DE69725231T2

DE69725231T2 - Einphasiger Permanentmagnetmotor

Info

Publication number: DE69725231T2
Application number: DE69725231T
Authority: DE
Inventors: William Roy Fort Wayne Archer; Brian Lee Fort Wayne Beifus; Roger Carlos Fort Wayne Becerra; Mark Aloysius Fort Wayne Brattoli; David Marvin Fort Wayne Erdman; Eric Roger Madison Benedict; Thomas Merlin Schenectady Jahns; Michael W. Madison Degner; Burt Gerald Schenectady Kliman; Wen Liang Schenectady Soong; Charles Michael Pattersonville Stephens
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1996-07-15
Filing date: 1997-07-15
Publication date: 2004-08-19
Anticipated expiration: 2017-07-16
Also published as: ES2208829T3; EP0820140A2; EP0820140A3; DK0820140T3; ITMI971621A1; DE69725231D1; ITMI971621A0; EP0820140B1; US5986419A; US5796194A; IT1293591B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Einphasen-Permanentmagnetmotoren und insbesondere auf die Abtastung der Rotorstellung in einem derartigen Motor.
Übliche hermetisch gekapselte Kühlgeräte-Kompressoren verwenden üblicherweise Einphasen-Induktionsmotoren mit fester Drehzahl. Ein Betrieb der Motoren mit variabler Drehzahl ist zur Verbesserung des Wirkungsgrades vorteilhaft. Übliche Dreiphasen-Permanentmagnet(PM)-Motoren, wie sie beispielsweise für Heiz-, Ventilations- und Klimaanwendungen verwendet werden, können einen Betrieb mit variabler Drehzahl ausführen, sie sind aber teurer als Einphasen-PM-Motoren, die weniger Leistungshalbleiterschalter und zugeordnete Gate-Treiber benötigen.
Kühlgeräte-Kompressoren, die hermetisch gekapselt sind, um eine Leckage des Kältemittels zu verhindern, stellen mehrere Anforderungen an ihre Motorantriebe. Die meisten dieser Kompressoren sind für einen Betrieb mit einer bevorzugten Drehrichtung ausgelegt aufgrund des passiven Schmiersystems, das gewöhnlich nur in einer Richtung richtig arbeitet. Weiterhin hat sich ein Drei-Stift-Verbinder als ein Industrie-Standard für derartige Kompressoren entwickelt, so dass es vorteilhaft ist, ein Maximum von drei Drähten zwischen dem Motor innerhalb des Kompressors und seiner Steuerung zu haben, die außerhalb des Kompressors angeordnet ist. Der Motor sollte zusätzlich eine Langzeit-Betriebssicherheit bei einem Betrieb unter hohen Temperaturen (üblicherweise 65°C Umgebung) haben und er sollte in der Lage sein, sein Ausgangsdrehmoment und seinen Wirkungsgrad bei Nenndrehzahl beizubehalten, indem der Strom gleichphasig mit der elektromotorischen Gegenkraft (EMK) gehalten wird, indem die Phase des Kommutierungssignals in entsprechender Weise vorverschoben wird.
Einphasen-PM-Motoren erfordern ein geeignetes Stromkommutierungssignal, das für einen richtigen Betrieb mit der Rotorstellung synchronisiert ist. Bei den meisten Einphasen-Anwendungen wird üblicherweise ein Hall-Effekt-Stellungssensor verwendet, um die Rotorstellung zu detektieren und dadurch den Motor zu steuern. Derartige Einphasenmotoren mit einem Hall-Effekt-Sensor erfordern jedoch im Allgemeinen eine Gesamtzahl von fünf Drähten: zwei Motorleiter und drei Leiter für den Hall-Effekt-Sensor (zwei zu viel für den Standard-Kapsel-Verbinder). Ferner ist die Betriebssicherheit derartiger Sensoren in der Kompressorumgebung ungewiss.
Um die Verwendung von einem Hall-Sensor oder eines anderen Rotorstellungs-Sensors zu vermeiden, sind verschiedene sensorlose Steuermechanismen für PM-Motoren entwickelt worden. In dreiphasigen PM-Motoren gibt es beim normalen Betrieb Zeiten, zu denen die eine Phase einen Leerlauf bildet und kein Strom in ihr fließt. Unter diesen Bedingungen ist die Klemmenspannung gleich der Gegen-EMK-Spannung und kann somit direkt gefühlt werden. Einphasenmotoren haben jedoch keine natürlichen Intervalle, wo der Phasenstrom für eine gewisse Zeitlänge null bleibt, und deshalb ist diese Lösung nicht anwendbar.
Für Dreiphasenmotoren kann, selbst wenn der Phasenstrom nicht null ist, die Gegen-EMK-Spannung berechnet werden, indem der Motor als ein Widerstand, Induktivität und Gegen-EMK-Spannungsquelle im Modell nachgebildet wird, wie es beschrieben ist von M. Jufer „Back-EMF Indirect Detection for Self-Commutation of Synchronous Motors", European Power Electronics Conference, 1987, Seiten 1125– 29. Diese Technik kann auch auf Einphasen-PM-Motoren angewendet werden und hat den Vorteil, dass sie keine gesonderten Abtastleiter erfordert. Für Einphasen-PM-Motoren ist es jedoch schwierig, für eine steuerbare bevorzugte Drehrichtung zu sorgen. Somit kann der Motor in einer von beiden Richtungen starten, was von der anfänglichen Winkelstellung des Rotors abhängt. Lüfter- und Kompressorantriebe sind im Allgemeinen so ausgelegt, dass sie in nur einer Drehrichtung arbeiten, so dass die Steuerung über die Drehrichtung kritisch ist. Weiterhin ist die erforderliche Kenntnis der Motorparameter nicht immer verfügbar und unterliegt Produktions- und Betriebsänderungen.
DE 2339260 zeigt einen bekannten Einphasen-Permanentmagnetmotor, der einen Rotor, einen Stator mit Statorzähnen aufweist, die jeweils einen Kerbe bzw. Nut und eine Querachsen-Wicklung aufweist, die zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das eine Winkelstellung des Rotors darstellt, und phasenverschoben zu einer Hauptwicklung des Stators angeordnet ist, wobei die Querachsen-Wicklung eine Spule aufweist, die in einer entsprechenden Nut in den zwei Statorzähnen angeordnet ist.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Einphasen-Permanentmagnetmotor mit einer Querachsen-Wicklung zu schaffen, die in den Nuten angeordnet ist, wobei die Amplitude von dem Ausgangssignal verstärkt ist.
Gemäß der Erfindung wird ein Einphasen-Permanentmagnetmotor geschaffen, der enthält:
einen Rotor,
einen Stator mit Statorzähnen, wobei wenigstens zwei der Statorzähne jeweils viele Kerben bzw. Nuten haben, und
eine Querachsen-Wicklung, die zum Generieren eines Ausgangssignals angeordnet und phasenverschoben von einer Hauptwicklung des Stators angeordnet ist, wobei die Querachsen-Wicklung viele Spulen aufweist, die mit jeder der Spulen in Reihe verbunden ist, die in entsprechenden Nuten in den wenigstens zwei Statorzähnen angeordnet sind. Der Motor kann auch eine Kommutierungs-Schätzschaltung aufweisen, die auf das Ausgangssignal anspricht, zum Schätzen von Nulldurchgängen der Gegen-EMK in der Hauptwicklung und zum Erzeugen eines Kommutierungssignals, um die Hauptwicklung des Stators vor den geschätzten Nulldurchgängen der Gegen-EMK um einen Winkel θ zu kommutieren, der wie folgt zu berechnen ist:
wobei w die Drehzahl des Rotors ist, I_PEAK ein Spitzenstrom in der Hauptwicklung entsprechend einer gewünschten Drehzahl und/oder Drehmoment des Motors ist, L die Motorinduktivität in der Hauptwicklung und V_S die Spannung über der Hauptwicklung ist.
Die Erfindung kann am besten verstanden werden unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen, wobei gleiche Bezugszahlen gleiche Komponenten darstellen, in denen:
1 eine abgeflachte Draufsicht von einem Einphasen-Permanentmagnet(PM)Motor ist, der eine Querachsen-Wicklung zum Abtasten der Winkelstellung des Rotors aufweist;
1a eine abgeflachte Seitenansicht von einer Querachsen-Wicklung mit einer Vielspulenstruktur gemäß der Erfindung ist;
2 eine schematische Darstellung ist, die eine Richtung der (bevorzugten) Vorwärtsdrehung darstellt;
3 ein Kurvenbild der Spannung, integrierten Spannung, und des Phasenstroms über der Zeit für das Diagramm gemäß 2 ist und eine elektrische Phasenvoreilung und Kommutierungspunkte der Spannung auf der Querachsen-Wicklung während des Betriebs mit niedriger Drehzahl darstellt;
4 eine schematische Darstellung ist, die eine umgekehrte Drehrichtung darstellt;
5 ein Kurvenbild der Spannung, integrierten Spannung, und des Phasenstroms über der Zeit für das Diagramm gemäß 4 ist und einen elektrische Phasennacheilung und Kommutierungspunkte der Spannung auf der Querachsen-Wicklung während des Betriebs mit niedriger Drehzahl darstellt;
6 ein Kurvenbild der integrierten Spannung und des Phasenstroms über der Zeit für das Diagramm gemäß 2 ist und eine elektrische Phasenvoreilung und Kommutierungspunkte der Spannung auf der Querachsen-Wicklung während des Betriebs mit hoher Drehzahl darstellt;
7 ein Blockdiagramm von einem Ausführungsbeispiel einer Einphasen-PM-Motorsteuerung gemäß der Erfindung ist.
8 ist ein Schaltbild, das eine modifizierte Drahtverbindung darstellt, die in dem Ausführungsbeispiel der Steuerung gemäß 7 verwendet werden kann.
9 ist ein Schaltbild von einem Querachsen-Wicklungsstellungs- und Drehzahlschätzer gemäß der Erfindung, der in dem Ausführungsbeispiel gemäß
7 verwendet werden kann.
10 ist ein Schaltbild von einem passiven Nacheilungsfilter, das in dem Ausführungsbeispiel gemäß 9 verwendet werden kann.
11 ist ein Schaltbild von einem passiven Vor/Nacheilungsfilter, das in dem Ausführungsbeispiel gemäß 9 verwendet werden kann.
