WO1997008849A1 - Procede et dispositif de multiplexage/demultiplexage spatial de signaux radioelectriques pour systeme radio mobile sdma - Google Patents

Procede et dispositif de multiplexage/demultiplexage spatial de signaux radioelectriques pour systeme radio mobile sdma Download PDF

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WO1997008849A1
WO1997008849A1 PCT/FR1996/001307 FR9601307W WO9708849A1 WO 1997008849 A1 WO1997008849 A1 WO 1997008849A1 FR 9601307 W FR9601307 W FR 9601307W WO 9708849 A1 WO9708849 A1 WO 9708849A1
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spatial
transmission
reception
channel
mobile
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PCT/FR1996/001307
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Joël THIBAULT
Pascal Chevalier
François Pipon
Jean-Jacques Monot
Gilbert Multedo
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Thomson-Csf
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    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/08—Access point devices
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    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming
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    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/086—Weighted combining using weights depending on external parameters, e.g. direction of arrival [DOA], predetermined weights or beamforming

Definitions

  • the present invention relates to a method and a device for spatial multiplexing / demultiplexing of radio signals organized in frames and transmitted in duplex on the same frequency and time channel which does not require calibration. It applies, in particular, to cellular radiocommunications between at least one base station and several mobiles.
  • AMRF Frequency Distribution Multiple Access
  • AMRT Multiple Access to Time Distribution
  • AMRC Multiple Access to Distribution in Codes
  • a first method is based on arrival direction estimation techniques such as the system described in the patent of Richard ROY (US Patent PCT / US92 / 10074, 12/1991, entitled 'Spatial Division Multiple Access Wireless Communication System') .
  • a second method uses cyclostationary characteristics of digital transmission signals to separate them by blind processing (US Patent No. 5,260,968, of 9/11/93, entitled Method and Apparatus for Multiplexing Communications Signais through Blind Adaptative Spatial Filtering "by William A. GARDNER and Stephan V. SCHELL).
  • the estimation of the directions of arrival of different radio sources from the signals received on a base of antennas requires perfect control of the wavefront which results in a calibration constraint of the base of antennas used.
  • the standard deviation of the indirect estimate of the director vector from the estimated direction of arrival and from the calibration table of the antenna base is significantly greater than that obtained by direct estimation methods.
  • the directing vector corresponds to the value taken by the base transfer function antennas for the azimuth, the site and the carrier frequency of the incident electromagnetic wave emitted by a source. This information is then used by the spatial multiplexing processing.
  • the order 2 separation techniques using cyclostationarity impose on the signals to be separated either differences in symbol rhythms or shifts in carrier frequencies in order to function.
  • the antenna processing techniques mentioned above implement to separate the different signals received a so-called purely spatial filtering structure constitutes a complex gain per reception channel.
  • the anti-jamming capacities of this type of structure in terms of the number of independent rejectable jammers (two decorrelated paths originating from the same source constitute two independent jammers) are suboptimal.
  • the spatial filter adapts to a useful path followed by a source and rejects all the other paths, both the decorrelated useful paths followed by this source and the paths followed by the interfering signals.
  • sensors and “antennas” will be used interchangeably as well as the terms “multi-sensor”, “multi-channel”, and “multi-sensor network” and antenna base ", knowing on the other hand that an antenna base, or multisensor network, forms a number of transmission channels equal to the number of antennas, or of sensors.
  • the invention aims to overcome the imperfections and limitations of the above methods.
  • the subject of the invention is a method for spatial multiplexing / demultiplexing of radio signals organized in frames and transmitted in duplex between at least one base station and several mobiles communicating on the same frequency and time channel by means of a receiver and a multi-channel transmitter integrated in the base station and coupled to an antenna base.
  • a first variant of the invention applies particularly to non-Gaussian radio signals.
  • the process which is the subject of this first variant is characterized in that it consists:
  • a second variant of the invention applies to digital radio signals organized in frames comprising sequences known a priori.
  • the process which is the subject of this second variant is characterized in that it consists:
  • the invention has several advantages.
  • An advantage of the first variant of the present invention is to allow, for the estimation of the guiding vectors associated with the different mobile signals, to apply a blind source separation method that does not require control of the wavefront or prior knowledge of the waveform (transparent method).
  • the method according to the first variant of the invention exploits for this the non-Gaussian character of the source signals. This assumption is verified for most of the modulations used in analog or digital radio communications, in particular for constant envelope modulations.
  • An advantage of the second variant of the invention is to allow, for the spatial multiplexing of radio transmissions between several mobiles and a base station, techniques for adapting spatial or space-time filters on replica (sequence of learning) so far mainly implemented for anti-jamming in defense radiocommunication systems.
  • Most digital cellular radio systems use, for synchronization and equalization needs in particular, training sequences inserted in waveforms organized in frames.
  • This information known a priori, allows the implementation of more efficient and less restrictive treatments in terms of the modulations used than the so-called "transparent" techniques.
  • those implementing spatio-temporal filtering structures allow in the presence multipaths, to increase the rejection capacities of interfering signals and to optimize the error rate after demodulation of a multichannel system compared to narrow band filtering structures (one coefficient per channel); control of the wavefront is not necessary, which allows the use of an uncalibrated antenna base; and compatible modulations of these methods encompass all digital modulations including Gaussian waveforms.
  • FIG. 1 the main steps of the method according to the invention
  • FIG. 2 a functional diagram of a device for implementing the method according to the invention
  • FIG. 3 an example of the structure of a "superframe" taking into account the constraints of the AMRS mode
  • FIG. 4a a functional diagram specifying the interface between the AMRS controller and the estimation and spatial multiplexing / demultiplexing means, according to the second variant of the invention
  • FIG. 4b a functional diagram specifying the interface between the AMRS controller and the spatial estimation and multiplexing / demultiplexing means, according to the first variant of the invention
  • FIG. 7 a table of spatial correlation of the mobiles present in the cell (taken two by two), and
  • FIG. 8 a block diagram of a switching and calibration module of the device for implementing the method according to the invention.
  • a multi-sensor spatial filter structure + single-sensor equalizer / demodulator according to the second variant of the invention
  • - Figure 10 a general structure: multi-sensor space-time filter + single-sensor equalizer / demodulator, according to the second variant to the invention
  • FIG. 11 a first implementation corresponding to a transmission channel of the general structure of FIG. 10 entitled FAST-BBT-DFE, according to the second variant of the invention.
  • the method according to the first variant of the invention consists, from a multi-channel transmission / reception 1, of estimating 2 the spatial information concerning each active mobile source present in the cell at both frequencies, transmission and reception supports alternately, then from this information to achieve an optimal global multiplexing / demultiplexing 3 (time, frequency and space) of the communications.
  • the spatial information characterizing a mobile is defined by the directing vectors of the multipaths of the signal received on the basis of antennas.
  • These guiding vectors represent the response (amplitude and phase) of the antenna base to an incident signal along an azimuth characteristic of the position of the source.
  • the estimation 2 of the guiding vectors of each source uses signals received from the source of interest in a single-emission configuration. In other words, in the waveform organized in frames, a periodic time range, hereinafter called "burst", is allocated to each mobile for updating its spatial information. The method applied for this estimation 2 therefore exploits the non-Gaussian nature of the source signals to be processed and works perfectly in the absence of calibration of the antenna base.
  • the method according to the first variant of the invention can make it possible to ensure overall management of these channels within which spatial multiplexing generates AMRS subchannels so as to group preferentially on the same frequency and time channel the mobiles least spatially correlated.
  • the method according to the first variant of the invention updates the coefficients of the spatial filters in reception and in transmission, performing respectively a spatial demultiplexing and a spatial multiplexing by taking into account the pairing faults, consequence of residual errors of taring of transmission and reception channels.
  • FIG. 2 A device for implementing the method according to the first variant of the invention is shown diagrammatically in FIG. 2 and includes the following sub-assemblies:
  • a base of antennas 4 coupled to means 5 for frequency switching and setting
  • a multi-channel receiver 6 comprising radio transposition / amplification means, and multi-channel analog / digital conversion means not shown,
  • a determined number of demodulators 8i equal to the maximum number of spatial channels fixed per frequency channel, for example three demodulators for a base comprising ten antennas, - a multi-channel transmitter 9 comprising means of radio transposition / amplification and multi-channel digital / analog conversion not shown,
  • a digital processing module 12 delimited by a closed line in broken lines, comprising a controller 13 and an estimator 14 specific to the AMRS processing, which is at the heart of the device for implementing the method according to the first variant of the invention.
  • the separation, at the base station, of the signals coming from or for the various "active" mobiles, that is to say in communication with the base station, in a given cell, involves the acquisition and updating of the specific spatial information of each mobile and requires for this a synchronization of treatments.
  • the method according to the first variant of the invention relies on a TDMA type waveform with a temporal segmentation of the channel: the signal received by the base station, as shown in FIG. 3 , is organized in frames, frame # 1 to frame #K, each comprising a determined number M of "bursts".
  • Each "burst”, conventionally allocated to a user thanks to spatial multiplexing is shared by several communications with the exception of one "burst" per frame which remains allocated specifically to a mobile.
  • These periodic bursts called AMRS localization bursts are therefore allocated successively to all the space-time channels potentially usable on the frequency channel (by frequency channel is understood a pair of transmit / receive frequencies).
  • the structure of a "superframe", appearing in FIG. 3, corresponds to the period of updating of the spatial information of all the space-time channels, ie a number K of frames equal to twice the number of these channels (for each space-time channel, the spatial information is acquired over two frames: one for each of the frequencies of the frequency channel).
  • this method must be adapted by allocating for example more than one "burst" per frame to the AMRS location to reduce the updating period.
  • the synchronization of processing in this context essentially consists in directing the "bursts" received either towards the measurement of spatial information ("burst" of localization of an active mobile), or towards spatial demultiplexing ("burst" of traffic), or, either nowhere (unused location burst), and then distribute the spatial information to the transmit / receive multiplexing / demultiplexing filters according to the channel assignments and reassignments managed by the AMRS 13 controller.
  • Figure 4b illustrates a functional diagram of the interface between the AMRS controller 13, the AMRS estimator 14 and the transmission and reception spatial multiplexers / demultiplexers 10 and 7.
  • the orientation of the "bursts” is carried out by means of a switch 15 receiving on a first input the signal received from the receiver 6, delimited by a discontinuous closed line, after transposition LF.
  • the switch 15 also receives on a second input a control signal CTRL delivered by the AMRS controller 13. It includes a first, a second and a third output corresponding respectively to the "burst" of localization of an active mobile, to the "burst" traffic and unused location burst (mobile inactive).
  • the first output is coupled to the input of the AMRS estimator 14 estimating the director vector Sj of the source i corresponding to a determined active mobile i.
  • the estimated direction vector S j is injected into the AMRS controller 13.
  • the second output is inactive and the third output is coupled to the input of the spatial demultiplexer 7, delimited by a closed discontinuous line, consisting of the spatial filters Wj 1 " , W ⁇ and Wg receiving respectively the same number N of spatial subchannels contained in the "burst" received traffic. "+” in exponent corresponds to the conjugate transposition function.
  • the outputs of the spatial filters W *, W ⁇ and W3 are coupled respectively at the input of the demodulators 8i DEMOD # 1 to # 3, delimited by a closed discontinuous line, and deliver the information relating to the mobiles on the network of base stations represented in the figure by two parallel lines.
  • reception weights of each coefficient of the spatial filters Wj 1 " , W * and W * are updated using the directing vector S estimated by the AMRS 14 estimator and after control by the AMRS 13 controller.
  • the modulators 11i, MOD # 1 to MOD # 3, delimited by a discontinuous closed line respectively receive data from the network of base stations, to be transmitted towards the mobiles.
  • Each modulated signal is injected respectively at the input of each spatial filter W,, W 2 and W 3 in transmission constituting the spatial multiplexer 10 delimited by a discontinuous closed line.
  • an update of the weight in emission of the coefficients of the spatial filters W 1 , W 2 and W 3 is carried out from the same directing vector S estimated by the AMRS estimator 14 and controlled by the AMRS controller. 13.
  • the subchannels leaving respectively of each spatial filter W,, W 2 and W 3 are summed then emitted after transposition in intermediate frequency F
  • the spatial filter suitable for transmission to a determined mobile is calculated from its director vector S estimated on the received signal.
  • a permutation of the frequencies of the same frequency channel is carried out by the method according to the first variant of the invention, leading at the level of the base station to a global permutation of the sub-bands. allocated to uplink and downlink.
  • This permutation performed at the frame rate allows the estimation of the spatial information on the frequency used in transmission with an offset frame with respect to the reception, which means that in the "superframe” two consecutive "bursts" of location are used to make a complete estimate of the spatial information on each space-time channel.
  • a frequency permutation controller 16 is described in the following description with reference to FIG. 8.
  • each channel is broken down into spatial subchannels.
  • FIG. 5 illustrates a diagram of this decomposition where three channels X, Y and Z support the transmissions with respectively three mobiles MBx1, MBx2, MBx3, two mobiles MBy1, MBy2 and one mobile MBz1.
  • FIG. 6 gives an illustration of the concept of frequency and time channel for the channels X, Y, Z in the case of uplinks and in the case of downlinks.
  • the method according to the first variant of the invention is based on an inter-mobile spatial correlation table.
  • This table contains the coefficients of spatial correlation CS of each of the mobiles with all the others within the fleet managed by the base station.
  • the spatial correlation coefficient CSij between two mobiles i and j is established from their directing vectors àfo, àp (estimated on the low frequency Ffc of the channel) and â ⁇ n , â; ⁇ (estimated on the high frequency F ⁇ of the channel ) according to the formula:
  • the most powerful path vector associated with the direction of transmission on the downlink represents the spatial information representative of the mobile with regard to the channel assignment.
  • the mobiles are grouped so as to show all of the spatial correlations inside each channel respectively for the X channel, the Y channel and the Z channel (areas surrounded by dotted lines) whose values are more particularly taken into account in the channel allocation method.
  • the hatched lines and columns correspond to unused spatial subchannels.
  • the associated row and column of the table are updated and tests channel allocation are applied according to a determined allocation algorithm.
  • the AMRS controller applies to the new mobile p the following admission test: for the mobile p to be admitted on the unsaturated channel Cn, it is necessary and ii suffices whatever the mobile x already present on one of the spatial subchannels of Cn:
  • the mobile is admitted on the Cn channel such as:
  • the AMRS controller begins by checking whether the mobile remains spatially decorrelated from the other mobile present on the same channel by application of the following test:
  • the AMRS control means tests the possibility to swap channel assignments between mobile p and mobile q on a different channel C m . For this permutation to be possible, it is necessary and sufficient that the following two conditions are simultaneously fulfilled:
  • the mobile p can no longer be supported by the base station.
  • the optimal choice criterion proposed is the following: the mobile q used to carry out the permutation with the mobile p is the one that minimizes the expression:
  • C m designates the channel assigned to the mobile q.
  • the proposed method is only applicable if the transmission and reception chains introduce neither phase shift, differential gain nor distortions (non-linearity of amplification). It is very difficult and very costly to produce a device satisfying these constraints, this is why a method is described below for correcting by digital processing the drifts and distortions on the different transmission and reception channels.
  • the correction of the differential phase shifts and gain for each channel formed by each antenna of the antenna base 4 is carried out by a taring procedure broken down into two stages. This procedure is implemented by a device, a functional diagram of which is illustrated in FIG. 8.
