwei Widerständen verwendet werden. Zur Spitzenstrombe- grenzung für die Diode kann ein zusätzlicher Widerstand vorgesehen werden. Verbindet man die eine der Hilfswicklungen über eine zweite Diode so mit einem Kondensator, dass dieser auf die zu regelnde Spannung auf der Sekundärseite aufladbar ist und dass in Abhängigkeit von der an dem Kondensator anliegenden Spannung ein Strom durch die Diode, einen Widerstand, eine dritte Diode und die Basis-Emitter- Strecke des Transistors fließt, der mittels der Einschaltdauer des Transistors das Einschalten des primärseitigen Schalters verzögert, kann eine spannungsgeregelte Einstellung der Ausschaltdauer des primärseitigen Schalters erfolgen. RC-Glieder, die mit einem Steueranschluss des primärseitigen Schalters und mit der ersten Hilfswicklung ver- bunden sind, können in der Ansteuerschaltung ein relativ niederohmiges Umschalten bei relativ geringem Haltestrom ermöglichen. Durch die Kombination eines relativ großen Kondensators mit einem großen Widerstandswert kann außerdem der primärseitige Schalter verzögert eingeschaltet werden, da die Energie in dem Kondensator nur langsam abgebaut wird. Dies ermöglicht eine kontinuierliche Anpassung an die Last.
Eine Verbesserung des Regelverhaltens bei sehr geringer Last ist mit Hilfe einer Überspannungsschutzschaltung möglich. Durch diese Schaltung werden bei steigender Ausgangsspannung die Ansteuerkondensatoren schneller entladen und langsamer geladen. Dadurch sind sehr lange Pausenzeiten möglich, die automatisch bei steigender Aus- gangsspannung verlängert werden. Diese Schaltung wirkt als Überspannungsschutz und verhindert bei einem einfachen Fehler ein gefährliches Ansteigen der Ausgangsspannung.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform weist die Ladestromsteuerschaltung eine erste Zener-Diode auf, die so über einen Widerstand mit der Basis eines Ansteuertransistors verbunden ist, dass die Einschaltdauer des Ansteuertransistors das Einschalten des primärseitigen Schalters verzögert. Damit kann eine Funktionsweise erreicht werden, die im wesentlichen der oben beschriebenen entspricht, wobei jedoch die Regelung des Ladestroms für den Ansteuerkondensator vereinfacht realisiert werden kann. Ein wesentlicher Vorteil ist ein reduzierter Bauteilebedarf.
Weiterhin kann die Abschaltung des Hauptschalters durch eine Zener-Diode, welche die Spannung an der Reihenschaltung der Basis-Emitter-Strecke des Hauptschalters mit einem Widerstand begrenzt, erfolgen. Bei Erreichen der Z-Spannung kann der Stromfluss durch den primärseitigen Schalter nicht weiter ansteigen. Dadurch sinkt die Spannung an dem Transformator und die Mitkopplung bewirkt ein schnelles Abschalten.
