WO2001076060A1 - Module d'amplification de la puissance - Google Patents

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Tomonori Tanoue
Satoshi Tanaka
Kiichi Yamashita
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Definitions

  • the present invention relates to a power amplifier module for a portable terminal used in a mobile communication system, and more particularly to a power amplifier module for a cellular telephone system requiring high efficiency and linearity.
  • the gate voltage of the transistor 111 constituting the post-stage amplifier 101 is composed of a directional coupler 106, a detection diode 107, and a low-pass filter 108.
  • the DC voltage generation circuit 103 controls the output signal of the pre-amplifier 102 with a DC voltage obtained by envelope detection and smoothing. This DC voltage increases or decreases in accordance with the power level input to the terminal 104, that is, the gate voltage of the post-amplifier 101 is controlled according to the input power level.
  • the power supply current of the first amplifier 201 is detected by the power supply voltage control circuit 203, and a power supply voltage corresponding to the current value is generated.
  • the power supply voltage of 02 is controlled. Since the power supply current of the first amplifier 202 changes in accordance with the power level input to the terminal 204, the power supply current of the second amplifier 202 ends up being The power supply voltage will be controlled according to the input power level.
  • a DC voltage generation circuit 103 for envelope detection and smoothing of the output power level of the pre-amplifier 102 is required.
  • this DC voltage generator 103 must be provided separately from the amplifiers 101 and 102, and has a stable and stable characteristic with no adjustment to environmental deviations such as manufacturing deviations, ambient temperature, and power supply voltage. Is difficult to guarantee.
  • the DC voltage generating circuit 103 is composed of components having different properties such as the directional coupler 106, the detecting diode 107, the one-pass filter 108, etc., the amplifiers 101, 102 and There is a problem that it is difficult to integrate them.
  • An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art and the prior art, and to provide a low-cost power amplifier module having high efficiency, high linearity, easy integration, and low cost.
  • the present invention provides a new reference amplifier that simulates the operation of each stage of the power amplifier module, and detects a current flowing through the input terminal of the reference amplifier according to the input power level.
  • the power amplifier module is characterized in that it can be amplified and supplied as an input current of the amplifier.
  • the input signal is supplied to the reference amplifier and each stage amplifier via individual capacitors.
  • the current flowing to the input terminal of the reference amplifier according to the input power level does not flow to the input terminal of each stage amplifier. Therefore, the DC of the reference amplifier input current If the current is supplied to the input of each stage amplifier after detecting and amplifying the minute, each stage amplifier starts high frequency operation.
  • the input current of the reference amplifier increases, so the input current supplied to each stage amplifier also increases.
  • the input current of the reference amplifier decreases, and the input current supplied to each stage amplifier also decreases. That is, since the operating point corresponding to the input power can be set, relatively high efficiency can be obtained even when the input power is small.
  • FIG. 1 is a diagram showing one embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing one embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of prior art.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the prior art.
  • FIG. 5 is a diagram showing the manufacturing deviation of one embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing a circuit configuration of one embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing a mounting state of one embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram showing one embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing one embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a circuit configuration of one embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 shows an embodiment of a unit amplifier constituting a power amplifier module according to the present invention.
  • the unit amplifier according to the present embodiment includes an amplifier 1 for power-amplifying an input signal, a reference amplifier 2 for generating a DC component of an input current corresponding to an input power level, and current-amplifying the DC component, and supplying the current to the amplifier 1.
  • the current amplification factor of DC current amplifier 3 is set to ⁇ times or more.
  • the current amplification factor is set at the design stage according to the target value for distortion reduction.
  • the input and output of the reference amplifier 2 and the amplifier 1 are adjusted.
  • the circuits 8 and 9 are shared so that the operating states of the amplifier 1 and the reference amplifier 2 are almost the same so that high linearity can be obtained.
  • the transistors 11 and 12 constituting the amplifier 1 and the reference amplifier 2 on the same chip, it is possible to maintain linearity even if there is a manufacturing deviation or a change in environmental conditions. I have. Note that, for the transistors 11 and 12, Si bipolar transistor GaAs-HBT, SiGe-HBT, or the like can be used.
  • the signal input from the terminal 4 is transmitted to the amplifier 1 and the reference amplifier 2 via the coupling capacitors 6 and 7, respectively.
  • the input signal is amplified by the reference amplifier 2.