  • the calibration of the reception chain 17i of each channel i comprising means for frequency transposition, filtering, amplification and analog / digital conversion, is carried out by injection upstream of the reception chain 17i a calibration signal, then adaptation of the coefficients of an equalization filter 18i coupled to the output of the reception chain 17i (except the first tap as a reference) making it possible to compensate for the dispersion of the impulse responses of the different channels i, by a taring analyzer 19 common to all the channels i formed by the antenna base 4.
  • the taring of the transmission chain 20i of each channel i comprising digital / analog conversion means, amplification, filtering and frequency transposition is carried out in a similar manner, also by injecting a calibration signal upstream of the transmission chain 20i. Part of the transmitted signal is fed back to the reception chain 17i, previously tared, via a resistive coupler 21 i.
  • an equalization filter 22i coupled to the input of the transmission chain 20i is adapted according to the same principle as that of the reception chain 17i.
  • This figure also shows the controller 16 of the frequency permutation.
  • a two-way switch transmits and receives respectively at the low frequency F5 and the high frequency F n of the received signal. These two frequencies F5 and Fj-, being separated by means of a duplexer 24i disposed between the resistive coupler 21 i and the two-way switch 23i.
  • the frequency permutation controller 16 Ft, and F h is coupled to the transmission and reception chains 20i and 17i of each channel i, to the taring analyzer 19 and to the two-channel switch 23i.
  • a first one-way switch 25i disposed at the input of the reception chain 17i receives on a first input the reception calibration signal, on a second input the signal sampled by the resistive coupler 21 i and on a third input the reception signal to the low frequency F5 or high frequency F j ⁇ as a function of the position of the two-way switch 23i.
  • a second one-way switch 26i is coupled to the output of the reception equalization filter 18i and controls the calibration on reception.
  • a third one-way switch 27i, disposed at the input of the transmission chain 20i before the equalization filter 22i receives on a first input the signal to be transmitted and on a second input the calibration signal on transmission.
  • the taring signal used is made up of N sinusoidal lines equally spaced in the useful band.
  • the principle of adapting the p coefficients of the equalization filters 22i and 18i of the transmission and reception chains 20i and 17i is based on the minimization of the following criterion:
  • the channel formation in transmission as well as the independence of the sources mean that the signals to be transmitted in AMRS mode do not have a constant envelope and that their dynamics can exceed the range of linearity of the amplifiers of the transmission chains 20i.
  • a pre-correction filter 28i is placed at the input of the transmission chain 20i and whose characteristics are as follows: by modeling the amplitude and phase distortions of an amplifier as following :
  • the estimation of the source space is carried out via a decomposition into eigenvectors, eigenvalues (QR method, of Jacobi or other) of the Hermitian correlation matrix of observations x (t):
  • the correlation matrix of the source signals is then defined by
  • the source space is isolated by applying a minimum threshold on the eigenvalues.
  • the source B bleaching matrix is written:
  • the whitening of the signals then consists simply in applying the whitening matrix to the observation vector, which gives the whitened data for the following formula:
  • the last step consists in estimating H corresponding to the unit matrix of the orthonormalized directing vectors of the sources.
  • COMON proposes as estimator of H the unitary matrix H mc minimizing the sum of all the squares of the modules of the crossed cumulants of order 4 of z, which amounts to finding the matrix H mc maximizing the contrast factor defined by COMON namely:
  • CARDOSO and SOULOUMIAC propose as an estimator of H the matrix H mc minimizing the sum of the squares of the modules of cross cumulants of order 4 of z having different first and second indices, which amounts to finding the matrix H mc maximizing the function C because _ SO u :
  • the final estimate of the unbleached surroundingss directing vectors used in spatial filtering is obtained simply by applying the inverse matrix of the whitening matrix:
  • spatial filtering consists in optimizing for each mobile the antenna diagram as a function of its spatial information, that is to say by forming lobes in the direction of the multipaths of the target mobile signal and holes in the directions of the other mobile signals.
  • the base station in AMRS mode therefore applies as many spatial filters as there are mobiles active on the same channel.
  • the application of the spatial filter illustrated in Figure 4b comes down to the following formula:
  • yj (t) represents the spatially filtered signal on which the contribution of the mobile was amplified and that of the other mobile strongly attenuated.
  • estimated spatial adapted filtering or estimated FAS
  • the proposed method for adapting the coefficients of the spatial reception filter is called estimated spatial adapted filtering, or estimated FAS, and consists of updating the spatial filter adapted to mobile i according to the estimated correlation matrix of the observations and of the spatial information according to the formula:
  • the composite directing vector of the mobile i constructed by summing the directing vectors of the multi-paths weighted by their relative powers, ⁇ j ⁇ , the fictitious noise term added to make the estimation more robust with respect to the risks of rejection of the useful signal, linked to the errors committed on âj (the addition of this noise term is not crucial for the method of blind source separation, since the source vectors are directly and therefore precisely estimated from the signals received whereas in the case of goniometry each directing vector is deduced from an estimate of direction of arrival via calibration tables), and ld, corresponds to the identity matrix.
  • the principle of spatial filtering is to carry out the reciprocal operation of spatial filtering in reception, that is to say instead of separating signals arriving on the basis of antennas according to different azimuths, it is acts with this same base to generate a composite signal of which each component addressed to a particular mobile propagates in the direction defined by its principal directing vector.
  • reception filtering where, to optimize the signal-to-noise ratio, it is important to take into account all the multi-paths from the same source, in transmission it is preferable to focus the energy only in the direction of the multi-path received the most powerful.
  • This matrix is constructed from the directing vectors of two fictitious jammers positioned on either side (in azimuth) of each real jammer (each mobile constituting a jammer for all the others).
  • the interest of this method is to allow a slight error on the direction vectors of the jammers by widening the "holes" of the radiation diagram around their estimated directions.
  • ⁇ is a phase shift of the order of a few degrees to be adapted as a function of the base of antennas 4,
  • TIj designates the power of the source j considered as interferer in this case, this parameter is fixed at a value proportional to the depth of the "hole” which it is necessary to form in the direction of the moving j on the radiation diagram (typically 30 dB above the useful signal).
  • ⁇ j 2 is a noise term added to adjust the depth of the "hole” in the radiation diagram, its addition also has the consequence of making the matrix Rjj invertible and avoiding the use of an expensive computation of pseudo-inverse matrix.
  • the method according to the second variant of the invention is illustrated in FIG. 1 as in the case of the first variant of the invention.
  • the method consists, from a multi-channel transmission / reception 1, of estimating 2 the spatial information relating to each active mobile source present in the cell at the two frequencies, carriers of the transmission and reception alternately, then from these information to make a optimal global multiplexing / demultiplexing 3 (time, frequency and space) for communications.
  • the general principle of the second variant of the invention is as follows: the spatial information is estimated for each mobile source present in the cell at the two frequencies of the channel, carriers of transmission and reception alternately, from a received signal. This spatial information is then used to adapt the coefficients of the spatial filtering structure in transmission.
  • the spatial demultiplexing and demodulation part several variants are proposed by the second variant of the present invention:
  • FAS FAS-DFE type structure
  • Feedback Equalizer grouping a purely spatial filter (a complex coefficient per channel) and a decision-making body; - a FAST-BBT-DFE type structure (FAST, abbreviation for
  • Equalizer consisting of a space-time filter associated with an independent decision-making body; - a so-called FAST-DFE structure consisting of a space-time filter coupled to a decision-making body.
  • FAST-DFE uses to adapt the information estimated beforehand, or directly the learning sequence
  • FAST- BBT-DFE and FAST-DFE directly use the known training sequences of the waveform
  • the spatial information characterizing a mobile is defined by the directing vectors of the multipaths of the signal received on the basis of antennas. These directing vectors represent the response (amplitude and phase) of the antenna base to an incident signal along an azimuth characteristic of the position of the source.
  • the estimation 2 of the guiding vectors of each source uses signals received from the source of interest in a single-emission configuration.
  • a periodic time range hereinafter called “burst”
  • burst a periodic time range allocated to each mobile for updating its spatial information.
  • the method applied for this estimation 2 exploits the sequences known a priori and works perfectly in the absence of calibration of the antenna base.
  • the estimate made on the received signals and used for spatial filtering in reception cannot be transposed for spatial filtering in transmission. This is why, in the method according to the first variant of the invention, a periodic permutation of the frequency groups of the uplink and downlink can be carried out so as to allow learning and updating of the spatial information also at the frequencies d 'program.
  • the method according to the first variant of the invention can make it possible to ensure overall management of these channels within which spatial multiplexing generates AMRS subchannels so as to group preferentially on the same time / frequency channel the mobiles most spatially decorrelated.
  • the estimated spatial information comprises one or more guiding vectors associated with the different detected paths as well as the relative power of each of the paths.
  • a spatial filter is calculated in emission for each link with the constraint of focusing the radiation diagram in the direction of the main path of the useful signal and on the contrary of drilling the radiation pattern in the direction of the main path of each of the interfering signals (due to transmissions with other mobiles).
  • the signals are formed by channel-by-channel summation of the outputs of the spatial multiplexing filters.
  • the spatial demultiplexing / demodulation assembly allows:
  • the method according to the second variant of the invention updates the coefficients of the spatial filters in reception and in transmission, performing respectively a spatial demultiplexing and a spatial multiplexing by taking into account the pairing faults, consequence of residual errors of taring of transmission and reception channels.
  • a device for implementing the method according to the second variant of the invention is shown diagrammatically in FIG. 2, as in the case of the first variant of the invention, and comprises the same subsets.
  • the spatial demultiplexer 7 comprises a determined number of spatial or spatio-temporal filters, coupled to a determined number of demodulators 8i equal to the maximum number of spatial channels fixed per frequency channel, for example three demodulators for a base comprising ten antennas.
  • the second variant uses the same notion of "superframe" illustrated in FIG. 3 and previously described.
  • the interface between the AMRS controller 13, the AMRS estimator 14 and the transmit and receive spatial multiplexer / demultiplexer 10 and 7 is illustrated, not by FIG. 4b, but by FIG. 4a.
  • the orientation of the "bursts” is effected by means of a switch 15 receiving on a first input the signal received from the receiver 6 delimited by a discontinuous closed line, after transposition LF.
  • the switch 15 also receives on a second input a control signal CTRL delivered by the AMRS controller 13. It includes a first, a second and a third output corresponding respectively to the "burst” of localization of an active mobile, to the "burst” traffic and unused location burst (mobile inactive).
  • the first output is coupled to the input of the AMRS estimator 14 estimating the director vector S j of the source i corresponding to an active mobile i determined.
  • the estimated direction vector Sj is injected into the AMRS controller 13.
  • the second output is inactive and the third output is coupled to the input of the space demultiplexer / demodulators 7 and 8i.
  • the third output is also used for updating the space-time filters.
  • the demultiplexer / demodulator 7 and 8i comprises N spatial or spatio-temporal filters not shown, receiving respectively the same number N of spatial subchannels contained in the "burst" traffic received.
  • the outputs of the spatial or spatio-temporal filters are respectively coupled to the input of the demodulators 8i, and deliver the data relating to the mobiles on the network of base stations represented in the figure by two parallel lines.
  • the reception weights of each coefficient of the spatial or spatio-temporal filters are updated using the director vector S estimated by the AMRS estimator 14 and after control by the AMRS controller 13.
  • modulators 11 i MOD # 1 to MOD # 3, delimited by a discontinuous closed line respectively receive data received from the network of base stations, to be transmitted towards the mobiles.
  • Each modulated item of information is injected respectively at the input of each spatial filter in transmission, not shown, of the spatial multiplexer 10 delimited by a discontinuous closed line.
  • an update of the transmission weight of the coefficients of the spatial filters is carried out from the same directing vector S estimated by the AMRS estimator 14 and controlled by the AMRS controller 13.
  • the sub-channels leaving respectively of each spatial filter are summed then emitted after transposition into intermediate frequency F
  • the spatial filter suitable for transmission to a mobile is calculated from its director vector S estimated on the received signal.
  • a permutation of the frequencies of the same frequency channel is carried out by the method according to the second variant of the invention, leading at the level of the base station to a global permutation of the sub-bands. allocated to uplink and downlink.
  • This permutation carried out at the frame rate allows the estimation of the spatial information on the frequency used in transmission with an offset frame with respect to the reception which means that in the "superframe" two consecutive "bursts" of location are used for perform a complete estimation of the spatial information on each space-time channel.
  • a frequency permutation controller 16 controls the frequency permutation as described above with reference to FIG. 8.
  • each channel conventionally defined as the frequency and time support for a transmission between a base station SB and a mobile, is broken down into spatial subchannels.
  • FIG. 5 illustrates a diagram of this breakdown according to the second variant of the invention in the same way as according to the first variant of the invention.
  • FIG. 6 gives an illustration of the concept of frequency and time channel according to the second variant of the invention in the same way as according to the first variant of the invention.
  • the method according to the second variant of the invention is based on an inter-mobile spatial correlation table, an example of which is presented in FIG. 7 in the same way as according to the first variant of the invention .
  • FIG. 8 provides a functional diagram of a switching and setting module of the device for implementing the method according to the second variant of the invention. The description of FIG. 8 is the same as that carried out for the first variant of the invention.
  • a device for implementing the method according to the second variant of the invention shown diagrammatically in FIG. 2, implements a synchronization method specific to this variant.
  • the synchronization of the receiver on one of the transmission channels during the traffic phases is carried out in a scrambled environment (all mobiles sharing the same time / frequency channel transmitting simultaneously during the traffic bursts).
  • the synchronization method according to the second variant of the invention was the subject of a French patent filed by the Applicant and published under the number 2,715,588, entitled: "Method and device allowing a modem to synchronize on a digital data transmitter over the air in the presence of a jammer ". It is implemented by an optimal multisensor detector under the following conditions:
  • the object of this detector is to make the decision between two hypotheses for each sample:
  • c (t) + b (t) noise + signal) (30) with c (t) designating the multichannel channel supporting the transmission, d (t) the signal transmitted and b (t) the total noise of correlation matrix R.
  • the optimal detector in the sense of maximizing the probability of detection for a given probability of false alarm corresponds to the likelihood ratio under H1 and HO over the time interval [nrjT e , ( n o + K e ) T e ] ( T e sampling period) or:
  • p (x / H ⁇ ), p (x / Hl) denote respectively the probability density of the observation under HO, and H1.
  • a statistic sufficient to solve the problem posed consists in subjecting the following estimate to a determined threshold ⁇ :
  • the spatial information characterizing the position of each mobile constitutes an essential parameter for the adaptation of the channel formation filters in transmission. This is therefore defined for each of the mobiles by the source vector associated with the main energy arrival on the basis of antennas.
  • x (t) [x- ) (t), X2 (t), ..., XN (0], designates the signal observed by the antenna base, "T” in exponent defines the operation of transposition, m (t), designates the signal transmitted,
  • P denotes the number of discrete paths and temporally decorrelated representing the impulse response of the channel
  • aj denotes the director vector associated with the path #i, more precisely aj integrates the product of two components:
  • the principal vector of the main path of the useful signal is therefore estimated by the output of the N correlators at the time of frame synchronization (maximum of the estimator of the multisensor detection function), that is:
  • the step of demultiplexing / demodulation on reception of the method according to the second variant of the invention is different from the step of demultiplexing / demodulation on reception of the method according to the first variant of the invention and consists, by means of a base antennas coupled to a multi-channel receiver and a digital signal processing unit, to separate and then demodulate the different components of the received signal, associated with mobile stations transmitting simultaneously and on the same frequency to the base station.
