DE69635964T2 - Trelliskodierer und Verfahren zur Trelliskodierung in einer Vorrichtung bzw. einem Verfahren zur digitalen Datenübertragung - Google Patents

Trelliskodierer und Verfahren zur Trelliskodierung in einer Vorrichtung bzw. einem Verfahren zur digitalen Datenübertragung Download PDF

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    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Description

  • Die Anmeldung ist eine Teilanmeldung von der früheren europäischen Patentanmeldung Nr. 96927270.7 von der Anmelderin, die als EP 0 858 695 B1 erteilt wurde, und betrifft auch die erteilten US-Patente 5,793,759, erteilt am 11. August 1998, und 5,768,269, erteilt am 16. Juni 1998, von der Anmelderin, welche als US-Patentanmeldungen mit der Seriennummer 08/588,650 und der Seriennummer 08/519,630 jeweils existierten und dementsprechend nicht der Öffentlichkeit zugänglich waren an dem Anmeldetag der Stammanmeldung dieser Anmeldung. Der Teil der Stammerfindung, welcher speziell der Gegenstand dieser Teilanmeldung ist, ist derjenige, dessen Beschreibung in der Zeile 17 der Seite 64 beginnt.
  • Gebiet der Erfindung
  • Die Erfindung betrifft das Gebiet von bidirektionaler Kommunikation von digitalen Daten über ein Koaxialkabel oder andere Übertragungsmedien. Noch genauer betrifft die Erfindung das Gebiet einer Bereitstellung von mehreren Kanälen für digitale Daten, einschließlich interaktive TV-Dienste, Digitaltelefonie, das Durchführen von Video-Telefonkonferenzen, Video auf Nachfrage, Internetzugang bei 10 Megabit/Sekunde oder Mediendatenraten etc., welche allesamt für zuhause oder geschäftliche Unternehmen über ein Kabel-TV-Koaxialkabel oder Kombinationen von Koaxialkabel, faseroptischen Verbindungen, Kurzwellenverbindungen oder Satellitenverbindungen oder andere kabellose Systeme, welche eine synchrone CDMA-Systemtechnologie verwenden, bereitgestellt werden. Diese neuen Dienste, welche über das CATV- bzw. Kabelfernsehsystem geliefert werden, werden hier im Folgenden als Zusatzdienste bezeichnet werden.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Um eine bidirektionale Datenkommunikation über ein Kabel-TV-Koaxialnetzwerk an mehrere Abonnenten bereitzustellen mit mehrfachen digitalen Diensten, einschließlich Daten, digitalisiertem Video und digitalisiertem Audio, welche allesamt über ein einziges Kabel-TV-Hybridfaserkoaxialkabel (im Folgenden HFC)-Netzwerk (im Folgenden bezeichnet als CATV-Systeme) verfügbar gemacht werden, müssen verschiedene Probleme gelöst werden. Als erstes erfordern Videoanwendungen, wie z.B. das Durchführen von Video-Telefonkonferenzen und Video-auf-Nachfrage-Filme, dass ein flexibler Betrag von Bandbreite verliehen wird, um die digitalen Videoübertragungen zu unterstützen, und dass die Menge der verliehenen Bandbreite gewährleistet wird, d.h. dass die verliehene Bandbreite kontinuierlich ohne Unterbrechung verfügbar gemacht werden wird, bis der Videodienst vervollständigt ist. Diese Erfordernisse erzwingen in der CATV-Umgebung das Verwenden von höherrangigen Protokollen als denjenigen, welche entwickelt wurden oder welche im Prozess der Entwicklung sind für lokale Bereichsnetzwerke, wie z.B. ATM oder ISDN, die zum Liefern von digitalisiertem Video, digitalisiertem Audio und digitalen Daten über Punkt-zu-Punkt-LAN-Verbindungen konstruiert sind.
  • Somit besteht ein größeres Problem in dem Anpassen dieser Punkt-zu-Punkt-LAN-Protokolle an die Punkt-zu-Mehrfachpunkt-CATV-Umgebung.
  • Zweitens gibt es ein Problem von verfügbarer Bandbreite und dem Teilen der verfügbaren Bandbreite unter einer Mehrzahl von Nutzern, welche physisch verteilt sind und von denen alle über die Zeit wechselnde Bandbreitenbedürfnisse haben. In CATV-Systemen ist üblicherweise nur eine 6-mHz-Bandbreite für Kommunikationen von digitalen Daten stromabwärts von dem Kopfende zu dem Abonnenten verfügbar, und weitere 6 mHz woanders auf dem Spektrum des CATV-Mediums sind für Stromaufwärtskommunikationen verfügbar gemacht. Diese 6-mHz-Bänder müssen von allen Nutzern geteilt werden, um Daten für alle die bereitgestellten Dienste zu transportieren. Da Video eine Anwendung ist, welche ein hohes Bandbreitenbedürfnis hat, welche eine kontinuierliche Verfügbarkeit erfor dert, muss die verfügbare Bandbreite völlig mit der maximalen Effizienz benutzt werden, um eine Bandbreitenkapazität zu so vielen wie möglichen Benutzern bereitzustellen.
  • Drittens besteht das Problem von einem Rauschen und einer Interferenz auf dem CATV-System, welches die Zusatzdienste verschlechtern könnte zu dem Ausmaß einer Unakzeptierbarkeit, wenn nicht Techniken eingesetzt werden, um die Beeinträchtigung durch das Rauschen beim Empfang zu verringern oder auf andere Art und Weise sich dem Problem angenommen wird. Die Kabel-TV-Medien sind Hoch-Rausch-Umgebungen aufgrund von vielzähligen Gründen, welche den Fachleuten hinlänglich bekannt sind.
  • Ein viertes Hauptproblem, das jedoch mit dem zweiten Problem verbunden ist, ist die Synchronisation der Datenübertragung. Die Synchronisation muss zwischen allen entfernten Einheiten und der zentralen Einheit für eine maximale, effiziente Nutzung der verfügbaren Bandbreite aufrechterhalten werden. Wenn die Synchronisation nicht aufrechterhalten wird, ist die Anzahl von Nutzern, welche gleichzeitig die verfügbare Bandbreite nutzen können, reduziert.
  • Zusätzlich gibt es ein Problem eines Eliminierens der Intersymbol-Interferenz und der teilweisen Kreuzkorrelation zwischen Codes von der Code-Teilungs-Mehrfach-Zugang-(im Folgenden CDMA-)Technologie. Die CDMA-Technologie wird bei der Gattung der Erfindung verwendet, um mehrere Nutzer mit gleichzeitigen Pseudo-Punkt-zu-Punkt-Verbindungen zu dem Kopfende zu unterstützen. Die CDMA ist im Stand der Technik bekannt und hat den Vorteil, dass sie weder die Bereitstellung der Bandbreite von Frequenzteilungsmultiplexen erfordert noch die Zeitsynchronisation von Zeitteilungsmultiplexen. Jedoch weist sie die oben erwähnten Probleme auf, welche für ein für einen Nutzer akzeptierbares System gelöst werden müssen, um zu bestehen. Zusätzlich wird, um die Anzahl von unterstützten Nutzern zu maximieren, die Rahmensynchronisation bei der Erfindung verwendet, und eines der Probleme, welche durch die Erfindung gelöst werden, ist es, wie diese Rahmensynchronisation in einem physisch verteilten System von Sendern zu erreichen ist.
  • Selbstverständlich erfordern alle Nicht-Basisband-CDMA-Systeme zwei zusätzliche Formen der Synchronisation, wie es im Stand der Technik hinlänglich bekannt ist: Als erstes muss es eine Synchronisation in der Phase und der Frequenz zwischen dem sendenden Träger und dem lokalen Oszillator in dem Empfänger geben, welcher den Demodulator versorgt. Auch erfordern, wie es im Stand der Technik bekannt ist, alle CDMA-Systeme eine Taktwiedergewinnungssynchronisation, so dass die Pseudo-Rausch-Code-(im Folgenden PN-Code-)Sequenz, die in den verteilenden Schaltungen zugeführt wird, nicht nur mit dem PN-Code identisch ist, der in die verteilenden Schaltungen des Senders zugeführt wird, sondern auch exakt in Phase damit ist. Des Weiteren ist eine Taktrückgewinnung in CDMA-Systemen notwendig, um die Symbolgrenzen zu kennen, um so fähig zu sein, korrekt den Basisbanddatenstrom zu sampeln bzw. abzutasten, der von der verteilenden Schaltung herauskommt. Wie diese Formen der Synchronisation in einem CATV-CDMA-System erreicht werden, ist eine andere Reihe von Problemen, die gelöst werden müssen.
  • Des Weiteren ist es in CDMA-Systemen mit mehreren Sendern, die physisch verteilt sind, wobei jeder verschiedene Verteilcodes verwendet, möglich für Signale von verschiedenen Sendern, an der Zentraleinheit bei unterschiedlichen Stromlevels anzukommen. Dies verursacht Nicht-null-Kreuzkorrelationen zwischen den verschiedenen Codes und ruft ein Problem hervor, das als das „Nah-fern"-Problem bekannt ist. Um hohe Fehlerraten von starken Signalen, welche schwächere überlagern, zu vermeiden, muss das Nah-fern-Problem gelöst werden.
  • Ein Beispiel von einem Versuch, digitale Daten bidirektional über ein CATV-System zu übertragen, ist die Technologie, welche in den US-Patenten 4,912,721 und 5,235,619 offenbart ist, welche Scientific Atlanta gehören. Bei diesen Systemen wird eine Direktsequenzverteilspektrumstechnologie benutzt, um das Rauschproblem in CATV-Systemen zu überwinden, es wird jedoch keine Unterstützung von mehreren Nutzern durch einen Codeteilungsmehrfachzugang gesucht. Die Scientific-Atlanta-Patente sind Einzelnutzerdirektsequenzverteilspektrumssysteme, und es gibt keine Lehre, wie die Rahmensynchronisation zu erreichen ist, welche notwendig ist, um die Anzahl von Nutzern in einem CDMA-Mehrfachnutzersystem zu maximieren. In den Scientific-Atlanta-Patenten sendet jeder Nutzer Rechnungs- und Anfragedaten an das Kopfende, und das Kopfende sendet Daten betreffend andere zusätzliche Dienste als die Kabel-TV-Programmierung zu den entfernten Einheiten an den Stellen der Nutzer, während ein Zeitschlitz diesem Benutzer zugewiesen wird. Die Übertragung von Daten wird auf einer Ein-Nutzer-pro-Zeitschlitz-Basis unter Verwendung eines Pseudo-Rausch-Verteilcodes bewerkstelligt. Es gibt keine Lehre der Verwendung von orthogonalen Codes in dem US-Patent 4,912,721. Daher kann nur ein Nutzer die verfügbare Bandbreite, welche den Zusatzdiensten in einer bestimmten Zeit verliehen ist, nutzen. Dementsprechend muss, damit alle Nutzer die verfügbare Bandbreite teilen können, ein Zeitteilungsmultiplexschema verwendet werden, und die Direktsequenzverteilspektrumstechnologie wird nur verwendet, um das Rauschen und andere Beeinträchtigungen auf dem CATV-Kanal zu überwinden.
  • CDMA-Mobiltelefonsysteme sind bekannt. Ein Beispiel ist das US-Patent 5,416,797, welches Qualcomm Inc. aus San Diego, Kalifornien, gehört. Bei diesem System werden mehrere Nutzer eines Mobiltelefonsystems durch ein Direktsequenzverteilspektrumssystem unterstützt, welches Interferenzen zwischen den Nutzern minimiert durch Bereitstellen von orthogonalen PN-Codes für die Verteil- und Steuerübertragungszeitplanung, so dass die Coderahmen von verschiedenen Nutzern in zeitlicher Hinsicht miteinander bei den Empfängern ausgerichtet sind. Jede Zellstelle trägt ein Steuerträgersignal, welches einzigartig ist für diese Zelle, welches durch die Mobileinheiten benutzt wird, um eine Anfangssystemsynchronisation zu erhalten und um eine Zeit-, Frequenz- und Phasenverfolgungsinformation bereitzustellen. Jede Zelle verteilt das Steuersignal unter Verwenden des gleichen Codes, jedoch benutzt die Zelle einen einzigartigen Phasenversatz, wobei es dadurch den Mobiltelefonen erlaubt wird, die Synchronisation durch Suchen aller für den einzigen Code möglichen Phasen zu erreichen. Das stärkste Steuersignal wird verfolgt, und dann erwirbt die Mobileinheit einen Synchronisationskanal, welcher die System-ID auf einer Zellen-ID-Information sowie eine Synchronisationsinformation überträgt, welche es den langen PN-Codes, den Interleave-Rahmen und den Vocoders erlaubt, synchronisiert zu werden. Wenn ein Anruf begonnen wird, wird ein PN-Code für den Anruf zugeteilt. Während des Anrufs werden Steuersignale kontinuierlich gescannt, um festzulegen, ab wann ein anderes Steuersignal stärker wird. Ein äußerer PN-Code wird verwendet, um alle Signale in der gleichen Zelle zu verteilen, um Signale von anderen Zellen und Mehrfachpfadsignale zu unterscheiden. Ein zweiter innerer Code wird verwendet, um zwischen Signalen von verschiedenen Nutzern in der gleichen Zelle zu unterscheiden. Der innere Code ist ein PN-Code von maximaler Länge, welcher in der Zeit verschoben ist für jeden Nutzer, um eine Unterscheidung zwischen Nutzern zu bieten. Das Patent behauptet in Spalte 11, Zeilen 6–11, dass es aufgrund der verschiedenen Ausbreitungszeiten zwischen Mobiltelefonen zu verschiedenen Zellen nicht möglich ist, eine Bedingung einer Zeitausrichtung zu erfüllen, welche für die äußere Code-Walsh-Funktion-Orthogonalität für beide Zellen in einem Zeitpunkt erforderlich ist, somit wird der äußere Code verwendet, um zwischen Signalen von verschiedenen Zellen zu unterscheiden. Eine variable Rate wird auf dem Sprachkanal benutzt, um Übertragungen zu verhindern, wenn es keine bedeutenden Daten zum Senden gibt. Alle Zellen in einem Bereich werden miteinander auf eine Genauigkeit von 1 Mikrosekunde synchronisiert für ein leichteres Weiterreichen durch Einstellen auf GPS-Satellitenübertragungen, welche selbst auf Zuluzeit synchronisiert sind.
  • Kabelnetze umfassen üblicherweise ein sogenanntes Kopfende oder Zentraleinheit, von welcher das Video an Abonnenten übertragen wird, welche mit einem oder mehreren Hauptstrangleitungen gekoppelt ist, von welchen sich vielzählige Zweigleitungen erstrecken, welche in Abonenntenhäuser bzw. -wohnungen eintreten können oder welche mit anderen Zweigleitungen gekoppelt werden können.
  • An jeder Kreuzung einer Zweigleitung mit der Stammleitung oder einer anderen Zweigleitung gibt es einen direktionalen Koppler, welcher dafür bestimmt ist, Übertragungen von dem Kopfende zu den Abonnenten in einer Richtung zu leiten und Übertragungen von den Abonnenten zurück zu dem Kopfende ohne Verlust von Energie zu lenken, die für die Übertragung zu dem Kopfende in Zweigleitungen bestimmt ist, welche mit anderen Abonnenten gekoppelt sind. Um digitale Daten über ein Videokoaxialkabel zu senden, ist ein Modem notwendig an beiden, dem Kopfende und bei allen Abonnentenstellen, um die digitalen Daten auf das Koaxialkabel als RF-Signale zu modulieren und um RF-Signale, welche digitale Daten transportieren, zu empfangen und die digitalen Daten davon abzuleiten. Da RF-Signale sich entlang der Kabel ausbreiten und weil die Koppler nicht perfekt sind, treten Reflexionen an den direktionalen Kopplern auf, welche ein Rauschen und eine Interferenz verursachen. Dies ist so, weil die Reflexionen häufig von der entgegengesetzten Polarität sind, abhängig von der Impedanzfehlübereinstimmung und den betroffenen Distanzen. Diese Reflexionen sind daher manchmal additiv und manchmal subtraktiv, wobei sich dadurch zufällige Variationen in den Amplituden der RF-Signale ergeben. Diese zufälligen Variationen machen eine Unterscheidung während des Demodulationsprozesses zum Ableiten der digitalen Daten schwieriger.
  • Des Weiteren, da die Abonnenten an verschiedenen physischen Distanzen von dem Kopfende sind, kommen die Signale von jedem Abonnenten an dem Kopfende zu unterschiedlichen Zeiten an aufgrund der unterschiedlichen Ausbreitungsverzögerungen. Da digitale Daten in Rahmen übertragen werden und da alle Abonnenten auf den gleichen Zeitrahmen synchronisiert werden müssen, verursachen diese verschiedenen Ausbreitungsverzögerungen für jeden Abonnenten Probleme beim Synchronisieren von Daten.
  • In dem typischen interaktiven System gibt es bidirektionale Verstärker. Jeder Verstärker hat zwei Kanäle, von denen einer Signale in einem Hochfrequenzbereich von 45–750 mHz für die Übertragung von Daten von dem Kopfende zu Abonnen ten verstärkt und der andere Signale in einem Niedrigfrequenzbereich von 5–42 mHz verstärkt für die Übertragung von Daten von den Abonnenten zu dem Kopfende. Wenn die Betriebsfrequenz nahe zu den Rändern von entweder dem hohen Band oder dem niedrigen Band ist, kann eine Gruppenverzögerungsverzerrung in einer anderen Störung resultieren, um die freie, bidirektionale Kommunikation mit Rauschen zu versehen.
  • Andere Formen von linearer Beeinträchtigung ergeben sich aus der Tatsache, dass die Bandpassfilter in dem System nicht perfekt ebene Amplitudeneigenschaften für ihre Transferfunktionen über das gesamte Passband, insbesondere an den Eckfrequenzen, aufweisen.
  • Andere Formen von Beeinträchtigungen sind sogenannte additive Beeinträchtigungen, welche sich aus Taps auf dem System ergeben, die nicht richtig beendet werden. Diese Taps wirken als Antennen und nehmen Sendesignale von FM-Stationen, CB-Radios, HF-Kommunikation etc. auf. Andere Quellen eines Rauschens sind Impulssignale, die sich aus einem Elektronenüberschlag in den elektrischen Anwendungen nahe den Taps ergeben. Der Elektronenüberschlag erzeugt weißes Rauschen vom Typ RF-Energie, das über alle Bänder gespritzt wird und ähnlich wie Licht ausgestrahlt wird. Zusätzlich können die Verstärker in den interaktiven Systemen manchmal in eine Oszillation zerbersten, wobei dadurch ein Rauschen erzeugt wird. Des Weiteren können auch die horizontalen und vertikalen Oszillatoren in Fernsehern in den Haushalten der Abonnenten RF-Interferenzsignale ausstrahlen. Diese Quellen von Interferenz sind ein hauptsächlicher Beiträger für das Rauschen in dem System.
  • Die Sammlung von oben beschriebenen Beeinträchtigungen wird als lineare Beeinträchtigungen bezeichnet, da das System eine lineare Transferfunktion hat, so dass auf dem Fourier-Gebiet all die Wirkungen der Beeinträchtigungen additiv sind.
  • Zusätzlich zu den linearen Beeinträchtigungen bestehen auch nicht-lineare Beeinträchtigungen, wie z.B. Oberschwingungen von zweiter und dritter Ordnung, die durch die nicht-linearen Kreuzungen von Transistoren in den Verstärkern in dem System erzeugt werden. Wenn mehrere sinusförmige Signale bei den Verstärkern ankommen, werden Schlagfrequenzen zusätzlich zu den Oberschwingungen der ankommenden Signale erzeugt, da die nicht-linearen Kreuzungen wie Mixer wirken.
  • Andere Formen von nicht-linearen Beeinträchtigungen sind das Brummgeräusch von der Sättigung von magnetischen Kernen von Transformern in den Verstärkern, welche sich aus 60-Volt-60-Hertz-AC-Quadratwellenimpulsen ergeben, die zu den Verstärkern über das Koaxialkabel gesendet werden, um die Verstärker mit Strom zu versorgen. Die Verstärker haben Gleichrichter, welche dieses Quadratwellensignal gleichrichten, um davon Strom abzuleiten, und dieser Vorgang erzeugt ein Rauschen in der Form eines Brummgeräuschs. Dieses Brummgeräusch wird durch die Amplitudenmodulation des Stromversorgungssignals verursacht, welches aus dem Setzen des Betriebspunkts auf die Hysterese-Kurve von den Gleichrichtertransformern resultiert.
  • Üblicherweise umfassen interaktive Systeme über hundert verschiedene Kanäle, auf welchen separate digitale Datenströme zusätzlich zu den separaten Kanälen fließen können, auf welchen die Videosignale für den normalen Kabel-TV-Dienst bereitgestellt werden. Um digitale Daten als RF-Signale zu senden, werden sehr komplexe Konstellationen von separater Amplitude und Phasenkombinationen zum Kodieren der übertragenen Digitalzeichen verwendet. Aufgrund der großen Anzahl von Datenpunkten sind die Unterschiede in der Phase und der Amplitude zwischen den verschiedenen Punkten nicht groß. Daher können die oben beschriebenen Beeinträchtigungen Fehler verursachen, indem sie eine Fehlinterpretation durch Demodulatoren verursachen, was für Zeichen tatsächlich gesendet wurden.
  • Es gibt zwischen dem Kopfende und den Abonnenten nur einen leitenden Pfad, welcher von allen Abonnenten zum Senden und Empfangen von digitalen Daten geteilt werden muss. Ein Ansatz, der in interaktiven Kabel-TV-Systemen nach dem Stand der Technik versucht wurde, ist das Teilungsmehrfachzugangsteilen (TDMA) mit Quadraturphasenumschalt-(QPSK-)Modulationsschemata. In einem TDMA-System bekommt jeder Abonnent einen kurzen zugewiesenen Zeitschlitz, in welchem Daten zu dem Kopfende zu übertragen werden. Der TDMA-Ansatz hat Nachteile, indem er eine Schwierigkeit und Komplexität im Erreichen der „Ausrichtung" verursacht. Die Ausrichtung bezieht sich auf die richtige Zeitplanung von allen Übertragungen des Abonnenten, so dass sie während dem richtigen Zeitschlitz an dem Kopfende ankommen trotz der Tatsache, dass die Signale von jedem Abonnenten unterschiedliche Ausbreitungszeiten haben. Die Ausrichtung in TDMA-Mehrfachzugangsschemata ist kritisch, und das Erreichen ist schwierig.
  • Eine andere Schwierigkeit bei dem TDMA-Ansatz ist die hohe Anfälligkeit der QPSK-Modulation gegenüber Schmalbandinterferenz. Die Schmalbandinterferenz ergibt sich, wenn ein Signal wie Voice of America oder eine Oberschwingung, welche eine Bandbreite ähnlich zu der Bandbreite der Kanäle aufweist, auf welchen die digitalen Daten übertragen werden, in das Übertragungsmedium hereingelangt. Üblicherweise geschieht dies bei einem Tap, welches nicht richtig beendet wird. Die Schmalbandinterferenz beeinträchtigt negativ die Empfängerschaltungen und die Ausrichtungsschaltungen, welche die Synchronisation von allen Quellen erreicht.
  • Das Verwenden von TDMA-Schemata verkompliziert auch das Ausrichtungsproblem bei Vorhandensein von einer Schmalbandinterferenz und anderem Rauschen, weil nur solch eine kurze Zeit für die Synchronisation gegeben ist. Die Synchronisation des Kopfendes auf alle Abonnenten ist notwendig, so dass das Taktsignal und andere Referenzsignale, wie z.B. der Träger, von den übertragenen Signalen wiederhergestellt werden können, ohne separat übertragen zu werden.
  • Die wiedergewonnenen Signale sind kritisch für einen richtigen Betrieb des Systems beim Demodulieren der übertragenen Daten. Die Schmalbandinterferenz beeinträchtigt auch die Entscheidungsfindungsschaltungen negativ, welche entziffern, welche Buchstaben übertragen worden sind, wobei dadurch die Fehlerrate erhöht wird. Eine erhöhte Fehlerrate erfordert mehr Bandbreite, welche beim Wiederübertragen von Daten verbraucht wird, und verschwendet Verarbeitungsleistung durch das Detektieren und Korrigieren von Fehlern und das Wiederübertragen von Daten mit Fehlern, die über dem Korrekturbereich der mit den Daten übertragenen ECC-Bits sind.
  • Auch, weil bei TDMA-Schemata die Zeitschlitze sehr kurz sind, sind die TDMA-Systeme anfällig für einen Datenverlust, der durch lange Rauschausbrüche verursacht wird. Typische Ausbrüche eines Rauschimpulses sind ziemlich lang relativ zu der Länge der TDMA-Zeitschlitze. Lange Ausbrüche löschen häufig vollständige Gruppen von Zeitschlitzen aus, wobei dadurch eine Wiederübertragung von all den Daten in diesen Zeitschlitzen erforderlich wird. Die Modulations- und Mehrfachzugangsschemata, welche die Energie der übertragenen Daten über längere Zeiten austeilen, wie die FDMA-Schemata, sind weniger anfällig gegenüber dieser Art von Rauschausbruch. Jedoch haben die FDMA-Schemata andere Nachteile.
  • Die QPSK-Modulation, welche in TDMA-Schemata benutzt wird, ist auch nicht das effizienteste Modulationsschema, was die spektrale Effizienz betrifft, d.h. die Übertragungsgeschwindigkeit in Bits/Sekunde/Hertz über eine gegebene Bandbreite. Jedoch wird die QPSK-Modulation verwendet, da sie einen ausreichend großen Abstand zwischen Punkten in der Konstellation aufweist, um eine relativ gute Rauschimmunität aufrechtzuerhalten. Die Rauschimmunität bezieht sich auf die Fähigkeit eines Systems, eine gewisse Bitfehlerrate zu erreichen, die für ein gegebenes Signal-Rausch-Verhältnis als tolerierbar angesehen wird. Wenn das Signal-Rausch-Verhältnis für eine gegebene Rauschimmunitätscharakteristik abnimmt, wird die Bitfehlerrate ansteigen.
  • Typischerweise sind die Kanalbandbreiten 6 mHz, und eine spektrale Effizienz von 27 Megabits/Sekunde/Hertz ist erwünscht. Daher ist eine Datentransferrate von 162 × 1012 über einen Kanal bei dieser typischen spektralen Effizienz und Bandbreite erreichbar. Jedoch liegt die spektrale Effizienz für die QPSK-Modulation bei der Größenordnung von 1 Bits/Sekunde/Hertz oder weniger, so dass dieses Modulationsschema zu langsam für Anwendungen von starkem Verkehrvolumen, wie z.B. Video auf Bestellung, das Durchführen von Videotelefonkonferenzen etc., ist.
  • Ein anderer Ansatz, der im Stand der Technik versucht wurde, ist der Frequenzteilungsmehrfachzugang (FDMA). Beim FDMA überträgt jeder Abonnent Daten auf einer verschiedenen Trägerfrequenz im Gegensatz zu einer unterschiedlichen Zeit bei dem TDMA. Die FDMA-Schemata leiden an anderen Nachteilen als die TDMA-Schemata. Da es bei den FDMA-Schemata mehrere Träger gibt, gibt es dort mehr Intermodulationsprodukte in den empfangenen Signalen. Diese Intermodulationsprodukte können sich schlüssig miteinander zusammenfügen, wobei dadurch Spitzen in der Amplitude verursacht werden, welche weit größer sind als das durchschnittliche Signal. Dies verursacht eine Schwierigkeit in dem Konstruieren von analogen Schaltungen mit passenden Bereichen der Linearität, um diese Signale ohne ein Beschneiden der Spitzen zu handhaben. Diese Spitzen dringen oft in den nicht-linearen oder Sättigungsbereich des Betriebs von analogen Schaltungen in dem System ein, welche diesen Signalen ausgesetzt sind, wobei dadurch Nicht-Linearitäten eingeführt werden. Auch ohne diese Nicht-Linearitäten tendieren die Intermodulationskomponenten dazu, ein Nebensprechen zwischen angrenzenden Kanälen zu verursachen, welches die Fehlerrate erhöht.
  • Die FDMA-Schemata sind auch empfindlich gegenüber Schmalbandinterferenzsignalen, welche plötzlich auftauchen, wobei sie ein unvorhergesehenes „Blockieren" von einem oder mehreren Kanälen verursachen, wobei dadurch lange Fehlerausbrüche verursacht werden. Die FDMA-Kanäle sind schmal, und es wurde be ansprucht, dass durch diese Tatsache eine Schmalbandinterferenz verhindert werden kann. Jedoch ist die Schmalbandinterferenz dynamisch, weil es mehrere Quellen davon bei verschiedenen Frequenzen gibt. Als ein Ergebnis können Schmalbanddifferenzsignale plötzlich „hochschießen", wenn ein Abonnent seinen oder ihren TV anstellt oder wenn Voice of America auszustrahlen beginnt. Diese plötzliche Hochschieß-Interferenz kann einen Kanal blockieren, wobei dadurch Fehlerausbrüche verursacht werden. Daher ist ein Bedürfnis nach einem Verfahren und einer Vorrichtung aufgetreten, welche interaktive digitale Systeme unterstützen können, welche einige dieser Nachteile vermeiden.
  • Eine Veröffentlichung „Seki: A Wireless Multimedia Network on a Time Division Duplex CDMA/TDMA, IEICE Transactions on Communications, Band E78-8, Nr. 7, Juli 1995" ist bekannt, ein bidirektionales, kabelloses, digitales Datenkommunikationssystem mit einer Mehrzahl von verteilten entfernten Einheiten zu lehren, die mit einer Zentraleinheit kommunizieren. Die Zentraleinheit ist mit einem ATM-Lokalbereichsnetzwerk gekoppelt und überträgt Hochgeschwindigkeitsvideosignale zu den entfernten Einheiten über einen TDMA stromabwärts. Jeder Rahmen stromabwärts umfasst ein Intervall, das für CDMA-Stromaufwärts-Signale bestimmt ist. Menschliche Niedriggeschwindigkeitssignale an Schnittstellen, wie z.B. eine Tastatureingabe, Mauseingabe oder digitalisierte Stimme zum Interagieren mit der Zentraleinheit, werden direkt mit einem einzigartigen Verteilungscode sequenzverteilt, welcher jeder entfernten Einheit zugewiesen ist. Die Zentraleinheit umfasst eine Bank an CDMA-Empfängern, von denen jeder die von einer entfernten Einheit während dem CDMA-Intervall empfangenen CDMA-Signale demulitplexiert.
  • Das US-Patent 5,327,455 lehrt einen Sender für ein synchroncodeteilungsmultiplexiertes Satellitenkommunikationssystem. Die Art und Weise eines Erhaltens der Codesynchronisation wird nicht gelehrt und wird als konventionell beschrieben. Es gibt keine Offenbarung für ein Übertragen von Daten in Rahmen und keine Offenbahrung des Bedürfnisses für irgendeine Art und Weise eines Erreichens einer Rahmensynchronisation. Das Patent lehrt das Kodieren eines eingehenden Bitstroms zum Erzeugen mehrerer Symbole pro Bit und dann das Aufzeichnen der Symbole in einem PSK-Modulator in Punkte in einer Konstellation mit z.B. einem Trellis-Kodierer, derart, dass sich in Phase befindende und Quadraturbitströme erzeugt werden. Jeder der separaten In-Phase- und Quadraturbitströme wird separat mit einem halb-orthogonalen Verteilungscode verteilt. Die sich ergebenden Verteilspektrumdaten sind herkömmlich auf zwei Quadraturträger moduliert, welche zusammengefasst und übertragen werden.
  • Eine Referenz Ungerboeck, „Trellis-Coded Modulation With Redundant Signal Sets", IEEE Communications Magazine, Band 25, Nr. 2 lehrt den bestehenden Stand der Technik der Trellis-Kodierung von 1987. Eine gesetzte Unterteilung wird gelehrt, die zwei Kodiererrealisierungen für den gleichen Faltungscode umfasst. Die Wirkung des Phasenversatzes auf das Signal-zu-Rausch-Verhältnis wird analysiert, und es wird daraus geschlossen, dass ein 8-Zustandscode ein höheres Signal-zu-Rausch-Verhältnis erfordert, um die gleiche Fehlerauftrittswahrscheinlichkeit über Phasenversätze gerade unter 22,5 Grad aufrechtzuerhalten. Der Artikel schließt, dass der Stand der Technik einen Punkt eines Verringerns an Rückschritten erreicht hat und weitere beträchtliche Entwicklungen oder große Gewinne unwahrscheinlich sind. In dem Bemühen um höhere Kodiergewinne wird der Anwendung von mehr Komplexität mit verringerten Rückschritten begegnet.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • In ihrer ersten Ausführungsform stellt die Erfindung einen Trellis-Kodierer zum Kodieren von Nutzlastdatenbits mit redundanten Bits und einem Vermessen der sich ergebenden Bits in einem Konstellationspunkt bereit. Der Trellis-Kodierer umfasst die Merkmale, welche in Anspruch 1 wiedergegeben sind.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist ein Blockdiagramm eines allgemeinen Systems für die simultane Übertragung von digitalen Daten von mehreren Abonnenten zu einem Kopfendeempfänger über ein untereinander geteiltes Koaxialkabel unter Verwendung von orthogonalen Codes und für die Wiedergewinnung der separaten Datenströme von jedem Abonnenten an dem Kopfendeempfänger.
  • 2 ist die mathematische Beziehung, welche die Eigenschaft der Orthogonalität der Codes definiert, welche durch den Modulator/Sender in 1 benutzt werden.
  • 3A ist die mathematische Beziehung, welche das System aus 1 benutzt, um die individuellen Datenströme wiederzugewinnen, welche durch die Abonnenten an das Kopfende gesendet werden und umgekehrt, und die 3B bis 3G stellen ein spezifisches Arbeitsbeispiel dar, wie die mathematische Beziehung der 3A benutzt werden könnte, um zwei Kanäle von Daten gleichzeitig über das gleiche geteilte Medium zu übertragen.
  • 4A zeigt eine typische Datenstruktur für einen Rahmen.
  • 4B ist ein symbolisches Diagramm, welches die Konzepte darstellt, die mit der Ausrichtung befasst sind, um die Rahmensynchronisation zu erreichen, hier auch als Aufstellen bezeichnet.
  • 5 ist ein Diagramm ähnlich zu dem der 4B, welches ein Problem darstellt, das die Wiederausrichtung erfordert, welches auftritt, wenn das Netzwerk physisch expandiert.
  • 6 ist ein Diagramm ähnlich zu dem der 5, welches die Lösung für das Fehlausrichtungsproblem darstellt, das bei der Diskussion von 5 dargestellt ist.
  • 7 welche aus den 7A, 7B und 7C besteht, ist ein Flussdiagramm für den allgemeinen Ausrichtungsvorgang, welcher bei den Aufstellungsvorgängen verwendet wird, die in allen entfernten Einheiten (RUs) ausgeführt werden, um ihre Verzögerungsvektoren richtig zu setzen, um in Ausrichtung mit dem gleichen Rahmen zu sein.
  • 8 ist ein Flussdiagramm einer Ausführungsform eines Prozesses zum Wiedersynchronisieren aller RUs, nachdem die Zentraleinheit (CU) ihren Verzögerungsvektor geändert hat, bezeichnet als der tote Abrechnungsprozess.
  • 9 stellt den bevorzugten Prozess für die Wiedersynchronisierung aller RUs dar, nachdem die CU ihren Verzögerungsvektor geändert hat, bezeichnet als Vorläuferprozess.
  • 10 zeigt eine typische Kabelfernsehsystemanordnung, in welcher die Lehren der Erfindung in einer Mehrfach-RU, Mehrkanalumgebung Anwendung finden, in welcher das Kopfende an der Stelle der CU ein FDMA-Kabelfernsehprogramm an Fernsehgeräte an die Stellen der RUs sendet und die RUs und die CUs gleichzeitig mehrere Kanäle von digitalen Daten über das gleiche CATV-Koaxialkabel kommunizieren unter Verwenden einer Kombination von TDMA/CDMA und FDMA in einigen Ausführungsformen.
  • 11 ist ein Blockdiagramm einer allgemeinen Mehrfachkanalausführungsform für die innere Struktur von jeder Übertragungskanalschaltung jedes RU-Modems zum Übertragen von Daten zu der CU und eine allgemeine Struktur für eine CU zum Wiedergewinnen der Daten und Darstellen, wie mehrere externe Vorrichtungen Daten an jede RU in TDMA-Strömen senden.
  • 12 zeigt die Schaltung, welche den Rahmenspeicher in einer bevorzugten Ausführungsform implementiert, welche den TDMA-Eingangsdatenstrom in drei Spalten von Tribits zum Kodieren und die Konvertierung durch eine andere Schaltung in die drei Symbole von 144 Chips pro Stück konvertiert, die während jedem Rahmen übertragen werden.
  • 13 zeigt die Zeitplanungsbeziehung zwischen dem Chip-Taktsignal, welches die Zeitplanung auf dem Codegebiet setzt, und den Bit- und Byte-Takten, welche die Zeitplanung auf dem Zeitgebiet set zen. Die 13 zeigt auch eine Anzahl von anderen Signalen, welche durch den zeitbasierten Generator 350 in 12 erzeugt sind.
  • 14 ist ein Speicherausfülldiagramm, welches darstellt, wie die gesamten 9-Bit-Bytes kontinuierlich von den Zeitschlitzen des TDMA-Stroms empfangen werden, jedoch 3-Bit-Tribits für jeden von 128 Datenkanälen und 16 Steuer- und Kontrollkanälen werden gleichzeitig zu der Schaltung ausgesendet, welche die Symbole von jedem Rahmen zusammensetzt.
  • 15 ist ein Diagramm, welches in einer Blockdiagrammform darstellt, wie die in jedem RU und CU notwendige Verzögerung zum Aufrechterhalten der Rahmensynchronisation systemweit erreicht wird.
  • 16 stellt Abschnitte des Rahmenspeichers 300 dar, wobei der gepunktete Abschnitt die Anzahl von Adressendifferenz zwischen der Position des Lesezeigers und der Position des Schreibzeigers darstellt, um die Übertragungsrahmenzeitreferenzverzögerung zu implementieren.
  • 17 ist ein Zeitdiagramm, welches die relativen Raten der Inkrementierung des Lese- und Schreibzeigers in dem Rahmen zeigt.
  • 18 ist ein Blockdiagramm des Zeitbasisgenerators.
  • 19 ist ein allgemeines Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform der Transceiver-Schaltung, welche in jedem RU und CU eingeschlossen ist.
  • 20 ist ein Diagramm, welches hilft, die Art und Weise darzustellen, auf welche der Rahmenspeicher 300 für die Übertragung geleert wird.
  • 21 bildet jeden der 16 möglichen Eingabepunkte ab, d.h. Permutationen der 4-Bit-„Chips" in jedem Symbol-Array zu einem Punkt im Raum, welcher durch die In-Phase-Achse oder I-Achse für den realen Teil definiert ist und die Quadratur oder die Q-Achse für den imaginären Teil von jedem Punkt zu M-ary-QAM-Modulationsgeräten.
  • 22 ist eine Tabelle, welche all die möglichen Eingabepunkte der 21 auflistet, d.h. die 16 Kombinationen von 4-Bit-Chips in der Codespalte und die entsprechende 2te ergänzende Digitaldarstellung der I- und Q-Koordinaten für jede Kombination in den In-Phase- und Quadraturspalten jeweils.
  • 23A stellt nun dar, wie der Informationsvektor [b] für jedes Symbol seine Energie über die Zeit verteilt hat durch den Prozess des implementierten Codeteilungsmultiplexens unter Verwenden einer Matrixmultiplizierung des Informationsvektors [b] von jedem Symbol mal einer Matrix von orthogonalen Codes.
  • 23B ist eine andere Darstellung des Matrixmultiplexierungsprozesses, welcher in einem orthogonalen Multiplexer 408 in 19 ausgeführt wird, um die realen oder I-Koordinaten von jedem Informationsvektor zu kodieren unter Verwenden einer orthogonalen Codematrix zum Erzeugen der realen oder I-Koordinaten eines Ergebnisvektors für die Verwendung durch den QAM-Modulator.
  • 24 ist ein Blockdiagramm, welches mehr Details der Komponenten und des Betriebs des Multiplexers 408 und des QAM-Modulators 410 darstellt.
  • 25 ist ein Diagramm des Wechsels in der Amplitude über die Zeit der realen Komponenten des Ergebnisvektors für das Array 409, welches das Bedürfnis für Bandbreitenbegrenzungsfilter darstellt.
  • 26 ist ein detaillierteres Blockdiagramm der Struktur des Demodulators in dem Empfangskanal.
  • 27 ist ein allgemeines Blockdiagramm, welches eine Umstellungsschaltung darstellt, die in einigen Ausführungsformen zum Erreichen der Codevielfalt verwendbar ist.
  • 28A ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform eines Senders innerhalb der erfindungsgemäßen Gattung der Erfindung, welcher das Bitanalysieren von jedem Zeitschlitz, das TDMA/CDMA-Verteilen, die M-ary-QAM-Modulation, die Codevielfalt, das Kodieren von jedem Tribit mit redundanten Bits für eine Vorwärtsfehlerkorrektur verwendet und um das Viterbi-Dekodieren in dem Empfänger, die Signalverwürfelung von Bits von jedem Tribit für die Sicherheit und Signal-zu-Rausch-Verbesserungen, das Anordnen entsprechend den bevorzugten Arten und die Ausgleichsschaltung zu benutzen.
  • 28B ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform zum Erreichen der Codevielfalt unter Verwenden einer rollenden, sequentiellen Codezuordnung.
  • 28C ist ein teilweises Blockdiagramm der Modifikationen des Blockdiagramms der 28B zum Erreichen der Codevielfalt mit einer Pseudozufallscodezuordnung.
  • 28D ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform eines Codeumstellers zum Erreichen der Codevielfalt unter Verwenden einer Pseudozufallscodezuordnung.
  • 29 ist ein Flussdiagramm für den Prozess des bevorzugten Verfahrens zum Anordnen unter Verwenden der Konkurrenzauflösung, welche durch die Schaltung/den programmierten Mikroprozessor 405 von 28A in einem RU-Modemsender verwendet wird.
  • 30 stellt eine Ausführungsform für einen Authentifizierungsvorgang bei der Unterstützung des bevorzugten Aufstellungsprozesses dar, welcher die Impulspositionsmodulation verwendet, um den Authentifizierungscode zu senden. Bei dieser Ausführungsform sendet jede RU, welche versucht hat, die Synchronisation aufzustellen, einen Aufstellungsimpuls während den Lücken von jedem von 8 Rahmen, jedoch unter Variierung der Position des Impulses in der Lücke während jeder Lücke.
  • 31 ist ein Flussdiagramm, welches die bevorzugte Aufstellungs- und Konkurrenzauflösung darstellt, welche auf der CU-Seite ausgeführt wird.
  • 32 ist ein Flussdiagramm, welches eine Ausführungsform des Aufstellungs- oder Ausrichtungs- und Konkurrenzauflösungsvorgangs darstellt zum Erreichen einer Rahmensynchronisation, welche durch die RUs ausgeführt wird durch einen Binärbaumalgorithmus.
  • 33 ist ein Flussdiagramm, welches eine andere Ausführungsform für die Aufstellung und den Konkurrenzauflösungsvorgang darstellt, welcher durch die RUs unter Verwenden eines binären Stapels ausgeführt wird.
