WO1997038487A1 - Dispositif d'actionnement de moteur electrique - Google Patents

Dispositif d'actionnement de moteur electrique Download PDF

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WO1997038487A1
WO1997038487A1 PCT/JP1997/001276 JP9701276W WO9738487A1 WO 1997038487 A1 WO1997038487 A1 WO 1997038487A1 JP 9701276 W JP9701276 W JP 9701276W WO 9738487 A1 WO9738487 A1 WO 9738487A1
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WO
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signal
pulse
drive
motor
driving
Prior art date
Application number
PCT/JP1997/001276
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English (en)
French (fr)
Inventor
Haruhiko Higuchi
Masakazu Ichikawa
Hiroyuki Kihara
Tomomi Murakami
Hidetaka Tsuchiya
Original Assignee
Citizen Watch Co., Ltd.
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Filing date
Publication date
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Priority to DE69719656T priority patent/DE69719656T2/de
Priority to US08/981,033 priority patent/US5973469A/en
Priority to JP53607697A priority patent/JP3808510B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/20—Arrangements for starting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors of the kind having motors rotating step by step
    • H02P8/02—Arrangements for controlling dynamo-electric motors of the kind having motors rotating step by step specially adapted for single-phase or bi-pole stepper motors, e.g. watch-motors, clock-motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors of the kind having motors rotating step by step
    • H02P8/04—Arrangements for starting
    • H02P8/08—Determining position before starting

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device that performs high-speed rotation by phase detection control.
  • Rotating the motor at high speed and high torque is one of the most important factors in improving the basic performance of the motor, and R & D has been carried out for many years.
  • electronic watches which are products that use motors, have become increasingly multifunctional in recent years, and have functions other than the normal time display, such as a stopwatch, an alarm, and dual time. It has been developed and commercialized.
  • the system is initialized in the initial state such as when the battery is turned on, or when the mode is changed or the hand position is returned to zero during normal use, it is necessary to perform the fast-forward operation of the hands.
  • High-speed rotation of the motor is an important factor from the viewpoint of improvement of operability and so on.
  • a flat weight is attached to the motor to use it as a vibration alarm to notify the time using the vibration generated when the motor rotates, or to attach a disk instead of a pointer to the clock motor.
  • a high-torque motor was indispensable.
  • the motor stops immediately even if the output of the drive pulse is stopped due to the inertia of the motor or the components connected to the motor (for example, in the case of a timepiece, a reduction gear train or hands). It is possible that a situation will not occur. Normally, when trying to obtain a predetermined number of revolutions, the number of pulses corresponding to the number of pulses is output, but in the above case, the output pulse number does not match the number of revolutions of the motor. .
  • Fig. 1 is a block diagram of a conventional motor-drive system consisting of a two-pole step motor.
  • Figs. 2 to 7 are plan views showing the positional relationship between the magnetic poles of the stay and the rotor.
  • a two-pole step motor consists of a driving coil 101, a flat stator 102, and a rotor 103 force as shown in Fig.
  • a step 102a is provided as shown in FIG.
  • motor drivers 104a and 104b are provided, and by changing the potential of both ends of the drive coil 101, a current is caused to flow through the drive coil 101 and the flat stator 1 0 2 is excited.
  • the magnetic pole position of the rotor 103 with respect to the flat stay 102 when no current flows through the drive coil 101 is shown in FIG.
  • the flat stator 10 2 of the contactor 103 when a current is applied to the position of the static stable point 110 and the drive coil 101 is excited to excite the flat stay 110 2. Is the position of the electromagnetically stable point 1 1 1 shown in FIG.
  • an electronic timepiece outputs a drive pulse signal for changing the potential between both ends of the drive coil 101 during 4 to 5 ms from the motor driver 104 a or 10413 to output the drive coil 1.
  • a pulse current is passed through 01, and the row 103 is rotated.
  • the rotor 103 rotates while a current is applied to the drive coil 101, and the rotor 103 comes to the magnetic pole position shown in FIG. 4 with respect to the flat stay 102.
  • the current flowing through the drive coil 101 stops, but the rotor 103 rotates to the position shown in FIG. 5 due to inertia, and then the rotor 103 stops moving. Damping oscillation occurs around the fixed point 110 and finally stops.
  • a drive pulse signal is output from the motor driver 104 a to supply a current to the drive coil 101, and as shown in FIG.
  • the rotor 103 rotates 180 degrees in the rotation direction shown in A of FIG.
  • a drive pulse signal is output from the motor driver 104b on the opposite side from the last time the drive pulse signal was output. Rotate an additional 18 degrees in direction A.
  • the next drive pulse signal is generated before the damping oscillation immediately after the rotor 103 rotates does not stop. Must be output.
  • next drive pulse signal is output while the rotor 103 is in a damped oscillation position shown in FIG. 7, that is, the positional relationship between the rotor 103 and the electromagnetically stable point 111 is shown in FIG.
  • the mouth 103 rotates in the direction opposite to the direction indicated by A in FIG. 6, that is, in the direction opposite to the normal direction. Therefore, in order to stably rotate the rotor 103, the output interval of the drive pulse signal must be set within the range in which the damped oscillation after the rotation of the rotor 103 does not exceed the electromagnetic stable point 111. It needed to be longer than the time required to stabilize.
  • the sum of the pulse width of the drive pulse signal and the stabilization time of the damped oscillation, that is, the output cycle of the drive pulse signal is at least about 1 OmS. This indicates that the current driving method has a limit of about 100 Hz as the output frequency of the driving pulse signal.
  • the above problem has been improved by the method described in Japanese Patent Application No. 6-304440 filed earlier by the present applicant.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of a drive circuit in a conventional overnight drive device
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing the operation of the drive circuit in FIG.
  • 25 ' is a drive circuit, which is composed of motor drivers 1a and 1b. 2 is a drive coil.
  • Reference numeral 41 ′ denotes a back electromotive voltage detection circuit having a bias unit 3 and a voltage detection circuit 5.
  • reference numeral 3 denotes a bias means, which comprises switch means 3a and 3b, and a bias resistor having the same resistance value of 3c and 3d.
  • Numeral 4 is a flat stage
  • 5 is a voltage detection circuit, which is composed of 5a invertor, 5b feedback resistor, and 5c input resistor.
  • 6 is an inverter and 103 is a rotor.
  • the motor drivers 1 a and 1 b buffer the input signals of 01 in and 02 in, respectively, when the signal 0 El force “H” level, and output the signal 0 E 1 force “L” level. Output to high impedance.
  • the switch means 3a and 3b are switches which are turned off when the signal SE output from the inverter 6 is at the "L” level and turned on when the signal SE is at the "H” level.
  • the signal OE1 is at the “H” level, and the driving pulse signal of the “H” level is output from the motor driver “la”. The flow then rotates the mouth 103. During this time, the switch means 3a and 3b are both in the OFF state because the signal SE power is at the "L” level.
  • the signal () E 1 is at the “L” level, so that the outputs of the motor drivers la and 1 b are in a high impedance state, and the switch means 3 a and 3 Since b is turned on, the X terminal which is one end of the drive coil 2 is divided into the bias voltage Vb which is 1Z2 of the power supply voltage.
  • the induced voltage generated from the drive coil 2 becomes dominant immediately after the end of the output of the drive pulse signal, but the influence decreases over time, and Thus, the back electromotive force from the rotor 103 becomes dominant.
  • the timing at which the waveform of Aout crosses the bias voltage Vb in the positive to negative direction (time P) is substantially equal to the timing at which the rotor 103 passes through the electromagnetically stable point already described. .
  • the rotor 103 sets the magnetic pole position with respect to the flat stay 4 to the electromagnetic stable point. Since it has passed, it continues to rotate in the forward direction without reverse rotation.
  • Fig. 10 shows detection of a back electromotive voltage generated from a motor by a detection coil wound coaxially with a drive coil.
  • 6a and a comparator 108 that compares the output signal of the differential amplifier 106a with the reference voltage Vb and outputs a signal Aout that is the result of the comparison. Things.
  • reference numeral 25 denotes a driving circuit including motor drivers 104 a and 104
  • reference numeral 41 denotes a detection coil 105 wound around a stay 102
  • a differential circuit a back electromotive voltage detection circuit composed of 106 a and a comparator 108
  • 42 is a motor composed of a driving coil 101, a stay 102 and a rotor 103.
  • the magnetic pole position of the rotor 103 with respect to the flat stator 102 when the rotor 103 is rotating is determined by the inverse of the rotation generated by the rotation of the rotor 103.
  • An electromotive voltage is detected by the voltage detecting means via the detection coil 105, and the output timing of the drive pulse signal is controlled based on the output from the comparator 108.
  • Driving of the motor according to the configuration of the conventional example can be performed in the same manner as the method of detecting the back electromotive voltage from the motor using the driving coil 2 in FIG. 8 described above, and the waveform is as shown in FIG. .
  • the DC component of the current flowing through the drive coil 101 when the drive pulse is output is removed, so that the voltage waveform appearing at the output of the differential amplifier is a composite waveform of Vg and Vr.
  • the back electromotive force is detected by a detection coil 105 wound coaxially with the drive coil 101.
  • This method is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. No. has already been filed.
  • the drive pulse conditions at the time of starting the motor and the drive pulse conditions at a time when the rotation speed is stabilized after a certain time has elapsed after the start are greatly different. Therefore, several types of drive pulse signals to be applied to the drive circuit are prepared in advance, and when the motor is started, a drive pulse signal having a large width is applied to the drive circuit, and the pulse width of the drive pulse signal to be applied is reduced as the rotational speed is improved. It had a configuration to go.
  • the driving pulse conditions vary greatly depending on the motor power.
  • the rotation axis is in the direction perpendicular to the gravity and the flat weight force ⁇ is required to start rotation against gravity and at the position where rotation starts due to gravity, it is necessary for starting.
  • the energy is very different, and as a result, the condition of the drive pulse width output from the drive circuit changes.
  • the pulse width at the time of starting was fixed under certain conditions, so that there was a problem that a smooth starting force could not be achieved.
  • the pulse width was not enough to start the motor, and the motor could not rotate.
  • the pulse width becomes excessive, resulting in an increase in current consumption.
  • the driving method that is synchronized with the phase angle of the rotor which is a feature of the conventional driving method, it is necessary to output the next driving pulse signal at the timing when the motor rotates and reaches the opposite phase.
  • the pulse width of the drive pulse signal is gradually narrowed at a predetermined time after the motor is started, the motor is not driven when the load on the motor is large or the drive voltage is low. The pulse width will be reduced before the rotation speed is sufficiently improved, which will not only reduce the acceleration performance of the motor, but in some cases may not be able to obtain the energy required for rotation and may cause the motor to stop.
  • the drive pulse signal is not sufficiently reduced with respect to the rotation speed, that is, if the drive pulse signal is output with an excessive pulse width, the signal A out output from the voltage detection circuit 5 in FIG. Is as shown in Figure 12.
  • the back electromotive voltage generated from the motor shifts to the negative side of the potential of Vb before the influence of the induced voltage occurs.
  • the next drive pulse signal to be output is not output.
  • the rotation speed does not increase even if the motor stops or does not stop The problem that had occurred.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and to obtain a reliable startability and stable rotation performance of a motor.
  • a rotor having at least two poles of a stay and at least two poles of a permanent magnet, and a drive coil magnetically coupled to the stay.
  • a drive pulse generator for outputting a drive pulse signal for driving the step motor, and a drive current supplied to the drive coil based on a signal from the drive pulse generator.
  • a voltage detection circuit for detecting a back electromotive voltage generated by the rotation of the rotor; and a magnetic pole for detecting a magnetic pole position of the rotating rotor with respect to the stay based on a detection signal generated in the voltage detection circuit.
  • the drive pulse generating means includes an output timing of the drive pulse signal based on a detection signal from the magnetic pole position detection means.
  • the magnetic pole position detection means stops outputting the drive pulse signal based on the detection signal from the voltage detection circuit detected during the output period of the drive pulse signal.
  • a driving pulse signal having a phase opposite to that of the driving pulse signal is output.
  • the magnetic pole position is detected by detecting a back electromotive force generated in a detection coil wound coaxially with the drive coil. It is characterized in that it is performed by detecting in.
  • the detection of the magnetic pole position is performed based on a comparison result between a back electromotive voltage detected by the magnetic pole position detecting means and a predetermined potential. It is characterized by.
  • a plurality of the predetermined potential force s for detecting the magnetic pole position is set.
  • the voltage detection circuit includes: a bias unit configured to bias a potential level at one end of the drive coil to an intermediate potential of a power supply voltage; Voltage to detect the back electromotive voltage generated at the other end of the coil
  • the driving pulse generating means outputs a driving pulse signal composed of an intermittent pulse group having a plurality of pauses
  • the magnetic pole position detecting means comprises Stopping the drive pulse signal based on a comparison result between the detected signal from the voltage detection circuit and the intermediate potential, and outputting a drive pulse signal having a phase opposite to the stopped drive pulse. I do.
  • the magnetic pole position is detected by the back electromotive force detected by the magnetic pole position detecting means crossing a predetermined potential.
  • a plurality of the predetermined potentials for detecting the magnetic pole position are set.
  • the drive pulse signal composed of the intermittent pulse groups is composed of a plurality of pulse groups having different pulse widths. .
  • the driving pulse signal composed of the intermittent pulse group includes a first pulse having a large pulse width and a pulse having a pulse width greater than the first pulse. And a second pulse group having a small width.
  • the pulse width of the first pulse changes according to a rotation speed of the rotor.
  • the pulse width of the first pulse changes according to the number of drive pulses output from the start of the mouth.
  • the pulse width of the second pulse changes according to a rotation speed of the rotor.
  • the pulse width of the second pulse changes according to the number of drive pulses output from the start of the rotor. I do.
  • the first pulse changes such that the pulse width decreases as the rotational speed force s' of the rotor increases.
  • the first pulse changes so that the pulse width decreases with an increase in the number of drive pulse outputs from the start of the rotor. It is characterized by the following.
  • the second pulse changes such that the pulse width decreases as the rotation speed of the rotor increases. I do.
  • the second pulse changes so that the pulse width decreases with an increase in the number of driving pulse outputs from the start of the rotor. It is characterized by the following.
  • the width of the plurality of pause periods of the drive pulse signal composed of the intermittent pulse group is determined according to the rotation speed of the rotor.
  • the idle period width changes.
  • the width of the plurality of idle periods of the drive pulse signal composed of the intermittent pulse group is a pulse from the start of the rotor. It is characterized in that the idle period width changes according to the number of outputs.
  • the width of the idle period changes such that the width decreases as the rotational speed s of the rotor increases.
  • the pause period width decreases as the number of drive pulse outputs from the start of the mouth-to-mouth increase increases. It is characterized by changing to.
  • the motor drive device generates a timer signal after measuring a predetermined time after outputting the driving pulse and the driving pulse.
  • the drive pulse generator The stage stops the output of the start pulse in response to the timer signal output from the timer circuit when the detection signal from the magnetic pole position detecting means is not generated even after a predetermined time has elapsed after the start of the output of the start pulse.
  • a driving pulse signal is output in the opposite phase to the starting pulse.
  • a step motor including a rotor having at least two poles, a rotor having at least two poles, and a drive coil magnetically coupled to the stay.
  • a driving pulse generating means for outputting a driving pulse signal for driving the stepping motor; a driving circuit for supplying a driving current to the driving coil based on a signal from the driving pulse generating means;
  • a voltage detecting circuit for detecting a back electromotive voltage generated by the evening rotation; and a magnetic pole position detecting means for detecting a magnetic pole position of the rotating rotor with respect to the stay based on a detection signal generated in the voltage detecting circuit.
  • the drive pulse generating means includes: a motor drive device that controls output timing of the drive pulse signal based on a detection signal from the magnetic pole position detection means.
  • the drive pulse generating means detects the magnetic pole position even if a predetermined time force s elapses after the start of the output of the drive pulse signal.
  • a compensation pulse signal having a polarity opposite to that of the drive pulse signal is output.