  • a DC component is generated in the input current of the reference amplifier 2 due to the non-linear operation of the transistor 12 constituting the reference amplifier 2. Since this DC component changes in one-to-one correspondence with the input power level, by detecting this DC component, the input current value to be supplied to the amplifier 1 can be known. Since the size of the transistor 11 is larger than that of the transistor 12, the DC current detected by the reference amplifier 2 is supplied as the input current of the amplifier 1 after being amplified by the DC current amplifier 3. When current is supplied from the DC current amplifier 3, the amplifier 1 starts operating.
  • the input current of the amplifier 1 dynamically changes according to the input power level by the above operation mechanism. -This input current increases when the input power level is high, and the operating point of the transistor 11 of the amplifier 1 is automatically set high, so that power amplification with low distortion can be performed. Conversely, when the input power level is low, the input current is reduced, and the operating point of the transistor 11 is reduced, so that unnecessary power consumption can be reduced and power efficiency reduction in a region where the input power level is low can be reduced. .
  • FIG. 2 (a) and 2 (b) show embodiments of a two-stage and three-stage power amplifier module configured using the unit amplifier shown in FIG. 1, respectively.
  • the two-stage power amplifier module is widely applied to CDMA and PDC systems, and the three-stage power amplifier module is widely applied to GSM systems.
  • the signals input from the terminals 06 and 08 are sequentially power-amplified by the unit amplifiers 01 and 02 or 03, 04 and 05 according to the operation described in FIG. Is output from each. Therefore, in Fig.
  • the power during operation is in the order of unit amplifiers 0 1 and 0 2 and 0 3 and 0 4 and 0 5 Therefore, the dimensions of the transistors constituting the unit amplifiers 01, 02 and 03, 04, 05 need to be changed according to the power distribution allocated from the system specifications. For example, in the latter stage, especially the last stage amplifier, the power level is higher than that of the first stage amplifier, so that the largest transistor is used.
  • the input and output matching circuits between each unit amplifier can be shared by simple design changes. In this case, there is an advantage that the size can be reduced.
  • the input current of the amplifier 1 has been supplied and amplified by the input current of the reference amplifier 2.However, instead of the input current of the reference amplifier 2, the power supply current is detected and the amplified current is amplified by the amplifier 1. You can supply it to your base. In this case, the collector current is used instead of the base current of the transistor 12.
  • FIG. 5 shows the manufacturing deviation of the power amplifier module prototyped based on the present embodiment.
  • the output power is 28dBm.
  • the horizontal axis represents the adjacent channel leakage power, which is an indicator of distortion
  • the vertical axis represents the power added efficiency
  • the manufacturing deviation of the power amplifier module is shown in the region surrounded by the solid line.
  • the figure also shows the manufacturing deviation of the prior study technology for comparison.
  • the shaded area indicates the range of the required specifications.
  • the rate of obtaining a non-defective product of a power amplifier module that meets the required specifications was 10% or less.
  • the module according to the present embodiment has improved to 90%.
  • FIG. 6 shows an embodiment in which the configuration of the unit amplifier in the present invention is specifically illustrated.
  • the collector current flowing through the transistor 12 is determined by the current supplied from the constant current source 14 to the transistor 23 because the transistors 12 and 23 form a current mirror circuit.
  • the collector current of the transistor 12 is m times the current supplied from the constant current source 14.
  • a collector current flows through the transistor 12
  • a current equal to the current amplification factor flows into the base of the transistor 12.
  • This current flows to the transistor 25 via the transistor 24, and is transmitted to the transistor 26 which forms a current mirror circuit with the transistor 25.
  • transistors 27 and 28 are current
  • the transistor 11 has a current amplifying function for supplying a large base current required when the transistor 11 is constituted by, for example, 100 to 200 unit transistors connected in parallel.
  • a PNP transistor has a small current supply capability, and the transistor size becomes very large to supply a large current. Therefore, if the current amplification function of the transistors 27 and 28 is used, the size of the transistor 26 can be reduced.
  • a signal is supplied to the transistors 11 and 12 via the coupling capacitors 6 and 7.
  • Transistor 12 generates a DC component in the base current due to its nonlinearity. This direct current flows through the transistor 24 via the high-frequency cutoff inductor 29. At this time, the base current corresponding to the input signal is not supplied to the transistor 11 and the current flowing through the transistor 24 is changed by the operation similar to the above-mentioned non-signal state when the transistors 25, 26, 27, 2 Operation starts after being supplied via 8. Since the base current value of the transistor 12 changes according to the input power level, the base current value of the transistor 11 changes accordingly, and the operating point at the time of signal input is automatically set.
  • An effect unique to the present embodiment is a thermal runaway suppression effect.
