DE69917630T2

DE69917630T2 - Motorregler für unterschiedliche Geschwindigkeiten

Info

Publication number: DE69917630T2
Application number: DE69917630T
Authority: DE
Inventors: Ramachandran West Extension Ramarathnam
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1999-09-01
Filing date: 1999-09-21
Publication date: 2005-06-23
Anticipated expiration: 2019-09-22
Also published as: ATE268072T1; DE69917630D1; EP1081842A1; ES2222667T3; EP1081842B1; US6316895B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen für den Einsatz in einem Wechselstrommotor oder bürstenlosen Gleichstrommotor und seine Anwendung in Hochfrequenzwerkzeugen, Haushalts- und Industriegeräten.
Hintergrund
Es ist hinlänglich bekannt, dass zum Antreiben einer Last dreiphasige Asynchronmotoren mit Käfigläufer bevorzugt werden. Früher war es jedoch so, dass, wenn die Last verschiedene Drehzahlen erforderte, immer Gleichstrommotoren verwendet wurden. Gleichstrommotoren mit Kommutator/Kohlebürsten lassen sich zwar mit einfachen Mitteln an eine Drehzahlregelung anpassen, aber sie sind weniger zuverlässig und wartungsanfälliger. Daher wurde immer wieder versucht, eine einfache Lösung zur Drehzahlregelung eines Wechselstrominduktionsmotors zu finden.
Die Komplexität der Drehzahlregelung des Wechselstrommotors war jedoch immer der bedeutende Nachteil gegenüber dem Gleichstrommotor. In einem Gleichstrommotor ist die Drehzahlregelung sehr einfach, da sie einfach durch Ändern der an den Anker angelegten Spannung erzielt wird. Aber in Induktionsmotoren müssen Spannung und Frequenz gleichzeitig geändert werden. Auch muss in der Leistungsumwandlungsstufe gewährleistet werden, dass die Ausgangswellenformen so sinusförmig wie möglich sind, um Oberwelleneffekte minimal zu halten und Verluste, Geräusche und Vibrationen zu reduzieren. Es war häufig das Ziel von Designern, ein einfaches und kostengünstiges Design der Leistungselektronik und der PWM- (Pulsbreitenmodulations-) Steuerung zu entwickeln, um die Veränderlichkeit der Drehzahl im Dreiphaseninduktionsmotor zu erzielen.
In der jüngeren Vergangenheit wurde in zunehmendem Maße versucht, Möglichkeiten und Mittel für ein VVVF- (spannungsgeregeltes, frequenzgeregeltes) Verfahren der Drehzahlregelung in Induktionsmotoren zu entwickeln. Der Hauptgrund ist der, dass der Dreiphaseninduktionsmotor wohl die robusteste und zuverlässigste drehende Maschine ist, die das Arbeitstier in der Branche darstellt. Sein Druckgusskäfigrotor ist praktisch unzerstörbar, und aufgrund der Abwesenheit von Kommutator und Bürsten werden diese Motoren in der Industrie am häufigsten eingesetzt. Nach Möglichkeit, und wo eine Drehstromversorgung zur Verfügung steht, wird der Dreiphasenmotor auch dem einphasigen Induktionsmotor vorgezogen. Der Dreiphasenmotor hat auch das geringste Gewicht und die geringste Größe für eine bestimmte Leistung bei einer bestimmten Drehzahl. Der einphasige Induktionsmotor hat im Allgemeinen einen geringeren Wirkungsgrad als ein Dreiphasenmotor und hat auch zusätzliche Komponenten wie Startschalter und Kondensator. Dadurch wird die Zuverlässigkeit der Maschine herabgesetzt.
Um die Drehzahl des Induktionsmotors zu verändern, müssen unterhalb der Nenndrehzahl des Motors Spannung und Frequenz gleichzeitig geändert werden. Für Drehzahlen oberhalb des Nennwertes wird nur die Frequenz geändert, während die Spannung konstant bleibt. Die allgemeine Praxis ist, den Eingangswechselstrom in Gleichstrom zu richten und diesen in einen Wechselstrom mit veränderlicher Spannung und veränderlicher Frequenz umzurichten. Dabei ist es wünschenswert, dass die Ausgangsstromwellenform so sinusförmig wie möglich ist. Der Grund hierfür ist, dass der Induktionsmotor mit sinusförmigem Magnetfluss am besten arbeitet.
Es hat viele Ansätze gegeben, um einen solchen sinusförmigen VVVF-Frequenzausgang vom Wechselrichter zu erzielen. Die meisten der früheren Methoden verwendeten eine Analogschaltung mit viel Hardware, um die PWM-Welle zu erzeugen. Diese Schaltungen verwenden, wie in der EP 0 886 369 beschrieben, eine dreieckige Trägerwelle auf einer höheren Frequenz und arbeiten mit anderen Abtasttechniken, um die pulsbreitenmodulierte Ausgangswelle zu erzielen. Die Beschränkungen solcher analogen Schaltungen sind immer, dass sie komplex und teuer sind. Sie neigen auch zu Drift aufgrund von Alterung der Komponenten und zu thermischem Hochlaufen aufgrund von Erhitzung. Die Schaltung muss häufig im Werk und am Einsatzort justiert werden. Außerdem wird das Design nach der Herstellung des Produkts eingefroren, und selbst geringfügige Änderungen des Designs zu einem späteren Zeitpunkt würden ein erneutes Prototyping und einen neuen Herstellungsprozess erfordern. Außerdem waren mit einer solchen Hardware-intensiven Schaltung immer Zuverlässigkeitsprobleme und hohe Kosten assoziiert.
Demzufolge hat es in neuerer Zeit Versuche gegeben, eine Lösung zu finden, um den pulsbreitenmodulierten, sinusförmigen VVVF-Ausgang unter Verwendung von Steuerungen auf Mikroprozessorbasis zu erzielen. Ein solcher Ansatz hat die Aufmerksamkeit moderner Designer auf sich gezogen, wie aus den US-Patenten 4636928, 4599550, 4656572, 5140248, 5495160 ersichtlich ist, die auf diesem Ansatz basieren.
Der frühere Ansatz in diesem Verfahren besteht darin, die Wellenform der Spannung im Festwertspeicher (ROM) der Mikrosteuerung zu speichern und sie in geeigneten Abständen mit Hilfe von Interrupts zu lesen. Das Programm handhabt die Interrupts und den Ausgang des Prozessors auf geeignete Weise und sendet die Umschaltsignale zum Umrichter.
Es wurde auch vorgeschlagen, die Sinuswerte während der gesamten 360° eines Zyklus der Wellenform in der Form einer Lookup-Tabelle zu speichern und zu veranlassen, dass das Programm diese in regelmäßigen Abständen liest und die Umrichterbrücke entsprechend umschaltet. In beiden diesen Ansätzen ist der Speicherbedarf des Programms allgemein groß und liegt in der Größenordnung von 4 KB oder mehr. Der Hauptgrund besteht dabei im Speicherbedarf der Lookup-Tabelle sowie des Hauptcodes selbst. Außerdem müssen bei größerem Code schnellere Prozessoren mit kürzeren Anweisungszykluszeiten verwendet werden, um die Steuerung in Echtzeit zu bewirken, und solche Hardware erhöht die Kosten. Ein solcher Algorithmus ist in der Application Note AN1664 von Motorola implementiert.