  • the compensation pulse signal has a pulse width s smaller than the drive pulse signal.
  • a braking pulse generating means for outputting a braking pulse signal when stopping the rotation of the stepping motor.
  • the braking pulse generating means may be the magnetic pole position detecting means. It is characterized in that the output timing of the braking pulse signal is controlled based on these detection signals.
  • the braking pulse signal is output in a direction in which the step is excited to a polarity opposite to the magnetic pole of the rotor.
  • the braking pulse signal is output with a pulse width larger than a driving pulse signal for driving the step motor.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of the drive unit of the conventional motor drive
  • Fig. 2 is a plan view showing the static stable point of the 2-pole step motor in Fig. 1
  • Fig. 3 is the electromagnetic stable point of the 2-pole step motor in Fig. 1.
  • FIG. 4 is a plan view showing the magnetic pole position during rotation of the two-pole step motor in FIG. 1
  • FIG. 5 is a plan view showing the rotation direction of the two-pole step motor in FIG. 1
  • FIG. FIG. 7 is a plan view showing the rotation direction of the two-pole step motor in FIG. 1
  • FIG. 7 is a plan view showing the rotation direction of the two-pole step motor in FIG. 1
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a drive circuit in a conventional motor drive device
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a drive circuit in a conventional motor drive device
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a drive circuit in another conventional motor drive device
  • FIG. 11 is a waveform diagram showing the operation of the drive circuit of FIG.
  • FIG. 12 shows the operation of the drive circuit of FIG. It is in the form view.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a first embodiment of the drive system in the motor drive device of the present invention
  • FIG. 14 is a waveform diagram showing the operation of the drive system in FIG. 13
  • FIG. 15 is a first pulse.
  • FIG. 16 is a waveform diagram showing the state of each part of the circuit when the motor did not rotate with the first pulse
  • FIG. 18 is a circuit diagram in which a hysteresis comparator is applied to the drive circuit of FIG. 10.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a second embodiment of the drive system in the motor-drive apparatus of the present invention.
  • FIG. Waveform diagram showing the operation of the drive system Fig. 20 is a waveform diagram showing the operation of the drive system in Fig. 18, and
  • Fig. 21 is a circuit diagram in which a hysteresis comparator is applied to the drive circuit in Fig. 8, Fig. 22 Is the drive in the motor-drive device of the present invention.
  • 23 is a block diagram showing a third embodiment of the drive system, FIG. 23 is a waveform diagram showing the operation of the drive system of FIG. 22, and FIG.
  • FIG. 24 is another configuration of the third embodiment shown in FIG. 22.
  • FIG. 25 is a waveform diagram showing the operation of the drive system in FIG. 24
  • FIG. 26 is a block diagram showing a fourth embodiment of the drive system in the motor drive device of the present invention
  • FIG. 26 is a waveform diagram showing the operation of the drive system
  • FIG. 28 is a waveform diagram showing the operation of the drive system in FIG. 26
  • FIG. 29 is a fifth embodiment of the drive system in the motor drive device of the present invention.
  • FIG. 30 is a waveform diagram showing the operation of the drive system of FIG. 29,
  • FIG. 31 is a block diagram showing a sixth embodiment of the drive system in the motor drive device of the present invention, and FIG.
  • FIG. 33 is a waveform diagram showing the operation of the drive system of FIG. 32
  • FIG. 34 is a block diagram showing an eighth embodiment of the drive system in the motor drive device of the present invention
  • FIG. FIG. 4 is a waveform chart showing the operation of the drive system of FIG.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a first embodiment of the drive system in the motor drive device of the present invention
  • FIG. 14 is a waveform diagram showing the operation of the drive system of FIG.
  • 21 is an oscillation circuit that oscillates the fundamental frequency signal OSC
  • 22 is a frequency divider that outputs a signal F div obtained by dividing the fundamental frequency OSC
  • 23 is a motor that drives the motor 42
  • 24 is a signal 0 1 in or a signal 0 2 in as a driving pulse signal based on the signals 0E and Fd.
  • b is the signal A out force detected by the back electromotive voltage detection circuit 41 1 ⁇ Reference potential Vb in the negative direction ( A negative edge detection circuit that outputs a negative edge detection signal NE when the vehicle crosses in the negative direction.
  • the reference numeral 31 denotes a 0 R circuit that outputs 0 R of the positive edge detection signal PE and the negative edge detection signal NE.
  • I a timer circuit for counting the elapse of a predetermined time from the rise of the drive pulse signal.
  • a pulse control circuit 27 outputs a signal Fd for controlling the operation and non-operation of the drive control circuit 24, and a signal Ptrg for controlling the output timing of the signal OE output from the waveform shaping circuit 23.
  • the drive circuit 25, the back electromotive voltage detection circuit 41, and the motor 42 have the same configuration as that of FIG.
  • Reference numeral 40 denotes a magnetic pole position detection circuit including a positive edge detection circuit 26a, a negative edge detection circuit 26b, an OR circuit 31, and a back electromotive voltage detection circuit 41. The operation will be described below with reference to FIG.
  • the positive edge detection circuit 26a is activated when the signal 0E is at the "H" level, and outputs a positive edge detection signal PE when the signal Aout crosses the bias voltage Vb in the positive direction. Further, the negative edge detection circuit 26a Becomes active when the signal OE power is low, and outputs a negative edge detection signal NE when the signal A out crosses the bias voltage Vb in the negative direction during the signal OE power low level. .
  • the signal 0E is "L"
  • the negative edge detection circuit 26b is in operation.
  • the output signal 01in from the drive control circuit 24 is "H”
  • the signal Aout which is a signal from the drive circuit 25, has a waveform shown in a period t1 in FIG.
  • the negative edge detection circuit 26b When the signal Aout crosses the potential of the bias voltage Vb from the positive to the negative direction during the period t1, the negative edge detection circuit 26b outputs the negative edge detection signal NE.
  • the pulse control circuit 27 receives the negative edge detection signal NE via the OR circuit 31, it outputs a signal Ptrg.
  • the timer circuit 28 resets the timer operation and stops.
  • the waveform shaping circuit 23 sets the signal 0E to the “H” level during the period t2 in FIG. 14 in synchronization with the rise of the signal Ptrg.
  • the drive control circuit 24 sets the signal 02 in to the “H” level during the signal 0E force “H”.
  • the positive edge detection circuit 26a receives the signal Aout, and detects the positive edge when the level of the signal Aout crosses the bias voltage Vb from the negative direction to the positive direction. Outputs signal PE.
  • the pulse control circuit 27 receives the positive edge detection signal PE via the OR circuit 31, it outputs a signal Pt rg. Thereafter, the same operation is repeated, and the rotor 103 keeps rotating.
  • a stop signal ES is input to the pulse control circuit 27 from outside.
  • the pulse control circuit 27 When receiving the positive edge detection signal PE or the negative edge detection signal NE immediately after the input of the stop signal ES, the pulse control circuit 27 outputs the last Ptrg. In the example shown in FIG. 14, the pulse control circuit 27 receives the negative edge detection signal NE and outputs the signal Ptrg.
  • the "H” level is output to the signal 02in during the period t4 in FIG. 14, the positive edge detection circuit 26a is activated, and the signal A out crosses the bias voltage Vb from negative to positive.
  • the positive edge detection signal PE is output at the timing.
  • the signal control circuit 27 sets the signal Fd to the “H” level and outputs the motor drivers 104 a and 104 b. Is fixed to the same level, and the operation of the circuit ends.
  • the relationship between the phase of the drive pulse signal and the magnetic pole position of the rotor 103 does not always match in actual use.
  • the motor may continue to rotate due to inertia even after the rotation of the motor is stopped.
  • the position of the magnetic pole is uncertain.
  • FIG. 13 shows how the system of the present invention operates when the motor does not rotate in the first pulse.
  • FIG. 15 is a waveform diagram showing the state of each part of the circuit when the motor does not rotate with the first pulse.
  • the signal A out output from the drive circuit 25 becomes the state shown in FIG. 15 or FIG. That is, since the motor is not rotating, almost no back electromotive voltage Vr is generated during normal rotation of the motor, and as a result, the signal A out is induced by the detection coil when the drive pulse signal is output. Only voltage. In this case, after the influence of the induced voltage is eliminated, the potential difference between both ends of the differential amplifier 106a shown in FIG. 10 should be basically 0, but some potential difference actually occurs. Therefore, as a result, the potential of the signal A out becomes higher or lower than the bias voltage V b by a certain force S.
  • the signal A out crosses the level of V b in the positive to negative direction even if the drive pulse signal continues to be output Therefore, there is no signal P trg which is the output timing of the next drive pulse signal.
  • a driving pulse signal for starting is output and the timer 28 of the timer circuit 28 operates.
  • the timer circuit 28 outputs the pseudo detection signal T up when no positive or negative edge detection signal is received from the magnetic pole position detection circuit 40 even after a predetermined time (tl ′ in FIG. 15) has elapsed. And stops one timer operation.
  • the pulse control circuit 27 When the pulse control circuit 27 receives the signal TUP, it outputs the signal P trg, and as a result, an “H” level is immediately output to the signal 02 in, that is, the next drive pulse signal has the opposite polarity to the first drive pulse signal. , The rotor 103 rotates. Subsequent operations are performed under the same control as when the motor is rotated by the first pulse described above.
  • the waveform of the signal A out will change V b from positive to negative immediately after the influence of the induced voltage has disappeared.
  • the signal NE is immediately output from the negative edge detection circuit 26b. Therefore, in response to this, the timer one circuit 28 stops the timer one operation. Further, the pulse control circuit 27 outputs the signal Ptrg, and the subsequent operation is performed by the same control as when the motor is rotated by the first pulse described above.
  • the motor can be reliably started regardless of the magnetic pole position of the rotor 103 at the time of starting.
  • a voltage detecting means composed of a comparator 108 that compares the output signal of the differential amplifier 106 a with the reference voltage Vb and outputs a signal as a result of the comparison is added.
  • a circuit 106 consisting of a differential amplifier 106a, a feedback resistor 106b, and an input resistor 106c, has a differential amplifier 107a and a feedback resistor 107
  • a circuit 107 consisting of b and the input resistance 107 c to form a hysteresis comparator, whether the back electromotive force has crossed to detect the magnetic pole position May be provided with hysteresis.
  • FIG. 18 shows a second implementation of the system of Fig. 13 described earlier with a slight improvement to enable detection of the back EMF from the motor even while the drive pulse signal is being output.
  • FIG. 19 is a block diagram showing an example, and FIGS. 19 and 20 are waveform diagrams showing the operation of FIG. FIG. 20 is enlarged on the time axis as compared with FIG.
  • reference numeral 32 denotes a signal T when a predetermined time is measured after the signal 0 E1 becomes "L" and the positive edge detection signal PE or the negative edge detection signal NE is not received within the predetermined time.
  • This is a timer circuit B that outputs up ', and a flip-flop circuit 46 inverts the output signal Q every time it receives the signal Tup'.
  • Reference numeral 40 ' denotes a magnetic pole position detection circuit including a positive edge detection circuit 26a, a negative edge detection circuit 26b, an OR circuit 31 and a back electromotive voltage detection circuit 41'.
  • the waveform shaping circuit 23 intermittently controls the driving pulse signal and outputs a signal 0 E 1 that is a signal for controlling the magnetic pole position detection circuit 40 ′ and the timer circuit B 32 from the pulse control circuit 27. It is output each time the received P trg signal is received.
  • the drive control circuit 24 is configured to switch and output the signal 0 1 in and the signal 0 2 in based on the output signal Q from the flip-flop circuit 46. Further, the drive circuit 25 ', the back electromotive voltage detection circuit 4' and the motor 42 'have the same configuration as that of FIG. 8 described in the conventional example above. Other components are the same as those in FIG. 13 and will not be described.
  • the driving pulse signal of signal 01 in is output during the signal 0 E1 force “H”, and during the signal 0 E1 force “L”, the motor driver 1 a, 1 in FIG.
  • the output of b is set to high impedance and operating the bias means 3, the back electromotive force from the motor is detected.
  • the waveform of A out during the period of t1 is the induced voltage Vr generated in the drive coil 2 by the output of the drive pulse signal of the signal 01 in, and the back electromotive voltage V generated by the rotation of the motor. It becomes a composite waveform of g.
  • the induced voltage Vr is dominant immediately after the signal 01 in force becomes the same, and when the influence of the induced voltage Vr disappears with time, the back electromotive force Vg force s It will be observed.
  • the timer circuit B32 starts the timer operation when the signal 0E becomes 1 "L". Since the output signal Q of the flip-flop circuit 46 is "L", the positive edge detection circuit 26a outputs the signal 0E1 "L”. It is in operation during the period. The positive edge detection circuit 26a outputs the positive edge detection signal PE when observing that the waveform of the signal A out crosses Vb from the negative direction to the positive direction at the point P1 in the period t2 in FIG. . Further, the timer circuit B 32 stops the operation of the timer when the signal PE is received via the OR circuit 31, while the pulse control circuit 27 stops the operation of the timer circuit B for a predetermined time (t 2).
  • a Ptrg signal is output after a predetermined time has elapsed.
  • the waveform forming circuit 23 Upon receiving the P trg signal, the waveform forming circuit 23 outputs "H" for 0E1 during the tc period, and then detects the back electromotive voltage during the t and 3 periods as in the t2 period.
  • the waveform of the signal A out crosses the potential of Vb from negative to positive at points Pl, P2, and P3, respectively, so that P trg is output.
  • the "H" signal is output as the signal 0E1.
  • the rotor 103 rotates 180 degrees or more, and the waveform of the signal A out changes the potential of Vb. There is no crossing from negative to positive. Therefore, during the period of t5, the positive edge detection signal PE is not output from the positive edge detection circuit 26a during this period.
  • the timer one circuit B32 outputs Tup 'when a predetermined time (t5) has elapsed without receiving the positive edge detection signal PE during the period of t5.
  • the pulse control circuit 27 When receiving the signal Tup ', the pulse control circuit 27 outputs the signal Ptrg, and as a result, the signal 0E1 is output from the waveform shaping circuit 23.
  • the signal Q of the flip-flop 46 is changed from "L” to "H” by the signal Tup ', so that the drive control circuit 24 outputs a drive pulse signal to the signal 02 in side. Subsequent operations are the same as in the first embodiment.
  • the drive coil can be used also as the back electromotive voltage detection coil, and the configuration is simplified.
  • the interval between the drive pulse signal and the next drive pulse signal can be eliminated, so that the motor can be driven at high speed and stably.
  • the drive circuit in FIG. 21 is obtained by adding a hysteresis comparator 13 to the drive circuit in FIG. 8, and the hysteresis comparator 13 is provided downstream of the voltage detection circuit 5.
  • the hysteresis comparator 13 includes an input resistance 13a, a feedback resistance 13b, an invar 13c, and an invar 13d. With this configuration, a hysteresis may be provided to the reference potential for determining whether the back electromotive force has crossed in order to detect the magnetic pole position.
  • the reference potential By providing a delay in the detection timing of whether or not the pressure is released, it is possible to prevent malfunction due to the influence of an external magnetic field or the like, and furthermore, even if a physical impact is applied to the motor. This is effective for improving the rotation stability of the motor.
  • the control method for the pulse output immediately after the start of the motor has been described above.
  • a pulse output method until the rotational speed of the motor changes from the acceleration state to the constant speed state after the motor is started will be described. .
  • FIG. 22 is a block diagram showing the configuration of the third embodiment, and description of items common to the first and second embodiments will be omitted.
  • FIG. 23 is a waveform chart showing the operation of FIG.
  • reference numeral 35 denotes a timer circuit C which starts a timer operation in synchronization with the fall of the signal OE1.
