DE69931681T2

DE69931681T2 - Elektrische Servolenkung mit einer verbesserten Motorstromsteuerung mit Verstärkungszuweiser

Info

Publication number: DE69931681T2
Application number: DE69931681T
Authority: DE
Inventors: Engelbert Lu; Kevin M. Troy McLaughlin
Original assignee: TRW Automotive US LLC
Current assignee: ZF Active Safety and Electronics US LLC
Priority date: 1998-03-20
Filing date: 1999-03-19
Publication date: 2007-05-16
Anticipated expiration: 2019-03-20
Also published as: DE69931681D1; BR9901166A; EP0943528A2; US6046560A; JP3312879B2; EP0943528B1; EP0943528A3; JPH11321691A

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein elektrisches Servolenksystem und ist insbesondere auf ein elektrisches Servolenksystem mit einer verbesserten Motorstromsteuervorrichtung gerichtet, die Folgendes vorsieht: eine steuerbare Bandbreite, die konsistent Aufgaben steuert, wie beispielsweise eine konstante, im Wesentlichen von den Motorbetriebsbedingungen unabhängige Bandbreite, ein reduziertes akustisches Motorrauschen bzw. Motorgeräusch, eine erhöhte geschwindigkeitsabhängige Drehmomentausgabe und reduzierte Drehmomentwelligkeit.
Hintergrund der Erfindung
Elektrische Servolenksysteme sind in der Technik bekannt. Elektrische Servolenksysteme, die einen Zahnstangen- und Ritzelgetriebesatz verwenden, liefern eine Hilfskraft, indem ein Elektromotor verwendet wird, um entweder (i) eine Drehkraft an eine Lenkwelle anzulegen, die mit einem Ritzelzahnrad verbunden ist, oder (ii) um eine Linearkraft an ein Lenkglied mit daran befindlichen Zahnstangenzähnen anzulegen. Der Elektromotor wird in derartigen Systemen typischerweise ansprechend auf (i) ein von dem Fahrer angelegtes Drehmoment an das Fahrzeuglenkrad und (ii) auf die abgefühlte Fahrzeuggeschwindigkeit gesteuert.
U.S. Patent Nr. 4,415,054 von Drutchas (jetzt U.S. Re-issue-Patent Nr. 32, 222,) übertragen an TRW Inc., verwendet einen elektrischen Gleichstrom-Servomotor, der von einer „H-Brücken"-Anordnung angetrieben wird. Der Servomotor umfasst einen ein Lenkglied umkreisenden Läufer bzw. Rotor. Das Lenkglied besitzt einen ersten Teil mit einem Gewindeschraubengang und einen zweiten Teil mit gerade geschnittenen Zahnstangenzähnen. Die Drehung des elektrischen Servomotorrotors bewirkt eine Linearbewegung des Lenkglieds durch eine Kugelmutter, die antriebsmäßig mit dem Gewindeschraubengangteil des Lenkglieds verbunden ist. Eine Drehmoment abfühlende Einrichtung ist mit dem Lenkrad gekoppelt, um das von dem Fahrer an das Lenkrad angelegte Drehmoment abzufühlen. Die Drehmoment abfühlende Einrichtung verwendet einen magnetischen Hall-Effekt-Sensor, der die relative Drehung zwischen den Antriebs- und Abtriebswellen über einen Torsionsstab abfühlt. Eine elektronische Steuereinheit („ECU" – Electronic Control Unit) überwacht das Signal von der Drehmoment abfühlenden Einrichtung. Ein Fahrzeuggeschwindigkeitssensor liefert ein Signal an die ECU, das eine Anzeige für die Fahrzeuggeschwindigkeit bildet. Die ECU steuert den Strom durch den elektrischen Hilfs- bzw. Servomotor und damit Lenkhilfe ansprechend auf sowohl die abgefühlte Fahrzeuggeschwindigkeit als auch auf das abgefühlte angelegte Lenkdrehmoment. Die ECU verringert die Lenkhilfe, wenn die Fahrzeuggeschwindigkeit zunimmt. Darauf wird in der Technik gewöhnlich als geschwindigkeitsabhängiges Lenken Bezug genommen.
U.S. Patent Nr. 5,257,828 von Miller et al., und übertragen an TRW Inc., offenbart ein elektrisches Servolenksystem mit einer Gierratensteuerung. Dieses System verwendet einen Motor mit variabler Reluktanz („VR" – Variable Reluctance), um Lenkhilfe an das Zahnstangenglied anzulegen. Das Drehmomentanforderungssignal wird als eine Funktion eines Lenkratenrückkoppelungssignals modifiziert, um eine Dämpfung vorzusehen.
U.S. Patent Nr. 5,504,403 von McLaughlin, und übertragen an TRW Inc., offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern eines elektrischen Servolenksystems, das einen adaptiven Drehmomentmischfilter verwendet. Der adaptive Drehmomentmischfilter verarbeitet das Signal für das angelegte Drehmoment und hält eine auswählbare Systembandbreite während des Systembetriebs aufrecht. Diese Anordnung sieht ein Lenksystem mit einer Bandbreite vor, die im Wesentlichen unabhängig von der Fahrzeuggeschwindigkeit und dem angelegten Lenkdrehmoment ist.
U.S. Patent Nr. 3,633,086 offenbart ein Regelsystem, das eine Stellvorrichtung bzw. einen Regler und einen Steuerantrieb mit beschränkter Drehzahl und Beschleunigung aufweist. Der Steuerantrieb umfasst einen Positionsregler. Ein Nebenregelkreis steuert den Steuerantrieb und die Amplitude einer Grö ßenordnung, die von dem Eingangssignal des Positionsreglers abhängt, steuert umgekehrt die Verstärkung des Reglers.
U.S. Patent Nr. 4,594,539 offenbart ein Lichtventil mit einem Paar rotierender Schaufeln bzw. Flügel zum Steuern des Querschnitts eines Lichtstrahls der zwischen den Flügeln hindurchgeht. Die Flügel rotieren auf entsprechenden Wellen, wobei jede von ihrem eigenen integrierten bzw. eingebauten Motor gesteuert wird. Getrennte Rückkoppelungssteuersysteme erzeugen elektrische Steuersignale an jeden Motor, um jede Welle unabhängig von der anderen zu drehen, um die gewünschten Phasenwinkel der Flügel zu steuern. In einem Ausführungsbeispiel, sind beide Motoren Dauer- bzw. Permanentmagnet-Gleichstrom-Servomotoren, in denen der gewickelte Anker ein wesentlicher Bestandteil jedes Schaftes ist. Beiden Motoren gemeinsam ist ein von den Permanentmagneten erzeugtes stationäres Magnetfeld. Leistung wird an jeden Anker durch ein Paar dünner, paralleler, flexibler, elektrisch leitender Bänder bzw. Streifen geliefert, die sich von einem Ende jeder Welle erstrecken. Die leitenden Streifen reduzieren das Drehmoment auf die Welle, wenn sie während des Betriebs verdrillt bzw. verdreht werden. In einem Ausführungsbeispiel erzeugt das Steuersystem ein kalibriertes digitales Steuersignal von einem PROM (PROM = Programmable Read Only Memory), das die gewünschten Phasenwinkel der rotierenden Schaufeln repräsentiert. Das digitale Signal wird zu analogen Steuersignalen gewandelt, die mit den Positionsrückkoppelungssignalen von den rotierenden Schaufeln und den Dämpfungssignalen, die von den Schaufelgeschwindigkeitsrückkoppelungssignalen erzeugt werden, verglichen werden. Fehlersignale, die in Verstärker mit variabler Verstärkung eingespeist werden, steuern die Position der Flügel. Immer dann, wenn neue Befehle in die Verstärker mit variabler Verstärkung eingegeben werden, wird die Verstärkerverstärkung temporär auf einen hohen Verstärkungs- bzw. High-Gain-Modus geschaltet und nachdem sich der Phasenwinkel der Welle stabilisiert hat, wird die Verstärkerverstärkung auf einen niedrigen Verstärkungs- bzw. Low-Gain-Modus zurückgeschaltet. Die getrennten Motoren und ihre Servosysteme beschleunigen die Reaktions- bzw. An sprechzeit und reduzieren jede Tendenz zu Schwingungen bzw. Oszillationen wesentlich.
US-A-4 961 038 bezieht sich auf einen Drehmomentbeobachter (torque estimator) für geschaltete Reluktanzmaschinen und offenbart eine Vorrichtung zum Schätzen des Drehmoments, das durch eine geschaltete Reluktanzmaschine erzeugt wird, die ein Festwertspeicher- bzw. ROM-Tabellennachschlagsystem verwendet, um ein Drehmoment zu erzeugen, das auf Phasenstrom- und Rotorpositionsinformation basiert. Auf jede ROM-Adresse wird durch Digitalisierung und dann Kombinieren der abgefühlten Phasenstrom- und Rotorpositionssignale zugegriffen. Die Kenntnis der Ausgabegröße des Momentandrehmoments ermöglicht eine Drehmomentregelung, die geeignete Einstellungen der Phasenströme umfasst, um Drehmomentpulsationen zu reduzieren oder zu beseitigen.
US-A-5 610 483 bezieht sich auf eine Steuerausrüstung für ein elektrisches Fahrzeug und ein zugehöriges Steuerverfahren und offenbart eine Steuerausrüstung zum Steuern eines Stroms an den Motor, der in einem elektrischen Fahrzeug vorgesehen ist. Die Steuerausrüstung besitzt Motordrehmomentsteuermittel zum Eingeben der Motordrehzahl Nr. und des Motorstroms und zum Erzeugen eines Umrichterantriebssignals, um das Drehmoment des Motors zu steuern, eine Bandsperre bzw. einen Kerbfilter zum Beseitigen der mechanischen Resonanzfrequenz; und Drehmomentbefehlserzeugungsmittel zum Erzeugen des Drehmomentbefehls. Die Steuereinrichtung für ein elektrisches Fahrzeug wird durch die mechanische Vibration des elektrischen Fahrzeugs nicht beeinflusst, sie kann den genauen Motordrehmomentbefehl erzeugen und kann die stabile Laufsteuerung ausführen.
DE-A-196 15 377 bezieht sich auf eine Steuereinrichtung für ein elektrisches Servolenksystem für Fahrzeuge und ofenbart eine Steuervorrichtung für den Einsatz in einem elektrischen Servolenksystem zum Steuern der Ausgabe eines Motors, der bei einer Lenkoperation hilft, und zwar gemäß dem Wert eines Stromsteuersignals, der aus einem detektierten Motorstrom berechnet wird, und dem Wert eines Strombefehlssignals, der gemäß einem Steuerdrehmoment berechnet wird. Die Steuervorrichtung weist eine elektronische Steuereinheit, die eine CPU umfasst, auf. Ein Stabilisierungskompensator wird in einer späteren Stufe eines Drehmomentsensors eingeführt zum Detektieren eines Lenkdrehmoments, um die Stabilität und die Ansprechempfindlichkeit des Steuersystems zu verbessern. Die Kenngröße bzw. Charakteristik des Stabilisierungskompensators wird durch die folgende Kenngröße C(s) ausgedrückt, deren Funktion es ist, eine Spitze an einer Resonanz- bzw. Eigenfrequenz eines Resonanzsystems zu eliminieren, einschließlich Trägheits- und Federelementen in dem elektromechanischen Lenksystem: C(s) = (s² + a₁s + a₂)/(s²+ b₁s + b₂) wobei die Bezeichnung s der Laplace-Operator ist und die Symbole a₁, a₂, b₁ und b₂ Parameter bezeichnen, die durch die Eigenfrequenz des Resonanzsystems bestimmt werden.