In einem anderen Fall wurde ein mathematischer Ansatz angewendet, um die Sinuswelle digital zu erzeugen. Dabei wurde ein mathematischer Algorithmus auf der Basis der Bresenham-Technik angewendet, um einen Kreis zu synthetisieren, und es werden zwei Wellen erzeugt, die den x- und y-Koordinaten entsprechen, damit sie der Kontur dieses Referenzkreises folgen. Diese digitalen Sinuswellen werden dann mit einem 2/3-Phasen-Konverter und Modulator umgewandelt, um die pulsbreitenmodulierten Dreiphasensignale zu erhalten. Auch hier kommt durch die Ausrüstung recht viel Hardware in der Form von Timern, Zählern, Frequenzeinheiten, Multiplexern und sonstigen Logikeinheiten hinzu, so dass die Vorrichtung für einen Einsatz in kostenkritischen Anwendungen recht teuer wird.
Es gibt mehrere PWM-Techniken, wie von J. Holz in dem Forschungsartikel „Pulse Width Modulation – A Survey", IEEE Transactions Industrial Electronics, Bd. 39, Nr. 5, S. 410–420, 1992, beschrieben ist. Die beteiligte(n) Grundsätze und Methodik sind ausführlicher in den nachfolgenden Publikationen beschrieben:
R.M. Park: „Two-reaction Theory of Synchronous Machines, Teil I, Generalized method of analysis", AIEE Trans., Bd. 48, Nr. 1, S. 716–730, Juli 1929;
T.G. Habetler, "A Space Vector-based rectifier regulator for ac/dc/ac converters", IEEE Trans. Power Electronics, Bd. 8, Nr. 1, S. 30–36, 1993.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die obigen Nachteile durch Variieren von Größe und Frequenz der angelegten Spannung abzustellen und dabei die Ausgangswellenform des Umrichters durch die Verwendung einer Steuerung auf Mikroprozessorbasis, die so programmiert werden kann, dass die Umschaltkonfiguration erzielt wird, die von der SVPWM- oder Sinus-PWM (SP-WM) Technik benötigt wird, so nahe wie nötig an einer Sinusform zu halten.
Die zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Codelänge und den Speicherbedarf des Mikroprozessors auf einem minimalen Niveau zu halten, so dass SVPWM oder SPWM zu niedrigen Kosten implementiert und die Steuerung in Gerätemotoren, Hochfrequenzwerkzeugen und Industriegeräten eingesetzt werden kann.
Zur Lösung der genannten Aufgaben stellt die vorliegende Erfindung eine Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen für den Einsatz in einem Wechselstrommotor oder bürstenlosen Gleichstrommotor bereit, die Folgendes umfasst:
S einen Gleichrichter zum Gleichrichten des Wechselstromeingangs in einen Gleichstrom,
S wobei der genannte Gleichrichter mit einem PWM-Brückenumrichter bestehend aus Leistungstransistoren mit entsprechenden Gattern besteht,
S wobei der Ausgang des genannten PWM-Brückenumrichters mit einem Wechselstrommotor oder bürstenlosen Gleichstrommotor verbunden ist,
S eine Steuereinheit, die mit dem genannten PWM-Brückenumrichter verbunden ist, mit einem Software-Programm von kurzer Codelänge, um die Taktsequenzen zum Erzeugen der Signale zum Ein- und Ausschalten der Gatter der Leistungstransistoren des genannten PWM-Brückenumrichters zu ermitteln, um sinusförmige VVVF- (spannungsgeregelte, frequenzgeregelte) Spannungswellenformen zum Regeln der Drehzahl des genannten Wechselstrommotors oder bürstenlosen Gleichstrommotors mit Raumvektor-Pulsbreitenmodulation (SVPWM) oder sinusförmiger Pulsbreitenmodulation (SPWM) zu erzeugen,
S eine Hilfsstromversorgung für die Steuereinheit und die mit dem genannten Gleichstromeingang verbundenen Gattertreiber.
Der genannte Wechselstrommotor ist ein Einphasenmotor oder ein Dreiphasenmotor oder ein Polyphasenmotor. Der genannte Wechselstrommotor ist ein Induktions-, Reluktanz- oder Synchronmotor.
Der bürstenlose Gleichstrom- (BLDC) Motor ist zwei- oder dreiphasig mit zwei oder drei Wicklungspaaren.
Der PWM-Brückenumrichter (Einphasenumrichter) besteht aus wenigstens 4 Leistungstransistoren mit entsprechenden Gattern, wenn ein Einphasenmotor an seinem Ausgang angeschlossen ist.
Das Softwareprogramm stellt nicht mehr als vier Umschaltkonfigurationen der genannten Einphasen-Umrichterbrücke bereit, um eine sinusförmige VVVF- (spannungsgeregelte, frequenzgeregelte) Spannungswellenform zum Regeln der Drehzahl des genannten Einphasenmotors mit Raumvektor-Pulsbreitenmodulation (SVPWM) oder sinusförmiger Pulsbreitenmodulation (SPWM) zu erzeugen.
Der PWM-Bruckenumrichter (Dreiphasenumrichter) besteht aus wenigstens sechs Leistungstransistoren mit entsprechenden Gattern und der am Ausgang des genannten PWM-Brückenumrichters angeschlossene Wechselstrommotor ist ein Dreiphasenmotor oder bürstenloser Gleichstrommotor (BLDC) mit drei Wicklungspaaren (drei Phasen).
Das genannte Software-Programm stellt nicht mehr als acht Umschaltkonfigurationen der genannten Dreiphasen-Umrichterbrücke bereit, um eine sinusförmige VVVF- (spannungsgeregelte, frequenzgeregelte) Spannungswellenform zum Regeln der Drehzahl des genannten Dreiphasenmotors oder BLDC-Motors mit drei Wicklungspaaren mit Raumvektor-Pulsbreitenmodulation (SVPWM) oder sinusförmiger Pulsbreitenmodulation (SPWM) zu erzeugen.
Es werden zwei einphasige PWM-Brücken mit insgesamt acht Leistungstransistoren für einen BLDC-Motor mit zwei Wicklungspaaren (Zweiphasenmotor) vorgesehen, wobei der Ausgang jeder dieser beiden Brücken so mit den beiden Wicklungspaaren verbunden ist, dass der Ausgang der zweiten Wicklung um 90° von der ersten verzögert ist.
