DE69921155T2

DE69921155T2 - Adaptiver empfänger für vielfachwegausbreitung in einen kodemultiplex-vielfachzugriff-kommunikationssystem

Info

Publication number: DE69921155T2
Application number: DE69921155T
Authority: DE
Inventors: Tapani Westman
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1998-08-21
Filing date: 1999-08-10
Publication date: 2006-02-23
Anticipated expiration: 2019-08-11
Also published as: US6680967B1; WO2000011798A1; CN1117434C; KR20010072840A; GB9818378D0; EP1105977A1; JP2002523961A; DE69921155D1; AU5513599A; EP1105977B1; CN1324522A; ATE279815T1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Empfänger und insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, einen RAKE-Empfänger zur Verwendung in einem zellularen Telekommunikationsnetz. Das zellulare Telekommunikationsnetz kann – muss jedoch nicht unbedingt – einen Codevielfachzugriff (CDMA) verwenden.
Wenn ein Signal von einer Basisstation zu einer Mobilstation oder umgekehrt übertragen wird, wird das Signal auf Grund von Reflexionen des Signals an Gebäuden oder dergleichen einer Anzahl verschiedener Pfade folgen (Mehrwegeausbreitung). Folglich wird das gleiche Signal in Abhängigkeit von der Länge des zurückgelegten Wegs zu verschiedenen Zeitpunkten an seiner Ziel-Mobilstation oder seiner Ziel-Basisstation eintreffen. RAKE-Empfänger sind bekannt; sie werden im Allgemeinen eingesetzt, um dieses Problem zu lösen. Bei RAKE-Empfängern werden die verschiedenen Ausbreitungspfade jeweils verschiedenen Fingern des RAKE-Empfängers zugeordnet, und dann werden diese Signale kombiniert, um ein einziges Signal zu liefern. Wenn sich jedoch die Mobilstation bewegt oder wenn sich Fahrzeuge oder Leute in der Nähe der Mobilstation oder der Basis-Sende-/Empfangsstation bewegen, wird dies zu Änderungen in den relativen Phasen der verschiedenen Mehrwegesignale führen. Dies wiederum hat zu zur Folge, dass die Leistung des kombinierten, einzigen Signals schwankt. Ohne diese Bewegungen würde die Kanalimpulsantwort im Allgemeinen konstant bleiben. Dementsprechend steht die Änderungsrate der Kanalimpulsantwort mit der Geschwindigkeit der zuvor erwähnten Bewegungen in Beziehung.
Eine Relativbewegung der Basis- und Mobilstationen hat Dopplerverschiebungen in den verschiedenen Mehrwegesignalen zu Folge, die zu einer Dopplerverbreiterung bei dem empfangenen Signal führen. Dies kann als eine Aufspreizung der Frequenz des übertragenen Signals angesehen werden. Die Dopplerverbreiterung bei dem empfangenen Signal steht mit der Schwankungsrate der empfangenen Signale in Beziehung. Der Kehrwert der Dopplerverbreiterung ist die Kohärenzzeit des Kanals, also der Zeitraum, in dem ein gesendetes Symbol von Kanalschwankungen verhältnismäßig ungestört sein wird. Die Relativgeschwindigkeit einer Mobilstation gegenüber einer Basisstation liefert ein Maß für die Kohärenzzeit des Kanals.
Bei bekannten RAKE-Empfängern enthält jeder Finger ein Glättungsfilter. Die Kennlinien dieser Filter sind jedoch fest. Dies führt zu dem Problem, dass der RAKE-Empfänger nur dann optimale Ergebnisse liefert, wenn die Kohärenzzeit des Kanals in einem eingeschränkten Bereich von Werten ist. Dies bedeutet, dass bei einigen Kohärenzzeitwerten das Ausgangssignal des RAKE-Empfängers infolge der schlechteren Filterung durch das Glättungsfilter verschlechtert ist.
Das Dokument "Adaptive parameter estimation using parallel Kalman filtering for spread spectrum code and Doppler tracking" von A.W. Fuxjaeger u. a., IEEE, 1994, offenbart einen Mehrwegeempfänger, der eine Bank von Kalman-Filtern für die Schätzung der Kanaleigenschaften enthält.
Bei einem Codevielfachzugriffsystem (CDMA-System) wird ein weicher Kanalwechsel angewendet. Bei einem weichen Kanalwechsel kommuniziert eine Mobilstation mit mehr als einer Basisstation zugleich. Der Empfang von Signalen von verschiedenen Basisstationen kann deshalb verschiedenen Fingern des RAKE-Empfängers zugewiesen werden. Dementsprechend kann die Kohärenzzeit der Kanäle für die Signale von den zwei verschiedenen Basisstationen völlig unterschiedlich sein. Folglich kann wenigstens eines der Signale von einer der Basisstationen nicht in einer optimalen Art und Weise verarbeitet werden. Dies bedeutet, dass die Qualität des kombinierten Signals herabgesetzt sein kann.
Deshalb ist ein Ziel der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die zuvor erwähnten Probleme zu verringern oder zumindest abzuschwächen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfänger zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem geschaffen, wobei der Empfänger mehrere Empfängermittel umfasst, wobei die mehreren Empfängermittel jeweils so beschaffen sind, dass sie Signale von verschiedenen Ausbreitungswegen empfangen, wobei jedes der Empfängermittel Mittel zum Schätzen der Kanalkohärenzzeit des Ausbreitungswegs, der von den Signalen benutzt wurde, die von dem jeweiligen Empfängermittel empfangen wurden, und Filterungsmittel umfasst, wobei die Funktionsweise der Filterungsmittel in Abhängigkeit von der Kohärenzzeitschätzung, die von den Schätzmitteln geliefert wird, verändert wird.
Da das Filterungsmittel in Abhängigkeit von der Kohärenzzeitschätzung, die von den Schätzmitteln geliefert wird, verändert wird, kann die Filterung, die durch das Filterungsmittel erzielt wird, optimiert werden, um die Auswirkungen von Rauschstörungen zu verringern.
Vorzugsweise ist der Empfänger ein RAKE-Empfänger und die Empfängermittel umfassen Finger.
Vorzugsweise sind die Stufenkoeffizienten der Filterungsmittel in Abhängigkeit von der Kohärenzzeitschätzung veränderbar. Zusätzlich oder alternativ ist die Anzahl der Stufen, die bei den Filterungsmitteln verwendet wird, in Abhängigkeit von der Kohärenzzeitschätzung veränderbar. Auf diese Weise kann die Funktionsweise der Filterungsmittel verändert werden.
Vorzugsweise hat das Filterungsmittel eine solche Charakteristik, dass der mittlere quadratische Fehler des Signals minimiert wird. Das Filterungsmittel kann deshalb ein Wiener-Filter umfassen.
Jedoch können auch andere Filtertypen eingesetzt werden. Beispielsweise kann das Filterungsmittel jedes Empfängermittels ein Filter mit einer endlichen Impulsantwort oder ein Filter mit einer unendlichen Impulsantwort umfassen.
Der Empfänger kann in eine Mobilstation integriert sein. Vorzugsweise schätzt das Schätzmittel die Kohärenzzeit des Kanals des Ausbreitungswegs, der dem jeweiligen Empfängermittel zugeordnet ist, auf der Grundlage eines Parameters, der auf die Bewegung der Mobilstation schließen lässt. Die Bewegung der Mobilstation wird ein wichtiger Faktor bei der Änderung der Kohärenzzeit sein.