Die Temperaturabhängigkeit des Ausgangsstromes kann mit Hilfe einer Temperatur- kompensationsschaltung auf einfache Weise verringert werden.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der vorliegenden Erfindung kann die Spannungsregelung mittels eines Optokopplers und einer sekundarseitigen Regelschaltung ausgeführt werden. Dabei wird der Optokoppler so angesteuert, dass er bei Unterschrei- tung der Regelspannung leitend ist. Dadurch läuft das Schaltnetzteil mit maximaler Frequenz, wobei die Frequenz durch einen zum Optokoppler in Reihe geschalteten Widerstand begrenzt wird. Bei Erreichen der Regelspannung wird der Optokoppler soweit gesperrt, dass die Schaltfrequenz auf die Frequenz absinkt, die erforderlich ist, um die Regelspannung am Ausgang aufrecht zu erhalten. Ist der Optokoppler vollständig gesperrt, geht die Schaltfrequenz auf die Minimalfrequenz zurück, bei der nur eine sehr geringe Leistung übertragen wird. In diesem Zustand ist die aufgenommene Leistung der Schaltung sehr gering und es ist somit möglich, trotz der sehr geringen Leerlaufeingangsleistung auch im Leerlauf den Spannungsripple relativ klein zu halten. Eine Strombegrenzung kann dabei auf der Sekundärseite realisiert werden und den selben Optokoppler nutzen. Alternativ kann die Strombegrenzung auch auf der Primärseite realisiert werden. Dabei wird zur Ansteuerung des primärseitigen Schalters (über den Optokoppler und Vorwiderstand) eine Spannung aus einer Hilfswicklung benutzt, die proportional zur Ausgangsspannung ist. Dadurch sinkt bei fallender Ausgangsspannung der Ladestrom des Ansteuerkondensators und die Frequenz sinkt. Es wird eine geringere Leistung übertragen und der Ausgangsstrom bleibt z. B. nahezu konstant. Durch verschiedene Dimensionierungen sind unterschiedliche Ausgangskennlinien möglich. Allen gemeinsam ist, dass der Kurzschlussstrom sehr gering ist, da im Kurzschluss der Optokoppler gesperrt ist. Neben geringen Kosten und einer exakten Ausgangsspannungsre- gelung bietet diese Ausführungsform also auch den Vorteil einer geringen Leerlaufeingangsleistung und eines Kurzschlussschutzes. Anhand der in den beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausgestaltungen wird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Ähnliche oder korrespondierende Einzelheiten sind in den Figuren mit denselben Bezugszeichen versehen. Es zeigen:
Figur 1 ein Blockschaltbild eines primär gesteuerten Schaltnetzteils gemäß der vorliegenden Erfindung;
Figur 2 einen Stromlaufplan eines primär gesteuerten Schaltnetzteils gemäß einer ersten Ausführungsform;
Figur 3 einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils gemäß einer zweiten Ausführungs- form;
Figur 4 einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils gemäß einer dritten Ausführungsform;
Figur 5 einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils gemäß einer vierten Ausführungsform; Figur 6 einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils gemäß einer fünften Ausführungsform.
Figur 1 zeigt schematisch ein Blockschaltbild eines Schaltnetzteils gemäß der vorliegenden Erfindung.
Das Schaltnetzteil 100 wird am Eingang mit der Wechselspannung UEIN, die beispielsweise Netzspannung sein kann, beaufschlagt. In Europa variiert die Netzspannung zwischen 180 V bis 264 V Wechselspannung, in Amerika zwischen 90 V und 130 V Wechselspannung. In dem Block 102 wird die Eingangsspannung gleichgerichtet und stabili- siert. Außerdem wird sichergestellt, dass Störsignale, die in dem Schaltnetzteil erzeugt werden, nicht ins Wechselspannungsnetz gelangen. Die primärseitige Wicklung 110 des isolierenden Transformators 108 und der primärseitige Schalter 104, der hier ein Transistor ist, bilden einen Serienkreis, der mit der gleichgerichteten Eingangsspannung verbunden ist. Der primärseitige Schalter 104 unterbricht den Strom, der durch die primär- seitige Wicklung 110 fließt, entsprechend den Steuersignalen der Ansteuerschaltung 106. Die von der Ansteuerschaltung an den Steuereingang des primärseitigen Schalters 104 gelieferten Schaltpulse werden von dem Block 116, in welchem die Regelgröße mit Hilfe einer Hilfswicklung 114 des Transformators 108 erzeugt wird, gesteuert. Dabei bezeichnen die beiden Signalpfade 120 und 122 zwei wesentliche Funktionen des Blocks 116: Zum einen „pumpt" das Signal 120 die Ansteuerschaltung 106, um die freie Schwingung aufrecht zu erhalten. Zum anderen steuert der Signalpfad 122 die Ansteuerschaltung 106 derart, dass Änderungen in dem Schaltzyklus die elektrische Leistung, die an den Transformator 108 geliefert wird, in gewünschter Weise beeinflussen.