  • the timer circuit C 35 starts operating when the signal OE 1 is low and outputs a signal Cup after a lapse of a predetermined time, and is reset by the signal Ptr g. 36 is a counter circuit, Counts the Cup signal from the timer circuit C35, switches and outputs the pulse width selection signals Ps1 to PsN 37 is a drive pulse control circuit, and based on the pulse width selection signals Psl to PsN, the signal OE1
  • the drive circuit 25 ', the back electromotive voltage detection circuit 41' and the motor 42 'in Fig. 22 have the same configuration as that of Fig. 8 described in the conventional example. The description of the same configuration as that of the second embodiment is omitted.
  • the count value of the counter circuit 36 has been cleared, and as a result, the signal Ps 1 has a power of “H.”
  • the drive pulse control circuit 37 is output from the power control circuit 36. Change the pulse width of the drive pulse signal output according to the signal P s 1 from the signal P s 1.
  • the signal P si 'H' that is, the widest drive pulse signal is output immediately after starting.
  • the operation of reducing the pulse width of the drive pulse signal is performed as the signal which subsequently becomes level H changes in the order of the signals Ps2, Ps3,..., PsN.
  • the state in which the signal SS is input and the motor starts, that is, the period of (a) in FIG. 23 is the same as that in FIG.
  • the timer circuit C 35 is set in advance in a normal state, that is, in a state like the period of FIG. 23A, when the signal OE 1 becomes “L”, the timer starts operation. No signal is output because it is reset by the next signal P trg before the specified time to end the timer operation. However, as shown in the period (c) and (d) in Fig. 23, the signal Aout does not cross Vb even after the time ⁇ t elapses after the signal 0E1 force s falls. If P trg does not come, it is determined that the row driver 103 has already reached the position driven by the next drive pulse signal, and the timer circuit C 35 outputs the “H” level pulse to the signal C up. Output a signal.
  • the counter circuit 36 When receiving the signal Cup, the counter circuit 36 counts up the internal counter, and accordingly, sets the signal Ps1 to “L” and sets the signal Ps2 to "H". As a result, the signal ⁇ E 1 is output as a drive pulse signal having a smaller pulse width than the previous time.
  • the drive pulse signal is not output at point P in Fig. 23. Although a slight decrease in rotation speed was observed, rotation did not stop immediately. Therefore, if the next drive pulse signal is output at Q point, the rotation itself does not stop. However, if the pulse width of the driving pulse signal output at the point in time Q is the same as the immediately preceding driving pulse signal, the rotation speed once decreased due to the absence of the driving pulse signal output at the point P increases again. However, the situation again occurs as shown at point P in FIG. 23, and as a result, further improvement in the rotation speed cannot be expected.
  • the pulse of the next output driving pulse signal The width is reduced. If the rotation speed of the motor increases in this state, the same state as at point P in FIG. 23 also occurs. However, the same control as described above is performed here, and the pulse width of the driving pulse signal is reduced. When the same control is repeated with respect to the pulse width of the drive pulse signal, the rotation speed gradually increases, and finally a stable state is reached in which the rotation speed does not further increase. In this state, the pulse width of the drive pulse signal does not become excessive, and therefore, the point where the waveform of the signal A out crosses the bias voltage Vb can be detected, so that the drive pulse is output reliably and stable rotation can be obtained. .
  • the stop of the motor is performed by the signal ES in the same manner as described above.
  • the count circuit 36 is reset, and the counter value is initially set to four dogs. Therefore, the next time the motor is driven, the drive pulse signal having the widest width will be output from the signal P s1 force “H”.
  • the drive pulse signal having the optimum width is selected according to the rotation speed of the motor, so that the motor can be rapidly accelerated and rotated stably. Speed improvements can be obtained.
  • the drive circuit 25 ′, the back electromotive voltage detection circuit 41 ′, and the motor 42 ′ have the circuit configuration described in FIG. Even in this case, the same operation can be obtained.
  • FIG. 24 is a block diagram showing another configuration of the third embodiment, and a description of the same configuration as that shown in FIG. 22 will be omitted.
  • FIG. 25 is a waveform diagram showing the operation of FIG.
  • a compensation pulse generating circuit 38 is newly provided. If the signal P trg does not come after the time At has elapsed after the fall of the signal OE 1 as in the period (d) of FIG. 25, the timer circuit C 35 outputs the signal C u Outputs an H "level pulse signal. Upon receiving this signal CuP, the compensation pulse generating circuit 38 outputs a compensation pulse signal FP.
  • This signal FP is input to the drive control circuit 24 as a signal 0 E 1 via the 0 R circuit, and the output signal Q of the flip-flop circuit 46 is switched from “H” to “H” by the signal C up This conclusion As a result, the compensation pulse signal FP is output as a drive pulse signal of the signal 01 in. With this configuration, even if the signal P trg does not arrive, the compensation pulse signal FP is output, so that a temporary speed drop can be suppressed.
  • the compensation pulse signal FP output here has a narrower pulse width than a normal drive pulse signal. This means that if the signal FP is wide, at time R in Fig. 25, the signal A out may miss the timing when the potential Vb crosses from the positive to the negative direction, and the compensation pulse signal This is because reducing the FP pulse width can prevent this.
  • FIG. 26 is a block diagram showing the configuration of the fourth embodiment, and description of items common to the second embodiment will be omitted.
  • FIG. 27 is a waveform diagram illustrating the operation of FIG. 26, and
  • FIG. 28 is an enlarged waveform diagram of the signal ⁇ E1.
  • This embodiment is a modification of the above-described second embodiment.
  • a plurality of drive pulse signals having the same pulse width are output within the period tl.
  • the counter electromotive voltage can be detected within the period tl.
  • the time during which the drive pulse signal is output is reduced for the time for detecting the back electromotive force, and the rotation for the motor is reduced. This means sacrificing the time to supply the energy (time to output the drive pulse signal). Therefore, this embodiment, that is, the fourth embodiment is effective when faster acceleration and stable rotation of the motor are desired.
  • the back electromotive force is not detected and the relative outputs a wider driving pulse signal having pulse width, and the time for supplying the Eneru ghee for rotation relative to the motor (time outputs a drive pulse signal) strength s becomes longer as.
  • the present embodiment will be described in detail.
  • the waveform shaping circuit 23 includes a large pulse generating circuit 23a and a small pulse generating circuit 23b. Also, the falling of signal OE 1 Thus, the timer circuit B32 is reset and restarted, and outputs a signal Tup 'after a predetermined time has elapsed.
  • the pulse control circuit 27 which receives the signal T up 'outputs the signal C trg or the signal P trg, and the pulse control circuit 27 outputs the signal C trg or the signal P trg between the input of the previous signal T up' and the input of the current signal T up '.
  • the signal C trg is output, and if it is received, the signal P trg is output.
  • the waveform shaping circuit 23 outputs a signal ⁇ E 1 having a relatively wide pulse width when receiving the signal C trg and a signal 0 E 1 having a relatively narrow pulse width when receiving the signal P trg. Is output.
  • the signal C trg is also input to the flip-flop circuit 46, whereby the signal 01 in and the signal 02 in are switched.
  • the pulse control circuit 27 unconditionally outputs the signal C trg when receiving the signal SS. Also, the timer circuit B32 is reset at the fall of the signal OE1.
  • control as shown in FIG. 27 can be performed. Referring to the period t1 in FIG. 27, it can be seen that a drive pulse signal having a relatively wide pulse width is output once at first, and thereafter a drive pulse signal having a relatively narrow pulse width is output. Referring to FIG. 28, as the signal OE1, a signal having a relatively wide pulse width is output once during the period tP1, and the pulse width is relatively narrow during the period tp3 after the lapse of the period tp2. It can be seen that a signal is being output.
  • the back electromotive force is not detected, and
  • the drive pulse signal with a relatively wide pulse width is output, and the time for supplying the motor with energy for rotation (the time during which the drive pulse signal is output) is increased so that the power of the motor is increased. Faster acceleration and stable rotation are possible.
  • FIG. 29 is a block diagram showing the configuration of the fifth embodiment, and description of items common to the fourth embodiment will be omitted.
  • FIG. 30 is a waveform diagram showing the operation of FIG.
  • This embodiment is a modification of the above-described fourth embodiment.
  • a large pulse The pulse width of the signal generated by the generation circuit 23a, the pulse width of the signal generated by the small pulse generation circuit 23b, and the time measured by the timer circuit B32 (t3, t4, t5, etc.) are always constant. there were. If these values are changed according to the rotation speed of the motor, for example, because the length of the period t1 shown in Fig. 27 changes according to the rotation speed of the motor, the speed of the motor will increase. It is possible to obtain high acceleration and stable rotation.
  • the pulse width of the signal generated by the large pulse generation circuit 23a, the pulse width of the signal generated by the small pulse generation circuit 23b, and the timer B It is possible to change the time measured at 32.
  • a rotation speed detecting circuit 45 is newly provided as shown in FIG.
  • the rotation speed detection circuit 45 obtains the generation interval of the signal C trg from the pulse control circuit 27 using the signal from the frequency division circuit 22 as a reference clock, and obtains the rotation speed of the motor from the generation interval of the signal C rg.
  • the signal P se 1 is switched from “L” to “H.”
  • This signal P se 1 is generated by the large pulse generating circuit 23 a and the small pulse generating circuit. Input to 23b and timer circuit B32.
  • the large pulse generating circuit 23a when the signal Pse 1 is switched from “L” to “H”, a signal having a pulse width smaller than the pulse width of the signal that has been generated until now is output.
  • the pulse generation circuit 23b when the signal Pse1 switches from “L” to “H”, a signal having a pulse width smaller than the pulse width of the signal that has been generated until now is output.
  • the time measured so far time for detecting the back electromotive voltage
  • the time measured by the timer circuit B32 (the time for detecting the back electromotive voltage) is shortened, so that the time for detecting the back electromotive voltage is reduced.
  • the ratio of the time during which the driving pulse signal is output can be set within a predetermined range, so that more rapid acceleration and stable rotation of the motor can be achieved.
  • the time measured by the timer circuit B32 (the back electromotive voltage) The time required for detection of) can be shortened.
  • FIG. 31 is a block diagram showing the configuration of the sixth embodiment, and description of items common to the fifth embodiment will be omitted.
  • This embodiment is a modification of the fifth embodiment.
  • a rotation speed detection circuit 45 is provided to change the pulse width and the like of the signal generated by the large pulse generation circuit 23a and the like. The pulse width and the like of the signal generated by the large pulse generation circuit 23a are changed.
  • the rotation speed of the motor is estimated by counting the number of signals C trg generated after the motor starts rotating. That is, since the motor rotation speed increases in accordance with the number of generated signals C trg immediately after the start of the motor, the motor rotation speed is estimated from the count number of the signal C trg. .
  • the counter circuit B 47 counts the number of signals C trg from the pulse control circuit 27 and, when this count number becomes a predetermined value or more, changes the signal P se 1 from “L” to “H”. Switch to This signal Psel is input to the large pulse generation circuit 23a, the small pulse generation circuit 23b, and the timer circuit B32. When the stop signal ES is input to the power counter circuit B47, the power count value of the counter circuit B47 is reset. Other operations are the same as in the fifth embodiment. Therefore, the description is omitted.
  • the same effect as in the fifth embodiment can be obtained by simply estimating the rotation speed of the motor by the number of counts of the signal Ctrg, and detecting the rotation speed of the motor.
  • the circuit can be simplified because no circuit is required.
  • FIG. 32 is a block diagram showing the configuration of the seventh embodiment, and description of items common to the fourth embodiment will be omitted.
  • FIG. 33 is a waveform chart showing the operation of FIG.
  • the pulse control circuit 27 outputs the signal C trg or the signal P trg only when receiving the signal Tup 'from the timer circuit B 32.
  • the control circuit 27 outputs the signal P trg as soon as it receives the signal PE or NE from the magnetic pole position detecting circuit 40 ', and the timer circuit B without receiving the magnetic pole position detecting circuit 40' signal PE or NE. It is configured to output a signal C trg when receiving a signal T up ′ from the P. 32.
  • the signals PE and NE from the magnetic pole position detection circuit 40 ' are input to the timer one circuit B32, and the timer one is reset.
  • the other operations are the same as those in the fourth embodiment, and the description is omitted.
  • the time for detecting the back electromotive voltage can be further shortened, and more rapid acceleration and stable rotation of the motor can be achieved. Become.
  • FIG. 34 is a block diagram showing the configuration of the eighth embodiment, and description of items common to the second embodiment will be omitted.
  • FIG. 35 is a waveform chart showing the operation of FIG.
  • This embodiment is an embodiment relating to the braking control when the motor is stopped, and includes a braking pulse generating circuit 50 in addition to the configuration of the second embodiment shown in FIG.
  • the pulse control circuit 27 normally outputs a signal Ptrg when receiving the signal Tup '. When receiving the signal Tup', it outputs a signal Etrg when receiving the signal Tup '.
  • the braking pulse generating circuit 50 changes the signal Ep to "H" when receiving the signal Etrg. To output.
  • This signal Ep is input to the drive control circuit 24 as the signal 0E1 via the OR circuit. Further, the signal Ep is directly input to the drive control circuit 24, and is used for determining whether to output the signal in1 in or the signal 22 in.
  • the pulse control circuit 27 receives the signal Tup 'at the point Q, and outputs the signal Etrg. After the time point Q, the output signal Q of the flip-flop circuit 46 is “L”. At this time, since the signal Ep is “H”, the braking pulse signal P SE is output as 02 in.
  • the motor can be stopped more quickly at a desired position.
  • the present invention it is possible to obtain a more secure startability of the motor 1 according to the first or second embodiment, and to obtain faster acceleration and stable rotation performance according to the third embodiment.
  • the first, second and third embodiments have been described separately, a higher-performance motor drive circuit can be realized by using each embodiment in combination.
  • high-speed and high-torque rotation driving of the motor can be realized with a simple system configuration without changing the structure of the conventional flat two-pole motor.
  • the present invention is applicable not only to electronic timepieces but also to any electronic device using a motor.