Idealerweise wird der Elektromotor eines elektrischen Servolenksystems eine Bandbreite besitzen, die viel größer ist als die des elektrischen Lenksystems, sodass das Ansprechen des Elektromotors keine negative Auswirkung auf die Stabilität des Lenksystems hat. Ein Motor mit variabler Reluktanz ist solch ein Motor mit hoher Bandbreite. Ein Motor mit konstanter Bandbreite ist erstrebenswert, um eine Kontrolle nicht nur über die Niedrigfrequenzlenkoperation, sondern auch höherfrequente akustische Geräusche zu erreichen, sodass der Motor leise ist. Die ungesteuerte Bandbreite eines VR-(VR = Variable Reluctance)-Motors variiert jedoch und ist eine Funktion des Motorstroms i, der Position θ des Läufers bzw. Rotors relativ zu dem Ständer bzw. Stator, des Motorwiderstands und der Motortemperatur t. Es ist erstrebenswert, eine konsistente Systembandbreite beizubehalten, und zwar unabhängig von solchen Motorbetriebszuständen. Die Steuervorrichtung muss diese variierende Bandbreite ausgleichen, um eine konstante Bandbreite zu erreichen. VR-Motoren besitzen akustisch sensitive Strukturmodi, in denen das Statorgehäuse (Mantel („shell")) des Motors eine Bewegung in einer radialen Richtung erfährt und bei bestimmten Antriebsfrequenzen wird der Motormantel bzw. das Motorgehäuse mitschwingen. Bedauerlicherweise kann diese Resonanz im für den Menschen hörbaren Bereich auftreten. Der Motor wird in der Tat wie ein „Lautsprecher" wirken, der ein unerwünschtes Motorbrummen erzeugt. Weiterhin kann der Motor einen „Mikrofon"-Effekt zeigen als Folge einer Gehäusebeschleunigung, die in Stromschwingungen in den Motorspulen resultiert, welche ein weiteres Geräusch aus dem Motor induzieren. Es ist daher erstrebenswert, solchen Lärm zu reduzieren und damit wiederum die Drehmomentwelligkeit.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Motorsteuerung mit einem variablen Verstärkungsfaktor bzw. variabler Verstärkung vorgesehen. Die Verstärkung wird als eine Funktion der Läufer- bzw. Rotorposition des Motors und des Motorstroms gesteuert. Die Verstärkung wird gesteuert, um eine konsistente Strombandbreite vorzusehen, die im Wesentlichen von der Rotorposition und dem Motorstrom unabhängig ist. Ein Filter ist in einem Regelkreis vorgesehen, um aus einem Strombefehlssignal Frequenzen herauszufiltern, die in einer Motorgehäuseresonanz resultieren könnten. Das System sieht gemäß der vorliegenden Erfindung Folgendes vor: (i) konsistente Betriebsbandbreite, (ii) verminderten Lärm, (iii) eine schnelle Ansprech- bzw. Reaktionszeit, (iv) verminderte Drehmomentwelligkeit und (v) eine erhöhte geschwindigkeitsabhängige Drehmomentausgabe.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Motorsteuervorrichtung zum Steuern des Betriebs eines Elektromotors vorgesehen. Die Motorsteuervorrichtung weist Abfühlmittel zum Abfühlen von mindestens einer dynamischen Betriebscharakteristik des Motors und zum Liefern eines Signals, das eine Anzeige für die mindestens eine abgefühlte dynamische Motorbetriebscharakteristik bildet, auf. Ein Regler mit variabler Verstärkung empfängt ein Strombefehlanforderungssignal mit einem Wert und liefert ein Motorstromsteuersignal mit einem Wert, der funktionsmäßig in Beziehung steht zu dem Wert des empfangenen Strombefehlsanforderungssignals und einem Verstärkungsteuersignal. Ein Verstärkungszuweiser bzw.- scheduler ist betriebsmäßig mit dem Regler mit variabler Verstärkung und mit den Abfühlmit teln gekoppelt, um den Verstärkungssteuerwert an den Regler mit variabler Verstärkung zu liefern, und zwar ansprechend auf die zumindest eine abgefühlte dynamische Motorbetriebscharakteristik, um dadurch die Größe der Verstärkung des Reglers mit variabler Verstärkung zu steuern. Die Motorsteuervorrichtung umfasst ferner eine Antriebsschaltung, die betriebsmäßig mit dem Regler mit variabler Verstärkung und dem Motor verbunden ist, um den Motor ansprechend auf das Motorstromsteuersignal zu erregen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine elektrisches Servolenksystem vorgesehen, das einen Drehmomentsensor aufweist zum Abfühlen des angelegten Lenkdrehmoments und zum Liefern eines Signals mit einem Wert, der eine Anzeige für das angelegte Lenkdrehmoment bildet. Ein elektrischer Hilfsmotor ist antriebsmäßig mit einem Lenkglied verbunden, sodass er bei Erregung des elektrischen Hilfsmotors Lenkhilfe vorsieht. Das System umfasst ferner eine Motorsteuervorrichtung zum Liefern eines Strombefehlssignals mit einem Wert, der funktionsmäßig in Bezug steht zu dem abgefühlten angelegten Lenkdrehmoment, und Sensormitteln zum Abfühlen zumindest einer dynamischen Betriebscharakteristik des Motors und zum Liefern eines Signals, das eine Anzeige für die zumindest eine abgefühlte dynamische Motorbetriebscharakteristik bildet. Ein Regler mit variabler Verstärkung empfängt das Strombefehlsanforderungssignal mit einem Wert und liefert ein Motorstromsteuersignal mit einem Wert, der funktionsmäßig in Beziehung steht zu dem Wert des empfangenen Strombefehlsanforderungssignals und einem Verstärkungssteuersignal. Das System umfasst ferner einen Verstärkungsscheduler, der betriebsmäßig gekoppelt ist mit dem Regler mit variabler Verstärkung und den Abfühlmitteln zum Liefern des Verstärkungssteuerwertes an den Regler mit variabler Verstärkung, ansprechend auf die zumindest eine abgefühlte dynamische Motorbetriebscharakteristik, um damit die Größe des Verstärkungsfaktors des Reglers mit variabler Verstärkung zu steuern. Eine Antriebsschaltung ist betriebsmäßig mit dem Regler mit variabler Verstärkung und dem Motor gekoppelt, um den Motor ansprechend auf das Motorstromsteuersignal zu erregen.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren vorgesehen zum Steuern des Betriebs eines Elektromotors, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: das Abfühlen von zumindest einer dynamischen Betriebscharakteristik des Motors und das Liefern eines Signals, das eine Anzeige für die zumindest eine abgefühlte dynamische Motorbetriebscharakteristik bildet, und das Vorsehen eines Reglers mit variabler Verstärkung zum Empfangen eines Strombefehlsanforderungssignals mit einem Wert und zum Vorsehen eines Motorstromsteuersignals mit einem Wert, der funktionsmäßig in Bezug steht zu dem Wert des empfangenen Strombefehlsanforderungssignals und einem Verstärkungssteuerwert. Das Verfahren umfasst die Schritte des Lieferns des Verstärkungssteuerwertes an den Regler mit variabler Verstärkung, und zwar ansprechend auf die abgefühlte zumindest eine dynamische Motorbetriebscharakteristik, um damit die Größe des Verstärkungsfaktors des Reglers mit variabler Verstärkung zu steuern und um den Motor ansprechend auf das Motorstromsteuersignal zu erregen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden den Fachleuten des Gebietes, auf das sich die vorliegende Erfindung bezieht, beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen offensichtlich werden, in denen zeigt:
1 ein schematisches Blockdiagramm, das ein Servolenksystem gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 ein schematisches Blockdiagramm eines Teils des Systems der 1, das den adaptiven Drehmomentmischfilter in größerem Detail zeigt;
3 ein schematisches Blockdiagramm eines Teils des Systems der 1, das die digitale Motorstromsteuervorrichtung in größerem Detail zeigt;
4 einen schematischen Schaltdiagramm eines Teils der Antriebsschaltung und der Leistungsschalter, die in 1 gezeigt sind;
5 ein Blockdiagramm, das einen Teil der Regelschleifen- bzw. Regelungssystemfunktion der vorliegenden Erfindung zeigt;
6 eine dreidimensionale graphische Darstellung einer Induktivitätskarte eines VR-Motors;
7 eine dreidimensionale graphische Darstellung einer Karte der proportionalen Verstärkung als einer Funktion des abgefühlten Stroms und des Rotorwinkels;
8 ein Bode-Diagramm einer Steuerungsübertragungsfunktion eines Lenksystems bei unterschiedlichen Stromwerten bei einem Motor-Offset von 0°;
9 eine Darstellung eines Frequenzansprechens bzw. Frequenzverlaufs der Motorgehäusebeschleunigung auf die Motorstromanforderung für das Steuerungssystem der 8;
10 ein Bode-Diagramm einer Steuerungsübertragungsfunktion eines Lenksystems bei unterschiedlichen Stromwerten bei einem Motor-Offset von 30°;
11 eine Darstellung eines Frequenzverlaufs der Motorgehäusebeschleunigung auf die Motorstromanforderung für das Steuerungssystem der 10;
12 ein Bode-Diagramm einer Regelungsübertragungsfunktion eines Lenksystems ohne den Verstärkungsscheduler der vorliegenden Erfindung bei unterschiedlichen Stromwerten bei einem Motor-Offset von 0°;
13 eine Darstellung eines Frequenzverlaufs der Motorgehäusebeschleunigung auf die Motorstromanforderung für das Regelungssystem der 12;
14 ein Bode-Diagramm einer Regelungsübertragungsfunktion eines Lenksystems mit dem Verstärkungsscheduler der vorliegenden Erfindung bei unterschiedlichen Stromwerten bei einem Motor-Offset von 0°;
15 eine Darstellung eines Frequenzverlaufs der Motorgehäusebeschleunigung auf die Motorstromanforderung für das Regelungssystem der 14;
16 ein Verstärkungsdiagramm eines Bode-Diagramms eines typischen Kerbfilters;
17 ein Phasendiagramm des Bode-Diagramms für den Kerbfilter der 16;
18 ein Wurzelortskurven-Diagramm eines Kerbfilters in einem gesamten Stromsteuersystem;
19 eine graphische Darstellung eines Verstärkungsvergleichs der mit der Kerbe konsistente Bandbreitensteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung;
20 eine graphische Darstellung eines Phasenvergleichs der mit der Kerbe konsistente Bandbreitensteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung; und
21 eine graphische Darstellung der Motorgehäusebeschleunigung mit und ohne die mit der Kerbe konsistente Bandbreitensteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung
Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
Auf 1 Bezug nehmend, umfasst ein Servolenksystem 10 ein Lenkrad 12, das betriebsmäßig mit einem Ritzelgetriebe 14 verbunden ist. Genau gesagt ist das Fahrzeuglenkrad 12 mit einer Antriebswelle 16 und das Ritzelgetriebe 14 mit einer Abtriebswelle 18 verbunden. Die Antriebswelle 16 ist betriebsmäßig durch einen Torsionsstab 20 mit der Abtriebswelle 18 gekoppelt.