Da die Kohärenzzeitschätzung auf einem Parameter beruht, der auf die Bewegung der Mobilstation schließen lässt, kann eine akzeptable Schätzung der Kohärenzzeit erhalten werden. Der Parameter, der auf die Bewegung der Mobilstation schließen lässt, kann durch ein Verhältnis einer ersten Autokorrelation einer Kanalimpulsantwort ohne Verzögerung für den Ausbreitungsweg, der einem bestimmten Empfängermittel zugeordnet ist, zu einer zweiten Autokorrelation dieser Kanalimpulsantwort mit einer bestimmten Verzögerung definiert werden. Dies hat den Vorteil, dass sie unter Verwendung nur weniger Komponenten leicht durchgeführt werden kann.
Vorzugsweise sind die erste und die zweite Autokorrelation Mittelwerte. Folglich können die Auswirkungen jeglicher anomaler Werte vermindert werden.
Vorzugsweise wird die Ausgabe der Filterungsmittel verwendet, um eine Phasenänderung zu steuern, die auf die empfangenen Signale angewendet wird. Die auf die empfangenen Signale angewendete Phasenänderung ermöglicht ein kohärentes Kombinieren der Signale, die mittels verschiedener Empfängermittel empfangen wurden. Je besser das Filterungsmittel in der Lage ist, die Auswirkungen von Rauschstörungen zu verringern, desto besser ist die Phasenänderung, die auf das empfange Signal angewendet wird.
Vorzugsweise ist das Schätzmittel so beschaffen, dass es mehrere Kanalimpulsantworten für das empfangene Signal empfängt, wobei die Kanalimpulsschätzungen von dem Schätzmittel verwendet werden, um die Kanalkohärenzzeit zu schätzen.
Der Empfänger kann auch in eine Basis-Sende-/Empfangsstation integriert sein. Die wichtigsten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können verwendet werden, um die Auswirkungen von Veränderungen in der Funkübertragungsumgebung zu kompensieren.
Vorzugsweise ist der Empfänger so beschaffen, dass er Signale in einem Codevielfachzugriff-Format empfängt.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfänger zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem geschaffen, wobei der Empfänger mehrere Empfängermittel umfasst, wobei die mehreren Empfängermittel jeweils so beschaffen sind, dass sie Signale von verschiedenen Ausbreitungswegen empfangen, wobei jedes der Empfängermittel ein adaptives Filterungsmittel zum Filtern der empfangenen Signale umfasst, wobei die Funktionsweise der adaptiven Filterungsmittel in Abhängigkeit von einem Merkmal der Signale von dem Ausbreitungsweg, die von dem jeweiligen Empfängermittel empfangen werden, verändert wird.
Da das Filterungsmittel in jedem Empfängermittel individuell, in Abhängigkeit von dem von dem jeweiligen Empfängermittel empfangenen Signal verändert wird, kann eine optimale Leistungsfähigkeit des Empfängers erzielt werden.
Vorzugsweise werden die empfangenen Signale bearbeitet, bevor sie die adaptiven Filterungsmittel durchlaufen. Vorzugsweise ist das Merkmal die Kanalimpulsantwort für den Ausbreitungsweg, der von den Signalen benutzt wurde, die von dem jeweiligen Empfänger empfangen werden.
Es sollte leicht zu erkennen sein, dass es Merkmale des ersten Aspekts der Erfindung gibt, die mit dem zweiten Aspekt erzielt werden können, und umgekehrt.
Zum besseren Verständnis der Erfindung und um zu zeigen, wie diese umgesetzt werden kann, wird sich nun beispielhaft auf die beigefügte Zeichnung bezogen, worin:
1 ein Blockdiagramm einer Sende- und Empfangsschaltungsanordnung in einer Mobilstation zeigt;
2 ein Blockdiagramm eines Mobilkommunikationssystems zeigt;
3 ein Blockdiagramm eines RAKE-Empfängers zeigt;
4 eine Prinzipskizze der Komponenten des Kohärenzzeitschätzers von 3 zeigt;
5 zeigt, wie die verschiedenen Mehrwegesignale identifiziert werden;
6 eine Ausführung des Kohärenzzeitschätzers von 4 zeigt;
7 eine Ausführung des einstellbaren Filters von 3 zeigt;
8a die Charakteristik eines Kanals mit einer langen Kohärenzzeit zeigt; und
8b die Charakteristik eines Kanals mit einer kurzen Kohärenzzeit zeigt.
Zunächst wird sich auf die 1 bezogen, die ein Blockdiagramm einer Sende- und Empfangsschaltungsanordnung in einer Mobilstation (MS) in einem CDMA-System zeigt, und auf die 2, die ein Blockdiagramm zeigt, das einen Kontext veranschaulicht, in dem die vorliegende Anwendung genutzt werden kann. Das heißt das CDMA-Mobilkommunikationssystem ermöglicht mehreren Mobilstationen MS 1, MS 2, MS 3 über die Kanäle CH 1, CH 2 bzw. CH 3 mit einer Basis-Sende-/Empfangsstation BTS 1 in der gemeinsamen Zelle zu kommunizieren. Die Mobilstation MS 3 ist in der Lage, zu der gleichen Zeit, zu der sie mit der ersten Basis-Sende-/Empfangsstation BTS 1 kommuniziert, mit einer zweiten Basis-Sende-/Empfangsstation BTS zu kommunizieren. Dies ermöglicht, einen weichen Kanalwechsel zu erzielen. Ein weicher Kanalwechsel findet beispielsweise statt, wenn sich eine Mobilstation nahe dem Rand zweier oder mehrerer benachbarter Zellen befindet. Die Mobilstation MS 3 kommuniziert mit der zweiten Basis-Sende-/Empfangsstation BTS 2 unter Verwendung des Kanals CH 4. Die Informationen, die auf den Kanälen CH 3 gesendet werden, sind die gleichen, die auf dem Kanal CH 4 gesendet werden, wobei für beide Kanäle derselbe Spreizungscode verwendet wird. Mit anderen Worten: Die dritte Mobilstation MS 3 sorgt für eine einzige Übertragung, die sowohl den dritten, als auch den vierten Kanal, CH 3 und CH 4, liefert. Die drei Kanäle, die verwendet werden, um mit der ersten Basis-Sende-/Empfangsstation BTS 1 zu kommunizieren, werden in bekannter Weise durch die Verwendung von Spreizungscodes unterschieden.
Nun wird sich auf 1 bezogen. Zunächst wird die Sendeschaltungsanordnung in einer Mobilstation beschrieben. Zu sendende Daten, die Sprachdaten, Bilddaten oder andere Daten sein können, werden an die MS-Schnittstelle 2 geliefert. Sie sind in eine Form codiert, die für eine Übertragung geeignet ist. Zusammen mit einer Rateninformationssequenz RI, welche die Bitrate identifiziert, über der Leitung 8, einer Prüfsequenz (CRC) für jeden Rahmen von Daten über der Leitung 10 und einem Fehlerkorrektur-Endbit, welches das Ende jeder Nutzdatensequenz definiert, über der Leitung 12 werden die codierten Nutzdaten über eine Leitung 6 einem Rahmen-Multiplexer 4 zugeführt. Der Rahmen-Multiplexer 4 organisiert die Daten für die Übertragung in einer Rahmensequenz.