  • it has high utility value in electronic devices that require miniaturization, and has significant effects such as miniaturization of motor drive devices and low current consumption.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Stepping Motors (AREA)
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Description

モータ一駆動装置 技術分野
本発明は、 位相検出制御により高速回転を行うモーター駆動装置に関する。 背景技術
明
モーターを高速且つ高トルクで回転させることは、 モータ一の基本性能の向上 という面でもっとも重要な要素の 1つで田あり、 そのことから長年、 研究開発がな されてきた。 たとえばモーターを使用する製品の】つである電子時計では、 近年 多機能化が進み、 通常の時刻表示以外の機能として、 ストップゥォッチ付き、 ァ ラーム付き、 デュアルタイムなど様々な機能を持つ時計カ櫊発、 商品化されてき た。 これらの多機能時計は電池投入時などの初期状態でシステムの初期化を行う 場合や、 通常使用時にモードの移行や針位置の帰零動作を行う場合などにおいて 指針の早送り動作を行うこと力必ず発生していたため、 操作性の向上などの観点 からモーターの高速回転は重要な要素を占めている。
また、 モーターに扁平重りを取り付け、 モーターが回転する際に発生する振動 を用いて時刻の報知などを行う振動アラームとしての使用時や、 時計用のモータ 一に指針の代わりに円板を取り付け時刻以外の表示を行う場合などに際しては、 高ト クのモータ一が必要不可欠であった。
また、 モーターを高速で回転させた場合、 モータ一やモーターに接続された部 品 （たとえば時計においては減速輪列や指針など） の慣性により、 駆動パルスの 出力を停止してもモーターが直ちに停止しないという状況が発生すること力 s考え られる。 通常、 所定の回転数を得ようとした場合はそれに応じた数のパルスを出 力するが、 上記のよう場合、 出力したパルス数とモーターの回転数が一致しない という事態力 s発生してしまう。
このことは、 たとえば時計指針においては、 時刻表示のずれにつながるなど致 命的な欠陥となってしまう。 またモータ一が停止した際のロータの磁極位置に よっては、 次にモーターを駆動する際に出力される駆動パルスによりス于ータに 発生する磁極とロータの磁極位置の関係がずれてしまい、 モーターが正常に回転 しない場合が発生する。 従ってモーターを高速で駆動し、 且つモーターの回転数 を正確に所望の値に制御するシステムに於いては、 モーターを所定の位置に停止 させることが不可欠となる。
以下従来のモータ一駆動装置を電子時計のステ、ソプモ一ターを例にして説明す る。
図 1は従来の 2極ステップモ一ターより成るモータ一駆動装置の構成図、 図 2 から図 7はいずれもステ一夕とロータとの磁極の位置関係を示す平面図であり、 電気信号を機械的回転運動に変換する手段として、 2極のステップモーターは図 1に示す如く駆動コイル 1 0 1、 扁平ステ一タ 1 0 2、 ロータ 1 0 3力 ら成り、 扁平ステ一夕 1 0 2には図 2に示す如く段差 1 0 2 aが設けられている構成と なっている。
またモ一タードライバ 1 0 4 a、 1 0 4 bを設け、 前記駆動コイル 1 0 1の両 端の電位を変えることによってこの駆動コイル 1 0 1に電流を流し、 前記扁平ス テ一タ 1 0 2を励磁する。 図 1に示す 2極モ一夕一の場合、 前記駆動コイル 1 0 1に電流が流れていない場合におけるロータ 1 0 3の前記扁平ステ一夕 1 0 2に 対する磁極位置は、 図 2に示す静的安定点 1 1 0の位置に、 また前記駆動コイル 1 0 1に電流を流して前記扁平ステ一夕 1 0 2を励磁した場合における前記口一 タ 1 0 3の前記扁平ステータ 1 0 2に対する磁極位置は図 3に示す電磁的安定点 1 1 1の位置になる。
通常、 電子時計では前記モータ一ドライバ 1 0 4 aまたは 1 0 4 13から4〜5 m Sの間、 前記駆動コイル 1 0 1の両端電位を変化させる駆動パルス信号を出力 してこの駆動コイル 1 0 1にパルス電流を流し、 前記ロー夕 1 0 3を回転動作さ せる。 このロータ 1 0 3は前記駆動コイル 1 0 1に電流が流されている間回転 し、 前記ロータ 1 0 3が前記扁平ステ一夕 1 0 2に対しておおむね図 4に示す磁 極位置に来たとき前記駆動コイル 1 0 1に流れる電流が停止するが、 前記ロータ 1 0 3は慣性によって図 5の位置まで回転し、 その後ロータ 1 0 3は前記静的安 定点 1 1 0を中心に減衰振動し最終的に停止する。
前記ロータ 1 0 3力'静止した状態で、 たとえば前記モータードライバ 1 0 4 a から駆動パルス信号を出力し前記駆動コイル 1 0 1に電流を流し、 図 6に示す如 く前記扁平ステ一夕 1 0 2を励磁した場合、 前記ロータ 1 0 3は図 6の Aに示す 回転方向に 1 8 0度回転する。 さらにロータ 1 0 3力 '静止した後に、 前回駆動パ ルス信号を出力したのと反対側のモータ一ドライバ 1 0 4 bから駆動パルス信号 を出力すると、 前記口一夕 1◦ 3は図 6の Aの方向にさらに 1 8〇度回転する。 ロータ 1 0 3が静止した状態から前記駆動コイル 1 0 1に電流を流すことによつ て前記ロータ 1 0 3の回転動作を行った場合は図 6の Aに示す方向に確実に回転 する。
また、 前記ステップモーターを高速回転させる場合、 当然のことながら前記口 一夕 1 0 3を高速で回転させる必要が生じる。 このとき、 前記モータードライバ 1 0 4 aとドライバ 1 0 4 bから出力される駆動パルス信号の出力間隔を狭くす る必要が生じる。
前記口一夕 1 0 3をより高速に回転させようとし、 駆動パルス信号の出力間隔 を狭めていくと、 ロータ 1 0 3が回転した直後の減衰振動が停止しないうちに次 の,駆動パルス信号を出力しなければならなくなってくる。
しかし、 ロータ 1 0 3が減衰振動中で図 7の位置、 すなわち前記ロータ 1 0 3 と電磁的安定点 1 1 1との位置関係が図 7に示す状態で次の駆動パルス信号が出 力されると、 口一夕 1 0 3は図 6の Aに示す方向と逆、 すなわち通常方向とは逆 方向の回転をしてしまう。 従って、 このロータ 1 0 3を安定的に回転させるため には、 駆動パルス信号の出力間隔を、 ロー夕 1 0 3の回転後の減衰振動が、 前記 電磁的安定点 1 1 1を越えない範囲に安定するまでの時間以上にする必要があつ た。
駆動パルス信号のパルス幅および減衰振動の安定時間を合わせた時間、 すなわ ち駆動パルス信号の出力周期は最小でも 1 O m S前後となってしまう。 これは現 状の駆動方式では駆動パルス信号の出力周波数として 1 0 0 H z程度が限界に なってしまっていることを示している。 しかし上記課題については、 本出願人が先に出願した特願平 6— 304440 号に示される方式によって改善されている。
図 8は従来のモ一夕一駆動装置における駆動回路の一例を示す回路図であり、 図 9は図 8の駆動回路の動作を表わす波形図である。
図 8において、 25' は駆動回路であり、 1 aおよび 1 bのモータードライバ から成る。 2は駆動コイルである。 41 ' は逆起電圧検出回路であり、 バイアス 手段 3と電圧検出回路 5とを有する。 さらに、 3はバイアス手段であり 3 a、 3 bのスィッチ手段、 3 c、 3 dの同抵抗値をもつバイアス抵抗から成る。 4は扁 平ステ一夕、 5は電圧検出回路であり 5 aのインバー夕、 5 bの帰還抵抗、 5 c の入力抵抗から成る。 6はインバ一タ、 103はロータである。 42' は駆動コ ィル 2、 ステ一夕 4および口一夕 103から成るモータ一である。
前記モータ一ドライバ 1 a、 1 bは、 信号 0 E l力 ' H" レベルのときはそれ ぞれ 01 i n、 02 i nの入力信号をバッファ出力し、 信号 0E 1力 ' L" レべ ルのときは、 出力をハイインピーダンスにする。 また前記スィッチ手段 3 a、 3 bは、 インバ一タ 6から出力される信号 S E力 ' L" レベルの時オフ、 " H" レ ベルのときオンするスィツチである。
以下、 図 9の波形図に従って図 8の回路の動作の説明をする。
図 9の （a) の期間は、 信号 OE 1力 ' H" レベルであり、 前記モータードラ イノ' l a力 ら" H" レベルの駆動パルス信号が出力されるので、 前記駆動コイル 2に電流が流れ、 前記口一夕 103が回転する。 この間、 前記スィッチ手段 3 a、 3 bは信号 SE力 ' L" レベルであるためともにオフ状態になっている。 図 9の （b) の期間では信号 (） E 1力 ' L" レベルであるので前記モータードラ ィバ l a、 1 bの出力はハイインピーダンス状態になっており、 前記スィッチ手 段 3 a、 3 bがオンするため、 前記駆動コイル 2の一端である X端子は電源電圧 の 1 Z2の電圧であるバイアス電圧 Vbに分圧される。
ここで、 図 9の （b) の期間に前記駆動コイル 2の一端である Y端子に現われ る電圧波形について説明する。
前記モータードライバ 1 a、 1 bの出力がハイインピーダンス状態で、 前記ス イッチ手段 3 a、 3 bが O Nしており、 前記バイアス抵抗 3 c、 3 dによって、 X端子の電圧が前記バイアス電圧 V bのレベルになっている場合、 Y端子の電圧 値は前記ロータ 1 0 3の回転や前記モータードライバ 1 a、 1 bの影響がなけれ ば、 X端子と同様に前記バイアス電圧 V bとなる。 しかしながら図 9の （a ) の 期間で駆動パルス信号の出力直後は、 前記駆動コイル 2に流れる電流が切られる ことにより誘導電圧が図 9の V rの如く発生し、 また駆動パルス信号が出力され ることによって、 前記ロータ 1 0 3が回転すると、 このロー夕 1 0 3の回転に よって逆起電圧 V gが図 9の如く発生する。 これらの発生電圧の合成波形が Y端 子に現れ、 この Y端子に現れる電圧波形を電圧検出回路 5で増幅したものが図 9 の A o u tに示す波形となる。
図 9の （b ) の期間の A o u tの波形は、 駆動パルス信号の出力終了直後は、 前記駆動コイル 2から発生する誘導電圧が支配的となるが、 時間の経過とともに 影響が減少し、 代わって前記ロータ 1 0 3からの逆起電圧が支配的となる。 図 9において、 A o u tの波形が前記バイアス電圧 V bを正から負の方向によ ぎるタイミング （時点 P ) 、 前記ロータ 1 0 3がすでに説明した電磁的安定点 を通過するタイミングとほぼ等しくなる。 このタイミングにおいて、 前回に駆動 パルス信号を出力したのと逆のモータードライバ 1 bから駆動パルス信号を出力 すると、 前記ロータ 1 0 3は、 前記扁平ステ一夕 4に対する磁極位置が電磁的安 定点を過ぎたあとであるため、 逆転することなく正方向の回転を続ける。
別の従来例として図 1 0は、 モーターから発生する逆起電圧の検出を駆動コィ ルと同軸上に巻かれた検出コイルで行うものであり、 すでに説明した図 1のス テ、ソプモーターに、 前記駆動コイル 1 0 1と同軸上に巻かれた検出コイル 1 0 5 と、 前記ロータ 1 0 3が回転した際に前記検出コイル 1 0 5に発生する逆起電圧 を検出する差動アンプ 1 0 6 aと、 この差動アンプ 1 0 6 aの出力信号を基準電 圧 V bと比較しこの比較結果である信号 A o u tを出力するコンパレータ 1 0 8 とで構成された電圧検出手段を付加したものである。
図 1 0において、 2 5はモ一タードライバ 1 0 4 aおよび 1 0 4 カ>ら成る駆 動回路であり、 4 1はステ一夕 1 0 2に巻かれた検出コイル 1 0 5、 差動アンプ 1 0 6 aおよびコンパレ一タ 1 0 8から成る逆起電圧検出回路であり、 4 2は駆 動コイル 1 0 1、 ステ一夕 1 0 2およびロータ 1 0 3から成るモーターであ る。
本従来例では、 前記ロータ 1 0 3が回転しているときにおけるロータ 1 0 3の 前記扁平ステ一タ 1 0 2に対する磁極位置を、 前記ロータ 1 0 3が回転すること によつて発生する逆起電圧を前記検出コイル 1 0 5を介して前記電圧検出手段で 検出し、 前記コンパレータ 1 0 8からの出力に基づいて前記駆動パルス信号の出 カタイミングを制御するように構成されている。
本従来例の構成によるモーターの駆動は前述した図' 8における駆動コイル 2を 用いてモーターからの逆起電圧を検出する方式と同様に行うことができ、 波形と しては図 1 1となる。 ただし、 本構成では駆動パルス出力時に駆動コイル 1 0 1 に流れる電流の直流成分は除去されるので差動アンプの出力に現れる電圧波形と しては V gと V rの合成波形となる。
本従来例では逆起電圧検出は、 駆動コイル 1 0 1 と同軸上に巻かれた検出コィ ル 1 0 5によって行っている力 本方式は本出願人より特開平 6— 2 3 5 7 7 7 号公報としてすでに出願されている。
以上のように、 図 8および図 9に示す駆動方式によれば、 駆動パルス信号の出 力間隔を限界まで狭くすることが可能であり、 結果としてモーターを通常のス テッブ駆動方式に比べて 3倍程度の速度で回転させることができた。
このような従来の同期駆動方式では、 モーターの始動時の駆動パルス条件と、 始動後一定時間が経過した後の回転速度が安定した状態での駆動パルス条件とは 大きく異なっていた。 従って駆動回路に印加する駆動パルス信号を予め数種類用 意し、 モーターの始動時は大きな幅の駆動パルス信号を駆動回路に印加し、 回転 速度の向上とともに印加する駆動パルス信号のパルス幅を狭くしていく構成を とっていた。
しかしながら、 大きな負荷がモーターに取り付けられたシステム、 とりわけ振 動モータ一の扁平重りのようにアンバランスな負荷が取り付けられた場合、 モー ターの ¾勢によって駆動パルス条件が大きく異なってくる。 すなわちモータ一の 回転軸が重力と垂直方向にあり、 扁平重り力 '重力に逆らつて回転を開始する位置 にある場合と重力に引かれて回転を開始する位置にある場合とでは、 始動に際し て必要となるエネルギーが非常に異なり、 その結果として駆動回路から出力され る駆動パルス幅の条件が変わってしまう。
従来の駆動方式によってモーターを駆動した場合、 始動時のパルス幅が一定条 件で固定されていたために円滑な始動力 '行えないという不具合が発生していた。 すなわち扁平重りが重力に逆らって回転を開始するという状態ではパルス幅が モーターが始動するに十分でなく、 回転しないことがあり得た。 また扁平重りが 重力に引かれて回転を開始するという状態では， パルス幅が過剰となってしま い、 結果として消費電流の増加を招いていた。
さらに従来の駆動方式の特徴であるロータの位相角に同期を取つて駆動する方 式では、 モーターが回転して逆相に達したタイミングで次の駆動パルス信号を出 力すること力必要であるが、 パルス幅が過剰に出力された場合、 モ一ターが逆相 に達した後も同じ駆動パルス信号が出力され続けることになり、 結果としてモ一 ターに対してブレーキがかかり回転効率を著しく損なうことになつていた。 またモーターの始動後に予め決められた時間で駆動パルス信号のパルス幅を徐 々に狭くしていく方式では、 モーターの負荷が大きいときや駆動電圧が低下して いる場合などの状態においてモータ一の回転速度が十分に向上しないうちにパル ス幅を狭くしてしまうこととなり、 モーターの加速性能を低下させるばかりか場 合によっては回転に必要なエネルギー力得られずモーターの停止に追い込まれる 可能性が考えられた。
一方、 回転速度に対して駆動パルス信号のパルス幅の減じ方が十分でない場 合、 すなわち過剰なパルス幅で駆動パルス信号を出力した場合、 図 8の電圧検出 回路 5から出力される信号 A o u tは図 1 2の如くなる。 すなわち駆動パルス信 号の出力が終了した後に発生する誘導電圧の影響がなくならないうちにモーター から発生する逆起電圧が V bの電位よりも負側に寄ってしまい、 このため本来、 時点 Qで出力されるべき次の駆動パルス信号が出力されなくなつてしまう。 結果 としてモータ一が停止したり、 停止にまでは至らなくても回転速度が向上しない という不具合が発生していた。
発明の開示
本発明は上記課題を解決し、 モーターの確実な始動性や安定した回転性能を得 ることを目的とする。