Der Torsionsstab 20 verdreht sich ansprechend auf das angelegte Lenkdrehmoment, wodurch er eine relative Drehung zwischen der Antriebswelle 16 und der Abtriebswelle 18 zulässt. Anschläge, nicht gezeigt, begrenzen die Größe solcher relativen Drehung zwischen den Antriebs- und Abtriebswellen auf eine in der Technik bekannten Art und Weise. Der Torsionsstab 20 besitzt eine Federkonstante, auf die hier als K_t Bezug genommen wird. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel beträgt die Federkonstante K_t = 20 Zoll-Pfund/Grad. Der Betrag der relativen Drehung zwischen der Antriebswelle 16 und der Abtriebswelle 18 ansprechend auf das angelegte Lenkdrehmoment steht funktionsmäßig in Bezug zu der Federkonstanten des Torsionsstabs.
Wie in der Technik bekannt, besitzt das Ritzelgetriebe 14 schraubenförmige Zähne, nicht gezeigt, die in Zahneingriff mit gerade geschnittenen Zähnen, nicht gezeigt, auf einer Zahnstange oder einem linearen Lenkglied 22 stehen. Das Ritzelgetriebe 14 bildet in Kombination mit den gerade geschnittenen Zahnradzähnen auf dem Zahnstangenglied 22 einen Zahnstangen- und Ritzelgetriebesatz. Die Zahnstange ist auf bekannte Art und Weise mit einer Lenkverbindung lenkbar an die lenkbaren Räder 24, 26 des Fahrzeugs gekoppelt. Wenn das Lenkrad 12 gedreht wird, wandelt der Zahnstangen- und Ritzelgetriebesatz die Drehbewegung des Lenkrads 12 in eine Linearbewegung der Zahnstange 22 um. Wenn sich die Zahnstange linear bewegt, schwenken die lenkbaren Räder 24, 26 um ihre assoziierten Lenkachsen und das Fahrzeug wird gelenkt.
Ein elektrischer Hilfsmotor 28 ist antriebsmäßig mit der Zahnstange 22 durch eine Kugel-Mutter-Antriebsanordnung verbunden. Wenn der Elektromotor 28 erregt wird, liefert er Servolenkung durch Unterstützen in dem linearen Antrieb der Zahnstange, um bei der Drehung des Fahrzeuglenkrads 12 durch den Fahrzeugbetreiber zu helfen.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der elektrische Hilfsmotor bzw. Servomotor 28 ein Motor mit variabler Reluktanz („VR"). Ein VR-Motor ist wegen seiner kleinen Größe, seiner niedrigen Reibung und wegen seines hohen Drehmoment-zu-Trägheit-Verhältnisses zum Gebrauch in einem elektrischen Servolenksystem erstrebenswert. Der VR-Motor 28 ist gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein Vier-Phasen-Motor mit acht Statorpolen und sechs Rotorpolen. Die Statorpole sind so angeordnet, dass sie in Paaren erregt werden, wobei sie dadurch die vier Phasen des Motors bilden.
Die Prinzipien des Betriebs eines VR-Motors sind in der Technik bekannt und werden daher hier nicht im Detail beschrieben. Grundsätzlich werden die Statorpole in Paaren erregt. Der Rotor bewegt sich so, dass die Magnetreluktanz zwischen den erregten Statorpolen und dem dichtesten Paar von Rotorpolen minimiert wird. Eine Minimumreluktanz tritt auf, wenn ein Rotorpolpaar mit den erregten Statorpolen ausgerichtet ist. Sobald die Minimumreluktanz erreicht ist, d.h. wenn die Rotorpole mit den erregten Statorpolen ausgerichtet sind, werden diese erregten Statorspulen enterregt und, angenommen weitere Motorbewegung ist erwünscht, ein benachbartes Paar der Statorspulen wird (abhängig von der gewünschten Motorrichtung) erregt.
In vielen Gleichstrommotoren steuert das Steuern der Richtung des Stromflusses durch die Motorwicklungen die Richtung der Motordrehung. In einem VR-Motor wird der Strom durch die Statorspulen in nur einer Richtung geschickt, und zwar unabhängig von der erwünschten Richtung des Motorbetriebs. Die Richtung der Motordrehung wird durch die Folge, in der die Statorspulen erregt werden, gesteuert. Beispielsweise wird Phase Aa gefolgt von Bb erregt, um den Motor in eine Richtung zu bewegen. Wenn es gewünscht wird, den Motor in die entgegengesetzte Richtung zu bewegen, würde die Erregung von Phase Aa durch die Erregung von Phase Dd gefolgt sein.
Das Steuern des Stroms durch die Statorspulen steuert das von dem Motor erzeugte Drehmoment. Wenn der Servomotor erregt wird, dreht sich der Rotor, der seinerseits den Mutterteil der Kugelmutterantriebsanordnung dreht. Wenn sich die Mutter dreht, überträgt die Kugel eine Linearkraft auf die Zahnstange. Die Richtung der Zahnstangenbewegung und wiederum die Richtung der Lenkbewegung der lenkbaren Fahrzeugräder, hängt von der Drehrichtung des Motors ab.
Ein Motorrotorpositionssensor 30 ist betriebsmäßig mit dem Motorrotor und dem Motorgehäuse verbunden. Die Funktion des Rotorpositionssensors 30 ist es, ein elektrisches Signal zu liefern, das eine Anzeige für die Motorrotorposition relativ zu dem Motorstator bildet. Wie in der Technik bekannt, erfordert der Betrieb eines VR-Motors diese Positionsinformation. Während irgendein bekannter Rotorpositionssensor mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, wird ein Rotorpositionssensor der Bauart, die in U.S. Patent Nr. 5,625,239 von Persson et al., übertragen an TRW Inc., offenbart wurde, bevorzugt.
Ein Lenkwellenpositionssensor 40 ist betriebsmäßig über die Lenkantriebswelle 16 und die Lenkabtriebswelle 18 verbunden und sieht ein elektrisches Signal vor mit einem Wert, der eine Anzeige für die relative Drehposition oder die relative Winkelorientierung zwischen der Antriebswelle 16 und der Abtriebswelle 18 bildet. Der Positionssensor 40 bildet in Kombination mit dem Torsionsstab 20 einen Drehmomentsensor 44, der ein elektrisches Signal liefert mit einem Wert, der eine Anzeige für das angelegt Lenkdrehmoment bildet. Das Lenkrad 12 wird von dem Fahrer während eines Lenkmanövers durch einen Winkel von θ_HW gedreht. Der relative Winkel zwischen der Antriebswelle 16 und der Abtriebswelle 18 als ein Ergebnis des angelegten Eingangsdrehmoments wird hierin als θ_P bezeichnet. Unter Berücksichtigung der Federkonstanten K_t des Torsionsstabs 20 bildet das elektrische Signal von dem Sensor 40 ebenfalls eine Anzeige für das angelegte Lenkdrehmoment, worauf hierin als τ_s Bezug genommen wird.
Der Ausgang des Drehmomentsensors 44 ist mit einer Drehmomentsignalverarbeitungsschaltung 50 verbunden. Die Verarbeitungsschaltung 50 überwacht den angelegten Lenkdrehmomentwinkel θ_P und liefert bei „Kenntnis" der Federkonstanten K_t des Torsionsstabs 20 ein elektrisches Signal, das eine Anzeige für das angelegte Lenkdrehmoment τ_s bildet.
Das Drehmomentsignal wird durch eine Filterschaltung 52 geschickt. Vorzugsweise ist der Filter 52 ein adaptiver Drehmomentmischfilter der Bauart, die in U.S. Patent Nr. 5,504,403 von McLaughlin und übertragen an TRW Inc. offenbart wurde. Der adaptive Drehmomentmischfilter 52 empfängt von einem Fahrzeuggeschwindigkeitssensor 56 ein Fahrzeuggeschwindigkeitssignal. Der adaptive Drehmomentmischfilter 52 ist eingestellt, bei Drehmomentfrequenzen niedriger als eine Mischfrequenz eine nicht-lineare Charakteristik und bei Drehmomentfrequenzen höher als die Mischfrequenz eine lineare Charakteristik zu besitzen. Der Mischfilter 52 setzt die Mischfrequenz bei einem Wert fest, der einen funktionsmäßigen Bezug zu der Fahrzeuggeschwindigkeit besitzt. Es wird erwogen, dass andere Drehmomentsignalfilteranordnungen mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden können. Es ist der Zweck dieses adaptiven Drehmomentmischfilters, eine auswählbare Systembandbreite während des Systembetriebs aufrechtzuerhalten und dadurch eine Lenkträgheit zu verhindern, wenn sich die Fahrzeuggeschwindigkeit erhöht.
Bezugnehmend auf 2 umfasst der Mischfilter 52 sowohl einen Tiefpassfilter 70 als auch einen Hochpassfilter 71, die beide mit dem Ausgang des Drehmomentsignalprozessors 50 verbunden sind. Die Filter 70, 71 sind so ausgelegt, dass die Summierung der zwei Filter für alle Frequenzen identisch eins ist. Der Tiefpassfilter 70 lässt alle Signale τ_s mit einem Frequenzgehalt τ_sl unter einer vorbestimmten Mischfrequenz w_b passieren, während alle Hochfrequenzdaten zurückgewiesen werden. Der Hochpassfilter 71 lässt alle Signale τ_s mit einem Frequenzgehalt τ_sh über einer vorbestimmten Mischfrequenz w_b passieren, während alle Tieffrequenzdaten zurückgewiesen werden. Der Wert der Mischfilterfrequenz w_b ist eine Funktion der Fahrzeuggeschwindigkeit und wird durch die Mischfilterbestimmungsschaltung 68, die mit dem Ausgang des Geschwindigkeitssensors 56 verbunden ist, bestimmt. Die Bestimmung von w_b kann durch eine Nachschlagtabelle in einem Mikrocomputer mit vorbestimmten gespeicherten Werten oder durch eine Berechnung gemäß einer gewünschten Steuerfunktion erreicht werden.
Der Tiefpassdrehmomentsensorausgang ist mit einer Hilfekurvenschaltung 69 verbunden, die vorzugsweise eine Nachschlagtabelle ist. Der Fahrzeuggeschwindigkeitssensor 56 ist ebenfalls betriebsmäßig mit der Hilfekurvenschaltung verbunden. Wie in der Technik bekannt, nimmt die Größe der erwünschten Krafthilfe für ein Fahrzeuglenksystem ab, während die Fahrzeuggeschwindigkeit steigt. Um ein korrektes oder erwünschtes Gefühl für Lenkmanöver zu erhalten, ist es daher erstrebenswert, die Größe der Lenkkrafthilfe zu verringern, wenn die Fahrzeuggeschwindigkeit zunimmt. Hierauf wird in der Technik als geschwindigkeitsabhängiges Lenken Bezug genommen.