  • 34 ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Arten von einem Empfänger innerhalb der erfindungsgemäßen Gattung, welcher Daten empfangen kann, die von einem Sender von 28A übertragen werden und das TDMA/CDMA-Verteilen, die Codeumstellungsunterstützungscodevielfalt, die Vorwärtsfehlerkorrektur, die Gleichsetzung und das Viterbi-Dekodieren unterstützen.
  • 35 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform für die Master-Takt-Wiedergewinnungsschaltung 515 in 19.
  • 36 ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform einer Master-Takt-Wiedergewinnungsschaltung, welche verwendet werden kann, um lokale Oszillatorsignale in den RUs zu erzeugen, welche in der Frequenz und der Phase mit einem Steuerkanalsignal synchron sind, welches auf dem Kanal 0 von der CU an alle RUs gesendet wird.
  • 37 zeigt ein Diagramm der FFE/DFE-Gleichsetzungsschaltungen, welche für den Vorcodeausgleichsfilter 563 in dem Sender aus 28A und die FFE/DFE-Schaltung 764 in dem Empfänger aus 34 verwendet werden.
  • 38 ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Form eines Rahmendetektors 882 in dem Sender aus 34 zum Erreichen einer Empfangsrahmensynchronisation und einer Chip-Taktsynchronisation.
  • 39 ist ein Zeitdiagramm, welches zeigt, wie der Rahmen/Aufstellungsdetektor 880 die Grobabstimmung ausführt, um die Lücke in den durch die CU übertragenen Rahmen zu finden.
  • 40 ist ein Diagramm, welches darstellt, wie das Früh-/Spät-Zulass-Sampling verwendet wird, um eine Chip-Taktsynchronisation zu finden (wobei es die Situation zeigt, wenn die Chip-Taktsynchronisation erreicht worden ist).
  • 41 stellt die 3 zulässigen Muster von Daten an dem Ausgang des Komparators 950 für eine zentrierte Barker-Codebedingung dar, welche anzugeben ist.
  • 42 ist die bevorzugte Form des Trellis-Kodierers gemäß der Erfindung.
  • 43 zeigt das Aufzeichnen für die LSB- und MSB-Chips in dem Rückfallmodus.
  • 44 zeigt das Aufzeichnen für die am wenigsten signifikanten Bits und die am meisten signifikanten Chips in dem Rückfallmodus.
  • 45 ist ein Flussdiagramm, welches den Gleichsetzungstrainingsalgorithmus für sowohl die Stromaufwärts- als auch die Stromabwärtsrichtung zeigt.
  • 46 ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Form des Modulators unter Verwenden von angehobenen kosinusförmigen Filtern, deren Transferfunktionen Hilbert-Transformationen voneinander sind.
  • 47 ist ein Frequenzgebietsdiagramm des Spektrums der realen und imaginären Basisbanddatensignale nach einem direkten Sequenzverteilen.
  • 48 ist ein Frequenzgebietsdiagramm, welches die Orthogonalität in dem Frequenzgebiet der Passbandfiltereigenschaften der beiden Formungsfilter zeigt, die in dem Modulator der 46 verwendet werden.
  • 49 ist ein Blockdiagramm eines Systems.
  • 50 ist ein Blockdiagramm eines einfachen CU-Verteilspektrumempfängers.
  • 51 ist ein Blockdiagramm eines einfachen RU-Verteilspektrumsenders.
  • 52 ist ein Diagramm der Rahmendetektorschaltung, welche die Kilorahmengrenzen erfasst und den Zustand der Rahmensynchronisation überwacht unter Verwenden der Steuerkanalsynchronisationssequenz.
  • 53 ist ein Zustandsdiagramm für die Zustandsmaschine 1326, welche die Rahmensynchronisation überwacht.
  • 54 ist ein Blockdiagramm eines synchronen TDMA-Systems für eine bidirektionale Kommunikation von digitalen Daten über jedes Übertragungsmedium, einschließlich eines hybriden Faserkoaxialkabels, welches FDMA-stromaufwärts- und -stromabwärts-Kanaltrennung verwendet, um nicht mit anderen Diensten in Konflikt zu geraten, wie z.B. Kabelfernsehprogrammen, welche das HFC teilen.
  • Detaillierte Beschreibung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft die Trellis-Kodierer, welche in der 42 gezeigt und in dem zugehörigen Text beschrieben sind. Der Rest der Beschreibung beschreibt Ausführungsformen einer breiteren Systemumgebung, in welcher die Erfindung Anwendung findet.
  • Codeteilungsmehrfachzugangssystem für CATV-Medien
  • Viele der einzelnen Konzepte, welche in Systemen gemäß den Lehren der Erfindung benutzt werden, sind im Stand der Technik bekannt und sind im Detail beschrieben in Dixon, Spread Spectrum Systems with Commercial Applications (3. Auflage 1994) Wiley & Sons, ISBN 0-471-59342-7 und Haykin, Communication Systems (3. Auflage 1994) Wiley & Sons, ISBN 0-471-57178-8.
  • Bezugnehmend auf die 1 ist dort ein konzeptionelles Diagramm eines Systems für Mehrfachzugangsdigitalkommunikation über ein Kabel-TV-Koaxialleiterverteilungssystem gezeigt, welches orthogonale Codes für die CDMA verwendet. Das System der 1 stellt nur die Schaltung zum Übertragen von Daten von mehreren Abonnenten an einen Kopfendeempfänger dar. Eine ähnliche Schaltung zum Übertragen von Daten vom Kopfende zurück zu den Abonnenten besteht, ist jedoch aus Einfachheitsgründen nicht gezeigt. Die Details, wie die Schaltungen zu konstruieren sind, um die verschiedenen hier beschriebenen Funktionen auszuführen, sind im Stand der Technik bekannt, einschließlich der exzellenten Abhandlung, Dixon, „Spread Spectrum Systems with Commercial Applications", dritte Auflage, 1994 (Wiley & Sons, New York).
  • Die 2 ist die mathematische Beziehung, welche die Eigenschaft der Orthogonalität der Codes definiert, welche durch den Modulator/Sender in dem System verwendet werden. Die in dem Modulator/Sendern 12 und 16 verwendeten Codes sind orthogonal, wenn die Summe des Produkts davon über die Zeit von 0 bis T gleich zu 1 ist, wenn die Codes die gleichen Codes sind, d.h. wenn i = j, wobei i = Code #1 und j = Code #2, sie ist jedoch null, wenn i nicht gleich j ist. In anderen Worten, wenn die Codes unterschiedlich und orthogonal sind, ist die Summe der Produkte der durch diese orthogonalen Codes modulierten Signale null, was bedeutet, dass die durch die verschiedenen orthogonalen Codes modulierten Signale über den gleichen Leiter ohne eine Interferenz und ohne Nebensprechen transportiert werden können. Es gibt mehr als einen Satz an orthogonalen Codes, jedoch wird jeder orthogonale Code zum Ausführen dieses Aspekts der Lehren der Erfindung ausreichen.
  • Die 3A ist die mathematische Beziehung, welche das System aus 1 verwendet, um mehrere Kanäle von digitalen Daten über den gleichen Leiter ohne Interferenz zwischen den Kanälen zu senden. [b] stellt in 3A einen Informationsvektor dar, der ein auf jedem Kanal als ein Vektorelement zu übertragendes Symbol enthält. [c] stellt eine Codematrix dar, welche den einzigartigen orthogonalen Code für jeden Kanal als seine Spalten aufweist. [cT] stellt die transponierte Matrix der Codematrix [c] dar, wobei jede Spalte von [c] eine Reihe von [cT] wird. Schließlich stellt [i] die Identitätsmatrix dar, in welcher alle Einträge null sind, außer für eine Linie von 1en entlang der Diagonalen. In der 1, welche unten zu beschreiben sein wird, ist die Matrixmultiplikation [b] × [c] die Verarbeitung, welche auf der Sendeseite von jeder Übertragung auftritt. Die Verarbeitung, welche auf der Empfängerseite der Übertragung auftritt, ist eine Matrixmultiplikation der transponierten Matrix [cT] mal den Signalen, welche auf der Sendeseite durch die Multiplikation des Informationsvektors [b] mal der Codematrix [c] erzeugt werden, um eine Matrix hervorzubringen, welche das Produkt [b] × [i] darstellt. Da die Identitätsmatrix bekannt ist, erlaubt das Produkt [b] × [i] die Wiedergewinnung des Informationsvektors [b].
  • Um diese mathematischen Beziehungen der 2 und 3A zu verwenden und sie in ein praktisches Digitaldatenkommunikationssystem, symbolisiert durch das System der 1, zu konvertieren, stellt der Abonnent #1 einen digitalen Eingangsstrom aus Symbolen oder Bits bereit unter Verwenden jeder Eingabevorrichtung oder jedes Computers (nicht gezeigt). Dieser digitale Datenstrom, welcher an das Kopfende zu übertragen ist, kommt an dem Bus 10 an der Dateneingabe von einem Code-#1-Modulator/Sender 12 an. Dieser digitale Datenstrom wird in einzelne übertragene Symbole unterteilt bei der Rate von drei Symbolen/Rahmen in der bevorzugten Ausführungsform. Die Lehren der Erfindung können unter Verwenden von Symbolen, Datenbytes oder anderen Gruppierungen von digitalen Daten eingesetzt werden. Das erste Bit von dem Strom auf dem Bus 10 wird das erste Vektorelement in dem Informationsvektor [b] sein. Aus Gründen der Einfachheit wird die Art und Weise, auf welche die Symbole von dem einkommenden Datenstrom geformt werden, hier nicht beschrieben werden, sondern wird in größerer Tiefe unten beschrieben. Bei der bevorzugten Ausführungs form werden die Symbole durch Ausfüllen von einzelnen Adressstellen in einem Rahmenspeicher (nicht gezeigt) mit 9-Bit-Bytes gebildet, welche einer pro Zeitschlitz ankommen. Die einzelnen Datenströme auf den Bussen 10 und 14 sind TDMA-Ströme, unterteilt in mehrere aufeinanderfolgende Zeitschlitze. Somit nimmt die Zeit entlang einer Achse des Rahmenspeichers zu. Symbole werden durch Lesen des Speichers „über die Zeit" gebildet, d.h. entlang einer orthogonalen Achse zu der Achse der zunehmenden Zeit.
  • Bei der in der 3A gezeigten Ausführungsform konvertiert der Modulator/Sender 12 die digitalen Daten in dem Datenstrom, welche an dem Bus 10 ankommen, in Amplitudenmodulationen eines Trägersignals unter Verwenden eines ersten orthogonalen Codes und gibt das modulierte Trägersignal auf den Zufuhrverbindungskoaxialleiter 18 aus, der mit einem Eingang eines Summierers 20 gekoppelt ist. Um dies zu bewerkstelligen, führt der Modulator/Sender 12 eine Matrixmultiplikation des Elements des Informationsvektors [b] von dem TDMA-Strom auf dem Bus 10 mal dem geeigneten Element der ersten Spalte der Codematrix [c] aus, d.h. dem Code #1, und verwendet die Ergebnisse zum Steuern eines Modulators, welcher einen RF-Träger geeignet moduliert. Alle anderen Elemente des Informationsvektors [b], welche Daten von anderen TDMA-Strömen an anderen Stellen darstellen, sind auf null gesetzt an der Stelle des Modulators/Senders 12, werden jedoch auf die geeigneten Werte gesetzt bei dem Modulator/Sendern an den Stellen ihrer jeweiligen TDMA-Ströme. Somit führt jeder Modulator/Sender nur den Abschnitt der Matrixmultiplikation [b] × [c] für Daten von seinem TDMA-Strom aus. Die einzelnen Teilprodukte von jedem Modulator werden durch einen Summierer 20 summiert, um einen Ergebnisvektor R = [b] × [c] zu geben, welcher das endgültige Ergebnis der vollen Matrixmultiplikation darstellt.
  • Auf ähnliche Weise stellt ein Abonnent #2 einen digitalen Dateneingangsstrom auf dem Bus 14 einem Code-#2-Modulator/Sender 16 bereit. Dieser digitale Datenstrom auf dem Bus 14 wird in einzelne Symbole oder Bits unterteilt, die zu übertragen sind. Das erste Bit von dem Strom auf dem Bus 10 wird das zweite Vektorelement in dem Informationsvektor [b] werden.
  • Der Modulator/Sender 16 konvertiert die digitalen Daten in dem Datenstrom, welcher auf dem Bus 14 ankommt, in Amplitudenmodulationen eines Trägersignals mit teilweiser Matrixmultiplikation ähnlich zu derjenigen, welche durch den Modulator/Sender 12 durchgeführt wird, unter Verwenden eines zweiten Codes, d.h. einer anderen Spalte in der Codematrix [c], welche orthogonal zu dem ersten Code ist. Der Modulator/Sender 16 gibt dann den modulierten Träger auf ein Zufuhrverbindungskoaxialkabel 22 aus, welches mit einem anderen Eingang des Summierers 20 gekoppelt ist. Das heißt, der Modulator/Sender 16 führt die Multiplikation des zweiten Elements des Informationsvektors [b] mal dem geeigneten Element der zweiten Spalte der Codematrix [c] aus, d.h. dem Code #2.
  • Die Wirkung der Multiplikationen durch die Modulator/Sender 12 und 16 ist es, die Energie von jedem Bit oder Symbol, das zu übertragen ist, über die Zeit durch Multiplikation von jedem Bit in dem Informationsvektor durch die mehreren Codeelemente in der geeigneten Spalte der Codematrix [c] zu verteilen.
  • Des Weiteren, da die Symbole von dem Rahmenspeicher „über die Zeit" gelesen werden, sind die einzelnen Bits in den TDMA-Strömen auf dem Zeitgebiet auf den Bussen 10 und 14 nicht in kontinuierlicher zeitlicher Beziehung in den Symbolen übertragen, welche in den Matrixmultiplikationen verwendet werden, um die auf dem Codegebiet auf Koaxial-/Faserdatenpfaden 18, 22 und 24 übertragenen Daten zu erzeugen. Diese Form eines Verteilens der Spektrumsmodulation macht das System weniger anfällig für Ausbrüche oder eine Impuls-Rausch-Interferenz, welche negativ die Zeitschlitze in den TDMA-Strömen beeinträchtigt. Das Verwenden von orthogonalen Codes stellt einen gleichzeitigen, mehrfachen Zugang derart bereit, dass mehrere digitale Kanäle gleichzeitig über einen geteilten Datenpfad übertragen werden können, und minimiert das Nebensprechen zwischen digitalen Kanälen insbesondere dort, wo eine richtige Rahmenzeitausrich tung unter mehreren Abonnenten verwendet wird. Um dieses Modulationsschema zu implementieren, verwendet jeder der Modulator/Sender 12 und 16 die Teilergebnisse der Multiplikation [b] × [c], d.h. ein Element von dem [b] Vektor mal dem passenden Element einer Spalte der [c] Matrix, um ein Trägersignal zu modulieren, das darin erzeugt wird, um die RF-Signale zu erzeugen, welche durch den Summierer 20 summiert werden und an den Kopfendeempfänger 26 auf Koaxialverbindungen 18 und 22 übertragen werden.
  • Als ein spezielles Beispiel zum Darstellen, wie der Informationsvektor durch die Codematrix in dem Sender/Modulatoren multipliziert wird, wird darum gebeten, sich auf das Folgende zu beziehen. In der hypothetischen Annahme nehme man an, dass der Code #1 für den Nutzer 1 [1, 1] ist und dass der Code #2 für den Nutzer 2 [1, –1] ist, wie in der 3B dargestellt. Somit wird die erste Spalte der Codematrix 1√2 sein und 1√2 von oben nach unten, und eine zweite Spalte der Codematrix wird 1√2 sein und –1√2 von oben nach unten, alles, wie es in der 3C gezeigt ist. Es sei angemerkt, dass jedes Codeelement in dieser Ausführungsform durch √2 geteilt wird aus Gründen, welche unten beschrieben werden.
  • Auch wird angenommen, dass der Nutzer 1 einen Kanal nachgefragt und empfangen hat, welcher als Kanal #1 bezeichnet wird, von einer Kopfendezuteilungsschaltung (nicht gezeigt) und es wünscht, ein +1 während einem ersten Rahmen von Daten auf einem Übertragungsmedium 24 zu übertragen. Auch wird angenommen, dass der Nutzer 2 einen Kanal nachgefragt und empfangen hat, um Daten zu übertragen, und dass der Kanal als Kanal #2 bezeichnet ist, und es wird angenommen, dass der Nutzer 2 es wünscht, ein –1 während dem ersten Rahmen zu übertragen. In solch einem Fall ist der Informationsvektor [b] für den ersten Rahmen von zu übertragenden Daten [1, –1] bei dem ersten Element 1, welches die Zahl darstellt, welche der erste Nutzer während dem ersten Rahmen auf Kanal 1 senden möchte, und das zweite Element –1, welches die Zahl darstellt, welche der zweite Nutzer während dem ersten Rahmen auf Kanal #2 senden möchte. Diese Konzepte sind alle durch die 3D und 3E dargestellt.
  • Die Multiplikation des Informationsvektors [b] mal der Codematrix [c] ergibt einen Ergebnisvektor R für die Übertragung von [0, 2/√2]. Diese Multiplikation wird durchgeführt durch Multiplizieren des Informationsvektors [1, –1] mal der ersten Spalte der Matrix und Summieren der beiden Produkte 1/√2 und –1/√2, um 0 als das erste Element des Ergebnisvektors hervorzubringen. Als nächstes wird der Informationsvektor [1, –1] mit der zweiten Spalte der Codematrix multipliziert, um zwei Teilproduktergebnisse von 1/√2 und 1/√2 hervorzubringen. Diese beiden Teilproduktergebnisse werden durch den Summierer 20 summiert, um das zweite Element in der Ergebnismatrix, 2/√2 hervorzubringen, wie dies alles in der 3F gezeigt ist. Daher wird der Modulator/Sender 12 den Träger zu einer Amplitude oder Frequenz modulieren, welche den Level 0 des ersten Elements des Ergebnisvektors R = [0, 2/√2] in einem ersten Zeitpunkt modulieren, und den so modulierten Träger auf einer koaxialen Verbindung 18 während dem ersten Zeitpunkt antreiben. Auf ähnliche Art und Weise wird der Modulator/Sender 16 den Träger auf einer Amplitude oder Frequenz modulieren, welche den Level 2/√2 des zweiten Elements des Ergebnisvektors R während einem zweiten Zeitpunkt darstellt, und den so modulierten Träger auf einer koaxialen Verbindung 22 als das kombinierte Signal antreiben, welches die Daten von den Kanälen #1 und #2 gleichzeitig über das geteilte Übertragungsmedium 24 transportiert.
  • Das geteilte Übertragungsmedium 24 kann jedes metallische oder faseroptische Medium, terrestrische Mikrowellenverbindung oder Satelliten-/Mobilverbindung sein. Eine geeignete Schnittstellenschaltung ist zum Setzen des Ergebnissignals, welches durch den Vektor [0, 2/√2] dargestellt ist, auf das einzelne Übertragungsmedium bekannt und für die Erfindung nicht kritisch.
  • Die Multiplikation [b] × [c] wird durch die beiden Codemodulator/Sender 12 und 16 ausgeführt, wobei jeder einen Teil der Multiplikation durchführt. Der Modulator 12 multipliziert das erste Element des Informationsvektors [b] von dem Abonnenten #1 mal den Elementen in der ersten Reihe der Codematrix und gibt die sich ergebenden Teilprodukte während zwei aufeinanderfolgenden Intervallen auf der Leitung 18 aus, die mit der Eingabe des Summierers 20 gekoppelt ist. Auf ähnliche Art und Weise multipliziert der Code-#2-Modulator 16 das zweite Element des Informationsvektors [b] von dem Abonnenten #2 mal den beiden Elementen in der zweiten Reihe der Codematrix [c] und gibt die sich ergebenden beiden Teilprodukte auf der Leitung 22 zu dem Summierer 20 während der gleichen beiden aufeinanderfolgenden Intervalle, die durch den Modulator 12 verwendet werden, aus. Die durch den Modulator/Sender 12 und 16 während dem ersten der beiden aufeinanderfolgenden Intervalle ausgegebenen Signale werden durch den Summierer 20 summiert und auf dem Koaxialkabel 24 als die erste Komponente, 0, des Ergebnisvektors R = [0, 2/√2] ausgegeben. Die Signale, welche durch den Modulator/Sender 12 und 16 während dem zweiten der beiden aufeinanderfolgenden Intervalle ausgegeben werden, werden durch den Summierer 20 summiert und auf dem Koaxialkabel 24 als die zweite Komponente, 2/√2, des Ergebnisvektors [0, 2/√2] ausgegeben.
  • Aus Gründen der Einfachheit ist in der 1 kein Modulator gezeigt, der den Ergebnisvektor nimmt und ihn zum Modulieren der Amplitude, Phase oder Frequenz (oder einige Kombinationen von diesen) eines Funkfrequenzträgers verwendet, welcher dann in das geteilte Übertragungsmedium 24 für die Übertragung des Kopfendes eingegeben wird.
  • Um den ursprünglichen Informationsvektor [b] auf der Empfängerseite der Transaktion wiederzugewinnen, multiplizieren die Empfänger die empfangenen Signale mal der transponierten Codematrix [cT] in einer Art und Weise, um den Kodiervorgang umzukehren. Um die transponierte Matrix abzuleiten, werden die Spalten der Codematrix [c] die Reihen bzw. Zeilen der transponierten Matrix [cT]. In dem vorliegenden hypothetischen Beispiel wird die transponierte Matrix [1/√2, 1/√2] als die erste Reihe entsprechend der ersten Spalte der Codematrix [c] haben. Die zweite Reihe der transponierten Matrix wird [1/√2, –1/√2] sein entsprechend der zweiten Spalte der Codematrix [c], wie es in der 3G gezeigt ist. Somit ist in dem vorliegenden Beispiel die transponierte Matrix [cT] tatsächlich identisch zu der Codematrix [c]. Das Ergebnis der Multiplikation des Ergebnisvektors R = [0, 2/√2], welches das Signal auf dem Koaxialkabel 24 darstellt, mal der ersten Spalte der transponierten Matrix ist 0 + 2/2 = 1 für das erste Element des wiedergewonnenen Informationsvektors [b]. Das Ergebnis der Multiplikation des Ergebnisvektors [0, 2/√2] mal der zweiten Spalte der transponierten Matrix ist 0 + (–2/2) = –1 für das zweite Element des wiedergewonnenen Informationsvektors [b]. Der sich ergebende wiedergewonnene Informationsvektor [b] ist [1, –1].
  • Bei der bevorzugten Ausführungsform wird ein Normalisierungsfaktor gleich zu der Quadratwurzel der Anzahl von separaten in Benutzung sich befindenden Codes verwendet bei beiden Seiten, der Sendeseite und der Empfangsseite, als ein Nenner für jedes Codematrixelement und als ein Nenner für jedes Element der transponierten Matrix. Dies ermöglicht die Wiedergewinnung durch die Empfänger von einem Informationsvektor [b], welcher Elemente aufweist, die gleich zu den Originaldaten sind, die durch den Nutzer erzeugt sind. Bei dem Beispiel der 3B bis 3G wird jedes der Elemente in der Codematrix [c] (und folglich seiner transponierten Matrix [cT]) durch diesen Normalisierungsfaktor √2 geteilt.
  • Zurückkehrend auf die Diskussion der 1 ist ein Koaxialkabel 24 mit einem Kopfendeempfänger 26 gekoppelt. An dem Kopfendeempfänger wird das Signal auf dem Kabel 24 auf separate Koaxialkabelverbindungen 28 und 30 aufgespalten, von denen jede mit einem Empfänger gekoppelt ist, wovon die Empfänger 32 und 38 typisch sind. Die Funktion der Empfänger ist es, die empfangenen Signale zu demodulieren, um die Elemente des Ergebnisvektors abzuleiten, welche als Modulationsfaktoren verwendet wurden, und diese Ergebnisvektorelemente mal den Spalten der transponierten Matrix [cT] zu multiplizieren, um den Informationsvektor [b], der ursprünglich übertragen wurde, wiederzugewinnen. Um diese Funktion zu erreichen, ist die Verbindung 28 mit dem Analogeingang eines Empfängers 32 gekoppelt, welcher aus einem Multiplizierer 34 und einem Integrator 36 zusammengesetzt ist.
  • Aus Gründen der Einfachheit nicht gezeigt ist ein Demodulator/Diskriminator, welcher die Amplituden-, Phasen- oder Frequenzvariationen (oder einige Kombinationen der beiden) der eingehenden RF-Signale, die von dem Koaxialkabel/optischen Faserdatenpfad 24 empfangen werden, in analoge Signale konvertiert, welche die Ergebnisvektorelemente darstellen, welche mit den analogen Eingängen der Multiplizierer 34 und 40 gekoppelt sind.
  • Der Multiplizierer 34 empfängt als eine Eingabe das demodulierte, analoge Signal auf der Verbindung 28 und als eine andere Eingabe auf der Leitung 35 ein analoges Signal, welches die Elemente in der Spalte 1 der transponierten Matrix [cT] darstellt.
  • Auf ähnliche Weise ist die Verbindung 30 und der Demodulator/Diskriminator (nicht gezeigt) mit einem Empfänger 38 gekoppelt, welcher aus einem Multiplizierer 40 und einem Integrator 42 besteht. Der Multiplizierer 40 hat als einen Eingang das analoge, demodulierte Signal von der Verbindung 30 und hat als einen anderen Eingang ein Signal auf Leitung 37, welches die Elemente der Spalte 2 der transponierten Matrix [cT] darstellt.
  • Der Multiplizierer 34 multipliziert die Signale auf der Verbindung 28 während einem ersten Zeitintervall mal den ersten Spaltenelementen der ersten Spalte der transponierten Matrix und gibt das Ergebnis auf der Leitung 44 an den Summierungseingang des Integrators 36 aus. Während einem zweiten Zeitintervall, wenn das zweite Element des Ergebnisvektors [0, 2/√2] ankommt, multipliziert der Multiplizierer 34 das zweite Element davon, 212, mal dem zweiten Element in der ersten Spalte der transponierten Matrix [cT] und gibt das Teilproduktergebnis auf der Leitung 44 auf den Summeneingang des Integrators 36 aus. Der Integrator 36 summiert die beiden Teilprodukte von dem ersten und dem zweiten Zeitintervall und gibt die Summe auf der Leitung 46 als das erste Element, 1, des wiedergewonnenen Informationsvektors [b] aus.
  • Auf ähnliche Art und Weise multipliziert der Multiplizierer 40 die Signale auf der Leitung 30 während einem ersten Zeitintervall, wenn das erste Element, 0, des Ergebnisvektors [0, 2/√2] ankommt, mal dem ersten Element der zweiten Spalte der transponierten Matrix [cT], welches auf der Leitung 37 ankommt. Das sich ergebende Teilprodukt wird auf der Leitung 48 an die Eingabe des Integrators 42 ausgegeben. Während dem zweiten Zeitintervall, wenn das zweite Element 2/√2 des Ergebnisvektors [0, 2/√2] auf der Koaxialverbindung 30 ankommt, multipliziert der Multiplizierer 40 dieses zweite Element mal dem zweiten Element der zweiten Spalte der transponierten Matrix. Das sich ergebende Teilprodukt während dem zweiten Zeitintervall wird auf der Leitung 48 an den Integrator 42 ausgegeben. Der Integrator summiert die beiden Teilproduktergebnisse auf der Leitung 48 über die Zeit und gibt das Ergebnis auf der Leitung 50 als das zweite Element, –1, des wiedergewonnenen Informationsvektors [b] aus. Der Informationsvektor [b] kann dann in seine Komponenten auseinandergenommen werden, so dass die TDMA-Datenströme, von welchen die Daten zum Zusammensetzen des Informationsvektors genommen wurden, bei dem Empfängerende der Transaktion wiedererzeugt werden können.
  • Fachleuten wird bewusst sein, dass der erste und der zweite Leiter auch dem Transportieren von verschiedenen Datenströmen zugewiesen werden können, die auf unterschiedlichen Kanälen gesendet wurden, von denen beide von dem gleichen Abonnenten her stammen.
  • Im Verlaufe dieses Beispiels wurden die Leiter des Verteilungssystems als Koaxialkabel bezeichnet. Fachleuten wird bewusst sein, dass mit geeigneten Einstellungen der Betriebsfrequenzen und der Hinzufügung von geeigneter Sende- und Empfangsschaltung eine oder mehrere der verschiedenen Koaxialkabelverbindungen, welche hier beschrieben sind, optische Faserkabel, Kurzwellenverbindungen, Funkfrequenzverbindungen etc. sein können, da das Übertragungsmedium für die Erfindung nicht kritisch ist.
  • Verwendung von zyklischen Codes in Codeteilungsmehrfachzugang für eine bessere Leistung
  • Bei der bevorzugten Ausführungsform sind die orthogonalen Codes, welche in dem Modulator/Sendern verwendet werden, zyklische Codes. Bei zyklischen orthogonalen Codes sind alle verwendeten Codes von der gleichen Zahlensequenz, jedoch ist jeder Code um eine oder mehr Bitpositionen von dem vorhergehenden Code verstellt. Obwohl jeder Satz an orthogonalen Codes zum Implementieren der Erfindung funktionieren wird, vereinfachen die zyklischen orthogonalen Codes die Implementierungsfragen durch Reduzieren des Speicherbetrags, der zum Speichern der Codes benötigt wird.
  • Fachleuten wird bewusst sein, dass jeder Abonnentensender mehrere Kanäle an digitalen Daten übertragen kann und dass die Matrixmultiplikation und Summierungsoperationen, welche oben beschrieben wurden, mit digitalen Schaltungen ausgeführt werden können, wie z.B. geeignet programmierten Mikroprozessoren.
  • In einer alternativen Ausführungsform werden die separaten Ströme an digitalen Daten unter Verwenden von Verteilspektrumfrequenzsprungtechniken übertragen. Bei dieser Ausführungsform wird ein erster Strom an digitalen Daten von einem Ende zu dem anderen übertragen unter Verwenden eines Trägers, der in der Frequenz in Übereinstimmung mit einer ersten vorherbestimmten kodierten Sequenz springt. Auf ähnliche Art und Weise wird der zweite Strom an digitalen Daten auf einem Träger übertragen, der in der Frequenz springt in Übereinstimmung mit einer zweiten vorherbestimmten Sequenz. Bei dieser Ausführungsform empfangen die Sender/Modulatoren Codesequenzeingaben, welche die Frequenz eines Oszillators steuern, der eine Trägerfrequenz erzeugt. Die Codes, welche die Frequenz der Sender für die verschiedenen Kanäle steuern, sind orthogonal. Der Empfänger für den Kanal 1 empfängt die gleiche Codesequenz, welche dem Sender für den Kanal 1 zugeführt wurde. Diese Codesequenz steuert die Frequenz auf einem lokalen Schlagfrequenzoszillator für den Empfänger 1 und wird mit der Codesequenz, welche dem Sender für den Kanal 1 zugeführt wurde, synchronisiert. Auf ähnliche Art und Weise empfängt der Empfänger für den Kanal 2 eine Codesequenz, die orthogonal zu der Codesequenz für den Empfänger des Kanals 1 ist, und steuert den Schlagfrequenzoszillator des Empfängers für den Kanal 2, um Synchronsprünge in der lokalen Oszillatorfrequenz zu erzeugen, welche den Sprüngen in der Frequenz des Trägers für den Sender für den Kanal 2 folgen.
  • Synchrone CDMA: Der Ausrichtungs-/Aufstellungsprozess zum Erreichen der Rahmensynchronisation
  • Die Ausrichtung ist ein wichtiger Aspekt für den optimalen Betrieb des Systems der Gattung, welche durch die 1 dargestellt ist, mit minimalem Nebensprechen zwischen den Kanälen. Bei dem System der 1 sind die Zeitschlitze in den TDMA-Strömen auf den Leitungen 10 und 14 die Kanäle. Die digitalen Daten in jedem Zeitschlitz in den TDMA-Strömen auf den Leitungen 10 und 14 sind Daten, welche auf dem Kanal übertragen werden. Die digitalen Daten in den TDMA-Strömen werden wieder angeordnet in Symbole, wie es oben kurz beschrieben ist, und werden in Rahmen übertragen mit drei Symbolen plus einem Sicherheitsband oder -lücke pro Rahmen. Das Sicherheitsband oder -lücke ist für die Übertragung von Ausrichtungs-Barker-Codes reserviert, und keine anderen Daten dürfen während den Lücken übertragen werden.
  • Das Konzept der Ausrichtung ist es, variable Verzögerungen einzustellen, welche auf die Seite von jedem Sender vor dem Übertragen eines Barker-Codes auferlegt werden, um so unterschiedliche Ausbreitungsverzögerungen von jeder Senderstelle derart zu kompensieren, so dass der Barker-Code von jedem Abonnentensender, welcher auszurichten versucht, an dem Kopfendeempfänger während der gleichen Lücke ankommt. Wenn die variablen Verzögerungen bei jedem Abonnentensender richtig eingestellt sind, wird jeder Abonnent als in Ausrichtung bezeichnet werden, so dass die Signale, welche die Symbole kodieren, die gleichzei tig auf dem geteilten Datenpfad 24 übertragen werden, allesamt mit der gleichen Rahmenzeitplanung übertragen werden.
  • Die Ausrichtung ist wichtig, um eine reine Orthogonalität zu erhalten, um null Nebensprechen zu erhalten. Wenn die Sender nicht perfekt ausgerichtet sind, können die übertragenen Signale immer noch wiedergewonnen werden, jedoch gibt es etwas Nebensprechen zwischen den Kanälen, welches die Kapazität des Systems, Information zu transportieren, begrenzt.
  • Dieser Prozess eines Ausrichtens von allen Verzögerungsschaltungen in den Sendern wird hier manchmal alternativ als Aufstellen bezeichnet und ist breit anwendbar auf andere Arten von Mehrfachzugangsdigitaldatenübertragungssystemen, welche auch an den verschiedenen Ausbreitungszeiten von verschiedenen Senderstellen leiden, wie z.B. Zeitteilungsmehrfachzugangssysteme, die einen Teil des oben diskutierten Standes der Technik bilden.
  • Bezugnehmend auf die 4A ist dort ein Diagramm der typischen Rahmenstruktur gezeigt. Bei der bevorzugten Ausführungsform besteht jeder Rahmen aus drei Symbolen von 144 Chips jeder und einer Lücke oder Sicherheitsband bestehend aus 16 Chips für insgesamt 448 Chips, von denen jeder 278 Nanosekunden Dauer aufweist. Der Chip ist die Basiszeiteinheit in dem „Codegebiet", wobei Codegebiet sich auf die Signale bezieht, welche sich über das geteilte Medium ausbreiten. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist jeder Chip ein QAM-moduliertes Element eines Ergebnisvektors, wobei der Ergebnisvektor aus einer gleichen Anzahl von Elementen zu der Nummer von Zeitschlitzen besteht und das Ergebnis von der Codeteilungsverteilung der Elemente eines Informationsvektors ist, der aus den Bits von jedem Kanal oder Zeitschlitz konstruiert ist. Bei der bevorzugten Ausführungsform empfängt jeder Empfänger einen TDMA-seriellen Bitstrom, der aus 144 einzelnen Zeitschlitzen oder Kanälen besteht, von denen jeder 8 Bits enthält. Zu diesen 8 Bits wird ein 9tes in der bevorzugten Ausführungsform hinzugefügt, welches für Seitenkanalgespräche mit der CU verwendet werden kann, die nicht mit den von der externen Vorrichtung empfangenen Daten in Beziehung stehen. Diese 9 Bits werden in drei Tribits von 3 Bit pro Stück unterteilt. Eine Sammlung von 144 dieser Tribits ist in einem Rahmenspeicher gespeichert, und bei einigen Arten innerhalb der erfindungsgemäßen Gattung werden diese 144 Tribits der Informationsvektor sein, welcher durch die Codematrix multipliziert wird, um einen Ergebnisvektor zu erzeugen, der 144 Elemente aufweist. Diese 144 Ergebnisvektorelemente werden QAM-moduliert, um die 144 Chips zu erzeugen, die als ein Symbol übertragen werden. Dieser Prozess wird für jedes der drei Tribits von jedem Zeitschlitz wiederholt, wobei sich dadurch die Übertragung von drei Symbolen in jedem Rahmen ergibt. Bei der bevorzugten Ausführungsform jedoch ist jedes Tribit mit einem oder mehreren redundanten Bits basierend auf den drei Bits und dem Zustand dieser gleichen drei Bits von dem gleichen Zeitschlitz während dem letzten Rahmen kodiert. Das (die) redundante(n) Bit(s) wird (werden) berechnet, um einem Viterbi-Dekodierer in einem Empfänger in der Zentraleinheit zu helfen, mit einem höheren Grad an Genauigkeit von den empfangenen Signalen, welche durch Mediumbeeinträchtigungen beschädigt worden sind, festzustellen, welche Bits ursprünglich als jedes Tribit vorhanden waren. Einige Arten innerhalb der erfindungsgemäßen Gattung können die Hinzufügung der redundanten Bits und des Viterbi-Dekodierers weglassen, und viele Vorteile innerhalb der Gattung der Erfindung werden dennoch vorhanden sein, obwohl sich eine höhere Bitfehlerrate ergeben wird.
  • Ein Fachmann wird verstehen, dass die Konstruktion des Informationsvektors, welcher zum Erzeugen jedes Symbols verwendet wird durch Nehmen von lediglich einigen der Bits von jedem Zeitschlitz, die Daten von jedem Zeitschlitz über die Zeit verteilt. Dies macht die Daten weniger anfällig gegen einen Rauschausbruch. Das Codeteilungsmultiplexen erlaubt es mehreren Kanälen von digitalen Daten, gleichzeitig in einem 6-mHz-Kanal ohne Interferenzen zwischen den Kanälen übertragen zu werden. Zusätzlich kann das Frequenzteilungsmultiplexen verwendet werden, um sogar mehr Kanäle von digitalen Daten über die 144 Kanäle und darüber hinaus zu übertragen, welche in dem ersten 6-mHz-Kanal übertra gen werden. In anderen Worten können weitere 144 verschiedene TDMA-Digitalkanäle codeteilungsgemultiplext werden und gleichzeitig mit den ersten 144 digitalen Kanälen, jedoch auf einem zweiten 6-mHz-Kanal, übertragen werden. Dieser zweite 6-mHz-Kanal weist eine andere Mittelfrequenz als der erste 6-mHz-Kanal auf, welche von der Frequenzmitte des ersten 6-mHz-Kanals ausreichend getrennt ist, um damit nicht in Konflikt zu geraten. Beide, der erste und der zweite 6-mHz-Kanal, haben Mittelfrequenzen, welche ausreichend weit von den Mittelfrequenzen des Kabelfernsehprogramms getrennt sind, welches das gleiche Medium teilt, um damit nicht in Konflikt zu geraten. Bei alternativen Ausführungsformen kann dieses Schema mit jeder Anzahl von Symbolen größer als 1 oder mit lediglich einem Symbol repliziert werden, wenn die Immunität gegenüber einem Rauschausbruch nicht wichtig ist.
  • In der 4A sind die drei Symbole des Rahmens Fn durch Blöcke 62, 64 und 66 symbolisiert. Die Lücke oder das Sicherheitsband ist durch die Blöcke 60 und 71 symbolisiert. Es gibt ein Sicherheitsband, welches zu jedem Rahmen gehört. Das Sicherheitsband 71 (manchmal hier als die Lücke bezeichnet) wird für die Synchronisation und für Ausgleichszwecke für den Rahmen verwendet, der aus den Symbolen 62, 64, 66 und dem Sicherheitsband 71 besteht. Die Symbole transportieren die Information für die verschiedenen Kanäle von digitalen Daten, welche den Abonnenten bereitgestellt werden. Die Rahmenperiode ist 125 Mikrosekunden. Die Rahmendatennutzlast sind 128 Kanäle mal 72 Kilobits pro Sekunde pro Kanal plus 16 Steuer- und Verwaltungskanäle, von denen jeder eine Datenrate von 72 Kilobits pro Sekunde für die Verwaltungs- und Steuerungsinformation aufweist.
  • Im Folgenden wird jeder Abonnentensender als eine entfernte Einheit oder RU bezeichnet werden, und die Zentraleinheit oder das Kopfende wird als die CU bezeichnet werden.
  • Der Synchronisationsprozess ist der Prozess, in welchem jede RU „trainiert" wird, d.h. sie weist eine variable Verzögerung in ihrem Sender auf, die unter Verwenden eines Feedbacks von der CU auf einem der Verwaltungs- und Steuerungskanäle gesetzt ist, so dass der übertragene Rahmen von jeder RU bei der CU zur gleichen Zeit ankommt. Die Ausrichtung aller Rahmen von allen RUs ergibt den Beginn der Lücke 60 für jeden Rahmen von jeder RU, welche gleichzeitig an der Stelle der CU auftritt, unabhängig von unterschiedlichen Ausbreitungsverzögerungen von den verschiednen RUs zu der CU. In der 4A nimmt die Zeit nach rechts zu. Daher ist der Beginn des Sicherheitsbands 60 an dem Punkt 61 angeordnet.
  • Ausrichtung von jedem digitalen Datensystem, welches Datenbits sendet, die als Rahmen gesammelt sind
  • Bezugnehmend auf die 4B ist dort ein symbolisches Diagramm gezeigt, welches die Konzepte darstellt, die an der Ausrichtung beteiligt sind. In der 4B stellen Punkte, welche zunehmend positive Koordinaten entlang der y-Achse beginnend von dem Ursprung bei 100 aufweisen, die zunehmende Zeit dar. Die Punkte entlang der x-Achse nach rechts vom Ursprung stellen den zunehmenden Abstand von der Zentraleinheit dar, welche an der Position 70 bezeichnet ist. Die Zeit 100 stellt den Beginn des Symbols 62 in der 4A an der CU dar. Die Lücke 71 an dem Ende der Symbole wird für die Ausrichtung verwendet werden, und das Ende der Lücke 71 wird als das Ende des Rahmens angenommen werden.
  • Der Ausrichtprozess wird asynchron von jeder RU gestartet, die nötig ist, sich auszurichten. Die Zentraleinheit überträgt einen Barker-Code während jedem Rahmen bei der gleichen Zeit in dem Rahmen. Dieser Barker-Code wird von jeder entfernten Einheit zu einer verschiedenen Zeit empfangen aufgrund der verschiedenen Ausbreitungsverzögerungen, jedoch was jede einzelne RU betrifft, wird der Barker-Code immer bei der gleichen Zeit während jedem Rahmen empfangen, bis die CU ihre Verzögerung ändert (ein Konzept, welches mehr im Detail unten be schrieben wird). Der Barker-Code stellt einen Auslöser für jede RU dar, die auszurichten versucht, und markiert die Empfangsrahmenzeitgebungsreferenz für die RU. Die Empfangszeit des Barker-Codes stellt den Start des variablen Verzögerungsintervalls dar, welches durch die RU während dem Ausrichtprozess eingestellt wird.
  • Die „Jeder-Rahmen"-Barker-Code-Übertragung der CU während dem in der 4B gezeigten Rahmen ist durch die Linie 80 dargestellt. Der Barker-Code wird bei der RU #1 an der Position 67 zu dem Zeitpunkt 72 empfangen. Der Barker-Code wird von der RU #2 an der Position 69 zu dem Zeitpunkt 74 empfangen. Der Ausrichtprozess ist ein Versuch- und Fehlerprozess zum Einstellen einer Verzögerung von der Zeit des Empfangs des Barker-Codes zu der Zeit der Übertragung des gleichen Barker-Codes durch jede RU in Richtung zurück zu der Zentraleinheit 70, bis die Verzögerung richtig eingestellt ist, so dass der wieder zurückübertragene Barker-Code an der CU während der Lücke ankommt. Der Vektor 68 stellt die richtige Verzögerungszeitplanung für die RU #1 an der Position 67 dar, so dass ihre Barker-Code-Übertragung 73 in der Mitte der Lücke 71 ankommt. Der gestrichelte Vektor 76 stellt eine unkorrekte Verzögerung dar, die eine Barker-Code-Übertragung, welche durch die gestrichelte Linie 78 dargestellt ist, von der RU #1 ergibt, welche manchmal während der Mitte des Symbols 66 ankommt, wobei dadurch die Lücke 71 verpasst wird. Diese Bedingung stellt eine nicht-korrekte Ausrichtung dar und kann in Nebensprechen resultieren.