Erfindungsgemäß beinhaltet die Ansteuerschaltung 106 hierfür eine Zeitsteuerungseinheit 107, die gewährleistet, dass die Pausenzeiten (oder auch Ausschaltzeiten), in denen der primärseitige Schalter 104 geöffnet ist, in ihrer Länge an die benötigte Leistung an- gepasst sind. Die Energie, die während jeder Anschaltphase des primärseitigen Schalters in den Transformator geliefert wird, bleibt jeweils gleich.
Die sekundärseitige Wicklung 112 des Transformators 108 ist, wie aus Figur 1 ersichtlich, mit einem Block 118 verbunden, der die sekundärseitige Spannung UAUS erzeugt und gegebenenfalls stabilisiert. Im folgenden soll die Funktionsweise der in Figur 1 schematisch gezeigten Ausführungsform des erfindungsgemäßen galvanisch isolierten Schaltnetzteils genauer erläutert werden.
Die Ansteuerschaltung 106 steuert den primärseitigen Schalter 104 so an, dass er im Wechsel in den leitenden und nicht leitenden Zustand gebracht wird. Aufgrund der durch den Block 102 gelieferten Spannung fließt immer dann ein Strom in die primärseitige Wicklung 110, wenn der primärseitige Schalter 104 im leitenden Zustand ist. Eine Änderung des Stromes speichert Energie in das Magnetfeld des Transformators 108. Wenn der primärseitige Schalter 104 sperrt, entlädt sich die in dem Magnetfeld gespeicherte Energie hauptsächlich durch die sekundärseitige Wicklung 112 und in dem Block 118, der die Sekundärspannung erzeugt und stabilisiert. Ein kleiner Teil der Energie wird auch durch die Hilfswicklung 114 in den Block 116 entladen. Dieser erzeugt als Regelgröße eine Hilfsspannung. Die Energie entlädt sich periodisch, aber durch Gleichrichten und Filtern kann als Hilfsspannung eine im wesentlichen gleichgerichtete Spannung erzeugt werden. Da die magnetische Kopplung zwischen den verschiedenen Wicklungen des Transformators 108 konstant ist und nicht von den Werten des Stroms oder der Spannung abhängt, ist der Wert der Hilfsspannung proportional zum Wert der sekundären Spannung und damit zum Wert der Ausgangsspannung.
Mit Hilfe der Zeitsteuerungseinheit 107 kann die Abschaltdauer des primärseitigen Schalters 104 so eingestellt werden, dass die in den Transformator eingespeiste Energie von der Ausgangsspannung abhängt. Es wird also die übertragene Leistung so eingestellt, dass sich eine nahezu lastunabhängige Ausgangsspannung UAUS ergibt. Die Erfassung der Ausgangsspannung auf der Primärseite wird dadurch erleichtert, dass die übertragene Energie bei jedem Puls gleich ist, so dass sich immer eine relativ lange Zeit ergibt, während der in der Hilfswicklung 114 Strom fließt.
Ein Schaltbild einer möglichen Realisierungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetz- teils ist in Figur 2 gezeigt. Wesentlich an dieser Schaltung ist, dass die Abschaltdauer des primärseitigen Schalters, hier des Transistors T12, über die entsprechende Ansteue- rung des Transistors T11 verlängerbar ist.
Nach dem Anlegen der Eingangsspannung UEIN an die Klemmen K11 und K12 wird über die Widerstände R11 und R12 der Kondensator C15 aufgeladen. Bei ausreichender Spannung fließt ein Strom durch den Widerstand R18, die Basis-Kollektor-Strecke des Transistors T11, den Widerstand R20, die Basis-Emitter-Strecker des Transistors T12, den Widerstand R23 sowie die Diode D17. Dadurch wird der primärseitige Schalter T12 aufgesteuert, es fließt ein Strom durch die primäre Hauptwicklung des Transformators W10 (Anschluss 4/ Anschluss 1). An der Hilfswicklung des Transformators (Anschluss 3/ Anschluss 2) wird eine Spannung induziert, die über den Kondensator C15, den Widerstand R23 und die Kapazität C14 eine Mitkopplung bewirkt und den Einschaltvorgang des primärseitigen Schalter T12 beschleunigt. Nun steigt der Strom, der durch die primärseitige Hauptwicklung, den primärseitigen Schalter T12, den Widerstand R23 und die Diode D17 fließt, an. Dadurch steigt auch die Spannung, die am Widerstand R23 abfällt, und damit auch die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T13. Wenn die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T13 die Schwellenspannung überschreitet, wird die Kollektor-Emitter-Strecke von T13 leitend und in der Folge wird der Transistor T12 abgeschaltet. Dadurch wird der Stromfluss in der primärseitigen Wicklung des Transformators unterbrochen und aufgrund der Selbstinduktion kehren sich die Spannungen an den Wicklungen des Transformators um. Sowohl in der sekundarseitigen Wicklung wie auch in der Hilfswicklung fließt ein induzierter Strom.