Das genannte Software-Programm manipuliert Umschaltkonfigurationen der genannten Umrichterbrücke, um eine sinusförmige VVVF- (spannungsgeregelte, frequenzgeregelte) Spannungswellenform zum Regeln der Drehzahl des Polyphasenmotors mit Raumvektor-Pulsbreitenmodulation (SVPWM) oder sinusförmiger Pulsbreitenmodulation (SPWM) zu erzeugen.
Die Steuereinheit ist ein Mikrocontroller mit zugehörigem Prozessor, ROM, RAM und Ein-/Ausgabe- (E/A) Ports, wobei sich das genannte Software-Programm im ROM befindet, um Taktsignale zu erzeugen, die durch den Ausgabeport zu der genannten Treiber-IC gesendet werden.
Die genannten Leistungstransistoren im PWM-Brückenumrichter sind vom MOSFET-(Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor)-Typ oder vom Isolierschicht-Bipolartransistor-(IGBT)-Typ, um den Gattertreiber-Schaltkomplex einfach zu machen.
Die genannten Taktsequenzen sind derart, dass die Ruheperiode der Brücke auf drei Stufen verteilt ist, eine am Anfang, eine in der Mitte und die dritte am Ende des PWM-Zyklus auf eine solche Weise, dass ein symmetrisches Muster mit Bezug auf die Mitte der Umschaltperiode entsteht.
Das genannte Software-Programm in dem Mikrocontroller ist derart gestaltet, dass es die maximale Ausnutzung der genannten Eingangsgleichspannung erzielt.
Das genannte Software-Programm erzeugt ein symmetrisches Muster von Taktsignalen, um dadurch sinusförmige VVVF- (spannungsgeregelte, frequenzgeregelte) Spannungswellenformen mit dem geringsten Oberwellengehalt zu erzeugen.
Die kurze Code-Länge des Programms beträgt 100–1000 Byte.
Die kurze Code-Länge des Programms beträgt vorzugsweise 200–400 Byte.
Das genannte Software-Programm enthält Mittel zum Erzeugen eines Totbandes in den Umschaltsignalen, um sicherzustellen, dass zu keinem Zeitpunkt zwei Leistungstransistoren im selben Zweig des PWM-Brückenumrichters gleichzeitig leiten.
Das genannte Software-Programm beinhaltet Mittel zum Erhalten der Solldrehzahl des Wechselstrommotors oder bürstenlosen Gleichstrommotors von der Bedienkonsole.
Ein Treiber zum Laden des Gatterkondensators ist zum Einschalten des Transistors mit dem Gatter verbunden.
Der genannte Treiber ist eine dreiphasige Gattertreiber-IC, um die drei tiefseitigen und die drei hochseitigen Transistoren des PWM-Umrichters anzusteuern.
Die genannte Zusatzstromversorgung erzeugt die zum jeweiligen Speisen des Mikrocontrollers und des Treibers benötigten 5 V bzw. 15 V Gleichstrom.
Die genannte Software beinhaltet bei Bedarf auch Soft-Start-Mittel.
Die Steuereinheit mit der Treiber-IC und der Zusatzstromversorgung ist in ASIC (anwendungsspezifische integrierte Schaltung) ausgeführt.
Die genannte ASIC und die passiven Komponenten der Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen sind in einer Hybrid-IC integriert.
Die genannte ASIC hat Mittel für eine Verbindung mit einem externen Speicherchip bei Bedarf.
Die genannte Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen wird in Haushaltsgeräte und Industriegeräte integriert, um die Drehzahlveränderung passend zum individuellen Bedarf des Kunden zu regeln.
Die Haushaltsgeräte und Industriegeräte sind Waschmaschine, Kühlschrank, Raumklimagerät, Wäscheringspinner, Lüfter, Gebläse, Kompressor und Elektrowerkzeuge.
Die Erfindung wird nachfolgend mit Bezug auf die Begleitzeichnungen beschrieben.
1 zeigt ein Blockdiagramm der Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen für den Einsatz in einem Wechselstrommotor oder einem bürstenlosen Gleichstrommotor.
2a zeigt einen PWM-Brückenumrichter, bestehend aus 4 Transistoren mit entsprechenden Gattern für einen einphasigen Induktionsmotor.
2b zeigt einen PWM-Brückenumrichter, der aus 6 Transistoren mit entsprechenden Gattern für einen dreiphasigen Induktionsmotor besteht.
3 zeigt die Spannungswellenform von einer Phase für einen Halbzyklus der Zeitperiode. Die Amplitude der Welle ist konstant und die Einschaltzeit der Impulse verändert sich ständig gemäß SVPWM-Bedarf.
4 zeigt die durchschnittlichen Spannungen für verschiedene PWM-Zyklusperioden über einen kompletten Zyklus der Wellenform. Der treppenartige Aufbau der Wellenform, die sich dem Sinusmuster nähert, ist hierin ebenfalls zu sehen.
5a illustriert die vier möglichen Umschaltkombinationen der vier Leistungstransistoren.
5b illustriert die acht möglichen Umschaltkombinationen der Dreiphasen-Umrichterbrücke mit sechs Leistungstransistoren. Der Ein- oder Ausschaltzustand des unteren Leistungsbauelements der Brücke soll den Zustand der Brücke anzeigen. Die acht möglichen Kombinationen sind V₀–V₇. V₀ und V₇ repräsentieren die Brücke im Ausschalt- oder nichtleitenden Zustand, da entweder alle drei unteren oder die oberen Leistungsbauelemente im Einschaltzustand sind. In allen anderen sechs Zuständen V₁–V₆ befindet sich die Brücke im Einschaltzustand. Ein oder zwei der oberen Bauelemente und zwei oder eins der unteren Bauelemente sind im Einschaltzustand.
6 zeigt die Raumvektoren, die den oben genannten Konfigurationen entsprechen, und sie sind durch die sechs Raumvektoren V₁–V₆ repräsentiert. Die am Nullpunkt positionierten Nullvektoren V₀ und V₇ repräsentieren die beiden übrigen Kombinationen, in denen die Brücke im nichtleitenden Zustand ist.
7 erläutert die Art und Weise, in der die benötigte Ständerreferenzspannung V_ref in zwei der Raumvektoren, V₁ und V₂, aufgelöst wird.
8 illustriert das Umrichter-Umschaltmuster für den oben genannten Fall unter Beteiligung der Raumvektoren V₁ und V₂.
9 ergibt das allgemeine Fließschema des Programms und der Logik, die beteiligt sind, um die Torsteuersignale vom Mikrocontroller gemäß dem Raumvektor-PWM-Algorithmus zu erzeugen. Die Schnittstelle zur Bedienkonsole und die Interrupt-Handling-Routine sind dort ebenfalls erläutert.
9A zeigt die Mikrocontroller-Einheit, die Zusatzstromversorgung und die in der ASIC implementierte Treiber-IC.
10 zeigt die schrittweise Inkrementierung von Frequenz und Drehzahl sowie die Verschiebung der maximalen Drehmomentposition mit einem Soft-Start-Mechanismus.
