DE69834101T2

DE69834101T2 - Verfahren und vorrichtung in einem nachrichtenübertragungssystem

Info

Publication number: DE69834101T2
Application number: DE69834101T
Authority: DE
Inventors: Andre Tore
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1997-01-31
Filing date: 1998-01-30
Publication date: 2006-08-31
Anticipated expiration: 2018-01-31
Also published as: DE69834101D1; US6252908B1; EP0956676A2; SE9700308L; WO1998034368A2; SE517930C2; EP0956676B1; WO1998034368A3; SE9700308D0; AU5889598A

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Gewinnung einer Abtastrate und einer Symbolrate in modulierten Vielfachträger-Kommunikationssystemen, wobei vorzugsweise Kupferkabel als Übertragungsmedium verwendet werden.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Vielfachträgermodulation ist ein bekanntes Verfahren zum Übertragen von Breitbandinformationen über Kupferkabel- oder Funkverbindungen. Bei den Informationen kann es sich beispielsweise um Video, Internet oder Telefonie handeln. Ganz kurz ausgedrückt, werden beispielsweise die Bits eines digital codierten Videosignals, die gesendet werden sollen, als komplexe Zahlen in einem Sender codiert, bevor eine umgekehrte schnelle Fourier-Transformation (Inverse Fast Fourier Transform – IFFT) ausgeführt wird.
Die IFFT erbringt in der Modulation eine Summe aus orthogonalen Trägern oder Tönen, deren Amplituden und Phasenverschiebung durch die Werte und Phasen der komplexen Zahlen bestimmt werden. Diese Träger werden dann in Zeitschlitzen in konstanten Zeitintervallen gesendet und werden Symbole genannt. In einem Empfänger wird statt dessen eine schnelle Fourier-Transformation (Fast Fourier Transform – FFT) ausgeführt. Auf diese Weise werden die ursprünglichen Bits wiedergewonnen. Dämpfung und Phasenverschiebung können problemlos durch Multiplikation mit einer komplexen Zahl für jeden Träger ausgeglichen werden.
Zwei ähnliche Verfahren in der oben angesprochenen Technologie sind das orthogonale Frequenzmultiplex-Verfahren (Orthogonal Frequency Division Multiplex – OFDM), das in Funkanwendungen verwendet wird, und das diskrete Mehrfrequenz-Verfahren (Discrete Multitone – DMT), das in Kupferkabeln verwendet wird.
In beiden Fällen muss der Empfänger in der Lage sein, die korrekte Abtastrate einzustellen und den Anfang und das Ende der übertragenen Symbole festzustellen.
In WO 95/03656 wird OFDM verwendet. Um die Symbolrate einzustellen, sendet der Sender Synchronisationsrahmen in bekannten Intervallen, das heißt Synchronisationssymbole mit einer Pseudozufallsreihenfolge aus bekannten Frequenzen und Phasenverschiebungen und auch bekannten Zeitintervallen in speziellen Zeitschlitzen. Der Empfänger führt eine Anzahl von FFT-Berechnungen über die zeitliche Position aus, in welcher der Synchronisationsrahmen vermutet wird. Für jede FFT-Berechnung wird eine Querkorrelationsberechnung in der Frequenzebene mittels der bekannten Frequenzfunktion des Synchronisationsrahmens durchgeführt. Es wird das Korrelationsmaximum gefunden, das den Zeitschlitz bestimmt, der den Synchronisationsrahmen enthält.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Das Problem beim Senden von Synchronisationssymbolen in bekannten Intervallen ist, dass es Zeit in Anspruch nimmt, in der Daten hätten gesendet werden können. Außerdem wird ein komplexes Verfahren aus Querkorrelationsberechnungen benötigt, um die Synchronisationssymbole zu erkennen und zu analysieren.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, das oben angesprochene Problem zu lösen, indem vor dem Beginn einer Datenübertragung Trainingssymbole gesendet werden. Jedes Trainingssymbol umfasst wenigstens eine Periode eines Pilottones und wird mittels Phasensprüngen von 180° zwischen den Symbolen gesendet. Die Verwendung dieses einfachen Trainingssymbols macht es einfach, den Anfang und das Ende des Symbols zu erkennen. Eine FFT, die über die Länge eines Symbols berechnet wird, ergibt den Wert null an einer maximal fehlerhaften Position, das heißt bei dem Phasensprung in der Mitte der Berechnung, und ein Maximum/Minimum an der Idealposition, das heißt auf halbem Weg zwischen zwei Phasensprüngen. Das vorgeschlagene Verfahren besteht darin, die Position zu finden, in der das Ergebnis der FFT-Berechnung null ist, und dann um eine Distanz von der Hälfte eines Symbols voranzuschreiten.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass die Symbolrate sogar vor Beginn einer Datenübertragung auf schnelle und einfache Weise wiederhergestellt werden kann. Während der Übertragung kann es dann genügen, mittels eines dem Fachmann bekannten Verfahrens die Abtastrate wiederzugewinnen, denn wenn etwas die Abtastrate verriegelt, so wird die Symbolrate automatisch konstant gehalten. Ein weiterer Vorteil ist, dass das erfindungsgemäße Verfahren einfach und kostengünstig implementiert werden kann.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsformen und unter Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen näher beschrieben.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Schaubild eines Systems nach dem Stand der Technik für eine Vielfachträgermodulation.