Die Drehmomenthilfe τ_assist-Werte werden aus gespeicherten Werten in einer Nachschlagtabelle, die eine Vielzahl von Hilfekurven von Drehmoment-ein Werten zu Drehmoment-aus-Werten repräsentiert. Da sich die Drehmomenthilfe als eine Funktion der Fahrzeuggeschwindigkeit ändert, erstrecken sich diese Kurven von Werten, die während des Parkens auf trockenen Oberflächen erforderlich sind, zu solchen, die bei hohen Fahrzeuggeschwindigkeiten gebraucht werden. Allgemein wird auf den Wert der Ausgangsgröße der Hilfekurvenschaltung 69 als τ_assist Bezug genommen. Die Ist-Werte zur Steuerung werden, wenn benötigt, aus der Interpolation der vorbestimmten Werte, die in der Nachschlagtabelle gespeichert sind, bestimmt. Vorzugsweise werden Dualhilfekurven mit Interpolation verwendet, wie sie in U.S. Patent Nr. 5,568,389 von McLaughlin et al. und übertragen an TRW Inc. beschrieben sind.
Das von einem Hochpassfilter hochpassgefilterte Drehmomentsignal τ_sh wird multipliziert 72 mit einem vorbestimmten Verstärkungswert S_c1, der eine Funktion der Fahrzeuggeschwindigkeit ist. Die Bestimmung von S_c1 kann unter Verwendung einer Nachschlagtabelle in einem Mikrocomputer erreicht werden oder kann unter Verwendung einer aktuellen Berechnung gemäß einer erwünschten Steuerfunktion erreicht werden. Die Modifikation des hochfrequenten Hilfeverstärkungswertes S_c1 gestattet, dass die Bandbreite des Lenksystems modifiziert wird.
Die Hilfekurvenwert τ_assist-ausgangsgröße von 69 und der bestimmte Hochfrequenzhilfeverstärkungswert von 72 werden in einer Summierfunktion 79 summiert. Diese Ausgangsgröße mit summiertem Wert der Summierschaltung 79 wird als τ_ba bezeichnet und wird mit einer adaptiven Drehmomentfilterschaltung 80 verbunden.
Die adaptive Drehmomentfilterschaltung 80 filtert das eingegebene gemischte Hilfsdrehmomentsignal τ_ba. Der Filter ist adaptiv in der Hinsicht, dass sich sei ne Pole und Nullen mit der Fahrzeuggeschwindigkeit verändern dürfen, um ein optimales Steuersystem vorzusehen. Diese Filterung resultiert in einem gefilterten Drehmomentsignal τ_m und wird hierin als das Drehmomentanforderungssignal bezeichnet. Das Drehmomentanforderungssignal τ_m wird mit einer Motorsteuervorrichtung 90 verbunden.
Die Mischfilterbestimmungsschaltung 68 und der adaptive Filter 80 sind vollständig in dem oben erwähnten McLaughlin-'403-Patent beschrieben. Grundsätzlich wird ein linearisiertes Regelungssystem für die Konstruktion des Mischfilters und des adaptiven Filters für das Lenksystem 10 in Betracht gezogen. Das Drehen des Handrads 12 resultiert in einem Winkelversatz von θ_HW auf der Lenkradseite des Torsionsstabpositionssensors 40. Dieser Winkelversatz wird von dem resultierenden Winkelversatz der Abtriebswelle 18 subtrahiert, nachdem diese durch den elektrischen Servomotor um einen Winkel θ_m zur Drehung angetrieben wurde, und zwar durch das Getriebeverhältnis, repräsentiert durch r_m/r_p, wobei r_m der effektive Radius der Motorkugelmutter und r_p der effektive Radius des Ritzels ist. Ein Radian an Drehung der Kugelmutter erzeugt r_m Zoll Wegstrecke der Zahnstange. Ähnlich erzeugt ein Radian der Drehung des Ritzels r_p Zoll Wegstrecke der Zahnstange. Der resultierende Winkelversatz θ_p multipliziert mit der Federkonstanten K_t ergibt das Drehmomentsignal τ_s. In der Regelungsanordnung ist der Ausgang τ_s mit den Tiefpass/Hochpassfilterschaltungen verbunden.
Das Drehmomentsignal τ_s wird durch den Tiefpassfilter 70 geschickt, resultierend in der tiefpassgefilterten Drehmomenthilfe τ_sl. Die hochpassgefilterte Drehmomenthilfe τ_sh wird bestimmt durch Subtrahieren der Tieffrequenzdrehmomenthilfe von dem Drehmomentsignal τ_s. Der Grund, warum τ_sh auf diese Art und Weise bestimmt wird, wird im Folgenden beschrieben.
Continuous-Domain-Mischfilter werden so gewählt, dass die Summe des Tiefpassfilters G_I(S) und des Hochpassfilters G_H(S) immer gleich eins ist. Der Tiefpassfilter wird ausgewählt, ein Filter erster Ordnung mit einem Pol bei ω_b. zu sein. Der Hochpassfilter ist definiert durch die Bedingung, dass die Summe der zwei Filter eins sein muss. Daher können die Tief- und Hochpassfilter dargestellt werden als:
Wenn ein Satz von Mischfiltern in einem digitalen Computer realisiert wird, werden Fachleute verstehen, dass es unnötig ist, getrennte Hoch- und Tiefpassfilterstufen zu errichten. Vielmehr wird die Eingangsgröße an die Mischfilter τ_s durch den Tiefpassfilter geschickt, resultierend in dem Signal τ_sl. Das hochpassgefilterte Signal ist das ursprüngliche Eingangsdrehmoment minus tiefpassgefilterten Teil. Dies kann äquivalent angesehen werden als Bestimmen des Tieffrequenzteils des Signals und einfaches Heraussubtrahieren aus dem Originalsignal. Das Ergebnis ist ein Signal mit nur Hochfrequenzinformation. Alternativ kann man Mischfilter höherer Ordnung verwenden. Die Komplexität der Filterberechnungen erhöht sich jedoch mit der Filterordnung in einem digitalen Computer. Die Verwendung von Filtern erster Ordnung wird bevorzugt.
Wiederum auf 1 Bezug nehmend, ist der Ausgang τ_m des adaptiven Drehmomentmischfilters 52 mit einer Motorsteuervorrichtung 90 verbunden. Der Rotorpositionssensor 30 ist mit der Motorsteuervorrichtung 90 verbunden, ebenso wie der Fahrzeuggeschwindigkeitssensor 56. Die Motorsteuervorrichtung 90, die den Servomotor 28 steuert, steuert ebenso ansprechend auf die Rotordrehzahl die Lenkdämpfung. Obwohl die Motordämpfung auf irgendeine gewünschte Art und Weise (wenn überhaupt) gesteuert werden kann, ist eine bevorzugte Dämpfungsanordnung in U.S. Paten Nr. 5,257,828 von Miller et al, übertragen auf TRW Inc. beschrieben.
Ein Steuersystemtemperatursensor 98 und andere Eingänge 94 sind ebenfalls mit der Steuervorrichtung 90 verbunden. Derartige andere Eingänge 94 kön nen irgendein gewünschter Sensor, wie beispielsweise ein Gierratensensor, Beschleunigungssensor, Motordrehzahlsensor etc., sein. Derartige andere Eingänge würden mit der Motorsteuervorrichtung verbunden sein, um eine Motorsteuerung ansprechend auf solch andere abgefühlte Parameter vorzusehen.
Es wird erwogen, dass die Steuerschaltungen, die den adaptiven Drehmomentmischfilter 52, die Motorsteuervorrichtung 90 und andere unten beschriebene Schaltungen bilden, in einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung („ASIC" = Application Specific Integrated Circuit) hergestellt würden. Der Temperatursensor 98 würde die Temperatur der ASIC überwachen. Der Temperatursensor 98 der Steuereinheit liefert ein Signal an die Steuervorrichtung 90, das eine Anzeige für die Temperatur der Gesamtsteuersystemschaltungen bildet. Die Steuervorrichtung 90 würde die Steuerung des Motors ansprechend auf die abgefühlte Temperatur einstellen. Beispielsweise könnte eine zu hohe Temperatur der ASIC ein Reduzieren der gelieferten Hilfskraftgröße gewährleisten.
Die Motorsteuervorrichtung 90 sieht Folgendes vor: ein Motorstromanforderungssignal i_cmdϕ und ein auf das Drehmomentanforderungssignal τ_m ansprechendes Phasenauswahlsignal ϕ_sel, die momentane Rotorposition θ, wie sie von dem Rotorpositionssensor 30 abgefühlt wird, die Richtung der Drehmomentanforderung, die abgefühlte Fahrzeuggeschwindigkeit, wie sie von dem Geschwindigkeitssensor 56 abgefühlt wird, den abgefühlten Motorstrom, wie er durch den Motorstromsensor 97 abgefühlt wird, und die Temperatur des Steuersystems, wie sie von dem Temperatursensor 98 abgefühlt wird. Die Steuervorrichtung 90 kann andere gewünschte Steuermerkmale, wie beispielsweise einen Systemsanftanlauf etc. umfassen. Diese Merkmale sind in der Technik bekannt und werden daher hierin nicht beschrieben.
Die Motorsteuervorrichtung 90 liefert das Stromanforderungssignal gemäß irgendeinem bekannten Lenksteueralgorithmus. Die Strombefehlswerte als Funktionen gemessener Parameter werden vorzugsweise in einer Nach schlagtabelle gespeichert, in der die Werte gemäß der gemessenen Parameter ausgewählt werden. Da die Nachschlagtabelle nur eine diskrete Anzahl von Werten speichern kann, würden die endgültigen Strombefehlswerte mittels einer Interpolationstechnik bestimmt werden. Solche Interpolation ist in U.S. Patent Nr. 5,475,289 von McLaughlin et al, und übertragen an TRW Inc., beschrieben. Die gewünschte Größe an Lenkhilfe als eine Funktion des angelegten Lenkdrehmoments, der Fahrzeuggeschwindigkeit etc. (d.h. die Strombefehlswerte in der Nachschlagtabelle) kann durch den Fahrzeughersteller festgelegt werden. Solche Werte können ebenfalls entsprechend einer Computermodellerstellung oder durch empirische Verfahren ausgewählt werden.
Die Steuervorrichtung 90 gibt das Strombefehlssignal i_cmdϕ und das Phasenauswahlsignal ϕ_sel an eine digitale Motorstromsteuervorrichtung 100 („DMCC" = Digital Motor Current Controller) aus. Da der Motor 28 (gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel) ein Vierphasen-VR-Motor ist, wird die zu errregende Phase ansprechend auf die Motorposition und die Richtung des angelegten Lenkdrehmoments ausgewählt.
Ein Motortemperatursensor 102 ist betriebsmäßig mit dem Motor 28 gekoppelt und liefert der DMCC 100 ein Signal, das eine Anzeige für die Temperatur des Motors 28 bildet. Der Ausgang von dem Rotorpositionssensor 30 ist ebenfalls mit der DMCC 100 verbunden, ebenso wie der Ausgang des Motorstromsensors 97.