Der Strom in der sekundarseitigen Wicklung lädt den Kondensator C100 und erzeugt so eine Spannung, die am Ausgang genutzt werden kann. Der Strom in der Hilfswicklung lädt über die Diode D15 und den Widerstand R13 den Kondensator C15 auf eine Spannung, die der Spannung am Kondensator C100, umgerechnet über das Windungszahl- Verhältnis der Hilfswicklung zur Sekundärwicklung, entspricht. Das heißt, an dem Kondensator C15 entsteht ein Abbild der an dem Kondensator C100 abfallenden Ausgangsspannung. Der Strom in der Hilfswicklung bewirkt außerdem über den Kondensator C14 eine Beschleunigung des Abschaltens des Transistors T12.
Wenn die Spannung, die an dem Kondensator C15 abfällt, kleiner ist als die Summe der Schwellenspannungen der Diode D16 und des Transistors T10, ist der Transistor T10 gesperrt, und der Transistor T11 ist leitend, so dass der Kondensator C14 über die Reihenschaltung des Widerstands R18, des Transistors T12 und des Widerstands R20 schnell geladen wird. Somit wird der primärseitige Schalter T12 nach einer kurzen Pause wieder eingeschaltet und ein neuer Zyklus beginnt.
Überschreitet die Spannung an C15 die Summe der Schwellenspannungen der Diode D16 und des Transistors T10, wird der Transistor T10 leitend und verringert so den Basisstrom des Transistors T11, so dass dieser den Ladestrom des Kondensators C14 be- grenzt und damit die Abschaltdauer des primärseitigen Schalters T12 verlängert.
Mit der gezeigten Schaltung kann daher auf besonders einfache Weise durch Einstellen der Abschaltdauer die übertragene Leistung unabhängig von der angeschlossenen Last an die Ausgangsspannung angepasst werden. Die Erfassung der Ausgangsspannung wird, wie bereits erwähnt, dadurch erleichtert, dass die übertragene Energie bei jedem Puls gleich ist, so dass sich immer eine relativ lange Zeit ergibt, während der in der Sekundärwicklung Strom fließt. Kurze Spannungsspitzen, die durch Streuinduktivitäten entstehen, können mit entsprechen dimensionierten RC-Gliedem R13, C13, R14, D14, wie dies in Figur 3 dargestellt ist, herausgefiltert werden. Dadurch stellt die Bildspannung an den Kondensator C15 ein sehr genaues Abbild der Spannung, die an dem Kondensator C100 abfällt, dar.
Eine Begrenzung des Ausgangsstroms ergibt sich durch die mit Hilfe der Widerstände R18 und R20 einstellbare Maximalfrequenz. Diese legt den Maximalleistungspunkt fest. Bei Überschreitung des Maximalleistungspunktes sinkt die Ausgangsspannung und somit auch die Spannung, die an dem Kondensator C15 abfällt. Dadurch sinkt auch der Strom durch die Widerstände R18 und R20, und infolgedessen sinken die Frequenz und die übertragene Leistung. Durch Veränderung des Verhältnisses der Widerstandswerte R18 zu R20 kann die Abhängigkeit des Ausgangsstroms von der Ausgangsspannung eingestellt werden, so dass unterschiedliche Kennlinien möglich sind.