2a ist ein Zeitsteuerungsschaubild der Wiederherstellung der Symbolrate gemäß der Erfindung.
2b ist ein Zeitsteuerungsschaubild des Ergebnisses der FFT-Berechnungen gemäß 2a.
3 ist ein Blockschaubild einer Ausführungsform der Wiederherstellung der Symbolrate gemäß der Erfindung.
4a, 4b und 4c sind Zeitsteuerungsschaubilder der Wiederherstellung der Abtastrate gemäß der Erfindung.
5 ist ein Blockschaubild einer Ausführungsform der Wiederherstellung der Abtastrate gemäß der Erfindung.
BEVORZUGTE AUSFÜHRUNGSFORMEN
Vielfachträgermodulation
1 zeigt schematisch, wie die Hauptteile eines zum Stand der Technik gehörenden Systems zur Vielfachträgermodulation aussehen können. In dem Sender 1 erfolgt die Modulation von Datenbits, beispielsweise aus einem digital codierten Videosignal.
Die zu sendenden Bits werden in dem Sender 1 als N komplexe Zahlen codiert, bevor eine Hermitische Symmetrieoperation in einem Berechnungsblock 4 ausgeführt wird. Es werden 2N komplexe Zahlen erhalten, die einen symmetrischen reellen Teil und einen asymmetrischen imaginären Teil aufweisen.
Dann wird in einer IFFT-Berechnungseinheit 5 eine umgekehrte schnelle Fourier-Transformation (Inverse Fast Fourier Transform – IFFT) als eine Modulation ausgeführt.
Wenn der imaginäre Teil zu null wird, kann er eliminiert werden, und es bleibt ein reales Signal zurück, das einen Parallel-Reihe-Wandler 6 und einem Digital-Analog-Wandler 7 durchläuft.
Dadurch erhält man eine Summe aus orthogonalen Trägern oder Tönen, deren Amplituden und Phasen durch die Werte und Phasen der ursprünglichen komplexen Zahlen bestimmt werden. Diese Träger werden dann auf einem Kanal 2 in konstanten Zeitintervallen oder Zeitschlitzen gesendet und werden Symbole genannt.
In einem Empfänger 3 durchlaufen die Daten auf umgekehrtem Weg einen Analog-Digital-Wandler 8, einen Reihe-Parallel-Wandler 9 und eine FFT-Berechnungseinheit 10, in der eine FFT-Berechnung als eine Demodulation ausgeführt wird.
Dadurch erhält man 2N komplexe Zahlen. Aus Gründen der Symmetrie kann beispielsweise die obere Hälfte der 2N komplexen Zahlen verworfen werden, wodurch eine Anzahl N komplexer Zahlen zurückbleibt.
Schließlich wird ein Entzerrer 11 verwendet, der Dämpfung und Phasenverschiebung durch Multiplizieren der verschiedenen Zahlen mit komplexen Zahlen ausgleicht, dergestalt, dass letztendlich die gleichen Datenbits erhalten werden, die zu Beginn gesendet wurden.