  • Auf ähnliche Art und Weise verwendet die RU #2 an der Position 69 eine Nullverzögerung und sendet eine Barker-Code-Übertragung 82 unmittelbar beim Empfang der Barker-Code-Auslöseübertragung 80 von der CU 70 aus. Diese Barker-Code-Übertragung 82 von der RU #2 kommt auch während der Mitte der Lücke 71 an, wobei dadurch angegeben wird, dass die RU #1 und die RU #2 richtig ausgerichtet sind.
  • Die Ausricht-Barker-Code-Übertragungen sind üblicherweise kurze Ausbrüche, welche Energielevels haben, die ausreichend sind, um eine Erfassung während der Lücke 71 leicht zu machen, auch wenn die Lücke 71 ebenfalls zufällige Rauschenergie enthält.
  • Die Ausricht-Barker-Code-Übertragungen werden während der Lücke durch Ausführen einer korrelationsmathematischen Operation in dem CU-Empfänger erfasst zwischen dem Barker-Code, der übertragen wurde, und dem empfangenen Signal. Wenn das empfangene Signal der gleiche Barker-Code war wie der Barker-Code, der durch die CU übertragen wurde, wird die Korrelationsoperation ein Signal ausgeben, das eine Spitze in dem Zeitpunkt der maximalen Überlappung zwischen dem durch die CU übertragenen Barker-Code und dem empfangenen Signal aufweist. Der Zeitpunkt dieser Spitze gibt den Ausrichtungszustand der RU an, welche den Barker-Code übertragen hat, der in der Spitze resultiert. Da die Barker-Code-Übertragungen relativ kurz in der Dauer sind und ihre Amplituden nicht übermäßig hoch sind, wird das Ankommen von einer Barker-Code-Übertragung während der Mitte von einem Symbol im Allgemeinen keine Fehler in der Interpretation des Symbols 66 durch den CU-Empfänger verursachen. Jedes auf dem Codegebiet kodierte Symbol umfasst Fehlererfassungs- und Korrekturbits (ECC-Bits), so dass jeder Fehler, der auftritt, gewöhnlicherweise erfasst und korrigiert werden kann, wenn die Symbole wieder durch die Rahmenschaltung in dem Empfänger hergestellt werden. Daher wird, wenn die Barker-Code-Ausrichtübertragung zu einem Fehler führt, der Fehler gewöhnlicherweise innerhalb des Erfassungs- und Korrekturbereichs der ECC-Bits von jedem Symbol sein.
  • Bezugnehmend auf die 5 ist dort ein Diagramm ähnlich zu dem der 4B gezeigt, welches ein Problem darstellt, das auftritt, wenn das Netzwerk physisch ausgedehnt wird. Dies kann unter bestimmten Bedingungen auftreten, wie z.B. während der Hitze eines Sommernachmittags, wenn das physische Medium thermisch expandiert, wobei dadurch die Ausbreitungszeiten von Barker-Code- Signalen von der CU zu den RUs und von den RUs zurück zu der CU verändert werden. In dem gezeigten Beispiel überträgt die CU 70 den Barker-Code 96 im Zeitpunkt 100. Dieser Barker-Code erreicht die naheste RU, RU #1, an der Position 90 zum Zeitpunkt 72. Der gleiche Barker-Code erreicht die am weitesten entfernte RU, RU #128, welche an der Position 92 angeordnet ist, im Zeitpunkt 102. Die RU #1 verwendet eine Verzögerung, welche durch den Vektor 98 symbolisiert ist, und überträgt wieder den Barker-Code 108 beim Zeitpunkt 138. Diese Ausrichtübertragung trifft auf die Lücke 106 in dem Rahmen #1, wobei sie angibt, dass RU #1 richtig ausgerichtet ist.
  • Die RU #128 benutzt, wenn sie an der Position 92 angeordnet ist, keine Verzögerung und überträgt wieder unmittelbar die Barker-Code-Übertragung 109 im Zeitpunkt 102. Die Übertragung 109 kommt auch während der Lücke 106 an, wobei sie angibt, dass zumindest an der Position 92 die RU #128 richtig ausgerichtet ist.
  • Man nimmt nun an, dass das Netzwerk sich physisch ausdehnt, so dass die RU #128 sich selbst physisch an der Position 93 wiederfindet. Bei dieser Position empfängt die RU #128 die Barker-Code-Übertragung 96 von der CU in dem Zeitpunkt 103, und da die RU #128 schon die minimal mögliche Verzögerung für die Wiederübertragung von einem Ausrichtcode verwendet, wird die Ausrichtungsübertragung 110 auch in dem Zeitpunkt 103 übertragen. Jedoch, aufgrund der physischen Expansion des Netzwerks, erreicht die Ausrichtungsübertragung 110 die CU in einem Zeitpunkt 111, welcher nach dem Ende der Lücke 106 ist und manchmal in der Mitte des ersten Symbols vom Rahmen #2 ist.
  • Wenn eine RU die Lücke richtig trifft, wird sie authentifziert, d.h. identifiziert, und die CU sagt ihr, dass die Ausrichtung erreicht worden ist, wobei dadurch die RU dazu gebracht wird, das Einstellen ihrer Verzögerung durch Versuch und Fehler zu stoppen. Weil die RU #128 keinerlei Bestätigung von der CU empfängt, dass sie richtig ausgerichtet ist, beginnt sie mit dem Erhöhen ihres Verzögerungsvektors in einem Versuch- und Fehlerprozess. Nach einigen Inkrementierungen erreicht der Verzögerungsvektor letztendlich die durch den Vektor 112 dargestellte Vezögerung. Mit diesem Verzögerungsvektor wird eine Ausrichtungsübertragung 114 von der RU #128 im Zeitpunkt 113 übertragen, welche die Lücke 116 erreicht, die an dem Ende des Rahmens 2 angeordnet ist. Jedoch bedeutet dies, dass die RU #128 mit dem falschen Rahmen synchronisiert ist. Es ist für den richtigen Betrieb des Systems erforderlich, alle RUs auf die Lücke an dem Ende des gleichen Rahmens synchronisiert zu haben, in welchem die Barker-Code-Übertragung von der CU auftrat, welche die Ausrichtübertragungen der RUs ausgelöst hat. Wenn eine oder mehrere RUs sich zu der Lücke an dem Ende eines anderen Rahmens ausrichten, können die Ergebnisse desaströs im Hinblick auf Fehler sein, welche in dem CU-Empfänger erzeugt werden, und das Interpretieren von durch die RUs übertragenen Daten.
  • Bezugnehmend auf die 6 ist dort ein Diagramm ähnlich wie das der 5 gezeigt, welches die Lösung für dieses Fehlausrichtungsproblem darstellt, das bei der Diskussion der 5 dargestellt wurde. Bei dem Diagramm der 6 auferlegt die CU 70 eine Verzögerung, welche durch den Vektor 116 dargestellt ist, vor der Übertragung der Ausrichtungsauslöseübertragung 96 im Zeitpunkt 100. Die Barker-Code-Übertragung 96 kommt an der nahesten RU, der RU #1, an der Position 90 in dem Zeitpunkt 118 an. Der Zeitpunkt 118 stellt die Empfangsrahmenzeitplanung für die RU #1. auf. Die RU #1 auferlegt dann eine Verzögerung, welche durch den Vektor 122 dargestellt ist, und überträgt die gleiche Barker-Code-Ausrichtungsübertragung 124 im Zeitpunkt 123. Der Zeitpunkt 123 stellt die Übertragungsrahmenzeitreferenz für die RU #1 auf. Die Zeitverzögerung zwischen dem Zeitpunkt 118 und dem Zeitpunkt 123 ist vorhersagbar, da die CU ihre Barker-Code-Übertragung 96 im gleichen Zeitpunkt während jedem Rahmen überträgt, bis zu solch einem Zeitpunkt, wie es notwendig ist, die Zeitplanung der Übertragung 96 zu verändern, um alle RUs in Ausrichtung zu halten. In anderen Worten ist der Zeitpunkt des Empfangs der Barker-Code-Übertragung 96 für alle RUs vorhersagbar und wird ein periodisches Signal sein, welches einmal während jedem Rahmen auftritt. Die Ausrichtungsübertragung 124 von der RU #1 erreicht die Lücke 106 an dem Ende des Rahmens #1.
  • Die Ausrichtungsübertragung 96 von der CU erreicht die RU #128, die weiteste RU, im Zeitpunkt 120. Der Zeitpunkt 120 stellt die Empfangsrahmenzeitreferenz für die RU #128 auf, während sie an der Position 92 ist. Danach, im Zeitpunkt 125, überträgt die RU #128 die Ausrichtungsübertragung 128. Die Übertragung kommt während der Lücke 106 an dem Ende des ersten Rahmens an, wobei dadurch angegeben wird, dass die RU #128 richtig an dieser Position ausgerichtet ist.
  • Wie in dem Fall der RU #1 ist die Verzögerung zwischen den Zeitpunkten 120 und 125 für die RU #128 vorhersagbar.
  • Man nimmt nun an, dass das Netzwerk sich ausdehnt und die RU #128 sich selbst an der Position 94 befindet. In dieser Position kommt die CU-Ausrichtungsauslöseübertragung 96 in dem Zeitpunkt 127 an. Um ausgerichtet zu bleiben, wird die RU #128 ihren Verzögerungsvektor 126 auf null reduzieren und unmittelbar eine Ausrichtungsübertragung 130 wiederaussenden, welche den gleichen Barker-Code enthält, den sie empfangen hat. Die Übertragung 130 kommt während der Lücke 106 an, wobei dadurch angegeben wird, dass die RU #128 immer noch an ihrer neuen Position ausgerichtet ist durch Abschneiden ihres Verzögerungsvektors auf null.
  • Man nimmt nun an, dass sich das Netzwerk weiter ausdehnt, so dass die RU #128 sich an der Position 96 befindet. In dieser neuen Position würde die Ausrichtungsübertragung 96 von der CU im Zeitpunkt 129 ankommen. Mit einer Nullverzögerung durch die RU #128 würde die sich ergebende Ausrichtübertragung 131 im Zeitpunkt 133 gerade nach dem Ende der Lücke 106 ankommen, wobei dadurch angezeigt wird, dass die RU #128 aus der Ausrichtung durch die Ausdehnung des Netzwerks herausgenommen wurde. Die RU #128 würde dann fortfah ren, ihren Verzögerungsvektor einzustellen bzw. anzupassen, bis er auf die nächste Lücke ausgerichtet ist nachfolgend auf das Ende des Rahmens #2, wobei dadurch Fehler verursacht werden.
  • Um dies am Auftreten zu hindern, wird, wenn die CU herausfindet, dass eine RU, welche zuvor in Ausrichtung war, aufgrund der Netzwerkausdehnung aus der Ausrichtung herausgegangen ist, die CU ihre anfängliche Verzögerung von der durch den Vektor 116 dargestellten Verzögerung auf die durch den Vektor 132 dargestellte Verzögerung reduzieren. Mit diesem neuen Verzögerungsvektor wird eine Barker-Code-Ausrichtungsauslöseübertragung 135 im Zeitpunkt 137 übertragen werden. Diese Ausrichtungsauslöseübertragung 135 wird an der Position der RU #1 im Zeitpunkt 139 ankommen und wird eine neue Empfangsrahmenzeitreferenz aufstellen. Wenn die RU #1 ihren Verzögerungsvektor 122 nicht im Voraus einem der unten beschriebenen Mechanismen angepasst bzw. eingestellt hat, wird sie aus der Ausrichtung herausgehen. Sie kann dann in eine Wiederausrichtungsphase eintreten und wird letztlich durch Versuch und Fehler ihren Verzögerungsvektor auf das einstellen, was durch den gestrichelten Vektor 136 dargestellt ist. Nach einem solchen Einstellen ihrer Verzögerung wird die RU #1 eine Ausrichtungsübertragung 124 im Zeitpunkt 123 übertragen, um wieder eine Lücke 106 zu treffen, wobei sie dadurch wieder in Ausrichtung eintritt.
  • Die Ausrichtungsauslöseübertragung 135 von der CU kommt an der Position 96 der RU #128 im Zeitpunkt 141 an. Unter Verwenden eines Nullverzögerungsvektors überträgt die RU #128 ihre Ausrichtungsübertragung 134. Diese Ausrichtungsübertragung 134 kommt während der Lücke 106 an, wobei dadurch die RU #128 wieder in Ausrichtung gesetzt wird.
  • Die 6 zeigt einen Ausrichtungsprozess, in welchem die Ausrichtung auf die Lücke an dem Ende des ersten Rahmens ist, in welchem das Ausrichtungsauslösesignal 96 übertragen wird. Bei den Systemen im echten Leben wird dies nicht praktikabel sein, somit wird der Ausrichtungsprozess auf die Lücke ausgeführt werden, welche um einige ganze Zahlen von Rahmen in der Zukunft nachfolgt. Der mathematische Ausdruck, welcher diese Beziehung definiert, ist in der Gleichung (1) unten gegeben: TTA = Tcu + Tru + 2 × Tp = konstant = n × TF (1)wobei
    • TTA
    = die gesamte Bearbeitungszeit von der CU zu der weitesten RU;
    Tcu
    = die Verzögerung, welche durch die CU auferlegt ist, dargestellt durch den Vektor 116 in der 6;
    Tru
    = die Verzögerung, welche durch die weiteste RU auferlegt wird, dargestellt durch den Vektor 126 in der 6 (auch als Tfar bezeichnet);
    2 × Tp
    = zweimal die Ausbreitungsverzögerung Tp von der CU zu der weitesten RU; und
    n × TF
    = ein Mehrfaches einer ganzen Zahl von dem Rahmenintervall TF
  • Selbstverständlich gibt es, wenn sich das Netzwerk ausdehnt, eine gewisse zusätzliche Verzögerung in den Ausbreitungsverzögerungen, welche als Tu bezeichnet werden, für die Ungewissheit dieser zusätzlichen Ausbreitungsverzögerung. Daher werden drei zusätzliche Erfordernisse auferlegt mit Bezug auf wie viel Verzögerung die CU und die RUs aufzuerlegen fähig sein müssen. Diese zusätzlichen Erfordernisse werden unten in den Gleichungen (2), (3) und (4) gegeben: Tcu = [Td + Tu]moduloTF (1)wobei
    • Td
    = die Spanne des Netzwerks, d.h. gleich zu der Menge [TTA2 – TTA1], wobei TTA2 gleich der gesamten Bearbeitungsausbreitungszeit für ein Signal ist, um sich von der CU zu der weitesten RU und zurück auszubreiten, und TTA1 gleich der gesamten Bearbeitungsausbreitungszeit für ein Signal ist, um sich von der CU zu der nahesten RU und zurück auszubreiten; und
    moduloTF
    = der Rest von [Td + Tu] geteilt durch TF.
    Tfar > Tu (3)wobei
    Tfar
    = die kleinstmögliche Tru von der weitesten RU und gleich ist zu der geringsten RU-Verzögerung, welche durch die weiteste RU auferlegt werden kann;
    Tnear < TF – Tu (4)wobei
    Tnear
    = die maximal mögliche Tru von der nahesten RU.
  • Was all dies in praktischer Hinsicht bedeutet, ist, dass zum Aufstellen der Verzögerungen in dem Netzwerk, so dass alle RUs ausgerichtet sind, die folgenden Schritte vorzunehmen sind, und die Beschränkungen auf mögliche Verzögerungen, welche durch die CU und die RUs auferlegt sind, gegeben in den Gleichungen (1) bis (3), so auferlegt werden, dass alle RUs sich mit der gleichen Lücke ausrichten. Das praktische Netzwerk, welches durch die folgende Prozedur auszurichten ist, weist eine CU auf, die durch eine faseroptische Stammleitung mit einem optischen Knoten gekoppelt ist. Der optische Knoten ist draußen in dem Gebiet angeordnet, welches zu bedienen ist, und kann mit so vielen wie 2000 Haushalten oder 2000 individuellen koaxialen Verbindungen gekoppelt werden. Um solch ein Netzwerk auszurichten, würde Schritt 1 sein, eine RU zu der Position des optischen Knotens zu bringen und seine Verzögerung auf Tnear = TF – Tu zu fixieren. Mit dieser Verzögerung würde die naheste RU keinerlei Lücke treffen, außer durch reines Glück. Nimmt man an, dass die naheste RU nicht die Lücke mit dieser Verzögerung trifft, würde der zweite Schritt sein, die Verzögerung der CU einzustellen, bis die naheste RU eine Lücke trifft. Wenn dies eintritt, würde die Bedingung Tcu = [Td + Tu] modulo TF wahr sein, was bedeutet, dass die CU die Ungewissheit des Ausbreitungsverzögerungsinkrements richtig auf Td kompensiert hat, das durch die Netzwerkausdehnung verursacht ist.
  • Aufstellungsprozess
  • Bezugnehmend auf die 7, welche aus den 7A, 7B und 7C besteht, ist dort ein Flussdiagramm für den allgemeinen Ausricht-/Aufstellungsprozess gezeigt, welcher beim Trainieren aller RUs verwendet wird, um ihre Übertragungsrahmenzeitverzögerungen Td richtig derart einzustellen, dass jeder durch eine RU übertragene Rahmen an der CU bei dem gleichen Zeitpunkt wie alle anderen von anderen RUs übertragene Rahmen ankommen wird trotz unterschiedlicher Ausbreitungszeiten. Eines der einzigartigen Merkmale des Aufstellungsprozesses, der hier beschrieben ist, ist, dass die RU den Aufstellungsprozess durchführt und die CU mehr oder weniger passiv ist, was im Gegensatz zum Stand der Technik ist.
  • Im Allgemeinen stellt in dem Zeitpunkt des Einschaltens einer RU die RU zunächst ihren AGC-Level ein, um die dynamische Rate ihres Analog-zu-digital-Konvertierers vollständig zu verwenden. Als nächstes führt die RU eine Rahmenerfassung durch, um zu bestimmen, wann die Lücken in der CU-Ausstrahlung sind, durch Ausführen von Korrelationen in dem RU-Empfängerrahmendetektor, der nach bekannten Barker-Codes schaut, welche die CU während jeder Lücke überträgt. Wenn einmal die Lücke lokalisiert ist, setzt der Rahmendetektor den Zeitbasisgenerator, um sich auf diese empfangene Rahmenzeitreferenz zu synchronisieren. Als nächstes führt die RU eine Chip-Taktsynchronisation und eine Trägerwiedergewinnung in der unten bei der 19 beschriebenen Art und Weise durch. Die Trägerwiedergewinnung wird durch Untersuchen von einem Aufteiler-Fehler auf einem bekannten BPSK-Steuerträger oder Steuerkanalsignal durchgeführt, das während einem vorherbestimmten Zeitschlitz übertragen wird, unter Verwenden eines vorherbestimmten Codes (CU-Lokaloszillatorsignalabtastwerte im Zeitschlitz null, welche mit allen 1en CDMA-Code verteilt sind und unter Verwenden von BPSK übertragen werden). Der Steuerkanal transportiert auch die Rahmennummerdaten. Der Aufteiler-Fehler (bzw. Slicer-Fehler) wird verwendet zum Synchronisieren des RU-Lokaloszillators auf die Phase des CU-Lokaloszillators. Die Chip-Taktsynchronisation wird durch die Feineinstellungsschaltung des Rahmendetektors von dem Chip-Takt durchgeführt, der in dem Barker-Code eingebettet ist, welcher von der CU während jeder Lücke gesendet wird. Dies ist alles, was die RU benötigt, um sich selbst aufzustellen für den Empfang von CU-Daten und -Nachrichten.
  • Die RU beginnt dann mit einem Hören auf CU-Nachrichten, um zu bestimmen, ob sie auf die richtige CU eingestellt ist, und zu bestimmen, wann die CU um eine Aufstellungsaktivität bittet durch eine Nachricht auf einem der Befehls- und Steuerkanäle. Bei einigen Ausführungsformen kann die „Fertig-zum-Aufstellen"-Nachricht eliminiert werden, und die CU kann die gesamte Zeit nach Aufstell-Barker-Codes Ausschau halten, jedoch ist es bevorzugt, es der CU zu ermöglichen, die Aufstellungsaktivität zu drosseln. Die RU führt dann einen Aufstellungsprozess durch, der unten beschrieben ist, und registriert sich selbst bei der CU durch Senden einer Authentifizierungssequenz von Barker-Codes, nachdem die Rahmensynchronisation erhalten worden ist (unten diskutiert). Dies wird durch die CPU durchgeführt, wenn sie eine Nachricht über die C3-Schaltung 860 von der CU empfängt, welche sagt: „Ich habe einen Barker-Code in der Lücke gefunden, bitte senden Sie Ihren Authentifizierungscode". Die CPU sendet dann Daten auf dem Bus 512 zu der Aufstellungsschaltung 510 in der 28A, welche ihr mitteilen, welche Authentifizierungs-Barker-Code-Sequenz zu senden ist. Die CU wird dann eine Nachricht übertragen, welche angibt, welcher Authentifizierungscode gefunden wurde und um wie viele Chips weg vom Zentrum von der Lücke der Barker-Code ist. Die CPU 405 in der RU, welche beim Aufstellen ist, stellt dann die Übertragungsrahmenzeitverzögerungsreferenz Td auf dem Bus 499 richtig ein, um den Barker-Code in der Lücke zu zentrieren. Andere Gegenstände von Daten der CPU 405, die zu der Aufstellungsschaltung 510 gesendet werden, sind Daten, die mit P markiert sind zum Angeben des Stromlevels, welches für die Aufstellungs-Barker-Codes zu verwenden ist, und ein RU/CU-Signal, welches der Aufstellungsschaltung 510 angibt, ob sie den Regeln des Aufstellens für eine RU oder eine CU folgen soll.
  • Als nächstes weist die CU die RU an, in ein Ausgleichstrainingsintervall einzutreten, um die Koeffizienten zum Setzen in dem Vorcodefilter des RU-Senders zu bestimmen, wie z.B. Filter 563 in der 28A, um die RU-Signale vorzuverzerren, um Kanalverzerrung zu eliminieren und die Qualität des Aufstellungsergebnisses zu testen. Der Trainingsalgorithmus wird unten in Verbindung mit der Diskussion der 45 diskutiert.
  • Der Aufstellungsprozess startet wie bei Block 180 symbolisiert mit der CU, welche um ein vorherbestimmtes Intervall von dem Beginn jedes Rahmens wartet und dann eine Auslösesignal-Barker-Code-Übertragung an die RUs während der Lücke sendet. Gewöhnlicherweise wird dieses Auslösesignal während den Lücken zwischen den Rahmen gesendet, auch wenn die CU eine zusätzliche Verzögerung aus unten diskutierten Gründen hinzufügt. Die RUs überwachen diese Lücken nach diesen Barker-Codes unter Verwenden ihrer Rahmendetektorschaltungen, wie z.B. die Schaltung 513 der 19 und die Schaltung 882 in der 34.
  • Der Block 182 symbolisiert den Prozess, wobei jede RU zu synchronisieren versucht (die Begriffe „synchronisieren", „aufstellen" und „ausrichten" werden alle synonym verwendet, um den Prozess des Trainings einer RU zu bedeuten, um ihren Verzögerungsvektor richtig einzustellen, um seine Rahmengrenzen mit den CU-Rahmengrenzen ausgerichtet zu bekommen), die Barker-Code-Auslösesignalübertragung von der CU empfängt und ihre Empfangsrahmenzeitplanung setzt und dann eine erste Verzögerung für ihren Verzögerungsvektor setzt. Danach überträgt die RU während der Zwischenrahmenlücke der RU den gleichen Barker-Code, welchen sie von der CU empfangen hat, in Richtung zu der CU als eine Ausrichtungsübertragung.
  • Im Block 184 überwacht die CU die Lücke nach einer Aktivität durch Ausführen einer korrelationsmathematischen Funktion zwischen jedem empfangenen Signal während der Lücke und dem Barker-Code, der als das Auslösesignal übertragen wurde. Wenn ein Barker-Code identisch zu dem Auslösesignal während der Lücke empfangen wird, wird die Korrelationsberechnung eine Korrelationsspitze ergeben, die in der Lücke gefunden wird. Wenn die Korrelationsberechnung in einer Spitze resultiert, welche gefunden wird, fährt die Verarbeitung mit dem Prozess fort, der durch den Block 190 symbolisiert ist. Dort strahlt die CU eine Nachricht an alle RUs aus, welche angibt, dass sie eine Aktivität in den mittleren 8 Chips der Lücke gefunden hat (oder irgendwo in der Lücke in einigen Ausführungsformen). Dann wird der Prozess des Blocks 192 ausgeführt, in welchem jede RU, welche zu synchronisieren versucht, ihre „Signatur" sendet, d.h. ihren RU-Identifikationscode in der Form einer Barker-Code-Übertragungssequenz. Dies bedeutet, dass in Antwort auf die Aussendungen von der CU jede RU, welche zu synchronisieren versucht, ihre einzigartige Signatur in Richtung zu der CU sendet, um festzustellen, ob dieser Barker-Code der RU der Barker-Code ist, den die CU in der Lücke gefunden hat, und ob es die einzige RU in der Lücke ist. Dieser Prozess wird als Authentifizierung bezeichnet.
  • Der Prozess von Block 192 symbolisiert den Start des Authentifizierungsprozesses. Jede RU weist eine einzigartige Signatur auf, welche die Übertragung und Nichtübertragung von Barker-Codes während den Lücken einer Mehrfachrahmenauthentifizierungsperiode umfasst. Speziell wird die einzigartige Signatur von jeder RU das Übertragen des Barker-Codes während einiger Lücken der Authentifizierungsperiode umfassen, jedoch nicht während anderen, in einer Art von „Morsecode". Jede Barker-Code-Übertragung ergibt eine Korrelationsspitze während einem der 8 Chips in der Mitte der Lücke. Jede RU weist eine einzigartige 16-Bit-RU-ID auf, wobei jedes Bit entweder das Vorhandensein oder das Nichtvorhandensein einer Barker-Code-Korrelationsspitze irgendwo in der Mitte der 8 Chips der Lücke ist (oder irgendwo in der Lücke in einigen Ausführungsformen). Daher braucht man 16 Rahmen über 4 Superrahmen zum Übertragen der RU-ID.
  • Die Anzahl von Lücken, während welchen der Barker-Code übertragen wird, im Vergleich zu der Anzahl von Lücken, während welcher der Barker-Code nicht übertragen wird während der Authentifizierungsperiode, ist so, dass, wenn nur eine RU mit der Lücke ausgerichtet ist und ihre Authentifizierungssignatur überträgt, eine Aktivität in der Lücke des Authentifizierungsintervalls nur in 50% der Zeit gefunden wird. Dieses Schema für die Authentifizierung wird so gewählt, dass die CU Konkurrenzen erfassen kann, d.h. mehr als eine RU in der gleichen Lücke, in der oben beschriebenen Art und Weise.
  • Nach dem Ausführen des Prozesses von Block 192 wird der Prozess von Block 194 auf der 7B ausgeführt. Dieser Prozess umfasst, dass die CU jede der Lücken während der Mehrzahl von Signatursequenzrahmen in dem Authentifizierungsintervall überwacht und Korrelationen zwischen den empfangenen Signalen jeder der Lücken und dem Barker-Code, welchen die CU übertragen hat, ausführt. Korrelationsspitzen werden gefunden unter Vergleichen des Korrelatorausgangs mit einem Schwellenwert. Der Schwellenwert ist gesetzt durch Detektieren einer Rauschschwelle, wenn die Lücke leer ist, und Setzen der Schwelle auf ein festes Delta über dem Leere-Lücke-Basisrauschwert.
  • Als nächstes wird der Prozess von Block 196 ausgeführt. Bei diesem Prozess zählt die CU die Anzahl von Lücken in dem Authentifizierungsintervall, bei welchen eine Aktivität darin erfasst worden ist, und vergleicht dann die Anzahl mit der Gesamtanzahl an Rahmen in dem Authentifizierungsintervall, um zu bestimmen, ob die 50%-Aktivitätslevelgrenze überschritten worden ist, wobei angegeben wird, dass mehr als eine RU auf die Lücke trifft. Der Vorteil dieses Verfahrens ist, dass die Aktivitätserfassung, die Konkurrenzerfassung und die Authentifizierung alle in einem einzigen Prozess kombiniert sind, wobei dadurch der Prozess durch mehr Effizienz schneller gemacht wird.
  • Zurückkehrend auf die Betrachtung des Prozesses von Block 184, wenn die CU keine Spitze findet, während sie die Ausrichtungslücke nach Aktivität überwacht, die sich aus der Korrelationsberechnung ergibt, wird dann der Prozess von Block 186 ausgeführt. Bei dem Prozess von Block 186 strahlt die CU eine Nachricht an alle RUs aus, welche ihnen sagt, ihre Verzögerungen einzustellen und wieder zu versuchen, die Lücke mit ihren Barker-Code-Übertragungen zu treffen. Dann wird der Prozess von Block 188 ausgeführt, wobei jede RU, welche zu synchronisieren versucht, ihren Verzögerungsvektor erhöht und den gleichen Barker-Code, wie er von der CU empfangen wurde, wieder überträgt. Danach wird der Prozess von Block 184 wieder ausgeführt, wobei die CU die Lücke nach Aktivität überwacht. Die Schlaufe, welche die Blöcke 184, 186 und 188 zusammengenommen umfasst, umfasst den Versuch- und Fehlerprozess, welcher alle RUs, die versuchen, sich selbst auszurichten, dazu bringt, kontinuierlich ihren Verzögerungsvektor zu erhöhen, bis zumindest eine von ihnen auf die Lücke trifft.
  • Zurückkehrend auf die Betrachtung von Block 196 bedeutet es, wenn 50% Aktivitätslevel während dem Authentifizierungsintervall erfasst wird, dass nur eine RU in der Lücke ist. In solch einem Fall wird der Prozess von Block 198 ausgeführt. Bei diesem Prozess identifiziert die CU die RU, deren Barker-Code-Übertragungen in der Lücke gefunden wurden, aus der einzigartigen Signatursequenz, welche während dem Authentifizierungsintervall übertragen wurde. In anderen Worten untersucht die CU exakt, welche Lücken Korrelationsspitzen darin hatten, und die Sequenz dieser Lücken und schaut diese Sequenz in einer Nachschlagetabelle nach, welche die einzigartige Signatursequenz für jede RU enthält, um die einzelne RU zu identifizieren, die sich selbst erfolgreich ausgerichtet hat. Der Block 198 wird nur erreicht, wenn eine Aktivität in exakt 50% der Lücken erfasst wird.
  • Nachdem die CU die RU identifiziert, strahlt sie die so bestimmte Identität an alle RUs als den letzten Schritt von Block 198 aus.
  • Als nächstes wird der Prozess von Block 200 ausgeführt. Bei diesem Prozess erkennt die RU mit der durch die CU ausgestrahlten Identität ihre Identität in der Ausstrahlungsnachricht und tritt in einen Feineinstellungsmodus ein.
  • Der Feineinstellungsmodus ist durch den Prozess von Block 202 dargestellt. Bei diesem Prozess weist die CU die RU an, welche sich selbst in der Lücke ausgerichtet hat, wie ihr Verzögerungsvektor einzustellen ist, um die Korrelationsspitze, welche durch die CU berechnet ist, mit der exakten Mitte der Lücke zu zentrieren. Bei der bevorzugten Ausführungsform umfasst die Lücke 16 Chips, welche 8 Chips in der Mitte von der Lücke und sodann 4 Chips auf jeder Seite von dieser Mittelgruppe von 8 umfasst. Es ist wünschenswert während dem Feineinstellungsmodus, die Korrelationsspitze in der Mitte der 8 Chips zentriert zu bekommen. Wie oben erwähnt, ist ein Chip ein kleines Zeitintervall gleich zu der Rahmenperiode von 125 Mikrosekunden geteilt durch die 448 Chips, welche jeder Rahmen umfasst. In anderen Worten ist jeder Chip von 279 Nanosekunden Dauer. Der Feineinstellungsprozess von Block 202 umfasst das Senden von Nachrichten zurück und vor zwischen der CU und der RU, welche identifiziert worden ist, sich selbst in der Lücke ausgerichtet zu haben. Diese Nachrichten werden über die Verwaltungs- und Steuerkanäle gesendet. Üblicherweise umfasst der Austausch lediglich eine Anweisung von der CU an die RU, welche z.B. sagt: „Erhöhen Sie Ihren Verzögerungsvektor um 2 Chips" oder „Verringern Sie Ihren Verzögerungsvektor um 3 Chips". Die RU führt dann die angewiesene Einstellung aus und überträgt wieder den Barker-Code. Die CU berechnet wieder eine Korrelationsspitze und untersucht, wo die Spitze in der Lücke auftritt. Wenn die Spitze in einer passenden Position auftritt, sendet die CU eine Nachricht zu der RU, welche ihr sagt, die Einstellung ihres Verzögerungsvektors zu stoppen, da eine zufriedenstellende Ausrichtung erreicht worden ist.
  • Zurückkehrend auf die Betrachtung des Prozesses von Block 196 wird, wenn die CU feststellt, dass mehr als 50% der Lücken während dem Authentifizierungsintervall eine Korrelationsspitze darin aufwiesen, d.h. mehr als 50% Aktivität er fasst wird, der Prozess von Block 204 erreicht. Dieser Prozess wird nur erreicht, wenn mehr als eine RU sich selbst auf die gleiche Lücke ausgerichtet hat. In diesem Fall wird, da jede RU ihre einzigartige Signatur überträgt und da jede Signatur eine einzigartige Sequenz ist mit nur 50% Aktivitätslevel, das Ergebnis der beiden RUs, welche in der gleichen Lücke sind, sein, dass während mehr als 50% der Lücken des Authentifizierungsintervalls Korrelationsspitzen auftreten werden. Es ist unmöglich, die RUs feineinzustellen, wenn mehr als eine RU versucht, sich während der gleichen Lücke feineinzustellen. Daher muss die CU die Anzahl von RUs, welche in der Lücke sind, auf eins reduzieren, und sie beginnt diesen Prozess durch Ausführen des Prozesses aus Block 204. Bei diesem Prozess strahlt die CU eine Nachricht an alle RUs aus, welche nur die RUs anweist, welche zu synchronisieren versuchen, ihre Kollisionsauflösungsprotokolle auszuführen.
  • Als nächstes wird der Prozess von Block 206 ausgeführt, um mit dem Kollisionsauflösungsprotokoll zu starten, wobei jede RU, die zu synchronisieren versucht, eine Zufallsentscheidung ausführt, ob fortzufahren ist, zu synchronisieren zu versuchen, oder ob das Versuchen des Synchronisierens zu stoppen ist. Jede RU wird diese Entscheidung mit einer 50%-Wahrscheinlichkeit von jedem Ergebnis machen.
  • Nachdem alle RUs ihre Zufallsentscheidungen machen, ob fortzufahren ist, wird der Prozess von Block 208 ausgeführt. Bei diesem Prozess übertragen die RUs, welche entschieden haben, mit dem Ausrichten fortzufahren, wieder ihre Signatursequenzen ohne ein Wechseln ihrer Zeitplanung, d.h. mit der gleichen Zeitplanung, wie sie auf der letzten. Iteration des Versuch- und Fehlerprozesses benutzt wurde. In anderen Worten überträgt jede RU, die entschieden hat fortzufahren, ihre einzigartige Signatursequenz (hiernach manchmal als „gestrichelte Sequenz" bezeichnet) über ein anderes Authentifizierungsintervall unter Verwenden der gleichen Verzögerungsvektoren, welche aktuell gesetzt sind.
  • Als nächstes wird der Prozess von Block 210 in 7C ausgeführt, wobei die CU wieder die Lücken des Authentifizierungsintervalls auf Aktivität überwacht.
  • Wenn die Zufallsentscheidungen, ob fortzufahren ist oder nicht, in einer Nichtübertragung ihrer Signaturen von den RUs resultieren, wird dann keine Aktivität in den Lücken des Authentifizierungsintervalls gefunden. In diesem Fall wird der Prozess von Block 212 ausgeführt, wobei die CU eine Nachricht ausstrahlt, welche alle RUs anweist, zurück auf die vorherige Stufe zu gehen und wieder ihre Entscheidungen auszuführen, mit dem Aufstellungsprozess fortzufahren oder nicht fortzufahren.
  • Die RUs führen dann wieder ihre Entscheidungen aus, ob fortzufahren ist oder zu stoppen ist, es zu versuchen, sich selbst auszurichten, und übertragen wieder ihre Signaturen während dem Authentifizierungsintervall mit der gleichen Verzögerungszeitplanung, die bei der vorherigen Iteration verwendet wurde, wie durch den Block 214 symbolisiert.
  • Nachfolgend auf den Prozess von Block 214 wird der Prozess von Block 216 ausgeführt, um zu bestimmen, ob mehr als 10 Versuche aufgetreten sind, um eine RU in die Lücke zu bekommen. Wenn dies so ist, wird der Prozess von Block 218 ausgeführt, um zum Block 180 zurückzukehren und den Aufstellungsprozess von oben wieder zu starten. Wenn weniger als 10 Versuche gemacht wurden, kehrt die Verarbeitung zu dem Prozess von dem Block 210 zurück, in welchem die CU wieder die Lücken des Authentifizierungsintervalls auf eine Aktivität überwacht.
  • Wenn der Prozess von Block 210 nur eine RU in der Lücke findet, d.h. 50% Aktivitätslevel während dem Authentifizierungsintervall erfasst wird, wird dann der Prozess von Block 222 ausgeführt. Der Prozess von Block 222 authentifiziert die RU durch Ausstrahlen der Identität der RU, welche in der Lücke gefunden wurde, und dann wird die RU feineingestellt in der zuvor mit Bezugnahme auf Block 202 beschriebenen Art und Weise.
  • Wenn die CU in dem Prozess von Block 210 mehr als eine RU findet, die noch in der Lücke ist, kehrt die Verarbeitung zu Block 204 zurück, wo die CU eine Nachricht an alle RUs ausstrahlt, welche sie anweist, ihre Kollisionsauflösungsprotokolle auszuführen. Dieser Prozess ist durch den Block 220 symbolisiert.
  • Es gibt verschiedene alternative Ausführungsformen für den Aufstellungsprozess, der in den 7A–7C beschrieben ist. Sie fallen im Allgemeinen in zwei Klassen. Die erste Klasse von Ausführungsformen, welche durch die 7A–7C dargestellt sind, umfassen die RU-Messungsausbreitungszeit ihrer Signale an die CU durch den Versuch- und Fehlerprozess eines Einstellens ihrer Übertragungsrahmenzeitverzögerung Td, bis eine Verifizierungs-, Verwaltungs- und Steuernachricht von der CU empfangen wird, welche sagt: „Sie haben die Lücke getroffen". Es gibt alternative Arten innerhalb dieser Klasse, bei welchen die CU eine Art von leicht detektierbarem Markierer sendet, welcher die RUs auslöst, eine Art von leicht detektierbaren Echosignalen auszusenden mit guten, starken Korrelationsspitzeneigenschaften zurück zu der CU und dem Ausführen des Versuch- und Fehlerprozesses zum Einstellen der Zeitplanung der Echosignale, bis lediglich eine RU in der Lücke ist und eine Verifizierungsnachricht von der CU zu diesem Zweck empfangen wird. In anderen Worten könnte, anstatt dass die RU den gleichen Barker-Code als Echo zurücksendet, den die CU sendet, die RU ein Zirpen oder eine lange Niedrigstromsequenz senden, die sich über mehrere Lücken erstreckt über einen gesamten Rahmen oder über mehrere Rahmen. Die RU könnte auch einen sehr schmalen, d.h. einen ein Chip breiten Hochstromimpuls senden, welcher leicht über das Stromaufwärtsrauschen erfassbar ist. Der CU-Empfänger würde während dem Aufstellen eine Korrelation auf das bekannte Zirpen, die lange Niedrigstromsequenz oder den kurzen Hochstromimpuls ausführen, um Korrelationsspitzen zu entwickeln. Mehrere Korrelationsspitzen, die durch die CU erfasst werden, geben eine Konkurrenz an, und die CU würde alle RUs anweisen, die beim Aufstellen waren, „die Münze zu werfen" und es wieder zu versuchen. Wenn einmal eine RU aufgestellt wurde und die Lücke getroffen hat, würde der Identifizierungsprozess fortfahren mit dem Senden einer Sequenz von jedwedem Signal, das für das anfängliche Aufstellen gesendet wurde (oder ein anderes leicht erfassbares Signal mit einer starken Korrelationsspitzencharakteristik) in einer vorherbestimmten einzigartigen Sequenz von sequentiellen Lücken, wie in den 7A–7C. Eine andere alternative Art ist es, den Versuch- und Fehleraufstellungsprozess auszuführen, jedoch unter Vermeiden der Notwendigkeit einer Identifizierungssequenz durch Senden von Aufstellungssignalen, welche beides sind, leicht erfassbar und einzigartig, zu jeder RU. Dies verkompliziert jedoch die CU-Empfängerlückenüberwachungsschaltung, da sie so viele verschiedene Korrelationen ausführen muss wie es verschiedene RUs gibt. Dies kann parallel mit einem einzigen Korrelator für jede RU erfolgen oder in Serie mit einem einzigen schnellen Korrelator, welcher mehrere Korrelationen auf einem Puffer von Abtastwerten der empfangenen Signale ausführt während jedem (oder über was auch immer die Länge der Sequenz ist, die durch die RU gesendet wurde). Die Konkurrenz würde als mehrere Korrelationsspitzen erfasst werden. Die Konkurrenzauflösung würde durch eine Nachricht von der CU an die RUs sein, die Münze zu werfen. Wenn einmal eine einzige RU aufgestellt wurde, würde sie ihre Übertragungsrahmenzeitverzögerung einstellen, bis sie eine Nachricht von der CU erhalten würde, dass ihre Korrelationsspitze eine relative Zeitbeziehung zu dem Start des CU-Rahmens derart hatte, dass, wenn der RU-Sender mit dieser Übertragungsrahmenzeitverzögerung überträgt, seine Rahmen an der CU zusammenfallend mit dem CU-Rahmen ankommen würden und alle Rahmen von einer entsprechenden Anzahl von anderen RUs, die schon in der Rahmensynchronisation waren.