12 ist ein Schaltbild, das ein Ausführungsbeispiel zum Auslegen der elektronischen Komponenten für das Blockdiagramm gemäß 9 darstellt.
13 ist ein schematisches Schaltbild von einer Wechselrichterbrücke zum Antreiben des Motors gemäß 1.
14 ist ein Satz von beispielhaften Steuerdiagrammen, die die Beziehung zwischen der Gegen-EMK und Querachsensignalen des Motors gemäß 16 und eine bevorzugte Strategie gemäß der Erfindung darstellen.
15 ist ein Blockdiagramm von einer bevorzugten Querachsensignal-Verarbeitungsschltung gemäß der Erfindung.
16 ist ein schematisches Schaltbild von einer Motorantriebsschaltung, die die Querachsensignal-Verarbeitungsschaltung gemäß 15 enthält.
17 ist ein Satz von beispielhaften Steuerdiagrammen, die die Beziehung zwischen der Gegen-EMK und Querachsensignalen und den Stromsignalen des Motors gemäß 16 und eine andere bevorzugte Kommutierungsstrategie gemäß der Erfindung darstellen.
18 ist ein Satz von beispielhaften Steuerdiagrammen, die die Beziehung zwischen der Gegen-EMK und Querachsensignalen und den Stromsignalen des Motors gemäß 16 darstellen, wenn die Leitungsintervalle kleiner als 180° sind.
1 ist eine abgeflachte geschnittene Draufsicht auf einen Einphasen-Permanentmagnet(PM)-Motor, der kein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist, und zeigt Hauptwicklungen 20 und eine zusätzliche Spule zum Abtasten der Stellung (eine „Querachsen-Wicklung" 22). Sowohl die Haupt- als auch die Querachsen-Wicklungen sind elektromagnetisch durch Magnetfluss von einem Rotor 10 beeinflusst. Jedoch ist die Querwicklung nicht elektromagnetisch beeinflusst durch Magnetfluss von einem Stator 12. Dies gestattet, dass die Querwicklung die Rotorstellung erfassen kann, ohne durch Ströme in der Hauptwicklung 20 beeinflusst zu sein.
Beide Wicklungen sind elektromagnetisch beeinflusst durch den Magnetfluss von dem Rotor, weil die Richtung des Flusses zu oder aus dem Rotor aufgrund jedes Rotormagneten 14 (dargestellt durch Flusslinien 17 und 19) von der Polarität des Rotormagneten neben einem entsprechenden Abschnitt von einem Statorzahn 16 abhängt. Beispielsweise sind Pfeile 19 verwendet, um Abschnitte von den Statorzähnen neben einem Magneten anzuzeigen, der eine N (Nord) Polarität hat, wogegen entgegengesetzte Richtungspfeile 17 verwendet sind, um Abschnitte von den Statorzähnen neben einem Magneten anzuzeigen, der eine S (Süd) Polarität hat. Wenn also ein Zahn so angeordnet ist, dass unterschiedliche Abschnitte benachbart zu Magneten mit unterschiedlicher Polarität sind, ändert sich der Fluss mit der Rotorstellung. Aufgrund der physikalischen Versetzung zwischen der Hauptwicklung und der Querachsen-Wicklung sind die Magnetflussänderung und folglich die Spannungskurven in den zwei Wicklungen nicht gleichphasig.
Die Querachsen-Wicklung wird durch den Fluss aus der Hauptwicklung nicht elektromagnetisch beeinflusst aufgrund der Versetzung zwischen den Wicklungen und weil jeder Abschnitt von einem einzelnen Zahn 16 Statorfluss in einer gemeinsamen Richtung überträgt, die nicht durch die Rotorstellung beeinflusst wird.
In 1 hat der Stator 12 Zähne 16, die jeweils drei Kerben bzw. Nuten 18 haben, und die Querachsen-Wicklung 22 ist zwischen die Mittelnuten von zwei Zähnen gewickelt und ist deshalb etwa neunzig Grad elektrisch phasenverschoben zu der Hauptwicklung 20 des Stators. Die Querachsen-Wicklung gemäß der Erfindung hat viele Spulen in Reihe (in 1a gezeigt), die dazu verwendet werden, die Größe bzw. Amplitude von der induzierten Spannung der Querachsen-Wicklung zu vergrößern.
1a ist eine abgeflachte Seitenansicht von einer Querachsen-Wicklung, die eine Vielspulenstruktur mit Leitern 126 aufweist. Beispielsweise haben die Statorzähne 16 jeweils drei Kerben bzw. Nuten 18, die so gezeigt sind, dass die Querachsen-Wicklung in drei Spulenabschnitten 120, 122 und 124 durch die Zähne gewickelt sind, wobei die gewickelten Abschnitte durch Abschnitte 121 und 123 der Wicklung miteinander verbunden sind. Das Ausführungsbeispiel gemäß 1a ist brauchbar, weil die Anzahl der Wicklungswindungen in einem Motor vergrößert werden kann, wobei nur ein Spulenabschnitt vorhanden ist und deshalb die Größe des Ausgangssignals der Querachsen-Wicklung verstärkt werden kann.
2 ist ein schematisches Diagramm, das eine Richtung der (bevorzugten) Vorwärtsrotordrehung darstellt, und 3 ist eine Kurvenbild der Gegen-EMK-Spannung (V_e) der Hauptwicklung, der Querwicklungsspannung (V_q), einer integrierten Querwicklungsspannung, und des Phasenstroms über der Zeit für das Diagramm gemäß 2. Dieses Kurvenbild stellt die Phasenvoreilung von neunzig Grad elektrisch und Kommutierungspunkte der Spannung auf der Querachsen-Wicklung während eines Betriebs mit niedriger Drehzahl dar.
Die Spannung der Querachsen-Wicklung, die direkt proportional zur Rotordrehzahl ist, ist, wie oben beschrieben wurde, phasenverschoben zu der Gegen-EMK der Hauptwicklung, wie durch 3 gezeigt ist. Vorzugsweise liegt der Grad, mit dem die Querachsen-Wicklung phasenverschoben ist, in einem Bereich von 75 bis 105 Grad, wobei ein optimaler Wert bei etwa neunzig Grad elektrisch liegt. Es wird jedoch erwartet, dass die Erfindung für jede Phasenverschiebung der Querachsen-Wicklung arbeitet, die in der Lage ist, für eine Steuerung der Rotorwinkelstellung in der oben beschriebenen Art und Weise zu sorgen. Ob die elektrische Phase der Querachsen-Wicklung voreilt oder nacheilt, hängt von der Richtung der Rotordrehung ab, wie es nachfolgend erläutert wird.
Die Motorsteuerung erfordert Idealerweise ein Kommutierungssignal, das den Nulldurchgängen der Gegen-EMK-Spannung V_e der Hauptwicklung entspricht. Um diese Entsprechung zu erhalten, wird die Querachsen-Wicklung durch einen Integrator (beispielsweise als ein Voreilungs/Nacheilungs-Filter in 9 gezeigt) geleitet, der für eine Phasenverzögerung des Signals sorgt. In einem Ausführungsbeispiel beträgt die Phasenverzögerung des Integrators etwa neunzig Grad. Wenn die Phase der Querachsen-Wicklung um etwa neunzig Grad voreilt und der Integrator für eine Phasenverzögerung des Signals um etwa neunzig Grad sorgt, wird das integrierte Signal im Wesentlichen gleichphasig mit der Gegen-EMK-Spannung der Hauptwicklung, wie es in 3 gezeigt ist, und es kann ein Kommutierungssignal erhalten werden, indem das integrierte Signal durch einen Komparator (in 9 gezeigt) geleitet wird, um die Nulldurchgänge der Spannung der Querachsen-Wicklung zu erfassen. Jeder Nulldurchgang stellt den Beginn von einer Änderung in der Polarität des Stroms in der Hauptwicklung dar.
Integratoren haben naturgemäß Verstärkungsgrade, die umgekehrt proportional zu ihren Eingangsfrequenzen sind. Die Spannung, die in der Querachsen-Wicklung induziert wird, ist direkt proportional zu der Motordrehzahl und somit der Motorfrequenz. Deshalb hat das Ausgangssignal des Integrators eine etwa konstante Amplitude, die unabhängig von der Motordrehzahl/Frequenz ist; tatsächlich entspricht das Ausgangssignal des Integrators dem Motorfluss. Aufgrund der relativ konstanten Signalamplitude können die Nulldurchgänge auf einfache Weise über einem breiten Drehzahlbereich erfasst werden. Die niedrige Grenzfrequenz des Integrators bestimmt dabei die minimale Betriebsdrehzahl.
4 ist ein schematisches Diagramm, das eine Drehung mit umgekehrter Richtung darstellt, und 5 ist ein Kurvenbild der Spannung, der integrierten Spannung, und des Phasenstroms über der Zeit für das Diagramm gemäß 4 und stellt die elektrische Phasenvoreilung und Kommutierungspunkte der Spannung auf der Querachsen-Wicklung dar.
Wenn eine Drehung des Rotors in einer umgekehrten Richtung auftritt (in einer Richtung entgegengesetzt zu der bevorzugten stationären Richtung des Motors), wie es in 5 gezeigt ist, tritt anstelle der Voreilung der Hauptwicklungsspannung um neunzig Grad eine Nacheilung der Spannung der Querachsen-Wicklung um neunzig Grad auf. Wenn also die Spannung integriert wird, erzeugt die natürliche Phasenverzögerung des Integrators ein Kommutierungssignal, das 180 Grad phasenverschoben zu den Gegen-EMK ist. Dieser Zustand erzeugt ein Bremsmoment, da die Maschine als ein Generator wirkt, was eine Verlangsamung des Motors bewirkt. Deshalb hat der Motor nur eine mögliche stationäre (Vorwärts-) Drehrichtung --ein Merkmal, das wichtig ist, wenn Maschinen, wie beispielsweise Lüfter und Kompressoren, angetrieben werden.
Die bevorzugte Drehrichtung kann auf einfache Weise geändert werden, wenn dies gewünscht wird, indem entweder das Kommutierungssignal invertiert wird oder indem die Polarität von entweder der Querachsen-Wicklung 22 oder der Hauptwicklung 20 umgekehrt wird.