11 zeigt die Variation des Stroms mit der Drehzahl, wenn der Motor im Soft-Start-Modus beschleunigt wird, der Einschaltstrom ist während der gesamten Beschleunigungsperiode auf I_max begrenzt.
12, 13 & 14 zeigen die Anwendung der Erfindung in Waschmaschinen, Kühlschränken und Klimageräten. Die Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen kann mit dem Motor der Waschmaschine, des Kühlschranks oder des Klimageräts bei Bedarf über ein Getriebe verbunden werden, so dass das gesteuerte Gerät flexibler wird. Da das System auf Software basiert, lässt es sich leicht an die individuellen Bedürfnisse des Kunden anpassen. Die Time-to-Market wird aufgrund dieses Merkmals stark verkürzt, und dies ist ein wesentlicher Vorteil für Geräte- und Ausrüstungshersteller.
Es wird nun mit Bezug auf 1 das allgemeine Layout der Motorsteuerung beschrieben. Der Eingangswechselstrom wird gleichgerichtet und durch (1) zu einem Gleichstrom gefiltert. Der Eingang kann ein- oder dreiphasig sein, wobei ein einphasiger Eingang für Gerätemotoren am häufigsten ist. Der PWM-Brückenumrichter (2) besteht aus 4 Leistungstransistoren für Einphasenmotoren (2a) oder aus sechs Leistungstransistoren für Dreiphasenmotoren (2b). Die genannten Leistungstransistoren können vom Typ MOSFET (Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor) oder IGBT (Isolierschicht-Bipolartransistor) sein. Mit der derzeitigen Technik im Bereich Leistungshalbleiter lässt sich leicht der Nennausgang der Brücke in der Größenordnung von etwa 20 PS mit diskreten Bauelementen erzielen. Sowohl MOSFET als auch IGBT werden bevorzugt, weil das Gatter des Bauelementes von den übrigen Anschlüssen des Transistors isoliert ist, so dass sich der Gattertreiber-Schaltkomplex leichter entwerfen lässt.
In 2b ist die Umrichterbrücke (2) ausführlicher erläutert. Q1–Q6 sind die sechs Transistoren, G1–G6 sind die entsprechenden Gatter. Wenn ein hohes Signal (1) an das Gatter angelegt wird, dann schaltet der Transistor ein, bei einem tiefen Signal (0) am Gatter schaltet der Transistor aus. Der Mikrocontroller (5) erzeugt die Umschaltlogik, die diese Signale reguliert. Es muss sichergestellt werden, dass niemals zwei komplementäre Transistorpaare Q1/Q2, Q3/Q4 oder Q5/Q6 gleichzeitig eingeschaltet sind, da sonst der DC-Bus kurzgeschlossen wird. Zum Einschalten der Transistoren muss das hohe Signal eine ausreichende Stärke haben, um den Gatterkondensator zu laden. Dazu sind spezielle Gattertreiber-ICs erhältlich. In der Tat wird in der vorliegenden Erfindung eine Dreiphasenversion einer solchen IC (4) verwendet. Die IC kann die drei tiefseitigen und die drei hochseitigen Transistoren ansteuern, so dass inhärent die Versatzspannung entsteht, die zum Ansteuern der hochseitigen Transistoren benötigt wird. Die drei Ausgangsspannungen bei R, Y und B sind mit den drei Wicklungen des Motors M wie in 1 gezeigt verbunden.
Die in 1 gezeigte Steuerung ist ein Mikrocontroller (5) mit zugehörigem Prozessor, ROM (Festwertspeicher), RAM (Arbeitsspeicher) und Ein-/Ausgabe- (E/A) Ports. Die spezielle Software befindet sich im ROM, und der Prozessor führt die Anweisungen gemäß der Logik aus, um die SVPWM-Triggersignale zu erzeugen, die durch den Ausgangsport zur Treiber-IC (4) gesendet werden. Der Mikrocontroller liest auch die/das Bedienkonsole/Tastenfeld periodisch ab und prüft auf Solldrehzahl. Im Falle einer rückführungslosen Steuerung werden Ausgangsspannung und Frequenz gemäß den durch die Solldrehzahl verlangten Werte eingestellt. In der Regelungsversion (mit Rückführung) prüft die Steuerung den Drehzahlsensor zusätzlich und ändert die Gattersignale je nach den im Wert der Ausgangsdrehzahl beobachteten Änderungen. Nachfolgend werden die Logik der SVPWM und das Programm beschrieben.
Die andere Komponente in 1 ist die Zusatzstromversorgung (6), die die 5 V und 15 V Gleichstrom erzeugt, die zum Speisen der Mikrocontroller-IC bzw. der Treiber-IC erforderlich sind. Diese Stromversorgung hält die zwei Ausgangsspannungen über einen großen Bereich von Eingangsspeisungsfluktuationen recht konstant.
Es wird nunmehr kurz das Prinzip der Raumvektor-PWM (SVPWM) erläutert. Die Ständerspannung des Motors kann vektoriell im Sinne der drei Phasenspannungen des Umrichters wie folgt ausgedrückt werden: Vs = Vr + γVy + γ2Vb wobei γ = exp (j·2π/3) ist.
Die drei Phasenspannungen des Umrichters werden zeitlich um 120° voneinander getrennt und können wie folgt ausgedrückt werden: Vr = Vm sin ωt Vy = Vm sin (ωt – 120) Vb = Vm sin (ωt + 120)wobei V_m die Amplitude der Grundkomponente ist.
5a zeigt vier Grundschaltungskombinationen des Umrichters für einen Einphasenmotor. In 5b sind die acht Grundschaltungskombinationen des Umrichters für einen Dreiphasenmotor dargestellt. Wenn alle drei oberen oder alle unteren Transistoren im Ausschaltzustand sind, dann leitet die Brücke nicht, und der resultierende Ständerspannungsvektor V_s ist in diesen beiden Zuständen null. In allen anderen sechs Kombinationen leitet/leiten einer oder zwei der oberen Transistoren Q1, Q3 und/oder Q5. Gemäß der Grundanforderung der Brücke müssen sich die entsprechenden unteren Transistoren im Ausschaltzustand befinden. Die resultierende Ständerspannung V_s, die diesen sechs Kombinationen entspricht, kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: Vn = 2/3·Vd exp [j·(n – 1)·π/3]wobei n = 1, 2, 3, 4, 5, 6 und V_d die DC-Busspannung ist.
Wie zuvor erläutert, sind V₀ und V₇ Nullvektoren, d.h. ihr Wert ist null. Diese sechs Vektoren sind in 1 als V₁ bis V₆ dargestellt. Sie bilden die Speichen des Sechsecks, das von den sechs Sektoren I bis VI gebildet wird. Der Ständerspannungsvektor V_s rotiert in einem zyklischen Muster durch diese sechs Vektoren. Sein Wert ist zwischen null und dem Ausgangspunkt bis zum Maximum veränderlich, das durch die Radien von V₁ bis V₆ repräsentiert wird.