  • Eine andere alternative Ausführungsform innerhalb der Klasse, wo die RU die richtige Übertragungsrahmenzeitverzögerung durch Versuch und Fehler bestimmt, umfasst im Allgemeinen die folgenden Schritte. Die RU vorberechnet eine 8 von 16 zeitliche RU-ID, welche zufällig ausgewählt wird. Die CU bittet um Aufstellungsübertragungen. Jede RU, welche es wünscht, aufzustellen, überträgt ihre zeitliche RU-ID als 8 Barker-Code-Übertragungen in 8 Lücken von den nächsten 16 RU-Rahmen (ausgewählt, um zu der zeitlichen RU-ID-Sequenz zu passen) mit einer ersten Iteration des Übertragungsrahmenzeitverzögerungswerts. Die CU erzeugt Aufstellungsstatusdaten, welche 16 Bytes umfassen, wobei jedes Bit von jedem Byte darstellt, ob eine Korrelationsspitze während einem entsprechenden Chip in den mittleren 8 Chips einer entsprechenden Lücke aufgetreten ist. Die CU ordnet die 16 Bytes in 16 Bitfelder um und überträgt diese Daten an alle RUs über 4 aufeinanderfolgende Rahmen als eine Aufstellungsstatusnachricht, welche Daten in der Hinsicht umfasst, welcher Superrahmen auf die Aufstellungsstatusdaten passt, und den Superrahmen, während welchem die nächsten Aufstellungsübertragungen gemacht werden. Jede RU empfängt die Statusbenachrichtigung und speichert sie in dem Speicher und informiert den RU-Computer 405 über das Vorhandensein der Nachricht. Der RU-Computer analysiert und scannt die Aufstellungsstatusnachricht und interpretiert die Daten darin entsprechend dem Aufstellungsprotokoll wie folgt. Wenn alle Einträge null sind, schließen alle sich aufstellenden RUs, dass sie die Lücke verpasst haben, und setzen einen neuen Wert für ihre Übertragungsrahmenzeiterzögerungen und übertragen wieder ihre zeitlichen bzw. temporären IDs bei der nächsten Iteration von 16 Rahmen bei einer Aktivierungszeit, die in der Stromabwärtsaufstellungsstatusnachricht spezifiziert ist. Die neuen Übertragungen kommen an der CU an, und ein Byte von rohen Aufstellungsstatusdaten wird in einem FIFO-Speicher in der CU gespeichert. Der CU-Controller initialisiert eine DMA-Übertragung der FIFO-Daten und verarbeitet die rohen Aufstellungsdaten in eine neue Aufstellungsstatusnachricht und legt gültige RU-IDs einer Trainingseingabewarteschlange vor. Wenn die Aufstellungsstatusnachricht, welche durch den RU-Controller analysiert wird, mehr als einen Impuls in einigen Lücken angibt, ist eine Kollision aufgetreten. Wenn eine RU nicht ihre temporäre ID in der Statusnachricht findet, nimmt sie an, dass sie in eine Kollision verwickelt war, und führt ihren Konkurrenzauflösungsalgorithmus wie woanders hier beschrieben durch. Wenn eine RU ihre temporäre ID in den Aufstellungsstatusdaten findet, wird sie authentifiziert und ist in der Lücke. Durch Nachschauen an den Positionen der Impulse von ihrer temporären ID in der Lücke bestimmt die RU, wie weit weg vom Zentrum sie von der Mitte der 8 Chips ist, und berechnet ihren eigenen Versatz und legt ihn an ihre Übertragungsrahmenzeitverzögerung an. Die RU ist nun bereit für das Ausgleichstraining. Eine Variation des obigen Protokolls ist das Anfrage-Aufstellen, bei welchem nach einem Stromfehler, der dazu führen würde, dass alle RUs versuchen, sich gleichzeitig wiederherzustellen, wobei dadurch der Konkurrenzauflösungsmechanismus überschwemmt wird, jede RU einzeln adressiert wird durch ihre RU-ID und gefragt wird, mit der Aufstellung zu beginnen.
  • Die andere Klasse von Aufstellungsausführungsformen umfassen die CU-Berechnung der gesamten Bearbeitungszeit zu jeder RU und das Instruieren von jeder RU, wie viel Übertragungsrahmenzeitverzögerung zu verwenden ist. Bei dieser Klasse sendet die CU ein Markierungssignal, welches leicht von den RU-Empfängern erfasst werden kann. Jede RU, welche versucht, die Aufstellung durchzuführen, überträgt dann unmittelbar das gleiche leicht identifizierbare Signal zurück, welches von dem CU-Empfänger selbst dann erfasst werden kann, wenn es während der Mitte eines Rahmens an Nutzdaten ankommt. Solch ein Signal kann ein Zirpen sein, ein Hochstrom, ein schmaler Impuls oder eine lange Sequenz von Chips, welche sich über einen oder mehrere Rahmen verteilt. Die CU erfasst die Korrelationsspitze des Signals und vergleicht sie mit der Übertragungszeit des originalen Markierungssignals. Die Differenz ist die gesamte Bearbeitungszeit oder TTA. Die CU sendet dann eine Nachricht an die RU, um ihr selbst anzugeben, was getan werden kann durch die „Morsecode"-Authentifizierungssequenz oder auf einem der anderen Wege, der oben für die erste Klasse von Aufstellungsausführungsformen angegeben wurde. Wenn einmal die CU die Identität der RUs und ihre TTA weiß, kann die CU eine Nachricht an die RU senden, welche sie anweist, wie viel Übertragungsrahmenzeitverzögerung zu verwenden ist, um die Rahmensynchronisation zu erreichen, und die RU setzt diesen Betrag der Verzögerung für die Übertragung von jedem Rahmen.
  • Es ist anzumerken, dass bei diesen alternativen Ausführungsformen von beiden Klassen, bei welchen das durch die RU übertragene Aufstellungssignal über das Rauschen von Nutzdaten erfasst werden kann, wo es bei der CU während einem Rahmen so ankommt, dass die Ausführungsformen, welche einen Großamplituden-, leicht detektierbaren Impuls verwenden oder eine lange Sequenz, welche sich ausstreckt über einen oder mehrere Rahmen und welche durch einen Korrelator erfasst werden kann, es dort keinen Bedarf für eine Lücke in jedem Rahmen gibt. Das einzige Erfordernis in hohen Durchgangs-SCDMA-Systemen ist, dass die RU-Rahmen synchron mit entsprechend nummerierten Rahmen von anderen RUs ankommen. Wenn diese Zeitbeziehung ohne eine Lücke erreicht werden kann, gibt es keinen Bedarf für eine Lücke. Zum Beispiel in dem Fall von einem schmaleren Impuls mit großer Amplitude, wenn die RU-Übertragungsrahmenzeitverzögerung so eingestellt ist, dass dieser Impuls an dem Beginn des entsprechend nummerierten Rahmens von anderen RUs ankommt, hat dann die RU eine Rahmensynchronisation erreicht. In dem Fall von einer langen Sequenz, die sich über z.B. zwei Rahmen erstreckt, wo die Korrelationsspitze an dem Ende des zweiten CU-Rahmens aufgefunden wird, würde dies bedeuten, dass, wenn die RU eine Rahmenübertragung in dem Zeitpunkt beginnt, in welchem die Übertragung der langen Sequenz startet, dieser Rahmen zusammen mit den CU-Rahmengrenzen ankommen wird und daher auch mit den Rahmengrenzen von anderen entsprechend nummerierten RU-Rahmen zusammenfallen wird. Jede Methodologie zum Erreichen dieser Rahmensynchronisation liegt innerhalb der Lehren der Erfindung.
  • Das Verfahren zum Einstellen des Verzögerungsvektors, welches durch die CU beim Übertragen ihres Auslösesignal-Barker-Codes verwendet wird, kann in einem Verlust der Synchronisation von allen. RUs in dem System resultieren, wenn nicht etwas getan wird, um dies zu verhindern, bevor die CU ihre Verzögerung ändert. Das bedeutet, dass, wenn die CU ihren Verzögerungsvektor verkürzt, die RUs, welche näher zu der CU sind als die weiteste RU, allesamt aus der Ausrichtung herausgehen werden, wenn nicht gewisse Maßnahmen unternommen werden, um sie von dem kommenden Wechsel vorzuwarnen. Es gibt 3 verschiedene Ausführungsformen von Prozessen zum Wiederausrichten aller RUs, wenn die CU ihren Verzögerungsvektor ändert. Die bevorzugte dieser Ausführungsformen ist durch das Flussdiagramm der 9 dargestellt und umfasst eine Aktivität, bevor die CU ihren Verzögerungsvektor verändert, um einen Verlust der Synchronisation durch alle RUs zu vermeiden, wenn die CU ihre Verzögerung ändert.
  • Der erste dieser Prozesse ist in dem Flussdiagramm der 8 gezeigt. Dieser Prozess wird als toter Abrechnungsresynchronisationsprozess bezeichnet aus Mangel an einem besseren Begriff. Bei diesem Prozess schließt die CU in Block 240, dass ihr Verzögerungsvektor erfordert, geändert zu werden, um die weitesten RUs in Ausrichtung zu halten. Dieser Schluss kann in jeder von einer Anzahl von verschiedenen Wegen gezogen werden, wie z.B. durch Überwachen der weitesten RU für eine fortlaufende Ausrichtung, nachdem die weiteste RU der CU berichtet, dass sie mit dem kürzestmöglichen Verzögerungsvektor in Verwendung ausgerichtet ist. Oder die CU kann alternativ eine Nachricht zu der weitesten RU periodisch aussenden, welche nachfragt, ob sie immer noch ausgerichtet ist. Diese Nachricht kann die Form einer Anfrage dafür einnehmen, dass die RU ihre Authentifizierungssignatur überträgt und dann die nächsten Paar Rahmen eines Authentifizierungsintervalls überwacht, um zu bestimmen, ob die Authentifizierungssignatur der weitesten RU sich in den Authentifizierungsintervalllücken zeigt. Wenn die CU in Block 240 schließt, dass sie ihren Verzögerungsvektor verändern muss, verändert sie dann den Verzögerungsvektor.
  • Wie zuvor angemerkt, haben, da die CU den gleichen Verzögerungsvektor während jedem Rahmen beim Übertragen ihres Barker-Code-Auslösesignals verwendet, die RUs ein vorhersagbares periodisches Signal von der CU, auf welches sie zurückgreifen können, um den Zeitwechsel zu messen, der durch die CU erfolgte. In anderen Worten ist die Zeit des Ankommens von dem Barker-Code von der CU während jedem Rahmen für jede RU vorhersagbar, und wenn sie sich ändert, können die RUs messen, um wie viel sie sich geändert hat. Wenn der Barker-Code von der CU nicht an der vorhergesagten Zeit ankommt, wissen die RUs, dass die CU gerade ihren Verzögerungsvektor geändert hat. Die RUs messen dann die Abweichung von der neuen Empfangsrahmenzeitreferenz, d.h. die Zeit des An kommens von dem Barker-Code-Auslösesignal von der CU, durch Messen der Differenz zwischen der alten Empfangsrahmenzeitreferenz und der neuen Empfangsrahmenzeitreferenz. Dieser Prozess ist durch den Block 242 symbolisiert.
  • Schließlich richtet jede RU sich selbst in dem Prozess von Block 244 wieder aus. Bei diesem Prozess verändert jede RU ihren Verzögerungsvektor um einen Betrag gleich zu dem Wechsel in der Empfangsrahmenzeitreferenz. Dann initiiert jede RU einen Aufstellungsprozess. Die CU überwacht die Lücke an dem Ende von jedem Rahmen, so dass jede RU ein Aufstellen in jedem Zeitpunkt beginnen kann.
  • Die 9 stellt den bevorzugten Prozess für die Wiedersynchronisierung aller RUs dar, nachdem die CU ihren Verzögerungsvektor geändert hat. Dieser Prozess wird hier als die Vorläuferausführungsform bezeichnet werden. Dieser Prozess beginnt mit dem Block 246, in welchem die CU schließt, dass sie ihren Verzögerungsvektor verändern muss, um es den weitesten RUs zu erlauben, sich auf den gleichen Rahmen wie die nahesten RUs zu synchronisieren. Die CU strahlt eine Nachricht aus, nachdem der Beschluss getroffen wurde, dass ein Wechsel in ihrem Verzögerungsvektor erfolgen muss, an alle RUs, wobei angegeben wird, wann und um wie viel sie ihren Verzögerungsvektor verändern werden.
  • Als nächstes wird der Prozess von Block 248 ausgeführt, in welchem jede RU die Ausstrahlung empfängt und ihren Verzögerungsvektor um einen Betrag gleich zu dem Betrag ändert, um den die CU ihren Verzögerungsvektor in dem spezifizierten Zeitpunkt verändern wird. Das bedeutet, dass jede RU ihren Verzögerungsvektor um den durch die CU angewiesenen Betrag in dem angegebenen Zeitpunkt in der Nachricht von der CU, dass die CU ihren Verzögerungsvektor verändern wird, ändert.
  • Schließlich wird der Prozess von Block 250 ausgeführt, in welchem jede RU wieder einen Synchronisationsprozess initialisiert.
  • Beide der Ausführungsformen aus den 8 und 9 ergeben einen geringen oder keinen Verlust an Daten, da jede RU sich sehr schnell wieder resynchronisiert. Dieses Ergebnis ergibt sich, da jeder Verzögerungsvektor der RUs unmittelbar auf die Verzögerung gesetzt wird, welche für die Synchronisation in dem Zeitpunkt erforderlich ist, in welchem die CU ihren Verzögerungsvektor verändert, wobei dadurch die Verzögerung der Versuch- und Fehlererhöhung der Verzögerungsvektoren eliminiert wird.
  • Die letzte Ausführungsform zum Wiedersynchronisieren, nachdem die CU ihren Verzögerungsvektor geändert hat, ist für die CU, einfach die Nachricht an alle RUs auszustrahlen, welche sagt: „Sie müssen nun alle wieder ausrichten, da ich gerade meinen Verzögerungsvektor geändert habe". Jede RU tritt dann wieder in den Ausrichtungsprozess ein, welcher durch die 7A, 7B und 7C symbolisiert ist. Dieser Prozess wird durch jede RU wiederholt, bis alle RUs ausgerichtet sind.
  • Es ist anzumerken, dass bei dem Aufstellungsprozess, welcher oben beschrieben ist, es die RUs sind, welche bestimmen, wie weit sie von der CU entfernt sind, anstatt dass die CU bestimmt, wie weit jede RU von ihr entfernt ist. Der Vorteil davon, dass die RUs das Aufstellen durchführen, ist, dass die CU nicht den Verkehr auf den verschiedenen Kanälen zum Ausführen von Aufstellungsfunktionen jedes Mal stoppen muss, wenn eine neue RU in das System eintritt oder eine bestehende RU die Synchronisation verliert. In einem System, in welchem der Verkehr häufig hohe Anforderungsanwendungen umfasst, wie z.B. Echtzeitvideo, ist das Stoppen von einem Verkehrsstrom zum Aufstellen keine durchführbare Möglichkeit, da es den Strom an Videoinformationen unterbrechen würde und die Videokonferenz eines Abonnenten, ein Video, etc. unterbrechen würde. Beim Aufstellungssystem, welches hier in seinen verschiedenen Ausführungsformen beschrieben ist, gibt es keinen Bedarf, den Verkehr zu stoppen, da der Aufstellungsprozess außerhalb des Bands, d.h. in den Lücken, ausgeführt wird. Des Weiteren, da der übertragene Strom der Barker-Codes niedrig ist und Korrelationsprozesse verwendet werden, kann der Prozess blind mit jedem Versuch- und Fehlerzeitwert beginnen, ohne mit dem Kanalverkehr in Konflikt zu geraten. Das heißt, auch wenn der Barker-Code, welcher zu der CU durch die RU zurückübertragen wird, eine unsaubere Zeitplanung aufweist und irgendwo außerhalb der Lücke landet, ist sein Stromlevel niedrig genug, um keine beträchtliche Interferenz zu verursachen, und auch wenn ein kleiner Betrag einer Interferenz verursacht wird, weisen die Chips der während dem Rahmen übertragenen Symbole genug Redundanz mit Trellis-kodierter Modulation auf, um von der Interferenz ohne einen Fehler wiederhergestellt zu werden. Da die Korrelation zu einem bekannten Barker-Code-Muster (das gleiche Barker-Code-Muster, welches die CU zu den RUs während der vorherigen Lücke übertragen hat) durch die CU verwendet wird, um zu bestimmen, ob sie einen Barker-Code von einer RU in der Lücke detektiert hat oder nicht, können die RUs ihre Barker-Codes mit einem sehr niedrigen Stromlevel übertragen, um zu vermeiden, dass der Verkehr gestört wird und Fehler in den Daten der verschiedenen Nutzdatenkanäle verursacht werden während dem Versuch- und Fehlerprozess des Setzens ihrer Übertragungsrahmenzeitverzögerungswerte Td, um so die Lücke zu treffen.
  • Der Vorteil, RUs zu haben, welche das Aufstellen und Verwenden von Lücken zwischen Rahmen von Daten verwenden, um den Aufstellungsprozess durchzuführen, ist, dass der Nutzdatenverkehr nicht gestoppt werden muss, während der Aufstellungsprozess auftritt. Selbstverständlich muss dort, wo die Aufstellungssignale selbst dann erfasst werden können, wenn sie in der Mitte des Rahmens ankommen und nicht mit dem Nutzdatenempfang in Konflikt geraten, der Verkehr nicht während dem Aufstellen gestoppt werden. Bei Ausführungsformen, welche Lücken verwenden, überträgt die CU Barker-Codes während den Lücken zwischen den Rahmen und den Echos der RUs dieser Barker-Code in einem Versuch- und Fehlerprozess zum Einstellen ihrer Übertragungsrahmenzeitplanung, bis sie die Lücke treffen. Eine Fehlausrichtung verursacht keine Fehler, da Niedrigstromlevels für die Barker-Code-Übertragungen durch die RUs verwendet werden und die Korrelation durch die CU zum Finden des Barker-Codes ausgeführt wird. Somit verursacht es, selbst wenn ein Barker-Code, welcher durch eine RU übertra gen wird, in dem Datenabschnitt eines Rahmens landet, keine wahrnehmbaren Fehler. Daher ist es ein weiterer Vorteil des Aufstellungsprozesses, der hier beschrieben ist, dass er blind durch jede RU mit jedem Wert für die Übertragungsrahmenzeitverzögerung gestartet werden kann. Es gibt keinen Bedarf, eine Schätzung der korrekten Übertragungsrahmenzeitverzögerung in den RUs voreinzustellen, bevor sie beginnen, und dann die Verzögerung feineinzustellen, da selbst eine starke Fehlausrichtung keine wahrnehmbaren Fehler in den Nutzdaten erzeugen wird. Da die Trellis-kodierte Modulation und ein redundantes Bit in jedem Tribit der Nutzlastdaten verwendet werden, kann jeder Fehler, welcher durch die Fehlausrichtung verursacht wird, erfasst werden und durch eine Vorwärtsfehlerkorrektur ohne das Bedürfnis einer Wiederübertragung korrigiert werden. In anderen Ausführungsformen jedoch können konventionelle Aufstellungstechniken verwendet werden, in welchen die CU den Bereich zu den RUs misst, um eine synchrone CDMA aufzustellen.
  • Bei den oben beschriebenen Starkstromimpulsausführungsformen wirken die RUs wie Transponder durch Senden eines schmalen Hochamplitudenimpulses beim Empfang eines Auslösesignals von der CU. Das Auslösesignal von der CU könnte ein spezieller Impuls, ein Barker-Code etc. sein. Wenn die RU fehlausgerichtet war und der Starkamplitudenimpuls in der Mitte der Stromaufwärtsnutzdaten gelandet war, würde die CU den besonderen Chip ignorieren, welcher durch die hohen Amplitudenimpulse „abgesetzt wurde". Die Nutzdaten könnten immer noch wiedergewonnen werden, da die Bandbreite der Nutzdaten so weit verteilt wurde unter Verwenden einer Direktsequenz-CDMA-Verteilung. Die Trellis-Code-Modulation ist für dieses Schema nicht erforderlich, um zu arbeiten. Nach einem Erfassen der Impulse der RU und einem Vergleichen ihrer Zeitplanung mit der Position der Rahmenzeitreferenz würde die CU die RU nach ihrer Identität fragen, und die RU würde sie auf jede herkömmliche Art und Weise, wie z.B. die Impulspositionsmodulation, das Amplitudenschaltverschlüsseln etc., senden. Die CU würde dann eine Nachricht an die RU aussenden, welche sie instruiert, ihre Übertragungsrahmenzeitverzögerung in einer Richtung zu verändern, um den Impuls näher zu der festgelegten Zeitreferenz zu setzen, und dieser Prozess würde fortfahren, bis die RU die Zeitreferenz trifft. Es ist bei diesem Verfahren anzumerken, dass eine Lücke oder ein Sicherheitsband nicht in jedem Rahmen erforderlich ist.
  • Es ist anzumerken, dass es bei den oben beschriebenen Aufstellungsausführungsformen angenommen wird, dass die „Spanne" des Systems, d.h. die Differenz zwischen dem TTA und der weitesten RU und dem TTA und der nahsten RU geringer ist als eine Rahmenzeit. Wenn dies wahr ist, können sich alle RUs auf die gleiche Lücke ausrichten. Wenn alle RUs auf die gleiche Lücke ausgerichtet sind und die CU die gesamte Bearbeitungszeit kennt, kann die dynamische Codezuteilung verwendet werden, bei welcher die CU die RUs über stromabwärts gerichtete Verwaltungs- und Steuernachrichten informiert, welche Codes jeder zu verwenden bestimmt ist. Die CU wird dann wissen, welche Codes zu verwenden sind und wann sie bei dem Kodieren von Signalen von jeder RU zu verwenden sind.
  • Bei sehr großen Systemen kann die Spanne die Rahmenzeit überschreiten, und das Zwingen, die Spanne niedriger sein zu lassen als das Rahmenintervall, würde die Systemgröße übermäßig beschränken. Wenn die Spanne des Systems größer ist als die Rahmenzeit, tritt ein Aufzeichnungsproblem auf, da sich nicht alle der RUs auf die gleiche Lücke ausrichten können. Dies bedeutet, dass die CU nicht wissen wird, welche Codes jede RU verwendet, um das Spektrum ihrer Nutzdaten zu verteilen, wenn sie nicht die gesamte Bearbeitungszeit für jede RU kennt. In anderen Worten wird jeder durch die CU stromabwärts zu den RUs übertragene Rahmen mit Hilfe eines Kilorahmenmarkierungssignals nummeriert, das in dem Steuerkanalträgerton kodiert ist. Die RU-Empfänger erfassen diese Kilorahmenmarkierung und zählen einzelne empfangene Rahmen und wissen somit, welche Rahmenzahl jeder von der CU empfangene Rahmen hat. Wenn die Spanne des Systems niedriger ist als ein Rahmenintervall und jede RU auf die gleiche Lücke ausgerichtet ist, wird jede RU wissen, dass, wenn z.B. der CU-Rahmen 99 empfangen wird, der nächste Satz an durch die RUs übertragenen Rahmen allesamt an der CU im gleichen Zeitpunkt ankommen wird, d.h. dem Beginn des nächsten Rahmens an der CU, und alle diese RU-Rahmen werden die Rahmennummer 100 durch die CU zu ihnen zugewiesen haben und werden zusammen verteilt und dekodiert werden. Bei dieser Situation machen stromabwärts gerichtete Instruktionen zu der RU #1927, die Codes #55 und 57 während dem Rahmen 100 zu verwenden, und zu RU #3, den Code #3 während dem Rahmen 100 zu verwenden, Sinn, und die CU kann richtig die Daten von jeden dieser RUs dekodieren, da sie weiß, welche Codes jede während dem Rahmen 100 benutzt hat. Nehme man jedoch an, dass die RU #1927 mit der nächsten sequentiellen Lücke ausgerichtet ist, welche auf die Lücke folgt, auf welche die RU #3 ausgerichtet ist. Dies bedeutet, dass, wenn der Rahmen #99 von der CU empfangen wird, der Rahmen, welcher durch die RU #3 in Antwort auf den Rahmen #99 übertragen wird (die Stromabwärtsdaten des Rahmens 99 werden abgeladen, neue Stromaufwärtsdaten werden geladen, und der Rahmen wird „wiederübertragen" zurück in Richtung zu der CU), mit 100 nummeriert wird, wenn er an der CU ankommt. Jedoch wird der durch die RU #1927 in Antwort auf den Empfang des Rahmens #99 übertragene Rahmen an dem Beginn des CU-Rahmens #101 ankommen und durch die CU als RU-Rahmen #101 behandelt werden. Wenn die CU nicht weiß, dass die RU #1927 nicht mit der gleichen Lücke wie die RU #3 ausgerichtet ist, wird es angenommen werden, dass die RU #1927 und die RU #3 beide die Codes verwenden, welche ihnen für den Rahmen 100 zugewiesen sind, wenn die RU #1927 tatsächlich die Codes verwendet, welche ihr für den Rahmen #101 zugewiesen sind.
  • Die Lösung für dieses Aufzeichnungsproblem ist es für die CU, die TTA oder die gesamte Bearbeitungsfortschrittzeit für jede RU zu kennen und durch die CU zu jeder RU zu übertragen. Jede RU verwendet dann ihre TTA-Zeit plus der Kilorahmenmarkierung, welche in dem Steuerkanal kodiert ist (oder stromabwärts auf jede andere Weise übertragen ist), um zu verfolgen, welche Rahmenzahl jeder empfangene CU-Rahmen hat und was die durch die CU an den nächsten RU-Rahmen zugewiesene Rahmenzahl sein wird, welche in Antwort auf den Empfang des CU-Rahmens übertragen wird. Dies erlaubt es der RU, die richtig zugewiesenen orthogonalen, pseudo-zufälligen Verteilungscodes zu verwenden, welche durch die CU für jeden Rahmen zugewiesen sind, da die RU wissen wird, welche Rahmenzahl durch die CU zu jedem der RU-Rahmen zugewiesen werden wird, und weiß, dass die Codezuweisungsnachrichten von der CU auf Rahmenzahlen basieren, welche den RU-Rahmen durch die CU zugewiesen sind.
  • Der tatsächliche Algorithmus, welcher in der CU zum Berechnen der TTA für jede RU zum Unterstützen des grenzenlosen Aufstellens ausgeführt wird, ist recht einfach. Dieser Algorithmus tritt auf, nachdem die RU, deren TTA, welche berechnet wurde, erfolgreich den Aufstellungsprozess vervollständigt hat und mit einer Lücken ausgerichtet ist. Die CU sendet einen Rahmen zu der RU. Der Rahmen selbst weist keine Rahmenkennzeichnungsnummer auf, jedoch erlauben es die Kilorahmenmarkierungen in den Steuerkanaldaten den RUs, empfangene CU-Rahmen unter Verwenden eines lokalen Zählers zu zählen. Währenddessen, während die CU Rahmen sendet, fährt ihr Rahmenzähler fort aufzusteigen. In Antwort auf den empfangenen Rahmen sendet die RU einen Rahmen an die CU zusammen mit einer TTA_Dienst_Anfrage zurück, welche die RU-Rahmenkennzeichnungsnummer für den übertragenen Rahmen umfasst, welche gleich zu dem lokalen Zählwert ist. In anderen Worten passt die RU-Rahmenkennzeichnungsnummer, welche mit der TTA_Dienst_Anfrage zurückgesendet wird, mit der CU-Rahmennummer des gerade empfangenen Rahmens zusammen, wie er durch den lokalen Zählwert bestimmt ist. Wenn der Rahmen der RU die CU erreicht, subtrahiert die CU die RU-Rahmenkennzeichnungsnummer von dem laufenden Rahmenkennzeichnungszähler der CU. Diese Differenz mal dem Rahmenintervall ist gleich zu der TTA für diese RU. Die Multiplikation mal dem Rahmenintervall ist nicht tatsächlich notwendig, da die RU nur zu wissen erfordert, wie viele vollständige Rahmen hinter dem laufenden CU-Rahmenzähler jeder der übertragenen Rahmen der RUs in der Lage sein werden, die richtigen Codes für jeden Rahmen zu verwenden.
  • Bezugnehmend auf die 10 ist dort eine typische Kabelfernsehsystemanordnung gezeigt, bei welcher die Lehren der Erfindung in einer Mehr-RU- Mehrfachkanalumgebung Anwendung finden. Die Zentraleinheit oder CU 252 ist über ein Koaxialkabel, eine Satellitenverbindung, eine Kurzwellenverbindung, eine optische Faserverbindung oder eine Kombination dieser Medien 251 mit einer Mehrzahl von Abonnenten gekoppelt, von welchen die Abonnenten 254 und 256 typisch sind. Die CU sendet und empfängt eine digitale Information bidirektional mit jedem der RUs von den Abonnenten. Jeder Abonnent weist eine entfernte Einheit oder RU auf, welche als die Schnittstelle zwischen dem Fernseher, dem Computer, dem Telefon und anderen Einrichtungen des Abonnenten und dem Übertragungsmedium 251 wirkt. Die CU weist ein Modem darin auf, welches eine Schaltung umfasst in einem Übertragungskanal, welcher Rahmen von Datensymbolen von einem TDMA-Digitaldateneingangsstrom versammelt und diese Rahmen von Symbolen kodiert und zu RUs überträgt unter Verwenden von orthogonalen Codes. Das Modem umfasst auch einen Empfangskanal, welcher die kodierten Rahmen von Symbolen empfängt, die Symbole dekodiert unter Verwenden der Transponierten der Codematrix von den orthogonalen Codes, welche durch die RUs verwendet werden, um die Rahmen zu übertragen, versammelt wieder den digitalen TDMA-Datenstrom von den dekodierten Ergebnissen und gibt den TDMA-Strom für die Verwendung durch eine andere Einrichtung aus, welche dem Abonnenten verschiedene Dienste bereitstellt.
  • Jeder Rahmen umfasst Symbole, welche aus digitalen Nutzdaten in 128 Zeitschlitzen in dem TDMA-Strom zusammengesetzt sind. Jeder Zeitschlitz in dem TDMA-Strom kann 8 Bits in einigen Ausführungsformen tragen, jedoch in der bevorzugten Ausführungsform transportiert jeder Zeitschlitz 9 Bits, aus Gründen, die unten zu beschreiben sind. Jeder Zeitschlitz ist ein Kanal, welcher digitale Daten transportieren kann unter Kodieren einiger Dienste, wie z.B. Video auf Anfrage, Videotelefonkonferenzen, Internetzugang etc. Die Zeitschlitze/Kanäle sind auf einer Wie-benötigt-Basis zu den verschiedenen Abonnenten-RUs zugewiesen, um Daten zu senden/empfangen, welche den Dienst in bidirektionaler Kommunikation mit der CU implementieren. Die Taktgebungsreferenz der CU ist der TDMA-Bus 266, welcher von einer MAC-Schichtschaltung kommt. Der TDMA- Bus leitet seine Zeitsignale von der T1/E1-Spanne ab, auf welche das System verbunden ist. Obwohl periphere Geräte gezeigt sind, welche mit dem TDM-Bus 266 verbunden sind, sind in der Realität diese nicht bei der CU angeordnet, sondern sind anderswo angeordnet und mit der CU über eine T1/E1-Spanne gekoppelt (hier im Folgenden T1-Spanne). Im Falle von Taktfehlern, welche durch Versagen der T1-Spanne verursacht werden, müssen die CU und die RUs im Inneren synchronisiert bleiben und fähig sein, sich mit dem TDMA-Bus wieder zu synchronisieren, wenn ein Signal wiedergewonnen wird. Der TDMA-Bustakt und das Rahmensignal bestehen aus dem Übertragungstakt, dem Übertragungsrahmen und den Übertragungssuperrahmensignalen. Die CU verwendet eine PLL, um das TDMA-Busübertragungstaktsignal bei 8,192 MHz zu verfolgen und wiederzuerzeugen. Diese erste PLL wird fortfahren, ein Übertragungstaktsignal zu erzeugen, auch wenn das TDMA-Busübertragungstaktsignal versagt. Das CU-Modem umfasst auch eine zweite PLL, welche das Signal von der ersten PLL verfolgt und einen 57-MHz-Hochgeschwindigkeitstakt erzeugt, welcher dazu synchronisiert ist. Das Übertragungsrahmensignal von dem TDMA-Bus ist die systemweite Rahmenreferenz und wird von den Modems als die Basis für die Zeitplanung der SCDMA-Datenrahmen verwendet. Um nicht von dem externen TDMA-Busübertragungsrahmensignal abhängig zu sein, synchronisiert die CU-Modemzeitbasis eine lokale Quelle zu diesem Signal und fährt fort, Rahmenreferenzsignale in dem Fall eines TDMA-Bus- oder eines T1-Spannenversagens zu erzeugen, so dass es keinen Verlust in der Synchronisation gibt. Die Zeitbasis umfasst einen Schaltkreis, um auf die neue Rahmenreferenz bei der Rückkehr zu dem Dienst wiederzusynchronisieren. Ein systemweites Rahmenumschalten tritt nach der Wiedergewinnung des TDM-Busdienstes auf mit einer neuen Rahmenreferenz, die von der ursprünglichen Rahmenreferenz versetzt ist. Die CU überwacht den TDMA-Bus für die Wiedergewinnung des TDMA-Rahmensignals und wartet 5 ms, um sicherzustellen, dass sie stabil sind. Die CU bestimmt dann den Rahmenversatz und sendet eine Rahmenumschaltnachricht stromabwärts, welche die erforderliche Rahmenumschaltung bei der gleichen Rahmenzahl in den Chipzählern von beiden befiehlt, den Sendern und den Empfängern von beiden, der CU und allen RUs. Um den Verlust der Synchronisation zu vermeiden, müssen die PLLs in dem System vor dem Umschalten eingefroren werden, und wenn die Umschaltung erfolgte, müssen die PLLs aufgetaut werden. Die einzelnen Rahmenumschaltnachrichten bringen die RUs dazu, automatisch diesen Prozess des Einfrierens der PLLs auszuführen, wobei das Umschalten und Auftauen der PLLs durchgeführt wird. Aktive Zeitschlitze sind während den Rahmenumschaltungen zulässig, jedoch sollten keine Aktivierungen von neuen Links oder anderer Stromaufwärtsaktivität stattfinden, z.B. Zugangsanfragen und ein Wiederausgleich von den Stromabwärtselementen. Jede RU, die das Rahmenumschalten verpasst, muss die Rahmensynchronisation wiedererwerben.
  • Jeder der CU-Modemsender und -empfänger hat seine eigene unabhängige Zeitbasis in der bevorzugten Ausführungsform.
  • Die Wahl von 128 Nutzlastzeitschlitzen pro Rahmen ist nicht zufällig. Beim Telefonbereich umfasst ein Rahmen von Daten auch 128 Zeitschlitze, von denen jeder 8 Bits an Daten transportiert. Jede RU ist in Synchronisation mit der CU und weiß, wann der Beginn und das Ende von jedem Rahmen an Daten auftreten. Jede RU weiß auch, welche(r) Zeitschlitz(e) zu ihr zugewiesen wurde(n) mit Hilfe von Seitengesprächen, welche jede RU mit der Kanalzuweisungsschaltung in der CU auf den Befehl- und den Steuerungskanälen hat (die verbleibenden 16 Kanäle von den 144 Gesamtkanälen).
  • Bezugnehmend auf die 11 ist dort ein Blockdiagramm des Systems der 10 gezeigt, welches mehr im Detail etwa eine Mehrfachkanalausführungsform für die innere Struktur von jeder RU-Modemübertragungskanalschaltung zum Übertragen von Daten zu der CU zeigt. Der gestrichelte Kasten 254 stellt die RU #1 dar, während der gestrichelte Kasten 256 die RU #2 darstellt. Jede RU empfängt einen zeitteilungsgemultiplexten (TDMA-)Strom an digitalen Daten von den verschiedenen Einrichtungen, welche die Kommunikationsfähigkeit des Koaxialkabels/Übertragungsmediums 251 teilen. Zum Beispiel ist die RU #1 mit einem in teraktiven Fernseher 258 gekoppelt und ist auch mit einem Personal Computer 260 und einem Videotelefon 262 verbunden. Ein interaktives Fernsehen ist ein multipliziertes herkömmliches TV, in welchem ein Nutzer digitale Signale zu der CU in Antwort auf Dinge senden kann, die er oder sie wünscht, auf dem Fernseher zu sehen, oder als Anfrage für spezifische Videoauswahlen. Jede dieser Vorrichtungen weist einen digitalen Dateneingangs-/-ausgangsport auf, welcher mit einem Zeitteilungsmultiplexerschalter 264 gekoppelt ist. Der Schalter 264 kombiniert Daten, welche von Einrichtungen hereinkommen, durch Setzen von Bytes an Daten von jeder Einrichtung in Zeitschlitze in einem zeitteilungsgemultiplexten (TDMA-)Strom an digitalen Daten auf der Leitung 266. Der TDMA-Strom für die RU #2 ist auf der Leitung 267.
  • Jeder Zeitschlitz/Kanal kann 9 Bits enthalten, von welchen 8 Bits dem Kodieren der Daten für diesen Kanal gewidmet sind und 1 Bit für die Verwaltungs- und Steuerungszwecke verwendet wird. Das 9te Bit kann als ein kleiner Seitenkanal für Nebengespräche über und unter dem Hauptdatenverkehr für den Kanal verwendet werden. In alternativen Ausführungsformen kann auch jede andere Anzahl von Bits pro Zeitschlitz verwendet werden.
  • Die 9-Bit-Gruppen von Bits in jedem Zeitschlitz sind in 3-Bit-Gruppen unterteilt, welche hier Dreifachbits oder Tribits genannt werden. Diese drei Dreifachbits aus dem Zeitgebiet sind ein sehr kurzer Ausbruch an Daten, welche in der Zeit heraus in dem Codegebiet verteilt werden. Die Dreifachbits werden über die Zeit heraus verteilt durch Auswählen von drei verschiedenen Dreifachbitspalten von einem Array in einem Rahmenspeicher, der unten für jede Erhöhung des Lesezeigers beschrieben ist, und Multiplexen dieser linearen Arrays von Dreifachbits durch die Senderschaltung. Die drei Spalten der Dreifachbits von jedem Rahmen überspannen jede alle 144 Zeitschlitze des TDMA-Eingangsstroms.
  • Alle Symbole, welche für den ersten Rahmen erzeugt werden für alle aktiven Kanäle, werden unter Verwenden von orthogonalen Codes kodiert, und die Ergebnis se werden für eine gleichzeitige Übertragung über das geteilte Übertragungsmedium unter Verwenden eines synchronen CDMA-Modulationsschemas kombiniert.
  • Jede RU ist fähig zum Empfangen von Daten in bis zu 144 von den Zeitschlitzen in dem Eingangs-TDMA-Strom und ist fähig, all diese Daten zu der CU zu bringen. Jedoch sind nur 144 Gesamtkanäle für alle RUs zum Teilen verfügbar, so dass selten eine RU alle 144 Kanäle verwendet. Jede RU beantragt die Anzahl von Zeitschlitzen oder Kanälen, welche sie benötigt, um Dienste bereitzustellen, welche durch den Abonnenten über eine Zugangsanfrage beantragt werden. Diese Anfrage wird über eine Nachricht auf einem zufällig ausgewählten von 8 der 16 Befehls- und Steuerkanäle, welche den Zugangsanfragen und Stromabwärtsnachrichten gewidmet sind. Die 8 Zugangsanfragekanäle werden konstant durch die CU überwacht. Die CU sendet dann eine Antwortnachricht, welche der anfragenden RU mitteilt, welche Kanäle ihr zugewiesen worden sind. Die CU wird nicht den gleichen Kanal an mehrere RUs zuweisen. Die anderen 8 Verwaltungs- und Steuerungskanäle sind dem stromabwärts gehenden Verwaltungs- und Steuerungsverkehr gewidmet.
  • Jede RU verwendet dann die passenden orthogonalen Codes in den Kodierern, welche angekoppelt sind, um die Daten von den Zeitschlitzen zu empfangen, zu welchen sie zugewiesen worden sind. Zum Beispiel wird, wenn der RU #1 die Kanäle 1 und 2 zugewiesen sind und die RU #2 dem Kanal 3 zugewiesen ist, die RU #1 orthogonale Codes #1 und #2 in dem Kodierer verwenden, welcher gekoppelt ist zum Empfangen der Daten in den Zeitschlitzen 1 und 2, und die RU #2 wird den Orthogonalcode #3 in den Kodierer setzen, der gekoppelt ist, um die Daten von dem Zeitschlitz 3 zu empfangen. Das bedeutet, dass ein orthogonaler Code jedem Nutzdatenkanal zugewiesen ist und jedem Befehls- und Steuerkanal in der in der 11 gezeigten Ausführungsform. Der Übertragungskanal von jeder RU der in der 11 gezeigten Ausführungsform weist einen spalterähnlichen Splitter 268 auf. Der Zweck dieses Splitters ist es, beim Übertragen von Daten zu der CU 252 die Daten in jedem Zeitschlitz von dem zeitteilungsgemultip lexten einkommenden Datenstrom herauszuspalten und die Daten von jedem Zeitschlitz an einen von einer Mehrzahl von orthogonalen Codekodierern anzulegen unter Verwenden eines orthogonalen Codes von dem Codesatz, welcher auf dem System verwendet wird. Zum Beispiel werden bei dem oben gegebenen hypothetischen Beispiel die Daten von dem Zeitschlitz #1 von dem Splitter auf der Leitung 270 ausgegeben, welcher mit dem Dateneingangsport des Orthogonalcode-#1-Kodierers 1 gekoppelt ist, Block 272, und die Daten von dem Zeitschlitz 2 werden über die Leitung 271 zu dem Kodierer #2 gesendet, Block 273. Der Kodierer 272 kodiert die Kanal-1-Daten von dem Zeitschlitz 1 unter Verwenden des Codes #1 von dem orthogonalen Codesatz in Verwendung in dem System (tatsächlich eine Reihe von der Codematrix, welche den gesamten Codesatz definiert) und gibt das sich ergebende modulierte Signal auf der Leitung 274 aus, welche mit einem Summierungseingang von einem Summiererknoten 276 gekoppelt ist. Der Kodierer #2, Block 273, kodiert die Daten von dem Kanal 2 im Zeitschlitz 2 unter Verwenden des Codes #2 von dem Satz an orthogonalen Codes (eine verschiedene Reihe von der Codematrix – Reihen oder Spalten der Codematrix können auswechselbar bei der Matrixmultiplikation des Übertragungsprozesses verwendet werden, so lange die Matrixmultiplikation des empfangenen Signalvektors mal der transponierten Matrix das Gegenteil ist, d.h. wenn die Reihen auf der Übertragungsseite verwendet werden, werden die Spalten auf der Empfangsseite verwendet).
  • Eine Steuerschaltung (nicht gezeigt) in jeder RU, welche zum Kommunizieren mit der CU über einen Verwaltungs- und Steuerungskanal gekoppelt ist und welche auch mit jedem der Orthogonalcodekodierer gekoppelt ist, empfängt die Kanalzuweisungen für die RU und wählt den einzigartigen orthogonalen Code für den zugewiesenen Kanal aus. Die Steuerschaltung steuert dann jeden Kodierer, um den passenden orthogonalen Code zu verwenden, der dem Kanal zugewiesen ist, beim Kodieren von Daten für diesen Kanal. Jeder Kodierer in den RUs, welcher aktiv ist, muss einen verschiedenen, einzigartigen, orthogonalen Code verwenden. Kein Kodierer wird den gleichen Code wie ein anderer „aktiver" Kodie rer verwenden. Ein „aktiver" Kodierer ist ein Kodierer, welcher zum Kodieren eines bestimmten Kanals für seine RU zugewiesen worden ist.
  • Nachdem die Daten von dem passenden Zeitschlitz von dem TDMA-Strom herausanalysiert sind durch den Splitter 268 und zu dem richtigen Kodierer geführt sind und der richtige orthogonale Code für die Verwendung in dem Kodierer ausgewählt ist, werden die Daten in den zugewiesenen Zeitschlitzen/Kanälen für jede RU kodiert. Dies erfolgt unter Verwenden der passenden orthogonalen Codes, welche diesen Kanälen zugewiesen sind. Die Ergebnisse werden dann an die CU gleichzeitig von allen RUs über das geteilte Übertragungsmedium 251 übertragen. Noch genauer wird die Energie, welche die Daten darstellt, von den verschiedenen Zeitschlitzen/Kanälen heraus über die gesamte 125 Mikrosekundendauer des Rahmens durch die Aktion des Kodierers verteilt. Weil die Daten von den verschiedenen Zeitschlitzen unter Verwenden von orthogonalen Codes kodiert sind, tritt keine Interferenz zwischen den Daten während der Übertragung von den kodierten Symbolen auf dem Codegebiet auf.