Die in Figur 2 gezeigte Ausführungsform weist jedoch noch eine Abhängigkeit des Ausgangsstroms von der Eingangsspannung auf, da die Verzögerungszeiten an dem pri- märseitigen Schalter T12 einen eingangsspannungsabhängigen maximalen Primärstrom verursachen.
Dem kann entgegengewirkt werden, indem, wie aus Figur 3, in der eine zweite Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils gezeigt ist, ersichtlich, eine Kapazität C17 mit dem Emitter des primärseitigen Schalters verbunden wird. In diesem Fall kann die Kapazität C18 durch einen Widerstand ersetzt werden. Im übrigen sind in der Figur 3 Bauelemente mit denselben Bezeichnungen wie in Figur 2 mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Wenn bei abgeschaltetem primärseitigem Schalter T12 der Sekundärstrom auf 0 abgesunken ist, liegt an der sekundarseitigen Wicklung eine Spannung in Höhe der Ausgangsspannung UAUS zuzüglich der Flussspannung der Diode D100 an. Mit dieser Spannung sind die parasitären Kapazitäten geladen. Diese Kapazitäten bilden mit dem Transformator W10 einen Schwingkreis, und die Schwingung, die durch die in den parasitären Kapazitäten gespeicherte Energie verursacht wird, bewirkt unter Umständen ein vorzeitiges Wiedereinschalten des Transistors T12. Dies wiederum führt zu einer kurzzeitigen Regelabweichung und somit zu einer erhöhten Welligkeit der Ausgangsspannung UAus- Um dies zu verhindern, wird die Spannung der Hilfswicklung gemäß der in Figur 3 gezeigten erweiterten Ausführungsform über ein aus der Kapazität C13, den Widerstand R14, der Diode D14 und dem Widerstand R 13 gebildeten Filter an den Kondensator C14 geführt.
In der Figur 3 ist außerdem ein durch den Kondensator C16, den Widerstand R21 , den Widerstand R22 und den Kondensator C18 gebildetes Verzögerungsglied vorgesehen, welches das Ansteigen der Basis-Emitter-Spannung an dem Transistor T13 aufgrund des Spannungsanstiegs über den Widerstand R23 verzögert. Dieses Verzögerungsglied ist für die Funktion der Schaltung nicht unbedingt erforderlich, erhöht aber den Wirkungsgrad, da aufgrund der Phasenverschiebung der Abschaltvorgang des Transistors C12 beschleunigt wird.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform, die in Form eines Stromlaufplanes in Figur 4 dargestellt ist, kann eine zweite Hilfswicklung zur Leistungsregelung vorgesehen sein.
Das in Figur 4 gezeigte Schaltnetzteil mit galvanischer Trennung zwischen Primär- und Sekundärteil stellt ebenfalls einen freischwingenden Sperrwandler dar. Mit der zusätzlichen primärseitigen Hilfswicklung W10 3-6 wird über den Widerstand R124 während der Einschaltzeit des primärseitigen Schalters T110 an der Anode der Diode D119 eine negative Spannung erzeugt. (Anstelle des Widerstands R124 könnte auch eine Diode ver- wendet werden.) Dadurch kann an der Anode der Diode D119 ein Strom eingespeist werden, mit dem die Einschaltzeit des Transistors T111 verlängert wird, ohne die Abschaltschwelle zu beeinflussen.
Somit ist ein Steuerung der Abschaltdauer des Transistors T110 möglich. Dies führt zu einer geringen Schaltfrequenz bei geringer Last, und die Verlustleistung im Leerlauf und bei geringer Last sinkt. Die Sekundärspannung kann relativ genau mit Hilfe der primären Hilfswicklungen bestimmt werden.
Mit Hilfe der Diode D120, des Widerstands R129, der Kapazität C119 und der Diode D121 ist nun eine einfache Spannungsbegrenzung möglich. Das RC-Glied R125, C118 filtert dabei die induzierten Spannungsspitzen der Streuinduktivität heraus und verbessert somit das Regelverhalten. Der Widerstand R125 dient einer Spitzenstrombegren- zung zum Schutz der Diode D121. Die Parallelschaltung der RC-Glieder C113, R115 und C114, R116 bewirkt ein niederohmiges Umschalten des Transistors T111 bei relativ geringem Haltestrom. Darüber hinaus kann durch die Kombination einer relativ großen Kapazität C114 mit einem großen Widerstandswert R116 der Transistor T110 verzögert eingeschaltet werden, da die Energie in den Kondensator 114 nur langsam abgebaut wird. Somit kann eine kontinuierliche Anpassung der Pausendauer an die Last erfolgen.