上記課題を解決するための本発明は、 請求の範囲第 1項として、 少なくとも 2 極のステ一夕と少なくとも 2極の永久磁石を有するロータと前記ステ一夕と磁気 的に結合した駆動コイルとで構成されたステップモーターと、 該ステップモータ 一を駆動するための駆動パルス信号を出力する駆動パルス発生手段と、 該駆動パ ルス発生手段からの信号に基づき前記駆動コイルに駆動電流を供給するための駆 動回路と、 前記ロータの回転によって生じる逆起電圧を検出する電圧検出回路 と、 該電圧検出回路に生じる検出信号に基づいて前記ステ一夕に対する回転中の ロータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段を備え、 前記駆動パルス発生手段 は、 前記磁極位置検出手段からの検出信号に基づいて前記駆動パルス信号の出力 タイミングを制御するモーター駆動装置において、 前記磁極位置検出手段は、 前 記駆動パルス信号の出力期間中に検出した前記電圧検出回路からの前記検出信号 に基づいて前記駆動パルス信号の出力を停止するとともに、 前記駆動パルス信号 と逆相の駆動パルス信号を出力させることを特徴とする。
また、 請求の範囲第 2項として、 請求の範囲第 1項において、 前記磁極位置の 検出は、 前記駆動コイルに同軸上に巻かれた検出コイルに発生する逆起電圧を前 記磁極位置検出手段で検出することで行われることを特徵とする。
また、 請求の範囲第 3項として、 請求の範囲第 2項において、 前記磁極位置の 検出は、 前記磁極位置検出手段で検出した逆起電圧と所定電位との比較結果に基 づいて行われることを特徴とする。
また、 請求の範囲第 4項として、 請求の範囲第 3項において、 前記磁極位置の 検出のための前記所定電位力 s複数設定されていることを特徴とする。
また、 請求の範囲第 5項として、 請求の範囲第 1項において、 前記電圧検出回 路は、 前記駆動コイルの一端の電位レベルを電源電圧の中間電位にバイアスする ためのバイアス手段と、 前記駆動コイルの他端に生じる逆起電圧を検出する電圧 検出回路で構成されており、 駆動パルス発生手段は複数の休止期間を有する間欠 的なパルス群で構成された駆動パルス信号を出力するとともに、 前記磁極位置検 出手段は、 前記複数の休止期間中に検出した前記電圧検出回路からの検出信号と 前記中間電位との比較結果に基づいて前記駆動パルス信号を停止するとともに該 停止した駆動パルスとは逆相の駆動パルス信号を出力することを特徴とする。 また、 請求の範囲第 6項として、 請求の範囲第 5項において、 前記磁極位置の 検出は、 前記磁極位置検出手段で検出した逆起電圧が所定電位を横切ったことに よつて行われることを特徴とする。
また、 請求の範囲第 7項として、 請求の範囲第 6項において、 前記磁極位置の 検出のための前記所定電位が複数設定されていることを特徴とする。
また、 請求の範囲第 8項として、 請求の範囲第 5項において、 前記間欠的なパ ルス群で構成された駆動パルス信号は、 パルス幅の異なる複数のパルス群から成 ることを特徴とする。
また、 請求の範囲第 9項として、 請求の範囲第 8項において、 前記間欠的なパ ルス群で構成された駆動パルス信号は、 パルス幅の大きい第 1パルスと、 該第 1 パルスよりもパルス幅の小さい第 2パルス群とで構成したことを特徴とする。 また、 請求の範囲第 1 0項として、 請求の範囲第 9項において、 前記第 1パル スは前記ロータの回転速度に応じてそのパルス幅が変化することを特徴とす る。
また、 請求の範囲第 1 1項として、 請求の範囲第 9項において、 前記第 1パル スは前記口一夕の始動時からの駆動パルス出力数に応じてそのパルス幅が変化す ることを特徴とする。
また、 請求の範囲第 1 2項として、 請求の範囲第 9項において、 前記第 2パル スは前記ロータの回転速度に応じてそのパルス幅が変化することを特徴とす る。
また、 請求の範囲第 1 3項として、 請求の範囲第 9項において、 前記第 2パル スは前記ロータの始動時からの駆動パルス出力数に応じてそのパルス幅が変化す ることを特徴とする。 また、 請求の範囲第 1 4項として、 請求の範囲第 1 0項において、 前記第 1パ ルスは前記ロータの回転速度力 s '速くなるにしたがってそのパルス幅が狭くなるよ うに変化することを特徴とする。
また、 請求の範囲第 1 5項として、 請求の範囲第 1 1項において、 前記第 1パ ルスは前記ロータの始動時からの駆動パルス出力数の増加とともにそのパルス幅 が狭くなるように変化することを特徴とする。
また、 請求の範囲第 1 6項として、 請求の範囲第 1 2項において、 前記第 2パ ルスは前記ロータの回転速度が速くなるにしたがってそのパルス幅が狭くなるよ うに変化することを特徴とする。
また、 請求の範囲第 1 7項として、 請求の範囲第 1 3項において、 前記第 2パ ルスは前記ロータの始動時からの駆動パルス出力数の増加とともにそのパルス幅 が狭くなるように変化することを特徴とする。
また、 請求の範囲第 1 8項として、 請求の範囲第 5項において、 前記間欠的な パルス群で構成された駆動パルス信号の複数の休止期間の幅は、 前記ロータの回 転速度に応じてその休止期間幅が変化することを特徴とする。
また、 請求の範囲第 1 9項として、 請求の範囲第 5項において、 前記間欠的な パルス群で構成された駆動パルス信号の複数の休止期間の幅は、 前記ロータの始 動時からのパルス出力数に応じてその休止期間幅が変化することを特徴とす る。
また、 請求の範囲第 2 0項として、 請求の範囲第 1 8項において、 前記休止期 間幅は、 前記ロータの回転速度力 s速くなるにしたがってその幅が狭くなるように 変化することを特徴とする。
また、 請求の範囲第 2 1項として、 請求の範囲第 1 9項において、 前記休止期 間幅は、 前記口一夕の始動時からの駆動パルス出力数の増加とともにその幅が狭 くなるように変化することを特徴とする。
また、 請求の範囲第 2 2項として、 請求の範囲第 1項において、 前記モーター 駆動装置は、 前記駆動パルス発生手段力 台動パルスを出力してから所定の時間を 計時した後タイマー信号を発生するタィマー回路を有し、 前記駆動パルス発生手 段は始動パルスの出力を開始した後に所定の時間が経過しても前記磁極位置検出 手段からの検出信号が発生しない場合に、 前記タイマー回路からのタイマー信号 出力に応じて始動パルスの出力を停止するとともに、 始動パルスと逆相に駆動パ ルス信号を出力することを特徴とする。
また、 請求の範囲第 2 3項として、 少なくとも 2極のステ一夕と少なくとも 2 極の永久磁石を有するロータと前記ステ一夕と磁気的に結合した駆動コイルとで 構成されたステップモータ一と、 該ステップモーターを駆動するための駆動パル ス信号を出力する駆動パルス発生手段と、 該駆動パルス発生手段からの信号に基 づき前記駆動コィルに駆動電流を供給するための駆動回路と、 前記ロー夕の回転 によって生じる逆起電圧を検出する電圧検出回路と、 該電圧検出回路に生じる検 出信号に基づいて前記ステ一夕に対する回転中のロータの磁極位置を検出する磁 極位置検出手段を備え、 前記駆動パルス発生手段は、 前記磁極位置検出手段から の検出信号に基づいて前記駆動パルス信号の出カタイミングを制御するモーター 駆動装置において、 前記駆動パルス発生手段力駆動パルス信号の出力を終了して から所定の時間が経過した後にタイマー信号を発生する夕ィマー回路を有し、 前 記駆動パルス発生手段は駆動パルス信号の出力を開始した後に所定の時間が経過 しても前記磁極位置検出手段からの検出信号力 生しない場合、 次に出力する駆 動パルス信号のパルス幅を前回出力された駆動パルス信号よりも狭くすることを 特徴とする。
また、 請求の範囲第 2 4項として、 請求の範囲第 2 3項において、 前記駆動パ ルス発生手段は駆動パルス信号の出力を開始した後に所定の時間力 s経過しても前 記磁極位置検出手段からの検出信号が発生しない場合、 前記駆動パルス信号とは 逆極性の補償パルス信号を出力することを特徴とする。
また、 請求の範囲第 2 5項として、 請求の範囲第 2 4項において、 前記補償パ ルス信号は前記駆動パルス信号よりもパルス幅力 s狭いことを特徴とする。
また、 請求の範囲第 2 6項として、 請求の範囲第 1項または第 2 3項におい て、 前記ステップモーターの回転を停止する場合に、 制動用パルス信号を出力す る制動パルス発生手段を有し、 該制動パルス発生手段は前記磁極位置検出手段か らの検出信号に基づいて制動用パルス信号の出力夕イミングを制御することを特 徵とする。
また、 請求の範囲第 2 7項として、 請求の範囲第 2 6項において、 前記制動用 パルス信号は前記ステ一夕が前記ロータの磁極と逆極性に励磁される方向に出力 されることを特徴とする。
また、 請求の範囲第 2 8項として、 請求の範囲第 2 6項において、 前記制動用 パルス信号は前記ステップモーターを駆動する駆動パルス信号よりも大きいパル ス幅で出力されることを特徴とする。
図面の簡単な説明
図 1は従来のモーター駆動装置の駆動部の回路図、 図 2は図 1における 2極ス テツプモーターの静的安定点を示す平面図、 図 3は図 1における 2極ステップ モーターの電磁的安定点を示す平面図、 図 4は図 1における 2極ステップモー ターの回転中の磁極位置を示す平面図、 図 5は図 1における 2極ステップモー ターの回転方向を示す平面図、 図 6は図 1における 2極ステップモーターの回転 方向を示す平面図、 図 7は図 1における 2極ステップモーターの回転方向を示す 平面図、 図 8は従来例のモーター駆動装置における駆動回路の回路図、 図 9は図 8の駆動回路の動作を表わす波形図、 図 1 0は他の従来例のモーター駆動装置に おける駆動回路の回路図、 図 1 1は図 1 0の駆動回路の動作を表わす波形図、 図 1 2は図 8の駆動回路の動作を表わす波形図である。 図 1 3は本発明のモーター 駆動装置における駆動システムの第 1の実施例を示すプロック図、 図 1 4は図 1 3の駆動システムの動作を表す波形図、 図 1 5は第 1のパルスでモーターが回 転しなかった場合の回路の各部の状態を表す波形図、 図 1 6は第 1のパルスで モーターが回転しなかった場合の回路の各部の状態を表す波形図、 図 1 7は図 1 0の駆動回路にヒステリシスコンパレータを適用した場合の回路図、 図 1 8は本 発明のモータ一駆動装置における駆動システムの第 2の実施例を示すブロック 図、 図 1 9は図 1 8の駆動システムの動作を表す波形図、 図 2 0は図 1 8の駆動 システムの動作を示す波形図、 図 2 1は図 8の駆動回路にヒステリシスコンパ レータを適用した場合の回路図、 図 2 2は本発明のモータ一駆動装置における駆 動システムの第 3の実施例を示すプロック図、 図 2 3は図 2 2の駆動システムの 動作を表す波形図、 図 2 4は図 2 2に示す第 3の実施例の別の構成を示すプロッ ク図、 図 2 5は図 2 4の駆動システムの動作を表す波形図、 図 2 6は本発明の モーター駆動装置における駆動システムの第 4の実施例を示すブロック図、 図 2 7は図 2 6の駆動システムの動作を表す波形図、 図 2 8は図 2 6の駆動システム の動作を表す波形図、 図 2 9は本発明のモーター駆動装置における駆動システム の第 5の実施例を示すプロック図、 図 3 0は図 2 9の駆動システムの動作を表す 波形図、 図 3 1は本発明のモーター駆動装置における駆動システムの第 6の実施 例を示すプロック図、 図 3 2は本発明のモーター駆動装置における駆動システム の第 7の実施例の構成を示すプロック図、 図 3 3は図 3 2の駆動システムの動作 を表す波形図、 図 3 4は本発明のモーター駆動装置における駆動システムの第 8 の実施例を示すブロック図、 図 3 5は図 3 4の駆動システムの動作を表す波形図 である。
発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の第 1の実施例を図面をもって説明する。
図 1 3は本発明のモーター駆動装置における駆動システムの第 1の実施例を示 すブロック図であり、 図 1 4は図 1 3の駆動システムの動作を表す波形図であ る。
図 1 3において、 2 1は基本周波数信号 O S Cを発振する発振回路であり、 2 2は基本周波数 O S Cを分周した信号 F d i vを出力する分周回路であり、 2 3はモーター 4 2を駆動する駆動パルス信号の基となる信号である信号 0 Eを 成形する波形成形回路であり、 2 4は信号 0 Eおよび F dに基づいて駆動パルス 信号としての信号 0 1 i nまたは信号 0 2 i nを出力する駆動制御回路であり、 2 5は信号 0 1 i nおよび信号 0 2 i nに基づいてモータ一 4 2を駆動する信号 d r V 1または信号 d r v 2を出力する駆動回路であり、 2 6 aは逆起電圧検出 回路 4 1で検出した信号 A o u t力 ^基準電位 V bを正方向 （負から正の方向） に よぎったとき正エッジ検出信号 P Eを出力する正エッジ検出回路であり、 2 6 b は逆起電圧検出回路 4 1で検出した信号 A o u t力 ^基準電位 V bを負方向 （正か ら負の方向） によぎつたとき負エツジ検出信号 N Eを出力する負エツジ検出回路 であり、 31は正ェッジ検出信号 P Eと負エツジ検出信号 N Eとを 0 R出力する 0 R回路であり、 28は駆動パルス信号の立ち上がりから所定時間の経過を計時 するタイマー回路である。 27はパルス制御回路であり、 駆動制御回路 24の動 作、 非動作を制御する信号 Fdと、 波形成形回路 23が出力する信号 OEの出力 タイミングを制御する信号 P t r gを出力する。 駆動回路 25、 逆起電圧検出回 路 41およびモーター 42は、 先に従来例で説明した図 10と同様の構成をとる ものとする。 40は、 正エッジ検出回路 26 aと負ェ'ソジ検出回路 26 bと OR 回路 31と逆起電圧検出回路 41とから構成される磁極位置検出回路である。 以下に図 14を参照して動作を説明する。
前記モーター駆動装置の本回路システム非動作 4犬態、 すなわち図 10に示した 前記ロータ〗 03が回転していない場合、 前記パルス制御回路 27から出力され る信号 Fd力 ' H" レベルになっており、 この状態では前記駆動制御回路 24か ら前記駆動回路 25に対する出力 01 i n、 02 i nはともに" L" レベルであ るので、 前記モータードライバ 104 a、 1 04 bの出力はともに" L" レベル になっている。
次に前記口一夕 103を回転させる場合、 外部より始動信号 SSが前記パルス 制御回路 27に入力されると、 このパルス制御回路 27から出力される信号 Fd が" L" レベルとなり、 一方タイマ一回路 28は、 信号 S Sを受けるとタイマー 動作を開始する。 信号 Fd力 ' L" レベルで且つ信号 0Eが" H" になると前記 駆動制御回路 24の出力信号は、 信号 0E力 ' L" レベルの場合は信号 01 i n を" H" 出力し、 信号 0E力 ' H" レベルの場合は信号 02 i nを" H" 出力す る。 図 14では、 信号 SSが出力された直後の信号 0Eは" じ' であるのでこの 場合は信号 01 i n力 ' H" となる。
ここで、 前記正エツジ検出回路 26 aおよび前記負エツジ検出回路 26 bの動 作について説明する。 前記正エッジ検出回路 26 aは、 信号 0E力 ' H" レベル のとき能動状態になり、 信号 A o u tが前記バィァス電圧 V bを正方向によぎつ た場合に正エッジ検出信号 PEを出力する。 また、 前記負エッジ検出回路 26a は、 信号 OE力 ' L" レベルのとき能動状態になり、 信号 OE力 ' L" レベルの 期間に信号 A outが前記バイアス電圧 Vbを負方向によぎった場合に負エッジ 検出信号 NEを出力する。
図 14の t lの期間は、 信号 0E力 ' L" であることから、 負エッジ検出回路 26 bが動作状態となっている。 駆動制御回路 24からの出力信号 01 i nが " H" の状態力続くと、 駆動回路 25からの信号である信号 A outは、 図 14 の t 1の期間で示される波形となる。
t 1の期間で信号 A o u tが前記バイアス電圧 V bの電位を正から負の方向に よぎると負エツジ検出回路 26 bは負エツジ検出信号 N Eを出力する。 前記パル ス制御回路 27は前記負エッジ検出信号 NEを OR回路 31を介して受けると信 号 P t r gを出力する。 また夕イマ一回路 28は同様に負エッジ検出信号 NEを OR回路 31を介して受けるとタイマー動作をリセットして停止する。
前記波形成形回路 23は信号 P t r gの立ち上がりに同期して信号 0 Eを、 図 14の t 2の期間" H" レベルにする。 前記駆動制御回路 24は、 信号 0E力 ' H" の間、 信号 02 i nを" H" レベルにする。
図 14の t 2の期間は、 前記正エッジ検出回路 26 aは、 信号 A o utを受 け、 この信号 A o u tのレベルがバイアス電圧 Vbを負から正の方向によぎった 場合に正エッジ検出信号 PEを出力する。 前記パルス制御回路 27は前記正エツ ジ検出信号 PEを O R回路 31を介して受けると信号 Pt r gを出力する。 以 降、 同様の動作が繰り返され、 前記ロータ 103は回転を続ける。