  • a thermal runaway suppression effect For example, when an output power of 36 dBm (4 W) is required as in a power amplifier module for a GSM system, a large-scale transistor in which 100 to 200 unit transistors are connected in parallel as the transistor 11 is used. If such large-scale transistors are arranged in a chip at high density, the thermal resistance increases. In normal cases, thermal runaway tends to occur when the thermal resistance of the bipolar transistor increases, and there is a limit to reducing the chip area. The likelihood of thermal runaway depends on the current supply capability of the base bias circuit in addition to the thermal resistance. Wake up.
  • thermal runaway is likely to occur at the time of large power output
  • the current supplied to the transistor 11 is limited by the input power level, so that thermal runaway is unlikely to occur. Therefore, in this embodiment, it is possible to reduce the chip area and thereby the module size.
  • the transistors 11, 12, 23, and 24 are GaAs HBTs
  • the transistors 25, 26, 27, and 28 are Si bipolar transistors
  • it may be constituted by an MS transistor.
  • the inductor 29 may be replaced with a resistor or a resistor and an inductor connected in series.
  • FIG. 7 shows the component arrangement of the unit amplifier of this embodiment.
  • This figure shows an example in which the amplifier 1 and the reference amplifier 2 shown in FIG. 6 are integrated on a GaAs chip 16 and the DC current amplifier 3 is integrated on a Si chip 17.
  • a unit amplifier is composed of these chips and the input / output matching circuits 8, 9 mounted on the module substrate.
  • the present invention can reduce the number of parts by integrating the main part of the unit amplifier, and is suitable for miniaturization of a module.
  • the transistors 11 and 12 are manufactured on the same chip, they have excellent pairing properties and can operate stably without being affected by manufacturing deviations and environmental fluctuations. In order to effectively exert the above-mentioned thermal runaway suppression effect, transistors 11 and 12 were separated on the chip as shown in Fig. 7 and fabricated. Transistor 12 was affected by the heat generated by transistor 11 It is desirable to make it difficult to receive.
  • FIG. 1 differs from FIG. 1 in that an output termination circuit 18 is provided and the output of the reference amplifier 2 is terminated inside the module.
  • the operation of the reference amplifier 2 is less affected by the load. Since the operating current of the amplifier 1 is controlled by the reference amplifier, the operation of the amplifier 1 is also less affected by the load.
  • load fluctuation tolerance is improved.
  • damage to the antenna which is a load on the power amplifier module when used, and contact with metal, etc., occur frequently, but at this time, the matching conditions between the power amplifier module and the antenna are broken. Since a large standing wave is generated due to power reflection, the power amplifier module is easily damaged. In this embodiment, even if the reflected power from the antenna increases, the operating current of the amplifier 1 hardly changes, so that the amplifier 1 can be prevented from breaking.
  • FIG. 1 Another embodiment of the present invention is shown in FIG. This embodiment differs from FIG. 1 in that an interstage matching circuit 19 is provided, and the output of the reference amplifier 2 is connected to the input of the amplifier 1. Since the amplifier has a two-stage configuration and the pre-amplifier also serves as the reference amplifier, there is no need to provide a separate reference amplifier, and the configuration of the module can be simplified. Since the reference amplifier 2 and the output terminal 5 are separated by the amplifier 1, it has the advantage of being resistant to load fluctuations as in Fig. 8. There are points.
  • FIG. 10 shows another embodiment of the present invention relating to a three-stage power amplifier module.
  • an amplifier 51 and an interstage matching circuit 52 are added as interstage amplifiers.
  • the first-stage amplifier is also used as the reference amplifier 2, and the second-stage amplifier 51 and the third-stage amplifier 1 are controlled by the base current.
  • the reference amplifier in each stage can be omitted, there is an advantage that the configuration can be simplified.
  • FIG. This embodiment is an example of application to a field effect transistor.
  • the basic configuration of the amplifier is the same as that of the embodiment of FIG. 9, except that the field effect transistors 21 and 22 are used instead of the bipolar transistors 11 and 12.
  • the DC component of the drain current of the field effect transistor 22 is detected.
  • the output of DC current amplifier 3 is converted into a voltage by transistor 34 and applied to the gate of field effect transistor 21.
  • the operating point is automatically set according to the input power, and low distortion and high efficiency operation can be realized with good reproducibility, as in the previous embodiment.
  • the same type of transistors can be used for the reference amplifier and the transistors constituting each stage amplifier, so that integration is easy and no external special circuit is required.
  • the reference amplifier operates almost the same as each stage amplifier in terms of both high frequency and direct current. Even if the conditions fluctuate, stable characteristics can always be obtained without adjustment.
  • a matching circuit can be shared by both amplifiers, the number of parts can be reduced, and the size can be reduced and the cost can be reduced.