  • Es gibt für jeden Zeitschlitz in jeder RU einen Kodierer in der in der 11 gezeigten Ausführungsform. Jeder Kodierer verteilt die Energie von seinem zugewiesenen Kanal über alle Chips in dem Rahmen. Jeder Kodierer in jeder RU weist sein kodiertes Ausgangssignal auf, welches mit einem summierenden Eingang eines summiererähnlichen Summierers 276 gekoppelt ist. Die Funktion des Summierers in jeder RU ist es, alle die kodierten Signale zu summieren und sie an einem Abonnentenzweigkoaxialkabel oder einem anderen Übertragungsmedium, wie einem Zweigkabel 278, auszugeben. Die Übertragungsmedien, wie der Zweig 278, sind durch einen direktionalen Koppler, wie den Koppler 280, mit dem Hauptkoaxialkabel/Übertragungsmedium 251 gekoppelt. Die kombinierten Ausgabesignale von jeder RU werden dem Zusammensetzungssignal auf dem Hauptkoaxialkabel durch einen oder mehrere direktionale Koppler hinzugefügt, symbolisiert durch den Koppler 280.
  • Bei der CU werden die Codegebietsignale auf dem geteilten Übertragungsmedium 251 durch die Kodierer 282, 284 etc. dekodiert, und die sich ergebenden Daten werden zurückgesetzt in die passenden Zeitschlitze auf den Zeitgebiet-TDMA-Strömen für die Ausgabe zu verschiedenen Einrichtungen, die die angeforderten Dienste bereitstellen.
  • An der CU 252 wird das Zusammensetzungssignal, welches von dem Übertragungsmedium 251 empfangen wird, an jeden der Mehrzahl von Dekodierern verteilt. Ein Dekodierer für den Kanal 1 ist durch den Block 282 dargestellt. Dieser Dekodierer verwendet die Transponierte der Codematrix, welche zum Kodieren der Kanal-1-Daten verwendet wurde, um jede Kanal-1-Information zu extrahieren, welche in das Zusammensetzungssignal durch die RU #1 kodiert wurde (oder welche RU auch immer dem Kanal 1 zugewiesen wurde). Dieses Dekodieren erfolgt in der zuvor bei der Diskussion der 1–3 beschriebenen Art und Weise.
  • Auf ähnliche Art und Weise verwendet der Dekodierer für den Kanal 2, welcher durch den Block 284 dargestellt ist, die transponierte Codematrix zum Dekodieren jeder Kanal-2-Information, die in dem Zusammensetzungssignal durch die RU #2 kodiert wurde. Bei der Ausführungsform der 11 gibt es einen Dekodierer in der CU für jeden in Benutzung sich befindenden Kanal, und jeder Dekodierer verwendet die passende Spalte der transponierten Matrix [cT] entsprechend zu dem Code, welcher durch die entsprechende RU zum Kodieren des Kanals verwendet wurde, welcher dekodiert wird. Die sich ergebenden dekodierten Digitalsignale werden auf Leitungen 286 und 288 an einen Schalter ausgegeben, welcher diese digitalen Signale wieder versammelt, um eine Zusammensetzung der zeitteilungsgemultiplexten Datenströme wiederherzustellen, welche in die RUs auf den Leitungen 266, 267 etc. eingetreten sind.
  • Bei der in der 11 gezeigten Ausführungsform sind lediglich die Übertragungskanäle gezeigt, und die einzelnen Kodierer sind für jeden Kanal gezeigt. Bei einer mehr praktischen Ausführungsform wird lediglich ein einziger Kodierer in jedem Übertragungskanal und in jedem Modem verwendet. Dieser Kodierer wird zeitgeteilt, um die Daten von den verschiedenen Zeitschlitzen zu kodieren. Gewöhnlicherweise ist der einzige Kodierer ein geeignet programmierter Mikroprozessor. Jedes RU-Modem weist auch einen Empfangskanal (nicht gezeigt) auf, welcher ähnlich strukturiert ist, um die Kanalschaltung in der CU zu empfangen, die in der 11 gezeigt ist. Bei einigen Ausführungsformen werden das Dekodieren in dem Empfangskanal und das Kodieren in den Übertragungskanälen durchgeführt unter Verwenden eines einzigen Mikroprozessors, welcher geeignet programmiert wurde. Die Wahl, ob entweder ein geteilter Mikroprozessor oder mehrere einzelne Kanäle von Hardware zu verwenden ist, hängt weitestgehend von der Datenrate und von Kostenbetrachtungen ab. Wenn die Datenraten hoch sind, können mehrere einzelne Kanäle erforderlich sein. Wenn die Datenraten niedrig genug sind, um einen geteilten Mikroprozessor zu verwenden, und die Kosten zu minimieren sind, wird der geteilte Mikroprozessor bevorzugt.
  • Typischerweise wird eine RU weniger als die 128 Nutzdatenkanäle verwenden, wenn jedoch eine RU oder eine handvoll alle 128 Kanäle benutzen, kann keiner anderen RU irgendeine Bandbreite verliehen werden, da nur eine RU auf irgendeinem bestimmten Kanal in einer bestimmten Zeit sein kann. Offensichtlich muss der ausgewählte orthogonale Codesatz zumindest 128 Codes aufweisen. Jedoch gibt es in der bevorzugten Ausführungsform 128 Datenkanäle plus 16 Verwaltungs- und Steuerkanäle für eine Gesamtheit von 144 Kanälen. Von den 16 Verwaltungs- und Steuerkanälen werden 4 Zugangskanäle ausgewählt, welche Verkehr von den RUs zu der CU befördern, welche Bandbreite anfragen und auf verliehene Kanäle verzichten, nachdem die RU geendet hat, die durch die CU verliehenen Kanäle zu verwenden. Da es 144 separate Kanäle gibt, muss ein orthogonaler Codesatz verwendet werden, der zumindest 144 einzigartige orthogonale Codes aufweist. Jeder Kanal weist ein Maximum an 72 Kilobits pro Sekunde Datenkapazität in der bevorzugten Ausführungsform auf.
  • Die Kanalzuteilung durch die CU kann jede von einer Anzahl von verschiedenen Formen einnehmen. Zum Beispiel könnten die RUs eine feste Zuteilung an Kanälen haben, oder Kanäle könnten in jeder Anzahl zu jeder RU auf Basis des Bedarfs verliehen sein, wo die CU die einzelnen RUs nach ihren Bedürfnissen befragt, oder die RUs übertragen ihre Bedürfnisse asynchron an die CU, und die CU entscheidet zwischen den Anfragen, um die verfügbaren Kanäle zuzuteilen. Auf ähnliche Art und Weise kann eine RU Sicherheitserwägungen haben, um zu erfordern, dass ein Kanal zu ihr jederzeit zugeteilt ist und keiner anderen RU erlaubt wird, auf diesem Kanal zu sein, wie es durch die Kanalverleihungen durch die CU gesteuert wird, die in Nachrichten an die einzelnen RUs gegeben werden. Alternativ können einige Kanäle für alle RUs verfügbar gemacht werden, um die RUs selbst Konkurrenzen lösen zu lassen. In der bevorzugten Ausführungsform gibt es vier Kanalzuteilungsschemata, welche entweder einzeln oder in jeder Kombination in der CU-Kanalzuteilungsschaltung implementiert sind: (1) ein Reservierungsschema, bei welchem die RUs um Bandbreite bitten und die CU bestimmte Kanäle für jede der RUs reserviert; (2) ein Konkurrenzmechanismus, in welchem die RUs durch die CU benachrichtigt werden, welche Kanäle für den Verkehr für alle RUs verfügbar sind und wo die RUs auf diesen Kanälen willentlich mit durch die CU erfassten Konkurrenzen übertragen und Konkurrenzbenachrichtigungsnachrichten an die RUs, die in Konkurrenz sind, um Konkurrenzlösungsprozeduren zu beginnen; (3) Befragung, bei welcher die CU von jeder RU sequentiell ermittelt, ob sie Bandbreite benötigt und Bandbreite wie benötigt verleiht, wie es von der Befragung festgestellt wird, mit Schlichtung, wenn nicht genügend Kanäle verfügbar sind, um alle Anfragen zu erfüllen; (4) feste Zuteilung der verfügbaren Kanäle zu spezifischen RUs. Bei der bevorzugten Ausführungsform können alle vier Schemata einzeln bei Zeiten verwendet werden, oder jede Kombination der Schemata kann bei Zeiten verwendet werden. Welche Kanalzuteilungsschemata in einem bestimmten Zeitpunkt in Verwendung sind, wird durch das Konfigurationsdatensetup durch den Nutzer bestimmt. Zum Beispiel kann ein Viertel der Kanäle in ein Reservierungsschema gesetzt werden, ein Viertel der Kanäle kann für die Konkurrenz zurückgelassen werden, ein Viertel der Kanäle kann eine feste Zuteilung haben, und das letzte Viertel der Kanäle kann für die Befragungszuteilung reserviert sein. Jeder dieser verschiedenen Mechanismen für die Zuteilung von Bandbreite wird für sich genommen als bekannt angenommen. Jedoch erachten es die Anmelder als neu, eine CU bereitzustellen, die jedes dieser Verfahren oder jede nutzerprogrammierbare Kombination von allen vier Verfahren verwenden kann für nutzerprogrammierbare Gruppen von Kanälen, wobei alle durch Eingabe von Konfigurationsdaten durch einen Nutzer während einem Konfigurationsprozess aufgestellt werden.
  • Da der Kanalzuteilungsmechanismus bei der Ausführungsform der 11 zentralisiert ist, haben die RUs keine andere Belastung, als nach der Bandbreite zu fragen, welche sie benötigen. In einer alternativen Ausfürungsform jedoch können die RUs um Kanalzuteilungen „bitten", und irgendein Schlichtungsprozess, welcher lokal in den RUs ausgeführt wird, kann irgendwelche Konkurrenzen lösen.
  • Durch Verwenden der Verteilspektrumsmodulation auf dem Hauptkoaxialkabel 251 werden alle die Probleme vermieden, die mit dem reinen Zeitteilungsmultiplexen oder dem reinen Frequenzteilungsmultiplexen auf solch einem geteilten Übertragungsmedium verbunden sind. Zusätzlich vermeidet das Verwenden des synchronen CDMA-Multiplexens und der Modulationstechnik mit Kanälen, welche auf einer nicht-festen, flexiblen Wie-benötigt-Basis gemäß den Lehren der Erfindung zugewiesen sind, die Verschwendung von sogenannten synchronen Zeitteilungsmultiplexschemata. Bei den synchronen Zeitteilungsmultiplexschematas würde jede RU eine feste Zuteilung von Zeitschlitzen haben, und diese Zeitschlitze würden auch übertragen werden, wenn sie leer wären, d.h. die RU hatte keinen Verkehr zum Senden oder zum Empfangen während einigen oder allen ihrer Zeitschlitze. Synchrone TDMA-Multiplexschemata sind beschrieben in „Data and Computer Communications" von Dr. William Stallings, auf Seiten 211–213, Macmillan Publishing Co., New York (4. Auflage 1994) ISBN 0-02-415441-5, welche hier durch Bezugnahme mit einbezogen wird.
  • Ein Codeteilungsmehrfachzugangstransceiver
  • Die Gattung der Erfindung betrachtet ein synchrones Codeteilungsmehrfachzugangssystem für das Verwenden auf einem CATV-System, um zusätzliche digitale Dienste bereitzustellen, wobei die gesamte Bandbreite, welche den zusätzlichen Diensten zugeteilt ist, kontinuierlich vollständig verwendet wird und simultan durch mehrere Nutzer geteilt werden kann. Speziell wird eine Mehrzahl von orthogonal kodierten Pseudo-Punkt-zu-Punkt-Kanälen bereitgestellt, welche von allen Nutzern geteilt werden können. Die Daten auf jedem Kanal werden in Rahmen gesendet. Die Nutzer und die RU-Transceiver sind physisch verteilt entlang dem CATV-System, wobei dadurch unterschiedliche Ausbreitungszeiten an die CU für jeden Nutzer verursacht werden aufgrund der physischen, unterschiedlichen Wege zu der CU ebenso wie durch die thermische Ausdehnung und Zusammenziehung des Netzwerks. Ein Trainingsintervall wird verwendet, in welchem jede RU einen Versuch- und Fehlerprozess ausführt, um ihren Übertragungsrahmenzeitverzögerungswert Td auf eine Verzögerung zu setzen, welche zu Rahmen von der RU führt, die gleichzeitig an der CU mit Rahmen ankommen, welche von allen anderen RUs übertragen werden. Diese Rahmensynchronisation maximiert die Anzahl von Nutzern, welche die verfügbare Bandbreite teilen können, durch Reduzieren von Nebensprechen zwischen den Codes. Bei Arten innerhalb dieser Gattung werden die Trellis-kodierte Modulation und die Viterbi-Dekodierung verwendet, um die Fehlerrate im Hinblick auf die Kanalbeeinträchtigungen zu verringern. Die Quadraturamplitudenmodulation wird auch bei den Arten der Trellis-kodierten Modulation und anderen Arten innerhalb der Gattung der Erfindung verwendet, um die Bandbreiteneffizienz zu maximieren. Bei anderen Arten innerhalb der Gattung wird eine Trainingsperiode verwendet, um die Kanalbeeinträchtigungen zu lernen, die dann für jede RU bestehen, und diese Kanalbeeinträchtigungen werden in Koeffizienten konvertiert, welche an Vorcodefilter zugeführt werden, um so die Transferfunktionen davon derart zu setzen, um die ausgehenden Signale vorzuverzerren, so dass sie relativ frei von Verzerrungen ankommen, welche durch Kanalbeeinträchtigungen verursacht werden.
  • Bezugnehmend auf die 19 ist dort ein Hochlevelblockdiagramm der bevorzugten Art eines Transceivers für die Verwendung in dem Modem von jeder RU und CU gezeigt. Der Übertragungskanal des Transceivers verwendet eine Rahmenschaltung 400. Die Funktion der Rahmenschaltung ist es, einen oder mehrere Ströme an digitalen Daten über den Datenpfad 399 von einer oder mehreren Quellen zu empfangen und diese Daten in einer Mehrzahl von Rahmen zu organisieren, wobei jeder Rahmen aus einem oder mehreren Symbolen besteht. Bei der bevorzugten Ausführungsform setzt die Rahmenschaltung 400 die Rahmen an Daten von einem TDMA-Datenstrom auf dem Bus 399 zusammen, wobei jeder Zeitschlitz einem Kanal entspricht. Es gibt 128 Nutzdatenkanäle zum Teilen und 16 Verwaltungs- und Steuerungskanäle, von denen einige auch geteilt werden für eine Gesamtheit von 144 Kanälen oder Zeitschlitzen. Jeder RU können einer oder mehrere Kanäle oder Zeitschlitze abhängig von dem Betrag an Bandbreite zugewiesen sein, welcher ihr durch die CU in Antwort auf Anfragen nach Bandbreite von der RU verliehen wurde. Zusätzlich kann Bandbreite für die verschiedenen RUs auf einer permanenten Basis in einigen Ausführungsformen reserviert sein, und bei diesen Ausführungsformen können die Kanäle oder Zeitschlitze permanent zugewiesen sein, oder die reservierte Anzahl von Kanälen kann auf einer gewährleisteten Basis jederzeit der RU zugewiesen sein, welche Bandbreite nachfragt.
  • Es ist für die Erfindung nicht kritisch, dass die eingehenden Datenströme in einem TDMA-Strom auf dem Bus 399 ankommen. Die Datenströme von peripheren Einrichtungen oder Netzwerken können in alternativen Ausführungsformen über FDMA auf dem Bus 399 ankommen, oder jede Quelle an Daten könnte mit der Rahmenschaltung 400 durch separate Eingangsbusse verbunden sein.
  • Die Rahmenschaltung 400 und ihre zugehörige Schaltung implementieren die variable Verzögerung, welche die Übertragungsrahmenzeitreferenz für jede RU und CU setzt. Diese Übertragungsrahmenzeitreferenz stellt die Zeitplanung der Übertragung von orthogonalen CDMA-kodierten Chips von jedem Rahmen derart auf, dass alle Rahmen von jeder der physisch verteilten RUs bei der CU zur gleichen Zeit ankommen. Obwohl die Erfindung immer noch arbeitet, auch wenn eine Rahmensynchronisation nicht aufrechterhalten wird, wegen der Orthogonalität der CDMA-Codes, die verwendet werden, arbeitet sie dennoch nicht so gut, da die maximale Anzahl von Nutzern, die gleichzeitig die verfügbaren Nutzdatenkanäle teilen werden, begrenzt ist. Dies ist so, da es höhere Level von Nebensprechen zwischen den CDMA-Codes gibt, wenn die Rahmenzeitsynchronisation zwischen allen RUs und der CU nicht aufrechterhalten wird. Daher durchläuft jede RU ein Trainingsintervall nach dem ersten Einschalten und von Zeit zu Zeit danach, um ihre Übertragungsrahmenzeitverzögerung zu setzen. Das Trainingsintervall umfasst einen Versuch- und Fehler-Aufstellungsprozess, wie beispielsweise den oben beschriebenen Prozess, bei dem die Übertragungsrahmenzeitverzögerung Td durch Kooperation zwischen dem Sender 401, dem Empfänger 403 und der CPU 405 in der RU gelernt wird, welche beim Aufstellen ist, und den gegenüberliegenden Einrichtungen in der CU. Die CPU wechselt den Wert von Td auf der Leitung 407, bis die Rahmensynchronisation erreicht ist, und danach erhält sie jedweden Wert von Td aufrecht, welcher zu der Rahmensynchronisation führte, welche erreicht worden ist.
  • Die bestimmte Art und Weise, auf welche die Rahmensynchronisation erreicht wird, ist für die Erfindung nicht kritisch, und andere Prozesse können verwendet werden, wie z.B. die Versuch- und Fehlerkorrelation eines ausgewählten Datenstrings, welcher durch einen ausgewählten CDMA-Code verteilt ist, der bei verschiedenen Werten von Td mit dem Signal von einer anderen RU übertragen wurde, von welcher es bekannt ist, dass sie in Rahmensynchronisation ist, welche den gleichen Datenstring umfasst, der durch den gleichen ausgewählten CDMA-Code verteilt ist.
  • Die Rahmenschaltung 400 bei der bevorzugten TDMA-Eingangsbusausführungsform überbrückt die beiden Zeitgebiete zwischen den TDMA-Eingangsdaten und dem Chip-Taktcodegebiet (das Lesen von der Rahmenschaltung erfolgt bei der Chip-Taktrate, und das Schreiben erfolgt bei der Bytetaktrate, an welcher Zeitschlitze von Daten mit einem 9-Bit-Byte zu einem Zeitpunkt geschrieben werden). Der Ausgangsdatenstrom von der Rahmenschaltung 400 umfasst drei Arrays von Tribits pro Rahmen, wobei jedes Array von Tribits einen Informationsvektor darstellt, welcher nach. dem Kodieren durch den Orthogonalmultiplexer 408 in ein Symbol von Chips transformiert wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der orthogonale Multiplexer 408 ein Codeteilungsmultiplexer, welcher eine Mehrzahl von orthogonalen Codes verwendet, wobei jeder Code zum Kodieren der Daten von einem unterschiedlichen Kanal verwendet wird. Dies ist eine sogenannte Direktsequenztypverteilspektrumsoperation, in welcher die Bandbreite des Basisbandsignals auf den Bussen 1068C und 1070C über ein breites Spektrum durch die CDMA-Codes verteilt werden unter Verwenden des Orthogonalcodemultiplexers 527 in der 28A und des Orthogonalcodemultiplexers 408 in der 19. Der Grund hierfür liegt in der viel höheren Taktrate des Chiptakts, welcher zum Antreiben der Multiplikation der einzelnen Informationsvektorelemente mal den Codeelementen verwendet wird.
  • Bei einer wichtigen Klasse von alternativen Ausführungsformen kann der Orthogonalkodiermultiplexer 408 (und der Orthogonalmultiplexer 527 in der 28A) jeder Kodierer sein, welcher jeden Kanal mit einer verschiedenen, orthogonalen Wellenform kodiert. Zum Beispiel könnte dieser orthogonale Multiplexer digitale Abtastwerte speichern, welche eine Mehrzahl von orthogonalen Sinus- und Kosinuswellenformen, jede bei einer verschiedenen Frequenz, definieren. Jeder andere Satz an orthogonalen Wellenformen von verschiedenen Frequenzen, die anders sind als Sinus oder Kosinus, würde auch zum Kodieren der verschiedenen Kanaldatenabtastwerte funktionieren. Alle Kanaldaten würden dann durch verschiedene Wellenformabtastwerte multipliziert werden, um neue digitale Abtastwerte zu erzeugen, welche orthogonal kodierte Daten auf Bussen 417 und 419 für die Modulation auf den RF-Trägerfrequenzen definieren. Bei solchen Ausführungsformen wird die Bandbreite von den Daten jedes Kanals nicht so weit verteilt wie bei einem CDMA-System. Tatsächlich würden die Daten jedes Kanals in einer binären Datei von schmaler Bandbreitenfrequenz ausgegeben werden. Bei solchen Systemen würden die orthogonalen Demultiplexer 462 in der 19 und 766 in der 34 die umgekehrte Transformation auf die empfangenen Abtastwerte ausführen, um sie zurück zu den Basisbandsignalen auf dem Bus 463 der 19 und dem Bus 776 in der 34 zu bringen. Zum Beispiel könnte jeder Orthogonalcodemultiplexer 527 in der 28A und Orthogonalcodemultiplexer 408 in der 19 ein Invers-Fourier-Transformationsprozessor sein. Der Fourier-Transformationsprozess bestimmt von jeder Wellenform in dem Zeitgebiet die Stärke, Frequenz und Phase von einer unendlichen Anzahl von sinusförmigen Signalen in dem Frequenzgebiet, welche, wenn sie zusammengefügt werden, eine zusammengesetzte Wellenform identisch zu der Zeitgebietwellenform hervorbringen würden, die in den Transformationsberechnungsprozess eingegeben wurde. Dieser inverse Fourier-Transformationsprozess führt exakt den entgegengesetzten Prozess aus. Die Eingaben in die Invers-Fourier-Transformationsprozessoren 408 in der 19 und 527 in der 28A bei dieser alternativen Ausführungsform würden die Informationsvektorelemente auf den Bussen 1068C und 1070C in der 19 und den Bussen 549R und 549I in der 28A sein. Jedes dieser Informationsvektorelemente würde die Stärke von einer Frequenzkomponente in dem Fourier-Spektrum des zu erzeugenden Ausgabesignals definieren. Der Invers-Fourier-Transformationsprozessor würde dann die Wellenform des Zeitgebiets berechnen, die dieses Fourier-Spektrum haben würde, und digitale Abtastwerte ausgeben, welche diese Zeitgebietswellenform definieren, auf den Bussen 558R und 558I in der 28A und den Bussen 417 und 419 in der 19. Diese Abtastwerte würden zum Modulieren von einem oder mehreren RF-Trägern verwendet werden, in Übereinstimmung mit welchem Modulationsschema auch immer, das verwendet worden ist. Die Demultiplexer des Empfängers (462 in der 19 und 766 in der 34) führen dann eine Fourier-Transformation auf den eingehenden Signalabtastwerten aus, um die einzelnen Frequenzkomponentenstärken auszugeben, welche die ursprünglichen Informationsvektorkomponenten definieren.
  • Es ist anzumerken, dass jedes Informationsvektorelement bei dieser Ausführungsform immer die Stärke der gleichen Frequenzkomponente definiert. Bei einem alternativen Mehrtonsystem können die Informationsvektorelemente pseudozufällig in den Sendern vermischt bzw. verschlüsselt werden, so dass sie verschiedene Frequenzkomponentenstärken in jedem Rahmen definieren, und dann pseudozufällig in der gleichen Reihenfolge in den Empfängern wieder entmischt werden.
  • Bei den Sendern mit SCDMA-Direktsequenzverteilspektrum der bevorzugten Ausführungsform werden die drei Informationsvektoren, welche während jedem Rahmen ausgegeben werden, durch die CDMA konvertiert, wobei sie an die drei Symbole verteilt werden, welche während diesem Rahmen übertragen werden. Die Daten in jedem Informationsvektor überspannen die gesamten 144 Zeitschlitze in dem Sinne, dass drei Bits von jedem Zeitschlitz oder Kanal als die Elemente des Informationsvektors als ein Tribit vorhanden sind. Dieses Dazwischenlassen von Daten von jedem Zeitschlitz in jedem Informationsvektor wird bevorzugt, ist jedoch für die Erfindung nicht kritisch. Auf ähnliche Art und Weise ist die Übertragung der drei Symbole pro Rahmen nicht kritisch für die Erfindung, und geringere oder größere Anzahlen an Symbolen könnten übertragen werden.
  • Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die Schaltung des Transceivers praktisch vollständig digital, so dass Arrays von Tribits wirkliche Arrays sind, deren Elemente sequentiell bei der Matrixmultiplikation verwendet werden, um das CDMA-Verteilen auszuführen.
  • Bei analogen Ausführungsformen werden die Arrays an Tribits Ströme von Tribits sein mit drei separaten Strömen pro Rahmen.
  • Bevor die Beschreibung des Rests der Transceiverschaltung in der 19 beendet wird, wird die Rahmenschaltung 400 mehr im Detail beschrieben werden. Die RUs und die CU verwenden alle eine Rahmenschaltung, um die Verzögerungen zu implementieren, welche zum Übertragen von Daten in Synchronisation zueinander benötigt werden. Der Rahmen setzt sich zusammen aus einem FIFO-Speicher und einer unterstützenden Schaltung, welche eingehende digitale Daten von dem zeitteilungsgemultiplexten Datenstrom speichert, der von jeder RU und CU empfangen wird. Die Symbole von jedem Rahmen werden zusammengesetzt durch Ausgeben der Daten von dem FIFO-Speicher auf einem verschiedenen Weg, als sie während jedem Rahmen geladen wurden. Die Grundidee ist es, die 9 Bitgruppen von jedem Zeitschlitz durch das analoge einer FIFO-Verzögerungsleitung gehen zu lassen, welche durch einen Speicher implementiert ist, um so gleichzeitig die Verzögerung zu implementieren, welche durch jede RU und CU auferlegt ist, die für die Synchronisation benötigt werden, während ein geeigneter Weg bereitgestellt wird, um die Symbole von jedem Rahmen von den Daten in dem TDMA-Datenstrom zusammenzusetzen.
  • Die 12 zeigt die Schaltung, welche den Rahmenformer (bzw. framer) in der bevorzugten Ausführungsform implementiert, und die 13 zeigt die Zeitbeziehungen zwischen dem Chip-Taktsignal, welches die Zeitplanung auf dem Codegebiet setzt, und den Bit- und Bytetakten, welche die Zeitplanung auf dem Zeitgebiet setzen. Die 13 zeigt auch eine Anzahl von anderen Signalen, welche durch den Zeitbasisgenerator 350 erzeugt werden. Die Basisperiode, aus welcher alle anderen Signale erzeugt werden, ist das Chip-Taktsignal, welches auf der Zeitleitung T1 in der 13 gezeigt ist. Die Beziehungen zwischen den Perioden der verschiedenen Signale in der 13 sind in Klammern an dem rechten Rand von jedem Signal gezeigt. Zum Beispiel gibt es für das Bittaktsignal, welches auf der Zeitlinie T2 der 13 gezeigt ist, für jede 7 Perioden von dem Chip-Taktsignal 16 Perioden von dem Bittaktsignal. Für jede 7 Perioden in dem Chip-Taktsignal gibt es zwei Perioden in dem Bytetaktsignal, das auf der Zeitlinie T3 in der 13 gezeigt ist. Die Handhabung des TDMA-Stroms ist mit den Bittakt- und den Bytetaktsignalen synchronisiert.
  • Das Chip-Taktsignal auf Leitung 348 aus der 12 wird durch einen Zeitbasisgenerator PLL 350 erzeugt und wird mit dem TDMA-Datenstrom durch die Aktion des PLL synchronisiert, indem beide, das Chip-Takt- und das Bittaktsignal, mit dem Kristalloszillatorreferenzsignal synchronisiert gehalten werden. Ein Blockdiagramm des Zeitbasisgenerators 350 ist in der 18 gezeigt. Ein spannungsgesteuerter Oszillator 353, welcher bei einer Frequenz von 114.688 Mhz betrieben wird, setzt die Basisbetriebsfrequenz. Die Ausgabefrequenz von der VCO auf der Leitung 357 wird durch zwei geteilt durch einen Durch-zwei-Teilungszähler 359. Das Ergebnis wird mit einem Eingang eines Multiplexers 361 gekoppelt. Der Multiplexer weist als seinen anderen Eingang die kristallgesteuerte Oszillatorfrequenz auf der Leitung 363 auf. Das Schalten des Multiplexers wird durch ein Bypass-Signal auf der Leitung 365 gesteuert, um so normalerweise den Ausgang des Zählers 359 auszuwählen und ihn mit der Ausgabeleitung 367 zu koppeln. Der PLL-Zeitbasisgenerator erzeugt das Bittaktsignal auf der Leitung 377 durch Teilen der Frequenz des Signals auf der Leitung 367 durch einen Faktor von 7 in einem Durch-sieben-Teilungszähler 369, um ein Bittaktsignal auf der Leitung 377 zu erzeugen, welches eine Frequenz von 8192 Mhz hat. Das Chip-Taktsignal auf der Leitung 348 wird durch Teilen der Frequenz auf der Leitung 367 um einen Faktor von 16 in einem Durch-16-Teilungszähler 371 erzeugt, um ein Chip-Taktsignal zu erzeugen, welches eine Frequenz von 3548 Mhz hat. Das Bittaktsignal und das Chip-Taktsignal werden synchronisiert zu der Kristallfrequenz durch einen Phasendetektor 373 gehalten, welcher die Phase des Kristallsignals mit der Phase des Bittaktsignals vergleicht und ein Signal ausgibt, welches mit dem Frequenzsteuerungseingang 375 des VCO durch einen Niedrigpassfilter 397 gekoppelt ist. Das Bittaktsignal und der Phasendetektor bringen die PLL dazu, die Übergänge des Chip-Taktsignals auf die Leitung richtig aufzuzwingen mit den Bittaktübergängen in der Beziehung von 16 Perioden von Bittakt für jede 7 Perioden von Chiptakt.
  • Die Beziehungen zwischen der Zeitplanung in dem Zeitgebiet und der Zeitplanung in dem Codegebiet sind wie folgt:
    • • Es gibt 144 Gesamtzeitschlitze oder Kanäle in dem TDMA-Strom, von welchen 128 Nutzdatenzeitschlitze und 16 Verwaltungs- und Steuerungszeitschlitze sind;
    • • Jeder Zeitschlitz oder Kanal in den TDMA-Strömen transportiert 9 Bits von digitalen Daten, die mit dem Bittakt synchronisiert sind;
    • • Ein Zeitschlitz, der für Daten wertvoll ist, oder 9 Bits werden in dem Rahmenformer für jeden Zyklus des Bytetakts gespeichert;
    • • 1 Rahmen = 144 Zeitschlitze, jeder mit 9 Bits plus 16 Chips für die Ausrichtungslücke;
    • • 1 Rahmen ist auch gleich zu 3 Symbolen plus den 16 Chip-Perioden der Ausrichtungslücke = 448 Chip-Perioden;
    • • 1 Symbol = 144 Chip-Perioden; • 1 Lücke = 16 Chip-Perioden;
    • • Für jede 16 Bittaktperioden gibt es 7 Chip-Taktperioden, und für jede Bytetaktperiode gibt es 9 Bittaktperioden.
  • Um die nötige Verzögerung in jeder RU- und CU-Übertragungskanalschaltung zu implementieren, um die Rahmensynchronisation aufrechtzuerhalten, sei auf das Folgende mit Bezugnahme auf die 12 hingewiesen. Der Datenstrom, welcher in die Rahmenformerschaltung während jedem Zeitschlitz hereinkommt, wird in einer unterschiedlichen Adresse in dem Speicher 300 in der 12 bei der Datenrate des Bytetaktsignals auf der Leitung 302 gespeichert. Das Bytetaktsignal auf der Leitung 302 wird durch einen Bytezähler 370 erzeugt, der oben von der 12 gezeigt ist, welcher eine Bytetaktsignalübertragung auf der Leitung 302 alle 9 Zyklen von dem Bittaktsignal auf der Leitung 377 von dem Zeitbasisgenerator 350 erzeugt. Der Speicher 300 ist ein Drei-Seiten-Speicher, und die Adressierschaltung der 12 steuert die Adress- und Datenports derart, dass Daten eingeschrieben und ausgelesen werden von den zwei Seiten durch Abwechseln der Verwendung dieser Busse. Daten von den Zeitschlitzen/Kanälen in dem zeitteilungsgemultiplexten Strom von seriellen Daten auf der Leitung 301 werden seriell um geschaltet in ein Seriell-Ein- und Parallel-Ausschaltregister 310 bei der Bittaktrate des Signals auf der Leitung 377. Das Bytetaktsignal auf der Leitung 302 veranlasst ein Register 314 dazu, die laufende 9-Bit-, parallele Formatausgabe des Schaltregisters auf dem Bus 316 zu speichern, nachdem jede 9 neue Bits in das Schaltregister 310 umgeschaltet sind.
  • Die 9-Bit-Parallelformatausgabe des Registers 314 wird auf dem 9-Bit-Bus 318 dargeboten zu dem Schreibdateneingangsanschluss vom Speicher 300. Somit wird eine neue 9-Bit-Gruppe an Daten von dem TDMA-Strom für die Speicherung auf jedem Zyklus des Bytetaktsignals präsentiert. Jede 9-Bit-Gruppe an Daten von dem TDMA-Strom wird an einer unterschiedlichen Speicherstelle des Speichers 300 gespeichert, wie es aus der Diskussion der Adresserzeugungsschaltung deutlich werden wird, die unten beschrieben ist.
  • Daten werden von dem Speicher 300 bei der gleichen Rate ausgelesen, bei welcher sie gespeichert wurden, jedoch beginnend mit etwas progammierbarer Zeit, nachdem die Daten gespeichert werden, wobei dadurch die variable Verzögerung implementiert ist, welche zum Aufrechterhalten der Rahmensynchronisation mit der CU-Rahmenzeitplanung nötig ist. Diese programmierbare Verzögerung Tc wird durch die Differenz in den Adressen zwischen der Adresse gesetzt, welche in einem Empfangsrahmenzähler (Lesezeiger) gespeichert ist, und der Adresse, welche in einem Übertragungsrahmenzähler 324 in der 15 (Schreibzeiger) gespeichert ist.
  • Um dieses Konzept zu illustrieren, stellt die 16 Abschnitte des Speichers 300 mit dem gepunkteten Abschnitt dar, welcher die Anzahl von Adressendifferenz zwischen der Position des Lesezeigers und der Position des Schreibzeigers darstellt, um die Verzögerung Td zu implementieren. Der kreuzweise schraffierte Abschnitt 304 stellt einen Rahmen von 9-Bit-Bytes dar, wohingegen die gepunkteten Abschnitte 306 und 308 den Betrag der Verzögerung Td darstellen, wobei der Abschnitt 306 einen Abschnitt der Verzögerung Td darstellt, der in vollen 9- Bit-Bytes ausgedrückt ist, und der Abschnitt 308 den Rest der Verzögerung Td darstellt, der als ein Teil von einem Byte ausgedrückt ist. In anderen Worten kann die Verzögerung Td ein Bruchteil der Anzahl von Bittakten sein, welche zusammen ein gesamtes 9-Bit-Byte ausmachen. Dies ist so, weil die Verzögerung, welche zum. Aufrechterhalten der Rahmensynchronisation erfordert wurde, sich nicht als eine ganze Zahl von Byte-Takten ergeben kann.
  • Die 15 zeigt, wie die Zeitverzögerung Td implementiert wird unter Verwenden eines Empfangsrahmenzählers 322, der die Schreibzeigeradresssteuerung erzeugt, wo eingehende Daten in dem Speicher 300 gespeichert werden, und eines Übertragungsrahmenzählers 324, der einen Leseadresszeiger erzeugt, der die Leseadresse steuert, von welcher die Daten für die Übertragung gelesen werden. Das F_sync-Signal auf der Leitung 326 setzt den Schreibzeiger in dem Zähler 322 auf null zurück an dem Beginn von jedem neuen Rahmen. Ein Modulo-Hinzufüger 326 fügt die Zahl von Chip-Takten hinzu basierend auf der gewünschten Zeitverzögerung Td zu dem Ausgabeschreibzeiger auf dem Bus 328 und gibt das Ergebnis in den Übertragungsrahmenzähler 324 als den Lesezeiger ein. Der Wert von Td wird auf einer Such- und Fehlerbasis während dem Synchronisationsprozess variiert, bis die Lücke getroffen wird, und die CU sendet eine Nachricht zu welcher RU auch immer, die beim Synchronisieren ist, welche ihr sagt, Td bei dem Wert einzufrieren, der dazu geführt hat, dass die Lücke durch den Barker-Code getroffen wurde.
  • Die 14 ist ein Speicherausfüllungsdiagramm, welches darstellt, wie vollständige 9-Bit-Bytes kontinuierlich empfangen werden, während 3-Bit-Tribits für jeden von 144 Kanälen gleichzeitig ausgesendet werden, um die Symbole von jedem Rahmen zusammenzusetzen. Die 14 stellt graphisch dar, wie der Rahmenspeicher 300 ausgefüllt wird und während dieses Prozesses geleert wird. Der Rahmenspeicher 300 weist 144 Speicherstellen auf entsprechend zu den 144 Kanälen des Systems auf jeder der drei Seiten. Während eine Seite gefüllt wird, wird eine andere Seite gleichzeitig bei der gleichen Rate geleert. Jede Speicheradresse auf jeder Seite kann die 9 Bits an Daten von einem der 144 Zeitschlitze in dem TDMA-Strom speichern. 16 Speicherstellen auf jeder Seite sind für die Speicherung von Verwaltungs- und Steuerungsdaten reserviert, die über die 16 Verwaltungs- und Steuerungskanäle zu senden sind. In der 14 steigen die Adresszahlen mit zunehmender Y-Koordinate auf.
  • Im Zeitpunkt (0) in der 14 (die am weitesten links liegende Spalte) ist die Seite eins des Speichers gezeigt, vollständig voll zu sein mit einem Rahmen an Daten, der drei vertikale Spalten von drei kreuzweise schraffierten Blöcken je Stück umfasst. Jede Spalte der drei Blöcke, wie z.B. die Blöcke 334, 336 und 338, stellt ein Symbol dar, wobei jeder Block 48 Tribits darin aufweist. Die mittlere Spalte der 14 stellt den Zustand des Befüllens des Speichers dar nach der Übertragung von dem ersten Symbol bestehend aus Blöcken 334, 336 und 338. Die rechteste Spalte der 14 stellt den Zustand des Befüllens des Speichers dar nach der Übertragung von Symbol 2, welches aus den Blöcken besteht, welche durch die gestrichelte Linie 334 umkreist sind.
  • Die Breite entlang der X-Achse von jedem einzelnen kreuzweise schraffierten Block in der 14 ist gleich zu 3 Bits von einem Tribit, und die gesamte Breite einer Spalte von Blöcken ist gleich zu 9 Bits von einem Zeitschlitz. Die positive x-Richtung stellt eine Zeitzunahme auf dem Zeitgebiet dar. In anderen Worten wird das erste 9-Bit-Byte, welches gespeichert wird, in der niedrigsten Reihe des niedrigsten der drei Blöcke in der linken Spalte gespeichert mit zunehmender Zeit in dem TDMA-Strom, der sich von links nach rechts erstreckt.
  • Die Blöcke, welche durch die gestrichelte Linie 332 umgeben sind in der am weitesten links gelegenen Spalte stellen 144 Speicherstellen dar, wobei jede die 9 Bits von einem der 144 Zeitschlitze in einem Rahmen an Daten speichert. Die drei kreuzweise schraffierten Blöcke 334, 336 und 338 stellen das erste Symbol des ersten Rahmens dar, wobei jedes Symbol sich aus drei Blöcken zusammensetzt, wobei jeder Block 48 Tribits speichert. Man beachte, dass in der mittleren Spalte nach der Übertragung des ersten Symbols in dem Rahmen diese drei Blöcke weg sind. Es ist auch anzumerken, dass die Daten des Symbols 1 von dem Speicher „über die Zeit" ausgelesen werden, d.h. entlang der Y-Achse, wobei dadurch die Daten von den ersten Tribits von einzelnen Kanälen in dem Zeitgebiet in verschiedenen zeitlichen Beziehungen in dem Code-Gebiet zwischengelassen werden und die Energie der Zeitschlitzdaten über das gesamte Rahmenintervall verteilt wird. Dies ist Teil der Lehre der Codeteilungs-, Mehrfachzugangs- oder CDMA-Modulationsschemata.
  • Die drei Blöcke innerhalb des gestrichelten Kastens 335 in der Mitte der Spalte von 14 stellen das zweite Symbol der Daten dar, das in dem ersten Rahmen zu übertragen ist. Es ist anzumerken, dass diese drei Blöcke in die rechteste Spalte gegangen sind, welche den Zustand von Seite eins der Speicherbefüllung nach der Übertragung des zweiten Symbols darstellt.
  • Während das erste und das zweite Symbol übertragen werden, fährt eine andere Seite des Speichers 300 fort, sich aufzufüllen, wenn Daten von neuen Zeitschlitzen empfangen werden. Zum Beispiel werden, während das Symbol 1 von der Seite 1 des Speichers während des ersten Rahmens übertragen wird, die Daten in den drei Blöcken, welche durch die gestrichelte Linie 337 in der Mitte der Spalte umkreist sind, in Seite 2 von dem Speicher empfangen und gespeichert. Somit wird, während ein Drittel von den Daten von der Seite 1 gelesen und übertragen wird, ein Drittel von der Seite 2 des Speichers mit neuen Daten aufgefüllt. Auf ähnliche Art und Weise werden, während das zweite Symbol der Seite 1 übertragen wird, die Daten, welche durch die drei durch die gestrichelte Linie 339 in der rechten Spalte umkreisten Blöcke dargestellt sind, empfangen und in der Seite 2 des Speichers gespeichert.
  • Die durch den gestrichelten Kasten 340 umkreisten Blöcke stellen die Verzögerung Td dar, welche durch den Modulo-Zuführer 326 in der 15 implementiert ist, und die 16-Chip-Ausrichtungslücke.