前記ロータ 103の回転を停止する場合は、 外部より停止信号 ESを前記パル ス制御回路 27に入力する。 パルス制御回路 27は、 停止信号 ESが入力された 直後の正ェッジ検出信号 P Eまたは負ェッジ検出信号 N Eを受けると最後の P t r gを出力する。 図 14の例ではパルス制御回路 27は負エッジ検出信号 NEを 受、 信号 P t r gを出力している。
図 14の t 4の期間で信号 02 i nに" H" レベルが出力され、 前記正エッジ 検出回路 26 aが能動状態となり、 信号 A o u tが前記バイァス電圧 V bを負か ら正の方向によぎるタイミングで正エツジ検出信号 P Eが出力される。 前記パル ス制御回路 2 7は停止信号 E Sを受けた後に正エツジ検出信号 P Eを受けると信 号 F dを" H " レベルにするとともに、 前記モ一タードライバ 1 0 4 a、 1 0 4 bの出力を" じ' レベルに固定し回路の動作は終了する。
以上説明した第 1の実施例では、 信号 0 1 i nに" H " レベルが出力される始 動時の第 1のパルスで、 前記口一夕 1 0 3が回転する磁極位置に合った場合を想 定しているが、 実際の使用時においては駆動パルス信号の位相とロータ 1 0 3の 磁極位置の関係が必ずしも一致しているとは限らない。 とりわけ振動アラームの ように慣性の大きな負荷力取り付けられた場合、 モ一ターの回転動作が停止され た後も惰性でモーターが回り続けてしまうこと力 s '考えられ、 このような場合最終 的な磁極位置がどちらになるかは不確定である。
以上の事項を考慮にいれ、 第 1のパルスでモーターが回転しなかった場合につ いて本発明のシステムがどのように作動するかを図 1 3および図 1 5を用いて説 明する。
図 1 5は、 第 1のパルスでモ一ターが回転しなかった場合の回路の各部の状態 を表す波形図である。
第 1のパルスでモータ一が回転しなかった場合には駆動回路 2 5から出力され る信号 A o u tは図 1 5または図 1 6の状態になる。 すなわち、 モーターが回転 動作をしていないため、 モーターの正常回転時に発生する逆起電圧 V rがほとん ど発生せず、 結果として信号 A o u tは駆動パルス信号の出力時に検出コイルに 誘導される誘導電圧のみとなる。 この場合誘導電圧の影響がなくなった後は図 1 0に示した差動アンプ 1 0 6 aの両端の電位差は基本的には 0になるはずであ るが実際には何らかの電位差が生じているため結果として信号 A o u tの電位は バイァス電圧 V bに対して若千ではある力 S高いかもしくは低い状態になる。 誘導電圧の影響がなくなった後の信号 A o u tの電位が V bに比べて高い場 合、 駆動パルス信号を出力し続けても信号 A o u tが正から負の方向に V bのレ ベルをよぎることがないため、 次の駆動パルス信号の出力夕イミングとなる信号 P t r gが発生しない。 本システムでは信号 S Sが入力されると始動用の駆動パ ルス信号を出力するとともにタイマ一回路 2 8のタイマ一動作が行われている。 タイマー回路 2 8は予め定められた時間 （図 1 5においては t l ' ) 力経過して も磁極位置検出回路 4 0より正または負のエツジ検出信号がこない場合、 疑似検 出信号 T u pを出力するとともにタイマ一動作を停止する。 パルス制御回路 2 7 は信号 T U Pを受けると信号 P t r gを出力し、 結果として直ちに信号 0 2 i n に" H " レベルが出力され、 すなわち次の駆動パルス信号は最初の駆動パルス信 号と逆極性で出力されることで、 ロータ 1 0 3が回転する。 以降の動作は先に説 明した第 1のパルスでモータ一が回転した場合と同様の制御で行われる。
誘導電圧の影響がなくなった後の信号 A o u tの電位が V bに比べて低い場合 には、 誘導電圧の影響がなくなった直後に信号 A o u tの波形が V bを正から負 によぎるために負エツジ検出回路 2 6 bから直ちに信号 N Eが出力される。 従つ てこれを受けてタイマ一回路 2 8はタイマ一動作を停止する。 またパルス制御回 路 2 7は信号 P t r gを出力し、 以降の動作は先に説明した第 1のパルスでモ一 タ一が回転した場合と同様の制御で行われる。
以上説明したシステムでは、 駆動パルス信号を出力中にモ一ターから発生する 逆起電圧を検出することでモータ一が 1 8 0度回転したことを認識することがで き、 さらにこの夕イミングで次のパルスを出力することでモータ一の回転の勢い を殺すことなく確実で効率のよいモーター駆動を実現することができる。
この第 1の実施例によれば、 従来のような磁極位置検出用の駆動パルス信号休 止期間がないので、 駆動パルス信号と次の駆動パルス信号との間隔をなくすこと ができるので、 モーターを高速に且つ安定して駆動することができる。 また、 始 動時のロータ 1 0 3の磁極位置にかかわらず、 確実なモータの始動を実現するこ とができる。
なお、 図 1 0では差動アンプ 1 0 6 aの出力信号を基準電圧 V bと比較しこの 比較結果である信号を出力するコンパレータ 1 0 8とで構成された電圧検出手段 を付加したが、 図 1 7のように、 差動アンプ 1 0 6 aと帰還抵抗 1 0 6 bと入力 抵抗 1 0 6 cとから成る回路 1 0 6に、 差動アンプ 1 0 7 aと帰還抵抗 1 0 7 b と入力抵抗 1 0 7 cとから成る回路 1 0 7を接続して、 ヒステリシスコンパレー 夕を構成するようにして、 磁極位置の検出のため、 逆起電圧がよぎったかどうか の基準電位にヒステリシスを設けるようにしてもよい。
このようにヒステリシスコンパレー夕を設けることにより、 基準電位を逆起電 圧がよぎったかどうかの検出タイミングに遅延を持たせることで、 外部からの磁 界等の影響による誤動作を防止することができ、 さらに、 モーターに物理的な衝 撃等が加わった場合においてもモ一ターの回転の安定性向上に効果がある。 次に第 2の実施例として、 駆動コィルを磁極位置検出用の検出コイルに兼用し てモーターからの逆起電圧を検出する構成をとるモーター駆動装置に関して本発 明を導入した場合について図をもって説明する。
図 1 8は、 先に説明した図 1 3のシステムに若干の改良を加え、 駆動パルス信 号を出力中であってもモーターからの逆起電圧を検出することを可能とした第 2 の実施例を示すブロック図であり、 また図 1 9、 図 2 0は図 1 8の動作を示す波 形図である。 図 2 0は、 図 1 9と比べて時間軸で拡大して示してある。
図 1 8において、 3 2は信号 0 E 1が" L" になってから所定時間を計時して この所定時間内に正エツジ検出信号 P Eまたは負エツジ検出信号 N Eを受けてい ない場合に信号 T u p ' を出力するタイマ一回路 Bであり、 4 6は信号 T u p ' を受けるたびに出力信号 Qを反転するフリップフロップ回路である。 4 0 ' は正 エッジ検出回路 2 6 aと負エッジ検出回路 2 6 bと O R回路 3 1と逆起電圧検出 回路 4 1 ' とから構成される磁極位置検出回路である。 波形成形回路 2 3は、 駆 動パルス信号を間欠制御するとともに磁極位置検出回路 4 0 ' およびタイマ一回 路 B 3 2を制御する信号である信号 0 E 1を、 パルス制御回路 2 7より出力され る P t r g信号を受けるごとに出力する。 駆動制御回路 2 4は、 フリップフロッ プ回路 4 6からの出力信号 Qに基づいて、 信号 0 1 i nと信号 0 2 i nを切替え 出力するように構成している。 また、 駆動回路 2 5 ' 、 逆起電圧検出回路 4 Γ およびモータ一 4 2 ' は、 先に従来例で説明した図 8と同様の構成をとるものと する。 その他の構成要素は図 1 3と同様であるので説明を省略する。
図 8に示した前記ロータ 1 0 3を回転させる場合、 外部より始動信号 S Sが前 記パルス制御回路 2 7に入力されると、 このパルス制御回路 2 7から信号 P t r gが出力され、 信号〇 E lは図 1 9に示す如く期間 t bに " H " となる。 信号 0 E Lは、 フリップフロップ回路 46の出力信号 Cが" L" レベルの場合には信号 01 i nに出力され、 出力信号 Q力 ' H" レベルの場合には信号 02 i nに出力 される。 図 19では信号 SSが出力された直後に出力信号 Qは" L" であるので この場合は信号 0 E 1は信号 01 i nに出力される。 図 19において信号 0E 1 が出力された t bの後の t 2の期間では信号 Qが" L " でありさらに信号 0 E 1 が "L" であることから正エッジ検出回路 26 aが能動状態となる。
図 19における" 1の期間では信号 0 E 1力 ' H" の間に信号 01 i nの駆動 パルス信号が出力され、 信号 0 E 1力 ' L" の間は図 8のモータードライバ 1 a、 1 bの出力をハイインピーダンスにするとともにバイアス手段 3を動作させ ることによりモーターからの逆起電圧の検出を行う。
ここで図 19における t 1の期間の信号 A o u tの波形について図 20の拡大 図をもって説明する。
t 1の期間における A o u tの波形は、 信号 01 i nの波形の駆動パルス信号 が出力されることにより、 駆動コイル 2に発生する誘導電圧 Vr、 モーターが回 転することにより発生する逆起電圧 V gの合成波形となる。 図 20の t 2の期間 では信号 01 i n力 ' じ' になった直後は誘導電圧 Vrが支配的であり、 誘導電 圧 V rの影響が時間の経過とともになくなると逆起電圧 V g力 s観測されるように なる。 逆起電圧 Vgの電位レベルが Vbよりも上にある t 2の期間、 すなわち ロータ 103が 180度回転しきっていない場合では、 信号 Ao utの波形が誘 導電圧 Vrの影響がなくなる過程で必ず Vbの電位を負から正の方向でよぎって いる （図 2◦における P 1の時点） 。
タイマー回路 B32は信号 0E 1力 L" になるとタイマ一動作を開始する。 フリップフロップ回路 46の出力信号 Qが" L" であることから正エッジ検出回 路 26 aは信号 0E 1力 L" の期間に動作状態となる。 正エッジ検出回路 26 aは、 図 20の t2の期間の P 1の時点で、 信号 A outの波形が V bを負から 正方向によぎったことを観測すると、 正エッジ検出信号 PEを出力する。 また、 タイマー回路 B 32は信号 PEを OR回路 31を介して受けるとタイマ一動作を 停止し、 一方パルス制御回路 27は、 所定の時間 （t 2) の間、 タイマ一回路 B 32からの信号がこない場合、 所定時間経過後 Ptr g信号を出力する。 波形成 形回路 23は P t r g信号を受けると t cの期間 0 E 1を "H" 出力しその後 t, 3の期間で t 2の期間と同様の逆起電圧の検出を行う。
図 20における t 2、 t 3、 t 4の期間では、 それぞれ P l、 P2、 P3の時 点で信号 A o u tの波形が V bの電位を負から正の方向でよぎるので、 P t r g が出力され、 信号 0E 1に "H" 信号が出力される。 逆起電圧 Vgの電位レベル が V bよりも下にある期間、 すなわち図 20の t 5の期間では、 ロータ 1 03が 180度以上回転しており、 信号 A o u tの波形が V bの電位を負から正の方向 でよぎることはない。 したがって t 5の期間では、 この間に正エッジ検出回路 2 6 aから正エッジ検出信号 PEを出力することはない。 タイマ一回路 B 32は t 5の期間に正エッジ検出信号 PEを受けないで所定の時間 （t 5) を経過すると Tup' を出力する。 パルス制御回路 27は信号 Tup' を受けると信号 Ptr gを出力し、 その結果波形成形回路 23から信号 0E 1が出力される。 このとき 信号 Tup' によりフリップフロップ 46の信号 Qは "L" から "H" になって いるので、 駆動制御回路 24からは信号 02 i n側に駆動パルス信号が出力され る。 以降の動作は先述した第 1の実施例と同様である。
この第 2の実施例によれば、 駆動パルス信号を出力中に逆起電圧を検出するた めの間隙を設けることで、 駆動コイルを逆起電圧検出コイルに兼用でき、 構成が 簡素化される。 また、 本実施例によれば、 第 1の実施例と同様に駆動パルス信号 と次め駆動パルス信号との間隔をなくすことができるので、 モーターを高速に且 つ安定して駆動することができる。
なお、 図 2 1の駆動回路は、 図 8の駆動回路にヒステリシスコンパレータ 13 を付加したものであり、 電圧検出回路 5の後段にこのヒステリシスコンパレ一夕
13が接続される。 このヒステリシスコンパレ一夕 13は、 入力抵抗 13 aと帰 還抵抗 13 bとインバー夕 13 cとインバ一夕 13 dとから成る。 このように構 成し、 磁極位置の検出のため、 逆起電圧がよぎったかどうかの基準電位にヒステ リシスを設けるようにしてもよい。
このようにヒステリシスコンパレータを設けることにより、 基準電位を逆起電 圧がよぎつたかどうかの検出タイミングに遅延を持たせることで、 外部からの磁 界等の影響による誤動作を防止することができ、 さらに、 モーターに物理的な衝 擊等が加わった場合においてもモーターの回転の安定性向上に効果がある。 以上モーター始動直後のパルス出力に対する制御方法について説明してきた が、 次に第 3の実施例として、 モーター始動後モーターの回転数が加速状態から 定速状態に移行するまでのパルス出力方法について説明する。
なお、 ここで説明する実施例については、 日板や振動アラーム用の扁平重りな ど憤性の大きな負荷が接続されたモーターに対して特に有効な手段である。 図 22は第 3の実施例の構成を示すプロック図であり第 1および第 2の実施例 と共通の項目については説明を省略する。 また図 23は図 22の動作を表す波形 図である。
図 22において、 35は信号 OE 1の立ち下がりに同期してタイマー動作を開 始するタイマー回路 Cである。 また、 タイマ一回路 C 35は、 信号 OE 1力 ' L " のとき動作を開始して所定時間経過後に信号 Cupを出力し、 信号 Ptr gに よってリセッ トされる。 36はカウンタ回路であり、 タイマー回路 C35からの Cup信号をカウン卜し、 パルス幅選択信号 Ps 1〜P sNを切替え出力する。 37は駆動パルス制御回路であり、 パルス幅選択信号 Ps l〜PsNに基づいて 信号 OE 1の幅を変化させている。 なお、 図 22における駆動回路 25' 、 逆起 電圧検出回路 41 ' およびモーター 42' は、 先に従来例で説明した図 8と同様 の構成をとるものとする。 また、 前述の第 2の実施例と同様な構成については説 明を省略する。
初期状態においては、 カウンタ回路 36のカウント値はクリアされており、 そ の結果として信号 Ps 1力 ' H" になっている。 駆動パルス制御回路 37は、 力 ゥン夕回路 36から出力される信号 P s 1から信号 P s Nに応じて出力する駆動 パルス信号のパルス幅を変化させる。 ここでは信号 P s iカ ' H" の場合すなわ ち始動直後が最も幅の広い駆動パルス信号を出力し、 後述するように以降レベル カ H" となる信号が信号 P s 2、 P s 3、 · · ·、 P sNの順で変化するに 従って駆動パルス信号のパルス幅を減じる動作を行う。 信号 S Sが入力されてモーターが始動する状態、 すなわち図 2 3の （a ) の期 間に関しては前述の図 9と同様であるので説明を省略する。
図 2 3において、 第 1、 第 2のパルスによりモーターの回転速度が向上してく ると先に説明したとおり駆動パルス信号のパルス幅が過剰となり、 本来、 図 2 3 の P時点で発生する、 V bのレベルを負から正の方向によぎる現象が発生せず、 このため次の駆動パルス信号が出力されない。
タイマ一回路 C 3 5は、 通常状態、 すなわち図 2 3の （a ) の期間のような状 態では信号 O E 1力'" L" になると夕イマ一動作を開始する力 予めセッ トされ たタイマ一動作を終了する所定時間 になるまでに次の信号 P t r gによりリ セッ トされるので何の信号も出力しない。 しカゝし、 図 2 3の （c ) 、 （d ) の期 間のように信号 0 E 1力 s立ち下がって時間△ tが経過した後も信号 A o u tが V bをよぎらず信号 P t r gがこない場合は、 ロー夕 1 0 3がすでに、 次の駆動パ ルス信号で駆動される位置に達していると判断し、 タイマー回路 C 3 5は信号 C u pに" H " レベルのパルス信号を出力する。 カウンタ回路 3 6は信号 C u pを 受けると内部のカウンタをカウントアップしこれにともなって信号 P s 1を" L " にするとともに P s 2を" H " にする。 この結果、 信号〇E 1は前回よりもパ ルス幅の狭い駆動パルス信号として出力される。