  • a first FAS-DFE structure illustrated in FIG. 9, applies to spatial filtering associated with a DFE type equalization / demodulation module, encompassing two variants:
  • FIG. 11 a FAST-BBT-DFE, illustrated in FIG. 11, with a decoupled structure, carrying out the anti-jamming and equalization / demodulation treatments, and the implementation of which is optimal in the presence of total noise (background noise plus interference) ) temporally white, and
  • the purely spatial filtering consists in optimizing for each mobile the antenna diagram according to its spatial information directly from the reference sequence of the useful signal, that is to say by forming lobes in the direction of the multi-paths of the target mobile signal and holes in the directions of the other mobile signals.
  • the base station in AMRS mode therefore applies as many spatial filters as there are mobiles active on the same channel.
  • the composite directing vector of the mobile i constructed by summing the directing vectors of the multi-paths weighted by their relative powers, ⁇ j 2 , the fictitious noise term added to make the estimate more robust with respect to the risks of rejection of the useful signal, linked to the errors committed on â j (the addition of this noise term is not crucial for the blind source separation method, since the source vectors are directly and therefore precisely estimated from the signals received whereas in the case of goniometry each directing vector is deduced from an estimate of arrival direction via calibration tables ), and
  • x (t) [x 1 (t), X2 (t), ..., XN (0] designates the signal received on the basis of antennas
  • the problem posed consists in estimating the coefficients of the filter W of the space-time structure carrying out an optimal matching filtering to the multisensor signal.
  • the interfering signals are broadband (> useful signal band), - the interfering signals are single-path.
  • R b (t) R b r5 (t) with R5 constant. ( ⁇ (t) corresponds to the Dirac function)
  • the G-channel estimate consists of N independent channel estimates on a single-sensor signal.
  • s (k) [s (kT e ), s ((k -l) T e ) s (k - (L -l) T e )] denotes the samples of the known or replicated training sequence, and b (k), the sample of the noise + interference component.
  • This equation, the unknown of which is g, is generally solved by methods minimizing the mean square error EQM defined by:
  • the FAST-BBT-DFE method which has just been described therefore boils down to a suitable filtering on each channel not on the signal received directly but after a spatial bleaching pretreatment of its component: background noise + jammer; at the end of the processing chain, the channels thus formed are summed after weighting of each channel by a coefficient inversely proportional to the modulus of the eigenvalue of the correlation matrix of the noise component + associated jammer.
  • the treatments are broken down sequentially as follows:
  • each one being assigned a weight inversely proportional to the modulus of the corresponding eigenvalue so that the components corresponding to the jammers (maximum eigenvalues) are taken into account in the combination with a minimum weight and vice versa ,
  • a DFE processing module adapting to a criterion for minimizing the mean square error between "soft" decision and "hard” decision.
  • the concatenation of processing and filtering constitutes a spatio-temporal filtering structure which differs from purely spatial filtering by its capacities to re-phase the decorrelated multipaths of the useful signal.
  • this method is sub-optimal, in the sense of the profitability of the antenna base, in the presence of multi-paths of the interfering signals, it has the advantage of not requiring long learning sequences (adaptation of the space filters). temporally performed independently on each channel at the preprocessing output), the dimensioning criterion for this parameter being the maximum temporal spreading of the channel.
  • the signal at the equalizer output z (t) ("soft" decision) is therefore expressed as a function of the multisensor signal x (t) as follows:
  • W [ ⁇ designates the time filter applied on channel k
  • x k (n) [x k (nT), x k (nT + T e ), ..., x k (nT + (N HR - l ) T e )] designates the filter memory on track k.
  • This criterion is estimated according to the type of channel present - for a stationary channel:
  • Spatial multiplexing in transmission according to the second variant of the invention follows the same principle as that described in the case of the first variant of the invention with FIG. 4a as an illustration instead of FIG. 4b.
  • the present invention applies more particularly to base stations although certain aspects of the method according to the invention which has just been described may find applications in the field of mobiles in particular with regard to increasing their sensitivity in reception.
  • the principle of the first variant of the present invention is not limited to mobiles but can also be applied to fixed secondary stations remote from the base station.
  • the DFE equalizer implemented in the second variant of the present invention can be replaced by an equalizer according to the principle of maximum likelihood implementing the Viterbi algorithm.

Abstract

Le procédé selon l'invention consiste, au moyen d'un récepteur et d'un émetteur multivoie (1) intégrés dans une station de base et couplés à une base d'antennes, pour des signaux radioélectriques numériques comportant des séquences connues à priori ou non gaussiens organisés en trames: à estimer (2) l'information spatiale relative à chaque mobile à partir du signal reçu par le récepteur, pour les fréquences de réception et d'émission, en exploitant les séquences connues à priori ou au moyen de méthodes de séparation de sources en aveugle, et à partir de cette information, à isoler (3) par filtrage spatial, en présence de multitrajets dans le canal, les trajets respectifs à chaque mobile dont la puissance est supérieure à un seuil déterminé, pour permettre le démultiplexage spatial, et à émettre simultanément en direction du trajet principal de chaque mobile le signal qui lui est destiné, en protégeant chaque mobile vis-à-vis des signaux émis vers les autres par filtrage spatial avec des contraintes d'annulation pour permettre le multiplexage spatial. Application: radiocommunications cellulaires.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE MULTIPLEXAGE/DEMULTIPLEXAGE SPATIAL DE SIGNAUX RADIOELECTRIQUES POUR SYSTEME RADIO MOBIL SDMA
La présente invention concerne un procédé et un dispositif de multiplexage/démultiplexage spatial de signaux radioélectriques organisés en trames et transmis en duplex sur un même canal fréquentiel et temporel ne nécessitant pas de calibration. Elle s'applique, en particulier, aux radiocommunications cellulaires entre au moins une station de base et plusieurs mobiles.
Avec l'accroissement constant de la demande de communications mobiles et la limitation du nombre de canaux alloués aux opérateurs des réseaux de radiocommunications cellulaires, les problèmes de saturation vont devenir cruciaux dans les années à venir. Des techniques classiques permettent actuellement de multiplexer les communications en fréquence (AMRF), en temps (AMRT), ou en code (AMRC).
L'AMRF (Accès Multiple à Répartition de Fréquence) consiste à allouer à chaque communication une paire de fréquences (une pour la voie descendante et une pour la voie montante). Toute seule, cette technique très simple de multiplexage n'offre quasiment pas de perspective d'amélioration de l'efficacité spectrale.
L'AMRT (Accès Multiple à Répartition dans le Temps) consiste à allouer à chaque communication un intervalle temporel précis. Seule, cette technique, déjà optimisée pour amélioration de l'efficacité spectrale dans le cadre de la transmission de phonie par exploitation des silences présents sur le signal de parole, laisse entrevoir peu d'amélioration supplémentaire sur ce plan.
L'AMRC (Accès Multiple à Répartition dans les Codes) consiste à allouer à chaque communication un code, définissant une loi de saut en fréquence sur des intervalles de temps courts. Même si elle permet une certaine augmentation de l'efficacité spectrale (saturation progressive par dégradation du signal et non brutale par interruption du service comme dans le cas des deux techniques précédentes), cette méthode reste lourde et chère à mettre en oeuvre. Plusieurs voies sont actuellement explorées pour améliorer les capacités des systèmes de communication cellulaires à savoir : la diversification des cellules et des formes d'ondes avec la mise en oeuvre de cellules de tailles de plus en plus réduites frnicroceir'et tιanocell"du projet de normalisation ATDMA, abréviation anglo-saxonne pour "Advanced Time Division Multiple Access", pour les zones urbaines), et surtout une nouvelle méthode de multiplexage pouvant se combiner aux techniques existantes : l'Accès Multiple à Répartition Spatial (AMRS ou SDMA en terminologie anglo-saxonne). Cette technique est basée sur l'idée que les signaux radios correspondant à plusieurs liaisons entre une station de base et des mobiles peuvent être dans de nombreux cas décorrélés spatialement.
L'exploitation de cette décorrélation permet de séparer les canaux spatiaux (même s'ils occupent tous un même canal fréquentiel et temporel) au moyen d'un système émission/réception multivoie associé à une base d'antennes adaptée à la gamme de fréquences utilisée.
Plusieurs méthodes mettant en oeuvre ce concept ont déjà été proposées. Une première méthode est basée sur des techniques d'estimation de direction d'arrivée comme le système décrit dans le brevet de Richard ROY (Brevet US PCT/US92/10074, 12/1991 , intitulé 'Spatial Division Multiple Access Wireless Communication System'). Une deuxième méthode utilise des caractéristiques de cyclostationnarité des signaux de transmissions numériques pour les séparer par des traitements en aveugle (Brevet US N° 5260968, du 9/11/93, intitulé Method and Apparatus for Multiplexing Communications Signais through Blind Adaptative Spatial Filtering" de William A. GARDNER et Stephan V. SCHELL).
Pour la première méthode, l'estimation des directions d'arrivées de différentes sources radioélectriques à partir des signaux reçus sur une base d'antennes, nécessite la parfaite maîtrise du front d'onde ce qui entraîne une contrainte de calibration de la base d'antennes utilisée. Outre le surcoût induit par la calibration, l'écart type de l'estimation indirecte du vecteur directeur à partir de la direction d'arrivée estimée et de la table de calibration de la base d'antennes est nettement plus important que celui obtenu par des méthodes d'estimation directe. Le vecteur directeur correspond à la valeur prise par la fonction de transfert de la base d'antennes pour l'azimut, le site et la fréquence porteuse de l'onde électromagnétique incidente émise par une source. Cette information est ensuite exploitée par le traitement de multiplexage spatial.
Pour la deuxième méthode, les techniques de séparation à l'ordre 2 utilisant la cyclostationnarité imposent sur les signaux à séparer soit des différences de rythmes symbole soit des décalages de fréquences porteuses pour fonctionner. Ces limitations rendent ces techniques inadaptées aux configurations de canaux formés dans des radiocommunications entre une station de base et des mobiles présentant des multitrajets décorrélés qui sont non séparables par les méthodes précédentes et donc non opérationnelles dans la plupart des zones urbaines.
Enfin, les techniques de traitement d'antenne mentionnées précédemment, mettent en œuvre pour séparer les différents signaux reçus une structure de filtrage dite purement spatiale constitue d'un gain complexe par voie de réception. Les capacités d'antibrouillage de ce type de structure en terme de nombre de brouilleurs indépendants réjectables (deux trajets décorrélés issus d'une même source constituent deux brouilleurs indépendants) sont sous-optimales. En effet, le filtre spatial s'adapte sur un trajet utile suivi par une source et rejette tous les autres trajets, aussi bien les trajets utiles décorrélés suivis par cette source que les trajets suivis par les signaux brouilleurs.
Dans la suite de la description, les termes "capteurs" et "antennes" seront utilisés indifféremment ainsi que les termes "multicapteurs", "multivoie", et "réseau multicapteur" et base d'antennes", sachant d'autre part qu'une base d'antennes, ou réseau multicapteur, forme un nombre de voies de transmission égal au nombre d'antennes, ou de capteurs.
L'invention a pour but de pallier les imperfections et limitations des méthodes précitées.
A cet effet, l'invention a pour objet un procédé de multiplexage/démultiplexage spatial de signaux radioélectriques organisés en trames et transmis en duplex entre au moins une station de base et plusieurs mobiles communiquant sur un même canal fréquentiel et temporel au moyen d'un récepteur et d'un émetteur multivoie intégré dans la station de base et couplés à une base d'antennes.
Une première variante à l'invention s'applique particulièrement à des signaux radioélectriques non gaussiens. Le procédé objet de cette première variante est caractérisé en ce qu'il consiste :
- à estimer l'information spatiale relative à chaque mobile à partir du signal reçu par le récepteur multivoie, pour les fréquences de réception et d'émission, au moyen de méthodes de séparation de sources en aveugle, et à partir de cette information, - à isoler par filtrage spatial, en présence ou non de multitrajets dans le canal, les trajets respectifs à chaque mobile dont la puissance est supérieure à un seuil déterminé pour permettre le démultiplexage spatial, et
- à émettre simultanément en direction du trajet principal de chaque mobile le signal qui lui est destiné, en protégeant chaque mobile vis-à-vis des signaux émis vers les autres par filtrage spatial avec des contraintes d'annulation pour permettre le multiplexage spatial.
Une deuxième variante à l'invention s'applique aux signaux radioélectriques numériques organisés en trames comportant des séquences connues à priori. Le procédé objet de cette deuxième variante est caractérisé en ce qu'il consiste :
- à estimer l'information spatiale relative à chaque mobile, à partir du signal reçu par le récepteur multivoie, pour les fréquences de réception et d'émission, au moyen de méthodes de filtrage, en exploitant les séquences connues a priori, et à partir de cette information, - à isoler, en présence ou non de multitrajets dans le canal, les trajets respectifs à chaque mobile dont la puissance est supérieure à un seuil déterminé, et à démoduler le signal reçu de chacun des mobiles en liaison avec la station de base, pour permettre le démultiplexage spatial, et
- à émettre simultanément en direction du trajet principal de chaque mobile le signal qui lui est destiné, en protégeant chaque mobile vis-à-vis des signaux émis vers les autres par filtrage spatial avec des contraintes d'annulation pour permettre le multiplexage spatial.
L'invention présentent plusieurs avantages.
Un avantage de la première variante à la présente invention est de permettre, pour l'estimation des vecteurs directeurs associés aux différents signaux mobiles, d'appliquer une méthode de séparation de sources en aveugle ne nécessitant ni la maîtrise du front d'onde ni connaissance à priori sur la forme d'onde (méthode transparente). Le procédé selon la première variante à l'invention exploite pour cela le caractère non Gaussien des signaux sources. Cette hypothèse est vérifiée pour la plupart des modulations utilisées dans les communications radio analogiques ou numériques notamment pour les modulations à enveloppe constante.
Un avantage de la deuxième variante à l'invention est de permettre, pour la réalisation du multiplexage spatial de transmissions radio entre plusieurs mobiles et une station de base, des techniques d'adaptation de filtres spatiaux ou spatio-temporels sur réplique (séquence d'apprentissage) jusqu'à présent essentiellement mises en œuvre pour la lutte anti-brouillage dans les systèmes de radiocommunication de défense. La plupart des systèmes de radiocommunications cellulaires numériques utilisent, pour notamment des besoins de synchronisation et d'égalisation, des séquences d'apprentissage insérées dans des formes d'ondes organisées en trames. L'utilisation de cette information, connue a priori, permet la mise en œuvre de traitements plus performants et moins contraignants au niveau des modulations utilisées que les techniques dites "transparentes".
Parmi les méthodes décrites ci-après, lors de la description de la deuxième variante, celles mettant en œuvre des structures de filtrage spatio-temporelles (un filtre FIR par voie, abréviation anglo-saxonne pour "Finite Impulsional Response"), permettent en présence de multitrajets, d'augmenter les capacités de réjection des signaux brouilleurs et d'optimisation de taux d'erreur après démodulation d'un système multivoie par rapport aux structures de filtrage bande étroite (un coefficient par voie) ; la maîtrise du front d'onde n'est pas nécessaire, ce qui permet d'utiliser une base d'antennes non calibrée ; et les modulations compatibles de ces méthodes englobent toutes les modulations numériques y compris les formes d'ondes gaussiennes.