Eine Verbesserung des Regelverhaltens bei sehr geringer Last kann in der gezeigten Ausführungsform mit Hilfe der Diode D114 der Kapazität C117, der Diode 115 und des Widerstands R120 bzw. der Diode D116 erfolgen. Durch diese Schaltung werden bei steigender Ausgangsspannung die Kondensatoren C113 und C114 schneller entladen und langsamer aufgeladen. Dadurch sind sehr lange Pausenzeiten möglich, die automatisch bei steigender Ausgangsspannung verlängert werden. Diese Schaltung wirkt außerdem als Überspannungsschutz und verhindert bei einem einfachen Fehler ein gefähr- liches Ansteigen der Ausgangsspannung UAus.
Mit Hilfe des RC-Gliedes R114, C116 können die induzierten Spannungsspitzen der Streuinduktivität herausgefiltert werden, wodurch das Regelverhalten weiter verbessert werden kann.
Zur Verringerung der Abhängigkeit des Ausgangsstroms von der Ausgangsspannung kann die Einschaltschwelle des Transistors T111 über den Widerstand R118 angepasst werden.
Weiterhin kann mit Hilfe des Widerstands R123 und der Diode D118 die Einschaltschwelle des Transistors T111 zur Verringerung der Abhängigkeit des Ausgangsstroms von der Eingangsspannung angepasst werden.
Schließlich ist in der in Figur 4 gezeigten Ausführungsform zur Verringerung der Tempe- raturabhängigkeit des Ausgangsstroms eine Temperaturkompensationsschaltung vorgesehen, die den Transistor T112, den Widerstand R128 und den Widerstand R127 um- fasst. Eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils soll im folgenden mit Bezug auf Figur 5 erläutert werden. Dabei ist die Funktionsweise der gezeigten Schaltung dieselbe wie die der Schaltungen aus den Figuren 2 und 3 mit dem Unterschied, dass die Schaltung gemäß Figur 5 mit wesentlich weniger Bauelementen aus- kommt, weil die Regelung des Ladestroms für den Ansteuerkondensator C213 einfacher realisiert ist. Die Abschaltung des primärseitigen Schalters T12 erfolgt durch eine Zener- Diode D214, welche die Spannung an der Reihenschaltung der Basis-Emitter-Strecke des primärseitigen Schalters T12 und des Widerstands R220 begrenzt. Bei Erreichen der Z-Spannung kann der Stromfluss durch den Transistor T210 nicht weiter ansteigen, da- durch sinkt die Spannung an dem Transformator und die Mitkopplung bewirkt ein schnelles Abschalten des primärseitigen Schalters T12.
Mit Bezug aus Figur 6 soll nunmehr eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils beschrieben werden, bei der ein zusätzlicher Optokoppler zur Rück- kopplung der Ausgangsspannung an die Primärseite eingesetzt wird. Es sind verschiedene Schaltungen für Schaltnetzteile mit geringer Leerlaufeingangsleistungen bekannt, die bei Unterschreitung einer festgelegten Ausgangsleistung den Primärteil des Netzteils mittels eines Optokopplers ausschalten und dadurch eine sehr geringe Eingangsleistung ermöglichen. Nachteil dieses bekannten Prinzips ist jedoch, dass im Leerlauf die Aus- gangsspannung eine sehr große Ripplespannung aufweist.