Je nach dem Sektor, in dem sich der Ständerreferenzspannungsvektor befindet, kann dies im Sinne von zwei benachbarten Vektoren des Sechsecks ausgedrückt werden. Dies ist in 7 erläutert. Angenommen, V_s befindet sich in Sektor I, dieser setzt sich aus V₁ und V₂ zusammen und wird wie folgt ausgedrückt: Vs = V1·T1/Ts + V2·T2/Ts
Wenn T₂ null ist, dann besteht V_s gänzlich aus V₁, und wenn T₁ null ist, dann besteht dieser Wert gänzlich aus V₂. T₁ und T₂ sind die Perioden, während der die Umrichterbrücke in den entsprechenden Konfigurationen leitet, d.h. 100 und 110. T_s ist die PWM-Umschaltperiode, und da T₁ und T₂ die beiden leitenden Perioden der Brücke sind, repräsentiert die Periode T₀ = T_s – (T₁ + T₂) die Periode, während der sich die Brücke im nichtleitenden Zustand befindet. Somit besteht die PWM-Periode T_s aus der Brücke, die in Konfiguration 100 (V₁) für eine Zeit T₁, in Konfiguration 110 (V₂) für eine Zeit T₂ und in Konfiguration 000 (V₇) oder 111 (V₀) für eine Periode T₀ Leitet.
Die obigen Umschaltkombinationen zum Synthetisieren des Ständerreferenzspannungsvektors V_s im Sektor I sind in 8 dargestellt. Hier ist die Periode T₀, während der die Brücke im Ruhezustand ist, auf drei Stufen verteilt, eine am Anfang, eine in der Mitte und die dritte am Ende des PWM-Zyklus. Die Brücke befindet sich im Zustand 000 (V₇) für eine Periode T₀/4, in der alle drei oberen Transistoren Q1, Q3 und Q5 im Einschaltzustand und die entsprechenden unteren Transistoren Q2, Q4 und Q6 im Ausschaltzustand sind. Am Ende von Periode T₀/4 wird Q1 aus- und Q2 eingeschaltet. Diese Umschaltkonfiguration wird für eine Periode T₁/2 gehalten. Am Ende dieser Periode wird der Transistor Q3 aus- und Q4 eingeschaltet. Diese neue Konfiguration wird für eine Periode T₂/2 gehalten. Am Ende dieser Periode wird der Transistor Q5 ein- und Q6 wird ausgeschaltet. Jetzt ist die Brücke wieder nichtleitend und die Konfiguration entspricht dem Nullvektor 111 (V₀). Dieser Zustand wird für eine Periode T₀/2 gehalten.
Für den Rest der PWM-Periode wird die Situation umgekehrt wiederholt. Am Ende der Periode T₀/2 wird der Transistor Q5 aus- und Q6 wird eingeschaltet. Dieser Zustand bleibt für eine Zeitperiode von T₂/2. Am Ende dieser Periode wird Q3 aus- und Q4 wird für eine weitere Periode T₁/2 eingeschaltet. Danach wird Q1 aus- und Q2 eingeschaltet. Dies entspricht der nichtleitenden Phase der Brücke und erfolgt für eine Periode T₀/4.
Die Umschaltsignale für die drei Zweige der Brücke sind in 8 dargestellt, und es ist ersichtlich, dass das Muster in Bezug auf die Mitte der Umschaltperiode T_s symmetrisch ist. Dies ist als symmetrisches PWM-Umschaltverfahren bekannt und erzeugt bekanntlich die geringsten Oberwellen in den Ausgangswellenformen.
Die oben beschriebene Umschaltsequenz ist eine PWM-Periode, und am Ende dieser Periode erfolgt die nächste Periode, die einer weiteren Position der Ständerreferenzspannung V_s entspricht. Solange V_s im Sektor I ist, werden die benachbarten Raumvektoren V₁ und V₂ genommen, und die Periode T₁ und T₂ sind die Verweilperioden. T₁ und T₂ können anhand der in der oben erwähnten Literaturquelle erläuterten Park-Transformation errechnet werden. Die Zeitperioden T₁, T₂ und T₀ werden durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt: T1 = Ts/2·a·sin(60 – θ)/sin 60 T2 = Ts/2·a·sin θ/sin 60 T0 = Ts – (T1 + T2)
θ ist der Phasenwinkel der Ständerreferenzspannung V_s und a ist der Modulationsindex. 'a' ist das Verhältnis zwischen der benötigten Größe der Spannung V_s und dem höchstmöglichen Wert desselben, d.h. |V₁|. Auf diese Weise wird die Größe der Ausgangsspannung in Bezug auf die Frequenz geregelt, um den benötigten V/f-Wert zu erhalten.
Wenn der Ständerreferenzspannungsvektor V_s durch Erhöhen von θ zeitlich rotiert wird, dann ändern sich die Zeitperioden T₁, T₂ und T₀ ständig. Zu irgendeinem Zeitpunkt tritt der Vektor in Sektor II ein. Hier werden die Basisvektoren als V₂ und V₃ genommen, die jeweils den Umschaltkonfigurationen 110 und 010 entsprechen. Der Ständerspannungsvektor V_s besteht aus V₂ und V₃, und T₁, T₂ und T₀ werden wie zuvor errechnet. Somit schreitet die Sequenz durch die Sektoren III, IV, V und VI fort, während θ von 60 bis 360° zunimmt. Für jeden dieser Sektoren werden die entsprechenden benachbarten Paare des Sechsecks zum Zerlegen des Vektors V_s in die beiden benötigten Vektoren genommen. Die Rotation von 0 bis 360° entspricht einem Zyklus der Ausgangswellenform. Der Inkrementalwert von θ bestimmt die Auflösung der Sinuswelle. Je feiner er ist, destor glatter ist die Sinuswelle.
Die PWM-Impulse von einer Phase sind in 3 dargestellt. Zur Illustration sei angenommen, dass ein Halbzyklus aus bis zu neun Impulsen oder PWM-Perioden besteht. Somit hat θ einen Wert von 20°. Es ist ersichtlich, dass die Größe des Impulses zwar konstant ist, dass aber die Breite des Impulses progressiv in der ersten Hälfte zunimmt und dann ebenso in der zweiten Hälfte der gezeigten Zeitperiode abnimmt. Es ist ersichtlich, dass die Impulse 6 bis 10 zunehmende Breiten haben, und in den Impulsen 10 bis 14 nimmt die Breite progressiv ab.
Der durchschnittliche Wert der Spannung über die PWM-Periode nimmt somit in der Periode 0 bis 90° ständig zu und nimmt dann auf ähnliche Weise von 90 bis 180° ab. Dies ist in 4 für den kompletten Zyklus als treppenartige Welle dargestellt. Mit zunehmender Zahl der Schritte nimmt die Treppenbreite ab und die Welle wird glatt und nähert sich einer Sinusform. Die Anzahl der Schritte oder die Auflösung der Wellenform wird gänzlich durch das Design des Motors und die Anforderungen der Anwendung bestimmt. Die Feinheit der Sinuswelle bestimmt den Inkrementalwert von θ. Das SVPWM-Verfahren führt auch zu einer maximalen Nutzung der DC-Busspannung im Vergleich zu anderen Typen von PWM-Techniken.