D'autres avantages et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description qui suit et des figures annexées qui représentent : - la figure 1 , les principales étapes du procédé selon l'invention,
- la figure 2, un schéma fonctionnel d'un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention,
- la figure 3, un exemple de structure d'une "supertrame" prenant en compte les contraintes du mode AMRS,
- la figure 4a, un schéma fonctionnel précisant l'interface entre le contrôleur AMRS et les moyens d'estimation et de multiplexage/démultiplexage spatial, selon la deuxième variante à l'invention, - la figure 4b, un schéma fonctionnel précisant l'interface entre le contrôleur AMRS et les moyens d'estimation et de multiplexage/démultiplexage spatial, selon la première variante à l'invention,
- la figure 5, un schéma de la décomposition d'un canal fréquentiel et temporel en sous-canaux spatiaux, - la figure 6, une illustration de la notion de canal fréquentiel et temporel,
- la figure 7, une table de corrélation spatiale des mobiles présents dans la cellule (pris deux à deux), et
- la figure 8, un schéma fonctionnel d'un module de commutation et de tarage du dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention.
- la figure 9, une structure filtre spatial multicapteurs + égaliseur/démodulateur monocapteur, selon la deuxième variante à l'invention, - la figure 10, une structure générale : filtre spatio-temporel multicapteur + égaliseur/démodulateur monocapteur, selon la deuxième variante à l'invention,
- la figure 11 , une première implementation correspondant à une voie de transmission de la structure générale de la figure 10 intitulée FAST-BBT-DFE, selon la deuxième variante à l'invention, et
- la figure 12, une deuxième implementation de la structure générale de la figure 10 dénommée FAST-DFE, selon la deuxième variante à l'invention. Sur les figures, les éléments homologues sont désignés par le même repère.
Le procédé selon la première variante à l'invention dont les principales étapes sont illustrées à ia figure 1 consiste, à partir d'une émission/réception multivoie 1 , à estimer 2 les informations spatiales concernant chaque source mobile active présente dans la cellule aux deux fréquences, supports de l'émission et de la réception alternativement, puis à partir de ces informations à réaliser un multiplexage/démultiplexage global 3 (temporel, fréquentiel et spatial) optimal des communications. L'information spatiale caractérisant un mobile est définie par les vecteurs directeurs des multitrajets du signal reçu sur la base d'antennes.
Ces vecteurs directeurs représentent la réponse (amplitude et phase) de la base d'antennes à un signal incident suivant un azimut caractéristique de la position de la source. L'estimation 2 des vecteurs directeurs de chaque source utilise des signaux reçus de la source d'intérêt en configuration mono-émission. Autrement dit dans la forme d'onde organisée en trames, une plage temporelle périodique, appelée par la suite "burst", est allouée à chaque mobile pour la réactualisation de son information spatiale. La méthode appliquée pour cette estimation 2 exploite donc le caractère non gaussien des signaux sources à traiter et fonctionne parfaitement en l'absence de calibration de la base d'antennes. Par contre, compte-tenu de l'écart généralement important entre les fréquences des liaisons montantes (mobiles vers station de base) et descendantes (station de base vers mobiles), l'estimation réalisée sur les signaux reçus et utilisée pour un filtrage spatial en réception n'est pas transposable pour le filtrage spatial en émission. C'est pourquoi, dans le procédé selon la première variante à l'invention une permutation périodique des groupes de fréquences des liaisons montantes et descendantes peut être effectuée de façon à permettre l'apprentissage et la réactualisation de l'information spatiale également aux fréquences d'émission.
La plupart des stations de base gèrent plusieurs canaux fréquentiel en mode duplex et dans ce contexte le procédé selon la première variante à l'invention peut permettre d'assurer une gestion globale de ces canaux à l'intérieur desquels le multiplexage spatial génère des sous-canaux AMRS de façon à regrouper préférentiellement sur un même canal fréquentiel et temporel les mobiles les moins corrélés spatialement.
De plus, le procédé selon la première variante à l'invention réactualise les coefficients des filtres spatiaux en réception et en émission, réalisant respectivement un démultiplexage spatial et un multiplexage spatial en prenant en compte les défauts d'appairage, conséquence d'erreurs résiduelles de tarage des voies en émission et en réception.
Un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon la première variante à l'invention est schématisé par la figure 2 et comporte les sous- ensembles suivants :
- une base d'antennes 4 couplée à des moyens 5 de commutation de fréquence et de tarage,
- un récepteur multivoie 6 comportant des moyens de transposition/amplification radio, et des moyens de conversion analogique/numérique multivoies non représentés,
- un démultiplexeur spatial 7,
- un nombre déterminé de démodulateurs 8i égal au nombre maximal de canaux spatiaux fixé par canal fréquentiel, par exemple trois démodulateurs pour une base comportant dix antennes, - un émetteur multivoie 9 comportant des moyens de transposition/amplification radio et de conversion numérique/analogique multivoies non représentés,
- un multiplexeur spatial 10,
- un nombre déterminé de modulateurs 11 i égal au nombre de démodulateurs 8i du récepteur multivoie 6,
- un module de traitement numérique 12, délimité par une ligne fermée en trait discontinu, comportant un contrôleur 13 et un estimateur 14 spécifiques au traitement AMRS, qui est au coeur du dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon la première variante à l'invention. La mise en oeuvre du concept de l'AMRS au moyen des méthodes de séparation de sources en aveugle, par le matériel qu'il nécessite, les contraintes des traitements appliqués et les nouvelles possibilités qu'il offre, nécessite une prise en compte système. Ceci se traduit par un certain nombre de tâches de contrôle et de gestion indispensables à une intégration optimale du multiplexage spatial dans les réseaux de communications radiocellulaires. Ces tâches de contrôle et de gestion sont assurées dans le dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon la première variante à l'invention par le module de traitement numérique 12. La séparation, au niveau de la station de base, des signaux en provenance ou à destination des différents mobiles "actifs" c'est-à-dire en communication avec la station de base, dans une cellule déterminée, implique l'acquisition et la réactualisation de l'information spatiale spécifique de chaque mobile et nécessite pour cela une synchronisation des traitements.
Pour réaliser cette fonction, le procédé selon la première variante à l'invention s'appuie sur une forme d'onde de type AMRT avec une segmentation temporelle du canal : le signal reçu par la station de base, ainsi que le montre la figure 3, est organisé en trames , trame #1 à trame #K, comportant chacune un nombre déterminé M de "bursts". Chaque "burst", classiquement alloué à un utilisateur grâce au multiplexage spatial est partagé par plusieurs communications à l'exception d'un "burst" par trame qui reste alloué spécifiquement à un mobile. Ces "bursts" périodiques dénommés bursts" de localisation AMRS sont donc alloués successivement à tous les canaux spatio-temporels potentiellement utilisables sur le canal fréquentiel (par canal fréquentiel est sous-entendu une paire de fréquences émission/réception).
La structure d'une "supertrame", apparaissant sur la figure 3, correspond à la période de réactualisation de l'information spatiale de tous les canaux spatio-temporels soit un nombre K de trames égal au double du nombre de ces canaux (pour chaque canal spatio-temporel, l'information spatiale est acquise sur deux trames : une pour chacune des fréquences du canal fréquentiel).
Suivant la durée de la "supertrame" en regard de la stationnante de rinformation spatiale, cette méthode doit être adaptée en allouant par exemple plus d'un "burst" par trame à la localisation AMRS pour réduire la période de réactualisation.
Il est évident que le choix du nombre de "bursts" de localisation par trame se répercute directement sur les capacités du système. La synchronisation des traitements dans ce contexte consiste essentiellement à orienter les "bursts" reçus soit vers la mesure d'information spatiale ("burst" de localisation d'un mobile actif), soit vers le démultiplexage spatial ("burst" de trafic), ou, soit nulle part ("burst" de localisation inutilisé), et à distribuer ensuite l'information spatiale aux filtres de multiplexage/démultiplexage en émission/réception en fonction des affectations et réaffectations de canaux gérées par le contrôleur AMRS 13. La figure 4b illustre un schéma fonctionnel de l'interface entre le contrôleur AMRS 13, l'estimateur AMRS 14 et les multiplexeur/démultiplexeur spatiaux émission et réception 10 et 7.
L'orientation des "bursts" est effectuée par l'intermédiaire d'un commutateur 15 recevant sur une première entrée le signal reçu du récepteur 6, délimité par une ligne fermée discontinue, après transposition BF. Le commutateur 15 reçoit également sur une deuxième entrée un signal de contrôle CTRL délivré par le contrôleur AMRS 13. Il comporte une première, une deuxième et une troisième sorties correspondant respectivement aux "burst" de localisation d'un mobile actif, au "burst" de trafic et au "burst" de localisation inutilisé (mobile inactif). La première sortie est couplée à l'entrée de l'estimateur AMRS 14 estimant le vecteur directeur Sj de la source i correspondant à un mobile actif i déterminé. Le vecteur directeur estimé Sj est injecté au contrôleur AMRS 13. La deuxième sortie est inactive et la troisième sortie est couplée à l'entrée du démultiplexeur spatial 7, délimité par une ligne fermée discontinue, constitué des filtres spatiaux Wj1", W^ et Wg recevant respectivement le même nombre N de sous-canaux spatiaux contenu dans le "burst" trafic reçu. "+" en exposant correspond à la fonction de transposition conjuguée. Les sorties des filtres spatiaux W*, W^ et W3 sont couplées respectivement à l'entrée des démodulateurs 8i DEMOD #1 à #3, délimités par une ligne fermée discontinue, et délivrent les informations relatives aux mobiles sur le réseau de stations de base représenté sur la figure par deux traits parallèles.
Une réactualisation des poids en réception de chaque coefficient des filtres spatiaux Wj1", W* et W* est réalisée à partir du vecteur directeur S estimé par l'estimateur AMRS 14 et après contrôle par le contrôleur AMRS 13.
En émission, les modulateurs 11i, MOD #1 à MOD #3, délimités par une ligne fermée discontinue, reçoivent respectivement des données issues du réseau de stations de base, à émettre en direction des mobiles. Chaque signal modulé est injecté respectivement à l'entrée de chaque filtre spatial W, , W2 et W3 en émission constituant le multiplexeur spatial 10 délimité par une ligne fermée discontinue.
De la même façon qu'en réception, une réactualisation du poids en émission des coefficients des filtres spatiaux W1 , W2 et W3 est effectuée à partir du même vecteur directeur S estimé par l'estimateur AMRS 14 et contrôlé par le contrôleur AMRS 13. Les sous-canaux sortant respectivement de chaque filtre spatial W, , W2 et W3 sont sommés puis émis après transposition en fréquence intermédiaire F| dans l'émetteur multivoie 9 délimité par une ligne fermée discontinue.
Le filtre spatial adapté à l'émission vers un mobile déterminé est calculé à partir de son vecteur directeur S estimé sur le signal reçu. La nécessité d'éloigner suffisamment les fréquences d'émission et de réception notamment pour autoriser l'utilisation d'une base d'antennes commune pour les deux sens de transmission émission/réception peut rendre inutilisable en émission les vecteurs directeurs des sources estimés sur le signal reçu.
Pour résoudre ce problème, une permutation des fréquences d'un même canal fréquentiel (émission/réception) est opérée par le procédé selon la première variante à l'invention, aboutissant au niveau de la station de base à une permutation globale des sous-bandes allouées aux liaisons montantes et descendantes. Cette permutation réalisée au rythme trame permet l'estimation de l'information spatiale sur la fréquence utilisée en émission avec une trame de décalage par rapport à la réception, ce qui signifie que dans la "supertrame" deux "bursts" de localisation consécutifs sont utilisés pour effectuer une estimation complète de l'information spatiale sur chaque canal spatio-temporel. Un contrôleur de permutation 16 des fréquences est décrit dans la suite de la description en regard de la figure 8.
Avec le multiplexage spatial, chaque canal, classiquement défini comme le support fréquentiel et temporel d'une transmission entre une station de base SB et un mobile, se décompose en sous-canaux spatiaux. La figure 5 illustre une schématisation de cette décomposition où trois canaux X, Y et Z supportent les transmissions avec respectivement trois mobiles MBx1 , MBx2, MBx3, deux mobiles MBy1 , MBy2 et un mobile MBz1. La figure 6 donne une illustration de la notion de canal fréquentiel et temporel pour les canaux X, Y, Z dans le cas de liaisons montantes et dans le cas de liaisons descendantes.
Pour effectuer une affectation de canal, le procédé selon la première variante à l'invention se base sur une table de corrélation spatiale inter-mobile.
Cette table dont un exemple est présenté sur la figure 7, contient les coefficients de corrélation spatiale CS de chacun des mobiles avec tous les autres à l'intérieur de la flotte gérée par la station de base.
Le coefficient de corrélation spatiale CSij entre deux mobiles i et j est établi à partir de leurs vecteurs directeurs àfo, àp (estimés sur la fréquence basse Ffc du canal) et âιn, â;^ (estimés sur la fréquence haute F^ du canal) suivant la formule :
Figure imgf000014_0001
En présence de multitrajets c'est le vecteur directeur du trajet le plus puissant associé à la direction d'émission sur la liaison descendante qui représente l'information spatiale représentative du mobile au regard de l'affectation de canal. Sur la figure 7, les mobiles sont regroupés de façon à faire apparaître l'ensemble des corrélations spatiales à l'intérieur de chaque canal respectivement pour le canal X, le canal Y et le canal Z (zones entourées de pointillés) dont les valeurs sont plus particulièrement prises en compte dans la méthode d'affectation de canal. Les lignes et colonnes hachurées correspondent à des sous-canaux spatiaux non utilisés.
A chaque nouvelle estimation d'un vecteur directeur relatif à un mobile actif (après l'analyse de chaque "burst" de localisation AMRS), la ligne et la colonne associées de la table sont réactualisées et des tests d'affectation de canal sont appliqués suivant un algorithme d'affectation déterminé.
Son principe en est le suivant : une réactualisation de la répartition des mobiles sur les différents canaux de la cellule est effectuée toutes les deux trames après analyse des deux "bursts" de localisation alloués à chaque mobile successivement sur les deux fréquences du canal duplex.
Si les dernières informations spatiales mesurées sont associées à un mobile entrant dans la cellule, le contrôleur AMRS applique au nouveau mobile p le test d'admission suivant : pour que le mobile p soit admis sur le canal non saturé Cn, il faut et ii suffit que quelque soit le mobile x déjà présent sur l'un des sous-canaux spatiaux de Cn :
CSxp < Seuil (2)
si cette condition n'est remplie sur aucun canal non saturé (par rapport à ces capacités potentielles, c'est à dire au nombre maximal de sous-canaux spatiaux) alors le mobile ne peut être pris en charge par la station de base.
Dans le cas contraire, le mobile est admis sur le canal Cn tel que :
Maxx e cn (CSpx)
Figure imgf000015_0001
eCi(cSpy)] (3)
Si les dernières informations spatiales mesurées sont associées à un mobile p déjà présent sur la cellule, alors le contrôleur AMRS commence par vérifier si le mobile reste suffisamment décorrélés spatialement des autres mobiles présents sur le même canal par application du test suivant :
CSxp ( Seuil pour tout mobile x du canal Cn (4)
si cette condition est remplie, l'affectation des canaux n'est pas modifiée. Dans le cas contraire, le moyen de contrôle AMRS teste la possibilité de permuter les affectations de canaux entre le mobile p et un mobile q sur un canal Cm différent. Pour que cette permutation soit possible, il faut et il suffit que les deux conditions suivantes soient simultanément réalisées :
CSyP ( Seuil pour tout mobile y du canal Cm (5)
CSqX < Seuil pour tout mobile x du canal Cn (6)
Si aucune permutation n'est possible, le mobile p ne peut plus être pris en charge par la station de base.