Die Rahmensequenz wird an eine Faltungscodiereinrichtung 14 und an einen Bit-Interleaver 16 geliefert. Diese Schaltungen führen eine Faltungscodierung und eine Bitverschachtelung in einer Fachleuten bekannten Weise aus, die hier nicht näher beschrieben wird. Die Faltungscodierung hat zum Zweck, die Anwenderdaten vor Fehlern in einem Funkkanal zu schützen, so dass eine (Vi terbi-) Decodiereinrichtung die codierten Daten selbst dann zurückgewinnen kann, wenn einige Bits verfälscht sind. Die Bitverschachtelung verteilt Bündelfehler, die typisch in Mobilfunkkanälen auftreten, gleichmäßiger über die Zeit, so dass es der Decodiereinrichtung möglich ist, die Fehler an den codierten Daten effizienter zu korrigieren.
In einem Zeitschlitz-Multiplexer 18 werden Pilotsymbole (PS) in die Zeitschlitze mit den codierten Daten eingefügt, um eine Zeitschlitzsequenz zu erzeugen. In einem kohärenten System werden die Pilotsymbole (PS) am Anfang und am Ende jedes Zeitschlitzes eingefügt. Diese Symbole sind leicht zu erkennen, so dass der Anfang und das Ende jedes Zeitschlitzes für Synchronisierungszwecke identifiziert werden können. In einem nichtkohärenten System sind diese Pilotsymbole unnötig.
Die Zeitschlitzsequenz wird einer Spreizungseinrichtung 20 zugeführt, die vom Codegenerator 22 einen Spreizungscode empfängt. Der Spreizungscode wird gemäß bekannten CDMA-Techniken erzeugt und wird hier nicht näher beschrieben. Der Spreizungscode ist für jede Mobilstation, die zu einer einzigen Basisstation sendet, eindeutig, so dass die Übertragung von einzelnen Mobilstationen an der Basisstation unterschieden werden können. Die Codes sind so beschaffen, dass sie zwischen verschiedenen Mobilstationen so weit wie möglich orthogonal sind.
Bei Verwendung von M parallelen Code-Kanälen werden M Datensymbole unter Verwendung verschiedener Codes gespreizt.
Nach der Spreizung wird das gespreizte Signal einem Modulator 24 zugeführt, der das Signal sendebereit moduliert, beispielsweise entsprechend einer Vierphasen-Umtastmodulation. In einigen Systemen wird die Modulation vor der Spreizung ausgeführt. Das gespreizte, modulierte Signal wird einem Impulsformungsfilter 25 zugeführt, welches das digitale Signal in eine Form bringt, die für einen Digital-/Analog-Umsetzer (D/A-Umsetzer) 26 günstiger zu verarbeiten ist. Der D/A-Umsetzer 26 ist an den Ausgang des Impulsformungsfilters 25 angeschlossen. Das Analogsignal wird in eine Funkfrequenzeinheit (RF-Einheit) 28 eingegeben, die das für das Senden bereite Signal über eine Antenne 30 liefert. Die Funkfrequenzeinheit 28 setzt das Signal entweder von einer Zwischenfrequenz oder einer Grundbandfrequenz auf die Funkfrequenz um. Die Funkfrequenzeinheit 28 könnte folglich einen Mischer umfassen.
Es wird nun die Empfangsseite der Mobilstation beschrieben. An der Antenne 30 ankommende Signale werden von der Funkfrequenzeinheit 28 empfangen und einem Analog-/Digital-Umsetzer (A/D-Umsetzer) 32 zugeführt, der das empfangene Analogsignal in ein digitales Signal umsetzt. Die Funkfrequenzeinheit 28 kann die auf der Funkfrequenz empfangenen Signale auf eine Zwischenfrequenz oder die Grundbandfrequenz umsetzen. Es ist leicht einzusehen, dass ein Signal an der Mobilstation ankommen kann, das eine Mehrwegeausbreitung mit unterschiedlichen Verzögerungen der Signalausbreitung erfahren hat. Der A/D-Umsetzer 32 liefert das digitale Signal an einen RAKE-Empfänger 34, der im Folgenden ausführlicher beschrieben wird. Der RAKE-Empfänger 34 empfängt außerdem eine Eingabe von dem Codegenerator 22.
Die Ausgabe des RAKE-Empfängers 34 wird in eine Biterfassungseinrichtung 42 eingegeben. Die Biterfassungseinrichtung 42 trifft eine weiche oder harte Entscheidung zu den empfangenen Symbolen wie zu den übermittelten Bits. Die von der Biterfassungseinrichtung 42 erfasste Bitsequenz wird einem Zeitschlitz-Demultiplexer 44 zugeführt, der die Zeitschlitzstruktur demultiplexiert und eine Schätzung der Übertragungsrate liefert, die mittels des RAKE-Empfängers berechnet wird. Die demultiplexierte Zeitschlitzstruktur wird dann einem Deinterleaver 46 zugeführt, der das Wirken des Interleavers 16 praktisch rückgängig macht. Das entschachtelte Signal wird dann mit den Rateninformationen einer Viterbi-Decodiereinheit 48 zugeführt. Das von der Viterbi-Decodiereinheit 48 bestimmte decodierte Signal wird einem Rahmen-Demultiplexer 50 zugeführt, von dem das Endbit, die Nutzdaten, die CRC-Sequenz und die RI-Sequenz wiedergewonnen werden. Die Nutzdaten werden über die Leitung 52 der Übertragungsschnittstelle 2 zugeführt.
Die Rateninformationssequenz RI wird einer Ratenerfassungseinheit 54 über die Leitung 56 zugeführt. Die Ratenerfassungseinheit vergleicht die decodierten Rateninformationen mit der geschätzten Rate, und wenn sie nicht zusammenpassen, wird der Viterbi-Decodiereinheit 48 über die Leitung 58 ein Signal zugeführt, um der Viterbi-Decodiereinheit zu ermöglichen, für die Decodierung eine andere Ratenentscheidung zu treffen.
Eine zusätzliche Prüfung der Rateninformationen und auch der Gültigkeit der Daten an sich wird erreicht, indem die Nutzdaten einer CRC-Codiereinrichtung 60 zugeführt werden, die aus den empfangenen Nutzdaten eine CRC-Sequenz erzeugt. In einer CRC-Prüfeinheit 62 wird die CRC-Sequenz gegen die von den ankommenden Daten abgeleitete CRC-Sequenz geprüft. Wenn die Prüfung gültig ist, wird angenommen, dass die Rateninformationen und die Daten in Ordnung sind. Falls die CRC-Prüfung misslingt, kann die geschätzte Rate, die an die Viterbi-Decodiereinheit geliefert wurde, verwendet werden, um für die Decodierung eine nächste Annahme über die richtige Übertragungsrate zu treffen.
Mit Bezug auf 3 wird nun der RAKE-Empfänger 34 ausführlicher beschrieben. Der RAKE-Empfänger 34 umfasst mehrere RAKE-Finger 100_1-n . Die Anzahl der RAKE-Finger variiert in Abhängigkeit von den Erfordernissen des Mobilfunktelephons. In einer Ausführungsform sind sechs Finger vorgesehen.