Description

明 細 書 電力増幅器モジュール 技術分野
本発明は移動体通信システムで使われる携帯端末機用電力増幅器モジュールに 関し、 特に、 高い効率や線形性が求められるセルラ電話システム用電力増幅器モ ジュールに関する。
背景技術
電力増幅器モジュールに関する従来技術としては、 特開平 7—1 5 4 1 6 9号 公報おょぴ米国特許第 5， 6 2 9 , 6 4 8号がある。
近年、 セルラ電話システムに代表される移動体通信市場の伸びは著しく、 広帯 域 C DMA方式や E D G E方式などの新しいシステムが導入されようとしている。 この様なシステムでは、 携帯端末機の高効率ィヒゃ高線形性が要求されるが、 特に、 端末機の主要部品の一つである電力増幅器モジュールにはこれらの相反する性能 要求を同時に実現することが大きな課題となっている。 従来、 この課題を解決し ようとする多くの試みがなされている。 その代表的な例としては、 電力増幅器モ ジュールの入力電力レベルを検出し、 この信号によって電力増幅器モジュールを 構成する後段増幅器の動作状態を制御する方式が一般に考えられている。 例えば、 図 3に示す先行検討技術例では後段増幅器 1 0 1を構成するトランジスタ 1 1 1 のゲート電圧を、 方向性結合器 1 0 6、 検波ダイオード 1 0 7、 ローパスフィル タ 1 0 8で構成される直流電圧発生回路 1 0 3にて前段増幅器 1 0 2の出力信号 を包絡線検波および平滑化して得た直流電圧により制御している。 この直流電圧 は端子 1 0 4に入力される電力レベルに対応して増減する、 即ち、 後段増幅器 1 0 1のゲート電圧は入力電力レベルに応じて制御されることになる。 また、 図 4 に示す先行検討技術例では第 1の増幅器 2 0 1の電源電流を電源電圧制御回路 2 0 3で検出すると共にその電流値に対応した電源電圧を発生させ、 第 2の増幅器 2 0 2の電源電圧を制御している。 第 1の増幅器 2 0 1の電源電流は端子 2 0 4 に入力される電力レベルに対応して変化するので、 結局、 第 2の増幅器 2 0 2の 電源電圧は入力電力レベルに応じて制御されることになる。
上述した図 3の先行検討技術例では前段増幅器 1 0 2の出力電力レベルを包絡 線検波おょぴ平滑化するための直流電圧発生回路 1 0 3が必要となる。 しかし、 この直流電圧発生回路 1 0 3は増幅器 1 0 1 , 1 0 2とは別に設ける必要があり、 製造偏差や周囲温度、 電源電圧等の環境条件変動に対して無調整で常に安定した 特性を保証することが困難であるという問題点がある。 さらに、 方向性結合器 1 0 6、 検波ダイオード 1 0 7、 口一パスフィルタ 1 0 8など性質の異なる部品で 直流電圧発生回路 1 0 3が構成されるので増幅器 1 0 1、 1 0 2との集積化が難 しいという問題点がある。
図 4の先行検討技術例では、 第 2の増幅器 2 0 2を制御する電源電圧制御回路 2 0 3として D C— D C変換器を用いる必要がある。 し;^し、 D C— D C変^^ の使用は増幅器との集積化を阻害する要因となる上、 モジュールの大型化ゃコス ト上昇をもたらすという問題点がある。
また、 従来技術である上記米国特許第 5， 6 2 9， 6 4 8号に開示された回路 方式も考えられるが、 この方式では、 基準トランジスタの出力、 すなわち本体ト ランジスタのベース入力であるパイァス点電圧が入力振幅の変化に伴ってほとん ど変化しないため、 本体トランジスタの動作点上下にはほとんど有効に作用しな いという問題点がある。
発明の開示
本発明の目的は上記従来技術および先行検討技術の問題点を解決し、 高効率、 高線形性を有すると共に集積化が容易で、 且つ、 低コストな電力増幅器モジユー ルを提供することにある。
本発明は上記目的を達成するために、 電力増幅器モジュールを構成する各段の 増幅器の動作を模擬する基準増幅器を新たに設け、 入力電力レベルに応じてこの 基準増幅器の入力端に流れる電流を検出、 増幅し、 上記増幅器の入力電流として 供給できるように電力増幅器モジュールを構成したことが特徴としている。