Während des Motorstarts kann der Motor flüchtig (transient) in der umgekehrten Richtung umlaufen, was von der anfänglichen Rotorstellung abhängt. Wenn der Motor in der umgekehrten Richtung zu drehen beginnt, tritt das Bremsmoment auf, wie es oben erläutert wurde, um jede derartige Rückwärtsrotation zu stoppen. Um die Motorstart-Charakteristiken zu verbessern, besteht eine Technik, die nachfolgend als „Vor-Ausrichtung" bezeichnet wird, darin, der Hauptwicklung einen Gleichstrom für eine kurze Periode in der Größenordnung von einem Bruchteil von einer Sekunde zuzuführen, um momentan den Rotor auszurichten, und dann, bevor der Strom zur Hauptwicklung kommutiert wird, dem Rotor zu gestatten, in eine Stellung zurückzufallen, in der die Startrichtung des Rotors bekannt ist.
Eine andere Technik, die nachfolgend als „Kick-Start" bezeichnet wird, besteht darin, einen Gleichstrompuls von fester Dauer, in dem Bereich von Zehntel Sekunden bis zu einer Sekunde, zuzuführen, um den Rotor in Bewegung zu setzen, und dann das Querachsen-Wicklungssignal zur Kommutierung einzuschalten. Das Kommutierungssignal, das die Polarität des dem Motor zugeführten Stroms bestimmt, wird normalerweise aus der Polarität des Integrals des Querachsensignals erhalten. Beim Starten hat das Signal der Querspule eine kleine Amplitude und ist häufig verrauscht. Um die Startcharakteristik zu verbessern, wird das Kommutierungssignal gezwungen, in einem Zustand zu bleiben für eine feste Dauer von Zehnteln von Millisekunden bis zu einer Sekunde während der Kick-Start-Periode. Nach dieser Periode wird die Polarität des Integrals der Querachsenspannung zur Kommutierung verwendet, wodurch ein normaler Betrieb gestattet wird. Die optimale Periode des Kick-Start-Pulses wird durch den Motor und das Lastträgheitsmoment ermittelt und wird am besten experimentell als dasjenige ermittelt, das das sicherste Startvermögen ergibt.
Diese Techniken können getrennt oder in Kombination angewendet werden. Vor-Ausrichtung wird vorgesehen, um eine gegebene Drehrichtung sicherzustellen, wogegen ein Kick-Start-Puls erwartungsgemäß die Startsicherheit verbessert. Wenn beide verwendet werden sollen, wird die Vor-Ausrichtung vorzugsweise ausgeführt, bevor der Kick-Start-Puls angelegt wird.
6 ist ein Kurvenbild der integrierten Spannung und des Stroms über der Zeit für das Diagramm gemäß 2 und stellt Kommutierungspunkte der Spannung auf der Querachsen-Wicklung während eines Betriebs mit Nenndrehzahl dar. Während des Betriebs mit Nenndrehzahl ist es vorteilhaft, die Phase vorzuverschieben, d. h. die Gradzahl der Phasenverzögerung zu verkleinern, um die Gegen-EMK-Spannung der Hauptwicklung und die Phasenstromkurve gleichphasig zu halten und dadurch eine maximale Ausgangsleistung zu erhalten. Die erforderliche Phasenvoreilung für einen effizienten Betrieb steigt von null Grad (neunzig Grad Phasenverzögerung) bei nahezu Stillstand auf üblicherweise etwa 35° (55° Phasenverzögerung) bei Nenndrehzahl für Einphasen-PM-Motoren an und ist eine Funktion von Drehzahl, Busspannung und Induktivität.
7 ist ein Blockdiagramm von einem Ausführungsbeispiel von einer Einphasen-PM-Motor-Steuerung (Treiberschaltung) gemäß der Erfindung, die nur zwei elektronische Leistungsschalter 40 und 42 erfordert. Die Querachsen-Wicklungstechnik kann auch auf andere Einphasen-Steuerkonfigurationen angewendet werden, wie beispielsweise H-Brücken, und bifilare Konfigurationen. Die in 7 gezeigte Konfiguration hat einen Vorteil für Kompressor-Anwendungen, da sie eine Dreidraht-Motorverbindung gestattet, die einfacher erhalten werden kann, wie es nachfolgend beschrieben werden kann. Die elektronischen Leistungsschalter können Schalter, wie beispielsweise MOSFETs oder IGBTs, aufweisen.
Eine 120 V Wechselstromleitung liefert Spannung für den Motor über eine Halbbrükkendioden/Kondensator-Konfiguration wie folgt. Ein Versorgungsleiter der Wechselstromleitung kann mit einer ersten Diode 28 verbunden sein. Ein Rückleiter der Wechselstromleitung kann mit einem Knoten verbunden sein, der einen ersten Kondensator 32, einen zweiten Kondensator 34 und einen Widerstand 36 verbindet, die jeweils parallel geschaltet sind. Der zweite Kondensator 34 ist an einem gegenüberliegenden Ende mit dem Schalter 42 und auch mit einer zweiten Diode 30 verbunden, die ihrerseits ihr Ausgangssignal an die erste Diode 28 liefert.
Die erste Diode 28 ist mit dem anderen Ende von dem ersten Kondensator 32 und auch mit dem Schalter 40 verbunden. Die Schalter sind mit der Hauptwicklung und auch mit entsprechenden Gate-Treibern 44 und 46 verbunden. Der Widerstand 36 ist mit der anderen Seite von der Hauptwicklung und auch mit einem Hysterese-Stromregler 50 verbunden. Die Hauptwicklung leitet ein Motorstromsignal I_m an den Hysterese-Stromregler, der seinerseits ein Gate-Treibersignal an die Gate-Treiber sendet. Der Gate-Treiber 46 ist mit dem Hysterese-Regler über einen Invertierer 48 verbunden.
Ein Spannungsdifferenzsignal V_q von der Querachsen-Wicklung wird an einen Querachsen-Stellungs/Drehzahl-Schätzer 54 angelegt, der seinerseits ein Kommutierungssignal Komm an einen Kommutierungsblock 52 und ein geschätztes Drehzahlsignal ϖ an einen Proportional-Integral (PI)-Drehzahlregler 56 anlegt. Das geschätzte Drehzahlsignal wird dadurch erhalten, dass die Querachsen-Wicklungsspannung gleichgerichtet wird, deren Mittelwert proportional zu der Motordrehzahl ist. Der PI-Drehzahlregler verwendet die geschätzte Drehzahl zusammen mit einer Soll-Drehzahl ϖ*, um das Strom-Sollwertsignal für den Kommutierungsblock zu ermitteln. Der Kommutierungsblock multipliziert das Kommutierungssignal (das anzeigt, ob das Stromsignal invertiert (–1) oder unverändert (+1) sein sollte) und das Strom-Sollwertsignal, um ein kommutiertes Strom-Sollwertsignal I^* an den Hysterese-Stromregler zu senden.
Die Hauptwicklung und die Querachsen-Wicklung erfordern beide zwei Verbindungen, so dass eine Gesamtzahl von vier Drähten von dem Motor normalerweise gefordert würden. Um eine Rekonstruktion des existierenden Drei-Stift-Verbinders zu vermeiden, kann eine der Verbindungen für die Hauptwicklung 20 mit einer der Verbindungen von der Querachsen-Wicklung 22 geteilt werden.
8 ist ein Schaltbild, das eine modifizierte Drei-Stift-Verbindung 60 darstellt, die in dem Regler-Ausführungsbeispiel gemäß 7 verwendet werden kann für die Teilung von einer Verbindung durch die Hauptwicklung 20 und die Querachsen-Wicklung 22 in einem Kompressorgehäuse 58. Eine Pseudo-„Kelvin"- oder Vier-Draht-Verbindung kann verwendet werden, um den geteilten Pfad 20a zwischen einem Teil von der Hochstrom-Hauptwicklung und der Niedrigwert-Querachsen-Wicklung zu minimieren und dadurch die Interferenz zu verringern.
9 ist ein Blockdiagramm von einem Ausführungsbeispiel des Querachsen-Wicklungsstellungs- und Drehzahlschätzers 54 gemäß der Erfindung.
Es kann ein Differenzverstärker 68 verwendet werden, um Gleichtaktrauschen auf den Querachsenverbindungen zu beseitigen. Der Differenzverstärker liefert ein Signal an einen Integrator (gezeigt als ein Vor-/Nacheilungsfilter 70), das seinerseits ein phasenverzögertes Signal an einen Nulldurchgangs-Komparator 72 liefert, der das Kommutierungssignal liefert. In einem Ausführungsbeispiel hat das Vor/Nacheilungsfilter charakteristische Frequenzen von 5 Hz und 175 Hz. Der Differenzverstärker liefert auch ein Signal an einen Skalierungs- und Gleichrichtungsblock 74, der ein gleichgerichtetes Signal an ein Tiefpass-Filter 76 sendet, um für die Drehzahlschätzung zu sorgen. In einem Ausführungsbeispiel hat das Tiefpass-Filter eine Bandbreite von 24 Hz. Die Drehzahl kann alternativ geschätzt werden auf der Basis von dem Zeitintervall zwischen aufeinander folgenden Nulldurchgängen des phasenverzögerten Signals.
Das Vor-/Nacheilungsfilter ist so ausgelegt, dass es die Phase des Kommutierungssignals voreilen lässt, um den Strom gleichphasig mit der Gegen-EMK des Motors zu halten, um ein hohes Drehmoment pro Ampere und einen hohen Wirkungsgrad beizubehalten, wenn die Rotordrehzahl erhöht wird. Bei einem Ausführungsbeispiel mit einem üblichen Hall-Effekt-Sensor oder einer Gegen-EMK-Abtastung erfordert die Vorverschiebung der Phase des Kommutierungssignals eine zusätzliche Schaltungsanordnung, wie beispielsweise eine analoge oder digitale phasenstarre Schleife, um die Kommutierungsfrequenz nachzuführen und die erforderliche Phasenvoreilung zu erzeugen. Eine derartige zusätzliche Schaltungsanordnung ist bei der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich.
10 ist ein Schaltbild von einer passiven Implementierung von einem Tiefpass-Filter erster Ordnung, das zum Integrieren in dem Ausführungsbeispiel gemäß 9 verwendet werden kann. Das Filter enthält einen Widerstand 62 in Reihe mit einem Kondensator 64. Die Grenzfrequenz von dem Tiefpass-Filter ist so ausgelegt, dass sie niedriger als die kleinste erwartete Betriebsdrehzahl ist, beispielsweise eine Drehzahl von 10 UpM. Die erwartete 90° Phasenverschiebung wird bei Nenndrehzahl, beispielsweise bei 1000 UpM, erhalten.