Bei jedem neuen Symbol kommt es in den Trägern zu einer Diskontinuität. Um die daraus resultierenden Auswirkungen zu minimieren, kann ein (in der Figur nicht gezeigter) zyklischer Präfix verwendet werden. Das bedeutet, dass der letzte Teil des Symbols kopiert wird und unmittelbar vor dem Beginn des Symbols gesendet wird. Auf diese Weise entsteht Zeit, in der die Auswirkungen der Diskontinuität verschwinden können, bevor das eigentliche Symbol beginnt.
Symbolrate Um den Sender 1 und den Empfänger 3 zu synchronisieren, wird gemäß der Erfindung zuerst die Abtastrate so justiert, dass der Sender 1 und der Empfänger 3 ungefähr zu denselben Zeiten abtasten, und so, dass der erste erfasste Abtastwert ungefähr null ist. Darauf wird später noch näher eingegangen.
Dann werden Trainingssymbole dergestalt gesendet, dass der Empfänger 3 weiß, wo Datensymbole, die später gesendet werden, beginnen und enden. Es genügt, die Trainingssymbole lediglich am Beginn der Übertragung zu senden. Während der Übertragung kann es dann genügen, mittels eines dem Fachmann bekannten Verfahrens die Abtastrate wiederherzustellen, weil, wenn die Abtastrate verriegelt ist, die Symbolrate automatisch beibehalten wird.
Nachdem sowohl die Abtastrate als auch die Symbolrate wiederhergestellt wurden, sind der Sender 1 und der Empfänger 3 synchronisiert, und die Datenübertragung kann beginnen.
2a zeigt ein Trainingssymbol 15, das gemäß der Erfindung zur Wiederherstellung der Symbolrate verwendet wird. Das Trainingssymbol 15 umfasst eine Anzahl von Perioden eines Pilottones oder -trägers. In diesem Fall nehmen wir zur Veranschaulichung sechs Perioden. Dieses Trainingssymbol 15 wird mit einem Phasensprung von 180° für jedes neue Symbol gesendet, so dass jedes zweite Symbol invertiert ist.
Um die Symbolposition zu erkennen, werden eine Reihe von zeitverschobenen FFT-Berechnungen 13a, 13b, 13c während eines Zeitintervalls von der gleichen Länge wie das Trainingssymbol gemäß 2a oder auf eine ähnliche Weise ausgeführt. Das Ergebnis der FFT-Berechnungen 13a, 13b, 13c variiert dann ungefähr wie in 2b gezeigt. Das Maximum bzw. das Minimum des Ergebnisses in 2b wird erreicht, wenn die FFT-Berechnung 14 in 2a exakt an einem Symbol bzw. einem invertierten Symbol, das heißt in der gewünschten Position, ausgeführt wird.
Das Maximum oder Minimum kann allerdings schwer zu finden sein. Es ist bedeutend einfacher zu erkennen, wenn die FFT-Berechnung 13c völlig falsch ist, weil das Ergebnis dann null wird. Die zweckmäßigste Lösung kann es daher sein, die FFT-Berechnungen 13a, 13b, 13c zeitlich zu verschieben, bis ein Wert errechnet wird, der relativ nahe bei null liegt, und dann den Beginn eines Symbols ein halbes Symbol davon entfernt anzuzeigen.
Es ist zu beachten, dass, wenn ein zyklischer Präfix verwendet wird, dieser zu berücksichtigen ist. Je nach der Diskretion, mit der vorangeschritten werden soll, um den Beginn des Symbols zu finden, sollte die vorangeschrittene Distanz entweder ein halbes Symbol, wie üblich, oder ein halbes Symbol zuzüglich der Länge des zyklischen Präfixes betragen.
Ein Beispiel der Implementierung der Ausführungsform zum Finden des Punktes, wo die FFT-Berechnung null wird, ist schematisch in 3 gezeigt. Die im Empfänger abgetasteten Daten werden erfolgreich in ein Schieberegister 21 oder in einen ähnlichen Satz aus Speichereinheiten verschoben. Von dort werden zu verschiedenen Zeitintervallen, wie unten gezeigt, parallele Daten, die der Länge eines Symbols entsprechen, in eine Berechnungseinheit 22 eingelesen, in der eine FFT-Berechnung der parallelen Daten, beispielsweise 1024 Punkte, ausgeführt wird.
Das Ergebnis der FFT-Berechnung wird dann in einem Register 23 abgelegt, von wo Daten, die der Frequenz des phasenspringenden Pilottones entsprechen, in einer der Speicherpositionen 23a abgerufen werden können.