Jeder RAKE-Finger 100 umfasst einen Korrelator 101, einen Kanalschätzer 104, einen Kohärenzzeitschätzer 106, ein einstellbares Filter 108 und eine Phasendreheinheit 110. Das Eingangssignal in jeden RAKE-Finger wird an den Korrelator 101 geliefert. Der Korrelator 101 liefert ein Ausgangssignal an die Phasendreheinheit 110 und an den Kanalschätzer 104. Das Ausgangssignal des Kanalschätzers 104 wird an das einstellbare Filter 108 und an den Kohärenzzeitschätzer 106 geliefert. Der Ausgang des Kohärenzzeitschätzers 106 ist an einen weiteren Eingang des einstellbaren Filters 108 angeschlossen. Der Ausgang des einstellbaren Filters ist an einen weiteren Eingang der Phasendreheinheit 110 angeschlossen. Der Ausgang jeder Phasendreheinheit 110 ist an den Eingang eines Laufzeitentzerrers 150 angeschlossen. Das Ausgangssignal jedes Laufzeitentzerrers 150 wird in einen Kombinator 38 eingegeben.
Es sollte nachzuvollziehen sein, dass der Kombinator 38 auch eine Demodulationsfunktion bietet. In weiteren Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann das Ausgangssignal des Kombinators 38 in einen gesonderten Demodulator eingegeben werden. Der Ausgang des Kombinators 38 ist mit dem Eingang der Biterfassungseinrichtung 42 verbunden, wie in 1 gezeigt ist.
Der RAKE-Empfänger 34 umfasst außerdem einen Sondierungsblock 114 (mitunter als Sucher bezeichnet), der die empfangenen Signale durchsucht, um zu ermitteln, wann jede Mehrwegeausbreitung die Mobilstation erreicht, oder, falls es eine Basisstations-Diversity gibt, um zu ermitteln, wann die entsprechenden Signale von den Basisstationen die Mobilstation erreichen. Eine Basisstations-Diversity tritt beispielsweise während eines weichen Kanalwechsels auf, wobei mehr als eine Basisstation das gleiche Signal an dieselbe Mobilstation sendet. Sondierungsblöcke sind Fachleuten wohl bekannt, folglich wird der besondere Aufbau des Sondierungsblocks nicht beschrieben. Es kann jedes geeignete Verfahren angewendet werden, um dieses Sondieren auszuführen, etwa eine schnelle Fourier-Transformation usw.
Es wird jedoch die Funktion des Sondierungsblocks beschrieben. Der Sondierungsblock 114 korreliert praktisch das empfangene Signal mit dem jeweiligen Code, aber mit verschiedenen Verzögerungen. Die Ergebnisse einer typischen Sondierungskorrelation sind in 5 gezeigt. Wie ersichtlich ist, wird die erste Korrelation erhalten, wenn der Code in Bezug auf das empfangene Signal um eine relative Verzögerungszeit τ1 verzögert ist. Die nächsten zwei Korrelationen, die von abnehmender Größe sind, werden erhalten, wenn die relativen Verzögerungen τ2 bzw. τ3 sind. Eine weitere starke Korrelation wird erhalten, wenn die relative Verzögerung τ4 ist. Diese wird von zwei Korrelationen τ5 und τ6 abnehmender Stärke gefolgt. Die erste Korrelationsspitze entspricht dem stärksten Mehrwegesignal, das von einer bestimmten Basis-Sende-/Empfangsstation empfangen wird, wobei die zweite und die dritte Spitze zwei Mehrwegeausbreitungen desselben Signals von derselben Basisstation entsprechen. Die vierte Spitze entspricht dem stärksten Mehrwegesignal, das von einer zweiten Basis-Sende-/Empfangsstation empfangen wird, die wahrscheinlich von der Mobilstation weiter entfernt ist als die erste Basis-Sende-/Empfangsstation. Die fünfte und die sechste Spitze entsprechen Mehrwegeausbreitungen des von der zweiten Basis-Sende-/Empfangsstation empfangenen Signals. Typisch werden diese Mehrwegeausbreitung von einer bestimmten Basisstation zusammengefasst, da sie leicht von einer zweiten Gruppe von Signalen unterschieden werden können, die von einer zweiten Basis-Sende-/Empfangsstation kommt. Mit anderen Worten: Der Sondierungsblock 114 bestimmt die verschiedenen Phasen (oder Verzögerungen) für jede Mehrwegeausbreitung, und diese Verzögerungen werden an die jeweiligen Finger des RAKE-Empfängers 34 gesendet, die zugeordnet sind, um mit einer bestimmten Mehrwegeausbreitung umzugehen.
Wenn der Sondierungsblock 114 die Verzögerungen ermittelt hat, bei denen die Korrelationsspitzen erhalten werden, werden diese Verzögerungen an die ver schiedenen Finger geliefert. Wenn beispielsweise sechs Finger vorhanden sind, wird der erste Finger das empfangene Signal mit dem Code korrelieren, der eine Verzögerung τ1 besitzt, der zweite Finger wird das Signal mit dem Code korrelieren, der eine Verzögerung τ2 besitzt, der dritte Finger wird das Signal mit dem Code korrelieren, der eine Verzögerung τ3 besitzt usw. Der Sondierungsblock kann so beschaffen sein, dass er dann, wenn es mehr Korrelationsspitzen als Finger gibt, die stärksten Signale für die Zuweisung zu den entsprechenden Fingern auswählt. Die jedem Finger 101 zugeordnete Verzögerung wird über Leitungen 124_1-n an den Korrelator des jeweiligen Fingers ausgegeben.
Außerdem liefert der Sondierungsblock 114 Ausgangssignale 149 an entsprechende Laufzeitentzerrer 150 jedes RAKE-Fingers 100. Die von dem Sondierungsblock 114 gelieferten Ausgangssignale 149 an die Laufzeitentzerrer 150 stellen sicher, dass die Ausgangssignale der jeweiligen Finger 100 synchronisiert sind und von dem Kombinator 38 sinnvoll kombiniert werden können. Wenn es beispielsweise nur drei Finger geben würde, die zugewiesen werden, um die Spitzen, die bei den Verzögerungszeiten τ1, τ2 und τ3 auftreten, zu verarbeiten, sind diese so beschaffen, dass das Ausgangssignal jedes Fingers zeitgleich auftritt, so dass die Signale von dem Kombinator 138 so überlagert werden können, dass die bei den Verzögerungen τ1, τ2 und τ3 auftretenden Spitzen zusammenfallen. Folglich wird die Spitze bei der Verzögerungszeit τ1 um einen Zeitraum τ3-τ1 in Bezug auf die Spitze bei der Verzögerungszeit τ3 verzögert. Genauso wird die zweite Spitze um einen Zeitraum τ3-τ2 in Bezug auf die Spitze bei der Verzögerungszeit τ3 verzögert. Folglich werden die Spitzen, die den Verzögerungen τ1, τ2 und τ3 entsprechen, von den jeweiligen Fingern gleichzeitig an den Kombinator ausgegeben.
Wie offensichtlich ist, liefert der Codegenerator 22 eine Eingabe sowohl über die Leitung 120 an den Sondierungsblock 114, als auch über die Leitung 122 der jeweiligen Finger 100 an jeden Korrelator 101.
Jeder Korrelator 101 jedes Fingers 100 empfängt das Ausgangssignal vom A/D-Umsetzer 32 über die Leitung 33, den zugeordneten Code vom Codegenerator 22 über die Leitung 122 und die zugeordnete Verzögerung vom Sondierungsblock 144 über die Leitung 124. Jeder Korrelator 101 korreliert das empfangene Signal mit dem Code vom Codegenerator 22, wobei der Code um den Betrag verzögert ist, der von dem Sondierungsblock 114 bestimmt und dem be stimmten Finger 100 zugewiesen worden ist. Die Korrelatoren 101 entspreizen folglich das empfangene Signal.