Der Ausgang der DMCC 100 steuert den Strom, der zu jeder Motorphase durch eine Antriebsschaltung 120 geliefert wird, welche steuerbar mit einer Vielzahl von Leistungsschaltern 110 verbunden ist. Die Leistungsschalter 110 sind betriebsmäßig zwischen die Fahrzeugbatterie B+ und die Statorspulen des Motors 28 geschaltet. Wie oben erwähnt, erfordert die Steuerung eines Motors mit variabler Reluktanz, dass die relative Position zwischen dem Rotor und dem Stator bekannt ist.
Auf 4 Bezug nehmend, sind ein Teil der Antriebsschaltung 120 und ein Teil der Leistungsschalter 110 für die Statorspulen Aa und Cc, d.h. für zwei der vier Phasen des bevorzugten Vierphasenmotors, gezeigt. Wie erwähnt, bilden die acht Statorpole die vier Motorphasenwicklungen, die als Aa, Bb, Cc und Dd bezeichnet sind. Wenn sich der Motor kontinuierlich in eine Richtung bewegt und angenommen, die Motorrotorposition identifiziert, Phase Aa ist die erste zu erregende Phase, würde die Erregung der Phasen Aa, AaBb, Bb, BbCc, Cc, CcDd, Dd, DdAa, Aa, etc. sein. In der anderen Richtung würde die Erregung der Phasen Aa, AaDd, Dd, DdCc, Cc, CcBb, Bb, BbAa, Aa etc. sein. Wie verstanden werden sollte, werden die Phasen Aa und Cc nicht gleichzeitig erregt und Phasen Bb und Dd werden nicht gleichzeitig erregt. Diese Tatsache gestattet eine kleine Ersparnis an Schaltungen. Jede der Phasenwicklungen Aa und Cc teilen sich eine obere Schalteinrichtung, um selektiv ein Ende der Wicklungen mit dem positiven Batterieanschluss zu verbinden. Jede der Motorwicklungen Aa und Cc besitzt ihre eigene Schalteinrichtung zum selektiven Verbinden des anderen Anschlusses ihrer assoziierten Wicklung mit elektrischer Erde. Die Wicklungen Aa und Cc können sich einen Stromabfühl- bzw. Strommesswiderstand teilen, da die zwei Wicklungen nicht gleichzeitig erregt werden. Die Schaltanordnung für die Wicklungen Bb und Dd sind dahingehend ähnlich, dass sie sich eine obere Schalteinrichtung und einen Strommesswiderstand teilen. Eine ähnliche Steueranordnung kann auf ein Dreiphasensystem angewandt werden, obwohl jede Phase ihre eigene DMCC erfordern würde und es weder ein Teilen von FETs noch Strommesswiderständen geben würde.
Insbesondere zeigt 4 die Verbindung für die Antriebsschaltungen und die Leistungsschalter für die Phasen Aa und Cc. Die anderen Motorphasen Bb, Dd besitzen ähnliche Antriebs- und Schaltschaltungen. Eine untere Schalteinrichtung 160 ist betriebsmäßig zwischen eine Seite der Statorspule Aa und elektrische Erde geschaltet. Eine untere Schalteinrichtung 161 ist betriebsmäßig zwischen eine Seite der Statorspule Cc und elektrische Erde geschaltet. Eine obere Schalteinrichtung 163 ist betriebsmäßig mit der anderen Seite des Spulenpaars Aa und Cc durch einen Strommesswiderstand 164 gekop pelt. Die andere Seite der Schalteinrichtung 161 ist mit der Fahrzeugbatterie durch ein LC-Filternetzwerk 165 verbunden. Eine erste Rücklaufdiode 166 ist zwischen den unteren Anschluss der Spule Aa und den LC-Filter 162 geschaltet. Eine zweite Rücklaufdiode 167 ist zwischen die Erde und die Schalteinrichtung 163 geschaltet. Eine dritte Rücklaufdiode 168 ist zwischen den unteren Anschluss der Spule Cc und den LC-Filter 165 geschaltet. Eine Überspannungsschutz-Zener-Diode 169 ist überbrückt die Schalteinrichtung 163. Eine Überspannungsschutz-Zener-Diode 170 überbrückt die Schalteinrichtung 160. Eine Überspannungsschutz-Zener-Diode 171 überbrückt die Schalteinrichtung 161. Vorzugsweise sind die Schalteinrichtungen 160, 161 und 163 Festkörperschalter, wie beispielsweise Feldeffekttransistoren („FETs" = Field-Effect-Transisors). Der Motorstromsensor 97 ist betriebsmäßig über den Strommesswiderstand 164 gekoppelt. Die Stromsteuerung wird durch die digitale Motorstromsteuervorrichtung 100, die mit jedem der Schalter 160, 161 und 163 verbunden ist, erreicht. Der Motorstrom wird durch Pulsbreiten- bzw. Pulsweitenmodulieren („PWM" = Pulse-Width-Modulating") der Schalter 160, 161 und 163 gesteuert.
Sowohl die obere FET 161 als auch die unteren FETs 160, 161 und 163 werden kontinuierlich pulsweitenmoduliert. Der Strom durch die assoziierte Motorspule wird durch den Betrag der EIN-(ON)-Zeit-Überlappung ihrer assoziierten PWM-Steuersignale gesteuert. Wenn kein Strom an eine bestimmte Phase des Motors geliefert werden soll, besitzen ihre assoziierten oberen und unteren FETs, obwohl beide kontinuierlich pulsweitenmoduliert werden, eine 0% ON-Zeit-Überlappung. Maximaler Phasenstrom für irgendeine der Wicklungen (Spulen) würde auftreten, wenn eine 100% ON-Zeit-Überlappung der PWM-ON-Zeiten ihrer assoziierten oberen und unteren FETS auftritt. Durch Steuern der Größe der ON-Zeit-Überlappung wird der Strom durch jede der Motorphasen gesteuert.
Auf 2 Bezug nehmend, ist eine digitale Motorstromsteuervorrichtung („DMCC") 100 in größerem Detail gezeigt. Die DMCC steuert den Strom an alle Phasen des Motors 28 durch Verarbeiten des Strombefehlssignals i_cmdϕ und des Phasenauswahlsignals ϕ_sel von der Steuervorrichtung 90. Die Aufgabe der digitalen Motorstromsteuervorrichtung 100 ist es, eine konsistente Bandbreite aufrecht zu erhalten, die unabhängig ist von den Motorbetriebsparametern der Rotorposition, des Motorstroms und der Motortemperatur. Wie erwähnt, werden in dem bevorzugten Vierphasenmotor (Phasen Aa, Bb, Cc und Dd) die Phasen Aa und Cc nicht gleichzeitig erregt und die Phasen Bb und Dd nicht gleichzeitig erregt. Dies gestattet nicht nur die oben diskutierten Schaltungsersparnisse bei der Antriebsschaltung 120 und den Leistungsschaltern 110, sondern auch in der Menge der Schaltungen und Software in der DMCC. Aus Erklärungszwecken wird eine Steueranordnung in der DMCC beschrieben, wobei es klar ist, dass dies die Steueranordnung für zwei Phasen, z.B. Aa und Cc, repräsentieren würde, und dass die DMCC ähnliche bzw. gleiche Schaltungen/Funktionen für die anderen Phasen Bb und Dd umfassen wird.
Der Strombefehl i_cmdϕ von der Motorsteuervorrichtung für eine zu erregende Phase ist mit einer ersten Filterschaltung 182 verbunden. Dieser Filter 182 ist vorzugsweise ein Vor-Kerbfilter (pre-notch filter), um einen unerwünschten Frequenzgehalt aus dem Strombefehlssignal i_cmdϕ zu entfernen. Vorzugsweise ist dieser Filter ein Filter zweiter Ordnung, der entweder in Serienform oder in Parallelform realisiert ist. Der Filter 182 nimmt die folgende Form an: icmd(n) = a·icmd(n-1) + b·icmd(n-2) + c·iunfilternd(n) + d·iunfilternd(n-1) + e·iunfilternd(n-2)
Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Filter ausgelegt, um 2,4 kHz auszukerben bzw. filtern, da der primäre radial/axiale Modus des Motors (d.h. die Resonanz- bzw. Eigenfrequenz des Motors) bei 2,4 kHz liegt. Dies entspricht auch der Frequenz, bei der der Motor am leichtesten Lärm abgibt. Der Kerbfilter entfernt Energie in dem Befehlspfad, die den Lärm erzeugenden Modus des Motorgehäuses anregt. Dieser Wert ist natürlich abhängig von dem speziellen verwendeten Motor.
Das gefilterte Strombefehlssignal wird als nächstes in einem Gleichstromverstärkungskompensator 184 verarbeitet, der ausgelegt ist, um irgendeinen Stetigzustand- bzw. Steady-State-Verstärkungsverlust in der Regelschleife infolge von relativen Größendifferenzen auszugleichen. Wie aus der folgenden Diskussion verstanden wird, kann der Gleichstromverstärkungskompensator 184, unter gewissen Konstruktionskriterien des Steuerkreises, aus dem Steuerkreis der DMCC entfernt werden. Beispielsweise wird, wenn eine proportionale Steuervorrichtung verwendet wird, ein Gleichstromverstärkungskompensator gebraucht. Wenn eine integrale Steuervorrichtung verwendet wird, kann der Gleichstromverstärkungskompensator unnötig sein.
Der Gleichstromverstärkungskompensator 184 liefert einen Stromreferenzbefehlswert i_rcmd an einen positiven Eingang eines Rückkoppelungssummieranschlusses 186. Der negative Eingang des Summieranschlusses 186 ist mit einer Motorstrommess-i_s-Rückkoppelungsleitung verbunden. Der Ausgang des Summieranschlusses 186 ist ein Stromdifferenzwert Δi_cmd, der gleich dem Wert der Differenz zwischen dem Stromreferenzbefehlswert und dem abgefühlten Motorstromwert ist, d.h. Δicmd = ircmd – is
Dieser Differenzwert Δi_cmd ist mit einer Steuervorrichtung mit variabler Verstärkung 190 (auch als ein Regler mit variabler Verstärkung bezeichnet) verbunden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Steuervorrichtung mit variabler Verstärkung eine Proportional-Integral-Differential-(„PID" = Proportional-Integral-Derivative)-Steuervorrichtung oder Regler 190. PID-Steuervorrichtungen sind in der Technik bekannt. Die PID-Steuervorrichtung 190 gemäß der vorliegenden Erfindung nimmt die folgende Form an:
Für e(k) = Δi_cmd(k)
wobei K_p, K_d und K_i die Proportional-, Differential- bzw. Integralverstärkungsvariablen sind, k ist der Tastwert, δt ist die Probenrate und e_cmd ist der Fehler- bzw. Abweichbefehlsausgang der PID-Steuervorrichtung 130. Diese Verstärkungsvariablen und damit wiederum die Verstärkung der PID-Steuervorrichtung werden gemäß der vorliegenden Erfindung gesteuert.