Diese Daten werden zu einem Berechnungsblock 24 weitergeleitet, in dem vorzugsweise die imaginäre Komponente der Frequenz des Pilottones für eine spätere Justierung auf null erhalten wird. Während jedes zweiten Symbols wird das Vorzeichen der imaginären Komponente geändert, oder es wird nur jedes zweite Symbol berechnet. Dies geschieht, weil jedes zweite Symbol umgekehrt wird.
Die auf diese Weise justierte imaginäre Komponente wird mit einem Schwellenwert verglichen. Wenn der Wert der justierten imaginären Komponente kleiner als oder gleich dem Schwellenwert ist, so gibt der Berechnungsblock 24 einen Prüfwert k, der gleich null ist, aus, weil sich der Phasensprung dann ungefähr in der Mitte der Daten befindet, an denen die FFT-Berechnung vorgenommen wurde.
Wenn der justierte imaginäre Teil größer als der Schwellenwert ist, so gibt der Berechnungsblock 24 einen Prüfwert aus, der zweckmäßigerweise gleich der Anzahl der Abtastungen in einer Periode des Pilottones – beispielsweise vier – sein kann. Wenn andererseits der justierte imaginäre Teil kleiner als der negative Schwellenwert ist, so gibt der Berechnungsblock 24 in entsprechender Weise einen Prüfwert k aus, der in diesem Fall minus vier ist.
Der Prüfwert k wird an einen Zähler 25 weitergeleitet, der steuert, wann die Berechnungseinheit 22 eine neue FFT-Berechnung ausführen soll. Wenn die Anzahl der Abtastungen 1024 beträgt, so zählt der Zähler 25 abwärts von 1023 + k zu null, wobei k der Prüfwert ist. Dies bewirkt die sukzessive Verschiebung der Startposition der FFT-Berechnung, bis sich der Phasensprung ungefähr in der Mitte der Abtastungen, die der FFT-Berechnung unterzogen wurden, befindet. Dies kann mit den nachfolgenden FFT-Berechnungen 13a, 13b und 13c in 2a verglichen werden, wo jedes Symbol aus Gründen der Übersichtlichkeit lediglich 6 × 4 = 24 Abtastungen umfasst.
Der Symbolbeginn braucht dann nur um ein halbes Symbol verschoben zu werden, um die optimale Position zum Lesen der zu sendenden Daten zu finden.
Abtastrate
Bevor die Symbolrate justiert wird, muss die Abtastrate justiert werden. Die einfachste Art, dies zu tun, ist, einen der Träger als Pilotton zu verwenden, das heißt, die ganze Zeit einen konstanten Ton zu senden, während der Empfänger sich auf diesen Ton einklinkt.
Die 4a–4c zeigen ein Beispiel, bei dem der Sender einen Pilotton mit vier Abtastwerten 21a, 21b, 21c, 21d für jede Periode sendet und wo der Empfänger in der gleichen Weise den Pilotton mit vier Abtastwerten 22a, 22b, 22c, 22d für jede Periode liest.
Um den Sender und den Empfänger zu synchronisieren, wird für jeweils vier Abtastwerte ein Abtastwert – beispielsweise Abtastwert 22a – als erster Abtastwert in dem Empfänger herausgezogen. Der Empfänger versucht nun, die Abtastung des ersten Abtastwertes 22a so zu justieren, dass sie dann stattfindet, wenn der Pilotton das erste Mal null passiert. Wenn der erste Abtastwert 22a positiv ist, so wird die Abtastung dergestalt verschoben, dass der erste Abtastwert 22a das nächste Mal etwas früher erfasst wird (siehe 4a). Wenn hingegen der Abtastwert 22a negativ ist, so wird die Abtastung dergestalt verschoben, dass der Abtastwert 22a das nächste Mal etwas später erfasst wird (siehe 4b).
Des gewünschte Endergebnis ist in 4c gezeigt, wo die Abtastwerte 21a, 21b, 21c, 21d des Senders und die Abtastwerte 22a, 22b, 22c, 22d des Empfängers ungefähr zur selben Zeit gesendet bzw. empfangen werden.