11 ist ein Schaltbild von einem passiven Vor-/Nacheilungsfilter, das in dem Ausführungsbeispiel gemäß 9 verwendet werden kann. Dieses Filter kann hergestellt werden, indem ein einzelner Widerstand 66 in Reihe mit dem Kondensator 64 oder ein Kondensator (nicht gezeigt) parallel zu dem Widerstand 62 zu dem Ausführungsbeispiel gemäß 10 hinzugefügt wird.
Ein Vor-/Nacheilungsfilter kann verwendet werden, um eine Phasenvoreilung bei höheren Drehzahlen hervorzurufen, indem das Filter so ausgelegt wird, dass die Phasenverzögerung abnimmt, wenn die Drehzahl zunimmt. Das passive Vor/Nacheilungsfilter kann die Phasenverzögerung von neunzig Grad bei mittleren Drehzahlen auf eine kleinere Gradzahl (in einem Ausführungsbeispiel etwa 55 Grad) bei Nenndrehzahl senken. Dies entspricht 35 Grad der Phasenvoreilung bei Nenndrehzahl, was für ein effizientes Leistungsvermögen des Motors enrwünscht ist.
12 ist ein analoges Schaltbild, das ein Ausführungsbeispiel für die Auslegung der elektronischen Komponenten für das Blockdiagramm gemäß 9 darstellt.
Das Querachsen-Wicklungssignal wird einem Differenzverstärker 68 zugeführt, der eine übliche Differenzverstärkerschaltung zum Beseitigen des Gegentaktrauschens auf den Verbindungen aufweist. In einem Ausführungsbeispiel werden die Eingangssignale über Widerstände 210 und 212 den Eingangsklemmen von einem Operationsverstärker 215 zugeführt, wobei ein Widerstand 214 zwischen den negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss von dem Operationsverstärker 215 geschaltet ist und ein Widerstand 216 zwischen einen positiven Eingangsanschluss von dem Operationsverstärker 215 und Ground geschaltet ist.
Der Differenzverstärker liefert ein Signal an ein aktives Vor-/Nacheilungsfilter 70, das eine Parallelschaltung von einem Kondensator 218 und einem Widerstand 220, die mit einem negativen Eingangsanschluss von einem Operationsverstärker 226 verbunden ist, und auch eine Parallelschaltung aus einem Kondensator 222 und einem Widerstand 224 aufweist, die zwischen den negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss von einem Operationsverstärker 226 geschaltet ist. Das Vor-/Nacheilungsfilter 70 liefert ein phasenverzögertes Signal an den Nulldurchgangs-Komparator 72, der für das Kommutierungssignal sorgt.
Der Differenzverstärker liefert auch ein Signal an einen Skalierer/Inverter 74a, der einen Widerstand 228, der mit einem negativen Eingangsanschluss von einem Operationsverstärker 232 verbunden ist, und einen Widerstand 230 aufweist, der zwischen den negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss von dem Operationsverstärker geschaltet ist.
Das invertierte Signal wird dann einem Gleichrichter 74b zugeführt. In einem Ausführungsbeispiel weist der Gleichrichter 74b vier Widerstände 234, 236, 238 und 240 parallel zu einem der Widerstände (Widerstand 240), die zusätzlich parallel zu zwei Dioden 242 und 244 angeordnet sind, von denen die eine über einen negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss von einem Operationsverstärker 246 geschaltet ist. Die Widerstände 236 und 238 sind ferner mit einem negativen Eingangsanschluss von einem Operationsverstärker 250 verbunden, wobei ein Widerstand 248 über den negativen Eingangsanschluss und den Ausgangsanschluss von dem Operationsverstärker 250 geschaltet ist, um den Gleichrichter zu vervollständigen.
Das Ausgangssignal des Gleichrichters wird durch ein Tiefpass-Filter 76 geleitet, das einen Widerstand 252, der mit einem negativen Eingangsanschluss von einem Operationsverstärker 258 verbunden ist, und auch eine Parallelschaltung aus einem Kondensator 254 und einem Widerstand 256 aufweist, der zwischen den negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss von dem Operationsverstärker 258 geschaltet ist. Das Tiefpass-Filter liefert das Drehzahl-Schätzsignal.
Es wird nun auf ein anderes Ausführungsbeispiel Bezug genommen; 13 zeigt eine vier Drähte aufweisende Voreilungs-Zählimplementierung der Erfindung. Wie nachfolgend beschrieben wird, verwendet diese Implementierung der Erfindung eine Nulldurchgangserfassung von dem Querspulensignal und eine Kommutierungsschätzstrategie, die durch einen Mikrocomputer und/oder einen adaptiven Integrator verkörpert wird. Weiterhin wird die Vier-Draht-Implementierung durch eine Wechsel richterbrücke getrieben und führt eine Stromregelung aus, indem der Strom in einer Gleichspannungsverbindung abgetastet wird.
Wie in 13 gezeigt ist, ist ein Motor 300, wie beispielsweise der oben beschriebene Motor, für eine Verwendung zum Antreiben einer drehbaren Komponente (nicht gezeigt) vorgesehen. Die drehbare Komponente kann eine Rühreinrichtung und/oder ein Korb von einer Waschmaschine, ein Lüfter oder Gebläse oder ein Kompressor sein, wie es beispielsweise in den gemeinsam übertragenen US-Patenten RE 33,655, 5,492,273, 5,418,438, 5,423,192 und 5,376,866 beschrieben ist, deren gesamte Offenbarungen hierdurch in die vorliegende Offenbarung eingeschlossen wird. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Motor 300 ein einphasiger, elektronisch kommutierter Motor. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass der Motor 300 irgendein elektronisch steuerbarer Motor sein kann. Derartige Motoren können irgendein elektronisch Motor oder eine dynamoelektrische Maschine sein, die üblicherweise durch eine elektronische Kommutierungsschaltung gespeist wird. Derartige Motoren umfassen beispielsweise Außenrotormotoren (d. h. Innenseite-Außen-Motoren), Permanentmagnetmotoren, Motoren mit einer oder variabler Drehzahl, Motoren mit wählbarer Drehzahl, die mehrere Drehzahlen haben, und bürstenlose Gleichstrommotoren einschließlich elektronisch kommutierten Motoren, geschalteten Reluktanzmotoren und Induktionsmotoren. Zusätzlich können die Motoren mehrphasige Motoren oder einphasige Motoren sein, und in jedem Fall können diese Motoren eine einzelne Spaltphasen-Wicklung oder eine mehrphasige Wicklung haben. Derartige Motoren können auch für eine oder mehrere endliche, diskrete Rotordrehzahlen sorgen, die durch einen elektrischen Schalter oder eine andere Steuerschaltung gewählt werden.
Eine Versorgung V_s liefert eine hohe Gleichspannung an die Hauptwicklung 20 (siehe 16) über eine Wechselrichterbrücke 302 (siehe ebenfalls 16). Die Wechselrichterbrücke 302, dargestellt als eine H-brücke in 13, enthält mehrere Leistungsschalter 304, 306, 308, 310 zwischen einer positiven Schiene 302 und einer negativen Schiene 314. Beispielsweise können die Leistungsschalter 304, 306, 308, 310 IGBT's, BJT's oder MOSFET's sein. Die Wechselrichterbrücke 302 enthält auch mehrere Freilauf-Dioden 316, 318, 320, 322, die den Schaltern 304, 306, 308 bzw. 310 entsprechen. Jede Freilauf-Diode 316, 318, 320, 322 ist vorzugsweise anti-parallel zu jedem Schalter 304, 306, 308 bzw. 310 geschaltet. Durch selektives Schalten der Leistungsschalter 304, 306, 308, 310, um die Versorgung V_s mit der Wicklung 20 zu verbinden, liefert die Wechselrichterbrücke 302 Spannung an die Wicklung 20 in wenigstens einer vorgewählten Sequenz zum Kommutieren der Hauptwicklung 20. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Hauptwicklung 20 die direkte oder ein Drehmoment erzeugende Spule des Motors 300 (siehe 16). Es ist verständlich, dass die Versorgung V_s auch Spannung liefern kann, um die verschiedenen anderen Schaltungsanordnungen in dem System zu betreiben.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung generiert eine Kommutierungs-Schätzschaltung 324 (siehe 15) Motorsteuersignale oder Kommutierungssignale zum Kommutieren der Wicklung 20. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 durch einen Mikrocontroller oder Mikrocomputer verkörpert, der Routinen zum Ermitteln optimaler Kommutierungsaugenblicke als eine Funktion von der gewünschten Drehzahl und/oder Drehmoment des Motors 300 generiert. Als solche arbeitet die Kommutierungs-Schätzschaltung als eine Statusmaschine. Als Antwort auf die Kommutierungssignale erzeugt der Motor 300 einen Spitzenstrom, der dem Lastmomentbedarf entspricht. Der Strom in der Wicklung 20 erzeugt seinerseits ein elektromagnetisches Feld zum Drehen des Rotors 10 des Motors 300. Durch Anpassen der Drehmomentlast an das erzeugte Drehmoment arbeitet der Motor 300 bei einem gewünschten Drehmoment oder Drehzahl.