モータ一の回転速度がある程度以上に達している場合やさらにすでに述べたよ うに慣性の大きな負荷が接続されている場合などは、 図 2 3の P時点で駆動パル ス信号の出力が行われなくても若干の回転速度の低下が見られるもののすぐに回 転が停止することはない。 従って Q時点で次の駆動パルス信号が出力されれば回 転そのものは停止することはない。 しかしながら Q時点で出力される駆動パルス 信号のパルス幅が直前の駆動パルス信号と同一であった場合、 P時点で駆動パル ス信号が出力されなかったことによつて一旦低下した回転速度が再び上昇し、 再 び図 2 3の P時点に示すような状況が発生してしまい、 結果としてこれ以上の回 転速度の向上は見込めなくなる。
本実施例では、 駆動パルス信号の出力後、 一定の時間内に信号 A o u tの波形 がバイアス電圧 V bをよぎらないとき、 次に出力される駆動パルス信号のパルス 幅が減じられる。 この状態でモーターの回転速度が向上するとやはり図 2 3の P 時点と同じ状態が発生するが、 ここでも前述と同様の制御がおこなわれ、 駆動パ ルス信号のパルス幅が減じられる。 駆動パルス信号のパルス幅に対して同様の制 御が繰り返されると回転速度が次第に向上し、 ついにはこれ以上回転速度が向上 しない安定状態となる。 この状態では駆動パルス信号のパルス幅が過剰になるこ とはなく、 従って信号 A o u tの波形がバイァス電圧 V bをよぎる点を検出でき るため駆動パルスも確実に出力され安定した回転が得られる。
モーターの停止は、 前述と同様に、 信号 E Sにより行われるが、 この信号 E S を受けてカウン夕回路 3 6はリセットされ、 カウンタ値は初期 4犬態になる。 従つ て、 次にモーターが駆動される際には信号 P s 1力 ' H" であること力 ら最も幅 の広い幅の駆動パルス信号が出力されることになる。
以上説明したように、 第 3の実施例を用いれば、 モーターの回転速度に応じて 最適幅の駆動パルス信号が選択されることで、 モーターの速やかな加速と安定し た回転を、 さらには回転速度向上を得ることができる。 なお、 本実施例の説明で は、 駆動回路 2 5 ' 、 逆起電圧検出回路 4 1 ' およびモーター 4 2 ' は図 8で説 明した回路構成を取っているが、 図 1 0の回路構成にしても同様の動作が得られ る。
なお、 この第 3の実施例では、 図 2 4に示すように構成してもよい。 図 2 4は 第 3の実施例の別の構成を示すプロック図であり、 図 2 2に示したのと同様な構 成については説明を省略する。 また、 図 2 5は図 2 4の動作を表す波形図であ る。
図 2 4のブロック図では、 新たに補償パルス作成回路 3 8を備えている。 図 2 5の （d ) の期間のように信号 O E 1が立ち下がって時間 A tが経過した後も 信号 P t r gがこない場合は、 前述と同様にタイマー回路 C 3 5は信号 C u に " H " レベルのパルス信号を出力する。 補償パルス作成回路 3 8はこの信号 C u Pを受けると補償パルス信号 F Pを出力する。 この信号 F Pは 0 R回路を介して 信号 0 E 1 として駆動制御回路 2 4に入力され、 さらに、 信号 C u pによりフ リップフロップ回路 4 6の出力信号 Qは" H " から" じ' に切り替わる。 この結 果、 補償パルス信号 F Pは信号 0 1 i nの駆動パルス信号として出力される。 このように構成することによって、 信号 P t r gがこなくても補償パルス信号 F Pが出力されることで、 一時的な速度低下を抑えることができる。
なお、 ここで出力される補償パルス信号 F Pは、 通常の駆動パルス信号に比べ てパルス幅が狭いことが望ましい。 これは信号 F Pの幅力広い場合には、 図 2 5 における時点 Rで、 信号 A o u tが電位 V bを正から負の方向によぎるタイミン グを見失つてしまう可能性があり、 補償パルス信号 F Pのパルス幅を狭くすれば これを防ぐことができるからである。
次に、 本発明の第 4の実施例を説明する。 図 2 6は第 4の実施例の構成を示す ブロック図であり、 第 2の実施例と共通の項目については説明を省略する。 また 図 2 7は図 2 6の動作を表す波形図であり、 図 2 8は信号〇E 1についての拡大 波形図である。
本実施例は前述の第 2の実施例の変形例である。 図 1 9に示した第 2の実施例 の波形図を参照すると、 第 2の実施例では、 期間 t l内において、 パルス幅の等 しい駆動パルス信号を複数出力しており、 これによつて、 期間 t l内において逆 起電圧を検出することができるようにしている。 ところ力 このようにすると、 図 1 9からわかるように、 逆起電圧の検出のための時間のために駆動パルス信号 を出力している時間が減少させられており、 モーターに対して回転のためのエネ ルギ一を供給する時間 （駆動パルス信号を出力している時間） を犠牲にしている ことになる。 そこで、 モー夕一のより速やかな加速と安定した回転を望む場合に は、 本実施例すなわち第 4の実施例が有効となる。
本実施例は、 図 2 7の期間 t 1のうちロータ 1 0 3が 1 8 0度回転しきってい ないことが明らかな最初の方の期間には、 逆起電圧の検出を行わずに比較的パル ス幅の広い駆動パルス信号を出力して、 モーターに対して回転のためのェネル ギーを供給する時間 （駆動パルス信号を出力している時間） 力 s長くなるようにし ている。 以下、 本実施例を詳しく説明する。
本実施例では、 図 2 6に示すように、 波形成形回路 2 3を大パルス発生回路 2 3 aと小パルス発生回路 2 3 bとから構成する。 また、 信号 O E 1の立ち下が りでタイマー回路 B 3 2はリセットして、 且つ再スター卜し、 所定時間経過後に 信号 T u p ' を出力する。 この信号 T u p ' を受けたパルス制御回路 2 7では信 号 C t r gまたは信号 P t r gを出力するが、 前回の信号 T u p ' の入力から今 回の信号 T u p ' の入力までの間に、 磁極位置検出回路 4 0 ' から信号 P Eまた は N Eを受けていない場合には信号 C t r gを出力し、 受けている場合には信号 P t r gを出力する。 波形成形回路 2 3では、 信号 C t r gを受けた場合には比 較的パルス幅の広い信号〇 E 1を出力し、 信号 P t r gを受けた場合には比較的 パルス幅の狭い信号 0 E 1を出力する。 信号 C t r gはフリップフ Πップ回路 4 6にも入力され、 これにより、 信号 0 1 i nと信号 0 2 i nの切替えが行われ る。 なお、 パルス制御回路 2 7は信号 S Sを受けたときには無条件で信号 C t r gを出力する。 また、 信号 O E 1の立ち下がりでタイマー回路 B 3 2がリセッ ト される。
図 2 6のように構成することによって、 図 2 7に示すような制御を行うことが できる。 図 2 7の期間 t 1を参照すると、 比較的パルス幅の広い駆動パルス信号 が最初に一度出力され、 その後は比較的パルス幅の狭い駆動パルス信号が出力さ れていることがわかる。 また、 図 2 8を参照すると、 信号 O E 1として、 期間 t P 1には比較的パルス幅の広い信号が一度出力され、 期間 t p 2の経過後の期間 t p 3には比較的パルス幅の狭い信号が出力されていることがわかる。
以上説明したように、 本実施例では、 図 2 7の期間 t 1のうちロータ 1 0 3が 1 8 0度回転しきっていないことが明らかな期間には、 逆起電圧の検出を行わ ず、 比較的パルス幅の広い駆動パルス信号を出力し、 モーターに対して回転のた めのエネルギーを供給する時間 （駆動パルス信号を出力している時間） 力長くな るようにしているので、 モーターのより速やかな加速と安定した回転が可能とな る。
次に、 本発明の第 5の実施例を説明する。 図 2 9は第 5の実施例の構成を示す ブロック図であり、 第 4の実施例と共通の項目については説明を省略する。 また 図 3 0は図 2 9の動作を表す波形図である。
本実施例は前述の第 4の実施例の変形例である。 第 4の実施例では、 大パルス 発生回路 23 aで発生する信号のパルス幅、 小パルス発生回路 23 bで発生する 信号のパルス幅および、 タイマー回路 B 32で計時する時間 （t 3、 t4、 t 5 等） は、 常に一定であった。 ヒころが、 モータ一の回転速度に応じて図 27に示 した期間 t 1の長さが変化するなどの理由から、 これらの値をモーターの回転速 度に応じて変更すると、 モーターのより速やかな加速と安定した回転を得ること ができる。
本実施例は、 モーターの回転速度に応じて、 この大パルス発生回路 23 aで発 生する信号のパルス幅、 小パルス発生回路 23 bで発生する信号のパルス幅およ び、 タイマ一回路 B 32で計時する時間の変更を可能とするものである。
本実施例では図 29に示すように回転速度検出回路 45を新たに設けた。 この 回転速度検出回路 45は、 分周回路 22からの信号を基準クロックとしてパルス 制御回路 27からの信号 C t r gの発生間隔を求め、 この信号 C r gの発生間 隔によってモータ一の回転速度を得、 モータ一の回転速度が所定速度以上になつ た場合に、 信号 P s e 1を'' L" から" H" に切替える。 この信号 P s e 1は、 大パルス発生回路 23 a、 小パルス発生回路 23 bおよびタイマー回路 B 32に 入力される。
大パルス発生回路 23 aでは、 信号 Pse 1力 ' L"から" H" に切り替わる と、 いままで発生していた信号のパルス幅よりも狭いパルス幅の信号を出力する ようになる。 また、 小パルス発生回路 23 bでは、 信号 Ps e 1力 ' L" から" H" に切り替わると、 いままで発生していた信号のパルス幅よりも狭いパルス幅 の信号を出力するようになる。 さらに、 夕イマ一回路 B 32信号では、 信号 Ps e 1力 ' L" から" H" に切り替わると、 いままで計時していた時間 （逆起電圧 を検出するための時間） を短いものに切替える。
図 30を参照すると、 信号 C t r gの発生間隔 T pが所定値以下になった場 合、 信号 P se 1力 L" から" H" に切り替わり、 信号 Ps e 1力 ' H" にな ると、 期間 Tp 1はより短い期間 Tp 1 ' に切り替わり、 期間 Τρ2はより短い 期間 Τρ2' に切り替わり、 期間 Τρ3はより短い期間 Τρ3' に切り替わって いることがわかる。 モーターの回転速度が速くなつた場合に、 大パルス発生回路 2 3 aで発生する 信号のパルス幅および小パルス発生回路 2 3 bで発生する信号のパルス幅をいま までよりも狭いものとすることによって、 口一夕 1 0 3力 8 0度回転しきった 後にも同相の駆動パルス信号を出力してしまうということを減らすことができ、 モーターのより速やかな加速と安定した回転が可能となる。
また、 モーターの回転速度が速くなつた場合に、 タイマー回路 B 3 2で計時す る時間 （逆起電圧の検出のための時間） を短くすることによって、 逆起電圧の検 出のための時間と駆動パルス信号を出力している時間との比率を所定範囲にする ことができ、 モーターのより速やかな加速と安定した回転が可能となる。 モータ 一の回転速度が速くなつた場合には、 逆起電圧の電圧レベルが上がり、 より短い 時間で逆起電圧の検出が可能となるため、 タイマー回路 B 3 2で計時する時間 （ 逆起電圧の検出のための時間） を短くすることができる。
次に、 本発明の第 6の実施 を説明する。 図 3 1は第 6の実施例の構成を示す プロック図であり、 第 5の実施例と共通の項目については説明を省略する。
本実施例は前述の第 5の実施例の変形例である。 第 5の実施例では回転速度検 出回路 4 5を設けて、 大パルス発生回路 2 3 a等で発生する信号のパルス幅等を 変更するようにした力 本実施例ではカウンタ回路 B 4 7を設けて、 大パルス発 生回路 2 3 a等で発生する信号のパルス幅等を変更するようにしている。
本実施例はモーターが回転を開始した後に発生する信号 C t r gの数をカウン 卜することによって、 モ一ターの回転速度を推定するようにしている。 すなわ ち、 モータ一の始動直後は発生した信号 C t r gの数に応じてモーターの回転速 度が速くなるものであることから、 信号 C t r gのカウント数でモーターの回転 速度を推定している。 カウンタ回路 B 4 7は、 パルス制御回路 2 7からの信号 C t r gの数をカウントして、 このカウン卜数が所定値以上になった場合に、 信号 P s e 1を" L" から" H " に切替える。 この信号 P s e lは、 大パルス発生回 路 2 3 a、 小パルス発生回路 2 3 bおよびタイマー回路 B 3 2に入力される。 力 ゥンタ回路 B 4 7に停止信号 E Sが入力された場合にはカウンタ回路 B 4 7の力 ゥン卜値がリセッ 卜される。 そのほかの動作については第 5の実施例と同様であ るので説明を省略する。
この第 6の実施例では、 モーターの回転速度を信号 Ct r gのカウン卜数で簡 易的に推定することで第 5の実施例と同様の効果が得られ、 また、 モーターの回 転速度検出のための回路が不要なため回路を簡素化することができる。
次に、 本発明の第 7の実施例を説明する。 図 32は第 7の実施例の構成を示す ブロック図であり、 第 4の実施例と共通の項目については説明を省略する。 また 図 33は図 32の動作を表す波形図である。
本実施例は前述の第 4の実施例の変形例である。 第 4の実施例では、 パルス制 御回路 27は、 タイマー回路 B 32からの信号 Tup' を受けたときにのみ信号 C t r gまたは信号 P t r gを出力するようにした力 本実施例では、 パルス制 御回路 27は、 磁極位置検出回路 40' 力 ら信号 PEまたは NEを受けたならば すぐに信号 P t r gを出力し、 磁極位置検出回路 40' 力 ^信号 PEまたは NE を受けずにタイマー回路 B 32からの信号 T up' を受けたときには信号 C t r gを出力するように構成されている。
また、 本実施例では、 磁極位置検出回路 40' からの信号 PEおよび NEは、 タイマ一回路 B 32に入力され、 タイマ一のリセッ トを行う。 そのほかの動作に ついては、 第 4の実施例と同様であるので説明を省略する。
本実施例によれば、 図 33を参照してわかるように、 逆起電圧の検出を行う時 間をさらに短くすることができ、 モ一夕一のより速やかな加速と安定した回転が 可能となる。
次に、 本発明の第 8の実施例を説明する。 図 34は第 8の実施例の構成を示す ブロック図であり、 第 2の実施例と共通の項目については説明を省略する。 また 図 35は図 34の動作を表す波形図である。
本実施例はモータ一を停止させる際の制動制御に関する実施例であり、 図 18 に示した第 2の実施例の構成に加えて制動パルス発生回路 50を備えている。 パルス制御回路 27は、 通常、 信号 Tup' を受けると信号 Ptr gを出力す る力 停止信号 ESを受けた場合には、 信号 Tup' を受けると信号 Et r gを 出力する。 制動パルス発生回路 50は信号 Etr gを受けると信号 Epを" H" で出力する。 この信号 Epは、 OR回路を介し、 信号 0E 1として駆動制御回路 24に入力される。 また、 信号 Epは直接に駆動制御回路 24に入力され、 信号 〇 1 i nを出力するかそれとも信号◦ 2 i nを出力するかの判断にも用いられ る。 すなわち、 通常、 フリップフロップ回路 46の出力信号 Q力 ' L" の場合に は信号 OE 1は信号 01 i nとして出力され、 出力信号 Q力 ' H" の場合には信 号 0 E 1は信号 02 i nとして出力される力 信号 Ep力 ' H" の場合にはこの 出力先が逆になる。
図 35を参照すると、 パルス制御回路 27に停止信号 ESが入力された後、 パ ルス制御回路 27は Q時点で信号 T u p' を受け、 信号 E t r gを出力してい る。 この Q時点の後は、 フリップフロップ回路 46の出力信号 Q力 ' L" である が、 このとき、 信号 Ep力 ' H" であるため 02 i nとして制動パルス信号 P S Eが出力されている。
このように構成した本実施例によれば、 より素早く所望の位置でモータ一を停 止させることができる。
以上、 説明したように本発明によれば、 第 1または第 2の実施例により確実な モータ一の始動性を、 第 3の実施例により速やかな加速と安定した回転性能を得 ることができる。 また第 1、 第 2の実施例と第 3の実施例を別々に説明したがそ れぞれの実施例を組み合わせて使用することで、 より高性能なモーター駆動回路 を実現することができる。 さらに本発明ではモーターの高速および高トルクの回 転駆動を従来の扁平型 2極モータ一の構造を変更することなく、 簡素なシステム 構成で実現することができる。
産業上の利用可能性
