EP1227707B1 - Mikrocontroller, Schaltnetzteil und Vorschaltgerät zum Betrieb mindestens einer elektrischen Lampe - Google Patents

Mikrocontroller, Schaltnetzteil und Vorschaltgerät zum Betrieb mindestens einer elektrischen Lampe Download PDF

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EP1227707B1
EP1227707B1 EP01129890A EP01129890A EP1227707B1 EP 1227707 B1 EP1227707 B1 EP 1227707B1 EP 01129890 A EP01129890 A EP 01129890A EP 01129890 A EP01129890 A EP 01129890A EP 1227707 B1 EP1227707 B1 EP 1227707B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
microcontroller
current
charging
discharging
inverter
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
EP01129890A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP1227707A3 (de
EP1227707A2 (de
Inventor
Peter Krummel
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations

Definitions

  • the invention relates to a microcontroller according to the preamble of patent claim 1, a switching power supply according to claim 10, a ballast for at least one electric lamp according to the preamble of claim 11 and a method for operating at least one electric lamp according to the preamble of claim 25.
  • the invention relates to a microcontroller, which is provided for driving the switching transistors of a switched-mode power supply, preferably a switching power supply for the operation of electric lamps.
  • the switching power supplies commonly used for the operation of electric lamps are inverters, in particular half-bridge, full-bridge and push-pull inverters, as well as boost converter and buck converter.
  • Modern electronic ballasts for operating electric lamps usually have an inverter for generating a high-frequency alternating current for lamp operation and often also a boost converter as a DC power supply for the inverter.
  • the control of the switching transistors of the inverter and the boost converter is carried out by means of driver circuits which are designed as designed in analog technology integrated circuits.
  • modern electronic ballasts for electric lamps also contain a microcontroller, which is usually used for communication with a control unit arranged outside of the ballast and for the evaluation of the control commands of this control unit for the lamp operation and for monitoring the lamp operation.
  • the European Patent Application EP 0 708 579 A1 discloses a circuit arrangement for operating a high pressure discharge lamp to an inverter whose switching transistors are acted upon by means of a microcontroller and a downstream integrated driver circuit with pulse width modulated control signals.
  • the pulse width modulated control signals are generated by means of the auto-reload timer implemented in the microcontroller. In principle, this is a counter that works with the operating clock frequency of the microcontroller. During counting, the reaching of a reference value and the overflow of the counter are monitored.
  • the output of the auto-reload timer is at the high logic level and during the time that the counter requires to count from the reference value to the counter overflow, the output of the auto-reload timer is high Auto reload timers at logic low level.
  • pulse width modulated control signals for the inverter are generated by means of the microcontroller in order to enable lamp operation with a frequency modulated voltage in a small frequency range with a comparatively small number of discrete frequencies.
  • a microcontroller with a working clock frequency of more than 100 MHz is required for this purpose.
  • Such microcontroller but can not be used for cost reasons in electronic ballasts for lamp operation.
  • Patent US 6,137,240 shows a ballast with a low-cost microcontroller according to the preamble of independent claims 1 and 14th
  • the device for alternately charging and discharging a charge storage device and its control means make it possible to carry out alternately controlled charging and discharging operations in a charge storage device and, with the aid of the evaluation means, to evaluate the periods of time required for the partial charging or discharging of the charge storage device and in dependence thereon to generate a pulse width modulation control signal and / or frequency control signal. Even if the microcontroller according to the invention has only a low operating clock frequency, a finely graded pulse width modulation control and / or frequency control of a switching power supply can be realized with him, because the device for alternately charging and discharging a charge storage operates independently of the operating clock frequency of the microcontroller.
  • the microcontroller according to the invention comprises a frequency divider or a pulse divider which serves to detect at its input the switching of the device for alternately charging and discharging a charge store from discharging to charging or from charging to discharging and the input signal into signals for alternating control split by alternately switching switching means of the switching power supply.
  • the frequency divider or pulse divider With the aid of the frequency divider or pulse divider, the oscillation of the state of charge of the charge storage for the generation of frequency control signals and / or pulse width modulation control signals for the switching means of a switching power supply can be evaluated with alternating switching means.
  • the device for alternately charging and discharging a charge store comprises a controllable current source for charging the charge store with an adjustable charge current and a controllable current sink for charging the charge store with an adjustable discharge current.
  • the individual loading and unloading operations can be controlled independently of each other.
  • the controllable current source and current sink can be produced in a known manner by means of semiconductor technology and integrated into the microcontroller.
  • the controllable current source and the controllable current sink are designed such that their settings with respect to a reference current level are each variable with a resolution of at least 8 bits.
  • the reference current level for the charging and discharging current is advantageously predetermined by means of an ohmic resistance.
  • a control means for the device for As a control means for the device for alternately charging and discharging a charge storage advantageously at least one read-write memory is provided.
  • the contents of the random access memory may be continuously updated, for example programmatically, and read to control the device for alternately charging and discharging a charge storage.
  • the control means advantageously comprises a switching means adapted to switch over the device for alternately charging and discharging a charge storage from charging to discharging the charge storage upon reaching a first voltage value and switching the device for alternately charging and discharging a charge storage from discharge to charge of the charge storage upon reaching a second, lower voltage value is used.
  • the device for alternately charging and discharging a charge store is easily forced to alternate charge and discharge operations, so that the charge state of the charge store is subjected to sustained oscillation, which is evaluable to generate frequency control signals and / or pulse width modulation control signals.
  • the first or the second voltage value are advantageously adjustable by means of a read-write memory. Thereby, the aforementioned oscillation of the state of charge of the charge storage device can be programmatically influenced.
  • the microcontroller according to the invention also advantageously has interfaces for the detection of external signals or data and has a device for evaluating the external signals or data and for program-controlled determination of control values for controlling the device for alternately charging and discharging a charge store.
  • a control loop for the oscillation of the state of charge of the charge accumulator in dependence on external operating parameters and the control values derived therefrom can be realized.
  • the switching power supply according to the invention is characterized by a microcontroller according to one or more of claims 1 to 9.
  • the signals for pulse width modulation or frequency control of the switching transistors of the switching power supply are generated by the microcontroller in the switching power supply according to the invention.
  • the corresponding control signals are forwarded by the microcontroller directly or optionally via driver circuits to the control electrodes of the switching transistors of the switched-mode power supply. As already mentioned above, these control signals are independent of the operating clock frequency of the microcontroller.
  • the charge storage-charge alternately charging and discharging apparatus, the charge storage means, and the charge storage alternately charging and discharging control means constitute an oscillator which operates independently of the operating clock frequency of the microcontroller.
  • the oscillations of the state of charge of the charge storage are evaluated by means of the evaluation means for generating frequency control signals and / or pulse width modulation control signals for the inverter.
  • ballast according to the invention it is possible to realize all essential control functions of a modern, dimmable ballast with the help of a relatively simple and inexpensive microcontroller.
  • these are power factor correction, inverter control, lamp electrode heater control, load circuit control, lamp brightness control and lamp operation monitoring.
  • the ballast according to the invention comes out with comparatively few additional components. Most functions are taken over by the microcontroller in the ballast according to the invention.
  • the ballast according to the invention it is particularly simple to realize, for example, the end-of-life monitoring of the lamp, which is very complicated and expensive in the case of the ballasts according to the prior art.
  • the means for pulse width modulation control and / or frequency control advantageously a frequency divider or a pulse divider, which at its input detecting the switching of the device for alternately charging and discharging a charge storage device from discharging to charging or charging to discharging the charge storage device, and dividing the input signal into signals for alternately controlling the switching means of the inverter.
  • the ballast according to the invention advantageously has a heating device equipped with a controllable switching means, and the microcontroller has a comparator which compares the charge state of the charge store with a reference value for the lamp electrode heating and which generates a control signal for pulse width modulation of the controllable switching means of the heater is used.
  • the oscillation of the above-explained oscillator can be evaluated not only for controlling the inverter, but also for controlling the heating current for the lamp electrodes.
  • the reference value for the lamp electrode heating is advantageously adjustable by means of a read-write memory in order to be able to adapt the heating current for the lamp electrodes to the different operating states of the lamp.
  • the microcontroller also advantageously has synchronization means for synchronizing the controllable switching means of the heating device with a switching means of the inverter. This simplifies the control of the switching means of the heater. In addition, this will positively influence the vibration behavior of the inverter.
  • the DC supply circuit of the inverter advantageously has a step-up converter for power factor correction and / or to achieve sinusoidal as possible system power take-off
  • the microcontroller is provided with a second device for alternately charging and discharging a second charge storage and second control means for this second device Control the loading and / or unloading operations.
  • the second device for alternately charging and discharging a charge storage, the second charge storage and the second control means for this second device form a second oscillator, which also operates independently of the operating clock frequency of the microcontroller.
  • the microcontroller is also equipped with second evaluation means which serve to evaluate the oscillations of the state of charge of the second charge storage for generating pulse width modulation control signals and / or frequency control signals for the controllable switching means of the boost converter. In particular, the time intervals required for transferring the second charge store between different charge states are evaluated for this purpose. The microcontroller thus also takes over the control of the boost converter.
  • the second evaluation means advantageously comprise a first comparator for comparing the state of charge of the second charge storage with a first voltage value and a second comparator for comparing the state of charge of the second charge storage with a second, lower voltage value
  • the second control means advantageously have switching means for switching the second device for alternately charging and discharging a charge storage from charging to discharging the second charge storage upon reaching the first voltage value and for switching the second device for alternately charging and discharging a charge storage of discharge to charge the second charge storage on reaching the second, lower voltage value are used.
  • the first or second voltage value is adjustable by means of a read-write memory. Thereby, the first or second voltage value can be changed, for example by means of a program executed by the microcontroller, and stored for controlling the second device for alternately charging and discharging a charge storage device.
  • the two devices for alternately charging and discharging a charge store advantageously each have a controllable current source for charging the charge store or the second charge store with an adjustable charge current and a controllable current sink for charging the charge store or the second charge store with an adjustable discharge current.
  • the controllable current sources and current sinks can be on known Establish way with the help of the semiconductor technology and integrate into the microcontroller.
  • the two devices for alternately charging and discharging a charge storage device can thereby be manufactured by simple means as part of the microcontroller.
  • the settings of the controllable current sources and current sinks with respect to a reference current level are each variable with a resolution of at least 8 bits.
  • the aforementioned reference current level for the charging current and the discharge current can advantageously be predetermined by means of an ohmic resistance. This makes it possible to adapt the control of the inverter by appropriate dimensioning of the ohmic resistance to different mains voltages. In order to save components, preferably only a single ohmic resistor is used to specify the same reference current level for the charging and discharging currents of the two charge storage.
  • the microcontroller of the ballast according to the invention advantageously has at least one settable and resettable status bit, via which at least one controllable switching means of the inverter can be activated and deactivated. With the help of this status bit can be easily realized a shutdown of the inverter with a defective lamp or an end-of-life monitoring of the lamp. Instead, of course, the controllable switching means of the boost converter and thus the power supply of the inverter can be deactivated by means of the status bit to easily realize a safety shutdown of the ballast.
  • the microcontroller advantageously has one or more further settable and resettable status bits in order to be able to selectively switch the pulse width modulation control of the boost converter or of the inverter on or off. This makes it possible to apply to the controllable switching means of the boost converter and the inverter either exclusively with frequency control signals or pulse width modulation control signals or with frequency control signals and pulse width modulation control signals.
  • the microcontroller of the ballast according to the invention is advantageously provided with interfaces for detecting operating parameters of the boost converter or the inverter or the at least one electric lamp to evaluate the operating parameters by means of a program-controlled device of the microcontroller and control values for the devices for alternately charging and discharging a charge storage or to determine the reference value for the Lampenelektrodenloomung or the first and second reference value for the control of the boost converter.
  • the microcontroller is provided with interfaces for detecting at least one operating parameter of the boost converter, the inverter and the load circuit or the at least one electric lamp.
  • the ballast according to the invention advantageously has connections and means for communication with an externally arranged control device, which in turn are coupled to interfaces of the microcontroller.
  • the ballast according to the invention is prepared for the reception and processing of control commands of an external control device and for the transmission of status messages to the external control device. These processes are also controlled by the microcontroller of the ballast according to the invention.
  • the inventive method for operating at least one electric lamp on a ballast having an inverter with a microcontroller containing control circuit for the switching means of the inverter and at least one coupled to the inverter load circuit with terminals for the at least one lamp, according to the invention is characterized by, that with the aid of the microcontroller, a charge storage is applied alternately with a charging current and a discharge current, and the duration of the alternating charging and discharging processes of the charge storage is evaluated and in response generates a frequency control signal and / or a pulse width modulation control signal for alternately controlling the switching means of the inverter becomes.
  • the method according to the invention makes it possible to generate control signals for frequency control and / or pulse width modulation of the inverter independently of the operating clock frequency of the microcontroller with the aid of the microcontroller.
  • a comparatively cost-effective microcontroller that is to say a microcontroller with a low operating clock frequency, can be used in the ballast according to the invention for realizing all essential control functions.
  • a frequency divider or pulse divider is advantageously used, which detects the switching of the device for alternately charging and discharging a charge storage from discharging to charging the charge storage or charging to discharging the charge storage.
  • the inventive method also allows heating of the lamp electrodes by the heating current for the lamp electrodes is controlled by means of a controllable switching means.
  • the signals for the pulse width modulated control of the controllable switching means of the heating device are generated by means of a comparator, which compares the state of charge of the charge storage device with a reference value for the lamp electrode heating.
  • a comparator which compares the state of charge of the charge storage device with a reference value for the lamp electrode heating.
  • the heating power can be adjusted programmatically by means of the microcontroller.
  • the controllable switching means for controlling the heating current is advantageously switched on in synchronism with a switching means of the inverter. This simplifies the control of the controllable switching means of the heater.
  • the duty cycle of the controllable switching means for regulation the heating current is preferably less than or equal to the duty cycle of the corresponding switching means of the inverter.
  • the DC voltage supply of the inverter is controlled by means of a boost converter in order to ensure a power factor correction and / or a sinusoidal AC current drain.
  • the pulse width modulation control signals and / or the frequency control signals for the controllable switching means of the boost converter are also generated by means of the microcontroller by a second charge storage between different charge states is reloaded and the periods for reloading the second charge storage for generating the pulse width modulation control signals and / or the frequency control signals for the controllable switching means of the boost converter are evaluated.
  • the same microcontroller that is used to control the inverter can also be used to control the boost converter.
  • the reloading of the second charge storage device can be detected and evaluated in a simple manner by means of two comparators by the first comparator comparing the charge state of the second charge store with a first voltage value and the second comparator comparing the charge state of the second charge store with a second, lower voltage value.
  • the charging process is ended and the discharging process of the second charge storage device is started, while when the second, lower voltage value is reached, the discharging process is ended and the charging process of the second charge storage device is restarted.
  • the first or second voltage value are advantageously set by means of a read-write memory. As a result, the corresponding voltage value can be varied programmatically.
  • the circuit arrangement of the preferred embodiment of the ballast according to the invention is shown schematically. Because of their size, the circuitry had to be displayed on two sheets. At the connection points designated J10 to J26, the two halves of the circuit arrangement shown in FIGS. 1 and 2 are linked together.
  • This ballast is a so-called electronic ballast for the operation of fluorescent lamps.
  • the ballast has two mains voltage terminals J1, J2, to which a capacitor circuit C1 and the transformer L1 existing filter circuit for radio suppression of the ballast is connected.
  • This filter circuit is connected to a bridge rectifier, which is formed by four rectifier diodes D1, D2, D3 and D4.
  • the bridge rectifier D1-D4 is followed by the capacitor C2, which forms the DC output of the bridge rectifier D1-D4.
  • a boost converter is connected, which comprises the field effect transistor V1, the inductor L2, the diode D5 and the resistor R13.
  • the voltage applied to the capacitor C2 DC voltage serves as a supply voltage for the boost converter.
  • the gate electrode of the transistor V1 is connected via the resistor R4 to the pin 4 of the microcontroller MC, which takes over the control of the transistor V1.
  • the voltage output of the boost converter is formed by the DC link capacitor C3.
  • the voltage at the intermediate circuit capacitor C3 is monitored by means of the voltage divider resistors R2, R5 at the pin 21 of the microcontroller MC.
  • the voltage at the capacitor C2 is detected by means of the voltage divider resistors R1, R18 at the pin 20 of the microcontroller MC.
  • the half-bridge inverter consists essentially of the field effect transistors V2, V3, the trapezoidal capacitors C10, C11, the inductor L4, the coupling capacitors C15, C16 and the ignition capacitor C12.
  • a load circuit is connected, the inductor L4, the ignition capacitor C12, the terminals X1 to X8 for the electrode coils E1, E2 and E3, E4 of the two parallel-connected fluorescent lamps LP1, LP2, the transformer L5 and the coupling capacitors C15, C16 comprises.
  • the ignition capacitor C12 is connected in parallel to both lamps LP1, LP2.
  • the coupling capacitors C15, C16 are each arranged in series with one of the lamps LP1, LP2.
  • the transformer L5 serves to symmetrize the currents in the lamp circuits. For this purpose, each one of the transformer windings in one of the lamp circuits, that is, arranged in series with one of the lamps LP1, LP2.