Die Ausgabe des Korrelators 101 jedes Fingers wird in den Kanalschätzer 104 eingegeben. Wenn ein Signal zwischen einer Basisstation und der Mobilstation (entweder auf der Aufwärtsstrecke oder auf der Abwärtsstrecke) übertragen wird, braucht die Signalempfangseinheit von dem Signal, das sie empfangen hat, nur Informationen über den Kommunikationsweg, den das Signal zurückgelegt hat, zu ermitteln. Dies wird als "Kanalschätzung" bezeichnet und in einem Kanalschätzer 104, einer Einheit, die eine Kanalimpulsantwort erzeugt, ausgeführt. Für die Kanalschätzung sind verschiedene Techniken bekannt. Die Kanalimpulsantwort ist erforderlich, um die ankommenden Daten richtig zu decodieren und zu demodulieren.
Der Kanalschätzer 104 schätzt folglich die Kanalimpulsantwort für das empfangene und korrelierte Signal. Die Kanalschätzung kann auf Pilotsymbolen in dem empfangenen Signal beruhen. Die Pilotsymbole können als Referenzsignale betrachtet werden. Der Kanalschätzer 104 wird die empfangenen Pilotsymbole mit Referenzpilotsymbolen korrelieren, die in dem Empfänger zur Verfügung stehen. Die Korrelation erlaubt praktisch, zwischen den Pilotsymbolen, die empfangen werden sollten, und den Pilotsymbolen, die tatsächlich empfangen werden, einen Vergleich anzustellen. Die von dem Kanalschätzer 104 ermittelte Kanalschätzung 104 wird außerdem verwendet, um sowohl das einstellbare Filter 108 zu steuern, als auch von dem Kohärenzzeitschätzer 106, um die Kohärenzzeit des Kanals zu schätzen.
Die Kohärenzzeit eines Kanals ist der Zeitraum, über den ein gesendetes Symbol durch Schwankungen in dem Kanal verhältnismäßig ungestört sein wird. Schwankungen in dem Kanal können durch die Bewegung der Mobilstation verursacht sein, die sich in einem fahrenden Fahrzeug befinden könnte, oder durch Veränderungen in der Funkübertragungsumgebung. Der Kohärenzzeitschätzer 106 ist so beschaffen, dass er die Kohärenzzeit des Kanals schätzt. Die Komponenten des Kohärenzzeitschätzers 106 werden mit Bezug auf 4 beschrieben.
Die Kohärenzzeit beruht auf der geschätzten Geschwindigkeit der Mobilstation. Allgemein gilt: Je schneller sich die Mobilstation bewegt, desto kürzer ist die Kohärenzzeit. Die Geschwindigkeit der Mobilstation kann auf vielfältige Weise geschätzt werden. Ein bevorzugtes Verfahren der Schätzung der Geschwindigkeit der Mobilstation ist im Zusammenhang mit dem in 4 gezeigten Kohärenzzeitschätzer 106 beschrieben.
Der Kohärenzzeitschätzer 106 umfasst eine Autokorrelationseinheit 120, deren Eingang mit dem Ausgang des Kanalschätzers 104 verbunden ist. Der Ausgang der Autokorrelationseinheit 120 liefert zwei Ausgangssignale, die in eine Tiefpassfiltereinheit 122 gegeben werden. Die Tiefpassfiltereinheit 122 hat zwei Ausgänge, wovon jeder an einen Absolutblock 124 bzw. 126 angeschlossen ist. Die Ausgabe jedes der Absolutblöcke 124 und 12b wird in eine Divisionseinheit 128 eingegeben. Der Ausgang der Divisionseinheit 128 ist an einen Eingang des einstellbaren Filters 108 angeschlossen.
Die von dem Kanalschätzer 104 berechnete Kanalimpulsantwort wird in die Autokorrelationseinheit 120 eingegeben. Anschließend wird an der Kanalimpulsantwort eine Autokorrelationsfunktion ausgeführt. Mit anderen Worten: Die eingegebene Kanalimpulsantwort wird also mit sich selbst korreliert. Die Autokorrelation der Kanalimpulsantwort wird mit Verzögerungen von 0 und τ genommen. Mit anderen Worten: Die Kanalimpulsantwort wird mit sich selbst korreliert – in einem Fall ohne Zeitverzögerung zwischen den beiden Versionen der Kanalimpulsantwort und in dem anderen Fall mit einer Version der Kanalimpulsantwort, die in Bezug auf die erste Version der Kanalimpulsantwort um die Zeit τ verzögert ist. Die Ergebnisse dieser zwei Autokorrelationen werden an den entsprechenden Ausgängen der Autokorrelationseinheit 120 an die Tiefpassfiltereinheit 122 ausgegeben. Die Tiefpassfiltereinheit 122 mittelt die von der Autokorrelationseinheit 122 durchgeführten Autokorrelationen, um zwei Mittelwerte zu liefern. Der erste Mittelwert stellt den Mittelwert der Autokorrelationen ohne Verzögerung dar, während der andere Wert den Mittelwert der Autokorrelationen mit der Verzögerung τ darstellt.
Der durchschnittliche Autokorrelationswert R_c(0) ohne Verzögerung kann wie folgt dargestellt werden: RC(0) = E[c0(t)c0·(t)],wobei E die Mittelungsfunktion darstellt, die von der Tiefpassfiltereinheit 122 ausgeführt wird, c₀(t) die Kanalimpulsantwort ist, die von dem Kanalschätzer 104 geliefert wird, und c₀·(t) der komplexe konjugierte Wert des Kanalimpuls antwortwertes ist. C₀(t)C₀·(t) ist folglich eine komplexe Multiplikation, die einen Autokorrelationswert ergibt. Der mittlere Autokorrelationswert R_c(τ) mit der Verzögerung τ ergibt sich wie folgt: Rc(τ) = E[c0(t)c0·(t + τ)
Durch das Mitteln der jeweiligen Autokorrelationswerte werden die Auswirkungen von Rauschstörungen verringert. Die zwei Mittelwerte werden von den entsprechenden Ausgängen der Tiefpassfiltereinheit 122 ausgegeben und in jeweils einen der Absolutblöcke 124 eingegeben. Die Absolutblöcke 124 berechnen den Absolutwert (d. h. die Größe) jedes der Mittelwerte. Die berechneten Absolutwerte werden von den jeweiligen Absolutblöcken 124 an den Divisionsblock 128 ausgegeben. Der Divisionsblock 128 vergleicht die zwei Mittelwerte, um einen Korrelationskoeffizienten p zu liefern. Insbesondere führt der Divisionsblock 128 die folgende Berechnung aus: p = |Rc(0)|/|Rc(τ)|
Folglich ist p ein Parameter, der proportional zur Geschwindigkeit der Mobilstation ist. Wenn sich die Mobilstation nicht bewegt, dann werden die beiden Mittelwerte ähnlich sein, und p wird nahe Eins sein. Je schneller sich jedoch die Mobilstation bewegt, desto größer ist der Unterschied zwischen den zwei Mittelwerten; p wird folglich in dem Maße zunehmen, wie die Geschwindigkeit der Mobilstation zunimmt; p ist folglich für die Kohärenzzeit des Kanals repräsentativ.