Die Rotation des Raumvektors in dem Zeitrahmen ist somit wiederholend, und die Geschwindigkeit, mit der der Vektor V_s rotiert, bestimmt die Frequenz der Ausgangswelle. Somit werden die Frequenz der Welle durch die Rotationsgeschwindigkeit des Ständerspannungsvektors und ihre Größe durch den Modulationsindex bestimmt. Die Größe der Spannung wird indirekt durch die Zeitperioden T₁ und T₂ festgelegt, während der die Brücke in unterschiedlichen Instanzen eingeschaltet ist. Auf diese Weise wird die für die Drehzahlregelung des Wechselstrommotors benötigte V/f-Regelung erhalten.
Es ist ersichtlich, dass während des Umschaltens der Brücke von einer Konfiguration auf die andere die Ein- und Ausschaltzustände der beiden Transistoren in einem vertikalen Zweig der Brücke, nämlich Q1/Q2, Q3/Q4 oder Q5/Q6, wechseln. Zum Beispiel wechselt in 8, wenn am Ende von T₀/4 die Konfiguration von 000 (V₇) auf 100 (V₁) geändert wird, der Transistor Q1 vom Ein- in den Ausschaltzustand, und gleichzeitig wechselt der Transistor Q2 vom Aus- in den Einschaltzustand. Ein Transistor braucht zum völligen Ausschalten eine bestimmte Zeit. Diese Zeit t_q wird durch die Abschaltzeit des Transistors bestimmt. In dem angegebenen Beispiel ist es unbedingt notwendig, dass Q2 nicht einschaltet, bevor Q1 vollständig abgeschaltet ist. Dies erfordert eine geringe Zeitverzögerung vor dem Ausschalten von Q1 vor dem Einschalten von Q2. Diese Zeitperiode, in der sowohl Q1 als auch Q2 nichtleitend sind, wird „Totband" genannt, und dieses Totband soll in die Software zum Umschalten eingebaut werden, um zu gewährleisten, dass zu keinem Zeitpunkt Q1 und Q2 (oder Q3 & Q4 oder Q5 & Q6) gleichzeitig nichtleitend sind. In der vorliegenden Erfindung wird dieses Totband in den Algorithmus selbst mit Hilfe von Software eingebaut, und daher ist die Zuverlässigkeit der Umrichterbrücke sehr hoch.
In 9 wird das Fließschema des Programms für die Raumvektor-PWM beschrieben. Die Timer und Interrupt-Register des Mikrocontrollers werden zunächst gelöscht.
Zuerst wird geprüft, ob die Motoreinschaltsteuerung aktiviert ist – ansonsten setzt die Steuerung die Brücke in den nichtleitenden Zustand, was auch der Vorgabemodus ist. Wenn der Schalter in der Einschaltposition ist, dann wird der Solldrehzahlwert von der Bedienkonsole oder dem Tastenfeld abgelesen. Die der Solldrehzahl entsprechende Frequenz und die entsprechende Spannung werden errechnet. Je nach der Umschaltfrequenz der Brücke wird auch die PWM-Periode T_s errechnet.
θ wird zunächst auf den Wert null initialisiert, und entsprechend diesem Wert von θ wird der Sektor des Spannungsvektors V_s bestimmt und die Zeitperioden T₁, T₂ und T₀ werden errechnet. Die beiden Bestandteilvektoren V_n und V_n±1 für diesen Sektor werden ermittelt und die entsprechende Umschaltkonfiguration der Brücken für T₁ und T₂ wird genommen.
Das Programm lädt die Werte von T₀, T₁ und T₂ in die Timer-Register, und der Interrupt wird freigegeben. Das Programm prüft auch auf die benötigte Rotationsrichtung, und dementsprechend wird die Rotationsrichtung des Ständerreferenzspannungsvektors V_s eingeleitet. Für eine Rotation der Welle im Uhrzeigersinn wird V_s im Uhrzeigersinn gedreht, für eine Rotation des Motors gegen den Uhrzeigersinn wird auch V_s gegen den Uhrzeigersinn bewegt. Das Umschaltmuster für T₀ ist natürlich V₇ oder V₀, da die Brücke während dieser Zeit im nichtleitenden Zustand ist.
Die Torsteuersignale für jede der Zeitperioden T₀/4, T₁/2, T₂/2, T₀/2, T₂/2, T₁/2 und T₀/4 entsprechend dem Umschaltmuster der Vektoren V₇, V_n, V_n±1, V₀, V_n±1, V_n und V₇, werden zum Ausgabeport der Steuerung zur Weiterleitung zu den Gattern der Umrichterbrücke gesendet. Das Programm stellt auch sicher, dass während der Übergangsinstanzen in jeder der sieben Zeitperioden das entsprechende Totbandmuster ebenfalls über den Ausgabeport zu den Gattern gesendet wird. Das Umschaltmuster besteht aus sechs Bits von 1 oder 0. So bedeutet beispielsweise ein Byte 100101 am Ausgang, dass die Transistoren Q1, Q4 und Q6 alle eingeschaltet und die Transistoren Q2, Q3 und Q5 alle ausgeschaltet sind.
Das Programm prüft auch, ob es zu Timer-Überlauf kommt, und inkrementiert, wenn dies der Fall ist, den Wert von θ und wiederholt alle obigen Schritte der Subroutine. Immer wenn der Wert von θ 360° erreicht, dann bedeutet dies, dass ein Zyklus der Welle abgeschlossen ist. In diesem Fall wird θ auf null initialisiert und das gesamte Programm wird wiederholt. Dieser Prozess läuft endlos ab, und jedes Mal wird auf eine Änderung der Solldrehzahl geprüft. Wenn es im Wert der Solldrehzahl eine Änderung gibt, dann werden neue Werte von f, V errechnet. Dadurch ändert sich die Geschwindigkeit, mit der V_s rotiert, und es ändert sich auch der Modulationsindex, so dass sich auch die Werte von T₀, T₁ und T₂ ändern.
Das Programm belegt etwa 200–400 Bytes ROM im Prozessor, je nach der Glattheit der benötigten Sinuswelle. Dies bedeutet, dass dies ein sehr effizienter Code ist, der leicht zu sehr niedrigen Kosten auf einem beliebigen Low-End-Mikrocontroller ausführbar ist. Es gibt auch keine großen Tabellen, die gespeichert werden müssen, da die SVPWM in Echtzeit implementiert wird. Der restliche Teil des ROM kann zum Verbinden der Steuerung mit der Maschine verwendet werden, die angetrieben wird, um Synchronisation und Sequenz derselben zu steuern, zusammen mit den notwendigen Ein-/Ausgabeschnittstellen. Da die meisten heutigen Geräte in zunehmendem Maße mit Mikrocontrollern arbeiten, kann die vorliegende Erfindung die Fähigkeit dieser Mikrocontroller leicht ausbauen, indem die Maschine praktisch ohne zusätzliche Kosten mit der Fähigkeit zum Ändern der Drehzahl aufgerüstet wird. Aber die Flexibilität und die Produktmerkmale der Maschine werden stark verbessert, so dass der Designer ein leistungsstarkes, aber kostenarmes Werkzeug in der Form eines Motors mit veränderlicher Drehzahl erhält. Er wird nicht mehr durch die früheren Beschränkungen der Steuerbarkeit des Wechselstrommotors gehemmt und hat die freie Wahl, diesen anstelle eines kostenintensiveren, größeren und teureren Gleichstrommotors zu verwenden.