Si, et cela doit être le cas le plus fréquent, plusieurs permutations sont possibles le critère de choix optimal proposé est le suivant : le mobile q retenu pour réaliser la permutation avec le mobile p est celui qui minimise l'expression :
∑csxp + ∑CS py (7)
< € Cn x e Cm x≠ p y ≠ q
où Cm désigne le canal affecté au mobile q. Ainsi que la plupart des techniques de filtrage spatial de signaux multivoies n'utilisant pas de séquence d'apprentissage, la méthode proposée n'est applicable que si les chaînes d'émission et de réception n'introduisent ni déphasage, ni gain différentiels et ni distorsions (non linéarités d'amplification). II est très difficile et très coûteux de réaliser un dispositif satisfaisant ces contraintes, c'est pourquoi une méthode est décrite ci-après pour corriger par traitements numériques les dérives et distorsions sur les différentes voies émission et réception.
La correction des déphasages et gain différentiels pour chaque voie formée par chaque antenne de la base d'antennes 4, est réalisée par une procédure de tarage se décomposant en deux étapes. Cette procédure est mise en oeuvre par un dispositif dont un schéma fonctionnel est illustré à la figure 8. Dans une première étape, le tarage de la chaîne de réception 17i de chaque voie i comportant des moyens de transposition de fréquence, de filtrage, d'amplification et de conversion analogique/numérique, est réalisée par injection en amont de la chaîne de réception 17i d'un signal de tarage, puis adaptation des coefficients d'un filtre d'égalisation 18i couplé à la sortie de la chaîne de réception 17i (sauf la première prise comme référence) permettant de compenser la dispersion des réponses impulsionnelles des différentes voies i, par un analyseur de tarage 19 commun à toutes les voies i formées par la base d'antennes 4. Dans une deuxième étape, le tarage de la chaîne d'émission 20i de chaque voie i comportant des moyens de conversion numérique/analogique, d'amplification, de filtrage et de transposition de fréquence, est réalisée de façon analogue, en injectant également un signal de tarage en amont de la chaîne d'émission 20i. Une partie du signal émis est réinjectée sur la chaîne de réception 17i, préalablement tarée, via un coupleur résistif 21 i. Enfin, un filtre d'égalisation 22i couplé en entrée de la chaîne d'émission 20i est adapté suivant le même principe que celui de la chaîne de réception 17i.
Sur cette figure est également représenté le contrôleur 16 de la permutation des fréquences. Un commutateur deux voies assure l'émission et la réception respectivement à la fréquence basse F5, et la fréquence haute Fn du signal reçu. Ces deux fréquences F5 et Fj-, étant séparées au moyen d'un duplexeur 24i disposé entre le coupleur résistif 21 i et le commutateur deux voies 23i. Le contrôleur 16 de permutation des fréquences Ft, et F h est couplé aux chaînes émission et réception 20i et 17i de chaque voie i, à l'analyseur de tarage 19 et au commutateur deux voies 23i.
Un premier commutateur une voie 25i disposé à l'entrée de la chaîne de réception 17i reçoit sur une première entrée le signal de tarage réception, sur une deuxième entrée le signal prélevé par le coupleur résistif 21 i et sur une troisième entrée le signal réception à la fréquence basse F5 ou fréquence haute Fjη en fonction de la position du commutateur deux voies 23i.
Un deuxième commutateur une voie 26i est couplé en sortie du filtre d'égalisation de réception 18i et commande le tarage en réception. Un troisième commutateur une voie 27i, disposé à l'entrée de la chaîne d'émission 20i avant le filtre d'égalisation 22i reçoit sur une première entrée le signal à émettre et sur une deuxième entrée le signal de tarage en émission.
Le signal de tarage utilisé est composé de N raies sinusoïdales équi-espacées dans la bande utile.
Le principe de l'adaptation des p coefficients des filtres d'égalisation 22i et 18i des chaînes d'émission et de réception 20i et 17i est basé sur la minimisation du critère suivant :
Figure imgf000018_0001
où m'j = — l(Hj réponse fréquentielle de la voie i estimée aux Hi fréquences du signal de tarage), F. Wj est la réponse fréquentielle du filtre d'égalisation de la voie i, avec F matrice Nxp telle que F(m,n) = e J' m "n , et fm une des fréquences composant le signal de tarage. La solution au sens des moindres carrés pour le filtre d'égalisation de la voie i est donc :
-1 wi = F+.F F+.m' (9)
La formation de voie en émission ainsi que l'indépendance des sources font que les signaux à émettre en mode AMRS n'ont pas une enveloppe constante et que leur dynamique peut dépasser la plage de linéarité des amplificateurs des chaînes d'émission 20i.
Pour éviter des distorsions désappairées entre voies, un filtre de pré-correction 28i est disposé à l'entrée de la chaîne d'émission 20i et dont les caractéristiques sont les suivantes : en modelisant les distorsions d'amplitude et de phase d'un amplificateur comme suit :
Figure imgf000019_0001
les fonctions de pré-correction f et g' établies après apprentissage des fonctions f et g sont définies par :
W = G.Γ1 (11) I g' ≈ -f'og
où G désigne un éventuel gain fixe de l'ensemble filtre de pré-correction + amplificateur. La technique mise en oeuvre pour estimer l'information spatiale des sources mobiles est l'une des clés essentielles de cette première variante à l'invention. Cette technique très prometteuse dite de " séparation de sources en aveugle" exploite donc le caractère non gaussien et indépendant des signaux à séparer. La séparation de sources en aveugle permet de prendre en compte des multitrajets corrélés ou non temporellement dans l'estimation des vecteurs directeurs, ce qui n'est pas le cas des techniques classiquement appliquées en goniométrie haute résolution ni celui des techniques de séparation exploitant la cyclostationnarité. Les multitrajets corrélés (temporellement) sont intégrés dans un seul vecteur directeur composite tandis que les multitrajets décorrélés sont séparés par la méthode aboutissant à l'estimation d'un vecteur directeur par trajet indépendant.
Il est rappelé que l'algorithme d'estimation de l'information spatiale est appliqué à des signaux en configuration mono-émission (sur les "bursts" de localisation).
Les traitements se décomposent comme suit :
- estimation de l'espace source (associés aux multitrajets décorrélés temporellement), - blanchiment des signaux sources, et
- estimation des vecteurs directeurs blanchis.
L'estimation de l'espace source est effectué via une décomposition en vecteurs propres, valeurs propres (méthode QR, de Jacobi ou autre) de la matrice Hermitienne de corrélation des observations x(t) :
Ry = E x(t).x(t)+ = U.D.UH (12)
où E x(t).x(t)+ correspond à l'espérance mathématique, avec U matrice des vecteurs propres, et
D matrice diagonale des valeurs propres.
La matrice de corrélation des signaux sources est définie alors par
RS = US.DS.US + (13)
avec Us matrice des vecteurs propres de l'espace source, et Ds matrice diagonale des valeurs propres de l'espace source.
L'isolation de l'espace source est opérée par application d'un seuil minimal sur les valeurs propres.
La matrice de blanchiment des sources B s'écrit :
B = (Rs ) = DS ">2.US + (14)
Le blanchiment des signaux consiste ensuite simplement à appliquer la matrice de blanchiment au vecteur d'observation, ce qui donne pour les données blanchies la formule suivante :
y = B.x = (R-1) .x (15)
La dernière étape consiste à estimer H correspondant à la matrice unitaire des vecteurs directeurs orthonormalisés des sources. Plusieurs algorithmes existent pour effectuer cette estimation parmi eux est proposé celui de COMON et de CARDOSO-SOULOUMIAC les plus robustes testés, consistant à résoudre le problème d'optimisation suivant : si on pose z = Hmc +.y (16)
COMON propose comme estimateur de H la matrice unitaire Hmc minimisant la somme de tous les carrés des modules des cumulants croisés d'ordre 4 de z, ce qui revient à trouver la matrice Hmc maximisant le facteur de contraste définit par COMON à savoir :
M *
Ccom = ∑|Cum (zj(t), Zj(t)*, Z|(t)*, Zj(t))| (17) i=l
(méthode détaillée dans l'article de P. COMON : "Independent Component Analysis - Signal Processing" , Vol. 36, N° 3, Spécial Issue On Higher Order Statistics, pp 287-314, Avril 1994).
CARDOSO et SOULOUMIAC proposent comme estimateur de H la matrice Hmc minimisant la somme des carrés des modules des cumulants croisés d'ordre 4 de z ayant des premiers et seconds indices différents, ce qui revient à trouver la matrice Hmc maximisant la fonction Ccar_SOu :
M 2 w car -sou — ∑ |Cum (zl(t), 2|(t)*, 2k (t)*, z,(t))| (18) i, k. l=1
(méthode détaillée dans l'article de J.F. CARDOSO et A. SOULOUMIAC "Blind Beamforming for Non Gaussian Signais" , IEE Proc-F, Vol. 140, N° 6, pp 362-370, Décembre 1993).
L'estimation finale des vecteurs directeurs  non blanchis utilisés au niveau du filtrage spatial s'obtient simplement par application de la matrice inverse de la matrice de blanchiment :
 = B_1.H = US.DS 1/2.H (19)
Pour le démultiplexage spatial en réception, le filtrage spatial consiste à optimiser pour chaque mobile le diagramme d'antenne en fonction de son information spatiale, c'est dire en formant des lobes dans la direction des multitrajets du signal mobile visé et des trous dans les directions des autres signaux mobiles. La station de base en mode AMRS applique donc autant de filtres spatiaux qu'il y a de mobiles actifs sur le même canal. L'application du filtre spatial illustrée à la figure 4b se résume à la formule suivante :
Figure imgf000022_0001
où yj(t) représente le signal filtré spatialement sur lequel la contribution du mobile a été amplifiée et celle des autres mobiles fortement atténuée.
La méthode proposée d'adaptation des coefficients du filtre spatial de réception porte le nom de filtrage adapté spatial estimé, ou FAS estimé, et consiste à réactualiser le filtre spatial adapté au mobile i en fonction de la matrice de corrélation estimée des observations et de l'information spatiale suivant la formule :
Figure imgf000022_0002
avec : w; le vecteur poids adapté à la séparation de la source i,
Rx = E[x(t).x+(t)| = 1 ∑x (f) . x+(f), (22) n k 1 ^Fe^ ^Fe^
l'estimation de la matrice de corrélation des observations,
m âi = ∑πimâim, (23)
P=1
le vecteur directeur composite du mobile i construit par sommation des vecteurs directeurs des multitrajets pondérés par leur puissances relatives, σj^, le terme de bruit fictif rajouté pour rendre l'estimation plus robuste vis à vis des risques de réjection du signal utile, liés aux erreurs commises sur âj (le rajout de ce terme de bruit n'est pas crucial pour la méthode de séparation de source en aveugle, puisque les vecteurs sources sont directement et donc précisément estimés à partir des signaux reçus alors que dans le cas de la goniométrie chaque vecteur directeur est déduit d'une estimation de direction d'arrivée via des tables de calibration), et ld, correspond à la matrice identité.
Pour le multiplexage spatial en émission, le principe du filtrage spatial est de réaliser l'opération réciproque du filtrage spatial en réception, c'est à dire au lieu de séparer des signaux arrivant sur la base d'antennes suivant différents azimuts, il s'agit avec cette même base de générer un signal composite dont chaque composante adressée à un mobile particulier se propage suivant la direction définie par son vecteur directeur principal. A la différence du filtrage en réception où, pour optimiser le rapport signal sur bruit, il est important de tenir compte de tous les multitrajets d'une même source, en émission il est préférable de ne focaliser l'énergie que dans la direction du multitrajet reçu le plus puissant.
L'application des pondérations aux signaux à émettre issus des différents modulateurs MOD#1 à #3 1 1 i comme illustrée sur la figure 4b, s'écrit comme suit :
x = W.m (24)
avec : m = (m-^t), rτi2(t),..., ιτ)M(t)) signaux issus des M modulateurs, x
Figure imgf000023_0001
signaux émis sur les N antennes,
W matrice des vecteurs Wj (i=1 à M).
La méthode d'adaptation des coefficients du filtre spatial en réception est théoriquement applicable en émission, mais en raison des erreurs résiduelles de tarage des voies en émission et en réception, des erreurs dites " de recopie" sont commises qui occasionnent des erreurs de pointage avec un mauvais positionnement des " trous" dans le diagramme de rayonnement et le risque au niveau de la réception par le mobile d'un mauvais rapport Signal/Brouilleur sans possibilité de réjection. C'est pourquoi, l'adaptation en émission est effectuée suivant une technique légèrement différente dénommée FAS synthétique.
Le calcul de Wj, filtre spatial en émission adapté au mobile i, est obtenu en appliquant à son vecteur directeur principal (associé au multitrajet le plus puissant) l'inverse, non plus de la matrice de corrélation estimée des observations sur les N antennes, mais d'une matrice de corrélation synthétique des signaux brouilleurs Rjj :
Wj = R-1.â (25)
Cette matrice est construite à partir des vecteurs directeurs de deux brouilleurs fictifs positionnés de part et d'autre (en azimut) de chaque brouilleur réel (chaque mobile constituant un brouilleur pour tous les autres). L'intérêt de cette méthode est de permettre une légère erreur sur les vecteurs directeurs des brouilleurs en élargissant les " trous" du diagramme de rayonnement autour de leurs directions estimées.
La matrice de corrélation synthétique utilisée pour l'estimation du vecteur des poids Wj (focalisation en direction du mobile i) s'écrit sous la forme :
+1
RJi = ΣπJ- ∑ aJk-afk +4- ld (26)
J≠i k=-1 k≠O
avec : a^ représentant les vecteurs directeurs des deux brouilleurs fictifs
ajk = âj (0+k.Δ0) (27)
En l'absence d'information sur l'azimut de la source θ et sur la variation d'un vecteur directeur avec l'azimut de sa source (sans table de calibration), ces vecteurs sont obtenus par déphasage du vecteur directeur estimé â:(θ) : âjk = Dk. âj (f5) (28)
avec D^ matrice diagonale de déphasage dont les coefficients diagonaux sont de la forme :
dk(i) = ej-MμNW (29)
ou :
Δφ est un déphasage de l'ordre de quelques degrés à adapter en fonction de la base d'antennes 4,
TIj désigne la puissance de la source j considérée comme brouilleur dans ce cas, ce paramètre est fixé à une valeur proportionnelle à la profondeur du " trou" qu'il est nécessaire de former dans la direction du mobile j sur le diagramme de rayonnement (typiquement 30 dB au dessus du signal utile). σj2 est un terme de bruit ajouté pour régler la profondeur du "trou" dans le diagramme de rayonnement, son ajout a également pour conséquence de rendre la matrice Rjj inversible et d'éviter le recours à un calcul coûteux de matrice pseudo-inverse. Selon la deuxième variante à l'invention un certain nombre d'opérations décrites précédemment, dans la première variante à l'invention, sont réalisées différemment et décrites ci-après. Il s'agit des opérations:
- d'estimation de l'information spatiale relative à chaque mobile qui sont effectuées au moyen de méthodes d'exploitation de séquences connues à priori
- d'isolation et de démodulation du signal reçu de chacun des mobiles en liaison avec la station de base pour permettre le démultiplexage spatial.
Le procédé selon la deuxième variante à l'invention est illustré par la figure 1 comme dans le cas de la première variante à l'invention. Le procédé consiste, à partir d'une émission /réception multivoie 1 , à estimer 2 les informations spatiales concernant chaque source mobile active présente dans la cellule aux deux fréquences, supports de l'émission et de la réception alternativement, puis à partir de ces informations à réaliser un multiplexage/démultiplexage global 3 (temporel, fréquentiel et spatial) optimal des communications.