  • the two lamp circuits are brought together again at the connection X8 and at the two connections of the coupling capacitors C15, C16 connected to the circuit-internal ground GRD.
  • the gate electrodes of the transistors V2, V3 are controlled via the resistors R6 and R7, respectively, by the microcontroller MC with the aid of the integrated circuit IC, which essentially has only driver circuits for driving the inverter transistors and auxiliary voltage generating circuits for the microcontroller MC ,
  • the half-bridge inverter generates a high-frequency current in the load circuit for the lamps LP1, LP2 with a frequency between approximately 30 kHz and 100 kHz. After the ignition of the gas discharge in the lamps LP1, LP2 flow in both lamp circuits via the terminal X8, the discharge path of the lamp LP1 or LP2, the terminal X5 or X7 and the coupling capacitors C16 and C15 high-frequency lamp currents.
  • the reactor L4 and the ignition capacitor C12 are formed as a series resonant circuit.
  • the ignition voltage required to ignite the gas discharge in the fluorescent lamps is provided by means of the method of resonance peaking at the ignition capacitor C12, during the ignition phase, the switching frequency of the transistors V2, V3 of the half-bridge inverter of the resonant frequency of the series resonant circuit is approximated.
  • the center tap between the inductor L4 and the firing capacitor C12 is connected to the pin 18 of the microcontroller MC via the capacitor C22, the resistor R24 and the forward-biased diode D12.
  • a half-wave of the alternating current component of the load current is monitored by means of the resistors R24, R25, the diodes D12, D13 and the capacitors C22, C23.
  • the other half-wave of the alternating current component of the current flowing in the load circuit is clamped by the diode D13 to the internal circuit ground potential GRD.
  • the pin 19 of the microcontroller MC is connected via the resistor R27 to the source electrode of the transistor V3 and coupled via the capacitor C24 to the internal circuit ground potential GRD.
  • the resistor R9 connects the source of the transistor V3 to the in-circuit ground potential GRD. At pin 19, the current through the transistor V3 is monitored.
  • the ballast further comprises a heater for the electrodes E1-E4 of the two fluorescent lamps, which is connected to the center tap between the two field effect transistors V2, V3 of the half-bridge inverter.
  • This heater essentially consists of the field effect transistor V4 and the transformer L3.
  • the primary winding of the transformer L3 is connected on the one hand to the center tap between the transistors V2, V3 and on the other hand to the drain terminal of the transistor V4 and in DC forward direction via the diode D8 to the positive pole of the DC link capacitor C3.
  • the source of the transistor V4 is connected to the internal circuit ground potential GRD via the resistor R17.
  • the three secondary windings of the transformer L3 are, with the lamps LP1, LP2 connected, in each case arranged together with a rectifier diode D9 or D10 or D11 in a closed circuit for heating the electrode filaments E1 and E3 or the electrode coil E2 or E4.
  • the heating current in the three equipped with the secondary windings of the transformer L3 heating circuits is controlled by the switching clock of the transistor V4.
  • its gate electrode is connected via the resistor R26 to the pin 10 of the microcontroller MC.
  • the heating device serves on the one hand for preheating the electrode filaments E1-E4 before the gas discharge is ignited in the lamps LP1, LP2, and on the other hand for heating the electrode filaments E1-E4 during the dimming operation of the lamps LP1, LP2.
  • the heating current that is, the current through the primary winding of the transformer L3 and the transistor V4, is monitored by means of the RC element R23, C18 at the pin 17 of the microcontroller MC.
  • the pin 17 is connected via the resistor R23 to the source electrode of the transistor V4.
  • a direct current path is realized which, starting from the positive pole of the capacitor C3, via the resistor R10, the connection X3, the electrode coil E1, the connection X8, the electrode coil E3, the connection X2 and the resistors R14, R22 is led to the in-circuit ground potential GRD.
  • This DC path is interrupted if one of the lamps LP1 or LP2 is missing or one of the electrode coils E1 or E3 is defective.
  • the center tap between the resistors R14, R22 is connected to the pin 25 of the microcontroller MC to monitor the DC path.
  • the ballast also includes a communication device DS for communicating with an external control device (not shown).
  • This device DS has two terminals J3, J4, which are connectable to the external control device.
  • the terminals J3, J4 serve to receive digital or analog control signals from the external control device and to send information, for example about the operating state of the lamps, from the ballast to the external control device.
  • a bidirectional connection with the external control device is possible via the connections J3, J4.
  • An output of the communication device DS is connected to the internal circuit ground potential GRD.
  • the pin 6 of the microcontroller MC is connected for the transmission of data to the external control unit to the input of the communication device DS and the pin 5 of the microcontroller MC is connected to receive and evaluate control commands from the external control device to the output of the communication device DS.
  • the integrated circuit IC contains driver circuits for the transistors V2, V3, in particular a bootstrap circuit for the transistor V2 and level-shift circuits for the control of the transistors V2, V3.
  • the capacitor C9 and the pins 1, 2, 3 and 14 of the integrated circuit IC are these driver circuits associated with the transistors V2, V3.
  • the control signals for controlling the switching clock of the transistors V2, V3 or for frequency control of the half-bridge inverter are generated by the microcontroller MC and fed via the pin 24 and 23 to the pin 9 and 10 of the integrated circuit IC.
  • a detector is realized, which prevents too high a current load of the transistors V2, V3.
  • the pin 5 of the integrated circuit IC is connected to the positive pole of the capacitor C2.
  • a power supply of the integrated circuit IC is ensured during the start-up phase, that is, before the half-bridge inverter has recorded its oscillation.
  • auxiliary voltages of 5 V or 15 V for the microcontroller MC are provided by means of the capacitors C14 and C25.
  • the voltage for supplying the integrated circuit IC and the microcontroller MC by means of the connected to the pin 7 of the integrated circuit IC and to the center tap between the firing capacitor C12 and the inductor L4 capacitor C13 and by means of one in the integrated circuit IC integrated two-point controller derived from the load circuit.
  • microcontroller MC The structure of the microcontroller MC and the generation of the control signals for the transistors V1-V4 are explained in more detail below with the aid of the microcontroller MC.
  • the microcontroller MC has a clock that determines the operating cycle of the microcontroller, a central processing unit, a program memory, a data memory and a mathematical unit for performing simple mathematical operations.
  • the aforementioned parts of the microcontroller MC are represented in the block diagram of Figure 2 by the module A.
  • the module A the pins 1 and 2, 15 to 22 and 23 to 28 assigned.
  • At the pins 1 to 2 is the Quartz crystal B2 connected to control the clock.
  • the working clock frequency of the microcontroller is 8 MHz.
  • the module B is an interface that is used to prepare the digital or analog data for communication with the communication device DS.
  • the module B, the pins 5 and 6 of the microcontroller MC are assigned.
  • the module C is a 5V power supply, which is connected via the pins 11 and 12 of the microcontroller MC to the capacitor C14 and to the ground potential GRD. Through the address and data bus D all components of the microcontroller MC are interconnected.
  • the first control module E and its associated pins 3, 4 and 9 of the microcontroller MC is used to control the transistor V1 of the boost converter.
  • the second control module G and its associated pins 7, 8 and 10 of the microcontroller MC is used to control the transistors V2 and V3 of the half-bridge inverter and to control the transistor V4 of the heater. Both control modules E, G are connected to each other via the data bus F.
  • the module H is a 15V voltage source, which is connected via the pins 13, 14 of the microcontroller MC to the ground potential GRD or to the capacitor C25.
  • the construction of the control module G is shown schematically in the block diagram of FIG.
  • the control module G has to control the transistors V2, V3 of the half-bridge inverter, the controllable current source SQ1, the controllable current sink SS1, the read-write memory DR1, DR2, the switch US1 for alternately turning on and off the controllable current source and current sink, the frequency divider FT1 for halving the frequency of the switching signal of the switch US1, the data memory DR3 for storing the control signals for the transistors V2, V3, the reference current source IR to specify a constant reference current I Ref for the controllable current source SQ1 and current sink SS1 and logic circuit components O1-O3, U1 -U6 on.
  • a constant output voltage of 2 V is provided, which flows according to the ohmic law through the resistor R30 a constant reference current I Ref .
  • the value of this reference current I Ref is predetermined by the choice of the resistance value of the resistor R30.
  • the linear operating range of the reference current I Ref extends from 5 ⁇ A to 50 ⁇ A.
  • the capacitor C27 is connected, which serves as an electrical charge storage. With the help of the controllable current source SQ1, the capacitor C27 is charged.
  • the controllable current source SQ1 is switched off by the switch US 1 and the controllable current sink is switched on, discharging the capacitor C27. If the voltage drop across the capacitor C27 reaches the value of 1.5 V, the controllable current sink SS1 is switched off by the switch US1 and the controllable current source SQ1 is switched on again, which recharges the capacitor to a voltage value of 3 V. In this way, the capacitor C27 is alternately charged and discharged. The voltage drop across the capacitor C27 therefore continually oscillates between the values 1.5 V and 3 V.
  • the controllable current source SQ1 and the controllable current sink SS1 and the switch US1 form a device for alternately charging and discharging the capacitor C27.
  • the charging current for the capacitor C27 generated by the controllable current source SQ1 can be set by means of the read-write memory DR1.
  • the random access memory DR1 is a 16-bit data register, of which 12 bits are used to control the current source SQ1.
  • the charging current for the capacitor C27 is therefore adjustable with a resolution of 12 bits between the values I Ref / 256 and 32 I Ref , wherein the abbreviation I Ref stands for the reference current intensity of the reference current source IR.
  • the entry in the data register DR1 determines the charging current for the current or subsequent charging process on the capacitor C27 and thus the time required for this charging process.
  • the discharge current of the capacitor C27 generated by the controllable current sink SS1 can be set by means of the read-write memory DR2.
  • the random access memory DR2 is an 8-bit data register.
  • the discharge current of the capacitor C27 is therefore adjustable with an 8-bit resolution between the values 0.25 I Ref and 128 I Ref .
  • the entry in the data register DR2 determines the discharge current for the current or subsequent discharge process on the capacitor C27 and thus the time required for this discharge process.
  • the oscillations of the state of charge of the capacitor C27 and the voltage drop across the capacitor C27 are therefore independent of the operating clock frequency of the microcontroller MC.
  • the switching signals of the switch US1 are evaluated by the frequency divider FT1 and the AND gates U1, U2 for generating control signals for the transistors V2, V3 of the half-bridge inverter.
  • the frequency divider FT1 detects only the switching pulses of the switch US1, which start a new charging of the capacitor C27, and switches its two outputs, which are respectively connected to the input of an AND gate U1 and U2, alternately at each such switching pulse to "High "or” Low “.
  • the switching signals of the switch US1 are also fed directly to the input of the AND gates U1, U2.
  • the status register SR1 contains a status bit for activating and deactivating the control signals for the transistor V2 and a status bit for activating and deactivating the control signals for the transistor V3.
  • the state of the status bit for activating and deactivating the control signals for the transistor V2 is monitored by the AND gate U2, while the state of the status bit for the transistor V3 is detected by the AND gate U1.
  • the output states of the AND gate U1 and U2 are stored in each case in one bit of the data register DR3 and can be retrieved via the address and data bus D at the pins 23 and 24 of the microcontroller MC.
  • the frequency of the half-bridge inverter that is, the switching clock of its transistors V2, V3, is controlled by the duration of the individual charging and discharging operations of the capacitor C27.
  • the triangular curve of the diagram a) shows the time profile of the voltage drop across the capacitor C27.
  • the voltage drop across the capacitor C27 varies linearly with the time between the values 1.5 V and 3 V.
  • the diagram b) shows the time course of the charging current for the capacitor C27.
  • the charge current can assume different discrete values according to the above explanations for the controllable current source SQ1 4096.
  • the diagram c) the time profile of the discharge current for the capacitor C27 is shown.
  • the discharge current can according to the above explanations for the controllable current sink SS1 256 different discrete values.
  • Diagram d) shows the time profile of the control signal LG, which can be called up at the pin 23 of the microcontroller MC, for the driver circuit of the transistor V3.
  • the diagram e) shows the time course of the controllable on the pin 24 of the microcontroller MC control signal HG for the driver circuit of the transistor V2.
  • the duration for the individual charging operations on the capacitor C27 is determined by the magnitude of the charging current IL1.
  • the duration for the individual discharging operations on the capacitor C27 is determined by the magnitude of the discharge current IE1.
  • both control signals LG and HG assume the logic state "Low”. This means that the transistor V2 or V3 is turned on as long as the control signal HG or LG assigned to it has the status "high”.
  • the transistors V2, V3 of the half-bridge inverter are alternately turned on and off in this way.
  • both transistors V2, V3 are turned off. The evaluation of the voltage curve on the capacitor C27 thus enables a frequency-modulated control of the half-bridge inverter.
  • the values for the charging current IL1 and the discharging current IE1 are determined by the data stored in the data registers DR1 and DR2, respectively.
  • This data is programmed programmatically using module A, depending on the pin 18 of the Microcontroller MC detected half-wave of the AC component of the current in the load circuit and determined by the current detected by the pin 19 through the transistor V3.
  • the module A of the microcontroller MC calculates program-controlled from the comparison of the aforementioned operating parameters with predetermined setpoints control values for controlling the controllable current source SQ1 and the controllable current sink SS1, which are stored in the data registers DR1 and DR2.
  • a control loop is implemented for the frequency-modulated control of the half-bridge inverter as a function of its operating parameters and the predetermined setpoint values.
  • the setpoint values for the frequency-modulated control of the half-bridge inverter are determined programmatically by the module A of the microcontroller MC, for example as a function of external control commands for dimming the lamps LP1, LP2, which are communicated via the interfaces J3, J4 of the communication device DS and the pin 5 of the microcontroller MC be supplied.
  • the data registers DR1 to DR4 and the status register SR1 are connected to the address and data bus D.
  • the voltage curve on the capacitor C27 shown in the diagram a) of Figure 5 is also also evaluated for generating pulse width modulated control signals for the transistor V4 of the heater for the electrode filaments E1-E4 of the lamps LP1, LP2.
  • the read-write memory DR4 designed as an 8-bit data register
  • the comparator K1 whose inverting input detects the voltage drop across the capacitor C27 and whose non-inverting input is controlled by the data register DR4
  • the comparator K1 compares the voltage curve across the capacitor C27 with the control value of the heating current stored in the data register DR4.
  • the aforementioned manipulated variable can be varied with a resolution of 8 bits. Accordingly, the voltage at the non-inverting input of the comparator K1 with the same resolution in the range of 1.5 V to 3 V is variable.
  • the output signal of the comparator K1 is supplied via the OR gate O1 and the AND gate U3 to the OR gate 03, whose output is connected to the input of the driver circuit TR1, via the pin 10 of the microcontroller MC and the resistor R26 drives the gate of the transistor V4.
  • the output signal of the comparator K1 is additionally supplied to the OR gate 02, whose output is connected to the AND gates U1 and U2.
  • the output of the AND gate U1 is connected to the OR gate 03 via the AND gate U3.
  • the output of the AND gate U2 is connected to the OR gate 03 via the AND gate U4.
  • the 8-bit status register SR1 has a first status bit for activating and deactivating a maximum heating current, which is connected to the OR gate 03 via the OR gate O1, the AND gate U3. Maximum heating current means that the turn-on duration of the transistor V4 is equal to the turn-on duration of the transistor V2 or V3.
  • the second status bit of the status register SR1, which is connected to the OR gate 03 via the AND gate U3, serves to activate or deactivate the synchronous switching on of the transistors V3 and V4.
  • the third status bit of the status register SR1, which is connected to the OR gate 03 via the AND gate U4, serves to activate or deactivate the synchronous switching on of the transistors V2 and V4.
  • the fourth status bit of the status register SR1 is connected to the AND gate U6, the output of which is connected to the control module E via the data bus F. Since the output of the AND gate U1 is connected to the AND gate U6, the connection of the control signal LG to the control module E is activated or deactivated by the fourth status bit.
  • the fifth status bit of the status register SR1 is connected to the OR gate 03 via the AND gate U5.
  • the AND gate U5 receives via the data bus F also from the control module E an input signal. By the fifth status bit, the synchronization of the control signals for the transistors V1 and V4 can be activated or deactivated.
  • the sixth congestion bit of the status register SR1 which is connected to the OR gate 02, is used to enable or disable the pulse width modulation of the control signals LG and HG.
  • the seventh or eighth status bit which is connected to the AND gate U1 or U2, is used to activate or deactivate the control signals LG and HG for the transistors V3 and V2 and for the transistor V4.
  • the seventh or eighth status bit can easily be a shutdown of the half-bridge inverter and the heater for defective lamps LP1, LP2 be performed.
  • a direct current path is realized by means of the resistor R10, the diode D9 and the corresponding secondary winding of the transformer L3, in which the electrode filaments E1 and E3 are connected in series. If one of the lamps LP1, LP2 is missing, this DC current path is interrupted. Via the resistor R14, the current in this DC path is monitored at the pin 25 of the microcontroller MC. If the aforementioned direct current path is interrupted, the control signal LG or HG can be switched off by resetting the seventh or eighth status bit of the status register SR1 and the half-bridge inverter thereby shut down.
  • a breakage of the electrode coil E2 or E4 via the corresponding winding of the transformer L5 and the resistor R16 or R15 at the pin 16 or 15 is detected by the microcontroller MC.