Anstelle des Pilottones wird dann ein phasenspringender Pilotton als Trainingssymbole, wie oben beschrieben, gesendet. Damit die Justierung des Empfängers nicht bei jedem zweiten Symbol die Richtung ändert, klinkt sich der Empfänger statt dessen auf den phasenspringenden Pilotton ein. Die einfachste Art, dies zu bewerkstelligen, ist wahrscheinlich das Justieren des Vorzeichens des ersten Abtastwertes 22a mit dem Vorzeichen des zweiten Abtastwertes 22b vor oder nach dem ersten Abtastwert 22a auf beispielsweise eine Distanz von einer viertel Periode. Der zweite Abtastwert 22b ändert bei jedem zweiten Symbol sein Vorzeichen, was anzeigt, ob der gerade abgetastete Pilotton umgekehrt oder nicht-umgekehrt ist.
5 zeigt schematisch, wie das oben Dargelegte in der Praxis realisiert werden kann. In dem Empfänger befindet sich ein spannungsgesteuerter Oszillator (Voltage Controlled Oscillator – VCO) 31, der einen Analog-Digital-Wandler 35 so steuert, dass er einen ersten Abtastwert 22a, der in einer Verzögerungsschaltung 32 verzögert wird, und einen zweiten Abtastwert 22b erfasst. Das Vorzeichen des zweiten Abtastwertes 22b wird festgestellt und in einer Vorzeichenkorrektureinheit 33 mit dem ersten Vorzeichen 22a'' multipliziert". Natürlich wird keine echte Multiplikation benötigt, sondern es wird erforderlichenfalls nur das Vorzeichen geändert.
Die Vorzeichenkorrektureinheit 33 gibt ein Steuersignal Q aus, das einen Digital-Analog-Wandler 34 passiert, und steuert dann das Abtasten durch den Oszillator 31 in der oben beschriebenen Weise.
Natürlich kann statt dessen auch der zweite Abtastwert 22b verzögert werden. Dann muss in einer entsprechenden Weise der erste Abtastwert 22a mit dem umgekehrten Vorzeichen des zweiten Abtastwertes 22b "multipliziert" werden.
Während der Datenübertragung
Das oben dargelegte Verfahren fungiert als ein "Training" vor der Übertragung von Daten. Natürlich wäre es möglich, die Datenübertragung von Zeit zu Zeit in bekannten Intervallen zu unterbrechen, um erneut Trainingssymbole zu senden, aber es wäre vermutlich besser, ein bekanntes Verfahren für die Wiedergewinnung der Abtastrate, beispielsweise im Frequenzbereich, zu verwenden, zumindest dann, wenn die Daten über Kupferkabel übertragen werden sollen. Wenn die Abtastrate verriegelt ist, so wird die Symbolrate automatisch beibehalten. Die Zeit kann dann dafür verwendet werden, anstelle von Trainingssymbolen Datensymbole zu senden.
Diese Frequenzbereichstechniken sind in der Regel langsamer als das oben beschriebene Verfahren, aber wenn die Datenübertragung beginnt, so wurden schon ungefähr die korrekte Abtastrate und Symbolrate justiert, so dass keine größeren Justierungen mehr vorgenommen werden müssen.

Claims

Verfahren zum Synchronisieren eines Senders (1) und wenigstens eines Empfängers (3) in modulierten Vielfachträger-Kommunikationssystemen, wobei FFT-Technologie zum Modulieren und Demodulieren von Daten verwendet wird, die zwischen dem Sender (1) und dem Empfänger (3) übermittelt werden wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: – der Sender (1) sendet Synchronisierungssymbole (15, 16) als Trainingssymbole (15, 16) am Beginn einer Übertragung; – die Synchronisierungssymbole (15, 16) umfassen jeweils wenigstens eine Periode eines Pilottones, und der Sender (1) sendet die Synchronisierungssymbole (15, 16) mit einem Phasensprung von 180° zwischen den Synchronisierungssymbolen; – der Empfänger (3) vollführt eine Reihe von zeitverschobenen FFT-Berechnungen an den Synchronisierungssymbolen (15, 16) während aufeinanderfolgender Zeitintervalle von der Länge eines Synchronisierungssymbols, bis die FFT-Berechnung einen Wert nahe null ergibt, wobei an diesem Punkt der Beginn des Synchronisierungssymbols (15, 16) mit der Mitte des Zeitintervalls zusammentrifft; – der Beginn des Synchronisierungssymbols wird zur Justierung der Symbolrate in dem Empfänger (3) verwendet; – woraufhin der Sender (1) Datensymbole nach den Synchronisierungssymbolen (15, 16) senden kann.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Abtastrate justiert wird, bevor die Symbolrate justiert wird, indem sich der Empfänger (3) auf einen einfachen Pilotton einklinkt, der von dem Sender (1) ausgesandt wird; wobei während der Justierung der Symbolrate die Abtastrate justiert wird, indem sich der Empfänger (3) auf den phasenspringenden Pilotton einklinkt, der von dem Sender (1) ausgesandt wird.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei, nachdem ein Abtastwert erfasst wurde, wenn der Pilotton null passiert, ein Steuersignal für das Einklinken auf den phasenspringenden Pilotton mit dem Vorzeichen eines früheren oder eines späteren Abtastwertes modifiziert wird.