本発明では、 入力信号は基準増幅器と各段増幅器に個別の容量を介して供給さ れる。 この時、 基準増幅器の入力端には入力電力レベルに応じた電流が流れる力 各段増幅器の入力端には電流が流れない。 それ故、 基準増幅器の入力電流の直流 分を検出、 増幅して各段増幅器の入力に電流を供給すれば各段増幅器が高周波動 作を始める。 入力電力レベルが上がると基準増幅器の入力電流が増加するので、 各段増幅器に供給される入力電流も増加する。 反対に、 入力電力レベルが下がつ た場合には基準増幅器の入力電流が減少し、 各段増幅器に供給される入力電流も 減少する。 即ち、 入力電力に対応した動作点が設定できるため、 小さな入力電力 時にも比較的高い効率を得ることができる。
図面の簡単な説明
図 1は本発明の一実施例を示す図である。
図 2は本発明の一実施例を示す図である。
図 3は先行検討技術の例を示す図である。
図 4は先行検討技術の例を示す図である。
図 5は本発明の一実施例の製造偏差を示す図である。
図 6は本発明の一実施例の回路構成を示す図である。
図 7は本発明の一実施例の実装状態を示す図である。
図 8は本発明の一実施例を示す図である。
図 9は本発明の一実施例を示す図である。
図 1 0は本発明の一実施例を示す図である。
図 1 1は本発明の一実施例の回路構成を示す図である。
発明を実施するための最良の形態
電力増幅器モジュールは一般に 2段或いは 3段の単位増幅器で構成される。 図 1は本発明における電力増幅器モジュールを構成する単位増幅器の一実施例を示 したものである。 本実施例の単位増幅器は、 入力信号を電力増幅する増幅器 1と 入力電力レベルに対応した入力電流の直流分を発生する基準増幅器 2とこの直流 分を電流増幅し、 その電流を増幅器 1に供給する直流電流増幅器 3および入出力 整合回路 8、 9と結合容量 6、 7とで構成される。 ここで、 増幅器 1および基準 増幅器 2を構成するトランジスタ 1 1と 1 2との寸法比が η·· 1の場合、 直流電流 増幅器 3の電流増幅率は η倍以上に設定される。 この電流増幅率が大きいほど大 出力時の歪み低減効果が大きくなるので、 設計段階で歪み低減の目標値に合わせ て電流増幅率を設定する。 本実施例では、 基準増幅器 2と増幅器 1とで入出力整 合回路 8、 9を共用するように構成されており、 増幅器 1と基準増幅器 2の動作 状態をほぼ同一にして高線形性が得られるようにしている。 また、 増幅器 1およ ぴ基準増幅器 2を構成するトランジスタ 1 1、 1 2を同一チップ上に形成するこ とにより、 製造偏差や環境条件の変動があった場合でも線形性を保つことを可能 としている。 なお、 トランジスタ 1 1、 1 2には Siバイポーラトンジスタゃ GaAs - HBT、 SiGe- HBT等を用いることができる。
次に、 上記実施例の動作について説明する。 端子 4より入力された信号は結合 容量 6、 7を介して夫々増幅器 1および基準増幅器 2に伝達される。 入力信号は 基準増幅器 2によって増幅されるが、 この時、 基準増幅器 2を構成するトランジ スタ 1 2の非線形動作によって、 基準増幅器 2の入力電流に直流分が発生する。 この直流分は入力電力レベルと 1対 1に対応して変化するので、 この直流分を検 出すれば、 増幅器 1に供給すべき入力電流値を知ることができる。 トランジスタ 1 1の寸法はトランジスタ 1 2のそれより大きいので、 基準増幅器 2で検出され た直流電流は直流電流増幅器 3で増幅された後に増幅器 1の入力電流として供給 される。 直流電流増幅器 3から電流が供給されると増幅器 1が動作し始める。 実 際には、 増幅器 1と基準増幅器 2はほぼ同時に動作を開始する。 増幅器 1の入力 電流は以上の動作機構により入力電力レベルに応じてダイナミックに変化する。 - この入力電流は入力電力レベルが大きい場合には増加し、 増幅器 1のトランジス タ 1 1の動作点が自動的に高く設定されるので、 歪みの小さい電力増幅を行うこ とができる。 また、 逆に入力電力レベルが低い場合には入力電流が減少し、 トラ ンジスタ 1 1の動作点が下がるため無駄な消費電力を削減でき、 入力電力レベル が低い領域での電力効率低下を軽減できる。