  • the current through the lamp LP1 or LP2 or the voltage drop across the coupling capacitor C15 or C16 is monitored at the pins 15 or 16 of the microcontroller MC by means of the voltage divider resistors R15, R21 or R16, R20, at the end of the service life the lamp LP1 or LP2 occurring rectifying effect of the lamp LP1 or LP2 to detect.
  • the information is evaluated by the microcontroller MC and can be transmitted via the pin 6 and the communication device DS to an external control device or used to control the transistors V2, V3 and V4.
  • the transistor V4 is always switched in synchronism with the transistor V2 of the half-bridge inverter.
  • the switch-on or the switch-off of the transistor T4 and thus the pulse width of the control signal HTG depend on the output of the comparator K1, which compares the control value stored in the data register DR4 for controlling the heating current with the instantaneous voltage drop across the capacitor C27.
  • the control signal HTG changes from the state "high” to the state "low” . Since the signal present at the non-inverting input of the comparator K1 can only assume values between 1.5 V and 3 V, the pulse width of the control signal HTG is less than or equal to the pulse width of the control signal HG. This means that the turn-on of the transistor V4 is at most as long as the turn-on of the transistor V2. In this case, the largest possible heating current flows through the electrode coils E1-E4.
  • the current through the transistor T4 or through the primary winding of the transformer L3 is monitored via the RC element R23, C18 at the pin 17 and programmatically compared by means of the module A with a desired value and in dependence on the Comparison a control value for generating the control signal HTG stored in the data register DR4.
  • the required heating current depends on the operating status of the lamps LP1, LP2. During the preheating phase, a relatively high heating current is needed to allow a gentle ignition of the gas discharge. In addition, a heating current for the electrode coils for heavily dimmed lamps LP1, LP2 is necessary.
  • control module E for controlling the transistor V1 of the boost converter, which is used for DC voltage supply of the downstream half-bridge inverter, is shown schematically.
  • the control module E comprises the controllable current source SQ2, the controllable current sink SS2, the read-write memories DR5, DR6, DR7, the status registers SR1, SR2, SR3, the comparators K2, K3, K4, K5 and the driver circuit TR2 for the transistor V1 on.
  • the aforementioned components of the control module E are by logical circuit components networked with each other.
  • the status register SR1 is the same status register already described in connection with the control module G.
  • the controllable current source SQ2 serves to charge the capacitor C26 connected to the pin 9 of the microcontroller MC, and the controllable current sink SS2 serves to discharge the capacitor C26.
  • the controllable current source SQ2 and the controllable current sink SS2 are each coupled to the reference current source IR.
  • the charge current and the discharge current for the capacitor C26 are each adjustable with an 8-bit resolution between the values 0.25 I Ref and 128 I Ref .
  • each designed as 8-bit data register write-read memory DR5 and DR6 serve. The charge current is adjusted by means of the data register DR6 and the discharge current by means of DR5.
  • the capacitor C26 connected to the pin 9 of the microcontroller MC is charged to a predefinable upper voltage value, which lies in the range of 1.5 V to 3 V.
  • a predefinable upper voltage value which lies in the range of 1.5 V to 3 V.
  • the charging process is aborted and the discharging process of the capacitor C26 is started with the aid of the controllable current sink SS2. If the voltage at the capacitor reaches the lower voltage value of 1.5 V, the discharging process is interrupted and a new charging process is started on the capacitor C26.
  • the activation and deactivation of the controllable current source SQ2 and the controllable current sink SS2 for alternately charging and discharging the capacitor C26 is performed by means of the RS flip-flop FL1 and by means of the comparators K2 and K4 or alternatively by means of the comparators K3 and K4.
  • the comparator K2 compares the voltage across the capacitor C26 with the upper voltage value while the comparator K4 compares the voltage across the capacitor C26 with the lower voltage value of 1.5V.
  • the upper voltage value is adjustable by means of the 8-bit data register DR7, which is connected to the inverting input of the comparator K2. Instead of the comparator K2 but also the comparator K3 can be selected to compare the voltage across the capacitor C26 with the upper voltage value.
  • the upper voltage value is 3 V and can not be varied.
  • To control the controllable current source SQ2 and the controllable current sink SS2 for each other alternating charging and discharging operations on the capacitor C26 are the outputs of the comparators K2 and K3 via the positive edge generator FG1, the AND gate U7 and the OR gate 04 and via the positive edge generator FG2, the AND- Gate U8 and the OR gate 04 connected to the set input of the RS flip-flop FL1.
  • the output of the comparator K4 is connected via the positive edge generator FG3 to the reset input of the RS flip-flop FL1.
  • the two outputs of the RS flip-flop FL1 are connected to the controllable current source SQ2 and to the controllable current sink SS2.
  • the controllable current source SQ2, the controllable current sink SS2, the comparators K2 (or K3) and K2 and the RS flip-flop FL1 form a device for alternately charging and discharging a charge storage device, which alternately charges the capacitor C26 with a charging current and a discharging current applied.
  • the voltage on the capacitor C26 therefore oscillates continuously between the upper and lower voltage value. This oscillation is independent of the operating clock frequency of the microcontroller MC.
  • the comparator K2 (or K3), K4, the positive-edge generators FG1-FG3, the RS flip -Flops FL2 and the logic circuit components U9-U11, 05, 06 generates a frequency-modulated and pulse width modulated control signal PG for the input of the driver circuit TR2, which is supplied via the pin 4 of the microcontroller MC and the resistor R4 of the gate electrode of the transistor V1.
  • the control module E also has the comparator K5, the RS flip-flops FL3, FL4, the OR gate 07 and the status registers SR2, SR3.
  • the status registers SR1-SR3 and the data registers DR5-DR7 are connected to the address and data bus D.
  • the current through the transistor V1 is monitored at pin 3 of the microcontroller MC.
  • the comparator K5 the OR gate 07 and the RS flip-flop FL4
  • the transistor V1 is protected from high currents by the control signal PG is turned off for the transistor V1 in the presence of too high a current.
  • the pin 3 of the microcontroller MC is connected to the non-inverting input of the comparator K5, while at the inverting input of the comparator K5 a reference value is applied, which by means of the status register SR3 with a resolution of 4 bits is adjustable between the values 0 V to 2 V and defines the switch-off threshold for the control signal PG.
  • the first status bit of the status register SR2 is set by means of the RS flip-flop FL3.
  • the second status bit of the status register SR2 is set in response to the output of the OR gate 06, and indicates whether or not a control signal PG is present.
  • status register SR3 uses the first four bits to drive the inverting input of comparator K5.
  • the fifth bit of the status register SR3 allows additional control of the reference current source IR.
  • the sixth bit of status register SR3 is unused.
  • the control signal for the driver circuit TR2 and the transistor V1 can be activated or deactivated.
  • the output signal of the comparator K2 or of the comparator K3 can optionally be activated. As a result, two different operating modes of the boost converter are possible.
  • the step-up converter not only regulates the supply voltage of the half-bridge inverter, but also serves to correct the power factor correction.
  • This mode of operation is preferred for operating discharge lamps, in particular fluorescent lamps.
  • the other mode of operation of the boost converter is suitable for operating low-voltage halogen incandescent lamps on an electronic transformer, which has a step-up converter for regulating the supply voltage of the downstream inverter.
  • the output signal of the comparator K2 is active.
  • the control signal PG can also be made available via the AND gate U12, the data bus F and the AND gate U5 by means of the fifth status bit of the status register SR1 at the pin 10 of the microcontroller MC for controlling the transistor V4.
  • control signal LG of the control module G for controlling the transistor V3 via the AND gate U6, the data bus F and the OR gate 07 by means of the fourth status bit of the status register SR1 also made available at the pin 4 of the microcontroller MC to control the transistor V1 become.
  • the generation of the control signal PG for the transistor V1 is explained in more detail below with reference to FIG.
  • the triangular curve in the diagram a) of FIG. 7 represents the temporal voltage curve across the capacitor C26.
  • the step-shaped curve in the diagram a) of FIG. 7 represents the time profile of the memory contents of the data register DR7, which can assume values between 1.5 V and 3 V with a resolution of 8 bits.
  • the diagram b) shows the time profile of the control signal PG for the gate electrode of the transistor V1 which can be called up at the pin 4 of the microcontroller MC.
  • the diagram c) of FIG. 7 shows the time profile of the signal generated by means of the RC element R32, C28 at the pin 3 of the microcontroller MC for monitoring the current through the transistor V1.
  • Diagram d) shows the time profile of the charging current generated by the controllable current source SQ2 for the capacitor C26 and in the diagram e) of FIG. 7 the time profile of the discharge current generated by the controllable current sink SS2 for the capacitor C26.
  • the capacitor C26 is alternately charged to an upper voltage value determined by the memory content of the data register DR7 and discharged to a lower voltage value of 1.5V.
  • the duration of the individual charging operations of the capacitor C26 is therefore determined by the upper voltage value and by the charging current IL2 which can be set by means of the data register DR6. Accordingly, the duration of the individual discharge processes is determined by the upper voltage value and the discharge current IE2 which can be set by means of the data register DR5.
  • the periods of time required for alternately charging and discharging the capacitor C26 are evaluated by means of the above-described logic circuit components of the control module E for generating the frequency-modulated and pulse-width-modulated control signal PG.
  • the comparison of the voltage curve shown in the diagram a) on the capacitor C26 with the control signal PG shown in the diagram b) shows that the transistor V1 is turned off during the charging operations on the capacitor C26 and during the discharging operations on the capacitor C26 is turned on. If the signal IV1 (diagram c) of FIG. 7) detected at the pin 3 of the microcontroller reaches the threshold set at the inverting input of the comparator K5, then the control signal PG is deactivated.
  • the voltage at capacitor C2 and at pin 21 of microcontroller MC the voltage at capacitor C3 is monitored at pin 20 of microcontroller MC. From these values, the current through the boost converter inductor L2 can be calculated by means of the module A of the microcontroller MC and, in dependence on these operating parameters, the memory contents of the data registers DR5, DR6 and DR7 in the module A program can be used to generate the control signal PG for the transistor V1 can be determined. In this way, a control loop is realized for the control of the transistor V1.
  • the invention is not limited to the embodiments described in detail above.
  • the invention can also be used to control the switching transistors of ballasts for the operation of high-pressure discharge lamps and of electronic transformers for the operation of low-voltage halogen incandescent lamps.
  • the device according to the invention designed as part of a microcontroller for alternately charging and discharging a charge store, to generate the frequency- or pulse-width-modulated control signals for the switching transistors of a full-bridge inverter or a push-pull inverter.

Description

  • Die Erfindung betrifft einen Mikrocontroller gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, ein Schaltnetzteil gemäß dem Patentanspruch 10, ein Vorschaltgerät für mindestens eine elektrische Lampe gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 11 und ein Verfahren zum Betreiben mindestens einer elektrischen Lampe gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 25.
    • I. Technisches Gebiet
  • Insbesondere betrifft die Erfindung einen Mikrocontroller, der zur Ansteuerung der Schalttransistoren eines Schaltnetzteils und zwar vorzugsweise eines Schaltnetzteils zum Betrieb von elektrischen Lampen vorgesehen ist. Bei den üblicherweise zum Betrieb von elektrischen Lampen eingesetzten Schaltnetzteilen handelt es sich um Wechselrichter, insbesondere Halbbrücken-, Vollbrücken- und Push-Pull-Wechselrichter, sowie um Hochsetzsteller und Tiefsetzsteller. Moderne elektronische Vorschaltgeräte zum Betrieb von elektrischen Lampen weisen in der Regel einen Wechselrichter zur Erzeugung eines hochfrequenten Wechselstroms für den Lampenbetrieb und oftmals auch einen Hochsetzsteller als Gleichspannungsversorgung für den Wechselrichter auf. Die Ansteuerung der Schalttransistoren des Wechselrichters und des Hochsetzstellers wird mittels Treiberschaltungen durchgeführt, die als in Analogtechnik ausgeführte integrierte Schaltkreise ausgebildet sind. Zusätzlich enthalten moderne elektronische Vorschaltgeräte für elektrische Lampen auch einen Mikrocontroller, der in der Regel zur Kommunikation mit einer außerhalb des Vorschaltgerätes angeordneten Steuereinheit und zur Auswertung der Steuerbefehle dieser Steuereinheit für den Lampenbetrieb sowie zur Überwachung des Lampenbetriebs dient.
    • II. Stand der Technik
  • Die europäische Offenlegungsschrift EP 0 708 579 A1 offenbart eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe an einem Wechselrichter, dessen Schalttransistoren mittels eines Mikrocontrollers und eines nachgeschalteten integrierten Treiber-Schaltkreises mit pulsweitenmodulierten Steuersignalen beaufschlagt werden. Die pulsweitenmodulierten Steuersignale werden mit Hilfe des im Mikrocontrollers implementierten Auto-Reload-Timers generiert. Im Prinzip handelt es sich hierbei um ein Zählwerk, das mit der Arbeitstaktfrequenz des Mikrocontrollers arbeitet. Beim Zählvorgang werden das Erreichen eines Referenzwertes und der Überlauf des Zählwerks überwacht. Während die Zeitspanne, die zum Erreichen des Referenzwertes benötigt wird, liegt der Ausgang des Auto-Reload-Timers auf dem Logikpegel "High" und während der Zeitspanne, die das Zählwerk zum Zählen ausgehend von dem Referenzwert bis zum Zählerüberlauf benötigt, liegt der Ausgang des Auto-Reload-Timers auf dem Logikpegel "Low". Auf diese Weise werden mit Hilfe des Mikrocontrollers pulsweitenmodulierte Steuersignale für den Wechselrichter erzeugt, um in einem kleinen Frequenzbereich mit einer vergleichsweise geringen Anzahl von diskreten Frequenzen einen Lampenbetrieb mit einer frequenzmodulierten Spannung zu ermöglichen.
  • Allerdings können auf diese Weise mit kostengünstigen Mikrocontrollern keine fein abgestufte Pulsweitenmodulationssteuerung und keine fein abgestufte Frequenzsteuerung des Wechselrichters durchgeführt werden, weil die kleinstmögliche, einstellbare Änderung der Pulsweite oder der Frequenz des Steuersignals, die mit dem oben erläuterten Zählwerk generierbar ist, von der Arbeitstaktfrequenz des Mikrocontrollers und von der Speichergröße des Zählwerks begrenzt wird. Um beispielsweise den Dimmbetrieb von Leuchtstofflampen an einem elektronischen Vorschaltgerät mittels Frequenzmodulation des Lampenstroms zu ermöglichen, sind in dem Frequenzbereich von ca. 30 kHz bis 100 kHz Frequenzänderungen in Schritten von ungefähr 50 Hz erforderlich. Wenn diese Frequenzmodulation mit Hilfe des Auto-Reload-Timers eines Mikrocontrollers generiert werden soll, wird hierfür ein Mikrocontroller mit einer Arbeitstaktfrequenz von mehr als 100 MHz benötigt. Solche Mikrocontroller können aber aus Kostengründen in elektronische Vorschaltgeräte für den Lampenbetrieb nicht eingesetzt werden.
  • Die Patentschrift US 6,137,240 zeigt ein Vorschaltgerät mit einem kostengünstigen Mikrokontroller gemäß des Oberbegriffs der unabhängigen Ansprüche 1 und 14.
    • III. Darstellung der Erfindung
  • Es ist die Aufgabe der Erfindung, ein verbessertes Verfahren zur Erzeugung von Frequenzsteuersignalen und / oder Pulsweitenmodulationssteuersignalen für die Schaltmittel eines Wechselrichters eines Vorschaltgerätes zum Betreiben von elektrischen Lampen mittels eines Mikrocontrollers anzugeben.
  • Die vorgenannte Aufgabe der Erfindung wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche 1 beziehungsweise 14 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen beschrieben.
  • Der erfindungsgemäße Mikrocontroller besitzt mindestens eine Einrichtung zur Pulsweitenmodulationssteuerung und / oder Frequenzsteuerung eines Schaltnetzteils, wobei diese Einrichtung
    • eine Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines mit dem Mikrocontroller verbindbaren oder in den Mikrocontroller integrierten Ladungsspeichers aufweist,
    • Steuermittel für die Vorrichtung zum Steuern der Ladevorgänge und / oder der Entladevorgänge aufweist, und
    • Auswertungsmittel aufweist, die dazu dienen, die zum Umladen des Ladungsspeichers zwischen unterschiedlichen Ladezuständen erforderlichen Zeitspannen auszuwerten und in Abhängigkeit davon ein Pulsweitenmodulationssteuersignal und / oder Frequenzsteuersignal zu erzeugen.
  • Die Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers und ihre Steuermittel ermöglichen es, bei einem Ladungsspeicher einander abwechselnde kontrollierte Ladevorgänge und Entladevorgänge durchzuführen und mit Hilfe der Auswertungsmittel die Zeitspannen, die für das teilweise Laden beziehungsweise Entladen des Ladungsspeichers benötigt werden, auszuwerten und in Abhängigkeit davon ein Pulsweitenmodulationssteuersignal und / oder Frequenzsteuersignal zu erzeugen. Selbst wenn der erfindungsgemäße Mikrocontroller nur eine geringe Arbeitstaktfrequenz besitzt, kann mit ihm eine fein abgestufte Pulsweitenmodulationssteuerung und / oder Frequenzsteuerung eines Schaltnetzteils realisiert werden, weil die Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers unabhängig von der Arbeitstaktfrequenz des Mikrocontrollers arbeitet.