Die Kommutierungssignale enthalten vorzugsweise eine Reihe von pulsbreitenmodulierten Zyklen bzw. Perioden, wobei jede Periode ein entsprechendes Schaltereignis der Leistungsschalter 304, 306, 308, 310 bewirkt. Die Wicklung 20 des Motors 300 kann in wenigstens einer vorgewählten Sequenz kommutiert werden, und die Leistungsschalter 304, 306, 308, 310 liefern selektiv Spannung an die Wicklung 20 in der vorgewählten Sequenz. Durch Regeln des Stroms und somit des Drehmomentes in dem Motor 300 können die Last und das Motorverlust-Bedarfsmoment so angepasst werden, dass der Motor 300 die gewünschte Drehzahl erreicht. Als Alternative ist es möglich, dass eine spannungsgeregelte Regelstrategie, anstelle einer stromgeregelten Strategie, implementiert werden kann, um die Drehzahl und/oder das Drehmoment des Motors 300 zu steuern.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel arbeitet die Wechselrichterbrücke 302 mit einem einzelnen Kommutierungssignal, das einen der Schalter 304 und 310 oder der Schalter 306 und 308 wählt, was von der Stellung des Rotors 10 abhängt. In diesem Ausführungsbeispiel ist nur einer der aktiven Schalter (z. B. Schalter 308 oder 310) in der Stromregelung (Pulsbreitenmodulation) zu jeder gegebenen Zeit involviert. Durch Ausführen der Pulsbreitenmodulation liefert die Wechselrichterbrücke 302 vorzugsweise einen Spitzenstrom an die Wicklung 20, der der gewünschten Drehzahl und/oder dem Drehmoment des Motors 300 entspricht. Als ein Beispiel von dem normalen Motorbetrieb des Motors 300 befähigt ein Satz von Gate-Treibern (nicht gezeigt) zwei Schalter, wie beispielsweise die Schalter 304 und 310, als Antwort auf ein Kommutierungssignal, das durch die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 generiert wird. Die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 bewirkt, dass die zwei Schalter 304, 310 befähigt bzw. angesteuert werden, wobei einer der zwei Schalter (z. B. Schalter 310) eine Pulsbreitenmodulation ausführt, während der andere in seinem Einschaltzustand für das gesamte Kommutierungsintervall bleibt, wie es von der Kommutierungslogik befohlen wird. Die Polarität der Gegen-EMK des Motors während dieses Zeitintervalls ist entgegengesetzt zu der Versorgungsspannung V_s, so dass die antreibende elektromotorische Kraft, die Strom in dem Motor 300 entwikkelt, die Versorgung V_s minus die Gegen-EMK ist. Das gemeinsam übertragene US-Patent 4,757,603 beschreibt beispielsweise eine Pulsbreitenmodulationssteuerung für einen Motor.
Weiterhin auf 13 Bezug nehmend, empfängt die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 Signale über eine Leitung 326, die die Position des Rotors 10 darstellen (siehe 8). Beispielsweise liefert eine Querwicklung 23, dargestellt in 16, eine Rotorstellungs-Rückführung. Wie in 16 gezeigt ist, ist die Querwicklung 23 entlang der Mitte von jedem Statorzahn 16 angeordnet und von Zahn zu Zahn entlang dem Stator 12 gewickelt. Die Kerbe bzw. Nut 18 von jedem Zahn 16 hält die Wicklung 23 in ihrer Lage. Aufgrund ihrer Stellung in der Mitte der Zähne 16 sorgt die Querwicklung 23 für eine Aufhebung von Fluss, der seinen Ursprung in den drehmomenterzeugenden Strömen hat, die in der Hauptwicklung 20 zirkulieren. Mit anderen Worten, der Magnetfluss von benachbarten Polen hebt sich auf, so dass der Magnetfluss des Stators 12 die Spannung, die in der Querwicklung 23 induziert wird, nicht beeinflusst wird. Da ferner die Querwicklung 23 entlang dem gesamten Stator 12 angeordnet und phasenverschoben zu der Wicklung 20 angeordnet ist, ist die in der Querspule induzierte Spannung eine phasenverschobene Signatur von der Spannung, die in der Hauptwicklung 20 induziert wird. Das Quersignal trägt auch allen Asymmetrien Rechnung, die der Rotor 10 haben kann, weil es im Wesentlichen ein mittleres Signal für alle Statorzähne 16 ist. Der mittelnde Effekt der Querspule, der mit der Polausrichtung auf die Motormagnete verbunden ist, hat einen vorteilhaften Effekt auf die Bidirektionalität des Motors (d. h. seine Fähigkeit, das gleiche Drehmoment in beiden Richtungen zu erzeugen) bei dem Vorhandensein von Ungleichmäßigkeiten der Magnetbögen aufgrund von Fertigungstoleranzen.
Die Größe des Querspannungssignals hängt von der Drehzahl des Rotors 10, der Stapellänge der den Stator bildenden Bleche, der Magnetstärke und der Länge des Rotormagneten 14 (siehe 1) und der Polzahl ab. Die Form des Quersignals, die eine wahre Signatur von der in der Hauptwicklung 20 induzierten gegen-EMK ist, wird durch die Rotorschräge, Asymmetrien des Motors und dem Blechdesign beeinflusst. Andere Mittel, zu denen Hall-Sensoren, geschlitzte Scheiben mit Opto-Unterbrechern und ähnliches gehören, können ebenfalls für eine Motorstellungs-Rückführung für den Motor 300 anstelle von oder zusätzlich zu der Querwicklung 23 sorgen. Beispielsweise liefern Hall-Sensoren ein Rotorrückführungssignal, das üblicherweise gleichphasig mit der gegen-EMK in der Hauptwicklung 20 ist. Wie oben beschrieben ist, erfordern jedoch Hall-Sensoren mehr Verbindungsglieder als die Querwicklung 23, was bei gewissen Anwendungen unerwünscht ist. Um die Kommutierung des Motors 300 zu optimieren, erfordern derartige Stellungsrückführungsmittel üblicherweise eine präzise Steuerung von Positionierungstoleranzen und genaue Messungen.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung weist die Querwicklung 23 (siehe 16) eine viele Windungen aufweisende Spule auf. Beispielsweise weist die Querwicklung 23 eine sechs Windungen aufweisende Wicklungsspule für zwölf Statorpole auf. Im Falle einer viele Windungen aufweisenden Spule ist die in der Querwicklung 23 induzierte Spannung die Summe der Einzelspannungen, die in jeder einzelnen Windung der Wicklung 23 induziert werden. Durch Summieren der Einzelspannungen nimmt das Querwicklungssignal Unterschiede von Spule zu Spule in den in den einzelnen Spulen abgetasteten Spannungen aufgrund beispielsweise von Unregelmäßigkeiten des Magneten auf.
Wie oben beschrieben wurde, liefern die Nulldurchgänge der Gegen-EMK in der Querwicklung 23 Information über die Nulldurchgänge der Gegen-EMK in der Wicklung 20. Die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 (siehe 15) ermittelt vorzugsweise die Stellung des Rotors 10 als eine Funktion der Nulldurchgänge des Querwicklungssignals und generiert daraufhin Kommutierungssignale. Die Erzeugung von Drehmoment im Motor 300 wird dann durch das Produkt von dem Strom und der Gegen-EMK in der Wicklung 20 ermittelt. Um ein positives Drehmoment beizubehalten, kommutiert die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 die Wicklung 20 an einem Winkelabstand vor dem Nulldurchgang der Gegen-EMK-Kurve in derjenigen Richtung, die zu der sie speisenden Spannung entgegengesetzt ist. Mit dem richtigen Winkelabstand erreicht der Strom in der Wicklung 20 den Wert null zu der Zeit, zu der die Gegen-EMK ebenfalls null erreicht.
Es können ein Shunt-Widerstand, ein Stromwandler, ein Hall-Effekt-Stromsensor, ein integrierter Stromsensor oder ein anderer Sensor oder eine bekannte Schaltung verwendet werden, um den Wicklungs- oder Motorstrom des Motors 300 abzutasten. Wie in 13 dargestellt ist, enthält die Wechselrichterbrücke 302 einen einzelnen Widerstand-Shunt R_SHUNT in der negativen Schiene 314. Es fließt nur Motorstrom durch den Shunt-Widerstand R_SHUNT, wenn von der Versorgung V_s zum Motor 300 und umgekehrt Energie ausgetauscht wird.
14 stellt Beispiele von Kurvenformen der Signale dar, die durch die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 in Bezug auf die Zeit verarbeitet werden. 14(a) zeigt die idealisierte Spannung in der Querwicklung 23 (d. h. V_q). 14(a) zeigt auch die idealisierte Kurve der Gegen-EmK (d. h. V_e oder –V_e in Abhängigkeit von der Drehrichtung) in der Hauptwicklung 20. Von der Querwicklung 23 aus beobachtet, ist die Spannung, die in der drehmomenterzeugenden Spule (d. h. der Hauptwicklung 20) induziert wird, für unterschiedliche Drehrichtungen gezeigt. Wie oben beschrieben ist, ist die Querachsenwicklung 23 vorzugsweise etwa 90° phasenverschoben von der Hauptwicklung 20. Somit ist die Phasendifferenz zwischen den zwei Signalen etwa 90°. Als ein Beispiel ist die 90° Phasendifferenz in 14(a) als die Differenz zwischen einem Nulldurchgang 328 auf der V_q Kurve und Nulldurchgängen 330 auf den ±V_e Kurven gezeigt. 14(b) zeigt die digitalen Darstellungen der Quer- und Direktspulensignale, die als Z_q und ±Z_e bezeichnet sind. Beispielsweise wird die digitale Darstellung Z_q des Querwicklungssignals V_q dadurch erhalten, dass der Nulldurchgang der Kurve unter Verwendung eines Komparators (siehe 15) erfasst wird.
Da die Signale der Gegen-EMK nur generiert werden, wenn sich der Rotor 10 bewegt, ist die Stellungsinformation nicht verfügbar, wenn der Motor 300 im Stillstand ist. Deshalb arbeitet in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Motor 300 zunächst gemäß einem Start-Algorithmus. Beispielsweise führt die Wechselrichterbrücke 302 (siehe 16) der Motorwicklung 20 Strom zu, indem zwei Schalter in gegenüberliegenden Schenkeln der Wechselrichterbrücke 302 durchgeschaltet werden. Im Falle einer Spalt-Kondensator-Topologie, wie sie in 7 gezeigt ist, wird der eine Schalter durchgeschaltet. Als eine Folge des der Wicklung 20 zugeführten Stroms erzeugt der Motor 300 Drehmoment in einer der beiden Drehrichtungen und der Rotor 10 beginnt sich zu bewegen. Sobald sich der Rotor 10 bewegt, ist die Spannung, die in der Querwicklung 23 induziert wird und die digitale Darstellung von diesem Signal (d. h. Z_q) zur Verarbeitung verfügbar.