Somit läuft der Motor mit dem geeigneten Wert, der der Solldrehzahl entspricht. Die Glattheit der Sinuswelle lässt sich leicht durch Verringern des Inkrementalwertes von θ erzielen. Das Totbandmuster für jeden der Übergangspunkte des symmetrischen SVPWM-Umschaltmusters ist konstant, und die Zeit des Totbands wird über das Programm geladen. Für einen anderen Satz von Transistoren mit veränderlichem Wert von t_q kann das Totband sehr leicht variiert werden.
Eine ähnliche Tätigkeit wird mit dem PWM-Brückenumrichter (Einphasenumrichter) durchgeführt, der vier Leistungstransistoren mit vier Umschaltkonfigurationen hat, wie in den 2a und 5a gezeigt ist, so dass mehrere Drehzahlen für einen Einphasenmotor möglich sind. Für einen Einphasenmotor gibt es zwei Raumvektoren und vier Grundumschaltkombinationen. Das Software-Programm im Mikrocontroller errechnet die Verweilzeiten für jede dieser Konfigurationen, und das entsprechende Totband-Programm wird ebenfalls an der entsprechenden Stelle wie im Falle der Dreiphasenschaltung eingefügt.
Ein bürstenloser Gleichstrom-(BLDC)-Motor ist einem Polyphasen-Induktionsmotor im Aufbau ähnlich, mit der Ausnahme, dass im bürstenlosen Gleichstrommotor der Läufer ein Permanentmagnet und nicht aus Druckgussaluminium ist. BLDC-Motoren sind gewöhnlich 2- oder 3-phasig mit 2 oder 3 Wicklungspaaren, und die Umschaltung erfolgt auf ähnliche Weise wie bei Zwei- oder Dreiphasenmotoren, während die dreiphasige Version wie oben beschrieben der im Zweiphasenmotor ähnlich ist, wo es zwei Einphasenbrücken mit insgesamt acht Leistungstransistoren gibt. Der Ausgang jeder dieser Brücken ist mit den beiden Wicklungspaaren verbunden. Der Ausgang der genannten Wicklung wird um 90° von der ersten verzögert. Wenn die Spannungen auf zyklische Weise wie oben beschrieben an die Wicklungen angelegt werden, dann entsteht ein rotierendes Magnetfeld, der Permanentmagnetläufer folgt diesem Feld und dreht sich ständig.
Die 10 und 11 zeigen die Soft-Start-Merkmale. 10 zeigt die Kurven von Drehmoment gegenüber Drehzahl für die 5 Schritte, während 11 die Variation von Strom mit der Drehzahl für dieselben Schritte zeigt. Der Umrichter und somit der Motor wird in Schritt 1 bei einer tiefen Frequenz und deren entsprechender Spannung gestartet. Das Startdrehmoment ist sehr hoch und der Startstrom liegt gut innerhalb des zulässigen Wertes von I_max. Während der Motor beschleunigt und die Drehzahl den Wert von Schritt 2 erreicht, nimmt auch der Stromwert ab. An dieser Stelle steigen sowohl die Spannung als auch die Frequenz. Der Maximal- oder Kippmomentpunkt wird nach rechts verschoben. Der Motor zeigt eine Zunahme des Beschleunigsmoments und die Drehzahl nimmt weiter zu. Auch der Strom nimmt zu, bleibt aber innerhalb von I_max. Ähnliches erfolgt in den Schritten 3, 4 und 5. Die Kurve in Bezug auf Schritt 5 ist die Kennkurve für Drehmoment gegenüber Drehzahl des Motors bei Nennspannung und Nennfrequenz, und ein Motor folgt dieser Kurve ab dem Beginn von Schritt 5 und erreicht seine Nenndrehzahl.
Die Anwendung der obigen Erfindung wird anhand von Beispielen in den 12–14 mit Bezug auf Waschmaschinen, Kühlschränken und Klimageräten illustriert. Die Steuerung für Motoren mit mehreren Drehzahlen kann bei Bedarf über ein Getriebe mit dem Motor der Waschmaschine, des Kühlschranks oder des Klimagerätes verbunden werden, so dass das gesteuerte Gerät flexibler wird. Die gegebenen Beispiele sind zwar typische Anwendungen der Technologie, aber diese kann auch auf andere Geräte und Anlagen angewendet werden, in denen der Induktionsmotor mit verschiedenen gewünschten Drehzahlen betrieben werden soll.
Die obige Erfindung kann auch in Industriegeräten wie Wäscheringspinnern, tragbaren Werkzeugen, Industrielüftern, Gebläsen, Kompressoren und anderen Elektrowerkzeugen zum Einsatz kommen.