  • Darüber hinaus weist der erfindungsgemäße Mikrocontroller einen Frequenzteiler oder einen Impulsteiler auf, der dazu dient, an seinem Eingang das Umschalten der Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers von Entladen zu Laden oder von Laden zu Entladen zu detektieren und das Eingangssignal in Signale zur alternierenden Steuerung von abwechselnd schaltenden Schaltmittels des Schaltnetzteils aufzuteilen. Mit Hilfe des Frequenzteilers oder Impulsteilers kann die Oszillation des Ladezustandes des Ladungsspeichers zur Erzeugung von Frequenzsteuersignalen und / oder Pulsweitenmodulationssteuersignalen für die Schaltmittel eines Schaltnetzteile mit alternierend schaltenden Schaltmitteln ausgewertet werden.
  • Vorteilhafterweise umfasst die Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers eine steuerbare Stromquelle zum Beaufschlagen des Ladungsspeichers mit einem einstellbaren Ladestrom und eine steuerbare Stromsenke zum Beaufschlagen des Ladungsspeichers mit einem einstellbaren Entladestrom. Die einzelnen Lade- und Entladevorgänge können dadurch unabhängig voneinander gesteuert werden. Außerdem lassen sich die steuerbare Stromquelle und Stromsenke in bekannter Weise mittels der Halbleitertechnologie herstellen und in den Mikrocontroller integrieren. Um eine sehr feine Abstufung der Pulsweitenmodulationssteuersignale und / oder Frequenzsteuersignale zu ermöglichen, sind die steuerbare Stromquelle und die steuerbare Stromsenke derart ausgebildet, dass ihre Einstellungen in Bezug auf einen Referenzstrompegel jeweils mit einer Auflösung von mindestens 8 Bit variierbar sind. Der Referenzstrompegel für den Lade- und den Entladestrom wird dabei vorteilhafterweise mit Hilfe eines ohmschen Widerstandes vorgegeben. Als Steuermittel für die Vorrichtung zum Als Steuermittel für die Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers ist vorteilhafterweise mindestens ein Schreib-Lese-Speicher vorgesehen. Der Inhalt des Schreib-Lese-Speichers kann fortlaufend, beispielsweise programmgesteuert, aktualisiert werden und zur Steuerung der Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers gelesen werden. Die Steuermittel umfassen vorteilhafterweise ein Schaltmittel, das zum Umschalten der Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers von Laden zu Entladen des Ladungsspeichers bei Erreichen eines ersten Spannungswertes und zum Umschalten der Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers von Entladen zu Laden des Ladungsspeichers bei Erreichen eines zweiten, geringeren Spannungswertes dient. Mit Hilfe des Schaltmittels wird die Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers auf einfache Weise zu einander abwechselnden Lade- und Entladevorgänge gezwungen, so dass der Ladezustand des Ladungsspeichers einer fortwährenden Oszillation unterworfen ist, die zur Erzeugung von Frequenzsteuersignalen und / oder Pulsweitenmodulationssteuersignalen auswertbar ist. Der erste oder der zweite Spannungswert sind vorteilhafterweise mittels eines Schreib-Lese-Speichers einstellbar. Dadurch kann die vorgenannte Oszillation des Ladezustandes des Ladungsspeichers programmgesteuert beeinflusst werden.
  • Der erfindungsgemäße Mikrocontroller besitzt außerdem vorteilhafterweise Schnittstellen zur Erfassung externer Signale oder Daten und weist eine Einrichtung zur Auswertung der externen Signale oder Daten und zur programmgesteuerten Ermittlung von Stellwerten zur Steuerung der Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers auf. Dadurch kann eine Regelschleife für die Oszillation des Ladezustands des Ladungsspeichers in Abhängigkeit von externen Betriebsparametern und den davon abgeleiteten Stellwerten realisiert werden.
  • Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil zeichnet sich durch einen Mikrocontroller nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 9 aus. Im Unterschied zu den bisher üblichen Schaltnetzteilen, werden bei dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil die Signale zur Pulsweitenmodulation beziehungsweise zur Frequenzsteuerung der Schalttransistoren des Schaltnetzteils von dem Mikrocontroller generiert. Die entsprechenden Steuersignale werden vom Mikrocontroller direkt oder gegebenenfalls über Treiberschaltungen an die Steuerelektroden der Schalttransistoren des Schaltnetzteils weitergeleitet. Wie bereits oben erwähnt wurde, sind diese Steuersignale unabhängig von der Arbeitstaktfrequenz des Mikrocontrollers.
  • Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät zum Betrieb mindestens einer elektrischen Lampe besitzt einen Wechselrichter, mindestens einen an den Wechselrichter gekoppelten Lastkreis mit Anschlüssen für die mindestens eine elektrische Lampe, eine Steuerschaltung zur Steuerung der Schaltmittel des Wechselrichters und eine Gleichspannungsversorgungsschaltung für den Wechselrichter, wobei die Steuerschaltung einen Mikrocontroller mit einer Einrichtung zur Pulsweitenmodulationssteuerung und / oder Frequenzsteuerung der Schaltmittel des Wechselrichters umfasst. Erfindungsgemäß weist die Einrichtung zur Pulsweitenmodulationssteuerung und/oder Frequenzsteuerung der Schaltmittel des Wechselrichters
    • eine Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers,
    • Steuermittel für die Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen des Ladungsspeichers, die zum Steuern der Ladevorgänge und / oder der Entladevorgänge dienen, und
    • Auswertungsmittel auf, die dazu dienen, die Dauer der abwechselnden Lade- und Entladevorgänge des Ladungsspeichers auszuwerten und in Abhängigkeit davon ein Frequenzsteuersignal und/oder ein Pulsweitenmodulationssteuersignal zur Steuerung der Schaltmittel des Wechselrichters zu erzeugen.
  • Die Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers, der Ladungsspeicher und die Steuermittel für die Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers bilden einen Oszillator, der unabhängig von der Arbeitstaktfrequenz des Mikrocontrollers arbeitet. Die Oszillationen des Ladezustands des Ladungsspeichers werden mit Hilfe der Auswertungsmittel zur Erzeugung von Frequenzsteuersignalen und / oder Pulsweitenmodulationssteuersignale für den Wechselrichter ausgewertet.
  • Durch die obengenannten Merkmale des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes wird es möglich, mit Hilfe eines relativ einfachen und kostengünstigen Mikrocontrollers alle wesentlichen Steuerfunktionen eines modernen, dimmbaren Vorschaltgerätes zu realisieren. Insbesondere sind das die Leistungsfaktorkorrektur, die Steuerung des Wechselrichters, die Steuerung der Lampenelektrodenheizung, die Regelung des Lastkreises, die Helligkeitssteuerung der Lampen und die Überwachung des Lampenbetriebs. Gegenüber den bisher üblichen Vorschaltgeräten, die entweder einen freischwingenden Wechselrichter oder einen mittels eines Integrierten Schaltkreises fremdgesteuerten Wechselrichter aufweisen und eine Überwachung des Lampenbetriebs nur mit zahlreichen zusätzlichen Bauteilen gewährleisten können, kommt das erfindungsgemäße Vorschaltgerät mit vergleichsweise wenigen zusätzlichen Bauteilen aus. Die meisten Funktionen werden bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät von dem Mikrocontroller übernommen. Besonders einfach lässt sich mit dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät beispielsweise die End-of-Life-Überwachung der Lampe realisieren, die bei den Vorschaltgeräten gemäß dem Stand der Technik sehr aufwendig und teuer ist.
  • Zur abwechselnden Steuerung der Schaltmittel des Wechselrichters weist die Einrichtung zur Pulsweitenmodulationssteuerung und / oder Frequenzsteuerung vorteilhafterweise einen Frequenzteiler oder einen Impulsteiler auf, der an seinem Eingang das Umschalten der Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers von Entladen zu Laden oder von Laden zu Entladen des Ladungsspeichers detektiert und das Eingangssignal in Signale zur alternierenden Steuerung der Schaltmittel des Wechselrichters aufteilt.
  • Um die Lampenelektroden mit einem Heizstrom zu beaufschlagen, besitzt das erfindungsgemäße Vorschaltgerät vorteilhafterweise eine mit einem steuerbaren Schaltmittel ausgestattete Heizvorrichtung und der Mikrocontroller weist einen Komparator auf, der den Ladezustand des Ladespeichers mit einem Referenzwert für die Lampenelektrodenheizung vergleicht und der zum Erzeugen eines Steuersignals zur Pulsweitenmodulation des steuerbaren Schaltmittels der Heizvorrichtung dient. Dadurch kann die Oszillation des oben erläuterten Oszillators nicht nur zur Steuerung des Wechselrichters, sondern zusätzlich auch zur Regelung des Heizstroms für die Lampenelektroden ausgewertet werden. Der Referenzwert für die Lampenelektrodenheizung ist vorteilhafterweise mittels eines Schreib-Lese-Speichers einstellbar, um den Heizstrom für die Lampenelektroden an die unterschiedlichen Betriebszustände der Lampe anpassen zu können. Der Mikrocontroller weist außerdem vorteilhafterweise Synchronisationsmittel zur Synchronisierung des steuerbaren Schaltmittels der Heizvorrichtung mit einem Schaltmittel des Wechselrichters auf. Dadurch vereinfacht sich die Ansteuerung des Schaltmittels der Heizvorrichtung. Außerdem wird dadurch das Schwingverhalten des Wechselrichters positiv beeinflusst.
  • Bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät weist die Gleichspannungsversorgungsschaltung des Wechselrichters vorteilhafterweise einen Hochsetzsteller zur Leistungsfaktorkorrektur und / oder zum Erzielen einer möglichst sinusförmigen Netzstromentnahme auf, und der Mikrocontroller ist mit einer zweiten Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines zweiten Ladungsspeichers sowie mit zweiten Steuermitteln für diese zweite Vorrichtung zum Steuern der Lade- und / oder Entladevorgänge ausgestattet. Die zweite Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers, der zweite Ladungsspeicher und die zweiten Steuermittel für diese zweite Vorrichtung bilden einen zweiten Oszillator, der ebenfalls unabhängig von der Arbeitstaktfrequenz des Mikrocontrollers arbeitet. Der Mikrocontroller ist außerdem mit zweiten Auswertungsmitteln ausgestattet, die dazu dienen, die Oszillationen des Ladezustands des zweiten Ladungsspeichers zur Erzeugung von Pulsweitenmodulationssteuersignalen und/oder Frequenzsteuersignalen für das steuerbare Schaltmittel des Hochsetzstellers auszuwerten. Insbesondere werden hierfür die zum Umladen des zweiten Ladungsspeichers zwischen unterschiedlichen Ladezuständen erforderlichen Zeitspannen ausgewertet. Der Mikrocontroller übernimmt damit zusätzlich auch die Steuerung des Hochsetzstellers.
  • Um die Oszillationen des Ladezustands des zweiten Ladungsspeichers zur Erzeugung von Pulsweitenmodulationssteuersignalen und/oder Frequenzsteuersignalen auszuwerten, weisen die zweiten Auswertungsmittel vorteilhafterweise einen ersten Komparator zum Vergleich des Ladezustands des zweiten Ladungsspeichers mit einem ersten Spannungswert und einen zweiten Komparator zum Vergleich des Ladezustands des zweiten Ladungsspeichers mit einem zweiten, niedrigeren Spannungswert auf, und die zweiten Steuermittel besitzen vorteilhafterweise Schaltmittel, die zum Umschalten der zweiten Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers von Laden zu Entladen des zweiten Ladungsspeichers bei Erreichen des ersten Spannungswertes und zum Umschalten der zweiten Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers von Entladen zu Laden des zweiten Ladungsspeichers bei Erreichen des zweiten, geringeren Spannungswertes dienen. Vorteilhafterweise ist der erste oder zweite Spannungswert mittels eines Schreib-Lese-Speichers einstellbar. Dadurch kann der erste oder zweite Spannungswert, beispielsweise mittels eines vom Mikrocontroller ausgeführten Programms, verändert werden und zur Steuerung der zweiten Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers gespeichert werden.
  • Die beiden Vorrichtungen zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers weisen vorteilhafterweise jeweils eine steuerbare Stromquelle zum Beaufschlagen des Ladungsspeichers bzw. des zweiten Ladungsspeichers mit einem einstellbaren Ladestrom und jeweils eine steuerbare Stromsenke zum Beaufschlagen des Ladungsspeichers bzw. des zweiten Ladungsspeichers mit einem einstellbaren Entladestrom auf. Die steuerbaren Stromquellen und Stromsenken lassen sich auf bekannte Weise mit Hilfe der Halbleitertechnologie herstellen und in den Mikrocontroller integrieren. Die beiden Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers können dadurch mit einfachen Mitteln als Bestandteil des Mikrocontrollers hergestellt werden. Um eine feine Abstufung der Frequenzsteuersignale oder der Pulsweitensmodulationssteuersignale zu gewährleisten, sind die Einstellungen der steuerbaren Stromquellen und Stromsenken in Bezug auf einen Referenzstrompegel jeweils mit einer Auflösung von mindestens 8 Bit variierbar. Der vorgenannte Referenzstrompegel für den Ladestrom und den Entladestrom ist vorteilhafterweise mittels eines ohmschen Widerstandes vorgebbar. Dadurch ist es möglich, die Steuerung des Wechselrichters durch entsprechende Dimensionierung des ohmschen Widerstandes an unterschiedliche Netzspannungen anzupassen. Um Bauteile einzusparen, wird vorzugsweise außerdem nur ein einziger ohmscher Widerstand zur Vorgabe desselben Referenzstrompegels für die Lade- und Entladeströme der beiden Ladungsspeicher verwendet.
  • Der Mikrocontroller des erfindungsgemäßen Vorschaltgeräts besitzt vorteilhafterweise mindestens ein setzbares und rücksetzbares Statusbit, über das mindestens ein steuerbares Schaltmittel des Wechselrichters aktivierbar und deaktivierbar ist. Mit Hilfe dieses Statusbits kann auf einfache Weise eine Abschaltung des Wechselrichters bei defekter Lampe oder eine End-of-Life-Überwachung der Lampe realisiert werden. Stattdessen kann natürlich auch das steuerbare Schaltmittel des Hochsetzstellers und damit die Spannungsversorgung des Wechselrichters mittels des Statusbits deaktiviert werden, um auf einfache Weise eine Sicherheitsabschaltung des Vorschaltgerätes zu realisieren. Vorteilhafterweise besitzt der Mikrocontroller ein oder mehrere weitere setzbare und rücksetzbare Statusbits, um die Pulsweitenmodulationssteuerung des Hochsetzstellers oder des Wechselrichters wahlweise aus- oder einschalten zu können. Dadurch ist es möglich, die steuerbaren Schaltmittel des Hochsetzstellers und des Wechselrichters wahlweise ausschließlich mit Frequenzsteuersignalen oder Pulsweitenmodulationssteuersignalen oder mit Frequenzsteuersignalen und Pulsweitenmodulationssteuersignalen zu beaufschlagen.
  • Der Mikrocontroller des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist vorteilhafterweise mit Schnittstellen zur Erfassung von Betriebsparametern des Hochsetzstellers oder des Wechselrichters oder der mindestens einen elektrischen Lampe versehen, um mittels einer programmgesteuerten Einrichtung des Mikrocontrollers die Betriebsparameter auszuwerten und Stellwerte für die Steuerung der Vorrichtungen zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers zu erzeugen oder den Referenzwert für die Lampenelektrodenheizung oder den ersten bzw. zweiten Referenzwert für die Steuerung des Hochsetzstellers zu ermitteln. Vorzugsweise ist der Mikrocontroller mit Schnittstellen zur Erfassung mindestens eines Betriebsparameters des Hochsetzstellers, des Wechselrichters und des Lastkreises bzw. der mindestens einen elektrischen Lampe versehen. Dadurch können Regelschleifen für den Hochsetzsteller, den Wechselrichter und den Lastkreis mit der Lampe aufgebaut werden.
  • Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät besitzt vorteilhafterweise Anschlüsse und Mittel zur Kommunikation mit einer extern angeordneten Steuervorrichtung, die wiederum an Schnittstellen des Mikrocontrollers gekoppelt sind. Dadurch ist das erfindungsgemäße Vorschaltgerät auf den Empfang und die Verarbeitung von Steuerbefehlen einer externen Steuervorrichtung sowie an die Aussendung von Statusmeldungen an die externe Steuervorrichtung vorbereitet. Diese Prozesse werden ebenfalls von dem Mikrocontroller des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes kontrolliert.