Synchronisierungsvorrichtung, die sich für das Synchronisieren von modulierten Vielfachträger-Kommunikationssystemen eignet, wobei die Vorrichtung einen Sender (1) und wenigstens einen Empfänger (3) umfasst, wobei der Sender (1) eine IFFT-Berechnungseinheit (5) zum Modulieren von Daten umfasst und der Empfänger eine IFFT-Berechnungseinheit (10) zum Demodulieren von Daten umfasst, wobei: – der Sender (1) dafür konfiguriert ist, Synchronisierungssymbole (15, 16) als Trainingssymbole (15, 16) am Beginn einer Übertragung zu senden; – der Sender (1) dafür konfiguriert ist, die Synchronisierungssymbole (15, 16) mit Phasensprüngen von 180° zwischen den Synchronisierungs symbolen zu senden und die Synchronisierungssymbole (15, 16) jeweils wenigstens eine Periode eines Pilottones umfassen; – der Empfänger (3) dafür konfiguriert ist, eine Reihe von zeitverschobenen FFT-Berechnungen an den Synchronisierungssymbolen (15, 16) während aufeinanderfolgender Zeitintervalle von der Länge eines Synchronisierungssymbols auszuführen, bis die FFT-Berechnung einen Wert nahe null ergibt, wobei an diesem Punkt der Beginn des Synchronisierungssymbols (15, 16) mit der Mitte des Zeitintervalls zusammentrifft; – der Empfänger (3) dafür konfiguriert ist, den Beginn des Synchronisierungssymbols (15, 16) zur Justierung seiner Symbolrate zu verwenden; – der Sender (1) dafür konfiguriert ist, dann Datensymbole nach den Synchronisierungssymbolen (15, 16) zu senden.
Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei der Empfänger (3) eine FFT-Berechnungseinheit (22) umfasst, die mit einem Schieberegister (21) zum Verschieben von abgetasteten Daten und mit einem Zähler (25), der steuert, wann die FFT-Berechnungseinheit (22) abgetastete Daten aus dem Schieberegister (21) zur Berechnung abrufen soll, und mit einem Register (23) zum vorübergehenden Speichern von berechneten Daten verbunden ist, wobei das Register (23) mit einem Berechnungsblock (24) verbunden ist, der mit dem Zähler (25) verbunden ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 oder 5, wobei der Empfänger (3) dafür konfiguriert ist, die Abtastrate vor der Justierung der Symbolrate zu justieren, indem er sich auf einen einfachen Pilotton einklinkt, für dessen Aussendung der Sender (1) konfiguriert ist; und wobei der Empfänger (3) dafür konfiguriert ist, die Abtastrate während der Justierung der Symbolrate zu justieren, indem sich der Empfänger (3) auf den phasenspringenden Pilotton einklinkt, für dessen Aussendung der Sender (1) konfiguriert ist.
Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei der Empfänger (3) einen spannungsgesteuerten Oszillator (31), der dafür konfiguriert ist, das Erfassen von zwei Abtastwerten (22a, 22b) zu verschiedenen Zeitpunkten zu steuern, und eine Vorzeichenkorrektureinheit (33) umfasst, die dafür konfiguriert ist, ein Steuersignal (Q) abzugeben, um den Oszillator in Abhängigkeit von einem Abtastwert (22a) zu steuern, der mit dem Vorzeichen des anderen Abtastwertes (22b) justiert wurde.