Der Rotorpositionssensor 30, der Temperatursensor 102 und die Rückkoppelungsstrommessung i_s von der Motorstrommessfunktion 97 sind mit einem Verstärkungszuweiser bzw. -scheduler 196 verbunden. Der Verstärkungsscheduler 196 wählt den Wert der Verstärkungsvariablen K_p, K_d und K_i ansprechend auf die Rotorposition, die Motortemperatur und den abgefühlten Motorstrom aus und gibt diese Werte an den PID-Regler 190 aus. Der Proportionalverstärkungsausdruck K_p ist mit dem Gleichstromverstärkungskompensator 184 verbunden, so dass die Verstärkungskompensation die Steuerkreisverstärkung „kennt".
Die Werte für K_p, K_d und K_i werden ausgewählt, um nicht nur eine konsistente Strombandbreite zu liefern, sondern auch, um den Lärm zu verringern, der durch die Stromschwingungen induziert wird und um eine schnelle Motorstromansprechzeit vorzusehen. Die konsistente Bandbreite lässt die Anwendung der linearen zeitlichinvarianten Steuerungstheorie zu, da der nichtlineare Phasenwechsel durch eine Parameterveränderung adaptiv eliminiert wird. In der Tat reduziert die adaptive Steuervorrichtung 190 den Effekt der Motorbetriebsparameterveränderungen aus dem resultierenden Motordrehmoment.
Der Fehlerbefehlsausgang e_cmd der PID-Steuervorrichtung 190 ist mit einer Bandsperre bzw. einem Kerbfilter 200 verbunden. Die Aufgabe des Kerbfilters 200 ist es, das akustische Geräusch infolge der Statorgehäusevibration zu eliminieren.
Es wurde festgestellt, dass die Erregung eines Paares der VR-Motorpole in einer radialen Bewegung des Statorgehäuses resultiert. Darauf wird Bezug genommen als der akustisch sensitive Strukturmodus des Motors. Bei gewissen Antriebsfrequenzen kann das Statorgehäuse mit einer Frequenz mitschwingen, die innerhalb des für Menschen hörbaren Bereichs liegen. Diese Resonanz bewirkt, dass der Motor wie ein Lautsprecher wirkt. Der Motor kann auch wie ein Mikrophon wirken, dadurch dass der Resonanzeffekt in der erregten Phase in Stromschwankungen resultieren kann. Die Radialbewegung des Gehäuses kann im Sinne von Gehäuseversatz bzw. -verschiebung, Geschwindigkeit und/oder Beschleunigung ausgedrückt werden.
Der Kerbfilter 200 kerbt bzw. filtert die Resonanzfrequenzen der akustisch sensitiven Strukturmodi des Motors aus der Spannung, die an die Motorspule angelegt wird. Der Ausgang des Kerbfilters 200 ist mit einem PWM-Formatierer 204 verbunden. Das Phasenauswahlsignal ϕ_sel von der Steuervorrichtung 90 ist auch mit dem PWM-Formatierer 204 verbunden. Der Ausgang des PWM-Formatierers 204 ist steuerbar mit den oberen und unteren Schalt-FETs verbunden, um die PWM-ON-Zeiten für jede der Motorphasen zu steuern. Ansprechend auf das gefilterte Stromanforderungssignal von dem Kerbfilter 200 und das Phasenauswahlsignal steuert das PWM-Format die ON-Zeit-Überlappung der entsprechenden oberen und unteren Schalt-FETs, um den Motor in der gewünschten Richtung mit dem gewünschten Drehmoment zu erregen.
Die Motorsteuervorrichtung 90 ist betriebsmäßig mit einer Diagnoseanzeigevorrichtung 240 gekoppelt, die innerhalb des Fahrgastabteils des Fahrzeugs gelegen ist. Wie in der Technik bekannt, überwacht die Steuervorrichtung 90 (oder eine andere nicht gezeigte Steuervorrichtung) den Systembetrieb und betätigt die Anzeigevorrichtung 240, wenn ein Fehlerzustand abgefühlt wird. Wenn ein Fehlerzustand abgefühlt wird, wird verhindert, dass der Motor 28 erregt wird und das Lenksystem kehrt zu einem nicht unterstützten Modus zurück.
Es ist, insbesondere in einem elektrischen Servolenksystem, erstrebenswert, eine Steueranordnung mit verringerter Drehmomentwelligkeit zu besitzen. Um das VR-Motordrehmoment korrekt zu steuern, muss durch die Stromsteuervorrichtung an jeder Motorphase der Magnetfluss induziert werden. Während des Steuerns des Motors tritt eine sich verändernde Flussverkettung auf, die eine Funktion der veränderlichen Motorbetriebsbedingungen ist. Eine typische Flussverkettung für einen VR-Motor ist eine Funktion der Motorbetriebszustände, wie beispielsweise des Strom und der Position. Die veränderliche Natur der Flussverkettung resultiert in einer zeitlich variierenden Dynamik des VR-Motors während des Betriebs. Die veränderliche Charakteristik ist am bedeutendsten während des Phasenübergangs, wenn sich die Reluktanz, das Luftvolumen zwischen Stator und Rotor, von dem Maximalwert zu dem Minimalwert verändert.
Drehmomentwelligkeit wird auftreten, wenn der Phasenwechsel nicht kontrolliert und kompensiert wird. Um die Drehmomentwelligkeit zu minimieren, wird ein optimiertes Stromprofil, das den größten Teil der Drehmomentwelligkeit entfernt, erzeugt. Auch mit einem derartigen Stromprofil muss die Steueranordnung die zeitlich variierenden dynamischen Motorcharakteristika berücksichtigen. Der zeitlich variierende Phasenstrom kann, wie folgt, ausgedrückt werden:
wobei

L(i, θ, x) die Phaseninduktivität als eine Funktion des Stroms i, der Position θ und des Luftspalts x ist,
R der Motorwiderstand ist;
λ(i, θ, x): die Flussverkettung als eine Funktion des Stroms i, der Position θ und des Luftspalts x ist,
σ₁ weißes Rauschen ist,
v_cmd der Spannungsbefehl ist,
θ . die Drehrate des Motors ist, und
x . die radiale Versetzungsrate des Motorgehäuses ist.

Die Steuerung des Phasenstroms wird durch die Batteriespannung B+ begrenzt, und zwar im Bezug darauf wie viel Spannungsbefehl v_cmd angelegt werden kann. Außerdem werden die drei letzten Terme bzw. Größen der obigen Gleichung als Störgröße d₁ behandelt, die eine Störgrößenunterdrückung erfordern würde, um die Robustheit zu erhalten. Die Stromgleichung kann geschrieben werden als:
Es sei bemerkt, dass die Induktivität eine Funktion des Stroms, der Position und des Luftspalts ist. Angenommen der Luftspalteffekt ist vernachlässigbar, kann die Induktivität eines VR-Motors als eine dreidimensionale Abbildung, wie in 6 gezeigt, ausgedrückt werden. Diese Abbildung wurde empirisch für eine einzige Phase eines Vierphasen-VR-Motors vermessen unter Verwendung eines Induktivitätsanalysators. Diese veränderliche Induktivitätscharakteristik des Motors wird die Stromsteuerleistungsfähigkeit beeinträchtigen und wird, gemäß der vorliegenden Erfindung, in der Steueranordnung berücksichtigt. Während sich der Motor dreht, scheint die Induktivität zeitveränderlich zu sein, obwohl die Induktivität eine deterministische Funktion von Strom und Winkel ist.
Für ein digitales Stromsteuersystem mit einem Anti-Aliasing-Filter mit einem Pol bei Frequenz „a" und einer proportionalen Verstärkung K_p, kann die Übertragungsfunktion mit der Laplace-Domain-Methode, wie folgt, approximiert werden.
Die Größe der Induktivität wird die Polstellungen dieser Übertragungsfunktion verändern und die Leistungsfähigkeit der Stromsteuerregelung beeinträchti gen. Mit einer festgesetzten Verstärkung K_p würden sich die Polstellungen von der reellen Achse zu der komplexen Ebene bewegen. Mit dieser sich verändernden Polstellung kann sich das System von stabil zu schwingend oder sogar zu einem instabilen System verändern, wenn extra Pole und Nullen eingeführt werden ohne diese veränderlichen Motorcharaktistika während des Betriebs zu bestätigen. Wenn der festgesetzte proportionale Verstärkungswert K_p erniedrigt wird, so dass die Stromantwort keine Schwingung zeigt, wird das Motorgeräusch bzw. der Motorlärm reduziert, aber Drehmomentwelligkeit wird auftreten infolge der schwachen Stromsteuerung. Dies wird auch die Leistungsfähigkeit der Steuervorrichtung beeinträchtigen, und zwar durch Verringern der Nachführfähigkeit für sowohl die Übergangs- als auch das Steady-State- bzw. Stetigzustandsansprechen unter gewissen Bedingungen.
Der Verstärkungsscheduler kann gemäß der vorliegenden Erfindung auf irgendeine erstrebenswerte Bandbreite eingestellt werden, und zwar abhängig von den Konstruktionskriterien. Um den zeitabhängigen Effekt des dynamischen Systems auszugleichen, ist es das Konstruktionsziel, konsistente Systemcharakteristika der konstanten Bandbreite und einer konsistenten Phasenverzögerung aufrecht zu erhalten.
Durch Lösen der charakteristischen Gleichung kann der dominante reelle Pol des Systems ausgedrückt werden als:
Allgemein kann die folgende Annahme gemacht werden R << aLzum Beispiel R < 0.1Ω << aL(i, θ) < 3.14 = 5000 Hz·2π·100 μH
Die Gleichung kann vereinfacht werden als
Um einen realen Pol sicherzustellen, muss die folgende Bedingung wahr sein
Und um eine konstante Bandbreite ω_ref aufrecht zu erhalten, muss die proportionale Verstärkung des Systems als eine Funktion der Induktivität, des Widerstandes und der Anti-Aliasing-Filter-Polstellung zugewiesen und kann wie folgt ausgedrückt werden:
Die Verstärkungsabbildung kann dann als eine Funktion der Induktivität unter Verwendung dieser Gleichung erzeugt werden und ist in 7 gezeigt.
Ohne den Anti-Aliasing-Filter kann der Verstärkungsscheduler weiter vereinfacht werden zu: Kp = L(i, θ)·ωref – R
Die Temperatur wird die Verstärkungsabbildung beeinflussen, und zwar durch Erhöhen des Motorwiderstands mit höherer Temperatur. In diesem Fall kann der Temperatureffekt, wie folgt, eingeschlossen werden:
Der letzte Term ist die Widerstandsveränderung infolge der Temperatureffekte. Die Motortemperatur wird durch den Motortemperatursensor 102 abgefühlt.