本発明は、 電子時計に限らずモーターを利用するあらゆる電子機器に利用する ことができる。 特に、 小型化が必要な電子機器において利用価値が高く、 モー夕 一駆動装置の小型化、 低消費電流化等の大きな効果を奏する。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 少なくとも 2極のステ一夕と少なくとも 2極の永久磁石を有するロータと 前記ステ一夕と磁気的に結合した駆動コイルとで構成されたステップモータ一 と、 該ステップモーターを駆動するための駆動パルス信号を出力する駆動パルス 発生手段と、 該駆動パルス発生手段からの信号に基づき前記駆動コイルに駆動電 流を供給するための駆動回路と、 前記ロータの回転によって生じる逆起電圧を検 出する電圧検出回路と、 該電圧検出回路に生じる検出信号に基づいて前記ステー 夕に対する回転中のロータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段を備え、 前記 駆動パルス発生手段は、 前記磁極位置検出手段からの検出信号に基づいて前記駆 動パルス信号の出カタイミングを制御するモーター駆動装置において、
前記磁極位置検出手段は、 前記駆動パルス信号の出力期間中に検出した前記電 圧検出回路からの前記検出信号に基づいて前記駆動パルス信号の出力を停止する とともに、 前記駆動パルス信号と逆相の駆動パルス信号を出力させることを特徴 とするモーター駆動装置。
2 . 前記磁極位置の検出は、 前記駆動コイルに同軸上に巻かれた検出コイルに 発生する逆起電圧を前記磁極位置検出手段で検出することで行われることを特徴 とする請求の範囲第 1項に記載のモーター駆動装置。
3 . 前記磁極位置の検出は、 前記磁極位置検出手段で検出した逆起電圧と所定 電位との比較結果に基づいて行われることを特徴とする請求の範囲第 2項に記載 のモータ一駆動装置。
4 . 前記磁極位置の検出のための前記所定電位が複数設定されていることを特 徴とする請求の範囲第 3項に記載のモーター駆動装置。
5 . 前記電圧検出回路は、 前記駆動コイルの一端の電位レベルを電源電圧の中 間電位にバイアスするためのバイアス手段と、 前記駆動コイルの他端に生じる逆 起電圧を検出する電圧検出回路で構成されており、 駆動パルス発生手段は複数の 休止期間を有する間欠的なパルス群で構成された駆動パルス信号を出力するとと もに、 前記磁極位置検出手段は、 前記複数の休止期間中に検出した前記電圧検出 回路からの検出信号と前記中間電位との比較結果に基づいて前記駆動パルス信号 を停止するとともに該停止した駆動パルスとは逆相の駆動パルス信号を出力する ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のモーター駆動装置。
6 . 前記磁極位置の検出は、 前記磁極位置検出手段で検出した逆起電圧が所定 電位を横切つたことによつて行われることを特徴とする請求の範囲第 5項に記載 のモーター駆動装置。
7 . 前記磁極位置の検出のための前記所定電位が複数設定されていることを特 徵とする請求の範囲第 6項に記載のモータ一駆動装置。
8 . 前記間欠的なパルス群で構成された駆動パルス信号は、 パルス幅の異なる 複数のパルス群から成ることを特徴とする請求の範囲第 5項に記載のモーター駆
9 . 前記間欠的なパルス群で構成された駆動パルス信号は、 パルス幅の大きい 第 1パルスと、 該第 1パルスよりもパルス幅の小さい第 2パルス群とで構成した ことを特徴とする請求の範囲第 8項に記載のモータ一駆動装置。
1 0 . 前記第 1パルスは前記口一夕の回転速度に応じてそのパルス幅が変化す ることを特徴とする請求の範囲第 9項に記載のモータ一駆動装置。
1 1 . 前記第 1パルスは前記ロー夕の始動時からの駆動パルス出力数に応じて そのパルス幅が変化することを特徴とする請求の範囲第 9項に記載のモータ一駆
1 2 . 前記第 2パルスは前記ロータの回転速度に応じてそのパルス幅が変化す ることを特徴とする請求の範囲第 9項に記載のモータ一駆動装置。
1 3 . 前記第 2パルスは前記ロータの始動時からの駆動パルス出力数に応じて そのパルス幅が変化することを特徴とする請求の範囲第 9項に記載のモーター駆
1 4 . 前記第 1パルスは前記ロータの回転速度が速くなるにしたがってそのパ ルス幅が狭くなるように変化することを特徴とする請求の範囲第 1 0項に記載の モーター駆動装置。
1 5 . 前記第 1パルスは前記ロータの始動時からの駆動パルス出力数の増加と ともにそのパルス幅力狭くなるように変化することを特徴とする請求の範囲第 1 1項に記載のモーター駆動装置。
1 6 . 前記第 2パルスは前記口一夕の回転速度が速くなるにしたがってそのパ ルス幅が狭くなるように変化することを特徴とする請求の範囲第 1 2項に記載の モーター駆動装置。
1 7 . 前記第 2パルスは前記ロータの始動時からの駆動パルス出力数の増加と ともにそのパルス幅力狭くなるように変化することを特徵とする請求の範囲第 1 3項に記載のモータ一駆動装置。
1 8 . 前記間欠的なパルス群で構成された駆動パルス信号の複数の休止期間の 幅は、 前記ロータの回転速度に応じてその休止期間幅が変化することを特徴とす る請求の範囲第 5項に記載のモ一夕一駆動装置。
1 9 . 前記間欠的なパルス群で構成された駆動パルス信号の複数の休止期間の 幅は、 前記ロータの始動時からのパルス出力数に応じてその休止期間幅が変化す ることを特徴とする請求の範囲第 5項に記載のモータ一駆動装置。
2 0 . 前記休止期間幅は、 前記ロータの回転速度が速くなるにしたがってその 幅が狭くなるように変化することを特徴とする請求の範囲第 1 8項に記載のモー 夕一駆動装置。
2 1 . 前記休止期間幅は、 前記ロータの始動時からの駆動パルス出力数の増加 とともにその幅が狭くなるように変化することを特徴とする請求の範囲第 1 9項 に記載のモーター駆動装置。
2 2 . 前記モータ一駆動装置は、 前記駆動パルス発生手段が始動パルスを出力 してから所定の時間を計時した後タイマー信号を発生するタイマー回路を有し、 前記駆動パルス発生手段は始動パルスの出力を開始した後に所定の時間が経過し ても前記磁極位置検出手段からの検出信号が発生しない場合に、 前記タイマー回 路からのタイマー信号出力に応じて始動パルスの出力を停止するとともに、 始動 パルスと逆相に駆動パルス信号を出力することを特徴とする請求の範囲第 1項に 記載のモーター駆動装置。
2 3 . 少なくとも 2極のステ一夕と少なくとも 2極の永久磁石を有するロータ と前記ステ一夕と磁気的に結合した駆動コイルとで構成されたステップモーター と、 該ステップモータ一を駆動するための駆動パルス信号を出力する駆動パルス 発生手段と、 該駆動パルス発生手段からの信号に基づき前記駆動コィルに駆動電 流を供給するための駆動回路と、 前記口一夕の回転によって生じる逆起電圧を検 出する電圧検出回路と、 該電圧検出回路に生じる検出信号に基づいて前記ステー 夕に対する回転中のロータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段を備え、 前記 駆動パルス発生手段は、 前記磁極位置検出手段からの検出信号に基づいて前記駆 動パルス信号の出カタイミングを制御するモーター駆動装置において、 前記駆動パルス発生手段が駆動パルス信号の出力を終了してから所定の時間が 経過した後にタイマー信号を発生するタィマー回路を有し、 前記駆動パルス発生 手段は駆動パルス信号の出力を開始した後に所定の時間が経過しても前記磁極位 置検出手段からの検出信号が発生しない場合、 次に出力する駆動パルス信号のパ ルス幅を前回出力された駆動パルス信号よりも狭くすることを特徴とするモータ 一駆動装置。
2 4 . 前記駆動パルス発生手段は駆動パルス信号の出力を開始した後に所定の 時間が経過しても前記磁極位置検出手段からの検出信号力 s '発生しない場合、 前記 駆動パルス信号とは逆極性の補償パルス信号を出力することを特徴とする請求の 範囲第 2 3項に記載のモーター駆動装置。
2 5 . 前記補償パルス信号は前記駆動パルス信号よりもパルス幅が狭いことを 特徴とする請求の範囲第 2 4項に記載のモータ一駆動装置。
2 6 . 前記ステップモーターの回転を停止する場合に、 制動用パルス信号を出 力する制動パルス発生手段を有し、 該制動パルス発生手段は前記磁極位置検出手 段からの検出信号に基づいて制動用パルス信号の出力夕イミングを制御すること を特徴とする請求の範囲第 1項または第 2 3項に記載のモーター駆動装置。
2 7 . 前記制動用パルス信号は前記ステータが前記口一夕の磁極と逆極性に励 磁される方向に出力されることを特徴とする請求の範囲第 2 6項に記載のモータ 一駆動装置。
2 8 . 前記制動用パルス信号は前記ステツプモーターを駆動する駆動パルス信 号よりも大きいパルス幅で出力されることを特徴とする請求の範囲第 2 6項に記 載のモータ駆動装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007094076A (ja) * 2005-09-29 2007-04-12 Seiko Instruments Inc ２相ステップモータの回転検出装置、レンズ駆動装置及び電子機器
JP2008295246A (ja) * 2007-05-28 2008-12-04 Norio Miyauchi ステップモータの駆動方法と、その駆動回路と、それを適用した振動モータとファンモータ

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2795886B1 (fr) * 1999-06-29 2001-10-05 Sonceboz Sa Methode de calage d'un moteur electrique de type polyphase a fonctionnement pas a pas, ceci par rapport a une position de reference correspondant a une butee mecanique
WO2001045247A1 (en) * 1999-12-14 2001-06-21 The Penn State Research Foundation Detection of rotor angle in a permanent magnet synchronous motor at zero speed
US6979972B2 (en) * 2003-12-30 2005-12-27 Xerox Corporation Method and apparatus for detecting a stalled stepper motor
US8125174B2 (en) 2006-08-07 2012-02-28 Norio Miyauchi Motor driven electronic apparatus
US7453230B1 (en) * 2006-09-29 2008-11-18 Cypress Semiconductor Corp. Synchronization circuit and method of performing synchronization
JP5715759B2 (ja) * 2010-01-28 2015-05-13 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー リニア振動モータの駆動制御回路
JP6308788B2 (ja) * 2013-03-27 2018-04-11 セイコーインスツル株式会社 電子機器及び衝撃検出方法
JP6287997B2 (ja) * 2015-08-06 2018-03-07 カシオ計算機株式会社 モータ駆動装置および電子時計
JP6772500B2 (ja) * 2016-03-22 2020-10-21 カシオ計算機株式会社 回転検出装置および電子時計
JP7052193B2 (ja) 2016-09-26 2022-04-12 カシオ計算機株式会社 ステッピングモータ、回転検出装置、および電子時計

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS53132721A (en) * 1977-04-25 1978-11-18 Nichiden Kikai Kk Selrrexcitation type driving circuit for pulse motor
JPH02159999A (ja) * 1988-12-14 1990-06-20 Casio Comput Co Ltd ステップモータ駆動回路
JPH05130800A (ja) * 1991-10-31 1993-05-25 Kyocera Corp ステツピングモータのｄｃ駆動制御方式

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4158800A (en) * 1976-10-26 1979-06-19 Ncr Corporation Control system
FR2461399A1 (fr) * 1979-07-09 1981-01-30 Suisse Horlogerie Detecteur de position d'un moteur pas a pas
JPS56132196A (en) * 1980-03-19 1981-10-16 Seiko Epson Corp Driving system for stepping motor
CH648723GA3 (ja) * 1982-09-10 1985-04-15
GB8528541D0 (en) * 1985-11-20 1985-12-24 Devon County Council Fm demodulator
JP2547061B2 (ja) * 1988-03-15 1996-10-23 日本電産株式会社 直流ブラシレスモータの起動回転制御方法
WO1993019404A1 (en) * 1992-03-18 1993-09-30 Citizen Watch Co., Ltd. Electronic machine with vibratory alarm
US5604412A (en) * 1993-03-19 1997-02-18 Nidec Corporation Brushless motor and a control circuit thereof
WO1996018237A1 (fr) * 1994-12-08 1996-06-13 Citizen Watch Co., Ltd. Dispositif de commande d'un moteur
US5627444A (en) * 1995-05-30 1997-05-06 General Motors Corporation Switched reluctance motor control
KR100238026B1 (ko) * 1997-02-06 2000-01-15 윤종용 센서리스 브러쉬리스 직류모터

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS53132721A (en) * 1977-04-25 1978-11-18 Nichiden Kikai Kk Selrrexcitation type driving circuit for pulse motor
JPH02159999A (ja) * 1988-12-14 1990-06-20 Casio Comput Co Ltd ステップモータ駆動回路
JPH05130800A (ja) * 1991-10-31 1993-05-25 Kyocera Corp ステツピングモータのｄｃ駆動制御方式

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP0833438A4 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007094076A (ja) * 2005-09-29 2007-04-12 Seiko Instruments Inc ２相ステップモータの回転検出装置、レンズ駆動装置及び電子機器
JP2008295246A (ja) * 2007-05-28 2008-12-04 Norio Miyauchi ステップモータの駆動方法と、その駆動回路と、それを適用した振動モータとファンモータ
JP4565514B2 (ja) * 2007-05-28 2010-10-20 則雄 宮内 ステップモータの駆動方法と、その駆動回路と、それを適用した振動モータとファンモータ

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Publication number Publication date
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JP3808510B2 (ja) 2006-08-16
EP0833438B1 (en) 2003-03-12
DE69719656T2 (de) 2003-12-18
EP0833438A1 (en) 1998-04-01
EP1083653B1 (en) 2006-03-15
EP1083653A3 (en) 2001-03-21
EP1083653A2 (en) 2001-03-14
DE69719656D1 (de) 2003-04-17
DE69735447D1 (de) 2006-05-11

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