Le principe général de la deuxième variante à l'invention est le suivant : l'information spatiale est estimée pour chaque source mobile présente dans la cellule aux deux fréquences du canal, supports de l'émission et de la réception alternativement, à partir d'un signal reçu. Cette information spatiale est ensuite utilisée pour adapter les coefficients de la structure de filtrage spatial en émission. En ce qui concerne la partie de démultiplexage spatial et de démodulation, plusieurs variantes sont proposées par la deuxième variante à la présente invention :
- une structure de type FAS-DFE (FAS, abréviation pour Filtre
Adapté Spatial, et DFE, en terminologie anglo-saxonne pour "Décision
Feedback Equalizer"), regroupant un filtre purement spatial (un coefficient complexe par voie) et un organe de décision ; - une structure de type FAST-BBT-DFE (FAST, abréviation pour
"Filtre Adapté Spatio-Temporel" et BBT abréviation pour Bruit Blanc
Temporellement, en terminologie anglo-saxonne "Décision Feedback
Equalizer"), constituée d'un filtre spatio-temporel associé à un organe de décision indépendant ; - une structure dite FAST-DFE constituée d'un filtre spatio-temporel couplé à un organe de décision.
Alors que la première structure (FAS-DFE) exploite pour s'adapter l'information estimée au préalable, ou bien directement la séquence d'apprentissage, l'adaptation des filtres spatio-temporels mis en oeuvre dans les deux dernières structures (FAST-BBT-DFE et FAST-DFE) utilise directement les séquences d'apprentissage connues de la forme d'onde.
L'information spatiale caractérisant un mobile est définie par les vecteurs directeurs des multitrajets du signal reçu sur la base d'antennes. Ces vecteurs directeurs représentent ia réponse (amplitude et phase) de la base d'antennes à un signal incident suivant un azimut caractéristique de la position de la source.
L'estimation 2 des vecteurs directeurs de chaque source utilise des signaux reçus de la source d'intérêt en configuration mono-émission. Autrement dit dans la forme d'onde, une plage temporelle périodique, appelée par la suite "burst", est allouée à chaque mobile pour la réactualisation de son information spatiale. La méthode appliquée pour cette estimation 2 exploite ies séquences connues a priori et fonctionne parfaitement en l'absence de calibration de la base d'antennes. Par contre, compte-tenu de l'écart généralement important entre les fréquences des liaisons montantes (mobiles vers station de base) et descendantes (station de base vers mobiles), l'estimation réalisée sur les signaux reçus et utilisée pour un filtrage spatial en réception n'est pas transposable pour le filtrage spatial en émission. C'est pourquoi, dans le procédé selon la première variante à l'invention une permutation périodique des groupes de fréquences des liaisons montantes et descendantes peut être effectuée de façon à permettre l'apprentissage et la réactualisation de l'information spatiale également aux fréquences d'émission.
La plupart des stations de base gèrent plusieurs canaux temps/fréquence en mode duplex et dans ce contexte le procédé selon la première variante à l'invention peut permettre d'assurer une gestion globale de ces canaux à l'intérieur desquels le multiplexage spatial génère des sous-canaux AMRS de façon à regrouper préférentiellement sur un même canal temps/fréquence les mobiles les plus décorrélés spatialement. Pour chaque mobile, l'information spatiale estimée comporte un ou plusieurs vecteurs directeurs associés aux différents trajets détectés ainsi que la puissance relative de chacun des trajets. A partir de ces données concernant l'ensemble des mobiles dont les transmissions sont multiplexées ensemble, un filtre spatial est calculé en émission pour chaque liaison avec comme contrainte de focaliser le diagramme de rayonnement en direction du trajet principal du signal utile et au contraire de trouer le diagramme de rayonnement en direction du trajet principal de chacun des signaux brouilleurs (dus aux transmissions avec les autres mobiles). Les signaux sont formés par sommation voie par voie des sorties des filtres de multiplexage spatial.
Suivant les variantes mises en oeuvre à la deuxième variante à l'invention, l'ensemble démultiplexage spatial/démodulation permet :
- FAS-DFE : de prendre en compte le trajet utile principal et de réjecter ies principaux trajets brouilleurs et les autres trajets utiles décorrélés spatialement avec le trajet principal dans la limite des capacités de la structure (une structure de N capteurs, peut réjecter N-1 signaux décorrélés spatialement avec le signal utile),
- FAST-BBT-DFE : de remettre en phase l'énergie de l'ensemble des trajets du signal utile et de réjecter de façon sous-optimale les signaux brouilleurs multitrajet. Alors que ce procédé apporte un gain en terme de rapport signal sur bruit sur le symbole courant par rapport au FAS-DFE, ii présente les mêmes capacités de réjection des signaux brouilleurs à la différence près que les multitrajets utiles autres que le trajet principal ne sont plus assimilés à des signaux brouilleurs, ce qui libère autant de degrés de liberté pour prendre en compte d'autres brouilleurs,
- FAST-DFE : de traiter de façon quasi-optimale un signal multicapteur brouillé en réalisant non seulement la remise en phase des multitrajets du signal utile mais aussi celle des multitrajets des signaux brouilleurs avant leur réjection. Ce procédé permet pour éliminer une source brouilleur de n'utiliser qu'un seul degré de liberté spatiale quelque soit le nombre de multitrajets suivant lesquels cette source est reçue au niveau du réseau multicapteur.
De plus, le procédé selon la deuxième variante à l'invention réactualise les coefficients des filtres spatiaux en réception et en émission, réalisant respectivement un démultiplexage spatial et un multiplexage spatial en prenant en compte les défauts d'appairage, conséquence d'erreurs résiduelles de tarage des voies en émission et en réception.
Un dispositif pour la mise en œuvre du procédé selon la deuxième variante à l'invention est schématisé par la figure 2, comme dans le cas de la première variante à l'invention, et comporte les mêmes sous-ensembles. Cependant une différence existe dans la description de la deuxième variante en ce que le démultiplexeur spatial 7 comporte un nombre déterminé de filtres spatiaux ou spatio-temporels, couplé à un nombre déterminé de démodulateurs 8i égal au nombre maximal de canaux spatiaux fixé par canal fréquentiel, par exemple trois démodulateurs pour une base comportant dix antennes.
La deuxième variante utilise la même notion de "supertrame" illustrée à la figure 3 et préalablement décrite. L'interface entre le contrôleur AMRS 13, l'estimateur AMRS 14 et les multiplexeur/démultiplexeur spatiaux émission et réception 10 et 7 est illustré, non pas par la figure 4b, mais par la figure 4a.
Suivant cette figure 4a, l'orientation des "bursts" est effectuée par l'intermédiaire d'un commutateur 15 recevant sur une première entrée le signal reçu du récepteur 6 délimité par une ligne fermée discontinue, après transposition BF. Le commutateur 15 reçoit également sur une deuxième entrée un signal de contrôle CTRL délivré par la contrôleur AMRS 13. Il comporte une première, une deuxième et une troisième sorties correspondant respectivement aux "burst" de localisation d'un mobile actif, au "burst" de trafic et au "burst" de localisation inutilisé (mobile inactif).
La première sortie est couplée à l'entrée de l'estimateur AMRS 14 estimant le vecteur directeur Sj de la source i correspondant à un mobile actif i déterminé. La vecteur directeur estimé Sj est injectée au contrôleur AMRS 13. La deuxième sortie est inactive et la troisième sortie est couplée à l'entrée du démultiplexeur spatial/démodulateurs 7 et 8i. La troisième sortie est également utilisée pour la réactualisation des filtres spatio-temporels. Le démultiplexeur/démodulateur 7 et 8i comporte N filtres spatiaux ou spatio-temporels non représentés, recevant respectivement le même nombre N de sous-canaux spatiaux contenu dans le "burst" trafic reçu. Les sorties des filtres spatiaux ou spatio-temporels sont couplées respectivement à l'entrée des démodulateurs 8i, et délivrent les données relatives aux mobiles sur le réseau de stations de base représenté sur la figure par deux traits parallèles. Une réactualisation des poids en réception de chaque coefficient des filtres spatiaux ou spatio-temporels est réalisée à partir du vecteur directeur S estimé par l'estimateur AMRS 14 et après contrôle par le contrôleur AMRS 13.
En émission, des modulateurs 11 i MOD #1 à MOD #3, délimités par une ligne fermée discontinue, reçoivent respectivement des données reçues du réseau de stations de base, à émettre en direction des mobiles. Chaque information modulée est injectée respectivement à l'entrée de chaque filtre spatial en émission, non représenté, du multiplexeur spatial 10 délimité par une ligne fermée discontinue. De la même façon qu'en réception, une réactualisation du poids en émission des coefficients des filtres spatiaux est effectué à partir du même vecteur directeur S estimé par l'estimateur AMRS 14 et contrôlé par le contrôleur AMRS 13. Les sous-canaux sortant respectivement de chaque filtre spatial sont sommés puis émis après transposition en fréquence intermédiaire F| dans l'émetteur multivoie 9 délimité par une ligne fermée discontinue.
Le filtre spatial adapté à l'émission vers un mobile est calculé à partir de son vecteur directeur S estimé sur le signal reçu. La nécessité d'éloigner suffisamment les fréquences d'émission et de réception notamment pour autoriser l'utilisation d'une base d'antennes commune pour les deux sens de transmission émission/réception peut rendre inutilisable en émission les vecteurs directeurs des sources estimés sur le signal reçu.
Pour résoudre ce problème, une permutation des fréquences d'un même canal fréquentiel (émission/réception) est opérée par le procédé selon la deuxième variante à l'invention, aboutissant au niveau de la station de base à une permutation globale des sous-bandes allouées aux liaisons montantes et descendantes. Cette permutation réalisée au rythme trame permet l'estimation de l'information spatiale sur la fréquence utilisée en émission avec une trame de décalage par rapport à la réception ce qui signifie que dans la "supertrame" deux "bursts" de localisation consécutifs sont utilisés pour effectuer une estimation complète de l'information spatiale sur chaque canal spatio-temporel. Un contrôleur de permutation 16 des fréquences contrôle la permutation de fréquences comme décrit précédemment en regard de la figure 8.
Avec le multiplexage spatial, chaque canal, classiquement défini comme le support fréquentiel et temporel d'une transmission entre une station de base SB et un mobile, se décompose en sous-canaux spatiaux.
La figure 5 illustre une schématisation de cette décomposition selon la deuxième variante à l'invention de la même manière que selon la première variante à l'invention.
La figure 6 donne une illustration de la notion de canal fréquentiel et temporel selon la deuxième variante à l'invention de la même manière que selon la première variante à l'invention. Pour effectuer une affectation de canal, le procédé selon la deuxième variante à l'invention se base sur une table de corrélation spatiale inter-mobile dont un exemple est présenté sur la figure 7 de la même manière que selon la première variante à l'invention. La figure 8 fournit un schéma fonctionnel d'un module de commutation et de tarage du dispositif pour la mise en œuvre du procédé selon la deuxième variante à l'invention. La description de la figure 8 est la même que celle effectuée pour la première variante à l'invention.
Un dispositif pour la mise en œuvre du procédé selon la deuxième variante à l'invention, schématisé par la figure 2, met en œuvre un procédé de synchronisation spécifique à cette variante.
La synchronisation du récepteur sur l'une des voies de transmissions pendant les phases de trafic (bursts de trafic AMRS) est réalisée en environnement brouillé (tous les mobiles partageant le même canal temps/fréquence émettant simultanément pendant les bursts de trafic).
Ces conditions de réception imposent la mise en oeuvre d'un procédé de synchronisation plus performant que la synchronisation monocapteur classique (détecteur à seuil en sortie de filtrage adapté à la séquence d'apprentissage) inefficace dans ce contexte. Le procédé de synchronisation selon la deuxième variante à l'invention a fait l'objet d'un brevet français déposé par la Demanderesse et publié sous le n° 2 715 588, intitulé : "Procédé et dispositif permettant à un modem de se synchroniser sur un transmetteur de données numériques par voie hertzienne en présence de brouilleur". Il est mis en oeuvre par un détecteur multicapteur optimal dans les conditions suivantes :
- bruit total (bruit de fond + brouilleurs) gaussien,
- bruit total circulaire (invariant par rotation),
- bruit total blanc temporellement (constant dans la bande, pas de multitrajet). Ce détecteur a pour objet à chaque échantillon la prise de décision entre deux hypothèses :
HO : x(t) = b(t) (bruit seul)
H1 : x(t) = d(t- τ0 ) . c(t) + b(t) (bruit + signal) (30) avec c(t) désignant le canal multivoie support de ia transmission, d(t) le signal émis et b(t) le bruit total de matrice de corrélation R.
Le détecteur optimal au sens de la maximisation de la probabilité de détection pour une probabilité de fausse alarme déterminée correspond au rapport de vraisemblances sous H1 et HO sur l'intervalle de temps [nrjTe, (no +Ke) Te] (Te période d'échantillonnage) soit :
/ , ^ p(x(n0+k),1≤k<Ke/Hl)
Λ x(n0+k),1<k<Ke= H; ; .Λ . *..._{ (31)
P lx(no + k), 1 < k < Ke / HOj
où p(x/Hθ), p(x/Hl) désignent respectivement la densité de probabilité de l'observation sous HO, et H1.
Le développement de cette expression analytique, sous les hypothèses définies plus haut concernant le bruit total, conduit à l'expression, fonction de x, c, b et R, suivante :
Figure imgf000032_0001
(32)
Une statistique suffisante pour résoudre le problème posé consiste à soumettre à un seuil déterminé η l'estimation suivante :
Figure imgf000032_0002
avec :
1 K,
Rχ(n0 ) = 77" Σ x(k + n0 ) x(k + n0 )+ . et (34) Ke k=1 fχd(no) = 77- ∑x(k + n0) d(k)* (35) κe k=1
L'information spatiale caractérisant la position de chaque mobile constitue un paramètre indispensable à l'adaptation des filtres de formation de voie en émission. Celle-ci est donc définie pour chacun des mobiles par le vecteur source associé à l'arrivée principale d'énergie sur la base d'antennes.
Cette information est estimée sur des "bursts" alloués spécifiquement et successivement à chaque mobile et donc en configuration mono-émission (non brouillée).
Pour la plupart des systèmes de radiocommunication cellulaire les modèles standard de canaux définissant des conditions de propagation "type" font état d'une réponse impulsionnelle discrète correspondant à un certain nombre de trajets. Par conséquent, pour l'estimation de l'information spatiale, la modélisation du signal reçu par la base d'antennes est la suivante :
P x(t) = ∑m(t- tj) ai + b(t) (36) i=1
où : x(t) = [x-)(t), X2(t),..., XN(0] , désigne le signal observé par la base d'antennes, "T" en exposant définit l'opération de transposition, m(t), désigne le signal émis,
P, désigne le nombre de trajets discrets et décorrélés temporellement représentant la réponse impulsionnelle du canal, aj, désigne le vecteur directeur associé au trajet #i, plus précisément aj intègre le produit de deux composantes :
- la réponse de la base d'antennes à un front d'onde incident d'azimut θ et de site φ (vecteur à N coefficients complexes),
- la réponse du canal au retard tj associée au trajet #i (coefficient complexe), (les vecteurs sources étant définis à un coefficient complexe près, dans la suite de la description les deux composantes sont le plus souvent confondues dans la notion de vecteur source), b(t) = [b-|(t), b2(t) bN(t)] , désigne la composante de bruit blanc gaussien sur les N capteurs. Le principe de l'estimation des vecteurs sources consiste à extraire les sorties d'un module de synchronisation trame multicapteur. Ce module est constitué de N correlateurs monocapteur réalisant sur chaque voie un filtrage adapté à la séquence d'apprentissage. En notation matricielle ce traitement s'écrit :
y(t) = x(t) . d*(-t) (37)
soit pour un signal échantillonné
1 L y(n) = fxd(n) = -! ∑x(n + k) d*(k) (38)
L k=1
avec y(k) le vecteur constitué
Figure imgf000034_0001
des N sorties des correlateurs, d = [d(θ), d(l),..., d(L - l), d(L -2)j , la séquence d'apprentissage, et x(t) = [x-j(t), X2(t),..., X|sι(t)], le signal observé sur les N capteurs.