6 zeigt eine Möglichkeit, wie die schematische Anordnung von 4 praktisch umgesetzt werden kann. Die Ausgabe des Kanalschätzers 104 wird in einen ersten Dezimator 152 eingegeben. Es ist zu beachten, dass die Ausgabe des Kanalschätzers 104 als zwei gesonderte Signale dargestellt ist, wovon eines der I-Komponente und das andere der Q-Komponente entspricht. Der Dezimator verringert die Größe der Eingangssignale durch Verwerfen von m Bits alle n Bits, wobei m und n geeignete Werte haben können und wobei in der Ausführungsform der Erfindung alle von Pilotsymbolen verschiedenen Bits in einem Zeitschlitz verworfen werden. In einer Modifikation dieser Ausführungsform ist es möglich, dass all die von Pilotsymbolen verschiedenen Bits und einige der Pilotsymbole in jedem Zeitschlitz verworfen werden.
Der erste Dezimator 152 liefert zwei Ausgaben, die wiederum der I- und der Q- Komponente des Signals entsprechen. Diese zwei Ausgaben werden in die Autokorrelationseinheit 120 eingegeben, die einen ersten komplexen Multiplizierer 130, der die Autokorrelationswerte ohne Verzögerung liefert, und einen zweiten komplexen Multiplizierer, der die Autokorrelation mit der Verzögerung τ liefert, enthält. Der erste komplexe Multiplizierer 130 empfängt die I-Komponente des Signals an zwei gesonderten Eingängen und die Q-Komponente des Signals an zwei gesonderten Eingängen. Der zweite komplexe Multiplizierer 132 hat einen ersten Eingang für die I-Komponente des Signals und einen zweiten Eingang für die Q-Komponente des Signals. Außerdem weist der zweite komplexe Multiplizierer zwei Eingänge auf, die an zwei Ausgänge einer Verzögerungseinheit 134 angeschlossen sind. Die Verzögerungseinheit 134 empfängt an einem Eingang die I-Komponente und an einem zweiten Eingang die Q-Komponente des Signals von den jeweiligen Ausgängen des ersten Dezimators 152. Die Verzögerungseinheit 134 verzögert diese Signale um eine Zeit τ, bevor sie die I- und die Q-Komponente an den zweiten komplexen Multiplizierer 132 ausgibt. Die Autokorrelationsfunktionen werden folglich mittels des ersten und zweiten komplexen Multiplizierers, 130 und 132, ausgeführt.
Die Ausgabe des ersten komplexen Multiplizierers 130 wird an ein erstes Filter 136 mit unendlicher Impulsantwort (IIR-Filter) ausgegeben. Ebenso wird die Ausgabe des zweiten komplexen Multiplizierers 132 an ein zweites IIR-Filter 138 ausgegeben. Die Ausgaben des ersten und zweiten IIR-Filters, 136 und 138, werden an einen zweiten bzw. an einen dritten Dezimator, 140 und 142, ausgegeben. Der zweite und der dritte Dezimator, 140 und 142, sorgen für die gleiche Funktion wie der erste Dezimator 152, obwohl die Werte von m und n anders sein können. Es sollte beachtet werden, dass die Werte von m und n für den zweiten und dritten Dezimator, 140 und 142, gleich sein werden. Die Ausgabe des zweiten und dritten Dezimators, 140 und 142, wird in das dritte und vierte IIR-Filter, 134 und 146, eingegeben. Die vier IIR-Filter 136, 138, 145 und 146 sowie der zweite und dritte Dezimator 140 und 142 sind so beschaffen, dass sie die Ergebnisse der von der Autokorrelationseinheit 120 ausgeführten Autokorrelationen mitteln. Von dem dritten und dem vierten IIR-Filter, 145 und 146, wird die eigentliche Mittelungsfunktion geliefert.
Durch den zweiten und dritten Dezimator, 140 und 142, verringert sich die Anzahl der Abtastungen, die zu dem dritten und vierten IIR-Filter, 145 und 146, weitergeleitet werden, und folglich kann die Komplexität des dritten und vierten IIR-Filters geringer sein. Die Ausgaben des dritten und vierten IIR-Filters werden wie in 4 in entsprechende Absolutblöcke 124 eingegeben. Die Ausgaben der Absolutblöcke 124 werden in die Divisionseinheit 128 eingegeben, die die gleiche Funktion wie jene von 4 erfüllt. Die für den ersten bis dritten Dezimator, 152, 140 und 142, jeweils am besten geeigneten Werte von m und n können experimentell bestimmt werden.
Die von dem Kanalschätzer 104 gelieferten Kanalschätzungen sind durch Rauschstörungen beeinflusst. Das einstellbare Filter 108 ist vorgesehen, um die Auswirkungen der Rauschstörungen zu verringern. Durch Filtern der Kanalschätzungen, bevor sie verwendet werden, um die Phase des Signals in dem Phasendrehblock 110 zu korrigieren, werden die Ergebnisse des Phasendrehblocks 110 genauer. Mit anderen Worten: Das einstellbare Filter verbessert das Signal-Rausch-Verhältnis der Kanalschätzungen.
Das einstellbare Filter 108 ist folglich so beschaffen, dass seine Betriebscharakteristik in Reaktion auf die Kohärenzzeit, die von dem Kohärenzzeitschätzer 106 für den bestimmten Ausbreitungsweg geschätzt wird, verändert wird, was von jenem RAKE-Finger 100 erledigt wird. Insbesondere wird die Funktionsweise des einstellbaren Filters 108 verändert, um den Momentanwert des Korrelationskoeffizienten zu berücksichtigen. Das einstellbare Filter 108 filtert dann die von dem Kanalschätzer 104 berechneten Kanalschätzungen. Es sollte nachzuvollziehen sein, dass jeder RAKE-Finger 100 jeweils einen einzigen Ausbreitungsweg berücksichtigt. Das einstellbare Filter 108 ist folglich ein programmierbares Filter, das entsprechend der geschätzten Kohärenzzeit programmiert ist.
Es wird sich auf die 7 bezogen, die schematisch einen Filtertyp zeigt, der in Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet werden könnte. Das Filter 108 umfasst mehrere Verzögerungsblöcke 160 bis 168. Die Anzahl der Verzögerungsblöcke kann nach Bedarf geändert werden. Nur zu Veranschaulichungszwecken ist jedoch das Filter 108 von 7 mit fünf Verzögerungsblöcken 160 bis 168 versehen. Der Eingang 170 des Filters 108 ist an den ersten Verzögerungsblock 160 angeschlossen, der zwei Ausgänge besitzt, wovon einer mit dem zweiten Verzögerungsblock 162 verbunden ist, während der andere davon an eine Summierungseinheit 172 angeschlossen ist. Ebenso hat der zweite Verzögerungsblock 16 zwei Ausgänge, wovon einer an den dritten Verzö gerungsblock 164 angeschlossen ist und der andere an das Summierglied 172 angeschlossen ist. Der dritte und der vierte Verzögerungsblock, 164 und 166, haben jeweils zwei gleichartige Ausgänge. Der fünfte Verzögerungsblock 168 weist einen einzigen Ausgang auf, der an das Summierglied 172 angeschlossen ist. Jeder Verzögerungsblock besitzt einen zweiten Eingang 174, der für den zugeordneten Koeffizienten für den bestimmten Verzögerungsblock sorgt. Diese allgemeine Struktur wird von FIR-Filtern (Filtern mit einer endlichen Impulsantwort), IIR-Filtern und Wiener-Filtern, die alle in den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung benutzt werden können, verwendet. Die verschiedenen Funktionen, die mit diesen Filtern verwirklicht werden, werden durch die Koeffizienten erzielt, die an die Verzögerungsblöcke 160 bis 180 angelegt werden. Das Ausgangssignal des Filters 108 wird vom Ausgang 176 des Summierglieds 172 geliefert, das die Ausgaben aller Verzögerungsblöcke 160 bis 168 summiert.