図 2 (a)およぴ (b)は、 図 1に示す単位増幅器を用レ、て構成した 2段および 3段 電力増幅器モジュールの実施例を夫々示したものである。 2段電力増幅器モジュ ールは C DMAや P D Cシステム等に、 また、 3段電力増幅器モジュールは G S Mシステム等に多く適用されている。 端子 0 6、 0 8から入力された信号は単位 増幅器 0 1、 0 2或いは 0 3、 0 4、 0 5によって上記図 1の説明で述べた動作 に従って順次電力増幅され、 端子 0 7、 0 9から夫々出力される。 それ故、 図 2 (a)、 (b)では単位増幅器 0 1く 0 2および 0 3く 0 4く 0 5の順に動作時の電力 は大きなものになるから、 単位増幅器 0 1、 0 2および 0 3、 0 4、 0 5を構成 するトランジスタの寸法はシステム仕様から割当てられる電力配分によって変え る必要がある。 例えば、 後段、 特に、 最終段増幅器では電力レベルが前段増幅器 に比べて高くなるので最も寸法の大きなトランジスタが使われる。 なお、 各単位 増幅器間の入力、 出力整合回路は簡単な設計変更により共用することも可能であ る。 この場合は小型ィ匕できるメリットがある。 なお、 今迄は増幅器 1の入力電流 を基準増幅器 2の入力電流を供給、 増幅して供給する場合であるが、 基準増幅器 2の入力電流の代わりに電源電流を検出、 増幅した電流を増幅器 1のベースに供 給してもよレ、。 この場合は、 トランジスタ 1 2のベース電流の代わりにコレクタ 電流を利用することになる。
図 5は本実施例に基づき試作した電力増幅器モジュールの製造偏差を示したも のである。 出力電力は 28dBmである。 同図では、 横軸が歪みの指標である隣接チ ャネル漏洩電力、 縦軸が電力付加効率を表し、 電力増幅器モジュールの製造偏差 は実線で囲った領域で示されている。 また、 同図には比較のために先行検討技術 の製造偏差も併せて示してある。 斜線を施した領域は要求仕様の範囲を示す。 先 行検討技術では要求仕様を満たす電力増幅器モジュールの良品取得率は 10%以下 あつたが、 本実施例によるモジュールでは 90%まで向上している。
図 6は上記本発明における単位増幅器の構成を具体ィ匕した一実施例を示したも のである。 最初に無信号時における動作を説明する。 この場合には、 トランジス タ 1 2に流れるコレクタ電流はトランジスタ 1 2とトランジスタ 2 3がカレント ミラー回路となっているため、 定電流源 1 4より トランジスタ 2 3に供給される 電流によって決まる。 例えば、 トランジスタ 1 2とトランジスタ 2 3の寸法比を m : lとすればトランジスタ 1 2のコレクタ電流は定電流源 1 4から供給される電 流の m倍となる。 トランジスタ 1 2にコレクタ電流が流れると該トランジスタに は電流増幅率分の 1の電流がベースに流れる。 この電流はトランジスタ 2 4を介 してトランジスタ 2 5に流れ、 トランジスタ 2 5とカレントミラー回路を構成し ているトランジスタ 2 6に伝達される。 結局、 トランジスタ 2 6に流れるこの電 流がトランジスタ 1 1のベース電流として供給され、 トランジスタ 1 1の無信号 状態における動作点を決定する。 ここで、 トランジスタ 2 7、 2 8はカレントミ ラー回路であるが、 トランジスタ 1 1が例えば単位トランジスタを 1 0 0〜2 0 0本並列接続して構成される場合に要求される大きなベース電流を供給するため の電流増幅機能を持つ。 一般に、 P N Pトランジスタは電流供給能力が小さく、 大きな電流を供給するにはトランジスタ寸法が非常に大きくなる。 従って、 トラ ンジスタ 2 7、 2 8の電流増幅機能を利用すればトランジスタ 2 6の寸法を小さ くできる。 次に、 信号が入力されている状態の動作について説明する。 この場合 は、 先ず、 結合容量 6、 7を介してトランジスタ 1 1、 1 2に信号が供給される。 トランジスタ 1 2はその非線形性によつてベース電流に直流分が発生する。 この 直流分の電流は高周波遮断用のインダクタ 2 9を介してトランジスタ 2 4に流れ る。 この時、 トランジスタ 1 1には入力信号に対応したベース電流は供給されて おらず、 トランジスタ 2 4を流れる電流が前述した無信号時と同様な動作により トランジスタ 2 5、 2 6、 2 7、 2 8を介して供給されてから動作が始まる。 ト ランジスタ 1 2のベース電流値は入力電力レベルに応じて変化するので、 それに 追随してトランジスタ 1 1のベース電流値も変化し、 信号入力時の動作点が自動 的に設定される。