Sobald sich der Rotor 10 bewegt, wird jedoch die Kommutierung vorzugsweise mit dem Quersignal V_q synchronisiert. 15 zeigt ein Blockdiagramm von einer bevorzugten Schaltungsanordnung zum Verarbeiten des Querwicklungssignals V_q während der Start- und Betriebsbedingungen. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung erzeugt ein Nulldurchgangs-Komparator 332 zunächst das Signal Z_q auf der Leitung 334. Nachdem sich der Rotor 10 während des Startens zu bewegen beginnt, integriert ein Integrator 336 (siehe 15) das digitale Querwicklungssignal Z_q und gibt ein Signal INT über die Leitung 338 ab, das die Integration darstellt. Nach der Integration vergleicht ein Komparator 340 das integrierte Signal INT mit einem Referenzwert V_REF. Als eine Folge des Vergleichs liefert der Komparator 340 ein Kommutierungssignal über die Leitung 342 zum Kommutieren des Motors 300. Auf der anderen Seite gibt die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 Kommutierungssignale über eine Leitung 344 ab, um die Wicklung 20 während der Betriebsbedingungen zu kommutieren.
Eine Wählvorrichtung 346 gibt entweder das Signal über die Leitung 342 von dem Integrator 336 und dem Komparator 340 oder das Signal über die Leitung 344 von der Kommutierungs-Schätzschaltung 324 ab, um die Motorwicklung 20 zu kommutieren. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Wählvorrichtung 346 einen Schalter auf, der auf die Drehzahl des Rotors 10 anspricht, um zwischen dem Kommutierungssignal über die Leitung 342 von dem Komparator 340, wenn die Drehzahl des Rotors 10 kleiner als eine Schwellenwert-Drehzahl (z. B. 120 UpM) ist, oder dem Signal über die Leitung 344 von der Kommutierungs-Schätzschaltung 324 zu wählen, wenn die Drehzahl des Rotors 10 die Schwellenwert-Drehzahl erreicht. Mit anderen Worten, nachdem die Schwellenwert-Drehzahl erreicht ist, endet das Startverfahren und die Wählvorrichtung 346 schaltet die Steuerung auf die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 um. Falls der Rotor 10 die Schwellenwert-Startdrehzahl nicht erreicht hat, kann die Wechselrichterbrücke 302 bei einer gewissen Drehzahl (z. B. 40 UpM) zwangskommutiert werden.
Wie oben beschrieben ist, kann die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 als ein Mikrocontroller verkörpert sein. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel überwacht der Mikrocontroller die Drehzahl des Rotors 10, indem das Zeitintervall zwischen Kommutierungsaugenblicken gemessen wird. Beispielsweise treten für einen zwölfpoligen Motor mit 180° Leitungsintervallen zwölf Kommutierungsaugenblicke für jede mechanische Umdrehung des Rotors auf. Die Anzahl der Kommutierungen pro mechanischer Umdrehung variiert mit der Anzahl von Polen. Die Länge des Leitungsintervalles sollte kleiner als 180° in gewissen Anwendungsfällen sein (siehe 18). Auf diese Weise ist der Mikrocontroller in der Lage, die Drehzahl des Motors 300 auf der Basis des Zeitintervalls zwischen den Kommutierungen zu berechnen. Es ist verständlich, dass verschiedene andere Drehzahlsensoren oder Schaltungsanordnungen verwendet werden können, um die Drehzahl des Rotors 10 zu erfassen.
Vorteilhafterweise sorgt die Schaltungsanordnung gemäß 15 für einen hohen Grad an Rauschimmunität bei niedrigen Drehzahlen, wo die Amplitude des Quersignales V_q wahrscheinlich klein und das Objekt Rauschen ausgesetzt ist. Wenn die Drehzahl des Rotors 10 zunimmt, wird die Amplitude des Quersignals V_q größer und sorgt für gut definierte Übergänge an den Nulldurchgängen der Kurve. Gemäß der Erfindung kann die Schaltungsanordnung gemäß 15 in Hardware implementiert sein, die analoge Integration und eine phasenstarre Schleife verwendet. Alternativ führt ein Mikrocontroller Routinen aus, um die Integration des Querwicklungssignals auszuführen oder einen anderen Start-Algorithmus und auch die Abschätzung der Kommutierungsaugenblicke auszuführen. 16 stellt eine bevorzugte Motorantriebsschaltung in schematischer Form dar, die die Merkmale der Schaltungsanordnung gemäß 15 enthält.
Wie in 16 gezeigt ist, enthält ein Motorantriebssystem gemäß der Erfindung ein Benutzer-Interface oder Eingangs- und Ausgangs-Interface I/O, das mit einem nicht-flüchtigen Speicher EE zusammenarbeitet, um Systemsteuersignale an die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 zu liefern, die als ein Mikrocontroller verkörpert ist. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel liefert die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 ein Kommutierungssignal, das zwei Treibersteuersignale, die als CMM1 und CMM2 bezeichnet sind, über eine Leitung 348 an einen Satz von Logik-Gates 350. Die Logik-Gates 350 geben die Kommutierungssignale in der Form von Gate-Treibersignalen ab zum elektronischen Steuern von einem Paar oberer Gate-Treiber 352, 354 und einem Paar unterer Gate-Treiber 356, 358. Die Gate-Treiber 352, 354, 356, 358 liefern ihrerseits genügend Signalkonditionierung zum entsprechenden Schalten der Leistungsschalter 304, 306, 308, 310. Zusätzlich zum Liefern von Spannungssignalen, die von beispielsweise 5 Volt bis 15 Volt zum Treiben der Leistungsschalter verschoben sind, konditionieren die Gate-Treiber 352, 354, 356, 358 auch die Signale, die von der Kommutierungs-Schätzschaltung 324 über die Leitung 348 geliefert werden, für einen optimalen Betrieb der Leistungsschalter 304, 306, 308, 310.
Ein AC/DC Spannungswandler 360 liefert die Versorgungsspannung V_s (gezeigt als +DC Verbindung und –DC Verbindung in 16) über eine DC Verbindung (d. h. die Schienen 312 und 314 der Wechselrichterbrücke 302) an die Leistungsschalter 304, 306, 308, 310 zum Kommutieren einer Wicklung 20 des Motors 300. Der AC/DC Spannungswandler 360 liefert auch Niederspannungsenergie (gezeigt als Niederspannungsquellen V_C und V_D in 16), um die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 und andere Schaltungsanordnungen des Motorantriebsystems zu betreiben.
Wie oben beschrieben ist, bewirkt die Anpassung der Drehmomentlast an das erzeugte Drehmoment, dass der Motor 300 bei einem gewünschten Drehmoment oder Drehzahl arbeitet. Gemäß der Erfindung enthält das Motorantriebssystem gemäß 16 eine Stromregelschaltung 362, damit der Motor 300 einen Spitzenstrom erzeugt, der die Lastmomentforderung als eine Funktion von einem geregelten Spitzenstrom-Referenzsignal IREF anpasst. Die Stromreglerschaltung 362 wandelt das digitale IREF Signal in analoge Form und vergleicht es mit dem abgetasteten Strom in der DC Verbindung. Dann gibt die Stromreglerschaltung 362 als eine Funktion von einem Pulsbreitenmodulations-Frequenzsignal fPWM ein PWM Signal an die Logik-Gates 350 ab, das eine Funktion des geregelten Spitzenstroms ist. Auf diese Weise regelt die Stromreglerschaltung 362 in Zusammenarbeit mit der Kommutierungs-Schätzschaltung 324 den Strom im Motor 300.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält das Motorantriebssystem auch eine Überstrom-Detektorschaltung 364 zum unabhängigen Vergleichen des abgetasteten Stroms mit einer Maximalstromreferenz, die als ITRIP* gezeigt ist. Die Maximalstromreferenz ist beispielsweise 20–50% größer als der geregelte Spitzenstromwert. Vorzugsweise ist die Maximalstromreferenz fixiert gemäß den Leistungsgrenzen der Leistungsschalter 304, 306, 308, 310 und/oder des Motors 300. Erfindungsgemäß vergleicht die Überstrom-Detektorschaltung 364 den abgetasteten Strom in der DC Verbindung mit der Maximalstromreferenz und erzeugt ein Überstromsignal ITRIP, wenn der abgetastete Strom die Maximalstromreferenz überschreitet. Die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 empfängt ihrerseits das (TRIP Signal und setzt die Statusmaschine des Mikrocontrollers dementsprechend, um die Leistungsschalter 304, 306, 308, 310 auszuschalten und die Wicklung 20 von der Versorgung VS zu trennen.
16 stellt auch eine Stromnulldurchgangs-Komparatorschaltung 366 zum Erzeugen eines Signals I_NULL dar, das die Nulldurchgänge des in der DC Verbindung abgetasteten Stroms darstellt. ein Signal IZREF bildet eine Referenz für den Nullstromdetektor I_NULL. Vorzugsweise wird ihr Wert etwas höher als null eingestellt.
Es wird nun wieder auf 14 Bezug genommen. 14(c) stellt das Integral des Signals Z_q (d. h. die digitale Darstellung von der Querspulenspannung) INT an dem Integrator 336 über die Leitung 338 dar. Bei dieser Lösung ist die Amplitude von Z_q unabhängig von der Motordrehzahl. 14(d) stellt als Beispiel ein Kommutierungssignal CMM dar, das eine Funktion von dem integrierten Signal INT ist, um eine Kommutierung im Motor 300 zu bewirken. In diesem Fall ist der Voreilungswinkel null, und der Integrator 336 sorgt für eine 90° Verzögerung von dem Querspulensignal. Kommutierungsaugenblicke 368 fallen mit den Nulldurchgängen der ein Drehmoment erzeugenden Spulenspannung zusammen, die beispielsweise an der Bezugszahl 330 auf der V_e und –V_e Kurve angegeben ist. Dies gestattet ein maximales Beschleunigungsmoment bei niedrigen Drehzahlen. Der Integrator 336, wie er in 15 gezeigt ist, wird vom Start bis zu einer Schwellenwert-Drehzahl verwendet.