Das einstellbare Filter 108, das für eine Glättungsfunktion sorgt, kann, wie zuvor erwähnt wurde, ein so genanntes flaches FIR-Filter, ein IIR-Filter, ein Wiener-Filter oder ein beliebiger anderer geeigneter Typ von Filter sein. Das einstellbare Filter kann deshalb als Glätter oder Glättungsfilter bezeichnet werden. Bei Wiener-Filtern werden die verwendeten Koeffizienten an das spezielle Doppler-Spektrum angepasst. Der Koeffizient p kann verwendet werden, um diese Koeffizienten und/oder die Anzahl der verwendeten Stufen zu verändern. Ein flaches FIR-Filter ist ein Mittelungsfilter, bei dem jeder Stufenkoeffizient den gleichen Wert hat. Beispielsweise wird in einem zwanzigstufigen Filter jeder Filterkoeffizient den gleichen Wert haben, der beispielsweise 0,05 sein kann. In Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die ein flaches FIR-Filter verwenden, wird die Anzahl der Stufen, die verwendet werden, entsprechend der Kohärenzzeitschätzung, die von dem Kohärenzzeitschätzer 106 geliefert wird, verändert.
Ein Wiener-Filter versucht, eine optimale Kanalschätzung zu erhalten, indem die Kanalschätzungen durch ein Linearphasenfilter geschickt werden, das den mittleren quadratischen Fehler des Signals minimiert. Eine derartige Funktion kann schwierig in die Praxis umzusetzen sein, und es könnte ein einstellbares Linearphasen-Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz verwendet werden, die größer oder gleich der maximal möglichen Dopplerfrequenz ist.
Es wird sich nun auf 8a und 8b bezogen, die einen Kanal mit einer langen Kohärenzzeit bzw. mit einer kurzen Kohärenzzeit zeigen. Die längere Kohärenzzeit (Signalschwundrate) wird bei sich langsamer bewegenden Mobilstationen erhalten, während die kürzere Kohärenzzeit bei sich schneller bewegenden Stationen erhalten wird. Die y-Achse der 8a und 8b repräsentiert die Leistung. Zunächst zu 8a: Die zeitliche Periode, über welche die Kanalschätzungen ausgeführt werden sollen, ist durch den Bereich 178 angegeben, in dem die Werte verhältnismäßig gleich bleibend sind. Deshalb wird das Filter 108 eine verhältnismäßig große Zahl von Werten verwenden, um die Filterausgabe 176 zu bestimmen. Folglich können alle Verzögerungsblöcke verwendet werden, wobei die Stufenkoeffizienten für jeden Verzögerungsblock völlig gleich sein können. Als Nächstes zu 8b: Die zeitliche Periode, über welche die Kanalschätzungen ausgeführt werden sollen, ist durch den Bereich 180 angegeben, in dem die Werte wiederum verhältnismäßig gleich bleibend sind. Der Bereich 180 ist jedoch viel kürzer als der Bereich 178. Deshalb werden weniger Verzögerungsblöcke verwendet. Beispielsweise werden einige der Koeffizienten für die Verzögerungsblöcke 0 sein. Bei beiden Beispielen werden die Koeffizienten ungleich null entsprechend der Länge der Bereiche 176 und 180 ausgewählt, die die Kohärenzzeit des jeweiligen Kanals repräsentieren. Bei beiden Beispielen würden, wenn die Ausdehnung der Bereiche 176 und 180 so erweitert werden würde, dass sie länger als die Kanalkohärenzzeit sind, die Kanalschätzungen ungenau sein und würden zu ungenauen Ergebnissen führen, da die Kanalschätzungen nicht länger der Kanalimpulsantwort entsprechen würden.
Bei einem RAKE-Empfänger erfasst der RAKE-Empfänger praktisch die Signalenergie von verschiedene Verzögerungen aufweisenden Wegen des Kanals, die durch den Kombinator 38 kombiniert wird. Es wird angenommen, dass jeder einzelne Weg eine unabhängige Signalschwundcharakteristik einbringt. Wie zuvor erörtert worden ist, kann es n verschiedene Verzögerungs- oder Ausbreitungswege geben. Es ist möglich, eine zu einem maximalen Verhältnis führende Kombination der Wege mit verschiedener Verzögerung durchzuführen. Eine zu einem maximalen Verhältnis führende Kombination gewichtet praktisch die Signale, bevor sie so kombiniert werden, dass den stärksten Signalen das größte Gewicht gegeben wird. Die Genauigkeit dieser Berechnung wird von der Genauigkeit der Kanalschätzungen abhängen, die von den Kanalschätzern 104 berechnet werden. Das einstellbare Filter 108 wird folglich die von dem Kanalschätzer 104 erzielten Kanalschätzungen glätten. Die von dem Kanalschätzer 104 gelieferten Kanalschätzungen werden an den Kohärenzzeitschätzer 106 ausgegeben, der die Schätzungen verwendet, um die Kohärenzzeit zu schätzen, und außerdem an das einstellbare Filter 108, dass dann die Abgriffe filtert. Wie zuvor erörtert worden ist, werden die Merkmale des einstellbaren Filters 108 von dem Koeffizienten abhängen, der von dem Kanalkohärenzzeitschätzer 106 berechnet wird.
Der Kombinator 38 kombiniert auf kohärente Weise das von jedem der RAKE-Finger 100 gelieferte Signal. Eine kohärente Kombination ist auf Grund des Vorhandenseins der Phasendreheinheit 110 in jedem Finger 100 möglich. Insbesondere ist bei einer kohärenten Kombination die Phase des Signals, das von jedem Finger geliefert wird, gleich. Es ist einsichtig, dass in alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung eine nicht-kohärente Kombination stattfinden kann. Die Phasendreheinheit 100 bewirkt, dass das korrelierte Ausgangssignal, das von dem Korrelator 101 geliefert wird, mit den gefilterten Kanalschätzungen, die von dem einstellbaren Filter 108 ausgegeben werden, multipliziert wird. Die Funktion des Laufzeitentzerrers 150, der zwischen der Phasendreheinheit und dem Kombinator 38 angeordnet ist, ist schon zuvor beschrieben worden. Folglich stellt die Phasendreheinheit 100 sicher, dass die Signale, die zu kombinieren sind, die gleiche Phase haben, während der Laufzeitentzerrer 150 sicherstellt, dass die zu kombinierenden Signale in Bezug aufeinander so verzögert sind, dass entsprechende Teile der Signale von den Laufzeitentzerrern 150 gleichzeitig ausgegeben werden.