Die Regelabweichung (steady state error) kann signifikant sein, wenn die planmäßige Verstärkung K_p erniedrigt wird. Die Regelabweichung kann ausgedrückt werden als:
Beispielsweise ist die nominelle Verstärkung bzw. der nominelle Verstärkungsfaktor für ein typisches Steuersystem ungefähr 2 und der Widerstand ist annähernd 0,1 Ohm, was eine 5% Regelabweichung einführen würde. Da der Verstärkungsscheduler jedoch K_p adaptiv berechnet, um die Induktivitätsveränderung zu kompensieren kann der Verstärkungsfaktor K_p klein genug sein, um eine große Regelabweichung zu induzieren. Dies wird durch den Gleichstromverstärkungskompensator 184 korrigiert. Der Gleichstromverstärkungskompensator kann ausgedrückt werden wie folgt:
Die Gehäuseschwingung kann reduziert werden durch Verwendung der konsistenten Verstärkungsstromsteuervorrichtung. Das Aufrechterhalten der Stromsteuerbandbreite auf einem niedrigeren Niveau wird die Gehäusebeschleunigung reduzieren unter Verwendung einer Steuervorrichtung mit konstantem Verstärkungsfaktor. Der Verstärkungsscheduler wurde in einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet, um die Stromsteuerbandbreite auf annäherungsweise 330 Hz zu halten.
Der Kerbfilter reduziert die Geräuschverstärkung von dem Rückkoppelungspfad des Stromsteuerkreises. Die Geräuschübertragungsfunktion von d₂ kann ausgedrückt werden als:
Der Nenner ist der Gleiche wie bei der Gleichung der Stromansprechcharakteristik. Das akustische Motorgeräusch steht in direkter Beziehung zu dem Stromsteuerkreis durch das Motorgehäuse oder die Gehäusebeschleunigung. Reduzieren der Geräuschantwort an dem Strukturmodus ist äquivalent zu der Beschränkung der Verstärkung der Stromregelschleife bei dieser Frequenz. Ohne den Verstärkungsscheduler der vorliegenden Erfindung kann sich die Bandbreite dem Strukturmodus des Motors nähern, was eine höhere Geräuschverstärkung vorsehen und mehr akustisches Geräusch induzieren wird. Der Verstärkungsscheduler wird die Anregung bei dieser Frequenz reduzieren, durch Erhalten einer konsistenten Bandbreite, die niedriger ist als die höchste veränderliche Bandbreite ohne die Erfindung.
Der Wert von K_p steht in funktionsmäßiger Beziehung zu dem Motorstrom, der Motorposition, dem Systemwiderstand und der Motortemperatur. Die Werte für K_p sind vorzugsweise vorbestimmt und sind in einer Nachschlagtabelle gespeichert.
Mit Bezug auf 5 ist die Regelungsrückkoppelungssteueranordnung für die digitale Motorstromsteuervorrichtung gezeigt. Der Ausgang des Gleichstromverstärkungskompensators 184, der das Stromreferenzbefehlssignal i_rcmd ist, ist mit der Summierschaltung 186, wie oben beschrieben, verbunden. Der andere Eingang zu der Summierschaltung ist das Motorstromrückkoppelungssignal i_s. Die PID-Steuervorrichtung mit variabler Verstärkung wird repräsentiert durch die Übertragungsfunktionsbezeichnung G_c. Die Übertragungsfunktion für den Kerbfilter 200 wird durch die Übertragungsfunktionsbezeichnung G_n repräsentiert. Spannungsrauschen N_v ist in dem System vorhanden und wird als in den Steuerkreis summiert gezeigt. Der Kerbfilter G_n plus das Spannungsrauschen N_v sind mit der Motorspule mit der Übertragungsfunktionsbezeichnung G_m verbunden. Der Motorstrom im wird mit dem im System vorhandenen Spannungsrauschen N_v summiert, was in einen abgefühlten Rückkoppelungsstrom i_s resultiert. Der abgefühlte Rückkoppelungsstrom i_s wird mit dem Referenzbefehlsstrom i_rcmd durch einen Regelschalter summiert. Dieser Schalter ist gezeigt, um einen Unterbrechungspunkt zu bezeichnen, wenn man das normalerweise geschlossene Regelsystem als ein offenes Steuersystem betrachtet.
Mit Bezug auf 8 ist ein Bode-Diagramm gezeigt für eine Steuerkreisübertragungsfunktion des Phase D Motorstroms im zu dem Motorbefehl i_cmd (der Schalter in der Rückkoppelungsleitung ist offen) bei einem Rotorversatz von 0° bei verschiedenen Strömen. Der Winkel 0° ist der Winkel, bei dem der Rotor ausgerichtet ist, wenn die Phase D des Motors erregt wird. Dies wird im Allgemeinen als ausgerichtete Rotorposition bezeichnet und ist ein stabiler Gleichgewichtspunkt für den Motor, d.h. wenn die Spule erregt ist, wird der Rotor bei 0° stehen. Der Winkel 30° ist dann eine Drehung von 30 mechanischen Graden von dem 0°-Punkt. Diese Stellung ist ein unstabiler Gleichgewichtspunkt für die Phase-D-Erregung, weil sich der Rotorpol genau zwischen zwei Statorpolen befindet und um die Induktivität zu maximieren, muss der Rotor sich entweder auf 0° oder auf 60° drehen. Dieses Diagramm gilt für ein Lenksystem ohne die digitale Motorsteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung. Während der Strom steigt, erhöht sich die Hochfrequenzverstärkung. Die Linie 300 ist ein Stromwert geringer als der Strom, der durch die Linie 302 repräsentiert ist, welcher seinerseits geringer ist als der Stromwert, der durch die Linie 304 dargestellt ist, welcher seinerseits, geringer ist als der durch die Linie 306 repräsentierte Stromwert.
Die Hochfrequenzverstärkung erhöht den Strom, weil die Induktivität des Motors mit dem Strom an der ausgerichteten Rotorposition abnimmt. Der Pol des Motors ist bei der Frequenz R/L und je höher der Pol, desto höher ist die Verstärkung bei hoher Frequenz.
Ein Diagramm der Motorgehäusebeschleunigung ist in 9 gezeigt, wobei die Linien die gleichen Stromwerte, die in 8 gezeigt sind, repräsentieren, wiederum ohne die digitale Motorstromsteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung. Dieses Diagramm zeigt die Resonanz- bzw. Eigenfrequenz für das Motorgehäuse bei 2,4 kHz.
10 ist ein Bode-Diagramm mit Linien, die die gleichen Stromwerte, die in 8 gezeigt sind, repräsentieren, wiederum ohne die digitale Motorstromsteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung. Dieses Diagramm unterscheidet sich dadurch, dass es einen Rotorversatz um 30° repräsentiert, was der Maximumversatz ist, der in einem Vierphasenmotor mit einem Rotor mit sechs Rotorpolen auftreten würde. In diesem Diagramm kann man sehen, dass die Hochfrequenzverstärkungen die gleichen sind, wenn sich die Motorinduktivität auf einem Minimum befindet. Die Hochfrequenzverstärkung ist im Wesentlichen konstant mit steigendem Strom, weil die Induktivität des Motors im Wesentlichen konstant ist im Bezug auf den Strom an der nicht ausgerichteten Rotorposition.
11 ist ein Frequenzansprechen bzw. Frequenzverlauf, der die Gehäusebeschleunigung zeigt, wenn der Motorrotor sich bei einem 30°-Versatz-Zustand befindet, wiederum ohne die digitale Motorstromsteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung. Man kann sehen, dass die Motoreigenfrequenz wieder bei 2,4 kHz auftritt.
12 ist ein Bode-Diagramm eines Regelkreises mit einer Steuervorrichtung mit konstantem Verstärkungsfaktor, wenn der Motorrotor versetzt ist bei 0°.
13 ist ein Frequenzverlaufsdiagramm, das die Gehäusebeschleunigung bei Verwendung einer Steuervorrichtung mit konstantem Verstärkungsfaktor zeigt. Dieses Diagramm zeigt die Gehäusebeschleunigung bei der Motoreigenfrequenz von 2,4 kHz.
14 ist ein Bode-Diagramm, das die geschlossene Regelkreisanordnung mit dem Verstärkungsscheduler gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, mit einem Rotorversatz bei 0°-Versatz. Dieses Diagramm zeigt eine signifikante Verbesserung in dem Systemfrequenzverlauf und die 3 dB Roll-Off-Points, d.h. die Bandbreite der Motorstromsteuervorrichtung, ist konstanter als für das Steuersystem mit konstantem Verstärkungsfaktor der 12.
15 ist ein Frequenzverlaufsdiagramm, das die Gehäusebeschleunigung zeigt, wenn der Verstärkungsscheduler gemäß der vorliegenden Erfindung bei einem Rotorversatz von 0° verwendet wird. Man kann eine substantielle Abnahme der Gehäusebeschleunigung sehen, die ihrerseits gleichbedeutend ist mit einem reduzierten hörbaren Geräusch und reduzierter Drehmomentwelligkeit
Es sei bemerkt, dass es der Effekt des Verstärkungsschedulers (13) ist, eine konstantere Bandbreite der Stromübertragungsfunktion, verglichen mit dem System mit konstantem Verstärkungsfaktor (12), zu erreichen. Die Verstärkung ist in 13 konstanter, da die sich verändernde Induktivität der Spule bei steigendem Motorstrom durch die Abnahme der proportionalen Verstärkung des Systems kompensiert wird. Der Effekt des Verstärkungsschedulers ist es auch, die Beschleunigung des Motorgehäuses, verglichen mit dem System mit konstantem Verstärkungsfaktor (13 und 15), zu reduzieren.
Der Kerbfilter 200 bewirkt eine Formung des Frequenzverlaufs der Motorstromsteuervorrichtung innerhalb seiner Steuerbandbreite. Beispielsweise verhindert das Formen des Frequenzverlaufs der Motorstromsteuervorrichtung den Lärm durch herauskerben bzw. -filtern der Resonanzfrequenzen der akustisch sensitiven Strukturmodi, d.h. diejenigen Frequenzen, bei denen das Statorgehäuse mitschwingen wird. Durch Steuerung des Lärms kann die Motorstromsteuerbandbreite erhöht werden. Durch Erhöhen dieser Steuerbandbreite wird die Drehmomentwelligkeit verringert. Der Kerbfilter verhindert das strukturelle Mitschwingen, das den Lärm erzeugt.
G_c ist die Übertragungsfunktion für die Steuervorrichtung 190. Angenommen, dass die Steuervorrichtung 190 eine proportionale/integrale Steuervorrichtung ist, ist ihre Übertragungsfunktion: Gc = Kp(1 + Kl/s)
Die Übertragungsfunktion G_n für den Kerbfilter 200 ist:
wobei ω_n1, ω_n2 die Frequenzen nahe der Kerbe sind und das Verhältnis der Dämpfungsfaktoren ϛ1 und ϛ2 definieren die Tiefe der Kerbe. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sind ω_n1 = ω_n2 = 2100·2π, ϛ1 = 0,1 und ϛ2 = 0,6, wobei ungefähr 15 dB Unterdrückung vorgesehen werden. (In diesem Ausführungsbeispiel liegt die Motoreigenfrequenz bei 2,1 kHz).
Die Motorübertragungsfunktion G_m ist:
wobei L die lokale Induktivität des Motors und R der Widerstand ist.