  • Die 17 ist ein Diagramm der relativen Raten von Adresserhöhung des Lesezeigers und des Schreibzeigers, die verwendet werden, um den Rahmenformerpufferspeicher 300 zu verwalten, einschließlich der relativen Zeitplanung der Adresserhöhung für das Lesen der Tribits. Die gestrichelte Linie 342 stellt die Rate der Adresserhöhung des Schreibzeigers dar, welche durch den Zähler 322 in den 12 und 15 erzeugt wird. Dieser Zähler zählt die Übergänge in dem Byte-Taktsignal auf der Leitung 302 in der 12, wobei das Byte-Taktsignal auf der Zeitlinie T3 in der 13 gezeigt ist. Jeder Zyklus des Byte-Taktsignals veranlasst das Register 314 in der 12, ein neues 9-Bit-Byte darin einzuklinken, und stellt es auf den Bus 318 zu dem Schreibdatenanschluss des Zwei-Anschluss-Speichers 300 bereit. Jeder Zyklus des Byte-Zählers veranlasst auch den Schreibzeigerzähler 322, eine neue Schreibezeigeradresse auf dem Bus 366 darzustellen für das Verwenden in der Steuerung, bei welcher die Daten auf dem Bus 318 gespeichert werden. Ein Multiplexer 362, welcher mit seinem Ausgang an dem Adressport des Speichers 300 gekoppelt ist und welcher als Eingänge den Schreibzeiger auf dem Bus 366 und den Lesezeiger auf dem Bus 364 hat, wird geeignet geschaltet, so dass die Schreibzeiger- und Lesezeigeradressen in den geeigneten Zeitpunkten an dem Adressport dargestellt werden, um die Speicherbefüllungs- und Speicherleseoperationen zu implementieren, die hier beschrieben sind.
  • Das Bittaktsignal auf der Leitung 377 in der 12 wird verwendet zum Takten des Seriell-Ein-, Parall-Ausschaltregisters 310. Das Bittaktsignal wird durch den Zeitbasisgenerator erzeugt, der in der 18 gezeigt ist, und wird durch einen Modulo-9-Bit-Zähler 372 gezählt, der an der Oberseite der 12 gezeigt ist, für Zwecke eines Unterstützens der Erzeugung des Byte-Taktsignals auf der Leitung 302 in der 12. Dieser Zähler 372 zählt das Bittaktsignal auf der Leitung 377 von dem Zeitbasisgenerator-350-Modulo-9 und gibt einen Übergang zu der Logik 0 auf der Leitung 374 nach jeder 9ten Bitperiode aus. Der Übergang auf der Leitung 374 wirkt als ein Zählungsermöglichungssignal für den Byte-Zähler 370, um die Inkrementierung des Byte-Zählers 370 durch den nächsten Bittaktzyklus zu ermöglichen. Dies erzeugt das Byte-Zählersignal auf der Leitung 302. Der Bitzähler 372 ist immer aktiviert durch das hartverkabelte Zählermöglichungssignal auf der Leitung 376. Beide, der Bitzähler und der Byte-Zähler, werden zurückgesetzt auf 0 durch Geltendmachen des F0-Signals auf der Leitung 299 für eine schnelle Zurücksetzung/Resynchronisation des Systems. Das F0-Signal tritt an dem Ende von jedem Rahmen auf. Das F0-Signal wird durch einen Abschnitt des Zeitbasisgenerators erzeugt, der nicht in der 18 gezeigt ist, und wird als ein Taktsignal durch den Rahmenzähler 376 gezählt, welcher ein synchronisiertes F0-Signal auf der Leitung 299' ausgibt. Der Rahmenzähler 376 wird jeden 4ten Rahmen durch ein Superrahmensignal F4 zurückgesetzt.
  • Die Zeitverzögerung Td, welche zum Treffen der Ausrichtungslücke mit einer Barker-Code-Übertragung notwendig ist, wird dem F0-Signal auf der Leitung 299 durch den Modulo-Hinzufüger 326 hinzugefügt, um das F0'-Signal auf der Leitung 381 zu erzeugen. Der Wert von Td wird von der CPU über den Bus 499 empfangen und ändert sich durch Versuch und Fehler während der Aufstellung, jedoch wird er eingefroren an jedweder Verzögerung, welche den Sender-Barker-Code in der Lücke an der CU zentriert. Das F0-Signal auf der Leitung 299' erhöht auch den Seitenzeiger 321 für den Schreibzeiger und setzt gleichzeitig den Schreibzeiger 322 auf null zurück an dem Ende von jedem Rahmen, um so einen Seitentausch zu verursachen und das Schreiben wieder bei der Adresse 0 von der nächsten Seite zu beginnen.
  • Das verzögerte F0'-Signal auf der Leitung 381 erhöht den Seitenzeiger 323 der Leseadressschaltung, um einen Seitentausch zu verursachen, und setzt gleichzeitig wieder den Lesezeigerzähler 324 auf null zurück, um so das Lesen bei der Adresse 0 von der nächsten Seite an dem Ende des Rahmens zu beginnen.
  • Zurückkehrend auf die Betrachtung der 17 stellt die durchgezogene Linie 346 die Rate des Ausleerens des Rahmenspeichers 300 in der 12 dar. Diese Rate des Ausleerens basiert auf der Erhöhung des Lesezeigerzählers, welcher das Chip- Taktsignal auf der Leitung 348 von dem Zeitbasisgenerator 350 zählt. Da jedes Symbol 144 Tribits von 144 verschiedenen Kanälen speichert und da es drei Symbole gibt und eine 16-Chip-Lücke in jedem Rahmen, ist die gesamte Anzahl von Chips in einem Rahmen 448. Da alle der 432 Tribits von allen drei Symbolen des Rahmens herausgelesen werden müssen, während der Byte-Zähler auf 144 zählt, um einen Rahmen zu speichern, der 9-Bit-Bytes von Daten von 144 Kanälen oder Zeitschlitzen wert ist, wird der Lesezeiger auf das Chip-Taktsignal erhöht. Dies bringt alle 432 Tribits von allen drei Symbolen eines Rahmens dazu, ausgelesen zu werden, während der nächste Rahmen an Daten gespeichert wird, wobei dadurch ein Überfließen des Speichers 300 vermieden wird. Dies ist der Grund, warum die Lesezeigerlinie 346 in der 17 gezeigt ist, dass sie den Speicher entleert bei der gleichen Rate, wie der Schreibzeiger ihn auffüllt.
  • Die Linie 352 in der 17 stellt die Rate der Erhöhung des Lesezeigerzählers 324 in der 12 dar. Der Lesezeigerzähler erhöht sich bei jedem Zyklus des Chip-Taktsignals, so dass er von 0 auf 143 erhöht wird während der Zeit, um alle Tribits von dem ersten Symbol zu lesen. Dies hat die Wirkung eines Verursachens der 9 Bits von Daten von jedem der 144 Zeitschlitze oder Kanäle, sequentiell an dem Lesedatenausgangsbus 358 zu erscheinen. Jedoch ist es gewünscht, nur alle 144 Tribits von einem einzigen Symbol während einer Symbolzeit abzuladen, so dass ein gewisses Umschalten auf den Ausgangsbus erforderlich ist, wie unten beschrieben.
  • Ein Tribit-Auswahlzähler, welcher nicht in der 12 gezeigt ist, der mit einem Multiplexer 356 gekoppelt ist, führt dieses Umschalten durch. Der Tribit-Auswahlschalter erzeugt ein Tribit-Auswahlsignal auf der Leitung 354 in der 12, welches das Schalten durch einen Multiplexer 356 steuert. Dieser Multiplexer hat einen Eingang mit dem 9-Bit-Lesedatenausgangsport 358 des Speichers 300 gekoppelt. Der Tribit-Auswahlzähler zählt bei einer Rate, um das Auswahlsignal auf der Leitung 354 auf solch eine Art und Weise zu erzeugen, um nur Tribits von dem ersten Symbol dazu zu bringen, von dem Multiplexer 356 auf dem Bus 360 während der Zeit ausgegeben zu werden, in welcher das erste Symbol übertragen wird.
  • Die 20 ist ein Diagramm, welches hilft, die Art und Weise darzustellen, in welcher der Rahmenformerspeicher 300 für die Übertragung geleert wird. Die 20 zeigt eine vollständig gefüllte Seite 1 des Speichers 300 in der 12, umfassend 144 Speicheradressen, welche jede mit einem 9-Bit-Byte gefüllt ist und in drei Spalten an 3-Bit-Tribits unterteilt ist. Jede Spalte, welche durch die Bezugszeichen Symbol 1, Symbol 2 und Symbol 3 markiert ist, umfasst 144 Tribits und stellt ein Symbol von einem Rahmen dar. Um diesen Rahmen an Daten zu senden, wird der Lesezeiger sich 144 mal erhöhen während der Zeit, in der das erste Symbol kodiert wird. Der Zustand des Tribit-Auswahlzählers während dieser ersten 144 Zyklen ist derart, dass nur die 144 Tribits des Symbols 1 auf den Bus 360 zu dem Vorwärtsfehlerkorrektur-(FEC-)Kodierer 402 in der 19 ausgegeben werden.
  • Nach der 144sten Erhöhung rollt der Lesezeigerzähler 324 über zu null und beginnt wieder nach oben auf 143 zu zählen. Bei der 144sten Erhöhung erhöht sich der Tribit-Auswahlzähler, was den Multiplexer 356 dazu bringt, die mittlere Spalte an Tribits aus dem Symbol 2 in der 20 für eine Ausgabe auf den Bus 360 in der 12 an den Vorwärtsfehlerkorrekturkodierer 402 in der 19 auszuwählen. Ein ähnlicher Prozess entlädt die 144 Tribits des Symbols 3.
  • Der Bus 360 in der 12 ist in der in der 19 gezeigten Ausführungsform mit einem Vorwärtsfehlerkorrekturkodierer 402 gekoppelt, dessen Funktion mehr im Detail unten erläutert werden wird. In der 12 weist ein Multiplexer 362, dessen Ausgang mit dem Adresseingang des Rahmenformerspeichers 300 gekoppelt ist, zwei Eingänge auf. Einer ist mit dem Ausgang des Lesezeigerzählers 324 gekoppelt, und der andere ist mit dem Ausgang des Schreibzeigerzählers 322 gekoppelt. Dieser Multiplexer koppelt abwechselnd den Lesezeiger mit dem Bus 364 und den Schreibzeiger 366 mit dem Adressport 368 des Speichers 300 in je dem Zyklus von dem Chip-Taktsignal auf der Leitung 348. Das Chip-Taktsignal ist auch mit dem Steuereingang des Speichers 300 gekoppelt, um als das RD/WR-Steuersignal zu dienen, welches steuert, ob der Speicher die Adresse an den Port 368 in einer Lesetransaktion oder einer Schreibtransaktion verwendet.
  • Zurückkehrend auf die Betrachtung des Transceiverblockdiagramms der 19. können die Ausgangsdatenströme von dem Rahmenformer auf dem Bus 360 in der 12 optional durch einen Vorwärtsfehlerkorrekturkodierer 402 geleitet werden. Der Vorwärtsfehlerkorrekturkodierer 402 kann in einigen Ausführungsformen eliminiert werden, oder ein ARQ-Kodierer kann ersetzt werden. Die Ausführungsform der 19 symbolisiert eine Klasse von Arten, welche systematische Codes verwendet, in welchen die Bits von den Tribits nicht vermischt sind und der FEC-Kodierer ein Faltungskodierer ist. Bei alternativen Ausführungsformen können die Tribits auf dem Bus 360 pseudo-zufällig vermischt werden, bevor sie durch den FEC-Kodierer 402 empfangen werden. Bei anderen alternativen Ausführungsformen kann der FEC-Kodierer Blockcodes verwenden. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird der FEC-Kodierer 402 für das Trellis-Kodieren verwendet.
  • Der Zweck für den Vorwärtsfehlerkorrekturkodierer 402 ist es, ein oder mehr redundante Bits zu jedem Tribit hinzuzufügen, um so die Fehlerrate für das Energie-pro-Bit-zu-Rauschen-Stromdichteverhältnis zu verbessern, welches sich aus dem gewählten Modulationsschema ergibt. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der FEC-Kodierer 402 ein Trellis-Kodierer für einen 16-QAM-Rate-3/4-Trellis-Code, welcher 16 Zustände aufweist, eine pi/4-drehende Invariante, keine parallelen Pfade und eine effektive Codelänge von 2. In noch einer anderen alternativen Ausführungsform kann der Vorwärtsfehlerkorrekturkodierer 402 ein Reed-Solomon-Kodierer sein, welcher einen ersten Satz an Codewörtern erzeugt, welche dann weiter in einem Trellis-Kodierer kodiert werden. Ein Vorteil des Verwendens einer Trellis-kodierten Modulation entweder mit oder ohne Reed-Solomon-Kodieren ist, dass sie erlaubt, eine Redundanz hinzuzufügen zu den Nutzlastdaten, um so eine Vorwärtsfehlerkorrektur zu ermöglichen, ohne die Symbolrate und die verbrauchte Bandbreite zu erhöhen. Die Trellis-kodierte Modulation verwendet redundante Bits zum Abbilden der Nutzdaten in einer größeren Konstellation von möglichen Punkten (bezeichnet als Signalraumkodieren). Die für die Übertragung erforderte Bandbreite wird nicht erhöht, noch wird ein totales Rauschen durch den Empfangsfilter zugelassen. Grundsätzlich verwendet das Trellis-Kodieren einen Kanalkodierer, um jede k Nutzdatenbits zu empfangen, und konvertiert sie in n Bits, wobei n größer als k ist, und umfasst einige redundante Bits, welche Informationen über die k Nutzdatenbits enthalten. Die n-Bitgruppe wird dann durch einen modifizierten Leitungskodierer verarbeitet, um Symbole für die Übertragung von einer Konstellation zu erzeugen, welche die Größe 2n aufweist. Signifikante Kodierverstärkungen können auf diesem Weg erreicht werden. Unter der Annahme z.B., dass ein bestimmter, hinzugefügter weißer Gauß'scher Rauschkanal eine akzeptierbare Fehlerwahrscheinlichkeit erzeugt ohne ein Kodieren bei einem gewissen Signal-zu-Rausch-Verhältnis unter Verwenden einer Konstellation der Größe M, welche eine Trellis-kodierte Modulation verwendet, kann die Fehlerwahrscheinlichkeit bei dem gleichen Signal-zu-Rausch-Verhältnis reduziert werden, oder das Signal-zu-Rausch-Verhältnis kann bei der gleichen Fehlerwahrscheinlichkeit reduziert werden, und nach Ungerboeck kann die meiste dieser theoretischen Reduzierung erreicht werden unter Verwenden einer Konstellation eines 2M plus einem Kanalkodierschema. Als ein Beispiel der Art des Kodiergewinns, der unter Verwenden einer Trellis-kodierten Modulation erreicht werden kann, sei das Folgende in Betracht gezogen. Wenn lediglich Tribits ohne eine Kodierung mit redundanten Bits verwendet wurden und eine 8-AM-Konstellation verwendet wurde, kann nach der Ungerboeck-Übertragung mit 10–5 Fehlerwahrscheinlichkeit mit einem SNR von 26 Übertragungen und 3 Bits pro Symbol durchgeführt werden. Jedoch ist es durch das Verwenden der Trellis-kodierten Modulation, welche eine 16-AM-Konstellation verwendet, möglich, 3 Bits fehlerfrei nach unten zu dem 18-db-SNR zu senden. Daher ist es durch Verwenden der Trellis-Kodierung möglich, einen Kodier- plus Formungsgewinn von 26 – 18 = 8 db zu erreichen. Bei der Erfindung wird ein Kodiergewinn von in etwa 4 db erhalten. Der hauptsächliche Vorteil des Verwendens der Trellis-kodierten Modulation ist die Möglichkeit, die Fehlerrate zu reduzieren oder die Anzahl von Nutzdatenbits zu erhöhen, ohne die Symbolrate und die verbrauchte Bandbreite zu erhöhen. Dies kann erfolgen unter Verwenden einer Konstellation, die nicht größer als 2M ist. Mehr Details über die Trellis-kodierte Modulation sind enthalten bei Lee and Messerschmit, Digital Communication, 2. Auflage, 1994 (Kluwer Academic Publishers, Boston), ISBN 0 7923 9391 0, welche hier durch Bezugnahme mit einbezogen ist. Die Trellis-kodierte Modulation ist jedoch nicht zum Ausführen der Erfindung erforderlich, und daher können die Kodierer 402 und 526 in den 19 und 28A jeweils weggelassen werden oder ersetzt werden durch einfache Kodierer, welche jedes bekannte Fehlerdetektions- oder -korrekturkodierschema und einen Abbilder zum Abbilden der sich ergebenden kodierten Symbole in Punkten in einer Konstellation verwendet.
  • Bei der bevorzugten Ausführungsform nehmen die Kodierer 402 und 526 in den 19 und 28A jeweils die Form von Trellis-Kodierern gemäß der vorliegenden Erfindung ein, die in der 42 gezeigt sind. Der Eingang zu dem Kodierer setzt sich zusammen aus drei Nutzdatenbits von einem Tribit auf den Leitungen W1, W2 und W3 des Busses 509. Die Bits W3 und W2 gehen durch den Faltungskodiererabschnitt unverändert hindurch und kommen an dem Abbilder 1050 unverändert jeweils als Bits y3 und y2 an. Das Bit y0 an dem Eingang des Abbilders wird durch einen Kodiererabschnitt erzeugt, der sich zusammensetzt aus D Flip-Flops 1052, 1054, 1056 und 1058, welche mit Exklusiv-ODER-Gattern 1060, 1062 und 1064 gekoppelt sind. Diese Exklusiv-ODER-Gatter kombinieren die Ausgänge der Flip-Flops mit verschiedenen Kombinationen der W3-, W2- und W1-Bits und zwei Feedback-Bits. Der Ausgang des Flip-Flops 1058 ist das y0-Bit und ist ein Faktor in der Erzeugung der zwei Feedback-Bits. Das y1-Bit ist das W1-Bit nach einer Exklusiv-ODER-Operation in einem Vorkodierer 1066 mit dem Ausgang von dem Flip-Flop 1056.
  • Der Abbilder 1050 weist einen normalen Modus und verschiedene andere Modi auf, einschließlich eines Rückfallmodus. Im normalen Modus nimmt der Abbilder die 16 Kombinationen der y0- bis y3-Bits und bildet sie auf die 16-QAM-Konstellation der 21 ab. Der Abbilder gibt 2 Bits auf einen I-Bus 1068 und 2 Bits auf einen Q-Bus 1070 aus. Für die Eingangskombination von 4 Bits definieren die beiden Bits auf dem I-Bus die Koordinate entlang der I-Achse in der 21 des sich ergebenden Konstellationspunktes, und die beiden Bits auf dem Q-Bus definieren die Koordinate entlang der Q-Achse. Die Abbildung ist nicht-linear und wird durch die Tabelle der 22 definiert. Zum Beispiel bildet sich ein Eingangscode von 0101 für die Bits y0–y3 auf einen 1 + 3·j-Konstellationspunkt ab, welcher eine I-Koordinate von 1 und eine Q-Achsenkoordinate von +3 hat. Dieser Trellis-Kodierer weist einen Codegewinn bzw. Codeverstärkung von in etwa 4 db SNR auf.
  • Die I- und Q-Bits auf den Bussen 1068 und 1070 werden dann als separate reelle und imaginäre Arrays für den Informationsvektor [b] in dem Speicher 406 der 19 gespeichert. Diese reellen und imaginären Arrays haben dann ihre Bandbreiten individuell durch den CDMA-Multiplexer 408 auf die durch die 23B dargestellte Art und Weise verteilt, um reelle und imaginäre Array-Komponenten eines Ergebnisvektors zu erzeugen. Die Elemente von jedem Ergebnisvektor definieren die einzelnen Chips von einem Symbol in einem Rahmen.
  • Der Rückfallmodus und die anderen verfügbaren Modi sind in dem Trellis-Kodierer von 42 durch Steuersignale auf dem Bus 1072 von der CPU 405 in der 19 implementiert. Der Abbilder weist einen normalen Modus, einen Rückfallmodus, einen Zugangskanalmodus, einen Trainingskanalmodus und einen Nicht-Code-Modus in einigen Ausführungsformen auf. Im Rückfallmodus ist der Kodiererausgang in zwei Symbole unterteilt und wird separat übertragen. Die 2 LSBs (y0, y1) werden als das erste Symbol übertragen, und die zwei MSBs (y3, y2) werden in dem zweiten Symbol übertragen. Die 2 LSBs werden QPSK-übertragen mit einer 4-Punkt-Konstellation. Die beiden MSBs werden DQPSK- übertragen. Um das Wechseln des Ausgangsstroms während dem Rückfallmodus zu vermeiden, wurde die 4-Punkt-Konstellation der 43 für den Rückfallmodus ausgewählt. Die 44 zeigt das Abbilden für die LSB- und MSB-Chips im Rückfallmodus. Der Empfänger muss synchronisiert werden zwischen dem ersten und zweiten Symbol, um zu wissen, welches Symbol die Information der LSBs und MSBx trägt. In anderen Worten, wenn der Sender zurück in den Rückfallmodus geht, sind die 144 Tribits, welche kodiert wurden und dann in den 144 Chips des ersten Symbols in dem ersten Rahmen in einem normalen Modus abgebildet wurden, nun in LSB- und MSB-Komponenten aufgespalten, welche in den ersten und zweiten Symbolen des ersten Rahmens im Rückfallmodus abgebildet werden. Auf ähnliche Art und Weise sind die 144 Tribits, welche in das zweite Symbol des ersten Rahmens in einem normalen Modus kodiert und abgebildet wurden, aufgespalten und abgebildet in dem dritten Symbol des ersten Rahmens und dem ersten Symbol des zweiten Rahmens. Da der Empfänger synchronisiert ist und weiß, welches Symbol von welchem Rahmen er zu jeder Zeit empfängt, steuert die CPU 405 die Entrahmerschaltung bzw. deframer 470, um so den originalen Datenstrom über die Signale auf dem Bus 1076 in der 19 wieder richtig zu versammeln. Es wird eine konstante Verbindungsqualitätsüberwachung für Rauschen, Nebensprechen und Signalqualität im Hintergrund ausgeführt, die konstant im Zyklus erfolgt, durch alle Codes und Zeitschlitze. Wenn eine Rückfallmodusschwelle überschritten wird, wird der Rückfallmodus eingeleitet und aufrechterhalten bis zu den Rückkehrbedingungen unter der Schwelle. Überwachte Werte werden durch eine Diversity-Verwaltungsfunktion in dem CU-Computer gespeichert, welcher die Codevielfalt- und Rückfalloperationen steuert.
  • In noch anderen Ausführungsformen wird keine Vorwärtsfehlerkorrektur verwendet, und der Kodierer 402 ist ein ARQ-Kodierer, welcher einfach genug ECC-Bits hinzufügt, um es dem Empfänger zu erlauben, einen Fehler zu erfassen und eine Wiederübertragung anzufordern. Die Wiederübertragungsanforderung erfolgt auf einem der Befehls- und Steuerkanäle. Bei einigen Blockcodeausführungsformen verwendet der Vorwärtsfehlerkorrekturkodierer 402 zyklische Codes, bei welchen die Summe von jeden zwei Codewörtern ein Codewort ist und jede zyklische Umschaltung von einem Codewort auch ein Codewort ist. Es ist anzumerken, dass der Viterbi-Dekodierer 468, der unten diskutiert wird, in der Beschreibung des Empfängers nur verwendet wird, wenn der Vorwärtsfehlerkorrekturkodierer 402 ein Faltungs- oder Trellis-Kodierer ist.
  • Obwohl die Diskussion des Vorwärtsfehlerkorrekturkodierers 402 hier zuvor nicht jede Diskussion des Modulationsprozesses enthielt, welcher durch den Modulator 410 ausgeführt wird, wird die Trellis-kodierte Modulation (im Nachfolgenden hier bezeichnet als TCM) bevorzugt aufgrund ihrer niedrigeren Fehlerrate im Hinblick auf Kanalbeeinträchtigungen. Die TCM-Modulation kombiniert den Vorwärtsfehlerkorrektur- und Modulationprozess durch Wiederdefinieren des Kodierens als den Prozess, welcher bestimmte Muster auf das übertragene Signal auferlegt. Dies bietet eine effizientere Verwendung der bandbegrenzten Kanäle, als es der Fall ist für den Mehrfachzugang auf HFC-Kabel-TV-Anlagen. Die Trellis-kodierte Modulation ist durch drei Grundmerkmale gekennzeichnet:
    • (1) die Anzahl von Signalpunkten bei der verwendeten Konstellation ist größer als das, was für das interessierende Modulationsformat erforderlich ist mit der gleichen Datenrate, wobei die zusätzlichen Punkte eine Redundanz, für eine Vorwärtsfehlersteuerungskodierung erlauben, ohne Bandbreite zu opfern;
    • (2) das Faltungskodieren der Nachrichtendaten wird verwendet, um eine gewisse Abhängigkeit zwischen aufeinanderfolgenden Signalpunkten derart zu erzeugen, dass nur bestimmte Muster oder Sequenzen von Signalpunkten erlaubt werden; und
    • (3) eine weiche Entscheidungsdekodierung wird in dem Empfänger ausgeführt, bei welcher die erlaubbare Sequenz von Signalen als ein Trellis-Code modelliert wird.
  • Die bevorzugte Form des Kodierers 402 ist der 16-Zustand-Trellis-Kodierer, welcher in der 42 gezeigt ist. Dieser Kodierer ist durch Paritätsüberprüfungspo lynome gekennzeichnet, welche in oktaler Form wie folgt gegeben sind: h3 = 04, h2 = 10, h1 = 06, h0 = 23, d^2_frei = 5,0, Nfrei = 1,68. Der nicht-lineare Term wird gegeben durch D^2[y0(S).UND.D^(–1)y0(D)]. Mehr Details sind gegeben in Pietrobon, Ungerboeck et al., „Rotationally Invariant Nonlinear Trellis Codes for Two Dimensional Modulation", IEEE Transactions on Information Theory, Band 40, Nr. 6, Nov. 1994, Seiten 1773–1791.
  • Bei der bevorzugten Ausführungsform hat der Vorwärtsfehlerkorrekturkodierer 402 mehrere Modi, welche verschiedene Anzahlen von redundanten Bits hinzufügen, während die Codewortlänge immer bei 4 Bits aufrechterhalten wird. Bei einem normalen Modus wird ein redundantes Bit pro Tribit hinzugefügt. Bei einem Rückfallmodus, wenn Kanalbeeinträchtigungen hoch sind, werden weniger Nutzdatenbits gesendet, und mehr redundante Bits werden in jedem 4-Bit-Codewort gesendet.
  • Der Kodierer 402 in dem Sender ist eine Zustandsmaschine, welche in Verbindung mit dem Zustandsspeicher 404 den Strom an Tribits für jedes Symbol empfängt und ein 4tes Redundanzbit für jedes Tribit berechnet. Dieses 4te Bit stellt die Redundanz für die Fehlererfassung und -korrektur bereit und für die Verwendung durch einen Viterbi-Dekodierer 468 in dem Empfänger durch Feststellen mit größerer Genauigkeit der Daten, die tatsächlich gesendet wurden trotz des Vorhandenseins des Rauschens. Das 4te Bit in jedem Tribit ist ein Teil des Trellis-Modulationsschemas und wird durch den Faltungskodierer 402 erzeugt. Eine Drei-Bit-Konstellation würde normalerweise nur 8 Punkte haben. Jedoch fügt die Trellis-Modulation redundante Bits hinzu, welche in dem Informationsstrom von Tribits vermischt sind und die Größe der Konstellation erhöhen, um mehr Raum zwischen den Konstellationspunkten zu ermöglichen, wobei dadurch eine bessere Unterscheidung zwischen Punkten durch den Empfänger ermöglicht wird und die Bitfehlerrate ohne Erhöhen der Bandbreite abgesenkt wird. Bei geräuschvollen Umgebungen, wie einem CATV-Medium, wird die Trellis-Modulation bevorzugt, jedoch werden einige Arten der Erfindung ohne das redundante 4te Bit funktionie ren unter Verwenden einer engeren Konstellation. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird der Kodierer zum Bereitstellen einer größeren Genauigkeit und einer besseren Rauschimmunität verwendet. Der Kodierer in der bevorzugten Ausführungsform ist eine Statusmaschine, könnte jedoch ebenso eine Nachsehtabelle sein, welche in einem RAM oder ROM etc. implementiert ist. Die Implementierung der Statusmaschine ist nicht kritisch, solange die Implementierung schnell genug ist, um es mit der Chip-Taktdatenrate aufzunehmen. Für die Zwecke dieser Diskussion wird es angenommen werden, dass der Faltungskodierer 402 vorhanden ist.
  • M-stufige Modulation in dem Codeteilungsmehrfachzugangssystem
  • Der Ausgang von dem Faltungskodierer 402 ist ein Array von 4-Bit-Digitalzahlen für jedes der Symbole 1, 2 und 3, die in der 20 gezeigt sind. Jede dieser 4-Bit-Nummern weist zwei Bits auf, welche einen reellen Teil darstellen, und zwei Bits, welche einen imaginären Teil darstellen. Somit besteht der Informationsvektor [b], welcher bei 481 für die Verwendung in der Matrixmultiplikation für das CDMA-Verteilen von jedem Symbol verwendet wird, aus 144 4-Bit-Elementen, von denen jedes Element ein Tribit plus das zusätzliche 4te Bit aufweist, welches durch den Faltungskodierer 402 berechnet wird, wie in der 23A gezeigt. Jedes 4-Bit-Symbolelement in der 23A, wie z.B. das Element 483, stellt ein Drittel von den Informationsbits von dem entsprechenden Zeitschlitz in dem TDMA-Strom dar, welches in den Transceiver eingegeben wird, plus dem redundanten Bit, das durch einen Faltungskodierer 402 berechnet ist. Die 23A stellt dar, wie der Informationsvektor [b] für jedes Symbol seine Energie über die Zeit durch den Prozess des Codeteilungsmultiplexens verteilt hat, der implementiert ist, unter Verwenden der Matrixmultiplikation des Informationsvektors [b] von jedem Symbol mal einer Matrix von orthogonalen Codes. Die ersten beiden Bits von jedem 4-Bit-Symbolelement werden zum Definieren der Amplitude von entweder der I- oder der Q-Koordinate verwendet, und die letzten beiden Bits werden zum Definieren der Amplitude von der anderen Koordinate verwendet. Die Kons tellation des Eingangspunktabbildens von allen möglichen Punkten, welche durch ein 4-Bit-Symbolelement oder „Chip" definiert werden, ist in der 21 gezeigt. Die 21 bildet jeden der 16 möglichen Eingabepunkte ab, d.h. Permutationen von den 4 Bits von jedem Chip in jedem Symbol-Array zu einem Punkt in dem Raum, welcher durch die In-Phase- oder I-Achse für den reellen Teil definiert ist und die Quadratur- oder Q-Achse für den imaginären Teil von jedem Punkt. Die I-Koordinate von jedem Punkt stellt die Amplitude für diesen Punkt dar, welche auf den Sinuswellenträger auferlegt ist, der zu dem Modulator 410 in der 19 zugeführt wird, um diesen Punkt zu modulieren. Die Q-Koordinate von jedem Punkt in der Konstellation stellt die Amplitude dar, welche durch den. Modulator 410 auf den Kosinuswellenträger auferlegt wird, der zu ihm zugeführt wird, um den Punkt in der QAM-Trellis-Modulation zu modulieren. Die 22 ist eine Tabelle, welche alle möglichen 16 Kombinationen von 4 Bits in der Codespalte und die entsprechende 2te komplementäre digitale Darstellung von den realen und imaginären Koordinaten für jede Kombination jeweils in der In-Phase- und Quadraturspalte aufzeigt. Zum Beispiel bildet der Eingabepunkt 1100 sich auf einem Punkt ab, der eine a + 3 imaginäre Koordinate und eine a – 1 reale Koordinate auf der Konstellation von 21 hat. Das Abbilden der 21 wurde ausgewählt, um eine maximale Trennung zwischen den Punkten in der Konstellation für eine bestmögliche Rauschimmunität zu geben, jedoch würde jedes andere Abbilden ebenso funktionieren. Auf ähnliche Art und Weise ist die 2te komplementäre Darstellung nicht für die Koordinaten erforderlich, da sie in anderen Zahlensystemen ebenso dargestellt werden können. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Kodierer 402 ein Trellis-Kodierer, der mit einem Statusspeicher 404 gekoppelt ist. Die Funktion des Trellis-Kodierers 402 ist es, das Bit auszuwählen, um an jedem Tribit anzuhängen, um es an eine Stelle in der 16-Punkt-Konstellation der 21 zu setzen, welche eine maximale Rauschimmunität ergibt. Diese Auswahl wird entsprechend zu bekannten Trellis-Modulationsprinzipien basierend auf den vorherigen Zuständen gemacht. In anderen Worten umfassen der Trellis-Kodierer 402 und der Statusspeicher 404 eine Statusmaschine, deren Übergänge zu einem der 16-Statusse oder Punkte in der Konstellation basierend während jeder Chip- Zeit auf den eingehenden Tribit-Daten und dem vorherigen Status basierten. Der Speicher 404 der bevorzugten Ausführungsform ist groß genug, um den letzten Status für jeden der Zeitschlitze aufzuzeichnen, wenn jedes Tribit ankommt, der letzte Status für den Zeitschlitz, von welchem das Tribit erzeugt worden ist, wird in dem Speicher 404 nachgesehen, und das Tribit wird basierend auf dem vorherigen Zustand des Kanals kodiert.
  • Der Strom von 4-Bit-Symbolelementen, welche von dem Kodierer 402 ausgegeben werden, werden im Speicher 406 als drei verschiedene lineare Arrays entsprechend zu den Symbolen 1, 2 und 3 in der 20 gespeichert. Jedes 4-Bit-Symbolelement ist eine komplexe Zahl zusammengesetzt aus 2 Bits, welche die I- oder die In-Phase-Koordinate eines Konstellationspunkts definiert, und 2 Bits, welche die Q- oder Quadraturkoordinate des gleichen Konstellationspunkts definiert. Diese beiden I- und Q-Werte werden auf die Busse 1068 und 1070 ausgegeben.
  • Nach einem Weitergeben des Tribitstroms von dem Rahmenformer 400 durch den Kodierer werden die sich ergebenden 4-Bitdatenströme als separate I- und Q-Informationsvektor-Arrays für jedes Symbol in dem Speicher 406 gespeichert. Jedes Symbol setzt sich aus zwei linearen Arrays von 2 Bitzahlen zusammen: ein Array enthält mehrere 2-Bit-Elemente, welche die realen oder In-Phase-„I"-Koordinaten für alle die Elemente des Symbols definieren, und das andere Array speichert die 2-Bit-Elemente, welche die imaginäre oder Quadratur-„Q"-Koordinate von jedem Symbolelement definieren. Die 144 Array-Elemente von jedem Symbol definieren einen Informationsvektor b für jedes Symbol. Der Codeteilungsmultiplexer 408 verteilt dann jeden Informationsvektor separat mit einem separaten orthogonalen Code für jeden Kanal und kombiniert die verteilten Daten in einen einzigen orthogonal kodierten Datenstrom.
  • Die 23 zeigt den Matrixmultiplikationsprozess, welcher innerhalb des Codeteilungsmultiplexers 408 in der 19 ausgeführt wird, um jedes der beiden line aren Arrays zu multiplizieren, die jedes Symbol definieren, mal der Orthogonalcodematrix [c], die als die Matrix 407 in der 23 identifiziert ist. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird die Matrixmultiplikation durch einen Mikroprozessor durchgeführt, jedoch wird jede Maschine, welche die Matrixmultiplikation durchführen kann, für das Ausführen der Erfindung ausreichend sein.
  • Das Kodieren in dem CDMA-MUX 408 verteilt die Energie des Symbols über die Zeit unter Verwenden von orthogonalen Codes oder orthogonalen zyklischen Codes. Dies wird in zwei Schritten durchgeführt. Zuerst wird ein linearer Array-Informationsvektor von nur realen Teilen, d.h. In-Phase-Koordinaten des zu übertragenden Symbols, symbolisiert durch das Array 436 in der 23B, mit der Codematrix 447 multipliziert. Diese Operation erzeugt ein anderes lineares Array von reellen oder In-Phase-Koordinaten entlang der R-Achse eines sich ergebenden Raums in einer Ergebniskonstellation ähnlich zu der Konstellation von allen möglichen Eingabepunkten, die in der 21 gezeigt ist. Das erste lineare Array 446 definiert die realen Achsenkoordinaten in der Ergebniskonstellation für eine Mehrzahl von Chips aus dem ersten zu übertragenden Symbol.
  • Als zweites wird der Prozess für das imaginäre Koordinatenlineararray (nicht gezeigt) für das gleiche Symbol der realen Koordinaten wiederholt, welche gerade verarbeitet wurden. Dies ergibt ein anderes lineares Array, welches die imaginären oder Quadraturkoordinaten des Chips in dem Ergebnis-Array umfasst. Das Array der imaginären Komponenten des Ergebnis-Arrays ist auch in der 23 nicht gezeigt.
  • Das Array der reellen Komponente, das durch das lineare Array 409 dargestellt ist, ist Teil eines Gesamtergebnisses oder „Chip-Ausgang"-Arrays, welches sowohl die realen als auch die imaginären Koordinaten von einer Mehrzahl von zu übertragenden Chips enthält. Diese Chips bilden sich auf Punkte in dem sich ergebenden Raum ab, und die Punkte in dem sich ergebenden Raum bilden sich in irgendwelchen Punkten in dem Eingabepunktraum ab, die durch die reellen und imaginären Komponenten in dem Informationsvektor-Array b definiert sind, von welchem das Array 405 der reelle Teil ist. Das Abbilden zwischen dem Eingabepunktraum und dem sich ergebenden Raum wird durch die Inhalte der Codematrix und der orthogonalen Codes definiert.
  • Bevor die Matrixmultiplikation ausgeführt wird, werden 2te Entsprechungswerte der reellen und imaginären Komponenten des Informationsvektor-b-Eingabe-Arrays in ihre dezimalen Äquivalente konvertiert, wie es in der 23 gezeigt ist, bei einigen Ausführungsformen. Die 23 ist eine vereinfachte Version des Systems, bei welchem es nur 4 Kanäle gibt, welche in 4 Elementen von jedem Symbol resultieren. Die 4 reellen Komponenten des Informationsvektors b, welche in dem Array 405 nach der Konvertierung auf ihre dezimalen Äquivalente gezeigt sind, sind jeweils von oben nach unten +3 (die ersten drei Bits des Kanals 1), –1 (die ersten drei Bits des Kanals 2), –1 (die ersten drei Bits des Kanals 3) und +3 (die ersten drei Bits des Kanals 4). Diese Spalte von Zahlen wird durch die erste Reihe bzw. Linie in der Codematrix multipliziert, um das Ergebnis 4 als die erste reelle Komponente in dem Array 409 des sich ergebenden Arrays hervorzubringen. Dieses Ergebnis wird von dem Summieren der Teilprodukte wie folgt abgeleitet [(3 × 1) + (–1 × 1) + (–1 × 1) + (3 × 1)] = 4. Die nächste Komponente nach unten in dem reellen Teil des Arrays 409, d.h. 0, wird durch Multiplizieren der nächsten reellen Komponente nach unten in dem Array 405 (–1) mal der zweiten Reihe der Codematrix auf eine ähnliche Art und Weise abgeleitet, wobei sie hervorbringt [(–1 × –1) + (–1 × –1) + (–1 × 1) + (–1 × 1)] = 0. Bei der bevorzugten Ausführungsform würden die Arrays 405 und 409 144 Elemente lang sein, und die Codematrix 407 würde 144 Elemente in jeder Reihe haben und würde 144 Reihen haben. Die orthogonalen Codes sind tatsächlich die Spalten des Arrays. Es wird darauf hingewiesen, dass das Kanal-1-Element immer durch ein Element von der ersten Spalte und so weiter für alle Elemente des Arrays 405 multipliziert wird, da das Array 405 durch jede der 4 Reihen in dem Array 407 multipliziert wird. Somit ist die erste Spalte in dem Array 407 der orthogonale Code, welcher zum Herausverteilen der Bandbreite der Daten von dem Kanal-1-Zeitschlitz verwendet wird.
  • Zu Zwecken der Vereinfachung der Erzeugung ist der Satz an orthogonalen Pseudozufallscodes in der Matrix 407 auch zyklisch.
  • Da jeder orthogonale Code, welcher in dem Array 407 benutzt wird, auch pseudo-zufällig ist und die Erzeugungsrate der Chips in dem Ergebnisvektor (die Chip-Rate) viel höher ist als die Bandbreite der Eingabedaten, welche durch den Informationsvektor 405 dargestellt wird, wird die Bandbreite der sich ergebenden Signale, die durch die Ergebnisvektoren definiert werden, die durch diesen Prozess erzeugt werden, in ein extrem breites Spektrum verteilt. Tatsächlich erstreckt sich die Bandbreite des Ergebnisvektors, der durch diesen Prozess erzeugt wird, zu mehr oder weniger der Unendlichkeit. Das Verteilsignal besteht aus Kopien von dem gleichen Stromspektrum, welche von Ende zu Ende wiederholt werden, das Signal kann somit durch den Empfänger wiedergewonnen werden, obwohl nur der Abschnitt innerhalb des Passbands des Verstärkers auf dem Hybridfaserkoaxialkanal und den Sender- und Empfängerfiltern durch die Demodulations- und Endverteilungsschaltung in dem Empfänger verarbeitet wird.
  • Der CDMA-MUX 408 in der 19, welcher die Matrixmultiplikation durchführt, kann ein programmierter Mikroprozessor oder ein dedizierter, angepasster, logischer Schaltkreis etc. sein. Jedes Design, welches die Multiplikation des Informationsvektors mal den Codeelementen für alle die aktiven Kanäle ausführen kann, wird genügen. Da die Codematrix aus lediglich 1en und –1en besteht, wird die Multiplikation einfacher gemacht. Wenn die Codes in der Codematrix Hadamard-Codes sind, kann die Matrixmultiplikation unter Verwenden des Schnell-Hadamard-Transformationsalgorithmus in einem digitalen Signalprozessor oder Mikroprozessor durchgeführt werden. Wenn die Codematrix aus Sinus- und Kosinustermen besteht, kann die Schnell-Fourier-Transformation verwendet werden. Obwohl jeder orthogonale Code oder jeder zyklische Code zum Ausführen der Erfindung verwendet werden kann, werden zyklische Codes bevorzugt, da sie leichter zu erzeugen sind.
  • Die sich ergebenden reellen oder imaginären Komponenten-Linear-Arrays der Ergebnisse oder Chipsausgang-Arrays werden in einem Speicher innerhalb des CDMA-Mux 408 gespeichert, der nicht separat gezeigt ist. Die Komponenten dieser beiden Arrays werden dann auf separaten I- und Q-Bussen zu einem Modulator 410 ausgegeben, wo sie zum Amplitudenmodulieren der Amplituden der beiden RF-Träger verwendet werden, die um 90 Grad außer Phase sind, unter Verwenden eines Trellis-Modulationsschemas. Die Konstellation von möglichen Datenpunkten ist in der 21 gezeigt. Die sich ergebenden beiden AM-Träger werden summiert und auf dem Übertragungsmedium 412 ausgegeben. Dies erfolgt wie in der 24 dargestellt. Nicht gezeigt ist ein Aufwärtskonvertierungs- oder Abwärtskonvertierungsfrequenzübersetzer, um die sich ergebenden Signale in der Frequenz zu dem zugewiesenen Band für die Verwendung zu bewegen. Das Frequenzband, welches für die Verwendung bestimmt ist, hängt davon ab, ob das Übertragungsmedium 12 ein Kabel-TV-System, ein Satellitensystem etc. ist, und hängt weiterhin davon ab, ob die Signale in der Stromaufwärts- oder Stromabwärtsrichtung wandern.