本実施例特有の効果として熱暴走抑制効果が挙げられる。 例えば、 G S Mシス テム向け電力増幅器モジュールのように 36dBm (4W)の出力電力が要求される場合 には、 トランジスタ 1 1として単位トランジスタを 100 - 200本並列接続した大規 模トランジスタが用いられる。 このような大規模なトラジスタを高密度でチップ 内に配置すると熱抵抗が増大する。 通常の場合はバイポーラトランジスタの熱抵 抗が増大すると熱暴走が起こりやすくなり、 チップ面積の縮小に限界が有った。 熱暴走の起こり易さは熱抵抗以外にベースバイァス回路の電流供給能力にも依存 するが、 通常の電力増幅器モジュールでは定電圧バイアス回路のような電流供給 能力の大きレ、バイァス回路を用いるので熱暴走を起こしゃすレ、。 熱暴走は大電力 出力時に生じ易いが、 本実施例ではトランジスタ 1 1に供給される電流は入力電 カレベルで制限されるので熱暴走を起こし難い構成になっている。 従って、 本実 施例ではチップ面積縮小とそれによるモジュールの小型化が可能となる。
なお、 図 6の実施例においてトランジスタ 1 1、 1 2、 2 3、 2 4を G a A s H B T、 トランジスタ 2 5、 2 6、 2 7、 2 8を S iパイポーラトランジスタ、 或いは、 M〇Sトランジスタで構成しても良い。 更に、 インダクタ 2 9を抵抗、 或いは、 抵抗とインダクタを直列接続したものに置き換えても良い。
図 7は本実施例の単位増幅器の部品配置をに示したものである。 同図は、 図 6 に示す増幅器 1、 基準増幅器 2を G a A sチップ 1 6上に、 また、 直流電流増幅 器 3を S iチップ 1 7上に集積ィヒする例を示す。 これらのチップとモジュール基 板上に実装した入出力整合回路 8、 9とで単位増幅器を構成している。 このよう に本発明は単位増幅器の主要部分を集積化して部品点数を削減でき、 モジュール の小型ィ匕に好適である。 また、 トランジスタ 1 1とトランジスタ 1 2は同一チッ プ上に作製するのでペア性に優れており、 製造偏差や環境変動の影響を受けずに 安定した動作が可能である。 なお、 上記熱暴走抑止効果を有効に働かせるために は、 図 7に示したようにトランジスタ 1 1とトランジスタ 1 2をチップ上で離し. て作製し、 トランジスタ 1 2がトランジスタ 1 1の発熱の影響を受け難くするこ とが望ましい。
本発明の別の実施例を図 8に示す。 本実施例は出力終端回路 1 8を設け、 基準 増幅器 2の出力をモジュール内部で終端している点が図 1と異なる。 基準増幅器 2の出力を出力端子 5力 ら切り離すことにより、 基準増幅器 2の動作は負荷の影 響を受けにくくなる。 増幅器 1の動作電流は基準増幅器で制御されるので、 増幅 器 1の動作も負荷の影響を受けにくくなる。 その直接の効果として負荷変動耐性 が向上する。 携帯端末機では、 その使用時に電力増幅器モジュールの負荷となる アンテナの破損や金属への接触等が応々にして起こるが、 この際に電力増幅器モ ジユールとァンテナ間の整合条件が破られるため、 電力反射による大きな定在波 が立つので電力増幅器モジュールが破損しやすくなる。 本実施例ではアンテナか らの反射電力が増大しても増幅器 1の動作電流は殆ど変化しないので、 増幅器 1 の破壌を免れることができる。
本発明の別の実施例を図 9に示す。 本実施例は段間整合回路 1 9を設け、 基準 増幅器 2の出力を増幅器 1の入力に接続している点が図 1と異なる。 2段増幅器 の構成になっており前段増幅器が基準増幅器を兼ねているので、 別に基準増幅器 を設ける必要がなくモジュールの構成を簡略ィ匕できる。 基準増幅器 2と出力端子 5の間は増幅器 1で隔てられているので、 図 8と同様に負荷変動に強いという利 点もある。
図 1 0は 3段電力増幅器モジュールに関する本発明の別の実施例を示したもの である。 図 9の実施例とは、 段間増幅器として増幅器 5 1と段間整合回路 5 2が 追加されたことが異なる。 この実施例では、 図 9と同様初段増幅器を基準増幅器 2として兼用させ、 そのベース電流によって 2段目増幅器 5 1および 3段目増幅 器 1を制御する構成となっている。 この場合は各段の基準増幅器を省略できるた め、 構成を簡略ィ匕できる利点がある。