  • Das erfindungsgemäße Verfahren zum Betreiben mindestens einer elektrischen Lampe an einem Vorschaltgerät, das einen Wechselrichter mit einer einen Mikrocontroller enthaltenden Steuerschaltung für die Schaltmittel des Wechselrichters und mindestens einen an den Wechselrichter gekoppelten Lastkreis mit Anschlüssen für die mindestens eine Lampe besitzt, zeichnet sich erfindungsgemäß dadurch aus, dass mit Hilfe des Mikrocontrollers ein Ladungsspeicher abwechselnd mit einem Ladestrom und einem Entladestrom beaufschlagt wird, und die Dauer der abwechselnden Lade- und Entladevorgänge des Ladungsspeichers ausgewertet wird und in Abhängigkeit davon ein Frequenzsteuersignal oder / und ein Pulsweitenmodulationssteuersignal zur alternierenden Steuerung der Schaltmittel des Wechselrichters erzeugt wird. Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht es, unabhängig von der Arbeitstaktfrequenz des Mikrocontrollers mit Hilfe des Mikrocontrollers Steuersignale zur Frequenzsteuerung oder / und zur Pulsweitenmodulation des Wechselrichters zu generieren. Dadurch kann ein vergleichsweise kostengünstiger Mikrocontroller, das heißt, ein Mikrocontroller mit einer niedrigen Arbeitstaktfrequenz, in dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät zur Realisierung aller wesentlichen Steuerfunktionen verwendet werden.
  • Um die Schaltmittel des Wechselrichters abwechselnd anzusteuern, wird vorteilhafterweise ein Frequenzteiler oder ein Impulsteiler verwendet, der das Umschalten der Vorrichtung zum abwechselnden Läden und Entladen eines Ladungsspeichers von Entladen zu Laden des Ladungsspeichers oder von Laden zu Entladen des Ladungsspeichers detektiert.
  • Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht auch eine Heizung der Lampenelektroden, indem der Heizstrom für die Lampenelektroden mittels eines steuerbaren Schaltmittels geregelt wird. Vorteilhafterweise werden die Signale zur pulsweitenmodulierten Steuerung des steuerbaren Schaltmittels der Heizvorrichtung mit Hilfe eines Komparators generiert, der den Ladezustand des Ladungsspeichers mit einem Referenzwert für die Lampenelektrodenheizung vergleicht. Auf diese Weise können sowohl für die Schaltmittel des Wechselrichters als auch für das steuerbare Schaltmittel der Heizvorrichtung Frequenzsteuersignale oder / und Pulsweitenmodulationsteuersignale erzeugt werden, indem die Dauer der Lade- und Entladevorgänge des Ladungsspeichers ausgewertet wird. Der Referenzwert für die Lampenelektrodenheizung wird vorteilhafterweise in Abhängigkeit von der gewünschten Heizleistung eingestellt und in einem Schreib-Lese-Speicher des Mikrocontrollers gespeichert. Die Heizleistung kann dadurch programmgesteuert mittels des Mikrocontrollers eingestellt werden. Außerdem wird das steuerbare Schaltmittel zur Regelung des Heizstroms vorteilhafterweise synchron mit einem Schaltmittel des Wechselrichters eingeschaltet. Dadurch vereinfacht sich die Ansteuerung des steuerbaren Schaltmittels der Heizvorrichtung. Die Einschaltdauer des steuerbaren Schaltmittels zur Regelung des Heizstrom ist vorzugsweise kleiner oder gleich der Einschaltdauer des entsprechenden Schaltmittels des Wechselrichters.
  • Die Gleichspannungsversorgung des Wechselrichters wird mit Hilfe eines Hochsetzstellers geregelt, um eine Leistungsfaktorkorrektur und / oder eine sinusförmige Netzstromentnahme zu gewährleisten. Vorteilhafterweise werden die Pulsweitenmodulationssteuersignale und / oder die Frequenzsteuersignale für das steuerbare Schaltmittel des Hochsetzstellers ebenfalls mit Hilfe des Mikrocontrollers erzeugt, indem ein zweiter Ladungsspeicher zwischen unterschiedlichen Ladezuständen umgeladen wird und die Zeitspannen zum Umladen des zweiten Ladungsspeichers zur Erzeugung der Pulsweitenmodulationssteuersignale und / oder der Frequenzsteuersignale für das steuerbare Schaltmittel des Hochsetzstellers ausgewertet werden. Derselbe Mikrocontroller, der zur Steuerung des Wechselrichter genutzt wird, kann so auch zur Steuerung des Hochsetzstellers verwendet werden. Das Umladen des zweiten Ladungsspeichers kann auf einfache Weise mittels zweier Komparatoren detektiert und ausgewertet werden, indem der erste Komparator den Ladezustand des zweiten Ladungsspeichers mit einem ersten Spannungswert und der zweite Komparator den Ladezustand des zweiten Ladungsspeichers mit einem zweiten, niedrigeren Spannungswert vergleicht. Beim Erreichen des ersten Spannungswertes wird der Ladevorgang beendet und der Entladevorgang des zweiten Ladungsspeichers gestartet, während beim Erreichen des zweiten, geringeren Spannungswertes der Entladevorgang beendet und der Ladevorgang des zweiten Ladungsspeichers erneut gestartet wird. Der erste oder zweite Spannungswert werden vorteilhafterweise mittels eines Schreib-Lese-Speichers eingestellt. Dadurch kann der entsprechende Spannungswert programmgesteuert variiert werden.
  • Vorteilhafterweise werden mit Hilfe des Mikrocontrollers Istwerte von Betriebsparametern des Wechselrichters oder/ und der Gleichspannungsversorgungsschaltung des Wechselrichters oder / und der mindestens einen elektrischen Lampe überwacht und zur Steuerung der Lade- beziehungsweise Entladevorgänge der Ladungsspeicher oder / und zur Bestimmung des Referenzwertes für die Lampenelektrodenheizung oder / und zur Bestimmung des ersten oder/und zweiten Spannungswertes ausgewertet. Dadurch können Regelschleifen für die Steuerung des Wechselrichters und seiner Gleichspannungsversorgung sowie für die Lampenelektrodenheizung realisiert werden.
    • IV. Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
  • Nachstehend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:
    • Figur 1
    Eine schematische Darstellung der ersten Hälfte der Schaltungsanordnung gemäß des bevorzugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes
    Figur 2
    Eine schematische Darstellung der zweiten Hälfte der Schaltungsanordnung gemäß des bevorzugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes
    Figur 3
    Ein Blockschaltbild des Mikrocontrollers
    Figur 4
    Ein Blockschaltbild des zweiten Steuermoduls G zur Steuerung des Halbbrückenwechselrichters und der Heizvorrichtung
    Figur 5
    Ein Diagramm der Steuersignale für den Wechselrichter und die Heizvorrichtung
    Figur 6
    Ein Blockschaltbild des ersten Steuermoduls E zur Steuerung des Hochsetzstellers
    Figur 7
    Ein Diagramm der Steuersignale für den Hochsetzsteller
  • In den Figuren 1 und 2 ist die Schaltungsanordnung des bevorzugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes schematisch dargestellt. Wegen ihrer Größe musste die Schaltungsanordnung auf zwei Blättern dargestellt werden. An den mit J10 bis J26 bezeichneten Verbindungsstellen sind die beiden, in den Figuren 1 und 2 abgebildeten Hälften der Schaltungsanordnung miteinander verknüpft. Bei diesem Vorschaltgerät handelt es sich um ein sogenanntes elektronisches Vorschaltgerät zum Betrieb von Leuchtstofflampen. Das Vorschaltgerät weist zwei Netzspannungsanschlüsse J1, J2 auf, an die eine aus dem Kondensator C1 und dem Transformator L1 bestehende Filterschaltung zur Funkentstörung des Vorschaltgerätes angeschlossen ist. Diese Filterschaltung ist mit einem Brückengleichrichter verbunden, der von vier Gleichrichterdioden D1, D2, D3 und D4 gebildet wird. Dem Brückengleichrichter D1-D4 ist der Kondensator C2 nachgeschaltet, der den Gleichspannungsausgang des Brückengleichrichters D1-D4 bildet. An den Kondensator C2 ist ein Hochsetzsteller angeschlossen, der den Feldeffekttransistor V1, die Drossel L2, die Diode D5 und den Widerstand R13 umfasst. Die an dem Kondensator C2 anliegende Gleichspannung dient als Versorgungsspannung für den Hochsetzsteller. Die Gate-Elektrode des Transistors V1 ist über den Widerstand R4 mit dem Pin 4 des Mikrocontrollers MC verbunden, der die Steuerung des Transistors V1 übernimmt. Der Spannungsausgang des Hochsetzstellers wird von dem Zwischenkreiskondensator C3 gebildet. Die Spannung am Zwischenkreiskondensator C3 wird mittels der Spannungsteilerwiderstände R2, R5 am Pin 21 des Mikrocontrollers MC überwacht. Zusätzlich wird zur Steuerung des Transistors V1 auch die Spannung am Kondensator C2 mit Hilfe der Spannungsteilerwiderstände R1, R18 am Pin 20 des Mikrocontrollers MC detektiert.
  • An dem Zwischenkreiskondensator C3 wird eine geglättete Gleichspannung zur Versorgung des nachgeschalteten Halbbrückenwechselrichters bereitgestellt. Der Halbbrückenwechselrichter besteht im wesentlichen aus den Feldeffekttransistoren V2, V3, den Trapezkondensatoren C10, C11, der Drossel L4, den Koppelkondensatoren C15, C16 und dem Zündkondensator C12. An den Mittenabgriff zwischen den beiden Transistoren V2, V3 des Wechselrichters ist ein Lastkreis angeschlossen, der die Drossel L4, den Zündkondensator C12, die Anschlüsse X1 bis X8 für die Elektrodenwendeln E1, E2 und E3, E4 der zwei parallel geschaltete Leuchtstofflampen LP1, LP2, den Transformator L5 und die Koppelkondensatoren C15, C16 umfasst. Der Zündkondensator C12 ist zu beiden Lampen LP1, LP2 parallel geschaltet. Die Koppelkondensatoren C15, C16 sind jeweils in Serie zu einer der Lampen LP1, LP2 angeordnet. Der Transformator L5 dient zur Symmetrisierung der Ströme in den Lampenstromkreisen. Zu diesem Zweck ist jeweils eine der Transformatorwicklungen in einem der Lampenstromkreise, das heißt, in Serie zu einer der Lampen LP1, LP2 angeordnet. Die beiden Lampenstromkreise sind bei dem Anschluss X8 und bei den beiden mit der schaltungsinternen Masse GRD verbundenen Anschlüssen der Koppelkondensatoren C15, C16 wieder zusammengeführt. Die Gate-Elektroden der Transistoren V2, V3 werden über die Widerstände R6 bzw. R7 von dem Mikrocontroller MC mit Hilfe des Integrierten Schaltkreises IC gesteuert, der im wesentlichen nur Treiberschaltungen für die Ansteuerung der Wechselrichtertransistoren und Schaltungen zur Erzeugung von Hilfsspannungen für den Mikrocontroller MC aufweist. Der Halbbrückenwechselrichter generiert im Lastkreis für die Lampen LP1, LP2 einen hochfrequenten Strom mit einer Frequenz zwischen ca. 30kHz und 100 kHz. Nach der Zündung der Gasentladung in den Lampen LP1, LP2 fließen in beiden Lampenstromkreisen über den Anschluss X8, die Entladungsstrecke der Lampe LP1 bzw. LP2, den Anschluss X5 bzw. X7 und über den Koppelkondensatoren C16 bzw. C15 hochfrequente Lampenströme. Die Drossel L4 und der Zündkondensator C12 sind als Serienresonanzkreis ausgebildet. Die zum Zünden der Gasentladung in den Leuchtstofflampen erforderliche Zündspannung wird mittels der Methode der Resonanzüberhöhung an dem Zündkondensator C12 bereitgestellt, indem während der Zündphase die Schaltfrequenz der Transistoren V2, V3 des Halbbrückenwechselrichters der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises angenähert wird. Der Mittenabgriff zwischen der Drossel L4 und dem Zündkondensator C12 ist über den Kondensator C22, den Widerstand R24 und die in Vorwärtsrichtung gepolte Diode D12 an den Pin 18 des Mikrocontrollers MC angeschlossen. An dem Pin 18 wird mittels der Widerstände R24, R25, der Dioden D12, D13 und der Kondensatoren C22, C23 eine Halbwelle des Wechselstromanteils des Laststroms überwacht. Die andere Halbwelle des Wechselstromanteils des im Lastkreis fließenden Stroms wird durch die Diode D13 auf das schaltungsinterne Massepotential GRD geklemmt. Der Pin 19 des Mikrocontrollers MC ist über den Widerstand R27 mit der Source-Elektrode des Transistors V3 verbunden und über den Kondensator C24 an das schaltungsinterne Massepotential GRD gekoppelt. Der Widerstand R9 verbindet die Source-Elektrode des Transistors V3 mit dem schaltungsinternen Massepotential GRD. Am Pin 19 wird der Strom durch den Transistor V3 überwacht.
  • Das Vorschaltgerät weist ferner eine Heizvorrichtung für die Elektroden E1-E4 der beiden Leuchtstofflampen auf, die an den Mittenabgriff zwischen den beiden Feldeffekttransistoren V2, V3 des Halbbrückenwechselrichters angeschlossen ist. Diese Heizvorrichtung besteht im wesentlichen aus dem Feldeffekttransistor V4 und dem Transformator L3. Die Primärwicklung des Transformators L3 ist einerseits mit dem Mittenabgriff zwischen den Transistoren V2, V3 und andererseits mit dem Drain-Anschluss des Transistors V4 sowie in Gleichstromvorwärtsrichtung über die Diode D8 mit dem positiven Pol des Zwischenkreiskondensators C3 verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors V4 ist über den Widerstand R17 mit dem schaltungsinternen Massepotential GRD verbunden. Die drei Sekundärwicklungen des Transformators L3 sind, bei angeschlossenen Lampen LP1, LP2, jeweils gemeinsam mit einer Gleichrichterdiode D9 bzw. D10 bzw. D11 in einem geschlossenen Stromkreis zum Heizen der Elektrodenwendeln E1 und E3 bzw. der Elektrodenwendel E2 bzw. E4 angeordnet. Der Heizstrom in den drei mit den Sekundärwicklungen des Transformators L3 bestückten Heizkreisen wird durch den Schalttakt des Transistors V4 geregelt. Zur Steuerung des Schalttakts des Transistors V4 ist seine Gate-Elektrode über den Widerstand R26 mit dem Pin 10 des Mikrocontrollers MC verbunden. Die Heizvorrichtung dient einerseits zum Vorheizen der Elektrodenwendeln E1-E4 bevor die Gasentladung in den Lampen LP1, LP2 gezündet wird, und andererseits zum Heizen der Elektrodenwendeln E1-E4 während des Dimmbetriebs der Lampen LP1, LP2. Der Heizstrom, das heißt, der Strom durch die Primärwicklung des Transformators L3 und den Transistor V4, wird mit Hilfe des RC-Gliedes R23, C18 an dem Pin 17 des Mikrocontrollers MC überwacht. Zu diesem Zweck ist der Pin 17 über den Widerstand R23 mit der Source-Elektrode des Transistors V4 verbunden.
  • Mit Hilfe des Widerstandes R10 und der Diode D9 ist ein Gleichstrompfad realisiert, der ausgehend von dem positiven Pol des Kondensators C3, über den Widerstand R10, den Anschluss X3, die Elektrodenwendel E1, den Anschluss X8, die Elektrodenwendel E3, den Anschluss X2 und über die Widerstände R14, R22 zu dem schaltungsinternen Massepotential GRD geführt ist. Dieser Gleichstrompfad ist unterbrochen, wenn eine der Lampen LP1 oder LP2 fehlt oder eine der Elektrodenwendeln E1 oder E3 defekt ist. Der Mittenabgriff zwischen den Widerständen R14, R22 ist mit dem Pin 25 des Mikrocontrollers MC verbunden, um den Gleichstrompfad zu überwachen. Zwei weitere Gleichstrompfade sind mit Hilfe des Widerstandes R11 bzw. R12 und der Dioden D10 bzw. D11 sowie der Widerstände R16, R20 bzw. R15, R21 realisiert, um die Elektrodenwendeln E2 bzw. E4 zu überwachen. Ein Bruch der Elektrodenwendel E2 bzw. E4 wird über die entsprechende Wicklung des Transformators L5 und den Widerstand R16 bzw. R15 an dem Pin 16 bzw. 15 von dem Mikrocontroller MC detektiert. An den Pins 15, 16 des Mikrocontrollers MC wird außerdem auch mittels der Spannungsteilerwiderstände R15, R21 bzw. R16, R20 der Strom durch die Lampe LP1 bzw. LP2 oder der Spannungsabfall an dem Koppelkondensator C15 bzw. C16 überwacht, um den am Ende der Lebensdauer der Lampe LP1 oder LP2 auftretenden Gleichrichteffekt der Lampe LP1 oder LP2 zu detektieren.
  • Das Vorschaltgerät weist außerdem eine Kommunikationseinrichtung DS zur Kommunikation mit einer externen Steuervorrichtung (nicht abgebildet) auf. Diese Einrichtung DS besitzt zwei Anschlüsse J3, J4, die mit der externen Steuervorrichtung verbindbar sind. Die Anschlüsse J3, J4 dienen zum Empfang von digitalen oder analogen Steuersignale von der externen Steuervorrichtung und zum Senden von Informationen, beispielsweise über den Betriebszustand der Lampen, von dem Vorschaltgerät an die externe Steuervorrichtung. Über die Anschlüsse J3, J4 ist eine bidirektionale Verbindung mit der externen Steuervorrichtung möglich. Ein Ausgang der Kommunikationseinrichtung DS ist mit dem schaltungsinternen Massepotential GRD verbunden. Der Pin 6 des Mikrocontrollers MC ist zur Übermittlung von Daten an die externe Steuereinheit mit dem Eingang der Kommunikationseinrichtung DS verbunden und der Pin 5 des Mikrocontrollers MC ist zum Empfang und zur Auswertung von Steuerbefehlen von der externen Steuervorrichtung an den Ausgang der Kommunikationseinrichtung DS angeschlossen.