Bei einem Schaltnetzteil, wie in Figur 6 gezeigt, kann die Spannungsregelung mittels des Optokopplers IC10 und einer sekundarseitigen Regelschaltung ausgeführt werden. Dabei wird der Optokoppler IC10 so angesteuert, dass er bei Unterschreitung der Regel- Spannung leitend ist. Dadurch arbeitet das Schaltnetzteil unterhalb der Regelspannung mit maximaler Frequenz, wobei die Frequenz durch einen zum Optokoppler IC10 in Reihe geschalteten Widerstand R415 begrenzt wird. Bei Erreichen der Regelspannung wird der Optokoppler IC10 soweit gesperrt, dass die Schaltfrequenz auf die Frequenz absinkt, die erforderlich ist, um die Regelspannung am Ausgang aufrecht zu erhalten. Ist der Op- tokoppler IC 10 vollständig gesperrt, geht die Schaltfrequenz auf die Minimalfrequenz zurück, bei der nur eine sehr geringe Leistung übertragen wird. In diesem Zustand ist die aufgenommene Leistung der Schaltung sehr gering. Somit ist es möglich, trotz der sehr geringen Leerlaufeingangsleistung auch im Leerlauf den Spannungsripple relativ klein zu halten. Eine Strombegrenzung kann dabei auf der Sekundärseite realisiert werden und denselben Optokoppler IC10 nutzen.
Alternativ kann die Strombegrenzung auch auf der Primärseite realisiert werden. Dabei wird zur Ansteuerung des primärseitigen Schalters T12 über den Optokoppler IC10 und den Vorwiderstand R415 eine Spannung aus der Hilfswicklung W10 2-3 benutzt, die proportional zur Ausgangsspannung ist. Dadurch sinkt bei fallender Ausgangsspannung der Ladestrom des Kondensators C414 und die Frequenz sinkt. Es wird eine geringere Leistung übertragen und der Ausgangsstrom bleibt nahezu konstant. Durch verschiedene Dimensionierungen sind unterschiedliche Ausgangskennlinien möglich. Allen gemeinsam ist, dass der Kurzschlussstrom sehr gering ist, da im Kurzschluss der Optokoppler gesperrt ist.
Im Unterschied zu bekannten Verfahren, bei denen Optokoppler eingesetzt werden, wird hier die Minimalfrequenz und damit die Minimalleistung bei gesperrtem Optokoppler, die Maximalfrequenz bei leitendem Optokoppler erreicht. Die Stromregelung erfolgt durch Steuerung der Schaltfrequenz in Abhängigkeit von der durch eine Hilfswicklung übertragenen Ausgangsspannung.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltnetzteil mit einer Primärseite und einer Sekundärseite und mit einem Transformator (108; W10) mit einer primärseitigen Wicklung (110), einer se- kundärseitigen Wicklung (112) und mindestens einer Hilfswicklung (114), wobei die primärseitige Wicklung (110) und die Hilfswicklung (114) mit der Primärseite verbunden sind und die sekundärseitige Wicklung (112) mit der Sekundärseite verbunden ist, einem primärseitigen Schalter (104;T12), der mit der primärseitigen Wicklung (110) verbunden ist, um einen Stromfluss durch die primärseitige Wicklung (110) zu unterbrechen, einer frei schwingenden Ansteuerschaltung (106) zum Erzeugen vom Schaltpulsen, die den primärseitigen Schalter (104;T12) ansteuern, einer Schaltung (116) zum Erzeugen einer Bildspannung zwischen den Anschlüs- sen der Hilfswicklung (114), um eine Bildspannung zu erzeugen, die auf der Primärseite eine zu regelnde Spannung auf der Sekundärseite abbildet, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltnetzteil weiterhin eine Zeitsteuerungseinheit (107) aufweist, die so mit dem primärseitigen Schalter (104; T12) gekoppelt ist, dass die Dauer einer Aus- schaltzeit des primärseitigen Schalters (104; T12) innerhalb eines Schaltzyklus einstellbar ist.
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitsteuerungseinheit (107) einen Ansteuerkondensator (C14; C213) aufweist, über, dessen Ladestrom die Ausschaltzeit des primärseitigen Schalters (T12) einstellbar ist.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitsteuerungseinheit (107) eine Diode (D17) aufweist, die so zwischen dem primärseitigen Schalter (T12) und einem Eingangsanschluss (K12) des Schaltnetzteils an- geordnet ist, dass der Ladestrom des Ansteuerkondensators (C14; C213) während der Ausschaltzeit des primärseitigen Schalters begrenzbar ist.
4. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Ladestrom des Ansteuerkondensators (C14) durch eine Ladestromsteuerschal- tung (R15, D16, R17, T10, R19, T11 , R18, R20, R16), die zwischen dem Ein- gangsanschluss (K12) des Schaltnetzteils und einem Steueranschluss des primärseitigen Schalters (T12) angeordnet ist, steuerbar ist.
5. Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladestromsteuerschaltung zwei Verstärker (T10, T11) aufweist, die miteinander in Serie geschaltet sind.
6. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schwingungsunterdrückungsschaltung (C13, R14, D14, R13) so mit der Hilfswicklung verschaltet ist, dass unerwünschte Schwingungen im Ansteuerkreis des primärseitigen Schalters unterdrückt werden.
7. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasenschieberschaltung (T13, C16, R21.. C18, R22) zum phasenverschobenen Abschalten des primärseitigen Schalters vorgesehen ist.
8. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitsteuerungseinheit so ausgebildet ist, dass während einer Einschaltzeit des primärseitigen Schalters (T110) ein Regelsignal deaktivierbar ist.
9. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass es zwei primärseitige Hilfswicklungen (W10 3-6, W10 2-5) u fasst.
10. Schaltnetzteil nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine der Hilfswicklungen (W10 3-6) über einen Widerstand (R124), eine Diode (D119) und einen Transistor (T111 ) mit dem primärseitigen Schalter (T110) verbunden ist.
11. Schaltnetzteil nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die eine der Hilfswicklungen (W10 3-6) über eine zweite Diode (D121) so mit einem Kondensator (C 19) verbunden ist, dass dieser auf die zu regelnde Spannung auf der Sekundärseite aufladbar ist und dass in Abhängigkeit von der an dem Kondensator (C119) anliegenden Spannung ein Strom durch die Diode (D119), einen Widerstand (R129), eine dritte Diode (D120) und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors (T111) fließt, der mittels der Einschaltdauer des Transistors (T111) das Einschalten des primärseitigen Schalters (T110) verzögert.
12. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 8 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung eine Überspannungsschutzschaltung (D114, C117, D115, R120. D116) aufweist.
13. Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladestromsteuerschaltung eine erste Zener-Diode (D213) aufweist, die so über einen Widerstand (R215) mit der Basis eines Ansteuertransistors (T210) verbunden ist, dass die Einschaltdauer des Ansteuertransistors (T210) das Einschalten des primärseitigen Schalters (T12) verzögert.
14. Schaltnetzteil nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladestromsteuerschaltung weiterhin eine zweite Zener-Diode (D214) aufweist, die paral- lel zu der Serienschaltung der Basis-Emitter-Strecke des primärseitigen Schalters (T12) und eines mit dem Emitter des primärseitigen Schalters (T12) verbundenen Widerstandes (R420) geschaltet ist.
15. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin eine Temperaturkompensationsschaltung (T111 , R126, R127, R128, T112) zur Temperaturkompensation der Schaltschwelle des primärseitigen Schalters (T110) aufweist.
16. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin einen Optokoppler (IC10) zum Rückkopplung einer sekundarseitigen Spannung in den Primärkreis aufweist. 17. Schaltnetzteil nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Optokoppler (IC10) so verbunden ist, dass in einem gesperrten Zustand des Optokopplers eine minimale Leistung und in einem leitenden Zustand eine maximale Leistung übertragbar ist.
8. Verfahren zur Regelung der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils unter Verwendung eines Optokopplers zur Rückkopplung einer zu regelnden sekundarseitigen Spannung in den Primärkreis, wobei der Optokoppler so angesteuert wird, dass er bei einer Unterschreitung eines vorgegebenen Grenzwertes der zu regelnden sekundarseitigen Spannung leitend ist.
19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass eine Regelung eines Ausgangsstroms dadurch erfolgt, dass eine Schaltfrequenz in Abhängigkeit von der durch eine Hilfswicklung übertragenen Ausgangsspannung einstellbar ist.
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