  • Bezugnehmend auf die 24 sind mehr Details von der Koordinierung des Multiplexers 408 und des Modulators 410 und die inneren Details des Modulators 410 in der 19 dargestellt für die Sendermodulatoren in entweder der RU oder der CU. Obwohl es leichte Unterschiede zwischen den RU- und CU-Transceivern gibt, sind sie im Allgemeinen die gleichen, mit einigen woanders hier diskutierten Unterschieden. Das Ergebnis oder das Chip-Ausgangs-Array wird in dem Speicher 411 gespeichert, welcher ein Teil des CDMA-MUX ist, und umfasst das reelle oder In-Phase-Array 409 und das imaginäre oder Quadratur-Array 413 der 144 Ergebnispunkte oder Chips in dem sich ergebenden Raum. Bei jedem Chip-Takt wird ein Ergebnispunkt oder Chip, welcher eine reelle Komponente und eine imaginäre Komponente enthält, auf dem Bus 451 an eine Bitanalysiereinheit oder einen Bitsplitter 453 ausgegeben. Die Bitanalysiereinheit 453 spaltet die reelle Komponente ab und gibt diese Bits auf den Bus 417 aus. Die imaginäre Komponente wird herausanalysiert, und diese Bits werden auf dem Bus 419 ausgegeben.
  • Weil die RF-Signale, welche die Information von den 144 Kanälen transportieren, das Übertragungsmedium mit anderen RF-Signalen teilen müssen, die angrenzende Frequenzen aufweisen, werden zwei optionale digitale Passband-Nyquist-Filter 421 und 423 verwendet, um die Bandbreite der Signale auf den Bussen 417 und 419 auf 6 Mhz zu begrenzen, um eine Interferenz mit Signalen auf den benachbarten Frequenzen zu vermeiden. Die digitalen Signale auf den Bussen 417 und 419 haben, wenn sie auf ihre dezimalen Äquivalente konvertiert sind, gewöhnlicherweise schnelle Übergänge zwischen den Levels in angrenzenden Intervallen. Dies ist in der 25 dargestellt, welche ein Diagramm von den Wechseln in der Amplitude über die Zeit der reellen Komponenten des Ergebnisvektors für das Array 409 ist. Diese Filter 421 und 423 sind Nyquist-Passbandfilter, welche Mittelfrequenzen auf der Trägerfrequenz aufweisen und 6-dB-Bandbreitenpunkte haben, welche jeder in der Frequenz von der Mittelfrequenz durch eine Frequenzlücke 1/(2Tc) getrennt sind, wobei Tc die Chip-Ratenperiode ist, d.h. die Zeit zwischen den Übergängen von einem Chip-Level auf den anderen. Die Nyquist-Filter 421 und 423 entfernen Hochfrequenz-Fourier-Komponenten, welche durch scharfe Kanten in solchen Signalen verursacht werden. Dieses Filtern rundet Ecken effizient von der Wellenform ab, die durch die Übergänge zwischen aufeinanderfolgenden Chip-Levels in dem „Chip-Ausgang"-Array definiert sind, und begrenzt den Großteil der Stromdichte in dem Fourier-Spektrum von solchen Signalen auf ein 6-Mhz-Band, das um die Frequenz des RF-Trägers zentriert ist, das durch den lokalen Oszillator 425 erzeugt wird. Dieser lokale Oszillator 425 erzeugt eine Sinuswelle, einen RF-Träger bei einer Frequenz, die ausgewählt ist, um mit der Umschaltrate des CDMA-Multiplexers 408 kompatibel zu sein und um nicht mit den bestehenden Kabel-TV-Dienstsignalen auf angrenzenden Frequenzen in Konflikt zu geraten. Da die lokalen Oszillatoren in den RUs und der CU, welche für die Modulatoren und die Demodulatoren verwendet werden, alle synchron in Phase verriegelt zueinander laufen und in Phase in den RUs durch die Trägerwiedergewinnungsschaltungen gehalten werden, welche anderswo hier beschrieben sind, werden alle lokalen Oszillatoren, welche Träger erzeugen, mit 425 bezeichnet werden, obwohl sie separate Schaltungen sind, von denen eine die CU ist und von denen einige die RUs sind.
  • Die lokale Oszillator-COS-Welle wird auf den Trägereingang 427 eines Amplitudenmodulators 429 angelegt, welcher auch die gefilterte reelle Komponente von jedem Chip auf dem Bus 431 empfängt. Der Modulator 429 modifiziert die Amplitude auf dem Trägersignal auf der Leitung 427 in Übereinstimmung mit der Amplitude des dezimalen Äquivalents der reellen Komponente auf dem Bus 431 und gibt das Ergebnis auf den Bus 443 aus.
  • Die imaginäre oder Quadraturkomponente von jedem Chip wird nach dem Filtern auf den Bus 433 zu einem anderen Amplitudenmodulator 435 eingegeben. Dieser Modulator empfängt bei dem Trägereingang 437 eine Sinuswelle von der gleichen Frequenz wie die Kosinuswelle auf der Leitung 427, jedoch in der Phase um 90 Grad durch den Phasenverschieber 439 verschoben. Diese lokalen Oszillator-SIN- und -COS-Signale auf den Leitungen 427 und 437 werden tatsächlich in der Trägerwiedergewinnungsschaltung 515 in der 19 erzeugt und werden in der Frequenz und Phase auf dem Steuerkanalton gesperrt, der stromabwärts von der CU während dem Zeitschlitz 0 gesendet wird. Der Modulator 435 modifiziert die Amplitude der Sinuswelle in Übereinstimmung mit der Amplitude der imaginären Komponente auf dem Bus 433 und gibt das Ergebnis auf der Leitung 441 aus. Die Leitungen 441 und 443 sind mit einem Summierer 445 gekoppelt, welcher die beiden Wellenformen summiert und sie auf dem geteilten Übertragungsmedium über die Leitung 412 ausgibt.
  • In einigen Ausführungsformen kann die Leitung 412 mit einer passenden Schnittstellenschaltung gekoppelt sein, um das Signal auf der Leitung 412 in einem kabellosen oder mobilen System, einer terrestrischen Mikrowellenverbindung, einem Koaxialkabel von einem Kabel-TV, einem Telefon- oder anderen System, einer optischen Faserverbindung eines Kabel-TV, einem Telefon- oder anderen System, einem Lokalbereichs- oder Weitbereichsnetzwerk oder jedem anderen Medium anzutreiben, das in der Zukunft entwickelt wird für eine Echtzeitkommunikation von Daten. Solch eine Schnittstellenschaltung ist bekannt und wird hier nicht weiter beschrieben werden.
  • Bei der bevorzugten Ausführungsform ist zu Zwecken der Trägerwiedergewinnung durch die RUs für die Stromabwärtsdaten das Signal von dem lokalen Oszillator 425 in dem CU-Sendermodulator auch als Steuerkanaldaten auf der Leitung 501 einem Befehls- und Steuerpuffer 503 in der 19 bereitgestellt. Der Befehls- und Steuerpuffer speichert die zu übertragenden Daten auf den Befehls- und Steuerkanälen für die Systemverwaltung, Konkurrenzlösung, Aufstellung etc. durch entweder den RU- oder CU-Transceiver. Diese Daten werden von der CPU 405 über den Bus 497 empfangen. Der Bus 505 koppelt diese Daten mit einem Eingang eines Schalters 507, welcher einen zweiten Eingang aufweist, der gekoppelt ist zum Empfangen der Nutzdaten auf dem Bus 360 von dem Rahmenformer. Der Schalter wählt einen dieser Busse als die Quelle der Daten aus, welche auf den Bus 509 zu dem Vorwärtsfehlerkorrekturkodierer 402 für die Trellis-Kodierung ausgegeben werden. Das Umschalten des Schalters 507 wird durch die CPU 405 durch ein Steuersignal auf der Leitung 511 gesteuert.
  • Der Steuerkanaldatenbus 501 ist als Phantom in der 19 gezeigt, um die Tatsache darzustellen, dass diese Steuerkanaldaten in der bevorzugten Ausführungsform lediglich in den Befehls- und Steuerpuffer 503 eingegeben werden, wenn der Transceiver aus der 19 in der CU ist.
  • Wenn der Transceiver aus der 19 in der RU ist, werden keine Steuerkanaldaten an den Befehls- und Steuerpuffer ausgegeben. Stattdessen werden die lokalen Oszillatoren in dem Empfänger und dem Sender auf die Frequenz und die Phase des Steuerkanals synchronisiert. Die Trägerwiedergewinnung, d.h. die Trägersynchronisation der Frequenz und Phase von dem RU-lokalen Oszillator 425 an das Steuerkanalsignal, welches in dem Zeitschlitz 0 von der CU ausgestrahlt wird, ist die Funktion der Trägerwiedergewinnungsschaltung 515 in der 19. Speziell wird ein lokales Oszillatorträgersignal durch eine Trägerwiedergewinnungsschaltung 515 zu dem Demodulator 460 als das COS-Signal auf der Leitung 427 bereitgestellt. Das lokale Oszillator-COS-Signal auf der Leitung 427 wird in der Frequenz und in der Phase mit dem CU-lokalen Oszillatorträgersignal synchronisiert, welches zum Modulieren der Signale verwendet wurde, welche an dem Eingang 521 empfangen wurden. Auf ähnliche Art und Weise überträgt in dem RU-Sender 401 der 19 die Trägerwiedergewinnungsschaltung 515 ein lokales Oszillatorsignal auf der Leitung 427, welches in der Frequenz und in der Phase mit dem Steuerkanalsignal synchronisiert wird. Dieses Signal wird zu dem RU-Sendermodulator 410 derart eingegeben, dass seine Signale mit dem CU-Empfänger kohärent sein werden. Jedoch müssen die Präambeldaten in die Daten von jedem Zeitschlitz eingefügt werden für die Verwendung durch den CU-Empfänger, um die Phase und Amplitude der Signale für diesen Zeitschlitz zu erwerben. Dies ist so, da jede RU in einem verschiedenen Abstand von der CU ist, so dass, obwohl die RU-Sendermodulatoren die gleiche Frequenz und phasenlokalen Oszillatoren wie die CU verwenden, die unterschiedlichen Ausbreitungszeiten und Kanalbeeinträchtigungen eine Phasen- und Amplitudenzweideutigkeit verursachen, welche die CU separat für jeden Zeitschlitz lösen muss. Die Art und Weise, auf welche dies erfolgt, wird weiter unten nach Vervollständigung der Beschreibung der Trägerwiedergewinnungsschaltung 515 beschrieben werden.
  • Die Trägerwiedergewinnungsschaltung 515 kann jede konventionelle phasenverriegelte Schlaufentaktwiedergewinnungsschaltung, Mte Stromschlaufe, Costas-Schlaufe, unterdrückte Träger-Verfolgungsschlaufe etc. sein. Bei der bevorzugten Ausführungsform nimmt die Trägerwiedergewinnungsschaltung in den RU-Empfängern die in der 35 gezeigte Form ein. Die Schaltung der 35 ist grundsätzlich eine Phasenverriegelungsschlaufe, welche ein Aufteilungsfehlersignal während dem Zeitschlitz 0 mit der lokalen Oszillatorfrequenz und -phase vergleicht. Die Schaltung erzeugt dann ein Fehlersignal basierend auf dem Vergleich, um die Frequenz und die Phase von einem spannungsgesteuerten Oszillator 425 an die Frequenz und Phase des Steuerkanalsignals, welches während dem Zeit schlitz 0 übertragen wird, anzupassen. Der spannungsgesteuerte Oszillator 425 dient als der lokale Oszillator für den Demodulator 460 und den Modulator 410. Speziell erzeugt der Aufteilungsdetektor 466 ein Aufteilungsfehlersignal auf dem Bus 519, welches zumindest den Phasenfehler zwischen dem empfangenen Signal und einem legitimierten Punkt in der Konstellation angibt. Während dem Zeitschlitz 0 wird das Signal auf 519 (welches unter Verwenden des lokalen Oszillatorsignals auf der Leitung 427 demoduliert worden ist) den Phasenfehler zwischen dem lokalen Oszillatorsignal auf der Leitung 427 und dem Steuersignal angeben. Dieser Phasenfehler kann durch einen Phasenfehler zwischen dem lokalen Oszillatorsignal auf der Leitung 427 und dem Steuerungskanalsignal verursacht werden oder aufgrund von Beeinträchtigungen auf dem Kanal, wie z.B. Rauschen, oder er kann eine Kombination von den beiden sein. Da die Wirkung des Rauschens zufallsbedingt ist, jedoch ein Phasenfehler zwischen dem Steuerkanal und dem lokalen Oszillator konstant ist, bis er korrigiert wurde, wird die durch das Rauschen verursachte Phasenfehlerkomponente durch Durchschnittsbildung in einem Niedrigpassfilter 523 entfernt. Das Aufteilungsfehlersignal auf der Leitung 519 wird mit einer Fehlerberechnungsschaltung 521 gekoppelt, welche auch das lokale Oszillatorsignal auf der Leitung 427 empfängt. Der Phasenfehler wird berechnet und auf dem Bus 525 zu dem Niedrigpassfilter 523 ausgegeben, welcher den Durchschnitt bildet von dem Phasenfehler über die Zeit, wobei dadurch die Rauschkomponente entfernt wird. Das sich ergebende Durchschnittsfehlersignal wird mit dem Bus 527 an dem Fehlersignaleingang eines spannungsgesteuerten Oszillators 425 gekoppelt, der als der lokale Oszillator der RU dient (es sei angemerkt, dass der lokale Oszillator 425 auch in dem Modulator 410, wie in der 24 gezeigt, angeordnet sein könnte oder in dem Demodulator 460 angeordnet sein könnte). Das. Fehlersignal korrigiert die Phase des lokalen Oszillatorausgangssignals auf den Leitungen 427, welche mit dem Demodulator 460 und dem Modulator 410 gekoppelt sind. Die Fehlerberechnungsschaltung 521 empfängt auch ein Zeitschlitznummer-Ermöglichungssignal auf der Leitung 531 von der CPU 405. Dieses Signal gibt an, wenn die Zeitschlitz-0-Daten an dem Aufteiler 466 empfangen wer den, und bringt die Fehlerberechnungsschaltung 521 dazu, sich nur in aktiven Zustand zu setzen, wenn Zeitschlitz-0-Steuerungskanaldaten empfangen werden.
  • Eine alternative Trägerwiedergewinnungsanordnung ist in der 36 gezeigt, in welcher Elemente, welche die gleichen Bezugszeichen wie Elemente in der 19 haben, zu dem gleichen Zweck in der Kombination dienen und nicht hier diskutiert werden. Die Ausführungsform der 36 verwendet einen zusätzlichen CDMA-Demultiplexer 461, welcher nur die Steuerkanaldaten auf dem Zeitschlitz 0 wiedergewinnt durch Umkehren des CDMA-Verteilprozesses über eine transponierte Matrix für den dedizierten CDMA-Code, welcher zum Verteilen des Zeitschlitzes 0 verwendet wird. Die empfangenen Zeitschlitz-0-Daten werden auf dem Bus 465 zu einem anderen Aufteiler 463 zusätzlich zu dem Aufteiler 466 ausgegeben, welcher die Steuerkanaldaten mit einem bekannten Punkt in der BPSK-Konstellation vergleicht, welche zum Übertragen des Steuerkanalsignals verwendet wird, und ein Zeitschlitz-0-Aufteilungsfehlersignal entwickelt, welches auf der Leitung 519 ausgegeben wird. Das Aufteilungsfehlersignal wird mit dem lokalen Oszillatorsignal auf der Leitung 427 durch eine Fehlerberechnungsschaltung 521 verglichen, und ein Phasenfehlersignal wird auf der Leitung 531 ausgegeben. Dieses Phasenfehlersignal wird durch einen Niedrigpassfilter 523 gemittelt, und das sich ergebende Fehlersignal wird mit dem Fehlersignaleingang des mit Spannung versorgten, gesteuerten Oszillators 425 gekoppelt. Das Ausgabesignal von dem VCXO 425 wird über die Leitung 427 als das COS-Signal mit dem Demodulator 460 und dem Modulator 410 gekoppelt. Eine 90-Grad-Phasenverschiebung wird auf das COS-Signal in jeder dieser Einheiten angelegt, um das SIN-Signal auf der Leitung 437 zu erzeugen. Die SIN- und COS-Signale können in entweder digitaler oder analoger Form in verschiedenen Arten innerhalb der Gattung der Erfindung sein.
  • Wieder bezugnehmend auf die 19 werden die Vorrichtung und das Verfahren, durch welche die Stromaufwärtsträgerwiedergewinnung, Verstärkungssteuerung und Symbolsynchronisation erreicht werden, beschrieben werden.
  • Obwohl alle RU-Lokaloszillatoren in der Frequenz und der Phase mit dem Steuerton von der CU synchronisiert sind, verursachen die verschiedenen Abstände von jeder RU zu der CU zwei verschiedene Probleme. Die QAM-Signaldemodulation, welche in der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, hängt für ihre Genauigkeit von der Fähigkeit ab, genau zwischen den Amplituden und Phasen von jedem empfangenen Punkt zu unterscheiden. Die unterschiedlichen Ausbreitungszeiten und unterschiedlichen Kanalbeeinträchtigungen, welche durch jedes Signal der RUs erfahren werden, verursachen Amplituden- und Phasenfehler in den empfangenen Daten, welche bestimmt und korrigiert werden müssen, um eine genaue QAM-Demodulation bei dem CU-Empfänger zu erhalten. Der Weg, auf welchem dies erfolgt, ist für jede RU, bekannte Präambeldaten zu der CU in den zurzeit zu der RU zugewiesenen Zeitschlitzen zu senden, bevor der Block an Nutzdaten gesendet wird. Die CPU in der CU weist die Zeitschlitze zu den verschiedenen RUs zu und informiert sie so mit Verwaltungs- und Steuernachrichten auf den Verwaltungs- und Steuerkanälen. In der in der 19 gezeigten Ausführungsform halten die CPUs in den RUs die Spur von und helfen zu steuern den Prozess des Aufbrechens der Nutzdaten von ihren peripheren/Nutzergeräten in 8-Bit-Bytes, wobei ein 9tes Bit hinzugefügt wird, um das Protokoll eines höheren Levels und das Senden des 9-Bit-Bytes während den zugewiesenen Zeitschlitzen zu unterstützen. Bevor die Nutzdaten jedoch gesendet werden, aktiviert die CPU in der RU ein Präambelsignal auf der Leitung 1094, welches das Umschalten durch einen Multiplexer 1076 steuert. Dieser Multiplexer empfängt die kodierten I- und Q-Informationsvektordaten auf den Bussen 1068A und 1070A an einem Eingang und die vorherbestimmten, festen I- und Q-Werte für die Präambeldaten auf den Bussen 1078 und 1080 an einem anderen Eingang. Wenn das Umschaltsteuerungssignal auf der Leitung 1074 aktiviert ist, wählt der Multiplexer die Daten auf den Bussen 1078 und 1080 zum Koppeln mit den Bussen 1068B und 1070B für die Speicherung in dem Speicher 406 aus. Die Daten auf den Bussen 1078 und 1080 definieren einen bekannten Punkt 3 – j in der QAM-Konstellation.
  • Die Leitung 1074, die Busse 1078 und 1080 und der Multiplexer 1076 sind nur in den RU-Sendern vorhanden, da die hier beschriebene Technik nur bei den Stromabwärtsdaten zum Erreichen einer richtigen Synchronisation verwendet wird.
  • Bei dem CU-Empfänger ist der Aufteilungsdetektor 466 für das Vergleichen der empfangenen Daten mit dem bekannten Präambelkonstellationspunkt während dem Präambelempfang verantwortlich, um die Verstärkungs- und Phasenfehler zu bestimmen. Das empfangene Signal nimmt die Form ein von: a·ej⌀·s(t)wobei
    • s(t)
    das gewünschte Signal ist;
    a
    = der Amplitudenfehler, welcher durch Kanalbeeinträchtigungen und das Nahfern-Problem verursacht wird; und
    ej⌀
    = der Phasenfehler, welcher durch Kanalbeeinträchtigungen und das Nah-fern-Problem verursacht wird.
  • Der Aufteilungsdetektor 466 in der 19 umfasst verschiedene Schaltungen, die in der 34 gezeigt sind. Der Aufteilungsdetektor 466 wird betrieben, um einen Multiplikationsfaktor abzuleiten zum Multiplizieren mal dem empfangenen Signal, um so den Amplituden- und Phasenfehler zu streichen, so dass s(t) als der Konstellationspunkt 3 – j ohne irgendeinen Aufteilungsfehler detektiert wird. Die Amplituden- und Phasenfehlerkoeffizienten in dem Multiplikationsfaktor, welche den Aufteilungsfehler auf 0 reduzieren, werden dann in dem Speicher 796 für die Verwendung durch den Aufteiler beim Empfangen der Nutzdaten für diese(n) Zeitschlitz(e) verwendet, der der RU zugewiesen ist, für welche der Multiplikationsfaktor gespeichert wurde.
  • Stromaufwärtsträgerwiedergewinnungsfehlerkorrekturfaktor pro Zeitschlitz
  • Speziell die Arbeit des CU-Empfängeraufteilerdetektors 466 ist es, die korrekten 1/a- und e–j⌀-Koeffizienten in einem Multiplikationsfaktor zu bestimmen von der Form: (1/a)·e–j⌀ (5)wobei
    • 1/a
    der Verstärkungskorrekturkoeffizient ist zum Lösen des Nah-fern-Problems und richtig für Kanalbeeinträchtigungen ist; und
    e–j⌀
    der Phasenfehlerkorrekturkoeffizient ist zum Lösen des Nah-fern-Problems und richtig für Kanalbeeinträchtigungen ist.
  • Das Nah-fern-Problem bringt eine Interferenz mit dem Empfang von schwachen Signalen mit sich, welche von einem entfernten Transceiver durch starke Signale durch einen nahen Empfänger übertragen werden. Im Stand der Technik wird dies häufig durch ein Zeitteilungsmultiplexen derart gelöst, dass die beiden Sender nie zu der gleichen Zeit übertragen. In der Umgebung der Erfindung wird diese Lösung nicht funktionieren, da alle RUs zum Übertragen fähig sein müssen, wann immer sie senden müssen, wenn Bandbreite verfügbar ist. Daher werden bei der Erfindung die Amplitudenlevels der durch die RUs übertragenen Signale so gesteuert, dass alle Signale, welche von den RUs an der CU ankommen, bei in etwa den gleichen Amplituden ankommen und Kanalbeeinträchtigungseffekte durch Verstärkungsleveleinstellungen in dem CU-Empfänger bei einem Punkt korrigiert werden, bevor das Basisbandsignal in den Aufteiler eintritt, um so die Interpretationsfehler zu minimieren, welche durch die Amplitudenfehler verursacht werden. Auf ähnliche Art und Weise korrigiert ein rotierender Verstärker in dem Aufteilungsdetektor Phasenfehler, welche durch die differierenden Ausbreitungsverzögerungen und Kanalbeeinträchtigungen verursacht werden, bevor das Basisbandsignal in den Aufteiler eintritt, um diese Quelle für Fehler zu minimieren. Für eine Diskussion des iterativen Prozesses, welcher durch diese Schaltung während der Präambel für jeden Zeitschlitz ausgeführt wird, um die Werte für die Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturkoeffizienten aufzustellen für die Verwendung beim Empfangen der Nutzdaten für diesen Zeitschlitz, siehe die Diskussion der Zusammenwirkung des G2-Verstärkers 788, des rotierenden Verstärkers 765, des Aufteilers 800, der Steuerungsschlaufe 781 und des Speichers 796 in der 34.
  • Diese kohärente Modulation und Detektion wird verwendet für beide, die Stromaufwärts- und Stromabwärtsübertragungen. Für Quadraturmodulationsschemata umfasst der Modulator 410 und der Demodulator 460 eine Phasenumschaltschaltung, um die Phase der Signale auf der Leitung 427 um 90 Grad umzuschalten, so dass sowohl sinus- als auch kosinuslokale Trägerwellenformen, welche in Phase und Frequenz zu Sinus- und Kosinuswellenformen synchronisiert werden, die in dem CU-Modulator verwendet werden, für die Modulations- und Demodulationszwecke in der RU verfügbar sind.
  • Die Steuerkanaldaten auf dem Zeitschlitz 0 werden mit einem dedizierten CDMA-Code in dem CDMA-Multiplexer 408 für die Übertragung auf den Zeitschlitz-0-Verwaltungs- und Steuerkanal als die Steuerkanaldaten verteilt, welche den CU-Master-Takt kodieren. Jeder RU-Empfänger umfasst eine Trägerwiedergewinnungsschaltung 515, welche dieses Steuerkanalsignal überwacht und die Synchronisationsinformation auf der Leitung 427 erzeugt. Das Verwenden eines Steuerkanalsignals auf einem der Befehls- und Steuerkanäle ist nur eine der Möglichkeiten zum Verteilen von Trägerfrequenz- und Phaseninformation. Andere Möglichkeiten sind die Übertragung von jeder modulierten Wellenform, welche durch die RU-Empfänger erfasst werden kann, in welchen die CU-Trägerfrequenz und Phaseninformation in der Modulation kodiert ist.
  • Die Form der Trägerwiedergewinnung, welche oben beschrieben ist, wird für eine kohärente Erfassung bevorzugt. In alternativen Ausführungsformen kann eine inkohärente Erfassung auch verwendet werden unter Benutzen von jedem der hinlänglich bekannten inkohärenten Erfassungsgeräte. Solch eine inkohärente Empfängertechnologie ist beschrieben bei Haykin, Communication Systems, auf den Seiten 503–505 und wird hier speziell durch Bezugnahme mit einbezogen.
  • Eine andere Form der Synchronisation, welche erforderlich ist, ist die Symbolsynchronisation. Der Empfänger muss die Zeitmomente kennen, wann die Modulation ihre Zustände wechseln kann. Das bedeutet, dass die RU- und CU-Empfänger die Startzeit und Endzeit von jedem Chip kennen müssen, um zu entziffern, was dieser Chip war. Dies ermöglicht es dem Empfänger zu bestimmen, wann ihr Produktintegrator oder andere Chip-Statuserfassungsschaltung abzutasten und wann sie zu löschen ist zu Zwecken des Startens des Chip-Dekodierungsprozesses. Die Symbolsynchronisation in dem Zusammenhang der Erfindung ist eine Wiedergewinnung des CU-Chiptaktes in jeder RU. Bei der bevorzugten Ausführungsform erfolgt die Wiedergewinnung des CU-Chip-Taktes durch Korrelieren in jeder RU eines bekannten Barker-Codes, welcher während jeder Lücke durch die CU übertragen wird, mit dem Barker-Code, welcher den Chip-Takt darin kodiert. Jede RU verwendet einen Korrelator mit einem Früh-spät-Gatter, um den Barker-Code zu detektieren und den Chip-Takt der RUs mit dem CU-Chip-Takt synchronisiert zu bekommen, welcher in dem Barker-Code kodiert ist. Dieser Prozess der Chip-Taktsynchronisation wird durch den Rahmendetektor 513 in der 19 und den Rahmendetektor 882 in der 34 ausgeführt. Der Rahmendetektor 513 und der Rahmendetektor 882 umfassen jeder sowohl eine Grob- als auch eine Feineinstellungsschaltung. Die Grobeinstellungsschaltung führt eine Stromabwärtsrahmensynchronisation aus durch Lokalisieren der Lücke in jeder CU-Rahmenübertragung durch Finden eines bekannten Barker-Codes, welcher durch die CU in der Lücke übertragen wird. Wenn einmal die Lücke lokalisiert ist, wird die Zeitbasisschaltung 886 in der 19 synchronisiert in diese Empfangsrahmenzeitplanungsreferenz durch ein Signal auf dem Bus 1031, und die Zeitbasis 886 in der 34 wird durch den Rahmendetektor 882 auf die Empfangsrahmenzeitplanungsreferenz durch ein Signal auf der Leitung 1092 synchronisiert. Die Zeitbasisschaltung 886 besteht aus einer Reihe von kaskadenförmigen Zählerstufen, welche einen Hochgeschwindigkeitseingangstakt empfangen, der phasenversperrt ist durch das Taktlenkungssignal von dem Rahmendetektor (Linie 900 in der 19, Linie 192 in der 34). Die kaskadenförmigen Zähler erzeugen die Chip-Takt-, Rahmentakt-, Superrahmentakt- und Kilorahmentaktsignale. Die Zeitbasis in beiden, dem Empfänger und dem Sender von jedem Modem, umfasst einen Chip-Zähler und einen Rahmenzähler sowie Abtastregister, welche zum richtigen Ausrichten der Zeitbasis mit externen Signalen verwendet werden. Wenn einmal die Zeitbasis ausgerichtet ist mit diesen externen Signalen, werden alle internen Zeitplanungsbedürfnisse der Modems durch die Zeitbasis derart bedient, dass sie nicht von externen Signalen für den Betrieb abhängen, jedoch werden die externen Signale hinsichtlich eines Verlustes oder Umschaltens überwacht. In dem Fall der CU sind die externen Signale, auf welche die Zeitbasis ausgerichtet wird, die zeitteilungsgemultiplexten Eingaben an den Sender. In dem Fall der RU sind die externen Signale die Lückenerfassungsrahmen- und Kilorahmensignale, welche von den Stromabwärtsdaten abgeleitet werden.
  • Die Zeitbasisschaltung 886 stellt diese Signale bereit, welche die Empfangsrahmenzeitplanungsreferenzinformation an jede Schaltung in dem Empfänger oder Sender umfasst, welcher diese Information benötigt, wie z.B. der orthogonale Demultiplexer 462 des Empfängers in der 19 und der orthogonale Codedemultiplexer 766 in dem Empfänger der 34. Die Zeitbasisschaltung überprüft auch kontinuierlich die Position der Lücke durch Abtasten eines Lückenerfassungssignals von dem Rahmendetektor über mehrere Rahmen, um die Rahmensynchronisation aufrechtzuerhalten und zu wissen, wann die Rahmensynchronisation verloren worden ist. Wenn die Lückenposition verloren wurde, versucht das Modem unmittelbar, die Lücke wieder zu synchronisieren.
  • Die Orthogonalcodemultiplexer in den RU- und CU-Sendern erhalten auch Rahmenzeitplanungsreferenzsignale, jedoch stellen diese Rahmenzeitplanungsreferenzsignale die Grenzen der Rahmenzeitplanungsreferenz der CUs auf, da jeder RU-Sender seine Übertragungen und anderen Verarbeitungen so plant bzw. einteilt, dass die davon übertragenen Rahmen bei der CU zusammen mit den CU-Rahmengrenzen ankommen. Und natürlich muss der CU-Sender seine Rahmen synchron mit den CU-Rahmengrenzen übertragen. Zu diesem Zweck wird das Empfangsrahmenzeitplanungsreferenzsignal, welches durch den Rahmendetektor 882 in der 34 und 513 in der 19 erzeugt wird, zu der lokalen CPU des Modems oder einer anderen Steuerschaltung 405 über den bidirektionalen Bus 902 in der 19 und über den Bus 883 und den DMA-Speicher 763 in der 34 gesendet. Die CPU oder eine andere Steuerschaltung 405 verwendet sodann diese Rahmenzeitplanungsreferenz, um die Zeitplanung der Übertragungsrahmenzeitplanungsverzögerung Td auf der Leitung 499 zu den Senderrahmenschaltungen 400 und 508 in den 19 und 28A jeweils zu setzen.
  • Die Feineinstellungsschaltung in den Rahmendetektoren 513 und 882 jeweils in den 19 und 34 führt eine Taktwiedergewinnung für die Symbolsynchronisation unter Verwenden einer Früh-spät-Gattertechnik aus in Verbindung der Korrelation, um ein Taktlenkungsverfolgungsfehlersignal auf dem Bus 900 zu erzeugen. Dieses Signal korrigiert die Phase eines spannungsgesteuerten Oszillators 784 in der 34, welcher von dem Zeitbasisgenerator 886 in der RU zum Erzeugen eines lokalen Chip-Taktsignals verwendet wird, welches synchron mit dem Chip-Taktsignal in der CU ist. Das wiedergewonnene Master-Chip-Taktsignal und andere Zeitplanungssignale werden von ihm zu verschiedenen Schaltungen in dem RU-Modemsender und -empfänger verteilt, die es benötigen, um die Verarbeitung synchron mit der Verarbeitung in der CU zu halten.
  • Die Grobeinstellungsschaltung in den Rahmendetektoren 513 und 882 wirkt mit einem Softwareprozess zusammen, der in der CPU 405 läuft, um die CU-Rahmenlücken zu lokalisieren. Dies wird durchgeführt unter Verwenden von Steuer- und Zeitplanungssignalen auf dem Bus 902 und der CPU und den reellen und imaginären Datenkomponenten auf dem Bus 904, welche durch den Demodulator 460 in der 19 und den abgestimmten Filter 761 in der 34 ausgegeben werden (siehe 38 für mehr Details des Rahmendetektors). Dieser Lückenlokalisationsprozess wird erreicht durch kontinuierliches Bewegen der Grenze eines gleitenden Korrelationsfensters, bis eine Korrelationsspitze im gleichen Zeitpunkt auftritt, zumindest zweimal aufeinanderfolgend. Wie dies funktioniert, wird mehr im Detail mit Bezugnahme auf die 38 erläutert werden.
  • Bezugnehmend auf die 38 ist dort ein Blockdiagramm der bevorzugten Form eines Aufstellungsdetektors gezeigt, welcher das Herz des Rahmendetektors 513 in jeder RU bildet und in der CU für die Aufstellungsdetektion von Barker-Codes verwendet wird. Im Nachfolgenden wird hier die Schaltung der 38 als der Aufstellungsdetektor bezeichnet werden, obwohl sie ebenso Rahmendetektions- und Chip-Taktsynchronisationsfunktionen aufweist.
  • Der Aufstellungsdetektor weist einen Erfassungsmodus und einen Nachfolgemodus auf. In dem Erfassungsmodus versucht er einfach, schnell einen bekannten Barker-Code zu finden, welcher in der Sammlung von Signalen auf dem Bus 904 ankommt. Bei der bevorzugten Ausführungsform, bei welcher die Übertragungsdaten durch einen angehobenen Quadratkosinusfilter geleitet werden, ist der Bus 904 mit dem Ausgang eines abgestimmten Filters, wie dem abgestimmten Filter 761 in der 34, gekoppelt, welcher eine Transferfunktion aufweist, die invers zu der angehobenen Quadratkosinusdetektion ist, jedoch in anderen Ausführungsformen können diese beiden Filter weggelassen werden. Der Bus 904 transportiert Daten, welche den reellen Teil des empfangenen Signals auf den Leitungen 906 und den imaginären Teil oder den Quadraturteil des empfangenen Signals auf der Leitung 908 definieren.
  • Im Erfassungsmodus ist es das Ziel, schnell die Lücke zu finden durch Korrelieren der eingehenden Signale mit dem bekannten Barker-Code, jedoch kann dies durchgeführt werden durch einfaches Nachsehen bei der Sequenz von Zeichen von Signalen, welche empfangen werden, da der bekannte Barker-Code eine bekannte, einzigartige Sequenz von Chips von unterschiedlichen Zeichen, jedoch von konstanter Amplitude ist. Der Barker-Code kann tatsächlich lokalisiert werden in dem Nachverfolgungsmodus durch Nachsehen lediglich bei der Sequenz von sich unterscheidenden Zeichen in den empfangenen Daten. Dadurch sendet im Nachverfolgungsmodus die CPU ein Auswahlsteuerungssignal acq auf den Bus 902 aus, um den Zustand der Schalter 906 und 908 derart zu steuern, um die Signale auf den Bussen 910 und 912 auszuwählen. Die Signale auf den Bussen 910 und 912 sind die Ausgaben von den Schaltungen 914 und 916, welche zum Vergleichen der eingehenden Signale auf dem Bus 904 zu null dienen und eine erste Zahl ausgeben, wenn das Zeichen des eingehenden Chip + ist, und eine zweite Zahl ausgeben, wenn das Zeichen des eingehenden Chip – ist. Wenn acq nicht geltend gemacht wird, werden die Rohdaten auf den Bussen 918 und 920 ausgewählt für das Durchleiten durch die Schalter 906 und 908. Das acq-Signal wird auch durch das ODER-Gatter 922 geleitet, um die Ausgangssignale von den Schaltern 906 und 908 durch die begrenzten Impulsantwortfilter (bzw. FIR-Filter) 924 und 926 bei dem Erwerb des Modus für die Korrelation durchzulassen. Das ODER-Gatter 922 empfängt auch ein GAP_a-Signal, welches von der CPU über den Bus 902 geltend gemacht wird, wenn die CPU denkt, dass es die Lücke dank der Signale von dem Rahmendetektor ist. Daher werden die Signale auf den Bussen 928 und 930 von den Schaltern 906 und 908 durch FIR-Filter jederzeit korreliert sein, wenn der Aufstellungsdetektor in dem Erfassungsmodus ist, und während er im Nachverfolgungsmodus ist, nur während der Lücke.
  • Die FIR-Filter 924 und 926 weisen Impulsantwortfunktionen auf, welche programmierbar sind und durch die CPU 405 gesetzt sind, um mit der Barker-Sequenz abgestimmt zu sein, nach welcher der Empfänger Ausschau hält. Die Barker-Sequenz, welche gesucht wird, ist durch Daten definiert, welche durch die CPU 405 in das Register 932 geschrieben sind. Wenn diese exakte Sequenz von +- und –-Chips in einem oder dem anderen der FIR-Filter liegt, wird der Filterausgang eine Spitze aufweisen. Absolutwertschaltungen 934 und 936 sind mit den Ausgängen der FIR-Filter gekoppelt und geben die absoluten Werte der FIR-Ausgangssignale auf die Busse 938 und 940 aus. Die Schaltung 942 weist zwei verschiedene Modi auf, welche durch das acq-Signal auf der Leitung 943 ausgewählt werden. Im Erfassungsmodus, wann immer der Empfänger versucht, anfänglich die Lücke zu lokalisieren, wählt die Schaltung 942 das größere der Sig nale auf den Bussen 946 oder 948 für den Ausgang auf dem Bus 944 aus. Im Nachverfolgungsmodus wird die Summe der Signale auf den Bussen 946 und 948 auf den Bus 944 ausgegeben.
  • Der Komparator 950 wirkt, um eine minimale Schwelle zu setzen, über welche die FIR-Ausgangsspitzen ansteigen müssen, bevor sie als ein möglicher Empfang des CU-Barker-Codes gezählt werden. Der Komparator vergleicht die Signale auf dem Bus 944 mit einem Schwellenwertlevel auf dem Bus 945, und wenn der Schwellenwert überschritten ist, gibt er eine Logik 1 auf den Bus 951 während dem Intervall aus, wenn der Schwellenwert überschritten wird. Der Schwellenwertlevel wird durch die Daten gesetzt, welche in das Register 952 durch die CPU 405 über den Bus 902 geschrieben werden. Die Anzahl von Peaks bzw. Spitzenwerten wird durch einen Falschalarmzähler 952 gezählt, dessen Ausgang in dem Register 960 gespeichert wird, welcher periodisch durch die CPU in einem Prozess der Überwachung und Steuerung des Aufzählungsdetektors gelesen wird. Ein Prozess in der CPU 405, welcher die Anzahl von Falschalarmen überwacht, setzt die Anzahl von Rahmen, über welche Falschalarme durch Schreiben einer Anzahl von Rahmen in das Register 956 gezählt werden. Diese Zahl wird in den Intervallzähler 954 geladen, welcher nach unten zählt von dieser Nummer durch Zählen der GAP_b-Signale auf der Leitung 957, welches eines pro Rahmen auftritt. Wenn die Zählung null erreicht, wird die Leitung 958 aktiviert, welche die falschen Alarmzähler 952 entfernt, die Zählung abtastet vor dem Entfernen in das Register 960 und den Zähler 954 von dem Register 956 wieder lädt. Wenn die CPU feststellt, dass die Anzahl von falschen Spitzen zu groß ist gemäß der Anzahl in dem Register 960, hebt sie den Schwellenwert an durch Schreiben von neuen Daten in das Register 952, um den Schwellenwert anzuheben.
  • Das Verlaufseinstellen zum Finden der Lücke wird durch den Aufstellungsdetektor wie folgt erreicht. Die CPU beginnt mit einer Schätzung, wann sie denkt, dass die Lücke beginnen wird. In diesem Zeitpunkt wird das Signal GAP_a auf dem Bus 902 während jedem Rahmenintervall geltend gemacht. Die CPU möchte nur an den Spitzen während der Lücke in jedem Rahmenintervall nachsehen, daher verwendet sie ein gleitendes Fenster, um die Zeit zu beschränken, während welcher sie nach Spitzen schaut. Das gleitende Fenster ist durch die Klammer 962 in der 39 symbolisiert. Die Grenzen dieses Fensters werden durch Daten aufgestellt, welche durch die CPU 405 in das Register 964 in einer unten zu beschreibenden Art und Weise geschrieben werden.
  • Die Schaltung 970 gibt nur die erste Spitze an den Ausgang des UND-Gatters 968 weiter, welches nach dem GAP_a-Signal auftritt, das angibt, dass die Lücke erachtet wird, begonnen zu haben. Ein Zeitbasiszähler 972 zählt die Chiptaktsignale auf der Leitung 974 und wird durch das GAP_a-Signal jedes Mal entleert. Wenn die Schaltung 970 bei einer Spitze vorbeikommt (tatsächlich ein logischer 1-Level) durch den An-Bus 976, wird die laufende Zählung des Zeitbasiszählers 972, die auf dem Bus 980 ausgegeben wird, abgetastet und in dem Register 978 gespeichert. Der Zählwert auf dem Bus 980 wird auch mit einem Vergleichseingang eines Größer-als- oder Gleich-zu-Komparators 965 gekoppelt, dessen anderer Eingang gekoppelt wird, um den Ausgang des Registers 964 zu empfangen. Der Ausgang des Komparators 965 ist das Durchlasssignal auf der Leitung 966. Da die Zählung des Zeitbasiszählers 972 auf 0 zurückgesetzt werden wird in dem Moment, in dem die CPU denkt, dass die Lücke beginnt, stellt die Zählung, welche in dem Register 978 gespeichert ist, einen Versatzfehler dar, welcher angibt, um wie viel später die Lücke tatsächlich gestartet haben kann verglichen mit dem Zeitpunkt, an welchem die CPU gedacht hat, dass die Lücke begonnen hat.
  • Die 39 ist ein Zeitdiagramm, welches hilft, den Verlauf des Einstellungsprozesses zu erläutern, um den Zeitpunkt zu finden, in welchem die CU-Rahmenlücke aufgetreten ist, welcher durch die RU-Empfänger ausgeführt wird. Die Zeitlinie A der 39 stellt die anfängliche Gleitfensterposition 962 dar, die durch die CPU während einem ersten Rahmen gesetzt ist, bevor sie sicher ist, wo die Lücke ist, und zeigt die Zeitpunkte von zwei während dem Rahmen 1 festgestellten Spitzen. Die Zeitlinie B stellt die Position des gleitenden Fensters dar und die Spitzen, welche während dem Rahmen 2 beobachtet wurden. Anfänglich weiß die CPU nicht, wo die Lücke ist, somit entscheidet der Softwareprozess, nach Spitzen auf der Leitung 976 Ausschau zu halten für den gesamten Rahmen. Dementsprechend schreibt die CPU eine 0 in das Register 964 beim Zeitpunkt T0 und aktiviert gleichzeitig das GAP_a-Signal. Die Aktivierung des GAP_a-Signals setzt den Zeitbasiszähler 972 zurück und treibt eine Logik 0 auf dem Bus 980 an. Die 0 in dem Register 964 wird mit der 0 auf dem Bus 980 durch den Größer-als- oder Gleich-zu-Komperator 965 verglichen, welcher eine Gleichheit findet und die Leitung 966 auf die Logik 1 setzt, wobei dadurch die Impulse auf dem Bus 951 von dem Schwellenwertkomparator durch die erste Impulsauswahlschaltung 970 durchgelassen werden. Der Komparator 965 treibt die Leitung 966 auf die Logik 1 jedes Mal an, wenn die Zahl auf dem Bus 980 größer als oder gleich zu dem Ausgang des Registers 964 ist. Diese Aktion öffnet das gleitende Impulsbeobachtungsfenster 962 in der 39 im Zeitpunkt T0. Das Fenster wird offen bleiben bis zum Ende des Rahmens.