  • Der Integrierte Schaltkreis IC enthält Treiberschaltungen für die Transistoren V2, V3, insbesondere eine Bootstrap-Schaltung für den Transistor V2 und Level-Shift-Schaltungen für die Steuerung der Transistoren V2, V3. Der Kondensator C9 und die Pins 1,2, 3 und 14 des Integrierten Schaltkreises IC sind diesen Treiberschaltungen der Transistoren V2, V3 zugeordnet. Die Steuersignale zur Regelung des Schalttaktes der Transistoren V2, V3 bzw. zur Frequenzsteuerung des Halbbrückenwechselrichters werden von den Mikrocontroller MC generiert und über den Pin 24 bzw. 23 dem Pin 9 bzw. 10 des Integrierten Schaltkreises IC zugeführt. Mit Hilfe des Widerstandes R8, der den Pin 13 des Integrierten Schaltkreises IC mit dem Source-Anschluss des Transistors V3 verbindet, und des Kondensators C8, über den der Pin 13 des Integrierten Schaltkreises IC an das Massepotential GRD gekoppelt ist, wird ein Detektor realisiert, der eine zu hohe Strombelastung der Transistoren V2, V3 verhindert. Über den Widerstand R3 ist der Pin 5 des Integrierten Schaltkreises IC mit dem positiven Pol des Kondensators C2 verbunden. Über den Pin 5 wird während der Startphase, das heißt, bevor der Halbbrückenwechselrichter seine Oszillation aufgenommen hat, eine Spannungsversorgung des Integrierten Schaltkreises IC gewährleistet. An den Pins 8 und 11 des Integrierten Schaltkreises IC werden mit Hilfe der Kondensatoren C14 bzw. C25 Hilfsspannungen von 5 V bzw. 15 V für den Mikrocontroller MC bereitgestellt. Solange der Halbbrückenwechselrichter oszilliert, wird die Spannung zur Versorgung des Integrierten Schaltkreises IC und des Mikrocontrollers MC mittels des an den Pin 7 des Integrierten Schaltkreises IC und an den Mittenabgriff zwischen dem Zündkondensator C12 und der Drossel L4 angeschlossenen Kondensators C13 und mittels eines in dem Integrierten Schaltkreis IC integrierten Zweipunktreglers aus dem Lastkreis abgeleitet.
  • Nachstehend werden der Aufbau des Mikrocontrollers MC und die Erzeugung der Steuersignale für die Transistoren V1-V4 mit Hilfe des Mikrocontrollers MC näher erläutert.
  • In Figur 3 ist der Aufbau des Mikrocontrollers MC schematisch dargestellt. Der Mikrocontroller MC besitzt einen Taktgeber, der den Arbeitstakt des Mikrocontrollers bestimmt, eine zentrale Prozessoreinheit, einen Programmspeicher, einen Datenspeicher und eine mathematische Einheit zur Durchführung einfacher mathematischer Operationen. Die vorgenannten Teile des Mikrocontrollers MC werden in dem Blockschaltbild der Figur 2 durch das Modul A repräsentiert. Dem Modul A sind die Pins 1 und 2, 15 bis 22 und 23 bis 28 zugeordnet. An den Pins 1 bis 2 ist der Schwingquarz B2 zur Steuerung des Taktgebers angeschlossen. Die Arbeitstaktfrequenz des Mikrocontrollers beträgt 8 MHz. Das Modul B ist ein Interface, das zur Aufbereitung der digitalen oder analogen Daten für die Kommunikation mit der Kommunikationseinrichtung DS dient. Dem Modul B sind die Pins 5 und 6 des Mikrocontrollers MC zugeordnet. Bei dem Modul C handelt es sich um eine 5V-Spannungsversorgung, die.über die Pins 11 und 12 des Mikrocontrollers MC mit dem Kondensator C14 bzw. mit dem Massepotential GRD verbunden ist. Durch den Adress- und Datenbus D sind alle Komponenten des Mikrocontrollers MC miteinander verbunden. Das erste Kontrollmodul E und die ihm zugeordneten Pins 3, 4 und 9 des Mikrocontrollers MC dient zur Steuerung des Transistors V1 des Hochsetzstellers. Das zweite Kontrollmodul G und die ihm zugeordneten Pins 7, 8 und 10 des Mikrocontrollers MC dient zur Steuerung der Transistoren V2 und V3 des Halbbrückenwechselrichters sowie zur Steuerung des Transistors V4 der Heizvorrichtung. Beide Kontrollmodule E, G sind über den Datenbus F miteinander verbunden. Bei dem Modul H handelt es sich um eine 15V-Spannungsquelle, die über die Pins 13, 14 des Mikrocontrollers MC mit dem Massepotential GRD bzw. mit dem Kondensator C25 verbunden ist.
  • Der Aufbau des Steuermoduls G ist schematisch in dem Blockschaltbild der Figur 4 dargestellt. Das Steuermodul G weist zur Steuerung der Transistoren V2, V3 des Halbbrückenwechselrichters die steuerbare Stromquelle SQ1, die steuerbare Stromsenke SS1, die Schreib-Lese-Speicher DR1, DR2, den Schalter US1 zum abwechselnden Ein- und Ausschalten der steuerbaren Stromquelle und Stromsenke, den Frequenzteiler FT1 zur Frequenzhalbierung des Umschaltsignals des Schalters US1, den Datenspeicher DR3 zum Speichern der Steuersignale für die Transistoren V2, V3, die Referenzstromquelle IR zur Vorgabe eines möglichst konstanten Referenzstromes IRef für die steuerbare Stromquelle SQ1 und Stromsenke SS1 und Logische Schaltungskomponenten O1-O3, U1-U6 auf.
  • Am Pin 7 des Mikrocontrollers MC wird eine konstante Ausgangsspannung von 2 V bereitgestellt, die gemäß des ohmschen Gesetzes durch den Widerstand R30 einen konstanten Referenzstrom IRef fließen lässt. Der Wert dieses Referenzstromes IRef ist durch die Wahl des Widerstandswertes des Widerstands R30 vorgebbar. Der lineare Arbeitsbereich des Referenzstromes IRef erstreckt sich von 5 µA bis 50 µA. Am Pin 8 des Mikrocontrollers MC ist der Kondensator C27 angeschlossen, der als elektrischer Ladungsspeicher dient. Mit Hilfe der steuerbaren Stromquelle SQ1 wird der Kondensator C27 aufgeladen. Erreicht der Spannungsabfall am Kondensator C27 einen Wert von 3 V, so wird die steuerbare Stromquelle SQ1 durch den Schalter US 1 abgeschaltet und die steuerbare Stromsenke eingeschaltet, die den Kondensator C27 entlädt. Erreicht der Spannungsabfall am Kondensator C27 den Wert von 1,5 V, so wird die steuerbare Stromsenke SS1 durch den Schalter US1 abgeschaltet und die steuerbare Stromquelle SQ1 wieder eingeschaltet, die den Kondensator wieder auf einen Spannungswert von 3 V auflädt. Auf diese Weise wird der Kondensator C27 abwechselnd aufgeladen und entladen. Der Spannungsabfall am Kondensator C27 oszilliert daher fortwährend zwischen den Werten 1,5 V und 3 V. Die steuerbare Stromquelle SQ1 und die steuerbare Stromsenke SS1 sowie der Schalter US1 bilden eine Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen des Kondensators C27. Der von der steuerbaren Stromquelle SQ1 generierte Ladestrom für den Kondensator C27 ist mittels des Schreib-Lese-Speichers DR1 einstellbar. Der Schreib-Lese-Speicher DR1 ist ein 16 Bit Datenregister, von dem 12 Bit zur Steuerung der Stromquelle SQ1 genutzt werden. Der Ladestrom für den Kondensator C27 ist deshalb mit einer Auflösung von 12 Bit zwischen den Werten IRef/256 und 32 IRef einstellbar, wobei die Abkürzung IRef für die Referenzstromstärke der Referenzstromquelle IR steht. Der Eintrag in dem Datenregister DR1 bestimmt den Ladestrom für den aktuellen bzw. folgenden Ladevorgang am Kondensator C27 und damit die Zeitspanne, die für diesen Ladevorgang benötigt wird. Analog ist der von der steuerbaren Stromsenke SS1 generierte Entladestrom des Kondensators C27 mittels des Schreib-Lese-Speichers DR2 einstellbar. Der Schreib-Lese-Speicher DR2 ist ein 8 Bit Datenregister. Der Entladestrom des Kondensators C27 ist deshalb mit einer Auflösung von 8 Bit zwischen den Werten 0,25 IRef und 128 IRef einstellbar. Der Eintrag in dem Datenregister DR2 bestimmt den Entladestrom für den aktuellen bzw. folgenden Entladevorgang am Kondensator C27 und damit die Zeitspanne, die für diesen Entladevorgang erforderlich ist. Die Oszillationen des Ladezustands des Kondensators C27 und des Spannungsabfalls am Kondensator C27 sind daher unabhängig von der Arbeitstaktfrequenz des Mikrocontrollers MC. Die Umschaltsignale des Schalters US1 werden von dem Frequenzteiler FT1 und den UND-Gattern U1, U2 zur Erzeugung von Steuersignalen für die Transistoren V2, V3 des Halbbrückenwechselrichters ausgewertet. Der Frequenzteiler FT1 detektiert nur die Schaltimpulse des Schalters US1, die einen neuen Ladevorgang des Kondensators C27 starten, und schaltet seine beiden Ausgänge, die jeweils mit dem Eingang eines UND-Gatters U1 bzw. U2 verbunden sind, bei jedem derartigen Schaltimpuls abwechselnd auf "High" bzw. "Low". Die Umschaltsignale des Schalters US1 werden andererseits aber auch direkt dem Eingang der UND-Gatter U1, U2 zugeführt. Außerdem enthält das Statusregister SR1 ein Statusbit zum Aktivieren und Deaktivieren der Steuersignale für den Transistor V2 sowie ein Statusbit zum Aktivieren und Deaktivieren der Steuersignale für den Transistor V3. Der Zustand des Statusbits zum Aktivieren und Deaktivieren der Steuersignale für den Transistor V2 wird von dem UND-Gatter U2 überwacht, während der Zustand des Statusbits für den Transistor V3 von dem UND-Gatter U1 detektiert wird. Die Ausgangszustände des UND-Gatters U1 bzw. U2 werden jeweils in einem Bit des Datenregisters DR3 gespeichert und sind über den Adress- und Datenbus D an den Pins 23 bzw. 24 des Mikrocontrollers MC abrufbar. Über den Pin 23 bzw. 24 des Mikrocontrollers MC, der mit dem Pin 10 bzw. 9 des Integrierten Schaltkreises IC verbunden ist, werden die Ausgangszustände der UND-Gatter U1 bzw. U2 den Treiberschaltungen zur Ansteuerung der Gate-Elektrode des Transistors V3 bzw. V2 mitgeteilt. Die Frequenz des Halbbrückenwechselrichters, das heißt, der Schalttakt seiner Transistoren V2, V3, wird durch die Dauer der einzelnen Lade- und Entladevorgänge des Kondensators C27 gesteuert. Anhand der Diagramme a) bis e) der Figur 5 soll dieser Sachverhalt nachstehend näher erläutert werden.
  • Die dreieckförmige Kurve des Diagramms a) zeigt den zeitlichen Verlauf des Spannungsabfalls am Kondensator C27. Der Spannungsabfall am Kondensator C27 variiert linear mit der Zeit zwischen den Werten 1,5 V und 3 V. Das Diagramm b) zeigt den zeitlichen Verlauf des Ladestroms für den Kondensator C27. Der Ladestrom kann gemäß der obigen Erläuterungen zur steuerbaren Stromquelle SQ1 4096 unterschiedliche diskrete Werte annehmen. Im Diagramm c) ist der zeitliche Verlauf des Entladestroms für den Kondensator C27 dargestellt. Der Entladestrom kann gemäß der obigen Erläuterungen zur steuerbaren Stromsenke SS1 256 unterschiedliche diskrete Werte annehmen. Das Diagramm d) zeigt den zeitlichen Verlauf des am Pin 23 des Mikrocontrollers MC abrufbaren Steuersignals LG für die Treiberschaltung des Transistors V3. Das Diagramm e) zeigt den zeitlichen Verlauf des am Pin 24 des Mikrocontrollers MC abrufbaren Steuersignals HG für die Treiberschaltung des Transistors V2. Die Dauer für die einzelnen Ladevorgänge am Kondensator C27 wird durch die Höhe des Ladestroms IL1 bestimmt. Je größer der Ladestrom IL1, um so geringer ist die Zeitspanne, die zum Laden des Kondensators von 1,5 V auf 3 V benötigt wird. Analog dazu ist die Dauer für die einzelnen Entladevorgänge am Kondensator C27 durch die Höhe des Entladestroms IE1 bestimmt. Je größer der Entladestrom IE1, um so geringer ist die Zeitspanne, die zum Entladen des Kondensators von 3 V auf 1,5 V benötigt wird. Durch Vergleich des Spannungsverlaufs am Kondensator C27 des Diagramms a) mit den Kurven der Diagramme d) und e) wird deutlich, dass während der Dauer des 1., 3., 5. usw. Ladevorgangs des Kondensators C27 von 1,5 V auf 3 V das Steuersignal LG für den Transistor V3 den Logikzustand "High" annimmt und das Steuersignal HG für den Transistor V2 den Logikzustand "Low" führt. Während der Dauer des 2., 4., 6. usw. Ladevorgangs des Kondensators C27 von 1,5 V auf 3 V nimmt hingegen das Steuersignal HG für den Transistor V2 den Logikzustand "High" an und das Steuersignal LG für den Transistor V3 führt den Logikzustand "Low". Während der Dauer der Entladevorgänge des Kondensators C27 von 3 V auf 1,5 V nehmen beide Steuersignale LG und HG den Logikzustand "Low" an. Das bedeutet, dass der Transistor V2 bzw. V3 eingeschaltet ist, solange das ihm zugeordnete Steuersignal HG bzw. LG den Zustand "High" führt. Die Transistoren V2, V3 des Halbbrückenwechselrichters werden auf diese Weise alternierend ein- und ausgeschaltet. Während der Dauer der Entladevorgänge des Kondensators C27 sind beide Transistoren V2, V3 ausgeschaltet. Die Auswertung des Spannungsverlaufs am Kondensator C27 ermöglicht so eine frequenzmodulierte Steuerung des Halbbrückenwechselrichters.
  • Die Werte für den Ladestrom IL1 bzw. den Entladestrom IE1 sind durch die in dem Datenregister DR1 bzw. DR2 gespeicherten Daten festgelegt. Diese Daten werden mit Hilfe des Moduls A programmgesteuert in Abhängigkeit von der am Pin 18 des Mikrocontrollers MC detektierten Halbwelle des Wechselstromanteils des Stroms im Lastkreis und von dem am Pin 19 detektierten Strom durch den Transistor V3 ermittelt. Das Modul A des Mikrocontrollers MC berechnet programmgesteuert aus dem Vergleich der vorgenannten Betriebsparameter mit vorgegebenen Sollwerten Stellwerte zur Steuerung der steuerbaren Stromquelle SQ1 und der steuerbaren Stromsenke SS1, die in den Datenregistern DR1 und DR2 gespeichert werden. Auf diese Weise wird für die frequenzmodulierte Steuerung des Halbbrückenwechselrichters in Abhängigkeit von seinen Betriebsparametern und den vorgegebenen Sollwerten eine Regelschleife realisiert. Die Sollwerte für die frequenzmodulierte Steuerung des Halbbrückenwechselrichters werden programmgesteuert vom Modul A des Mikrocontrollers MC ermittelt, beispielsweise in Abhängigkeit von externen Steuerbefehlen zum Dimmen der Lampen LP1, LP2, die über die Schnittstellen J3, J4 der Kommunikationseinrichtung DS mitgeteilt und dem Pin 5 des Mikrocontrollers MC zugeführt werden. Die Datenregister DR1 bis DR4 und das Statusregister SR1 sind mit dem Adress- und Datenbus D verbunden. .