Der Kombinator 38 kann zum Kombinieren der Signale jeden geeigneten Algorithmus benutzen. Beispielsweise können bei den Signalen von verschiedenen Fingern verschiedene Gewichtsfaktoren verwendet werden. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Schätzung, die von dem Kombinator 38 für das übermittelte Datensignal geliefert wird, folgende:
Jeder Finger 100 liefert das Ergebnis des Signals für einen bestimmten Ausbreitungsweg × der komplexen Konjugierten der komplexen Kanalstufenschätzung. Die Ergebnisse von jedem Finger 100 werden dann summiert.
Das in 4 oder 6 gezeigte System für die Schätzung der Kohärenzzeit eines Kanals kann in einem digitalen Signalprozessor implementiert sein, der außerdem weitere Verarbeitungsfunktionen für den Empfänger liefert. Alternativ können gesonderte Komponenten oder ein gesonderte Prozessor vorgesehen sein, um die Kohärenzzeit für jeden Finger zu schätzen.
In einer Modifikation der Ausführungsform, die zuvor beschrieben worden ist. kann ein linearer Interpolator hinter dem einstellbaren Filter hinzugefügt werden, um die Werte der Schätzungen zwischen zwei aufeinander folgenden Zeitschlitzen zu interpolieren.
Bei den beschriebenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beruht die Schätzung der Kohärenzzeit des Kanals auf der Schätzgeschwindigkeit der Mobilstation. Alternativ kann jedoch jede andere geeignete Technik verwendet werden, um die Kohärenzzeit des Kanals zu messen.
In Ausführungsformen der Erfindung kann die Korrelationsfunktion des Sondierungsblocks mit angepassten Filtern erzielt werden. Auch ist es möglich, dass der Korrelator in jedem Finger durch angepasste Filter ersetzt wird.
Die Kanalschätzung kann auf Datensymbolen statt auf Pilotsymbolen beruhen. Alternativ können die Schätzungen auf Pilot- und Datensymbolen beruhen.
Es wird angemerkt, dass jedes andere Verfahren, das für die Schätzung der Geschwindigkeit der Mobilstation oder eines Parameters, der auf die Geschwindigkeit schließen lässt, geeignet ist, anstelle des zuvor beschriebenen besonderen Verfahrens verwendet werden kann.
Die Filterfunktion, die durch das einstellbare Filter geschaffen wird, kann unter Verwendung beliebiger anderer geeigneter Filterkonstruktionen anstelle der in 7 gezeigten Filterkonstruktion umgesetzt werden.
Es ist einsichtig, dass, obwohl die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung im Zusammenhang mit Mobilstationen beschrieben worden sind, Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auch in Basis-Sende-/Empfangsstationen integriert sein können. Die Basis-Sende-/Empfangsstation kann mobil oder stationär sein. Außerdem können Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung in ortsfeste Einrichtungen integriert sein, die mit Basisstationen oder dergleichen kommunizieren. Wenn Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung in stationäre Einrichtungen integriert sind, können immer noch Vorteile erzielt werden, da sich die Funkübertragungsumgebung selbst durch die Bewegung von beispielsweise Straßenverkehr oder dergleichen verändern kann.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind insbesondere auf Codevielfachzugriff-Systeme und Breitband-Codemultiplex-Vielfachzugriff-Systeme anwendbar. Jedoch können Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit praktisch jedem anderen Zugriffsystem, wie etwa anderen Bandspreizungssystemen, Zeitvielfachzugriff-Systemen, Frequenzvielfachzugriff-Systemen und Hybriden dieser Zugriffsystemen verwendet werden.

Claims

Empfänger zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei der Empfänger mehrere Empfängermittel (100₁... 100_n ) umfasst, wobei die mehreren Empfängermittel jeweils so beschaffen sind, dass sie Signale von verschiedenen Ausbreitungswegen empfangen, wobei jedes Empfängermittel Mittel (106) zum Schätzen der Kohärenzzeit des Ausbreitungswegs, der von den Signalen benutzt wurde, die von dem jeweiligen Empfängermittel empfangen wurden, und Filterungsmittel (108) umfasst, wobei die Funktionsweise jedes der Filterungsmittel in Abhängigkeit von der Kohärenzzeitschätzung für den Ausbreitungsweg, die von dem jeweiligen Schätzmittel geliefert wird, verändert wird.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Empfänger ein RAKE-Empfänger ist und die Empfängermittel Finger umfassen.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei Stufenkoeffizienten für die Filterungsmittel in Abhängigkeit von der Kohärenzzeitschätzung veränderbar sind.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Anzahl der Stufen, die bei jedem der Filterungsmittel verwendet wird, in Abhängigkeit von der jeweiligen Kohärenzzeitschätzung veränderbar ist.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Filterungsmittel eine solche Charakteristik aufweisen, dass der mittlere quadratische Fehler des Signals minimiert wird.
Empfänger nach Anspruch 5, wobei das Filterungsmittel jedes Empfängermittels ein Wiener-Filter umfasst.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Filterungsmittel jedes Empfängermittels ein Filter mit einer endlichen Impulsantwort umfasst.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Filte rungsmittel jedes Empfängermittels ein Filter mit einer unendlichen Impulsantwort umfasst.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Empfänger in eine Mobilstation integriert ist.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Schätzmittel die Kohärenzzeit des Ausbreitungswegs, der dem jeweiligen Empfängermittel zugeordnet ist, auf der Grundlage eines Parameters, der auf die Bewegung der Mobilstation schließen lässt, schätzt.
Empfänger nach Anspruch 10, wobei der Parameter, der auf die Bewegung der Mobilstation schließen lässt, durch ein Verhältnis einer ersten Autokorrelation einer Kanalimpulsantwort ohne Verzögerung für den Ausbreitungsweg, der einem bestimmten Empfänger zugeordnet ist, zu einer zweiten Autokorrelation dieser Kanalimpulsantwort mit einer bestimmten Verzögerung definiert ist.
Empfänger nach Anspruch 11, wobei die erste und die zweite Autokorrelation Mittelwerte sind.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Ausgabe der Filterungsmittel verwendet wird, um eine Phasenänderung zu steuern, die auf die empfangenen Signale angewendet wird.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Schätzmittel so beschaffen ist, dass es mehrere Kanalimpulsantwortschätzungen für das empfangene Signal empfängt, wobei die Kanalimpulsantwortschätzungen von dem Schätzmittel verwendet werden, um die Kanalkohärenzzeit zu schätzen.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Empfänger in eine Basis-Sende-/Empfangsstation integriert ist.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Empfänger so beschaffen ist, dass er Signale im Codevielfachzugriff-Format empfängt.
Empfänger zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei der Empfänger mehrere Empfängermittel (100₁ bis 100_n ) umfasst, wobei die mehreren Empfängermittel jeweils so beschaffen sind, dass sie Signale von verschiedenen Ausbreitungswegen empfangen, wobei jedes der Empfängermittel ein adaptives Filterungsmittel (108) zum Filtern der empfangenen Signale umfasst, wobei die Funktionsweise jedes adaptiven Filterungsmittels in Abhängigkeit von einem Merkmal der Signale von dem Ausbreitungsweg, die von dem jeweiligen Empfängermittel empfangen werden, verändert wird.
Empfänger nach Anspruch 17, wobei die empfangenen Signale bearbeitet werden, bevor sie durch adaptive Filterungsmittel geschickt werden.
Empfänger nach Anspruch 17 oder 18, wobei das Merkmal die Kohärenzzeit für den Ausbreitungsweg ist, der von den Signalen benutzt wurde, die von dem jeweiligen Empfänger empfangen werden.