本発明の別の実施例を図 1 1に示した。 本実施例は電界効果トランジスタへの 応用例である。 増幅器の基本構成は図 9の実施例と同じであり、 バイポーラトラ ンジスタ 1 1、 1 2に代わり電界効果トランジスタ 2 1、 2 2を用いた点のみが 異なる。 本実施例では電界効果トランジスタ 2 2のドレイン電流の直流分を検出 する。 直流電流増幅器 3の出力はトランジスタ 3 4で電圧に変換して、 電界効果 トランジスタ 2 1のゲートに印可する。 入力電力に応じて動作点が自動的に設定 され、 再現性良く低歪み高効率動作を実現できる点は、 前述の実施例と同様であ る。
本発明の構成によれば、 基準増幅器と各段増幅器を構成するトランジスタは同 種のものを用いることが出来るので集積化が容易であり、 外部に特別な回路が必 要なくなる。 また、 同一チップ上に各段増幅器と基準増幅器を集積ィヒすることに より、 基準増幅器は高周波的にも、 直流的にも各段増幅器とほぼ同じ動作をする ため、 トランジスタの製造偏差や環境条件の変動があっても、 無調整で常に安定 した特性を得ることができる。 さらに、 両増幅器で整合回路を共用できるので、 部品点数を削減して小型化と併せて低コスト化が可能となる。

Claims

請求の範囲
1 . 入力電力レベルに応じて入力電流が変化する第二の増幅器と該第二増幅 器の入力電流の直流分を検出および増幅する直流電流増幅器と該直流電流増幅器 で増幅された電流を入力電流として供給される第一の増幅器とで構成されたこと を特徴とする電力増幅器モジュール。
2 . 請求項 1の電力増幅器モジュールにおいて、 第二の増幅器の電源電流を 直流電流増幅器で検出および増幅し、 該電流を第一の増幅器の入力端子に供給す るように構成したことを特徴とする電力増幅器モジュール。
3 . 請求項 1または請求項 2の電力増幅器モジュールを単位増幅器として具 備し、 該単位増幅器を複数段接続して構成することを特徴とする電力増幅器モジ ーノレ
4. 請求項 1または 2の電力増幅器モジュールにおいて、 第一の増幅器の入 力端子と第二の増幅器の入力端子が交流的に接続され、 前記第一の増 器の出力 端子と前記第二の増幅器の出力端子が交流的に接続されていることを特徴とする 電力増幅器モジュール。
5 . 請求項 1または 2の電力増幅器モジュールにおいて、 前記第一の増幅器 の入力端子と前記第二の増幅器の入力端子が交流的に接続され、 該第二の増幅器 の出力端子のみが内部終端されていることを特徴とする電力増幅器モジュール。
6 . 請求項 1または 2の電力増幅器モジュールにおいて、 前記第一の増幅器 の入力端子と前記第二の増幅器の出力端子が交流的に接続されていることを特徴 とする電力増幅器モジュール。
7 . 請求項 1または 2の電力増幅器モジュールにおいて、 前記第二の増幅器 の出力端子と第三の増幅器の入力端子およぴ該第三の増幅器の出力端子と前記第 一の増幅器の入力端子とがぞれぞれ交流的に接続され、 且つ、 前記直流電流増幅 器から前記第一および第三の増幅器の入力端子に電流を供給するように構成され たことを特徴とする電力増幅器モジュール。
8 . 請求項 1または 2の電力増幅器モジュールにおいて、 第一の増幅器と第 二の増幅器と直流電流増幅器とをバイポーラトランジスタにより構成したことを 特徴とする電力増幅器モジュール。
9 . 請求項 8の電力増幅器モジュールにおいて、 前記第一の増幅器と前記第 二の増幅器をぞれぞれ構成するバイポーラトランジスタが同一チップ上に集積ィ匕 されていることを特徴とする電力増幅器モジュール。
1 0 . 請求項 8の電力増幅器モジュールにおいて、 前記第一の増幅器と前記 第二の増幅器をぞれぞれ構成するパイポーラトランジスタを G a A s - H B Tま たは G a A s電界効果トランジスタで、 また、 前記直流電流増幅器を S iパイポ ーラトランジスタ或いは S i電界効果トランジスタで構成したことを特徴とする 電力増幅器モジュール。
1 1 . 第一の電界効果トランジスタを用いた第一の増幅器と、 第二の電界効 果トランジスタを用いた第二の増幅器と、 直流電流増幅器とを有し、 該直流電流 増幅器が該第二の電界効果トランジスタのドレイン電流直流分を検出および増幅 し、 該直流電流増幅器の出力電流で該第一の電界効果トランジスタのゲート電圧 を制御することを特徴とする電力増幅器モジュール。
1 2 . 請求項 1 1の電力増幅器モジュールにおいて、 前記第一の電界効果ト ランジスタと前記第二の電界効果トランジスタとが同一チップ上に集積化されて いることを特徴とする電力増幅器モジュール。
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