  • Der im Diagramm a) der Figur 5 dargestellte Spannungsverlauf am Kondensator C27 wird außerdem auch zur Erzeugung pulsweitenmodulierter Steuersignale für den Transistor V4 der Heizvorrichtung für die Elektrodenwendeln E1-E4 der Lampen LP1, LP2 ausgewertet. Zu diesem Zweck dienen der als 8 Bit Datenregister ausgebildete Schreib-Lese-Speicher DR4, der Komparator K1, dessen invertierender Eingang den Spannungsabfall am Kondensator C27 detektiert und dessen nichtinvertierender Eingang von dem Datenregister DR4 gesteuert wird, das Statusregister SR1 und die Logischen Schaltungskomponenten O1, 02, U3, U4, U5, 03 sowie die Treiberschaltung TR1 für den Transistor V4. Der Komparator K1 vergleicht den Spannungsverlauf am Kondensator C27 mit dem im Datenregister DR4 gespeicherten Stellwert für die Regelung des Heizstromes. Der vorgenannte Stellwert ist mit einer Auflösung von 8 Bit variierbar. Entsprechend ist auch die Spannung am nicht-invertierenden Eingang des Komparators K1 mit derselben Auflösung im Bereich von 1,5 V bis 3 V variierbar. Das Ausgangssignal des Komparators K1 wird über das ODER-Gatter O1 und das UND-Gatter U3 dem ODER-Gatter 03 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Eingang der Treiberschaltung TR1 verbunden ist, die über den Pin 10 des Mikrocontrollers MC und den Widerstand R26 die Gate-Elektrode des Transistors V4 ansteuert. Das Ausgangssignal des Komparators K1 wird zusätzlich auch dem ODER-Gatter 02 zugeführt, dessen Ausgang mit den UND-Gattern U1 und U2 verbunden ist. Der Ausgang des UND-Gatters U1 ist über das UND-Gatter U3 mit dem ODER-Gatter 03 verbunden. Der Ausgang des UND-Gatters U2 ist über das UND-Gatter U4 mit dem ODER-Gatter 03 verbunden. Das 8 Bit Statusregister SR1 besitzt ein erstes Statusbit zum Aktivieren bzw. Deaktivieren eines maximalen Heizstroms, das über das ODER-Gatter O1, das UND-Gatter U3 mit dem ODER-Gatter 03 verbunden ist. Maximaler Heizstrom bedeutet, dass die Einschaltdauer des Transistors V4 gleich der Einschaltdauer des Transistors V2 oder V3 ist. Das zweite Statusbit des Statusregisters SR1, das über das UND-Gatter U3 mit dem ODER-Gatter 03 verbunden ist, dient zum Aktivieren bzw. Deaktivieren des synchronen Einschaltens der Transistoren V3 und V4. Das dritte Statusbit des Statusregisters SR1, das über das UND-Gatter U4 mit dem ODER-Gatter 03 verbunden ist, dient zum Aktivieren bzw. Deaktivieren des synchronen Einschaltens der Transistoren V2 und V4. Das vierte Statusbit des Statusregisters SR1 ist mit dem UND-Gatter U6 verbunden, dessen Ausgang über den Datenbus F mit dem Steuermodul E verbunden ist. Da der Ausgang des UND-Gatters U1 mit dem UND-Gatter U6 verbunden ist, wird durch das vierte Statusbit die Verbindung des Steuersignals LG zum Steuermodul E Aktiviert bzw. Deaktiviert. Das fünfte Statusbit des Statusregisters SR1 ist über das UND-Gatter U5 mit dem ODER-Gatter 03 verbunden. Das UND-Gatter U5 erhält über den Datenbus F außerdem von dem Steuermodul E ein Eingangssignal. Durch das fünfte Statusbit ist die Synchronisation der Steuersignale für die Transistoren V1 und V4 Aktivierbar bzw. Deaktivierbar. Das sechste Stausbit des Statusregisters SR1, das mit dem ODER-Gatter 02 verbunden ist, dient zum Aktivieren bzw. Deaktivieren der Pulsweitenmodulation der Steuersignale LG und HG. Das siebte bzw. achte Statusbit, das mit dem UND-Gatter U1 bzw. U2 verbunden ist, dient zum Aktivieren bzw. Deaktivieren der Steuersignale LG bzw. HG für die Transistoren V3 bzw. V2 sowie für den Transistor V4.
  • Mittels des siebten oder achten Statusbits kann auf einfache Weise eine Abschaltung des Halbbrückenwechselrichters und der Heizvorrichtung bei defekten Lampen LP1, LP2 durchgeführt werden. Wie bereits oben erwähnt wurde, ist mittels des Widerstandes R10, der Diode D9 und der entsprechenden Sekundärwicklung des Transformators L3 ein Gleichstrompfad realisiert, in den die Elektrodenwendeln E1 und E3 seriell geschaltet sind. Fehlt eine der Lampen LP1, LP2, so ist dieser Gleichstrompfad unterbrochen. Über den Widerstand R14 wird der Strom in diesem Gleichstrompfad am Pin 25 des Mikrocontrollers MC überwacht. Ist der vorgenannte Gleichstrompfad unterbrochen, so kann durch Rücksetzen des siebten oder achten Statusbits des Statusregisters SR1 das Steuersignal LG bzw. HG abgeschaltet und der Halbbrückenwechselrichter dadurch stillgelegt werden.
  • Wie bereits oben erwähnt wurde, wird ein Bruch der Elektrodenwendel E2 bzw. E4 über die entsprechende Wicklung des Transformators L5 und den Widerstand R16 bzw. R15 an dem Pin 16 bzw. 15 von dem Mikrocontroller MC detektiert. Außerdem wird an den Pins 15 bzw. 16 des Mikrocontrollers MC mittels der Spannungsteilerwiderstände R15, R21 bzw. R16, R20 der Strom durch die Lampe LP1 bzw. LP2 oder der Spannungsabfall an dem Koppelkondensator C15 bzw. C16 überwacht, um den am Ende der Lebensdauer der Lampe LP1 oder LP2 auftretenden Gleichrichteffekt der Lampe LP1 oder LP2 zu detektieren. Die Information wird vom Mikrocontroller MC ausgewertet und kann über den Pin 6 und die Kommunikationseinrichtung DS an eine externe Steuervorrichtung übermittelt werden oder zur Steuerung der Transistoren V2, V3 bzw. V4 verwendet werden.
  • Anhand der Diagramme a) und f) der Figur 5 wird nachstehend die Erzeugung von pulsweitenmodulierten Steuersignalen für die Gate-Elektrode des Transistors V4 erläutert. Im Diagramm a) der Figur 5 ist neben des dreieckförmigen zeitlichen Spannungsverlaufs des Kondensators C27 auch eine mit der Zeit in drei Stufen abnehmende Treppenfunktion dargestellt, die den im 8 Bit Datenregister DR4 gespeicherten Stellwert zur Regelung des Heizstroms repräsentiert. Dieser Stellwert wird dem nicht-invertierenden Eingang des Komparators K1 zugeführt. Da bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel das dritte Statusbit des Statusregisters SR1 gesetzt ist, gehen die Steuersignale HTG und HG für die Transistoren V4 und V2 gleichzeitig vom Zustand "Low" in den Zustand "High" über. Das bedeutet, dass der Transistor V4 immer synchron mit dem Transistor V2 des Halbbrückenwechselrichters eingeschaltet wird. Die Einschaltdauer bzw. der Ausschaltzeitpunkt des Transistors T4 und damit auch die Pulsweite des Steuersignals HTG hängen vom Ausgangssignal des Komparators K1 ab, der den im Datenregister DR4 gespeicherten Stellwert für die Regelung des Heizstroms mit dem momentanen Spannungsabfall am Kondensator C27 vergleicht. Erreicht während der Ladevorgänge des Kondensators C27, bei denen das Steuersignal HTG sich im Zustand "High" befindet, die Spannung am Kondensator C27 den im Datenregister DR4 gespeicherten Wert, so wechselt das Steuersignal HTG von dem Zustand "High" in den Zustand "Low". Da das am nicht-invertierenden Eingang des Komparators K1 anliegende Signal nur Werte zwischen 1,5 V und 3 V annehmen kann, ist die Pulsweite des Steuersignals HTG kleiner oder gleich der Pulsweite des Steuersignals HG. Das bedeutet, dass die Einschaltdauer des Transistors V4 maximal genauso lang wie die Einschaltdauer des Transistors V2 ist. In diesem Fall fließt durch die Elektrodenwendeln E1-E4 der größtmögliche Heizstrom. Um eine Regelschleife für den Heizstrom aufzubauen, wird über das RC-Glied R23, C18 am Pin 17 der Strom durch den Transistor T4 bzw. durch die Primärwicklung des Transformators L3 überwacht und programmgesteuert mittels des Moduls A mit einem Sollwert verglichen und in Abhängigkeit von dem Vergleich ein Stellwert zur Erzeugung des Steuersignals HTG in dem Datenregister DR4 gespeichert. Der erforderliche Heizstrom ist abhängig vom Betriebszustand der Lampen LP1, LP2. Während der Vorheizphase wird ein relativ hoher Heizstrom benötigt, um eine schonende Zündung der Gasentladung zu ermöglichen. Außerdem ist auch ein Heizstrom für die Elektrodenwendeln bei stark gedimmten Lampen LP1, LP2 nötig.
  • In Figur 6 ist schematisch der Aufbau des Steuermoduls E zur Steuerung des Transistors V1 des Hochsetzstellers, der zur Gleichspannungsversorgung des nachgeschalteten Halbbrückenwechselrichters dient, dargestellt. Das Steuermodul E weist die steuerbare Stromquelle SQ2, die steuerbare Stromsenke SS2, die Schreib-Lese-Speicher DR5, DR6, DR7, die Statusregister SR1, SR2, SR3, die Komparatoren K2, K3, K4, K5 und die Treiberschaltung TR2 für den Transistor V1 auf. Die vorgenannten Komponenten des Steuermoduls E sind durch Logische Schaltungskomponenten miteinander vernetzt. Das Statusregister SR1 ist dasselbe Statusregister, das bereits im Zusammenhang mit dem Steuermodul G beschrieben wurde. Die steuerbare Stromquelle SQ2 dient zum Laden des an dem Pin 9 des Mikrocontrollers MC angeschlossenen Kondensators C26 und die steuerbare Stromsenke SS2 dient zum Entladen des Kondensators C26. Die steuerbare Stromquelle SQ2 und die steuerbare Stromsenke SS2 sind jeweils an die Referenzstromquelle IR gekoppelt. Der Ladestrom und der Entladestrom für den Kondensator C26 sind jeweils mit einer Auflösung von 8 Bit zwischen den Werten 0,25 IRef und 128 IRef einstellbar. Hierzu dienen die jeweils als 8 Bit Datenregister ausgebildeten Schreib-Lese-Speicher DR5 und DR6. Mittels des Datenregisters DR6 wird der Ladestrom und mittels DR5 der Entladestrom eingestellt.
  • Mit Hilfe der steuerbaren Stromquelle SQ2 wird der am Pin 9 des Mikrocontrollers MC angeschlossene Kondensator C26 auf einen vorgebbaren oberen Spannungswert, der im Bereich von 1,5 V bis 3 V liegt, aufgeladen. Bei Erreichen des oberen Spannungswertes wird der Ladevorgang abgebrochen und der Entladevorgang des Kondensators C26 mit Hilfe der steuerbaren Stromsenke SS2 gestartet. Erreicht die Spannung am Kondensator den unteren Spannungswert von 1,5 V, so wird der Entladevorgang abgebrochen und ein neuer Ladevorgang am Kondensator C26 gestartet. Das Aktivieren und Deaktivieren der steuerbaren Stromquelle SQ2 und der steuerbaren Stromsenke SS2 zum abwechselnden Laden und Entladen des Kondensators C26 wird mit Hilfe des RS-Flip-Flops FL1 und mittels der Komparatoren K2 und K4 oder alternativ mittels der Komparatoren K3 und K4 durchgeführt. Der Komparator K2 vergleicht die Spannung am Kondensator C26 mit dem oberen Spannungswert, während der Komparator K4 die Spannung am Kondensator C26 mit dem unteren Spannungswert von 1,5 V vergleicht. Der obere Spannungswert ist mittels des 8 Bit Datenregisters DR7, das mit dem invertierenden Eingang des Komparators K2 verbunden ist, einstellbar. Anstelle des Komparators K2 kann aber auch der Komparator K3 gewählt werden, um die Spannung am Kondensator C26 mit dem oberen Spannungswert zu vergleichen. Bei Verwendung des Komparators K3 beträgt der obere Spannungswert allerdings 3 V und kann nicht variiert werden. Zur Steuerung der steuerbaren Stromquelle SQ2 und der steuerbaren Stromsenke SS2 für die einander abwechselnden Lade- und Entladevorgänge am Kondensator C26 sind die Ausgänge der Komparatoren K2 und K3 über den Positiven-Flanken-Generator FG1, das UND-Gatter U7 und das ODER-Gatter 04 bzw. über den Positiven-Flanken-Generator FG2, das UND-Gatter U8 und das ODER-Gatter 04 mit dem Setzeingang des RS-Flip-Flops FL1 verbunden. Der Ausgang des Komparators K4 ist über den Positiven-Flanken-Generator FG3 mit dem Rücksetzeingang des RS-Flip-Flops FL1 verbunden. Die beiden Ausgänge des RS-Flip-Flops FL1 sind mit der steuerbaren Stromquelle SQ2 bzw. mit der steuerbaren Stromsenke SS2 verbunden. Die steuerbare Stromquelle SQ2, die steuerbare Stromsenke SS2, die Komparatoren K2 (bzw. K3) und K2 sowie der RS-Flip-Flop FL1 bilden eine Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers, die den Kondensator C26 abwechselnd mit einem Ladestrom und einem Entladestrom beaufschlagt. Die Spannung am Kondensator C26 oszilliert daher fortwährend zwischen dem oberen und unteren Spannungswert. Diese Oszillation ist unabhängig von der Arbeitstaktfrequenz des Mikrocontrollers MC. Aus den Zeitspannen, die zum Laden bzw. Entladen des Kondensators C26 zwischen dem oberen und dem unteren Spannungswert erforderlich sind, wird mittels der Komparatoren K2 (bzw. K3), K4, der Positiven-Flanken-Generatoren FG1-FG3, des RS-Flip-Flops FL2 und der Logischen Schaltungskomponenten U9-U11, 05, 06 ein frequenzmoduliertes und pulsweitenmoduliertes Steuersignal PG für den Eingang der Treiberschaltung TR2 erzeugt, das über den Pin 4 des Mikrocontrollers MC und den Widerstand R4 der Gate-Elektrode des Transistors V1 zugeführt wird. Außerdem weist das Steuermodul E noch den Komparator K5, die RS-Flip-Flops FL3, FL4, das ODER-Gatter 07 und die Statusregister SR2, SR3 auf. Die Statusregister SR1-SR3 und die Datenregister DR5-DR7 sind mit dem Adress- und Datenbus D verbunden. Mit Hilfe des RC-Gliedes R32, C28 wird der Strom durch den Transistor V1 am Pin 3 des Mikrocontrollers MC überwacht. Mittels des Komparators K5, des ODER-Gatters 07 und des RS-Flip-Flops FL4 wird der Transistor V1 vor zu hohen Strömen geschützt, indem das Steuersignal PG für den Transistor V1 beim Auftreten eines zu hohen Stromes abgeschaltet wird. Zu diesem Zweck ist der Pin 3 des Mikrocontrollers MC mit dem nicht-invertierenden Eingang des Komparators K5 verbunden, während am invertierenden Eingang des Komparators K5 ein Referenzwert anliegt, der mittels des Statusregisters SR3 mit einer Auflösung von 4 Bit zwischen den Werten 0 V bis 2 V einstellbar ist und der die Abschaltschwelle für das Steuersignal PG definiert. Im Fall des Abschaltens des Steuersignals PG durch den Komparator K5 und den RS Flip-Flop FL4 wird mittels des RS-Flip-Flops FL3 das erste Statusbit des Statusregisters SR2 gesetzt. Das zweite Statusbit des Statusregisters SR2 wird in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des ODER-Gatters 06 gesetzt bzw. rückgesetzt und gibt an, ob ein Steuersignal PG vorhanden ist oder nicht. Die restlichen 6 Bit des Statusregisters SR2 sind unbenutzt. Von dem Statusregister SR3 werden die ersten vier Bit zur Ansteuerung des invertierenden Eingangs des Komparators K5 verwendet. Das fünfte Bit des Statusregisters SR3 ermöglicht eine zusätzliche Steuerung der Referenzstromquelle IR. Das sechste Bit des Statusregisters SR3 ist unbenutzt. Mit Hilfe des siebten Bits des Statusregisters SR3 und des UND-Gatters U9 ist das Steuersignal für die Treiberschaltung TR2 und den Transistor V1 aktivierbar bzw. deaktivierbar. Mit Hilfe des achten Bits des Statusregisters SR3 und der UND-Gatters U7, U8 ist wahlweise das Ausgangssignal des Komparators K2 oder des Komparators K3 aktivierbar. Dadurch werden zwei unterschiedliche Betriebsmodi des Hochsetzstellers ermöglicht. Bei aktivem Ausgangssignal des Komparators K2 regelt der Hochsetzsteller nicht nur die Versorgungsspannung des Halbbrückenwechselrichters, sondern dient zusätzlich zur Leistungsfaktorkorrektur. Diese Betriebsweise wird zum Betreiben von Entladungslampen, insbesondere von Leuchtstofflampen bevorzugt. Die andere Betriebsweise des Hochsetzstellers eignet sich zum Betreiben von Niedervolt-Halogenglühlampen an einem elektronischen Transformator, der einen Hochsetzsteller zur Regelung der Versorgungsspannung des nachgeschalteten Wechselrichters aufweist. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das Ausgangssignal des Komparators K2 aktiv. Das Steuersignal PG kann über das UND-Gatter U12, den Datenbus F und das UND-Gatter U5 mittels des fünften Statusbits des Statusregisters SR1 auch am Pin 10 des Mikrocontrollers MC zur Steuerung des Transistors V4 verfügbar gemacht werden. Andererseits kann das Steuersignal LG des Steuermoduls G zur Steuerung des Transistors V3 über das UND-Gatter U6, den Datenbus F und das ODER-Gatter 07 mittels des vierten Statusbits des Statusregisters SR1 auch am Pin 4 des Mikrocontrollers MC zur Steuerung des Transistors V1 verfügbar gemacht werden.