Claims

Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen für den Einsatz in einem Wechselstrommotor oder bürstenlosen Gleichstrommotor des Typs, der für Haushalts- oder Industriegeräte eingesetzt wird, wobei die Steuerung Folgendes umfasst: – einen Gleichrichter (1) zum Gleichrichten des Wechselstromeingangs in einen Gleichstrom, – wobei der genannte Gleichrichter mit einem PWM-Brückenumrichter (2) bestehend aus Leistungstransistoren mit entsprechenden Gattern besteht, – wobei der Ausgang des genannten PWM-Brückenumrichters mit einem Wechselstrommotor oder bürstenlosen Gleichstrommotor (3) verbunden ist, – eine Steuereinheit (5), die mit dem genannten PWM-Brückenumrichter verbunden ist, und eine Hilfsstromversorgung (6) für die Steuereinheit und die mit dem genannten Gleichstromeingang verbundenen Gattertreiber (4), und – ein Software-Programm, das sich in der genannten Steuereinheit (5) befindet, um die Taktsequenzen zum Erzeugen der Signale zum Ein- und Ausschalten der Gatter der Leistungstransistoren des genannten PWM-Brückenumrichters zu ermitteln, um sinusförmige VWF- (spannungsgeregelte, frequenzgeregelte) Spannungswellenformen zum Regeln der Drehzahl des genannten Wechselstrommotors oder bürstenlosen Gleichstrommotors mit Raumvektor-Pulsbreitenmodulation (SVPWM) oder sinusförmiger Pulsbreitenmodulation (SPWM) zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte Software-Programm Echtzeitberechnungen der Umschaltsequenzen durchführt und die Erzeugung symmetrischer Umschaltmuster und Totbänder beinhaltet, um eine kurze Code-Länge von 100 bis 1000 Bytes zu erzeugen.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei der genannte Wechselstrommotor (3) ein Einphasenmotor oder ein Dreiphasenmotor oder ein Polyphasenmotor ist.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei der genannte Wechselstrommotor (3) ein Induktions-, Reluktanz- oder Synchronmotor ist.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei ein bürstenloser Gleichstrommotor (BLDC) (3) zwei- oder dreiphasig mit zwei oder drei Wicklungspaaren ist.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei der PWM-Brückenumrichter (2) aus wenigstens vier Leistungstransistoren (21–24) mit entsprechenden Gattern (G1-G4) besteht, wenn ein Einphasenmotor an seinem Ausgang angeschlossen ist.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach den Ansprüchen 1 und 5, wobei das genannte Software-Programm nicht mehr als vier Umschaltkonfigurationen der genannten Umrichterbrücke bereitstellt, um eine sinusförmige VWF- (spannungsgeregelte, frequenzgeregelte) Spannungswellenform zum Regeln der Drehzahl des genannten Einphasenmotors mit Raumvektor-Pulsbreitenmodulation (SVPWM) oder sinusförmiger Pulsbreitenmodulation (SPWM) zu erzeugen.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach den Ansprüchen 1 und 2, wobei der PWM-Brückenumrichter (Dreiphasenumrichter)(2) aus wenigstens sechs Leistungstransistoren (21-26) mit entsprechenden Gattern (G1–G6) besteht und der am Ausgang des genannten PWM-Brückenumrichters (2) angeschlossene Wechselstrommotor ein Dreiphasenmotor oder bürstenloser Gleichstrommotor (BLDC)(3) mit drei Wicklungspaaren (drei Phasen) ist.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach den Ansprüchen 1, 2 und 7, wobei das genannte Software-Programm nicht mehr als acht Umschaltkonfigurationen der genannten Umrichterbrücke (2) bereitstellt, um eine sinusförmige VWF- (spannungsgeregelte, frequenzgeregelte) Spannungswellenform zum Regeln der Drehzahl des genannten Dreiphasenmotors oder BLDC-Motors (3) mit drei Wicklungspaaren mit Raumvektor-Pulsbreitenmodulation (SVPWM) oder sinusförmiger Pulsbreitenmodulation (SPWM) zu erzeugen.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach den Ansprüchen 2 und 5, wobei zwei einphasige PWM-Brücken mit insgesamt acht Leistungstransistoren für einen BLDC-Motor (3) mit zwei wicklungspaaren (Zweiphasenmotor) vorgesehen sind, wobei der Ausgang jeder dieser beiden Brücken so mit den beiden Wicklungspaaren verbunden ist, dass der Ausgang der zweiten Wicklung um 90° von der ersten verzögert ist.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach den Ansprüchen 1, 3 und 7, wobei das genannte Software-Programm Umschaltkonfigurationen der genannten Umrichterbrücke (2) manipuliert, um eine sinusförmige VVVF- (spannungsgeregelte, frequenzgeregelte) Spannungswellenform zum Regeln der Drehzahl des Polyphasenmotors (3) mit Raumvektor-Pulsbreitenmodulation (SVPWM) oder sinusförmiger Pulsbreitenmodulation (SPWM) zu erzeugen.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei die Steuereinheit (5) ein Mikrocontroller mit dem zugehörigen Prozessor, ROM, RAM und den Ein-/Ausgabe- (E/A)-Ports ist, wobei sich das genannte Software-Programm im ROM befindet, um Taktsignale zu erzeugen, die durch den Ausgabeport zu der genannten Treiber-IC gesendet werden.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach den Ansprüchen 1, 4 und 7, wobei die genannten Leistungstransistoren im PWM-Brückenumrichter (2) vom MOSFET-(Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor)-Typ oder vom Isolierschicht-Bipolartransistor-(IGBT)-Typ sind, um den Gattertreiber-Schaltkomplex einfach zu machen.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei die genannten Taktsequenzen derart sind, dass die Ruheperiode der Brücke auf drei Stufen verteilt ist, eine am Anfang, eine in der Mitte und die dritte am Ende des PWM-Zyklus auf eine solche Weise, dass ein symmetrisches Muster mit Bezug auf die Mitte der Umschaltperiode entsteht.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei das genannte Software-Programm in dem Mikrocontroller (5) derart ist, dass es die maximale Ausnutzung der genannten Eingangsgleichspannung erhält.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei das genannte Software-Programm ein symmetrisches Muster von Taktsignalen erzeugt, um dadurch sinusförmige VVVF- (spannungsgeregelte, frequenzgeregelte) Spannungswellenformen mit dem geringsten Oberwellengehalt zu erzeugen.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei das genannte Software-Programm ein Totband in den Umschaltsignalen enthält, um sicherzustellen, dass zu keinem Zeitpunkt zwei Leistungstransistoren im selben Zweig des PWM-Brückenumrichters (2) gleichzeitig leiten.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei das genannte Software-Programm die Solldrehzahl des Wechselstrommotors oder bürstenlosen Gleichstrommotors von der Bedienkonsole erhält.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei ein Treiber zum Laden des Gatterkondensators zum Einschalten des Transistors mit dem Gatter verbunden ist.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei der genannte Treiber eine dreiphasige Gattertreiber-IC (4) ist, um die drei tiefseitigen und die drei hochseitigen Transistoren des PWM-Umrichters (2) anzusteuern.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei die genannte Zusatzstromversorgung (6) die zum jeweiligen Speisen des Mikrocontrollers (5) und des Treibers (4) benötigten 5 V bzw. 15 VGleichstrom erzeugt.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei die genannte Software auch Soft-Start-Mittel beinhaltet.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei die Steuerung ohne Treiber und Zusatzstromversorgung in ASIC (anwendungsspezifische integrierte Schaltung) ausgeführt ist.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei die genannte ASIC und die passiven Komponenten der Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen in einer Hybrid-IC integriert sind.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 22 und 23, wobei die genannte ASIC Mittel für eine Verbindung mit einem externen Speicherchip bei Bedarf hat.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 1, wobei die genannte Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen in Haushaltsgeräte und Industriegeräte integriert ist, um die Drehzahlveränderung passend zum individuellen Bedarf des Kunden zu regeln.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen nach Anspruch 25, wobei die genannten Haushaltsgeräte und Industriegeräte ein/e Waschmaschine, Kühlschrank, Raumklimagerät, Wäscheringspinner, Lüfter, Gebläse, Kompressor und Elektrowerkzeuge sind.
Steuerung für einen Motor mit mehreren Drehzahlen für einen Wechselstrommotor oder bürstenlosen Gleichstrommotor, im Wesentlichen wie mit Bezug auf die Begleitzeichnungen beschrieben und in diesen illustriert ist.