Le vecteur directeur du trajet principal du signal utile est donc estimé par la sortie des N correlateurs à l'instant de synchronisation trame (maximum de l'estimateur de la fonction de détection multicapteur), soit :
= y(ti) (39)
avec tj = — retard du trajet (composite ou pas) #i correspondant
Fe au pic principal détecté sur la fonction de détection mise en oeuvre par le processus de synchronisation multicapteur. Il existe d'autres alternatives possibles à cette méthode d'estimation de l'information spatiale qui sont compatibles du procédé objet de la deuxième variante à la présente invention, à savoir :
- estimation par séparation de sources en aveugle aux ordres supérieurs avec un domaine d'application limité aux signaux non gaussiens,
- goniométrie haute résolution (avec comme contrainte supplémentaire de disposer d'une base d'antennes calibrée).
L'étape de démultiplexage/démodulation en réception du procédé selon la deuxième variante à l'invention est différente de l'étape de démultiplexage/démodulation en réception du procédé selon la première variante à l'invention et consiste, au moyen d'une base d'antennes couplée à un récepteur multivoie et d'une unité de traitement numérique du signal, à séparer puis démoduler les différentes composantes du signal reçu, associées aux stations mobiles émettant simultanément et sur la même fréquence vers la station de base.
Plusieurs méthodes permettant un démultiplexage suivi d'une démodulation en réception selon la deuxième variante à l'invention sont décrites ci-après ainsi qu'une structure de filtre adaptée à chaque méthode.
Ces méthodes peuvent être mises en oeuvre à partir de deux types de filtrage : un filtrage spatial ou un filtrage spatio-temporel.
Elles mettent toutes en oeuvre deux traitements numériques consécutifs identiques, à savoir :
- un filtrage spatial ou spatio-temporel multivoie réalisant la séparation des différentes composantes du signal associées aux différents mobiles actifs et l'optimisation du rapport signal/bruit sur le symbole courant, et
- une égalisation/démodulation monovoie réalisant la suppression des interférences intersymboles et la prise de décision.
Elles ont en commun le fait qu'elles exploitent la connaissance a priori de séquences d'apprentissage contenues dans les trames du signal émis pour adapter les coefficients des filtres mis en oeuvre.
Trois structures permettant la mise en oeuvre de ces méthodes, déjà introduites précédemment, et qui sont rappelées ci-après. - Une première structure FAS-DFE, illustrée à la figure 9, s'applique au filtrage spatial associé à un module d'égalisation/démodulation de type DFE, englobant deux variantes :
- FAS "estimé"-DFE, avec adaptation du filtre spatial sur le vecteur directeur de la source d'intérêt, et
- FAS "réplique"-DFE, avec adaptation du filtre spatial directement sur la séquence de référence (réplique).
- une deuxième et une troisième structures, dont une structure générale est illustrée à la figure 10, s'appliquent au filtrage spatio-temporel associé à un module d'égalisation/démodulation de type DFE et comportent respectivement :
- un FAST-BBT-DFE, illustré à la figure 11 , à structure découplée, réalisant les traitements d'antibrouillage et d'égalisation/démodulation, et dont la mise en oeuvre est optimale en présence de bruit total (bruit de fond plus brouilleur) blanc temporellement, et
- un FAST-DFE, illustré à la figure 12, réalisant de façon conjointe le traitement de filtrage spatial et la fonction d'égalisation/démodulation.
Ces différentes méthodes et structures pour leur mise en oeuvre sont décrites en détail ci-après. Concernant le FAS-DFE, le filtrage purement spatial consiste à optimiser pour chaque mobile le diagramme d'antenne en fonction de son information spatiale directement à partir de la séquence de référence du signal utile, c'est-à-dire en formant des lobes dans la direction des multitrajets du signal mobile visé et des trous dans les directions des autres signaux mobiles. La station de base en mode AMRS applique donc autant de filtres spatiaux qu'il y a de mobiles actifs sur le même canal.
L'application du filtre spatial illustrée à la figure 9 se résume à la formule suivante :
Figure imgf000036_0001
où yj(t) représente le signal filtré spatialement sur lequel la contribution du mobile a été amplifiée et celle des autres mobiles fortement atténuée. Cette méthode de filtrage permet de réjecter N-1 sources de brouillage (les multitrajets décorrélés issus d'un même brouilleur sont autant de sources de brouillage à prendre en compte). En présence de multitrajets du signal utile, cette méthode n'est pas optimale car elle ne permet pas de remettre en phase des trajets sur les différentes voies avant leur sommation. En contrepartie, sa mise en oeuvre ne nécessite pas de grande capacité de traitement.
Les deux variantes proposées d'adaptation des coefficients du filtre spatial de réception portent ie nom de filtrage adapté spatial "estimé" ou FAS "estimé", et de filtrage adapté spatial "réplique" consistent à réactualiser le filtre spatial pour isoler le signal du mobile i, suivant la formule :
- Pour le FAS "estimé" :
Figure imgf000037_0001
Pour le FAS "réplique" :
Figure imgf000037_0002
avec : w: le vecteur poids adapté à la séparation de la source i,
l'estimation de la matrice de corrélation des observations,
m ai = ∑πimâim, (44)
P=1
le vecteur directeur composite du mobile i construit par sommation des vecteurs directeurs des multitrajets pondérés par leur puissances relatives, σj 2, le terme de bruit fictif rajouté pour rendre l'estimation plus robuste vis à vis des risques de réjection du signal utile, liés aux erreurs commises sur âj (le rajout de ce terme de bruit n'est pas crucial pour la méthode de séparation de source en aveugle, puisque les vecteurs sources sont directement et donc précisément estimés à partir des signaux reçus alors que dans le cas de la goniométrie chaque vecteur directeur est déduit d'une estimation de direction d'arrivée via des tables de calibration), et
1 L rxd(rW∑x(n + k) d*(k) (45)
L k=1
Concernant la deuxième structure relative à la mise en oeuvre de la méthode FAST-BBT-DFE, le problème général de l'adaptation sur réplique d'une structure de filtrage spatio-temporelle pour un signal multicapteur se définit de façon théorique comme suit : soit le signal reçu modélisé par
x(t) = G(t) . s(t) + b(t) (46)
où : x(t) = [x1(t), X2(t),..., XN(0] désigne le signal reçu sur la base d'antennes,
G(t) = [gι(t), g2(t),..., gN(t)j , la modélisation du canal sur les N capteurs, s(t) le signal émis, et b(t) = [b-j(t), b2(t),..., bN(t)] , la composante bruit+brouilleur sur les N capteurs.
Le problème posé consiste à estimer les coefficients du filtre W de la structure spatio-temporelle réalisant un filtrage adapté optimal au signal multicapteur.
La formulation théorique de ce filtre est la suivante :
W(t) = R-b 1(t) - G(t) (47) avec Rb(t) = E [b(t0), b+(t0 -t) matrice de corrélation de la composante bruit+brouilleur.
L'estimation de cette expression n'est pas simple dans le cas général aussi la première méthode d'adaptation proposée (FAST-BBT) se place dans l'hypothèse restrictive d'un bruit blanc temporellement ce qui se traduit essentiellement concernant les signaux brouilleurs par les hypothèses suivantes :
- les signaux brouilleurs sont large bande (> bande du signal utile), - les signaux brouilleurs sont monotrajet.
Le problème à résoudre est ainsi simplifié par la forme que prend la matrice de corrélation Rb.
Rb(t) = Rb r5(t) avec R5 constante. (δ(t) correspond à la fonction de Dirac)
Si le domaine fréquentiel est pris en compte W s'écrit :
W(f ) = R"1 G(f ) (48)
Rb ne dépend plus de f et le problème se réduit aux estimations séparées de G et de R5.
L'estimation du canal G consiste en N estimations indépendantes de canal sur signal monocapteur. Soit g l'un des canaux à estimer, la modélisation monocapteur du signal reçu associé x(t) à l'instant de synchronisation trame et échantillonné deux fois par symbole est la suivante :
x(k) = gτ s(k) + b(k) (49)
où : s(k) = [s(kTe), s((k -l) Te) s(k -(L -l) Te)] désigne les échantillons de la séquence d'apprentissage connue ou réplique, et b(k), l'échantillon de la composante bruit+brouilleur. Cette équation dont l'inconnue est g se résout généralement par des méthodes minimisant l'erreur quadratique moyenne EQM définie par :
ξ= E χOO - h+ s(k)I avec g = h* (50)
et dont la solution théorique est définie par
h - Rss rsx (51 )
avec Rss s(t) s+(t) dont une estimation non biaisée est donnée par :
Figure imgf000040_0001
et r 'SςXγ = E s(t) x*(t)' dont une estimation non biaisée est donnée par
1 M
'SX = τ—^ Y s(k) x*(k) (53)
(M - L) n=L+1
En pratique, Rss dépendant exclusivement de la séquence d'apprentissage connue a priori, la matrice RSs~^ Peut être précalculée.
L'estimation de la matrice de corrélation de la composante bruit+brouilleur R^ s'appuie sur la connaissance de la séquence d'apprentissage et du canal sur ies N capteurs (matrice G). A partir de la modélisation précédente du signal multicapteur se déduit l'expression de l'estimation de la composante bruit+brouilleur sur la voie n suivante :
bn(t) = xn(t) - gn(t) . s(t) (54)
d'où l'expression de l'estimation de la matrice de corrélation R5 -, M Rb = 77 ∑ b(t0 + kTe) b+(t0 +kTe) (55)
M k=1
Plusieurs choix sont possibles pour estimer W notamment pour estimer l'inverse de R^ Parmi eux est proposée une méthode basée sur ia décomposition en vecteurs propres/valeurs propres de Rb, à savoir :
Rb = U D U+ (56)
avec U, matrice des vecteurs propres orthonormés et D matrice diagonale des valeurs propres λj.
Après cette décomposition, l'expression de W dans le domaine fréquentiel devient :
W(f) = U D_1U+G(f) (57)
Cette décomposition de W permet d'identifier les différentes étapes de traitements intervenant dans la structure de filtrage représentée sur la figure 1 1. L'expression du signal filtré dans le domaine temporel devient donc :
y(t) = W+(-t) x(t) (58)
avec W+(-t) = G+(-t) U+D_1U (59)
La méthode FAST-BBT-DFE qui vient d'être décrite se résume donc à un filtrage adapté sur chaque voie non pas sur le signal reçu directement mais après un prétraitement de blanchiment spatial de sa composante : bruit de fond+brouilleur ; en bout de chaîne de traitement les voies ainsi constituées sont sommées après pondération de chaque voie par un coefficient inversement proportionnel au module de la valeur propre de la matrice de corrélation de la composante bruit+brouilleur associée. Les traitements se décomposent séquentiellement comme suit :
- estimation de canal sur signaux brouillés sur chaque voie, - estimation de la matrice de corrélation de la composante bruit+brouilleur Rb, - estimation de la matrice de prétraitement (matrice des vecteurs propres de la matrice de corrélation Rb),
- prétraitement : projection du signal reçu et des réponses impulsionnelles des canaux estimés sur la base des vecteurs propres,
- filtrage adapté aux canaux projetés sur chaque voie pour le remise en phase des multitrajets éventuels,
- combinaisons des différentes voies, chacune étant affectée d'un poids inversement proportionnel au module de la valeur propre correspondante de façon à ce que les composantes correspondant aux brouilleurs (valeurs propres maximales) soient prises en compte dans la combinaison avec un poids minimal et inversement,
- suppression des interférences intersymboles et prise de décision par un module de traitement DFE s'adaptant sur un critère de minimisation de l'erreur quadratique moyenne entre décision "soft" et décision "hard". La concaténation du traitement et du filtrage constituent une structure de filtrage spatio-temporel se differentiant du filtrage purement spatial par ses capacités à remettre en phase les multitrajets décorrélés du signal utile.
Bien que cette méthode soit sous-optimale, au sens de la rentabilisation de la base d'antennes, en présence de multitrajets des signaux brouilleurs, elle présente l'avantage de ne pas nécessiter de longues séquences d'apprentissage (adaptation des filtres spatio-temporels réalisée de façon indépendante sur chaque voie en sortie de prétraitement), le critère dimensionnant pour ce paramètre étant l'étalement temporel maximal du canal.
Concernant la troisième structure relative à la mise en oeuvre de la méthode d'adaptation FAST-DFE d'une structure de filtrage spatio-temporelle, aucune hypothèse restrictive concernant les caractéristiques statistiques du bruit n'ont été prises. Son principe consiste en l'optimisation conjointe d'un filtre spatio-temporel et de la partie récursive d'un égaliseur à décision dans la boucle (décision feedback equalizer, DFE) sur un critère global de minimisation de l'erreur quadratique moyenne (EQM) entre la décision "soft" en sortie d'égaliseur et soit la séquence d'apprentissage (en début de processus), soit la décision "hard" (par la suite).
Les différents éléments de cette structure et leur agencement sont représentés sur la figure 12.
Le signal en sortie d'égaliseur z(t) (décision "soft") s'exprime donc en fonction du signal multicapteur x(t) comme suit :
N NHR
2(n) = ∑Wk + xk(n) - £HR*(l) z(n - l) (60) k=1 1=1
où W[< désigne le filtre temporel appliqué sur la voie k, xk(n) = [xk(nT), xk(nT + Te ),..., xk(nT + (NHR - l) Te)] désigne la mémoire du filtre
Figure imgf000043_0001
sur la voie k.
L'EQM, critère de minimisation adopté, s'exprime en fonction de l'expression précédente :
Figure imgf000043_0002
Ce critère est estimé suivant le type de canal en présence - pour un canal stationnaire :
2 (62)
Figure imgf000043_0003
- pour un canal non stationnaire
Figure imgf000043_0004
avec λ facteur d'oubli (0 < λ < 1) à régler en fonction du degré de non stationnante du canal. De nombreux algorithmes pour estimer l'ensemble des filtres (W|< avec k=1 à N, et HR) conduisent à chaque itération à la minimisation de l'EQM parmi lesquels on peut citer l'algorithme des moindres carrés recursifs (RLS en anglais), les algorithmes du gradient (Gradient Stochastique, Gradients Conjugués, etc.) et surtout l'algorithme "Récursive Modified Gram Schmidt" (décrit dans la thèse Telecom de J.L. FETY) sans doute l'algorithme actuel le mieux adapté pour effectuer cette estimation compte tenu de sa vitesse de convergence et de sa stabilité numérique.
Des simulations ont confirmé la supériorité de cette méthode par rapport à la méthode dite FAST-BBT-DFE dans des configurations de canal présentant des brouilleurs avec plusieurs trajets (composante bruit+brouilleur corrélée temporellement).
Cependant cet avantage a un coût au niveau de la longueur de la séquence de référence nécessaire pour faire converger l'estimation globale de tous les coefficients de la structure de filtrage.
Le tableau ci-après présente les principaux avantages et inconvénients des méthodes ci-dessus présentées :
Figure imgf000044_0001
En fonction du problème à traiter :
- configuration des trajets utiles,
- nombre et configuration des brouilleurs, - longueur de la séquence d'apprentissage,
- nombre de capteurs,
- moyens de traitement envisageables.