Die Steuerkreisübertragungsfunktionen in Betracht ziehend, erhält man: ((i_rcmd – (i_m + N_s))G_cG_n + N_y)G_m = i_m
Die Befehlsantwort lautet dann:
Die Sensorrauschantwort ist:
Die Spannungsrauschantwort ist:
Bei vorgegebenem Motor mit konsistenter Strombandbreite, kann die Kerbe G_n verwendet werden, um eine Motorstromsteuervorrichtung zu konstruieren, die das Geräusch bei der Frequenz, wo das strukturelle Rauschen auftritt, abschwächt bzw. dämpft. Wie in 16 und 17 gezeigt, wurde eine Kerbe G_n entworfen, um eine 20 dB Dämpfung des Motorgehäuses vorzusehen. Aus der Wurzelortanalyse, wie in 18 gezeigt, kann ein Stromsteuerregelkreis entworfen werden, um eine mit der Kerbe konsistente Bandbreite zu erreichen, die kein Motorstrukturgeräusch anregt. Verglichen mit der niedrigsten Bandbreite einer Steuervorrichtung mit konstantem Verstärkungsfaktor, wie in 19 und 20 gezeigt, besitzt die kerbgefilterte Steuervorrichtung mit konsistenter Bandbreite einen niedrigeren Geräusch verstärkenden Verstärkungsfaktor während sie eine höhere Bandbreite aufrechterhält. Die untere Abfallspur ist 100 Hz und die obere Abfallspur ist 600 Hz.
Das Ergebnis der obigen Steuervorrichtung wurde bei 20 U/min getestet und die Gehäuseschwingung wurde gemessen und mit einer Steuervorrichtung mit konstantem Verstärkungsfaktor verglichen. Wie in 21 gezeigt, beträgt die Leistungsdichte der vorgeschlagenen kerbgefilterten konsistenten Bandbreite nur 1,4% der Steuervorrichtung mit konstantem Verstärkungsfaktor. Das obere Diagramm in 21 ist ohne Kerbfilter und das untere Diagramm ist mit der Steuervorrichtung mit der mit der Kerbe konsistenten Bandbreite.
Der Verstärkungsscheduler und der Kerbfilter könnten entweder digital unter Verwendung eines Mikrocomputers implementiert sein, um die Funktionen zu erreichen, die in den Figuren dargestellt sind, wobei sie diskrete Schaltungen verwenden, oder unter Verwendung einer Kombination aus digitaler und diskreter Implementierung, die vorzugsweise in einer ASIC untergebracht ist.
Aus der obigen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele der Erfindung werden Fachleute Verbesserungen, Veränderungen und Modifikationen entnehmen. Beispielsweise wurden dynamische Betriebskennzeichen bzw. -charakteristika, wie Position, Strom und Temperatur, bei der Motorsteuerung verwendet. Fachleute werden erkennen, dass der Motormagnet fluss als eine dynamische Betriebscharakteristik bei der Motorsteuerung verwendet werden kann.

Claims

Eine Motorsteuervorrichtung (90) zum Steuern des Betriebs eines Elektromotors (28), wobei die Motorsteuervorrichtung Folgendes aufweist; Abfühlmittel (30, 97, 102) zum Abfühlen von mindestens einem dynamischen Betriebskennzeichen bzw. einer dynamischen Betriebscharakteristik des Motors (28) und zum Vorsehen eines Signals, das eine Anzeige für die mindestens eine abgefühlte dynamische Motorbetriebscharakteristik bildet; eine Antriebsschaltung zum Erregen des Motors, gekennzeichnet durch einen Regler (190) mit variablem Verstärkungsfaktor bzw. variabler Verstärkung, zum Empfangen eines Strombefehlanfragesignals, das einen Wert besitzt, und zum Liefern eines Motorstromsteuersignals, das einen Wert besitzt, der funktionsmäßig in Bezug zu dem Wert des empfangenen Strombefehlanfragesignals und einem Verstärkungssteuerwert steht; einen Verstärkungzuweiser bzw. -scheduler (196), der betriebsmäßig mit dem Regler (190) mit variabler Verstärkung gekoppelt ist und mit den Abfühlmitteln (30, 97, 102) zum Liefern des Verstärkungssteuerwertes an den Regler (190) mit variabler Verstärkung, ansprechend auf die mindestens eine abgefühlte dynamische Motorbetriebscharakteristik, um dadurch die Verstärkungsgröße des Reglers mit variabler Verstärkung zu steuern; und die Antriebsschaltung (110, 120), die betriebsmäßig mit dem Regler (190) mit variabler Verstärkung und dem Motor (28) verbunden ist zum Erregen des Motors ansprechend auf das Motorstromsteuersignal.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Motor (28) ein Motor mit variabler Reluktanz mit einem Ständer bzw. Stator und einem Läufer bzw. Rotor ist, und wobei die dynamische Betriebscharakteristik die Position ist, und wobei die Sensormittel einen Rotorpositionssensor (30) umfassen, der ein Signal mit einem Wert liefert, der eine Anzeige für die Position des Motorrotors relativ zu seinem Stator bildet.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei der Motor (28) ein Motor mit variabler Reluktanz ist, und wobei die dynamische Betriebscharakteristik der Strom ist, und wobei die Sensormittel einen Motorstromsensor (97) umfassen, der ein Signal mit einem Wert liefert, der eine Anzeige für den Motorstrom bildet.
Motorsteuervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, wobei der Motor (28) ein Motor mit variabler Reluktanz ist, und wobei die dynamische Betriebscharakteristik die Temperatur ist, und wobei die Sensormittel einen Temperatursensor (102) umfassen, der ein Signal mit einem Wert liefert, der eine Anzeige für die Temperatur des Motors bildet.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Motor (28) ein Motor mit variabler Reluktanz ist, und wobei die dynamische Betriebscharakteristik der Magnetfluss ist und wobei die Sensormittel einen Fluss-Sensor umfassen, der ein Signal mit einem Wert liefert, der eine Anzeige für den Magnetfluss des Motors bildet.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Verstärkungsregler (190) eine Steuervorrichtung zum Verarbeiten des Strombefehlssignals gemäß einer proportionalen Funktion, einer integralen Funktion und/oder einer abgeleiteten Funktion ist.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Verstärkungsregler (190) eine Steuervorrichtung zum Verarbeiten des Strombefehlssignals gemäß einer proportionalen Funktion und einer integralen Funktion ist.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 1, die ferner eine Gleichstrom-Verstärkungskompensationsschaltung (184) umfasst zum Einstellen des Wertes des Strombefehlssignals, um irgendwelche Stetigzustands- bzw. Regelabweichungswerte, die in dem System vorhanden sein können, zu korrigieren.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 1, die ferner mindestens eine Bandsperre bzw. einen Kerbfilter (200) umfasst, um ein vorbestimmtes Frequenzband am Durchgehen zu der Antriebsschaltung zu hindern.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 9, wobei die mindestens eine Bandsperre (200) ein Schaltung zum Blockieren des Frequenzbandes umfasst, das einen Wert besitzt, der in funktionsmäßigem Bezug zu einer Resonanz- bzw. Eigenfrequenz des Motors (28) steht.
Ein elektrisches Servolenksystem, das Folgendes aufweist: einen Drehmomentsensor (44) zum Abfühlen des angelegten Lenkdrehmoments und zum Liefern eines Signals mit einem Wert, der eine Anzeige für das angelegte Lenkdrehmoment bildet; ein elektrischer Hilfsmotor (28), der antriebsmäßig mit einem Lenkglied verbunden ist, so dass bei Erregung des elektrischen Hilfsmotors Servolenkung vorgesehen wird; und eine Motorsteuervorrichtung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche zum Liefern eines Strombefehlsignals mit einem Wert, der in funktionsmäßigem Bezug zu dem abgefühlten, angelegten Lenkdrehmoment steht.
Ein Verfahren zum Steuern des Betriebs eines Elektromotors (28), wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: Abfühlen von mindestens einer dynamischen Betriebscharakteristik des Motors (28) und Liefern eines Signals, das eine Anzeige für die mindestens eine abgefühlte dynamische Motorbetriebscharakteristik bildet, gekennzeichnet durch das Vorsehen eines Reglers (190) mit variabler Verstärkung zum Empfangen eines Strombefehlanfragesignals mit einem Wert und zum Liefern eines Motorstromsteuersignals mit einem Wert, der in funktionsmäßigem Bezug zu dem empfangenen Strombefehlanfragesignal und einem Verstärkungssteuerwert steht; Liefern des Verstärkungssteuerwertes an den Regler (190) mit variabler Verstärkung ansprechend auf die abgefühlte, mindestens eine dynamische Motorbetriebscharakteristik, um dadurch die Größe des Verstärkungss des Reglers mit variabler Verstärkung zu steuern; und Erregen des Motors (28) ansprechend auf das Motorstromsteuersignal.
Verfahren gemäß Anspruch 12, wobei der Motor (28) ein Motor mit variabler Reluktanz mit einem Stator und einem Rotor ist, und wobei die mindestens eine dynamische Betriebscharakteristik die Position ist, und wobei der Abfühlschritt das Abfühlen der Rotorposition und das Liefern eines Signals umfasst, mit einem Wert, der eine Anzeige für die Position des Motorrotors relativ zu seinem Stator bildet.
Verfahren gemäß Anspruch 12 oder 13, wobei der Motor (28) ein Motor mit variabler Reluktanz ist und wobei die mindestens eine dynamische Betriebscharakteristik der Strom ist, und wobei der Abfühlschritt den Schritt des Abfühlens des Motorstroms und Vorsehen eines Signals umfasst, mit einem Wert, der eine Anzeige für den Motorstrom bildet.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12, 13 oder 14, wobei der Motor (28) ein Motor mit variabler Reluktanz ist und wobei die mindestens eine dynamische Betriebscharakteristik die Temperatur ist und wobei der Abfühlschritt den Schritt des Abfühlens der Motortemperatur umfasst und das Vorsehen eines Signals mit einem Wert, der eine Anzeige für die Temperatur des Motors bildet.
Verfahren gemäß Anspruch 12, wobei der Motor (28) ein Motor mit variabler Reluktanz ist und wobei die mindestens eine dynamische Betriebscharakteristik der Kraftfluss ist und wobei der Abfühlschritt den Schritt des Abfühlens des Motorflusses und das Liefern eines Signals umfasst, mit einem Wert, der eine Anzeige für den Kraftfluss des Motors bildet.
Verfahren gemäß Anspruch 12, wobei der Verstärkungsregler (190) das Strombefehlssignal gemäß einer proportionalen Funktion, einer integralen Funktion und/oder einer abgeleiteten Funktion verarbeitet.
Verfahren gemäß Anspruch 12, wobei der Verstärkungsregler (190) das Strombefehlssignal gemäß einer proportionalen und einer integralen Funktion verarbeitet.
Verfahren gemäß Anspruch 12, das ferner den Schritt des Einstellens des Wertes des Strombefehlssignals umfasst, um irgendwelche Regelabweichungswerte, die in dem System vorhanden sein können, zu korrigieren.
Verfahren gemäß Anspruch 12, das ferner den Schritt des Filterns des Strombefehlssignals umfasst, um ein vorbestimmtes Frequenzband vom Antrieb des Motors (28) zu blockieren.
Verfahren gemäß Anspruch 20, wobei der Schritt des Filterns ein Blockieren des Frequenzbandes mit einem Wert umfasst, der in funktionsmäßigem Bezug zu einer Resonanz- bzw. Eigenfrequenz des Motors (28) steht.