Weiterhin ermittelt gemäß der Erfindung die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 bevorzugte Kommutierungsaugenblicke zum Optimieren des Leistungsvermögens des Motors 300. Wie oben angegeben ist, muss die Motorwicklung 20 zu einem richtigen Zeitpunkt relativ zu der erzeugten Gegen-EMK gespeist werden, um das optimale Motormoment im Motor 300 zu entwickeln. 14(d) zeigt Kommutierungsaugenblicke 368, die mit den Nulldurchgängen der Spannung (Z_e', –Z_e) der drehmomenterzeugenden Spule oder direkten Spule zusammenfallen. Aufgrund der induktiven Natur des Motors 300, der durch einen Spannungsquellen-Wechselrichter, wie beispielsweise die Wechselrichterbrücke 302, angetrieben wird, braucht der Motorstrom eine endliche Zeit, um einen gewünschten Stromwert zu erreichen und von einem ermittelten Stromwert nach null abzuklingen. Somit muss der Motorstrom im Voraus vor dem Übergang der Kurve der Gegen-EMK kommutiert werden, damit der Motorstrom tatsächlich durch null läuft zu der Zeit, zu der die Gegen-EMK des Motors ebenfalls durch null läuft.
Die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 bildet vorzugsweise eine weitere Optimierung des Motors 300, indem sie bewirkt, dass die tatsächlichen Kommutierungsaugenblicke auftreten, bevor die Gegen-EMK des Motors durch null läuft. Indem der Motor 300 kommutiert wird, bevor seine Gegen-EMK durch null läuft, wird dem induktiven Motorstrom gestattet abzuklingen, während sich die Gegen-EMK ebenfalls null nähert. Dies gestattet, dass die Grundkomponenten des Motorstroms mit der erzeugten Gegen-EMK in Phase ist, was die Drehmomenterzeugung maximiert. Mit anderen Worten, der Motor 300 erzielt vorzugsweise einen Leistungsfaktor von eins.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung schätz die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 einen Kommutierungswinkel in Bezug auf die Induktivität des Motors 300, die Versorgungsspannung V_s, den Soll-Motorstrom und die Drehzahl des Rotors 10. Die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 stimmt ferner den geschätzten Winkel für eine maximale Drehmomenterzeugung ab, indem die Nulldurchgänge des Motorstroms beobachtet und die Nullgänge des Stroms mit den Nulldurchgängen der Gegen-EMK synchronisiert werden. Diese Lösung ist auch für einen stationären Betrieb gültig.
Eine Steuergleichung zum Ermitteln des Kommutierungswinkels gemäß der Erfindung kann abgeleitet werden unter Verwendung einer vereinfachten Motorspannungsgleichung. Vernachlässigt man den Wicklungswiderstand und nimmt an, dass die Gegen-EMK des Motors in der Nähe eines Kommutierungsaugenblickes nahe bei null ist, gilt die folgende Gleichung für die Spannung über der Motorwicklung 20:
Drückt man die obige Gleichung anhand einer Drehzahl ω aus und löst man für einen Winkelabstand, so gilt:
wobei θ der Winkel ist, den der Strom braucht, um auf null abzuklingen, ω die Rotordrehzahl ist, I_PEAK der Spitzensollstrom vor der Kommutierung ist, L die Induktivität des Motors ist und V_s die Spannung über der Wicklung 20 ist. Diese vereinfachte Gleichung für θ setzt eine Näherung erster Ordnung für den Voreilungswinkel, benötigt aber keine extensive Rechenleistung, wie es die vollständige Gleichung tun würde. Es sollte verständlich sein, dass die obige Gleichung modifiziert werden kann, um so ein Voreilungs-Zeitintervall anstelle eines Winkels aufgrund der Beziehung zwischen der Motordrehzahl und dem Winkelabstand zu berechnen.
Ein anderer Weg, um einen Voreilungswinkel zum Kommutieren der Motorwicklung 20 zu bewirken, besteht in einer adaptiven Verzögerung des Integratorsignals INT. Eine variable Verzögerungsschaltung (nicht gezeigt), die dem Integrator 332 folgt, nimmt die Start- und Betriebs-Kommutierungswinkelanforderungen über dem gesamten Drehzahlbereich auf.
17 stellt als Beispiel Kurvenformen für den Motor 300 in Bezug auf die Zeit dar, in dr der Voreilungswinkel θ gemäß der oben beschriebenen Gleichung berechnet ist. 17(a) zeigt die idealisierte direkte Kurve V_e der Gegen-EMK relativ zu der idealisierten Kurve V_q der Gegen-EMK der Querwicklung. 17(b) zeigt die digitalen Signale Z_q und Z_e, die die Nulldurchgänge der Quer- bzw. Gegen-EMK-Signale darstellen. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung generiert der Mikrocomputer, der die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 verkörpert, das digitale Signal Z_e, indem zunächst das Intervall zwischen Nulldurchgängen des Querwicklungssignals gemessen wird. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Querwicklung 23 vorzugsweise 90° phasenverschoben zu der Hauptwicklung 20, die üblicherweise in 180° Intervallen leitet. Aus diesem Grund können die Nulldurchgänge der Gegen-EMK des Motors berechnet werden, indem das Intervall zwischen Nulldurchgängen des Quersignals durch zwei dividiert wird. 17(b) zeigt einen Nulldurchgang des Quersignals durch die Bezugszahl 372, gefolgt von einem weiteren Nulldurchgang des Quersignals, der durch die Bezugszahl 374 bezeichnet ist. Der Mikrocomputer misst zunächst das Intervall T zwischen den Nulldurchgängen 372, 374 und schätzt dann ab, dass der nächste Nulldurchgang der Gegen-EMK, angezeigt durch die Bezugszahl 376, nach einem Intervall T/2 folgen wird.
17(c) zeigt ein Beispiel von einem Kommutierungssignal CMM, das durch die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 erzeugt wird. Wie durch die Bezugszahlen 378 und 380 angegeben ist, tritt eine Kommutierung vorzugsweise an dem Winkel Θ vor den Nulldurchgängen 382 bzw. 376 der Gegen-EMK auf. 17(d) stellt den Motorstrom I_M relativ zu den Kommutierungs- und Gegen-EMK-Signalen dar, und 17(e) stellt den Strom dar, der an dem Shunt R_SHUNT der DC Verbindung (siehe 16), d. h. I_SHUNT, erfasst wird. In diesem Augenblick ist der Strom in dem Shunt der Strom, der zwischen der Versorgung V_S und der Motorwicklung 20 ausgetauscht wird. Die Intervalle, in denen I_SHUNT null ist, entsprechen den Aus-Intervallen der Pulsbreitenmodulation, wenn der Motorstrom I_M abklingt, während er in der Motorwicklung 20 und der Wechselrichterbrücke 302 zirkuliert. Wenn die Wicklung 20 kommutiert wird, hat I_SHUNT eine entgegengesetzte Polarität (z. B. gezeigt an der Bezugszahl 384), wodurch angezeigt wird, dass der Strom von der Wicklung 20 zur Versorgung V_S fließt.
Wie in 17(d) gezeigt ist, beginnt der Motorstrom I_M, an der Bezugszahl 386 beginnend, nach null abzuklingen unmittelbar nach dem Kommutierungsaugenblick 378, und er läuft an der Bezugszahl 388 durch null. In ähnlicher Weise beginnt der Motorstrom I_M, beginnend an der Bezugszahl 390, auf null abzuklingen unmittelbar nach dem Kommutierungsaugenblick 380, und er läuft an der Bezugszahl 392 durch null. Vorteilhafterweise sorgt die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 für ein Abstimmen des geschätzten Winkels für eine maximale Drehmomenterzeugung, indem die Nulldurchgänge des Motorstroms während des stationären Betriebs beobachtet und sie mit den Nulldurchgängen der Gegen-EMK synchronisiert werden.
Die Komparatorschaltung 366 wird dazu verwendet, die Nulldurchgänge des Shunt-Stroms I_SHUNT zu erfassen, um die Nulldurchgänge des Motorstroms I_M zu ermitteln. Die Kurve gemäß 17(f) stellt die Ausgangsgröße I_NULL von einem derartigen Komparator dar. Wie oben beschrieben ist, bewirkt die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 vorzugsweise, dass die Kommutierung im Motor 300 so erfolgt, dass die Grundkomponenten des Motorstroms gleichphasig mit der erzeugten Gegen-EMK sind, um die Drehmomenterzeugung zu maximieren. Indem das Signal I_NULLmit dem Signal Z_e des geschätzten Nulldurchgangs verglichen wird, ermittelt die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 die relative Verschiebung zwischen den Nulldurch gängen der Gegen-EMK und des Stroms. Obwohl der Kommutierungsaugenblick 378 noch nicht für ein optimales Drehmoment sorgt, wie es durch die Verschiebung δ angegeben ist, gestattet die Information der relativen Verschiebung zwischen der Gegen-EMK und dem Nulldurchgang des Stroms, geliefert durch das Signal I_NULL, dass der Kommutierungswinkel so eingestellt wird, dass diese Verschiebung möglichst klein gemacht wird. Beispielsweise tritt der Übergang von I_NULL, der durch die Bezugszahl 394 gezeigt ist, die dem Strom Nulldurchgang 388 entspricht, vor dem Nulldurchgang 382 der Gegen-EMK auf, wodurch eine negative Verschiebung δ angezeigt wird. Die Winkeldifferenz zwischen der Zeit, in der der induktive Strom auf null abklingt, und der Zeit, zu der die Gegen-EMK durch null läuft, muss für eine optimale Kommutierung möglichst klein gemacht werden. Während des stationären Betriebs beobachtet die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 diese Differenz und stellt den Voreilungswinkel ein oder sorgt für eine Feinabstimmung, um die Verschiebung δ zu minimieren. In diesem Augenblick verkleinert die Kommutierungs-Schätzschaltung 324 den Voreilungswinkel (z. B. θ₁). Als eine Folge dieser Einstellung fällt der Übergang von I_NULL, gezeigt an der Bezugszahl 396, der einem Nulldurchgang 392 des Stroms entspricht, mit dem Nulldurchgang 376 der Spannung zusammen. Somit ist die Drehmomenterzeugung im Motor 300 optimiert. Wenn die Winkelverschiebung δ größer als ein minimaler Winkel ist und die Wechselrichterbrücke 302 für 180° Leitungsintervalle angesteuert ist, wird durch den Motor 300 ein negatives Drehmoment erzeugt. Dieses negative Drehmoment verkleinert das Motormoment und könnte hörbares Geräusch erzeugen.