L'analyse de la méthode présentant le meilleur compromis coûts/performances doit être effectuée.
Le multiplexage spatiale en émission selon la deuxième variante à l'invention suit le même principe que celui décrit dans le cas de la première variante à l'invention avec pour illustration la figure 4a à la place de la figure 4b. La présente invention s'applique plus particulièrement aux stations de base bien que certains aspects du procédé selon l'invention qui vient d'être décrit puissent trouver des applications au niveau des mobiles notamment en ce qui concerne l'augmentation de leur sensibilité en réception. Le principe de la première variante à la présente invention n'est pas limité à des mobiles mais peut s'appliquer également à des stations secondaires fixes déportées par rapport à la station de base.
L'égaliseur DFE mis en oeuvre dans la deuxième variante à la présente invention peut être remplacé par un égaliseur suivant le principe du maximum de vraisemblance mettant en oeuvre l'algorithme de Viterbi.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de multiplexage/démultiplexage spatial de signaux radioélectriques organisés en trames et transmis en duplex entre au moins une station de base et plusieurs mobiles communiquant sur un même canal fréquentiel et temporel au moyen d'un récepteur et d'un émetteur multivoie (1) intégrés dans la station de base et couplés à une base d'antennes, caractérisé en ce qu'il consiste, pour des signaux radioélectriques non gaussiens : - à estimer (2) l'information spatiale relative à chaque mobile à partir du signal reçu par le récepteur multivoie, pour les fréquences de réception et d'émission, au moyen de méthodes de séparation de sources en aveugle, et à partir de cette information,
- à isoler (3) par filtrage spatial, en présence ou non de multitrajets dans le canal, les trajets respectifs à chaque mobile dont la puissance est supérieure à un seuil déterminé pour permettre le démultiplexage spatial, et
- à émettre simultanément en direction du trajet principal de chaque mobile le signal qui lui est destiné, en protégeant chaque mobile vis-à-vis des signaux émis vers les autres par filtrage spatial avec des contraintes d'annulation pour permettre le multiplexage spatial.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que l'estimation (2) de l'information spatiale est effectuée en configuration mono-émission, sur des plages de temps périodiques, aménagées dans une structure de trame déterminée, et allouées spécifiquement à l'estimation de l'information spatiale de chaque mobile sur deux trames consécutives afin de prendre en compte les deux fréquences de la transmission duplex.
3. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'il consiste à permuter à chaque trame les fréquences émission et réception pour permettre l'acquisition de l'information spatiale sur les deux fréquences lorsqu'elles sont trop éloignées pour que cette information soit transposable de l'une à l'autre,
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il consiste pour optimiser l'efficacité du multiplexage et du démultiplexage spatial, à gérer l'affectation des canaux au niveau de l'ensemble des ressources fréquentiel les et temporelles allouées à la station de base en fonction des mouvements des mobiles, en utilisant un critère de corrélation spatiale entre mobiles intégrant les informations spatiales acquises sur les deux fréquences utilisées alternativement pour la transmission duplex.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le filtrage spatial en émission du signal, à destination d'un mobile déterminé, est adapté à partir d'une matrice de corrélation synthétique de signal bruit+brouilleurs, établie à partir de paires de brouilleurs fictifs disposés spatialement de part et d'autre des mobiles en direction desquelles la station de base ne doit pas émettre ce signal, de façon à élargir les trous" du diagramme de rayonnement en direction des brouilleurs et par conséquent à augmenter la tolérance du système aux erreurs de pointage consécutives aux erreurs résiduelles de tarage des voies d'émission et de réception.
6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il consiste à appliquer périodiquement une procédure de tarage des chaînes d'émission et de réception de chaque voie formée par la base d'antennes et de pré-correction d'amplification à l'émission afin de limiter les erreurs de pointage en émission,
7. Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte:
- une base d'antennes émission/réception (4) couplée à des moyens de commutation et de tarage (5),
- un récepteur multivoie (6) comportant des moyens de transposition de fréquence, d'amplification et de conversion analogique/numérique, couplé en sortie des moyens de commutation et de tarage (5), - un démultiplexeur spatial (7), couplé en sortie du récepteur multivoie (6), comportant un nombre déterminé de filtres spatiaux, chaque filtre spatial formant un canal spatial,
- un nombre déterminé de démodulateurs (8i) égal au nombre de canaux spatiaux déterminés par canal fréquentiel et temporel, couplés en sortie du démultiplexeur (7), et délivrant sur le réseau des stations de base les données émises par les mobiles,
- un nombre déterminé de modulateurs (11 i) égal au nombre de démodulateurs (8i), recevant respectivement des données reçues du réseau des stations de base et à émettre par la base d'antennes (4) à destination des mobiles,
- un multiplexeur spatial (10), couplé en sortie des modulateurs (11 i), comportant un nombre déterminé de filtres spatiaux égal au nombre de modulateurs (11 i), - un émetteur multivoie (9) comportant des moyens de conversion numérique/analogique, de transposition de fréquence et d'amplification, couplé en sortie du multiplexeur spatial (10), et en ce qu'il comporte:
- un module de traitement numérique AMRS (12), comportant un contrôleur AMRS (13) et un estimateur (14) des vecteurs directeurs des trajets relatifs aux mobiles communiquant avec ia station de base, permettant la réactualisation des poids des filtres spatiaux à l'émission et à la réception, la gestion des fréquences d'émission et de réception, et les commandes des moyens de commutation et de tarage (5).
8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de tarage comportent pour chaque voie (i), comportant respectivement une chaîne d'émission (22i) et une chaîne de réception
(17i), et formée respectivement par chaque antenne de la base d'antennes (4) :
- un filtre d'égalisation du signal d'émission (22i) couplé en entrée de la chaîne d'émission (20i),
- un filtre d'égalisation (18i) du signal de réception couplé en sortie de la chaîne de réception (17i), - un commutateur en entrée (25i) et en sortie (26i) de la chaîne de réception (17i), un commutateur (27i) en entrée de la chaîne d'émission (20i) et un commutateur deux voies (23i) en sortie de la chaîne émission (20i), permettant au dispositif de passer dans les différents modes de fonctionnement : tarage réception, tarage émission, émission/réception,
- un coupleur (21 i) disposé entre l'antenne (Ai) et le commutateur deux voies (23i), permettant de prélever une partie du signal d'émission pour l'injecter à l'entrée de la chaîne de réception (17i) via le commutateur d'entrée (25i) de la chaîne de réception (17i), et en ce qu'il comporte en commun pour toutes les voies (i) :
- un analyseur de tarage (19) permettant l'analyse des différents signaux de tarage arrivant sur les commutateurs d'entrée (27i) et de sortie (26i) respectivement des chaînes d'émission (20i) et de réception (17i), et permettant d'adapter les filtres d'égalisation (22i et 18i) des chaînes d'émission et de réception (20i et 17i).
9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'un filtre de pré-correction (28i) de la chaîne d'émission (20i) est disposé entre le filtre d'égalisation (22i) de la chaîne d'émission (20i) et la chaîne d'émission (20i).
10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 7 à 9, caractérisé en ce qu'il comporte en outre, pour la permutation des fréquences émission et réception d'un même canal fréquentiel, un contrôleur de permutation de fréquences (16i), couplé respectivement au récepteur (6) et à l'émetteur (9) multivoie, et aux moyens de commutation et de tarage (5).
11. Procédé de multiplexage/démultiplexage spatial de signaux radioélectriques numériques organisés en trames, comportant des séquences connues a priori, et transmis en duplex entre au moins une station de base et plusieurs mobiles communiquant sur un même canal fréquentiel et temporel au moyen d'un récepteur et d'un émetteur multivoie (1 ) intégré dans la station de base et couplés à une base d'antennes, caractérisé en ce qu'il consiste : - à estimer (2) l'information spatiale relative à chaque mobile, à partir du signal reçu par le récepteur multivoie, pour les fréquences de réception et d'émission, au moyen de méthodes de filtrage, en exploitant les séquences connues a priori, et à partir de cette information, - à isoler (3), en présence ou non de multitrajets dans le canal, les trajets respectifs à chaque mobile dont la puissance est supérieure à un seuil déterminé, et à démoduler le signal reçu de chacun des mobiles en liaison avec la station de base, pour permettre le démultiplexage spatial, et
- à émettre simultanément en direction du trajet principal de chaque mobile le signal qui lui est destiné, en protégeant chaque mobile vis-à-vis des signaux émis vers les autres par filtrage spatial avec des contraintes d'annulation pour permettre le multiplexage spatial.
12. Procédé selon la revendication 11 , caractérisé en ce qu'il consiste à isoler les principaux trajets par filtrage spatial.
13. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que le filtrage spatial est mis en oeuvre par une structure FAS associée à un organe de décision et d'égalisation.
14. Procédé selon la revendication 11 , caractérisé en ce qu'il consiste à isoler les principaux trajets par filtrage spatio-temporel.
15. Procédé selon la revendication 14, caractérisé en ce que le filtrage spatio-temporel est mis en oeuvre par une structure FAST-BBT associée à un organe de décision et d'égalisation.
16. Procédé selon les revendications 13 et 15, caractérisé en ce que l'organe de décision et d'égalisation est mis en oeuvre par un DFE.
17. Procédé selon les revendications 13 et 15, caractérisé en ce que l'organe de décision et d'égalisation met en oeuvre l'algorithme de Viterbi.
18. Procédé selon la revendication 14, caractérisé en ce que le filtrage spatio-temporel est mis en oeuvre par une structure FAST-DFE.
19. Procédé selon l'une quelconque des revendications 11 à 18, caractérisé en ce que l'estimation de l'information spatiale est effectuée en configuration mono-émission, sur des plages de temps périodiques, aménagées dans une structure de trame déterminée, et allouées spécifiquement à l'estimation de l'information spatiale de chaque mobile sur deux trames consécutives afin de prendre en compte les deux fréquences de la transmission duplex.
20. Procédé selon la revendication 19, caractérisé en ce que l'estimation de l'information spatiale est effectuée à partir de la valeur prise par une fonction de détection multivoie de la séquence connue a priori, à l'instant optimal de synchronisation correspondant à l'instant d'arrivée du trajet le plus puissant.
21. Procédé selon l'une quelconque des revendications 11 à 20, caractérisé en ce qu'il consiste à permuter à chaque trame les fréquences émission et réception pour permettre l'acquisition de l'information spatiale sur les deux fréquences lorsqu'elles sont trop éloignées pour que cette information soit transposable de l'une à l'autre,
22. Procédé selon l'une quelconque des revendications 11 à 21 , caractérisé en ce qu'il consiste pour optimiser l'efficacité du multiplexage et du démultiplexage spatial, à gérer l'affectation des canaux au niveau de l'ensemble des ressources fréquentielles et temporelles allouées à la station de base en fonction des mouvements des mobiles, en utilisant un critère de corrélation spatiale entre mobiles intégrant les informations spatiales acquises sur les deux fréquences utilisées alternativement pour la transmission duplex.
23. Procédé selon l'une quelconque des revendications 11 à 22, caractérisé en ce que le filtrage spatial en émission du signal à destination d'un mobile déterminé est adapté à partir d'une matrice de corrélation synthétique de signal bruit+brouilleurs établie à partir de paires de brouilleurs fictifs disposés spatialement de part et d'autre des mobiles en direction desquelles la station de base ne doit pas émettre ce signal de façon à élargir les trous" du diagramme de rayonnement en direction des brouilleurs et par conséquent à augmenter la tolérance du système aux erreurs de pointage consécutives aux erreurs résiduelles de tarage des voies d'émission et de réception.
24. Procédé selon l'une quelconque des revendications 11 à 23, caractérisé en ce qu'il consiste à appliquer périodiquement une procédure de tarage et de pré-correction d'amplification à l'émission afin de limiter les erreurs de pointage en émission,
25. Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 11 à 24, caractérisé en ce qu'il comporte :
- une base d'antennes émission/réception (4) couplée à des moyens de commutation et de tarage (5),
- un récepteur multivoie (6) comportant des moyens de transposition de fréquence, d'amplification et de conversion analogique/numérique, couplé en sortie des moyens de commutation et de tarage (5),
- un démultiplexeur spatial (7), couplé en sortie du récepteur multivoie (6), comportant un nombre déterminé de filtres spatiaux ou spatio-temporels, chaque filtre spatial ou spatio-temporel formant respectivement un canal spatial ou spatio-temporel,
- un nombre déterminé de démodulateurs (8i) égal au nombre de canaux spatiaux déterminés par canal fréquentiel et temporel, couplés en sortie du démultiplexeur (7), et délivrant sur le réseau des stations de base les données émises par les mobiles, - un nombre déterminé de modulateurs (11 i) égal au nombre de démodulateurs (8i), recevant respectivement des données à émettre par la base d'antennes (4) à destination des mobiles,
- un multiplexeur spatial (10), couplé en sortie des modulateurs (11 i), comportant un nombre déterminé de filtres spatiaux égal au nombre de modulateurs (11 i), - un émetteur multivoie (9) comportant des moyens de conversion numérique/analogique, de transposition de fréquence et d'amplification, couplé en sortie du multiplexeur spatial (10), et en ce qu'il comporte: - un module de traitement numérique AMRS (12), comportant un contrôleur AMRS (13) et un estimateur (14) des vecteurs directeurs des trajets relatifs aux mobiles communiquant avec la station de base, permettant la réactualisation des poids des filtres spatiaux à l'émission et des filtres spatiaux ou spatio-temporels à ia réception, la gestion des fréquences d'émission et de réception, et les commandes des moyens de communication et de tarage.
26. Dispositif selon ia revendication 25, caractérisé en ce que ies moyens de tarage comportent pour chaque voie (i) formée respectivement par chaque antenne de la base d'antennes (4) :
- un filtre d'égalisation du signal d'émission (22i) couplé en entrée de la chaîne d'émission (20i),
- un filtre d'égalisation (18i) du signal de réception couplé en sortie de la chaîne de réception (17i), - un commutateur en entrée (25i) et en sortie (26i) de la chaîne de réception (17i), un commutateur (27i) en entrée de la chaîne d'émission (20i) et un commutateur deux voies (23i) en sortie de ia chaîne émission (20i), permettant au dispositif de passer dans les différents modes de fonctionnement : tarage réception, tarage émission, émission/réception, - un coupleur (21 i) disposé entre l'antenne (Ai) et le commutateur deux voies (23i), permettant de prélever une partie du signal d'émission pour l'injecter à l'entrée de la chaîne de réception (17i) via le commutateur d'entrée (25i) de la chaîne de réception (17i), et en ce qu'il comporte en commun pour toutes les voies (i) : - un analyseur de tarage (19) permettant l'analyse des différents signaux de tarage arrivant sur les commutateurs d'entrée (27i) et de sortie (26i) respectivement des chaînes d'émission (20i) et de réception (17i), et permettant d'adapter les filtres d'égalisation (22i et 1 Si) des chaînes d'émission et de réception (20i et 17i).
27. Dispositif selon la revendication 26, caractérisé en ce qu'un filtre de pré-correction (28i) de la chaîne d'émission (201) est disposé entre le filtre d'égalisation de la chaîne d'émission (20i) et la chaîne d'émission (201).
28. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 25 à 27, caractérisé en ce qu'il comporte en outre, pour la permutation des fréquences émission et réception d'un même canal fréquentiel, un contrôleur de permutation de fréquences (16i), couplé respectivement au récepteur (6) et à l'émetteur (9) multivoie, et aux moyens de commutation et de tarage (5).
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