  • Anhand der Figur 7 wird nachfolgend die Erzeugung des Steuersignals PG für den Transistor V1 näher erläutert. Die dreieckförmige Kurve im Diagramm a) der Figur 7 repräsentiert den zeitlichen Spannungsverlauf am Kondensator C26. Die stufenförmige Kurve im Diagramm a) der Figur 7 stellt den zeitlichen Verlauf des Speicherinhalts des Datenregisters DR7 dar, der mit einer Auflösung von 8 Bit Werte zwischen 1,5 V und 3 V annehmen kann. Im Diagramm b) ist der zeitliche Verlauf des am Pin 4 des Mikrocontrollers MC abrufbaren Steuersignals PG für die Gate-Elektrode des Transistors V1 dargestellt. Das Diagramm c) der Figur 7 zeigt den zeitlichen Verlauf des mittels des RC-Gliedes R32, C28 am Pin 3 des Mikrocontrollers MC generierten Signals zur Überwachung des Stroms durch den Transistor V1. Im Diagramm d) ist der zeitliche Verlauf des von der steuerbaren Stromquelle SQ2 erzeugten Ladestroms für den Kondensator C26 und im Diagramm e) der Figur 7 der zeitliche Verlauf des von der steuerbaren Stromsenke SS2 generierten Entladestroms für den Kondensator C26 dargestellt. Der Kondensator C26 wird abwechselnd auf einen oberen Spannungswert, der durch den Speicherinhalt des Datenregisters DR7 bestimmt ist, aufgeladen und bis auf einen unteren Spannungswert von 1,5 V entladen. Die Dauer der einzelnen Ladevorgänge des Kondensators C26 wird daher durch den oberen Spannungswert und durch den mittels des Datenregisters DR6 einstellbaren Ladestrom IL2 festgelegt. Entsprechend wird die Dauer der einzelnen Entladevorgänge durch den oberen Spannungswert und den mittels des Datenregisters DR5 einstellbaren Entladestrom IE2 bestimmt. Die Zeitspannen, die zum abwechselnden Laden und Entladen des Kondensators C26 erforderlich sind, werden mittels der oben beschriebenen logischen Schaltungskomponenten des Steuermoduls E zur Erzeugung des frequenzmodulierten und pulsweitenmodulierten Steuersignals PG ausgewertet. Der Vergleich des im Diagramm a) dargestellten Spannungsverlaufs am Kondensator C26 mit dem im Diagramm b) abgebildeten Steuersignal PG zeigt, dass der Transistor V1 während der Ladevorgänge am Kondensator C26 ausgeschaltet und während der Entladevorgänge am Kondensator C26 eingeschaltet ist. Erreicht das am Pin 3 des Mikrocontrollers detektiert Signal IV1 (Diagramm c) der Figur 7) die am invertierenden Eingang des Komparators K5 eingestellte Schwelle, so wird das Steuersignal PG deaktiviert.
  • Wie bereits oben beschrieben wurde, wird am Pin 20 des Mikrocontrollers MC die Spannung am Kondensator C2 und am Pin 21 des Mikrocontrollers MC die Spannung am Kondensator C3 überwacht. Aus diesen Werten lässt sich mittels des Moduls A des Mikrocontrollers MC der Strom durch die Hochsetzstellerdrossel L2 berechnen und in Abhängigkeit von diesen Betriebsparametern können mit Hilfe des im Modul A Programms die Speicherinhalte der Datenregister DR5, DR6 und DR7 zur Erzeugung des Steuersignals PG für den Transistor V1 ermittelt werden. Auf diese Weise ist für die Steuerung des Transistors V1 eine Regelschleife realisiert.
  • Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die oben näher beschriebenen Ausführungsbeispiele. Beispielsweise kann die Erfindung auch zur Steuerung der Schalttransistoren von Vorschaltgeräten zum Betrieb von Hochdruckentladungslampen sowie von elektronischen Transformatoren zum Betrieb von Niedervolt-Halogenglühlampen verwendet werden. Insbesondere ist es auch möglich, mittels der erfindungsgemäßen, als Bestandteil eines Mikrocontrollers ausgebildeten Vorrichtung zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers die frequenz- oder pulsweitenmodulierten Steuersignale für die Schalttransistoren eines Vollbrückenwechselrichters oder eines Push-Pull-Wechselrichters zu erzeugen.

Claims (23)

  1. Vorschaltgerät zum Betrieb mindestens einer elektrischen Lampe (LP1, LP2), das einen Wechselrichter, mindestens einen an den Wechselrichter gekoppelten Lastkreis mit Anschlüssen (X1-X8) für die mindestens eine elektrische Lampe (LP1, LP2), eine Steuerschaltung zur Steuerung der Schaltmittel (V2, V3) des Wechselrichters und eine Gleichspannungsversorgungsschaltung für den Wechselrichter aufweist, wobei die Steuerschaltung einen Mikrocontroller (MC) mit einer Einrichtung (G) zur Pulsweitenmodulationssteuerung und / oder Frequenzsteuerung der Schaltmittel (V2, V3) des Wechselrichters umfasst, wobei die Einrichtung (G) zur Pulsweitenmodulationssteuerung und / oder Frequenzsteuerung
    - eine Vorrichtung (SQ1, SS1) zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers (C27) aufweist,
    - Steuermittel für diese Vorrichtung (SQ1, SS1) zum Steuern der Ladevorgänge und / oder der Entladevorgänge aufweist, und
    - Auswertungsmittel aufweist, die dazu dienen, die Dauer der abwechselnden Lade- und Entladevorgänge des Ladungsspeichers (C27) auszuwerten und in Abhängigkeit davon ein Frequenzsteuersignal und / oder ein Pulsweitenmodulationssteuersignal zur Steuerung der Schaltmittel (V2, V3) des Wechselrichters zu erzeugen,
    dadurch gekennzeichnet, dass ein Frequenzteiler (FT1) oder ein Impulsteiler vorgesehen ist, der an seinem Eingang das Umschalten der Vorrichtung (SQ1, SS1) zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers von Entladen zu Laden oder von Laden zu Entladen detektiert und das Eingangssignal in Signale zur alternierenden Steuerung der Schaltmittel (V2, V3) des Wechselrichters aufteilt.
  2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät eine mit einem steuerbaren Schaltmittel (V4) ausgestattete Heizvorrichtung zum Beaufschlagen der Lampenelektroden (E1-E4) der mindestens einen elektrischen Lampe (LP1, LP2) mit einem Heizstrom aufweist und der Mikrocontroller (MC) einen Komparator (K1) aufweist, der den Ladezustand des Ladungsspeichers (C27) mit einem Referenzwert für die Lampenelektrodenheizung vergleicht und der zum Erzeugen eines Steuersignals zur Pulsweitenmodulation des steuerbaren Schaltmittels (V4) der Heizvorrichtung dient.
  3. Vorschaltgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Referenzwert mittels eines Schreib-Lese-Speichers (DR4) einstellbar ist.
  4. Vorschaltgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Mikrocontroller (MC) Synchronisationsmittel (SR1) zur Synchronisierung des steuerbaren Schaltmittels (V4) der Heizvorrichtung mit einem Schaltmittel (V2) des Wechselrichters aufweist.
  5. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
    - die Gleichspannungsversorgungsschaltung einen Hochsetzsteller zur Leistungsfaktorkorrektur und / oder zum Erzielen einer möglichst sinusförmigen Netzstromentnahme aufweist,
    - der Mikrocontroller (MC) eine zweite Vorrichtung (SQ2, SS2) zum abwechselnden Laden und Entladen eines zweiten Ladungsspeichers (C26) aufweist,
    - der Mikrocontroller (MC) zweite Steuermittel für diese zweite Vorrichtung (SQ2, SS2) zum Steuern der Ladevorgänge und / oder der Entladevorgänge aufweist, und
    - der Mikrocontroller (MC) zweite Auswertungsmittel aufweist, die dazu dienen, die zum Umladen des zweiten Ladungsspeichers (SQ2, SS2) zwischen unterschiedlichen Ladezuständen erforderlichen Zeitspannen auszuwerten und in Abhängigkeit davon ein Pulsweitenmodulationssteuersignal und / oder Frequenzsteuersignal für das steuerbare Schaltmittel (V1) des Hochsetzstellers zu erzeugen.
  6. Vorschaltgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten Auswertungsmittel einen ersten Komparator (K2, K3) zum Vergleich des Ladezustands des zweiten Ladungsspeichers (C26) mit einem ersten Spannungswert und einen zweiten Komparator (K4) zum Vergleich des Ladezustands des zweiten Ladungsspeichers (C26) mit einem zweiten, niedrigeren Spannungswert aufweisen, und dass die zweiten Steuermittel der zweiten Vorrichtung (SQ2, SS2) zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers Schaltmittel (FL1) aufweisen, die zum Umschalten der zweiten Vorrichtung (SQ1, SS1; SQ2, SS2) von Laden zu Entladen des zweiten Ladungsspeichers (C26) bei Erreichen des ersten Spannungswertes und zum Umschalten der zweiten Vorrichtung (SQ2, SS2) von Entladen zu Laden des zweiten Ladungsspeichers (C26) bei Erreichen des zweiten, geringeren Spannungswertes dienen.
  7. Vorschaltgerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Spannungswert oder der zweite Spannungswert mittels eines Schreib-Lese-Speichers (DR7) einstellbar ist.
  8. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtungen (SQ1, SS1; SQ2, SS2) zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers jeweils eine steuerbare Stromquelle (SQ1; SQ2) zum Beaufschlagen des Ladungsspeichers (C27) beziehungsweise des zweiten Ladungsspeichers (C26) mit einem einstellbaren Ladestrom und jeweils eine steuerbare Stromsenke (SS1; SS2) zum Beaufschlagen des Ladungsspeichers (C27) beziehungsweise des zweiten Ladungsspeichers (C26) mit einem einstellbaren Entladestrom aufweisen.
  9. Vorschaltgerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Einstellungen der steuerbaren Stromquellen (SQ1; SQ2) und der steuerbaren Stromsenken (SS1; SS2) in Bezug auf einen Referenzstrompegel (IR) jeweils mit einer Auflösung von mindestens 8 Bit variierbar sind.
  10. Vorschaltgerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Referenzstrompegel (IR) für den Ladestrom und den Entladestrom mittels eines ohmschen Widerstandes (R30) vorgebbar ist.
  11. Vorschaltgerät nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein steuerbares Schaltmittel (V2, V3) des Wechselrichters und / oder das steuerbare Schaltmittel (V4) der Heizvorrichtung und / oder das steuerbare Schaltmittel (V1) des Hochsetzstellers über ein setz- und rücksetzbares Statusbit aktivierbar und deaktivierbar ist beziehungsweise sind.
  12. Vorschaltgerät nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Mikrocontroller (MC) Schnittstellen (18, 19; 15, 16; 20, 21, 3) zur Erfassung von Betriebsparametern des Wechselrichters oder / und der mindestens einen elektrischen Lampe (LP1, LP2) oder / und des Hochsetzstellers besitzt und eine programmgesteuerte Einrichtung (A) aufweist, die zur Auswertung der Betriebsparameter und zur Ermittlung von Stellwerten für die Steuerung der Vorrichtungen (SQ1, SS1; SQ2, SS2) zum abwechselnden Laden und Entladen eines Ladungsspeichers und / oder zur Ermittlung des Referenzwertes für die Lampenelektrodenheizung und / oder zur Ermittlung des ersten oder zweiten Spannungswertes dient.
  13. Vorschaltgerät nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet; dass das Vorschaltgerät Anschlüsse (J3, J4) und Mittel (DS) zur Kommunikation mit einer externen Steuervorrichtung besitzt und der Mikrocontroller (MC) Schnittstellen (5, 6) aufweist, die an die Anschlüsse (J3, J4) gekoppelt sind.
  14. Verfahren zum Betreiben mindestens einer elektrischen Lampe (LP1, LP2) mit Hilfe eines Vorschaltgerätes, das einen Wechselrichter mit einer einen Mikrocontroller (MC) enthaltenden Steuerschaltung für die Schaltmittel (V2, V3) des Wechselrichters aufweist und mindestens einen an den Wechselrichter gekoppelten Lastkreis mit Anschlüssen (X1-X8) für die mindestens eine elektrische Lampe (LP1, LP2) besitzt, wobei mit Hilfe des Mikrocontrollers (MC) ein Ladungsspeicher (C27) abwechselnd mit einem Ladestrom und einem Entladestrom beaufschlagt wird, und die Dauer der abwechselnden Lade- und Entladevorgänge des Ladungsspeichers (C27) ausgewertet wird und in Abhängigkeit davon ein Frequenzsteuersignal oder / und ein Pulsweitenmodulationssteuersignal zur alternierenden Steuerung der Schaltmittel (V2, V3) des Wechselrichters erzeugt wird,
    dadurch gekennzeichnet, dass das Umschalten von Entladen zu Laden des Ladungsspeichers (C27) oder von Laden zu Entladen des Ladungsspeichers (C27) detektiert wird und mittels eines Frequenzteilers (FT1) oder eines Impulsteilers Steuersignale zur alternierenden Steuerung der Schaltmittel (V2, V3) des Wechselrichters erzeugt werden.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Lampenelektroden (E1-E4) der mindestens einen elektrischen Lampe (LP1, LP2) mit einem Heizstrom beaufschlagt werden, wobei der Heizstrom mittels eines steuerbaren Schaltmittels (V4) geregelt wird, indem für das steuerbare Schaltmittel (V4) mit Hilfe eines Komparators (K1), der den Ladezustand des Ladungsspeichers (C27) mit einem Referenzwert für die Lampenelektrodenheizung vergleicht, pulsweitenmodulierte Steuersignale erzeugt werden.
  16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Referenzwert in Abhängigkeit von der gewünschten Heizleistung eingestellt wird und in einem Schreib-Lese-Speicher (DR4) des Mikrocontrollers (MC) gespeichert wird.
  17. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass das steuerbare Schaltmittel (V4) zur Regelung des Heizstroms synchron mit einem Schaltmittel (V2) des Wechselrichters eingeschaltet wird und die Einschaltdauer des steuerbaren Schaltmittels (V4) zur Regelung des Heizstroms kleiner oder gleich der Einschaltdauer des Schaltmittels (V2) des Wechselrichters ist.
  18. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichspannung zur Spannungsversorgung des Wechselrichters mittels eines Hochsetzstellers geregelt wird, um eine Leistungsfaktorkorrektur oder / und eine sinusförmige Netzstromentnahme zu gewährleisten, wobei Pulsweitenmodulationssteuersignale und / oder Frequenzsteuersignale für das steuerbare Schaltmittel (V1) des Hochsetzstellers mit Hilfe des Mikrocontrollers (MC) erzeugt werden, indem ein zweiter Ladungsspeicher (C26) zwischen unterschiedlichen Ladezuständen umgeladen wird und die Zeitspannen zum Umladen des zweiten Ladungsspeichers (C26) zur Erzeugung der Pulsweitenmodulationssteuersignale und / oder Frequenzsteuersignale für das steuerbare Schaltmittel (V1) des Hochsetzstellers ausgewertet werden.
  19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass mit Hilfe eines ersten Komparators (K2, K3) der Ladezustand des zweiten Ladungsspeichers (C26) mit einem ersten Spannungswert verglichen wird und mit Hilfe eines zweiten Komparators (K4) der Ladezustand des zweiten Ladungsspeichers (C26) mit einem zweiten, niedrigeren Spannungswert verglichen wird, wobei bei Erreichen des ersten Spannungswertes der Ladevorgang des zweiten Ladungsspeichers (C26) beendet und der Entladevorgang des zweiten Ladungsspeichers (C26) gestartet wird, und wobei bei Erreichen des zweiten, niedrigeren Spannungswertes der Entladevorgang des zweiten Ladungsspeichers (C26) beendet und der Ladevorgang gestartet wird.
  20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Spannungswert oder / und der zweite Spannungswert mittels eines Schreib-Lese-Speichers (DR7) eingestellt werden.
  21. Verfahren nach Anspruch 14 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Ladestrom mittels einer Stromquelle (SQ1; SQ2) generiert wird und die Stromstärke mittels eines Schreib-Lese-Speichers (DR1; DR6) eingestellt wird.
  22. Verfahren nach Anspruch 14 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Entladestrom mittels einer Stromsenke (SS1; SS2) generiert wird und die Stromstärke mittels eines Schreib-Lese-Speichers (DR2; DR5) eingestellt wird.
  23. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 14 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass mit Hilfe des Mikrocontrollers (MC) Istwerte von Betriebsparametern des Wechselrichters und / oder der mindestens einen elektrischen Lampe (LP1, LP2) und / oder der Gleichspannungsversorgungsschaltung des Wechselrichters überwacht und zur Steuerung der Lade- bzw. Entladevorgänge der Ladungsspeicher (C27; C26) oder / und zur Bestimmung des Referenzwertes für die Lampenelektrodenheizung oder / und zur Bestimmung des ersten oder / und zweiten Spannungswertes ausgewertet werden.
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