Alternativ könnte der Schaltungsanordnung gemäß 16, die ein Kommutierungssignal enthält, das von zwei Steuersignalen (d. h. CMM1 und CMM2) gebildet wird, der Befehl gegeben wird, bei Leitungsintervallen kleiner als 180° zu arbeiten. Leitungswinkel des Motors kleiner als 180° verringern die Drehmomenterzeugung und können immer dann für eine Drehmomentsteuerung verwendet werden, wenn ein optimaler Betrieb nicht erforderlich ist. Mit diesem Schema wird ein Intervall einer „Totzeit" des Nullstroms eingefügt, nachdem der Motorstrom kommutiert wurde und null erreicht hat. Die Verwendung einer Totzeit ist vorteilhaft beim Verhindern der Erzeugung eines negativen Drehmomentes, wenn eine rasche Beschleunigung und Verlangsamung erforderlich ist und die Abschätzung der Gegen-EMK Fehlern ausgesetzt ist.
18 stellt Beispiele von Kurvenformen für den Motor 300 in Bezug auf die Zeit dar, in der die Leitungsintervalle kleiner als 180° sind. 18(a) zeigt die idealisierte Kurve V_e der Gegen-EMK der Hauptwicklung relativ zu der idealisierten Kurve V_q der Gegen-EMK der Querwicklung. 18(b) zeigt die digitalen Signale Z_q und Z_e, die die Nulldurchgänge der Quer- bzw. Gegen-EMK-Signale darstellen. 18(c) zeigt zwei beispielhafte Steuersignale CMM1 und CMM2, die das Kommutierungssignal bilden, das von der Kommutierungs-Schätzschaltung 324 generiert wird. Wie durch die Bezugszahlen 398 und 400 angegeben ist, tritt die Kommutierung vorzugsweise an dem Winkel θ₁ und θ₂ vor den Nulldurchgängen 402 bzw. 404 der Gegen-EMK auf. 18(d) stellt den Motorstrom I_M relativ zu den Kommutierungsund Gegen-EMK-Signalen dar, und 18(e) stellt den Strom dar, der an dem Shunt R_SHUNT (siehe 16), d. h. I_SHUNT, erfasst wird. Wie in den 18(d) und 18(e) gezeigt ist, bewirkt eine Kommutierung der Hauptwicklung für weniger als 180° eine Totzeit in dem Strom. Die Totzeit ist als Beispiel durch ein Aus-Intervall 406 gezeigt. Wie in 18(d) gezeigt ist, beginnt der Motorstrom I_M, beginnend an der Bezugszahl 408, in Richtung auf Null abzuklingen unmittelbar nach dem Kommutierungsaugenblick 398. Nachdem er null erreicht, ist der Strom für das Aus-Intervall 406 bis zur nächsten Kommutierung an der Bezugszahl 410 ausgeschaltet. In ähnlicher Weise beginnt der Motorstrom I_M, beginnend an der Bezugszahl 412, unmittelbar nach dem Kommutierungsaugenblick 400 in Richtung auf null abzuklingen. Wiederum ist, nachdem er null erreicht, der Strom für das Aus-Intervall 406 ausgeschaltet bis zu nächsten Kommutierung an der Bezugszahl 414. Somit haben, wie in den 18(d) und 18(e) gezeigt ist, die Stromkurven Intervalle ohne Strom aufgrund der Leitungsintervalle, die kleiner als 180° sind. Es sei darauf hingewiesen, dass der Motorstrom zwei Mal in jedem elektrischen Zyklus nach null abklingt und bei null bleibt.

Claims

Einphasen-Permanentmagnetmotor enthaltend: einen Rotor (10), einen Stator (12) mit Statorzähnen (16), wobei wenigstens zwei der Statorzähne jeweils viele Nuten bzw. Kerben (18) haben und eine Querachsen-Wicklung (22), die zum Generieren eines Ausgangssignals angeordnet ist, das eine Rotorwinkelstellung anzeigt, und phasenverschoben von einer Hauptwicklung (20) des Stators angeordnet ist, wobei die Querachsen-Wicklung (22) viele Spulen aufweist, die mit jeder der Spulen in Reihe verbunden sind, die in entsprechenden Nuten bzw. Kerben in den wenigstens zwei Statorzähnen angeordnet sind.
Motor nach Anspruch 1, wobei die Querachsen-Wicklung (22) in einem Bereich von 75 Grad elektrisch bis 105 Grad elektrisch phasenverschoben zu der Hauptwicklung (20) des Stators (12) angeordnet ist.
Motor nach Anspruch 1, wobei die Querachsen-Wicklung (22) etwa 90 Grad elektrisch phasenverschoben zu der Hauptwicklung (20) des Stators (12) angeordnet ist.
Motor nach Anspruch 1, 2 oder 3, ferner enthaltend: einen Integrator (70), der mit der Querachsen-Wicklung (22) gekoppelt ist, für eine Phasenverzögerung des Ausgangssignals, und einen Komparator (72), der mit dem Integrator (70) verbunden ist, zum Erfassen von Nulldurchgängen des phasenverzögerten Ausgangssignals, um ein erstes Kommutierungssignal zum Kommutieren der Hauptwicklung des Stators zu liefern.
Motor nach Anspruch 4, ferner enthaltend: eine Kommutierungs-Schätzschaltung (324), die auf das Ausgangssignal anspricht, zum Schätzen von Nulldurchgängen der gegenelektromotorischen Kraft (EMK), die durch die Hauptwicklung (20) generiert ist, und Liefern eines zweiten Kommutierungssignals, das den geschätzten Nulldurchgängen der Gegen-EMK voreilt, eine Kommutierungssignal-Wählschaltung (346), die mit dem Komparator (72) und der Kommutierungs-Schätzschaltung (324) verbunden ist und auf die Drehzahl des Rotors (10) anspricht zum Wählen des ersten Kommutierungssignals zum Kommutieren der Hauptwicklung (20), wenn die Drehzahl des Rotors (10) kleiner ist als eine Schwellenwert-Drehzahl, und zum Wählen des zweiten Kommutierungssignals zum Kommutieren der Hauptwicklung (20), wenn die Drehzahl des Rotors (10) grösser ist als die Schwellenwert-Drehzahl.
Motor nach Anspruch 4 oder 5, wobei der Integrator (70) ein Tiefpass-Filter oder eine Vor-/Nacheilungs-Filter aufweist.
Motor nach Anspruch 4, 5 oder 6, wobei der Integrator (70) für eine Phasenverzögerung des Ausgangssignals um etwa neunzig Grad bei der Nenndrehzahl des Motors sorgen kann.
Motor nach Anspruch 4, 5 oder 6, wobei der Integrator (70) für eine Phasenverzögerung des Ausgangssignals um eine Anzahl von Graden sorgen kann, die kleiner wird, wenn eine Drehzahl des Motors grösser wird.
Motor nach Anspruch 4, 5 oder 6, wobei der Integrator (70) für eine Phasenverzögerung des Ausgangssignals um etwa neunzig Grad bei mittleren Drehzahlen des Motors und um eine kleinere Anzahl von Graden bei einer Nenndrehzahl des Motors sorgen kann.
Motor nach Anspruch 4, ferner enthaltend: einen Gleichrichter (74b), der mit der Querachsen-Wicklung (23) verbunden ist, zum Gleichrichten des Ausgangssignals und ein Tiefpass-Filter (76) zum Filtern des gleichgerichteten Ausgangssignals, um ein Geschwindigkeitssignal zu liefern.
Motor nach Anspruch 10, ferner enthaltend: einen Drehzahlregler (324) zum Empfangen eines Drehzahlbefehls und des Geschwindigkeitssignals und zum Berechnen eines Strombefehlssignals, einen Kommutatorblock (324) zum Multiplizieren des Kommutierungssignals und des Strombefehlssignals, um ein kommutiertes Strombefehlssignal zu liefern, einen Hysterese-Stromregler (324) zum Empfangen des kommutiertes Strombefehlssignals von dem Kommutator und eines Statorstromsignals von dem Stator und zum Liefern eines Gate-Stromsignals, zwei Gate-Treiber (352, 354, 356, 358), die jeweils mit dem Hysterese-Stromregler verbunden sind, wobei der eine der Gate-Treiber mit dem Hysterese-Stromregler über einen Invertierer verbunden ist, und zwei elektronische Leistungsschalter, die jeweils mit einem entsprechenden der zweit Gate-Treiber und einer Hauptwicklung des Stators verbunden sind.
Motor nach Anspruch 1, 2 oder 3, ferner eine Kommutierungsschätzschaltung (324) enthaltend, die auf das durch die Querachsenwicklung (23) erzeugte Ausgangssignal anspricht zum Abschätzen von Nulldurchgängen der gegenelektromotorischen Kraft (EMK), die von der Hauptwicklung erzeugt wird, und zum Liefern eines Kommutierungssignals, um die Hauptwicklung (20) des Stators bei einem Winkel θ vor den geschätzten Nulldurchgängen der Gegen-EMK zu kommutieren, der wie folgt berechnet wird:
wobei ω die Drehzahl des Rotors ist, I_Spitze ein Spitzenstrom in der Hauptwicklung ist, der der gewünschten Drehzahl und/oder Drehmoment des Motors entspricht, L die Motorinduktivität in der Hauptwicklung ist und V_S die Spannung über der Hauptwicklung ist.
Motor nach Anspruch 12, wobei ferner ein Nulldurchgangs-Detektor (366) zum Erfassen von Nulldurchgängen des Stroms in der Hauptwicklung vorgesehen ist und wobei die Kommutierungs-Schätzschaltung den Winkel θ einstellt, um die Diffe renz zwischen den erfassten Nulldurchgängen des Stroms und den geschätzten Nulldurchgängen der Gegen-EMK zu minimieren, um dadurch die Drehmomenterzeugung des Motors zu optimieren.
Motor nach Anspruch 12, wobei die Hauptwicklung (20) als Antwort auf das Kommutierungssignal in zwei Leitungsintervallen pro 360° Zyklus kommutiert wird, wobei der Strom in der Hauptwicklung in der einen Richtung verläuft während des einen der Leitungsintervalle pro Zyklus und in der entgegengesetzten Richtung während des anderen der Leitungsintervalle pro Zyklus und wobei jeder der Leitungsintervalle kleiner ist als 180°.
Motor nach Anspruch 14, wobei das Kommutierungssignal ein Aus-Intervall zwischen aufeinander folgenden Intervallen aufweist, wobei der Strom in der Hauptwicklung (20) während des Aus-Intervalls auf Null abklingt.