  • Während dem Rahmen 1, gezeigt auf der Zeitlinie A der 39, wird ein Rauschimpuls 990 durch die Schaltung 970 im Zeitpunkt T1 durchgelassen, und der aktuelle Barker-Code-Impuls 992A, welcher im Zeitpunkt T7 auftritt, wird durch die Schaltung 970 blockiert. Das Auftreten des Rauschimpulses 990 verursacht ein Abtasten der Zählung auf dem Bus 980 durch das Register 978, welches in der 39 als das Abtasten 1 im Zeitpunkt T1 angegeben ist. Dieser Wert wird durch den Lückenerfassungsprozess gelesen, welcher auf dem CPU 405 ausgeführt wird, und für einen späteren Vergleich gespeichert.
  • Da der Rauschimpuls 990 zufällig war, wird er nicht im Zeitpunkt T1 in dem zweiten Rahmen auftreten, welcher auf der Zeitlinie B der 39 gezeigt ist. Stattdessen tritt ein anderer Rauschimpuls 994 im Zeitpunkt T3, später als T1, auf, und ein anderer Barker-Code-Impuls 992B tritt im Zeitpunkt T7 auf. Die erste Impulsauswahlschaltung lässt wieder den Impuls 994 durch und blockiert den Impuls 992B. Dies verursacht das Nehmen der Abtastung 2 der Zählung auf dem Bus 980 während dem Rahmen 2. Der Grobeinstellungslückenerfassungsprozess liest den Wert, welcher in dem Register 978 gespeichert ist, und vergleicht diesen Wert mit dem zuvor von dem Register während dem Rahmen 1 gelesenen Wert. Die CPU schließt, dass der Impuls 990, welcher bei einem verschiedenen Zeitpunkt als der Impuls 994 aufgetreten ist, und daher war der Impuls 990 ein Rauschen und kann nicht dem Barker-Code zugewiesen werden, da, wenn er der Barker-Code wäre, er nicht zufällig wäre und in dem gleichen Zeitpunkt aufgetreten wäre. Dementsprechend bewegt der Lückenerfassungsprozess die Position des Fensters 962 für den Rahmen 3 zum Öffnen in einem Zeitpunkt gerade vor dem Auftreten des Impulses 994, um so jeden Impuls vor diesem Zeitpunkt von der Betrachtung zu eliminieren, jedoch um so den Impuls 994 zu analysieren, um zu sehen, ob er zu dem Barker-Code zugeordnet werden kann. Der CPU-Lückenerfassungsprozess bewegt die Position des Fensters 962 durch Nehmen der Abtastwert-2-Nummer von dem Register 978, indem ein fester Betrag von ihm abgezogen wird und durch das Schreiben des Ergebnisses in das Register 964.
  • Die Situation für den Rahmen 3 ist auf der Zeitlinie C der 39 gezeigt. Das Fenster 962 öffnet sich in dem Zeitpunkt T2, da jedoch der Impuls 994 in dem Rahmen 2 Rauschen war, tritt er nicht wieder in dem Rahmen 3 im Zeitpunkt T3 auf. Stattdessen tritt der Rauschimpuls 996 in dem Zeitpunkt T5 auf und wird durchgelassen durch die Schaltung 970, während der aktuelle Barker-Code-Impuls 992C blockiert wird. Der Impuls 996 bringt den Abtastwert 3 dazu, genommen zu werden. Der Lückenerfassungsprozess vergleicht den Abtastwert 3 mit dem Abtastwert 2 und schließt daraus, dass der Impuls 994 Rauschen war, da der Impuls 996 nicht bei der gleichen relativen Zeit auftrat (relativ zu dem Auftreten von GAP_a). Dementsprechend schließt der Lückenerfassungsprozess, dass das Fenster 962 wieder bewegt werden kann. Dieses Mal wird das Fenster zum Öffnen in einem Zeitpunkt T4 gerade vor dem Zeitpunkt des Auftretens des Impulses 996 im Zeitpunkt T5 bewegt.
  • Während dem Rahmen 4 öffnet das Fenster 962 im Zeitpunkt T4, es tritt jedoch kein Impuls wieder bei dem relativen Zeitpunkt T5 auf, sondern der Barker-Code-Impuls 992D tritt wieder im Zeitpunkt T7 auf. Dieser Barker-Code-Impuls wird durch die Schaltung 970 durchgelassen und verursacht den Abtastwert 4, genommen zu werden. Der Lückenerfassungsprozess liest den Abtastwert 4 und vergleicht ihn mit dem Abtastwert 3 und entscheidet, dass der Impuls 996 Rauschen war, weil der Impuls 992D nicht in dem gleichen relativen Zeitpunkt auftrat. Dementsprechend bewegt der Lückenerfassungsprozess die Position des Fensters 962 wieder so, um in einem Zeitpunkt T6 gerade vor dem Auftreten des Impulses 992D zu öffnen.
  • Diese Situation während dem Rahmen 5 ist auf der Zeitlinie E der 39 gezeigt. Das Fenster öffnet im Zeitpunkt T6, wobei dadurch die Betrachtung von irgendwelchen anderen Impulsen, die vor T6 auftreten, ausgeschlossen wird. Ein anderer Barker-Code-Impuls 992E tritt wieder im relativen Zeitpunkt T7 auf, welcher als der erste Impuls in diesem Rahmen, nachdem das Fenster durch die Schaltung 970 geöffnet wurde, durchgelassen wird. Dies verursacht das Nehmen des Abtastwerts 5, welchen der Lückenerfassungsprozess mit dem Abtastwert 4 vergleicht, und schließt, dass die relativen Zeitpunkte des Auftretens der Impulse 992D und 992E die gleichen waren. Der Lückenerfassungsprozess schließt dann, dass die Impulse 992D und 992E Barker-Code-Impulse waren und dass sie die Lücke gefunden haben. Dementsprechend lässt der Lückenerfassungsprozess das Fenster 962 im Zeitpunkt T6 in dem Rahmen 6 offen gesetzt, welcher auf der Zeitlinie F der 39 gezeigt ist, wobei dadurch Rauschimpulse 998 und 1000 ignoriert werden, welche vor T6 auftreten. Der Lückenerfassungsprozess bewegt dann die Aktivierungszeit von GAP_a zum Zeitpunkt T7, wie auf der Zeitlinie G in der 39 gezeigt, und schaltet den Aufstellungsdetektor, in den Nachverfolgungsmodus für den Chip-Taktwiedergewinnungsprozess zu gehen durch Wegnehmen des acq-Signals auf dem Bus 902.
  • Der Chip-Taktwiedergewinnungsprozess wird durch eine Früh-spät-Gatter-Abtastschaltung in der 38 ausgeführt und beginnt in der bevorzugten Ausführungsform nach dem Lückenerfassungsprozess. Das Grundkonzept ist in der 40 dargestellt, welche ein Diagramm des Abtastens durch die Früh-spät-Durchlassschaltung der Ausgabe von den FIR-Filtern (Korrelatorausgang) ist, wenn die Phasenfeststellung mit dem Chip-Takt erreicht wurde. Die Kurve 1002 stellt das Ausgangssignal auf dem Bus 944 von dem Korrelationsprozess dar, der in den FIR-Filtern 924 und 926 zwischen den bekannten Barker-Codes (definiert durch Koeffizienten in dem Register 932) und dem eingehenden Signal auftritt. Die hauptsächliche Spitze 1004, welche auf dem Zeitpunkt T0 zentriert ist (ein verschiedenes T0 als in der 39), stellt den Korrelatorausgang dar, wenn der Barker-Code, welcher in der Lücke durch die CU gesendet wurde, ankommt, und ist perfekt in den FIR-Filtern 924 und 926 mit den Daten in dem Register 932 ausgerichtet. Das Register enthält Daten, welche die +- und –-Polaritätssequenz der einzelnen Elemente des Barker-Codes definieren, der durch die CU gesendet wurde. Bei jedem CT-2-Chip-Takt (8 Chip-Takte) tritt ein neuer digitaler Abtastwert des empfangenen Signals in die FIR-Filter ein. Die FIR-Filter führen eine Summierung der Ergebnisse von jeder Stufe bei jedem CT-2-Chip-Takt durch. Wenn alle Abtastwerte des Barker-Codes in dem FIR eingetreten sind und mit der +- und –-Polaritätssequenz ausgerichtet sind, welche den Barker-Code definiert, schaut der Empfänger nach der Summierung auf dem CT-2-Chip-Takt, der die Ausrichtung ergibt, welche die Spitze 1004 an dem Ausgang der Leitung 944 verursacht. Die Spitzen 1006 und 1008 sind Beispiele der Summierungsergebnisse in dem FIR-Filter, bevor und nachdem eine perfekte Ausrichtung aufgetreten ist. Die Punkte 1010 und 1012 stellen Abtastwertpunkte dar, von welchen jeder von dem Zeitpunkt T0 um einen CT-2-Chip-Takt entfernt ist. Wenn der lokale Oszillator 425 in den Ausführungsformen von entweder der 35 oder der 36 exakt in Phase mit der Phase des lokalen Oszillatorsignals ausgerichtet ist, das durch den CU-lokalen Trägeroszillator 425 erzeugt wird, werden die Amplituden der Abtastwertpunkte bei 1010 und 1012 die gleichen sein. Wenn es einen Phasenfehler gibt, werden die beiden Abtastwertpunkte 1010 und 1012 ungleiche Amplituden haben, da der Impuls 1004 nicht symmetrisch zentriert auf T0 sein wird. Dies erzeugt das Verfolgungsfehlersignal auf der Leitung 900 in der 38, welches die Phase eines Chip-Takt-Spannungs-gesteuerten Oszillators in einer phasenverriegelten Schlaufe (nicht gezeigt) dazu bringt, auf solch eine Art und Weise umzuschalten, um die Zeitplanung zu verändern, in welcher die Datenabtastwerte in die FIR-Filter 924 und 926 zugeführt werden, um so den Korrelatorhauptimpuls 1004 dazu zu bringen, sich auf dem Zeitpunkt T0 zu zentrieren.
  • Die Art und Weise, in welcher dieser Taktwiedergewinnungsprozess durch die Schaltung der 38 ausgeführt wird, ist wie folgt. Die Schaltungen 1014 und 1016 sind die digitalen Äquivalente von Probenwert- und Halte-Schaltungen. Die Schaltungen 1018 und 1020 sind jede Verzögerungsschaltungen, welche jede eine CT-2-Chip-Taktverzögerung auf ein Abtastwertsignal auf der Leitung 1022 auferlegen. Dieses Abtastwertsignal wird durch die CPU 405 einmal pro Rahmen bei einem vorherbestimmten Zeitpunkt in der Lücke erzeugt, nachdem das GAP_a-Signal aktiviert wird. Das Abtastwertsignal veranlasst die Schaltung 1014, die Stärke des Impulses 1004 auf der Leitung 944 abzutasten, um so den Abtastwert 1010 in der 38 zu nehmen. Dieser Abtastwert wird mit einem Eingang eines Subtraktors 1024 gekoppelt, dessen anderer Eingang die Stärke des Signals auf dem Bus 944 ist (die gesamte Verarbeitung ist in der bevorzugten Ausführungsform digital). Der Subtraktor 1024 zieht konstant den ersten Abtastwert 1010, welcher in dem Register 1014 gespeichert ist, von den wechselnden Werten auf dem Bus 944 ab und stellt die Differenz auf dem Bus 1026 bereit. Zwei CT-2-Chip-Takte später erreicht das Abtastwertsignal auf der Leitung 1022 das Register 1016 und bringt es dazu, den Differenzwert in diesem Zeitpunkt auf dem Bus 1026 zu speichern. Der in dem Register 1016 gespeicherte Wert ist die Differenz in der Amplitude zwischen den Abtastwerten 1010 und 1012 in der 40. Dieser Wert ist das Verfolgungsfehlersignal auf dem Bus 900. Das Verfolgungsfehlersignal wird digital in der Phasensperrschlaufe 1030 in der 19 integriert, und das Ergebnis wird als ein Fehlersignal verwendet, um die Phase einer Spannung, die durch den Oszillator im PLL 1030 gesteuert wird, zu korrigieren, wel che zum Erzeugen des lokalen Chip-Taktreferenzsignals dient. Das Chip-Taktreferenzsignal wird mit dem Bus 1032 zu der Zeitbasis 886 gekoppelt, welche die Zeitplanungssignale erzeugt, welche zum Synchronisieren von Operationen des Empfängers und Senders in der 19 nötig sind.
  • In alternativen Ausführungsformen kann der Chip-Takt durch Übertragen des Chip-Takts mit den Daten wiedergewonnen werden, welche das Signal tragen, in einer gemultiplexten Form und dann Verwenden einer passenden Filterung oder eines Demultiplexens bei der RU, um den Chip-Takt zu extrahieren. Eine andere Möglichkeit ist es, einen nicht-kohärenten Detektor zum Extrahieren des Chip-Takts zu verwenden, wobei die Tatsache genutzt wird, dass die Chip-Taktzeitplanung stabiler ist als die Trägerphase. Der Träger wird dann durch Verarbeitung des Detektorausgangs während jedem getakteten Intervall wiedergewonnen. Eine andere Möglichkeit, in welcher die Taktwiedergewinnung der Trägerwiedergewinnung folgt, wie sie in der bevorzugten Ausführungsform durchgeführt wird, ist es, den Chip-Takt von dem demodulierten Basisband zu extrahieren, welches von dem CDMA-Demultiplexer ausgegeben wird.
  • Zusätzlich können alle RUs möglicherweise synchronisiert werden auf eine einzige gemeinsame, externe Zeitquelle, wie z.B. eine GPS-Satellitenzeitinformation, obwohl die Synchronisation dazu innerhalb 1 Mikrosekunde keine passende Genauigkeit aufweisen kann. Jede herkömmliche Methodologie zum Erreichen der Synchronisation der RU-Chip-Takte und lokalen Oszillatorsignale mit den entsprechenden Signalen in der CU wird für die Zwecke für das Ausführen der Erfindung ausreichend sein.
  • Der Aufstellungsdetektor der 38 umfasst auch eine Schaltung, um zu bestimmen, wann ein Barker-Code exakt in der Lücke zentriert ist. Diese Fähigkeit wird in der CU-Version des Aufstellungsdetektors während dem Feineinstellungsprozess an dem Ende des Aufstellungsprozesses verwendet, in welchem die CU Anweisungen an die RU sendet, wie ihre Übertragungsrahmenzeitplanungsverzöge rung einzustellen ist, um exakt ihren Barker-Code in der Lücke zu zentrieren. Wie dies erfolgt, wird mit Bezugnahme auf die 41 erläutert werden, welche die 3 zulässigen Muster an Daten an dem Ausgang des Komparators 950 für eine zentrierte Barker-Code-Bedingung darstellt, die zu deklarieren ist. Grundsätzlich ist die Lücke 32 Chip-Takte weit und wird durch das Fenster 1034 dargestellt. Der Komparator 950 wird 32 logische 0en oder 1en während dem Lückenintervall ausgeben, und diese werden in das Schaltregister 1036 umgeschaltet werden. Zwei Riegel 1038 und 1040, jeder 16 Bits breit, haben ihre Eingänge mit dem 32-Bit-Parallelausgangsbus 1042 von dem Schaltregister gekoppelt. Diese beiden Register 1038 und 1040 sind konstant in der Lage und sind beladen mit den Inhalten auf dem Bus 1042 an dem Ende der Lücke, wobei eines die unteren 16 Bits und das andere die oberen 16 Bits nimmt. Damit der Barker-Code zentriert ist, sind nur die drei Bitmuster, welche in der 41 gezeigt sind, zulässig. Das erste Bitmuster auf der Leitung A gibt zwei logische 1en auf jeder Seite der Lückenmittelinie 1044 an und stellt das Datenmuster dar, welches in den Riegeln 1038 und 1040 vorhanden sein wird, wenn die übertragenen Barker-Codes der RUs exakt zentriert worden sind. Die Bitmuster auf den Leitungen B und C stellen akzeptierbare Bedingungen dar, unter welchen der Barker-Code nicht exakt zentriert ist. Die Datenmuster in den Registern 1038 und 1040 werden durch den Aufstellungsprozess in Ausführung auf der CPU 405 während dem Feineinstellungsprozess gelesen, um abzuleiten, welche Instruktionen der RU zu geben sind, um ihre Übertragungsrahmenzeitplanungsverzögerung Td so zu verändern, um ihren Barker-Code in Richtung zu der Mitte der Lücke zu bewegen.
  • Zurückkehrend auf die Betrachtung der 19 wird die verbleibende Empfängerseitenschaltung des Transceivers mehr im Detail beschrieben werden. Wie es der Fall ist bei dem Übertragungs- bzw. Sendekanal, kann die Verarbeitung, welche in dem Empfänger ausgeführt wird, unter Verwenden von analogen oder digitalen oder einigen Kombinationen von einer analogen und digitalen Schaltung ausgeführt werden. Der Empfänger wird beschrieben werden, als ob die gesamte Verarbeitung digital war, wie es bei der bevorzugten Ausführungsform der Fall ist. Das von dem geteilten Übertragungsmedium empfangene Signal wird durch einen Analog-zu-digital-Konvertierer (nicht gezeigt) geleitet, und der sich ergebende digitale Datenstrom wird zu einem Demodulator 460 geleitet.
  • Die 26 ist ein detaillierteres Diagramm der Struktur des Demodulators 460 in dem Empfänger. Das empfangene Analogsignal von dem geteilten Übertragungsmedium wird auf der Leitung 461 mit dem analogen Eingang von einem A/D-Konvertierer 463 gekoppelt. Der Strom an digitalen Daten, welcher sich aus der Analog-zu-digital-Konvertierung ergibt, wird gleichzeitig an zwei Multiplizierer 465 und 467 zugeführt. Der Multiplizierer 465 empfängt als seinen anderen Eingang auf der Leitung 481 einen Strom an digitalen Werten, welche eine lokale Trägersinuswelle definieren, welche die gleiche Frequenz aufweist und synchron in Phase ist mit der RF-Trägersinuswelle auf der Leitung 437 der 24. Der Multiplizierer 467 empfängt als seinen anderen Eingang auf der Leitung 427 ein Kosinussignal, welches durch den lokalen Oszillator 425 erzeugt wurde, das die gleiche Frequenz aufweist und synchron in Phase ist mit der Steuerkanalausstrahlung in dem Zeitschlitz 0, welche von der CU ausgestrahlt wird, welche die RF-Trägerkosinuswelle auf der Leitung 427 in der 24 ist. Die Eingänge, welche mit SIN und COS in der 26 markiert sind, werden durch einen lokalen Oszillator 425 erzeugt, welcher in der Frequenz und in der Phase mit dem Steuerkanal durch eine Trägerwiedergewinnungsschaltung 515 in der 19 synchronisiert ist. Eine 90-Grad-Phasenverschiebung wird auf den lokalen Oszillator-COS-Ausgang angelegt, um das SIN-Signal zu erzeugen. Das Steuerkanalsignal wird ausgestrahlt auf einem der Verwaltungs- und Steuerkanäle (Zeitschlitz 0), und einer der CDMA-Codes wird lediglich zu diesem Kanal dediziert bzw. zugewiesen. Dieser dedizierte Code wird zum Verteilen des Steuerkanalsignals verwendet unter Verwenden von herkömmlichen Verteilspektrumstechniken. Jeder Empfänger dekodiert den Steuerkanal unter Verwenden dieses gleichen Codes, um das Steuerkanalträgersignal wiederzugewinnen, und legt das wiedergewonnene Signal an einen Phasendetektor in einer Phasenverriegelungsschlaufe an, welche als eine lokale Oszillatorquelle für den Demodulator in jedem RU-Empfängerabschnitt und dem Modulator in dem RU-Senderabschnitt verwendet wird.
  • Die Ausgabe der Ergebnisse von dem Demodulator auf den Leitungen 469 und 471 sind digitale Datenströme, welche grundsätzlich die Mixprodukte definieren, welche aus einer grundsätzlichen Trägerfrequenz und oberen und unteren Seitenbändern bestehen. Digitale Filter 473 und 475 filtern die gewünschten Seitenbänder heraus, welche die reellen und imaginären Teile von jedem Chip oder Ergebnispunkt enthalten, der übertragen wurde. Der Strom von Quadratur- oder imaginären Komponenten auf den empfangenen Chips wird auf den Bus 477 ausgegeben. Der Strom von In-Phase- oder reellen Komponenten der empfangenen Chips wird auf den Bus 479 ausgegeben. Der Empfänger der 19 umfasst auch eine konventionelle Phasenverriegelungsschlaufenschaltung für die Taktwiedergewinnung und die Trägerwiedergewinnung. In anderen Worten gewinnt der Empfänger die Bittaktzeitplanung wieder, welche durch die CU verwendet wird, und synchronisiert sich zu ihr unter Verwenden einer konventionellen Phasenverriegelungsschlaufenschaltung und gewinnt auch wieder und synchronisiert dazu die Sinus- und Kosinusträger, welche durch die CU verwendet werden, um die Symboldaten zu übertragen. Diese Takt- und Trägersignale werden dann für Übertragungen durch die RU oder die CU derart verwendet, dass die CU kohärent mit den RUs kommunizieren kann, ohne die verschiedenen Takt- und Trägersignale, welche durch die RUs verwendet werden, synchronisieren zu müssen. In alternativen Ausführungsformen können die RUs ihre eigenen Takt- und Trägersignale verwenden, welche nicht mit den Versionen der CUs verbunden sind, und die CU kann ihre eigene Phasenverriegelungsschlaufenschaltung enthalten, um die Signale wiederzugewinnen und sich zu ihnen zu synchronisieren, um die durch die RUs übertragenen Daten zu demodulieren und zu interpretieren.
  • In einigen Ausführungsformen werden die Ströme von reellen und imaginären Komponenten der 144 Chips von jedem Symbol auf den Bussen 477 und 479 in zwei linearen Arrays im CDMA-Demultiplexer 462 in der 19 gespeichert.
  • Der CDMA-Demultiplexer 462 multipliziert jedes der reellen und imaginären Komponenten-Arrays mal der Transponierten von der Codematrix, welche durch den CDMA-MUX 408 verwendet wird, von jedweder RU oder CU, welche die Daten zum Umkehren des orthogonalen Codekodierprozesses übertragen hat. Dieser Matrixmultiplikationsprozess ergibt zwei lineare Arrays an kodierten Chip-Reell- und -Imaginärteilen für jedes Symbol. Diese Arrays werden durch den CDMA-Demultiplexer 462 in dem Speicher 464 gespeichert. In alternativen Ausführungsformen verarbeitet der CDMA-Demultiplexer die beiden Ströme von reellen und imaginären Komponenten „auf dem Flug", derart, dass sie nicht als erstes als Eingangs-Arrays in einem Speicher in dem CMDA-Demultiplexer 462 gespeichert werden müssen.
  • Nachdem die linearen Arrays von reellen oder imaginären Komponenten für ein Symbol in dem Speicher 464 gespeichert sind, ist das Ergebnis für jedes Symbol ein Array von empfangenen Chip-Punkten in einem empfangenen Chip-Raum, welcher eine reelle Achse und eine imaginäre Achse aufweist. Die Abbildung durch eine orthogonale Codetransformation von der Konstellation von möglichen Eingabepunkten, die in der 21 gezeigt ist, führt zu einer Konstellation von möglichen Punkten in einem empfangenen Chip-Raum. Ein Detektor 466 untersucht die Punkte in jedem der Arrays und vergleicht die empfangenen Chip-Punkte, welche sie gegen die zulässig möglichen Punkte in dem empfangenen Chip-Raum definieren. Der Detektor, anders bekannt als ein Aufteiler, ist eine bekannte Art von Schaltung, und keine weiteren Details sind hier notwendig. Die Funktion des Detektors ist es, die Verstärkung und die Phase des empfangenen Signals wiederherzustellen, die Grenzen von jedem Chip zu bestimmen und die Werte für die I- und Q-Koordinaten von jedem empfangenen Chip zu bestimmen und die I- und Q-Koordinaten von jedem empfangenen Chip-Punkt gegenüber den nahesten Punkten in der Konstellation von zulässigen, möglichen Punkten in dem empfangenen Chip-Raum zu vergleichen, die übertragen worden sein könnten. Der Detektor verriegelt auch die Frequenz seines lokalen Oszillators in dem Detektor unter Erzeugen der Sinus- und Kosinussignale, welche für die Demodulati on auf die Phase und Frequenz der in den Daten kodierten Sinus- und Kosinusträger verwendet werden. Der Detektor macht dann eine Vorabentscheidung, welcher der möglichen zulässigen Punkte in der empfangenen Chip-Konstellation jeder empfangene Chip wahrscheinlich ist zu sein.
  • Der Detektor 466 gibt dann seine Vorabentscheidungen an einen Viterbi-Dekodierer 468 aus, welcher den Viterbi-Algorithmus aus dem Stand der Technik ausführt. Der Viterbi-Dekodierer verwendet das 4te Bit in jedem Chip von jedem Symbol, um Fehler zu erfassen und zu korrigieren. Dies erfolgt durch Durchführen des Viterbi-Algorithmus, um den wahrscheinlichsten Tribit-Pfad abzuleiten, welcher durch die Punkte definiert ist, die tatsächlich von dem Pfad in dem empfangenen Chip-Raum gesendet werden, der durch die 4-Bit-Komponenten des tatsächlich empfangenen Symbols definiert wird, nachdem sie durch den Detektor verarbeitet worden sind. Die Hinzufügung des 4ten Bits zu jedem Tribit konvertiert die Eingabekonstellation von einer 8-Punkt-Konstellation zu einer 16-Punkt-Konstellation durch Hinzufügen von Redundanz. Die Hinzufügung des redundanten 4ten Bits erhöht die Distanz zwischen dem Pfad durch einen Raum, welcher durch die aufeinanderfolgenden Input-Konstellationen definiert wird, eine für jede Symbolzeit. In anderen Worten weist jeder Kanal oder Zeitschlitz ein Tribit pro Symbol auf. Das vierte Bit wird jedem Tribit in jedem Symbol hinzugefügt, welches auf den drei Bits des Tribits für dieses Symbol und dem Zustand des 4-Bit-Chips von dem gleichen Kanal in dem letzten übertragenen Symbol basiert. Diese Sequenzen von Chips bilden einen Pfad durch einen Raum ab, der zuvor definiert ist, welcher weiter entfernt ist von der gleichen Art von Pfad, der durch eine Gruppe von aufeinanderfolgenden 8-Punkt-Konstellationen abgebildet ist, wenn nur die Tribits während jeder Symbolzeit ohne jedes redundante Bit, das zu jedem Tribit hinzufügt wurde, aufgezeichnet wurden. Die Tatsache, dass der Chip-Pfad weiter von dem 3-Bit-Pfad ist, macht es für den Empfänger leichter, von den rauschbeschädigten empfangenen Daten aufzuspüren, welches die tatsächlich übertragenen Tribits waren. Viterbi-Dekodierer sind im Stand der Technik der Digitalkommunikationen hinlänglich bekannt, und es werden hier keine weiteren Details gegeben. Dieser Viterbi-Algorithmus kann durch einen programmierten, digitalen Computer ausgeführt werden, wenn eine langsame Geschwindigkeit genug ist, oder durch eine dedizierte Hardwareschaltung, wenn die Geschwindigkeit wichtig ist. Systeme basierend auf Viterbi-Dekodieren werden von Qualcomm, Inc. in San Diego in Mobiltelefonsystemen benutzt, um das Rauschen bei digitalen Mobiltelefonübertragungen zu bekämpfen, und die Details ihrer Patente und Produkte werden hier durch Bezugnahme mit einbezogen.
  • Die Ausgabedatenpunkte von dem Viterbi-Dekodierer sind ein Strom von Tribits. Diese Tribits werden in einem Speicher in einer Entrahmer-Schaltung 470 gespeichert, welche zum Wiederversammeln einer Kopie des TDMA-Datenstroms auf dem Zeitgebiet von dem einkommenden Strom an Chips oder Tribits funktioniert, welche jedes Symbol enthalten. Dieser Prozess wird durchgeführt durch Umkehren der oben beschriebenen Lese- und Schreibprozesse durch Ausfüllen und Entleeren des Rahmenformerspeichers 300 der 14.
  • Rückfallmodus
  • Die Sender in der RU und CU haben einen Rückfallmodus (bzw. Fallback-Modus), bei welchem weniger Daten in jedes Symbol für jeden Kanal gesetzt werden und mehr Redundanz hinzugefügt wird, wenn der Rauschstrom zu groß wird. Der Rauschstrom wird durch die CU erfasst, und wenn er einen vorherbestimmten Schwellenwert erreicht, befiehlt die CU allen RU-Modems, den Betrag an Nutzdaten in jedem Symbol zu reduzieren und mehr Redundanz hinzuzufügen. Der Rückfallmodus wird durch ein Modussteuersignal auf der Leitung 530 in der 28A zu der Kodiererschaltung 526 implementiert. Dieses Modussteuersignal kann drei Modi befehlen: den Leerlaufmodus, bei welchem der Kodierer die Tribits weiterleitet unter lediglich einem Hinzufügen von Nullen als das 4te Bit; den normalen Modus, in welchem die 4ten Bits hinzugefügt werden basierend auf dem vorherigen Zustand für diesen Zeitschlitz während der letzten Symbolzeit; und den Rückfallmodus, in welchem mehr redundante Bits zu jeder 4-Bit-Gruppe hin zugefügt werden und entsprechend weniger Nutzdaten in jeder 4-Bit-Gruppe enthalten sind.
  • Codevielfalt in dem CDMA, um die Leistung zu verbessern Bezugnehmend auf die 27 ist dort ein Diagramm einer Maschine zum Erreichen einer Codevielfalt in CDMA-Systemen gezeigt, um die Leistungen davon zu verbessern. Es wurde durch die Anwendungen herausgefunden, dass in CDMA-Systemen einige Codes empfindlicher sind als andere gegenüber der Fehlausrichtung und Schmalbandinterferenz und höhere Bitfehlerraten haben werden. In den meisten Systemen würde die höhere Bitfehlerrate, welche durch einen Code verursacht wird, unakzeptierbar sein, und die Codes, welche empfindlicher gegenüber Rauschen sind, könnten nicht verwendet werden. In einigen Systemen mit großer Anzahl an Kanälen an zu sendenden digitalen Daten gibt es nur einen oder einige wenige Codesätze, welche genügend Codes haben, die orthogonal sind, um alle Kanäle aufzunehmen. Zum Beispiel gibt es mit 144 verschiedenen Zeitschlitzen/Kanälen nur einen Codesatz mit 144 orthogonalen Codes. Anstatt die Codes wegzulassen, welche zu empfindlich sind und möglicherweise nicht genügend Codes zum Aufnehmen aller Kanäle haben, werden die Codes zwischen den Kanälen zufällig umgeordnet, wobei dadurch die Verwendung von den schwächeren Codes um die verschiedenen Kanäle herum verteilt wird. Die Codevielfalt erfordert eine Koordination zwischen den Codevielfalttabellen in dem RU-Sender und dem CU-Empfänger, so dass beide die gleichen Codes während dem gleichen Rahmen zum Kodieren und Dekodieren von spezifischen Zeitschlitzdaten verwenden. Es gibt auch beschränkte Codelisten, welche Codes auflisten, die nicht zu verwenden sind. Die RUs, welche die Codevielfalt implementieren, müssen ihre Codevielfalt und beschränkte Codetabellen auf aktuellem Stand mit den CU-Stromabwärtsnachrichten aufrechterhalten, um betreibbar zu bleiben. Der RU-Computer muss eine überprüfungssummenüberprüfte Kopie der laufenden Tabellen herunterladen und die Tabellen aktivieren, bevor das Modem beginnen kann oder Verbindungsanfragen empfangen kann. Die Stromabwärtsnachrichten, wel che die Codevielfalt aktualisieren, und die Tabellen der beschränkten Codeliste werden von der CU mit einer Superrahmenkennzeichnungsnummer gesendet, welche definiert, wann die Aktualisierung effektiv ist. Jede Stromabwärtsnachricht umfasst eine Tabellenüberprüfungssumme, gegen welche das RU-Modem seine eigene Überprüfungssumme überprüfen kann, um die Validität seiner Tabellen sicherzustellen. Die CU strahlt ihre Überprüfungssummen in jedem Superrahmen aus, und jede RU hält eine unabhängige Überprüfungssumme aufrecht.
  • Dieses Konzept kann in jedem CDMA-System verwendet werden. Bei CDMA-Systemen, in welchen alle Zeitschlitzdaten in einer physikalischen Stelle gesammelt werden, kann die Codevielfalt unter Verwenden eines Umordners 500 implementiert werden, der in der 27 gezeigt ist. Bei dieser Anwendung ist der Umordner ein Kreuzstabschalter, welcher eine Mehrzahl von Eingängen 502 empfängt und eine Mehrzahl von Ausgängen 504 hat. Die Eingänge 502 transportieren jeder die digitalen Daten von einem Zeitschlitz. Die Ausgänge 504 transportieren jeder die digitalen Daten von einem zufällig zugewiesenen der Eingänge, welcher periodisch wechselt, und sind mit der Matrixmultiplikationsschaltung derart gekoppelt, dass die Daten von jedem Zeitschlitz durch einen verschiedenen Code während verschiedenen Perioden multipliziert werden. Die Eingänge 502 sind mit den Eingängen eines Kreuzstabschalters innerhalb des Umordners 502 gekoppelt, welcher periodisch oder zufällig jeden der Eingänge zu einer verschiedenen Ausgangsleitung umordnet zum Koppeln mit einem Multiplizierer für die Multiplikation durch einen CDMA-Verteilungscode, welcher dieser Ausgabeleitung zugewiesen ist. Der Kreuzstabschalter kann die Form von dem Hochgeschwindigkeitskreuzstabschalter einnehmen, der in dem US-Patent 5,355,035 offenbart ist, welcher hier durch Bezugnahme mit einbezogen ist.
  • In Systemen wie dem CDMA-CATV-System, das hier offenbart ist, wo bei jeder RU nicht alle Zeitschlitzdaten für alle 144 Zeitschlitze an jeder Stelle vorhanden sind, nimmt der Umordner eine verschiedene Form ein und ist in der CU angeordnet. Bei dieser Ausführungsform stellen die Eingänge 502 Anfragen nach Band breite dar, welche an die CU durch alle RUs ausgerichtet werden, und die Ausgänge 504 stellen Codezuweisungsübertragungen zu den RUs über die Befehls- und Steuerkanäle dar, wo die Codezuweisung bei jedem Rahmen wechseln könnte oder sogar nach der Übertragung von jedem Symbol. Bei der CU jedoch sind die Zeitschlitzdaten von zu den RUs zu übertragenden Daten an einer Stelle angeordnet, so dass der Umordner die Form des physischen Kreuzstabschalters einnehmen kann, der zuvor in dem nächstobigen Paragraphen diskutiert ist. Der Umordner 500 kann auch die Form eines geeignet programmierten Computers einnehmen, um die Zeitschlitze auf verschiedene Codes umzuordnen sowie die Matrixmultiplikation auszuführen.
  • Das Verwenden dieser Umordnungstechnik verteilt die schwachen Codes herum, jedoch werden die schwachen Codes immer noch Fehler verursachen. Wenn der Level an Fehlern, welcher durch diese Technik erzeugt wird, nicht toleriert werden kann, wird eine Vorwärtsfehlerkorrektur in Verbindung mit der Codevielfalt zum Eliminieren der Fehler verwendet. Die Vorwärtsfehlerkorrektur bedeutet, ausreichend redundante Bits werden in den Datenstrom eingefügt, um es jedem Fehler zu erlauben, korrigiert zu werden, ohne die Notwendigkeit für eine Zurückübertragung zu den RUs von den CUs, welche die Wiederübertragung von Rahmen mit Fehlern anfordern. Bei den spezifischen, hier offenbarten Ausführungsformen wird die Trellis-Modulation mit einem Faltungskodierer in jedem RU- und CU-Sender verwendet, um zu berechnen und zu jedem Tribit ein redundantes 4tes Bit hinzuzufügen. Diese 4ten Bits werden durch die Empfänger und Viterbi-Dekodierer darin verwendet, um Fehler zu korrigieren durch Durchführen von Beurteilungen von den empfangenen Daten, welche Punkte von der Konstellation von möglichen Punkten tatsächlich gesendet wurden.
  • Bei der bevorzugten Ausführungsform für einen Sender, der unten mit Bezugnahme auf die 28A beschrieben ist, implementiert ein Vielfaltumordner 506 die Codevielfalt durch Koordinieren des Umordnens von Zeitschlitzdaten auf verschiedene, zufällig ausgewählte CDMA-Verteilcodes durch die Signale auf den Bussen 532 zu dem Rahmenformer 508 und die Signale auf dem Bus 533 zu dem Puffer 533. Dies wird unten mehr im Detail beschrieben werden.
  • Bevorzugtes RU-Senderblockdiagramm
  • Bezugnehmend auf die 28A ist dort ein Blockdiagramm der bevorzugten Arten der Senderschaltung innerhalb der Gattung der Erfindung gezeigt. Der Sender der 28A wird in den Transceivern der RU-Modems verwendet. Die CU-Sender sind identisch, außer dass es dort keinen Bedarf für die Zugangssteuerungsschaltung 540 oder den Multiplexer 544 gibt.
  • In der 28A ist der Block 506 der Vielfaltcodeumordner, welcher die Zeit-zu-Code-Transformation implementiert. Der Codeumordner empfängt eine pseudo-zufällige Saatnummer (bzw. Seed-Nummer) auf dem Bus 499, welche die pseudo-zufällige Reihenfolge des Umordnens von Codes derart steuert, dass die verschiedenen Zeitschlitze oder Kanäle nicht immer mit den gleichen CDMA-Codes kodiert werden. Der Bus 499 trägt auch Tss-Daten, welche definieren, welche Zeitschlitze diesem RU-Sender zugewiesen sind, und ein RU/CU-Signal, welches dem Codeumordner sagt, ob er in einer RU oder CU betrieben wird. Die R1-Daten auf dem Bus 499 definieren reservierte Codes, welche nicht verwendet werden können, und die Td-Daten werden von der CPU und der Empfängerrahmendetektorschaltung empfangen, um den Übertragungsrahmenzeitverzögerungswert für diese RU so zu setzen, um mit ihrem Barker-Code auf die Lücke zu treffen, wobei dadurch die Rahmensynchronisation erreicht wird.
  • Der Block 508 ist eine Rahmenformerschaltung, welche die variablen Übertragungsrahmenzeitverzögerungen implementiert, die zum Implementieren des Aufstellungsprozesses benötigt werden, um die notwendige Rahmensynchronisation und Zeitausrichtung der CDMA-verteilten Kanaldaten für eine synchrone CDMA zu erreichen. Die Rahmenformerschaltung 508 ist mehr im Detail in der 12 beschrieben. Der Block 548 ist ein Puffer, welcher die umgeordneten 4-Bit- Gruppen von Symbolelementen speichert, welche als der Informationsvektor [b] für die durch den CDMA-Multiplexer 527 ausgeführte Matrixmultiplikation dienen. Die Codevielfalt wird durch den Block 506 implementiert durch Steuern der Reihenfolge von Tribits, die für jedes Symbol von dem Rahmenformerspeicher 508 über Lesezeiger gelesen werden, die an den Rahmenbilder auf dem Bus 532 gesendet wurden. Die Tribits geben den Rahmenbilder auf dem Bus 518 in der durch die Adressen auf dem Bus 532 diktierten Reihenfolge aus. Sie sind pseudo-zufällig durch den Vermischer 524 in der unten beschriebenen Art und Weise vermischt (in der bevorzugten Ausführungsform), und redundante Bits sind durch den Kodierer 526 hinzugefügt, wenn er im normalen oder Rückfallmodus betrieben wird. Der Kodierer 526 fügt zumindest ein Bit an jedes Tribit in der bevorzugten Ausführungsform hinzu, um die Trellis-Modulation zu implementieren. Einige Ausführungsformen haben keinen Kodierer, und einige Ausführungsformen haben einen Kodierer, welcher keinen Leerlaufmodus und/oder keinen Rückfallmodus hat.
  • Die kodierten Bits werden in reelle (oder In-Phase-) und imaginäre Gruppen unterteilt durch Teilen jedes kodierten Tribits in die Hälfte und Ausgeben der ersten 2 Bits als die reellen Bits auf dem Bus 517r und der letzten beiden Bits auf dem Bus 517i. Die Busse 517r und 517i werden mit einer Schaltschaltung 544 gekoppelt, welche auch als Eingaben reelle und imaginäre Komponenten von Zugangskanalinformationen auf den Bussen 542r und 542i empfängt. Während den normalen Nutzdatenübertragungsoperationen wählt die Schaltschaltung 544 die Daten auf den Bussen 517r und 517i zum Koppeln auf den Bussen 546r und 546i mit dem Pufferspeicher 548 aus. Während den Zugangskanaloperationen wählt die Schaltschaltung 544 unter Steuerung des Mikroprozessors 405 die Daten auf den Bussen 542r und 542i zum Koppeln auf den Bussen 546r und 546i jeweils aus. Die reellen und imaginären Komponenten in jedem Tribit auf den Bussen 546r und 546i werden in dem Puffer 548 in der Reihenfolge geschrieben, welche durch die Schreibadressen auf dem Bus 533 diktiert wird. An anderer Stelle hier wird die Art beschrieben, auf welche der Multiplexer 544 betrieben wird, um Medium zugangssteuerdaten auf den Bussen 542r und 542i mit Nutzdaten auf den Bussen 517r und 517i darüberzulegen. Der Puffer 548 weist, wenn er voll beschrieben ist, während jeder Symbolzeit 144 4-Bit-Elemente auf, welche einen Informationsvektor umfassen, dessen Reihenfolge bzw. Ordnung zufällig bei jeder Symbolzeit in der bevorzugten Ausführungsform neu vermischt wurde. In anderen Ausführungsformen können die Codes sequentiell während jedem Symbol für alle aktiven Zeitschlitze zugewiesen werden, oder eine rollende, sequentielle Zuordnung von Codes an alle aktiven Zeitschlitze kann benutzt werden.
  • Bezugnehmend auf die 28B ist dort ein Blockdiagramm einer einfachen Ausführungsform für den Codevielfaltumordner 506 gezeigt. Diese Ausführungsform führt kein zufälliges Umordnen aus, sondern führt ein rollendes Umordnen auf die folgende Art und Weise durch. Jede RU und die CU weist einen Codevielfaltumordner von der gleichen Art auf, und alle Umordner werden synchron betrieben, um die gleichen Zeitschlitze auf die gleichen Codes gleichzeitig umzuordnen. Ein Zeitschlitzabtastzähler 601 erhöht sich von 0 bis 143 synchron mit einem Systemtakt auf der Leitung 603. Diese Zählung wird auf den Bus 532 als eine Adresse an einen Zufallszugangsspeicher 605 ausgegeben, welcher eine Kopie der Kanalaktivitätstabelle speichert. Die Kanalaktivitätstabelle ist eine Tabelle, welche Daten speichert, die angeben, welcher der 144 Zeitschlitze aktuell verwendet wird. Die CU strahlt Daten an alle RUs aus, welche angeben, welche Kanäle aktuell zugewiesen sind, und jede RU aktualisiert ihre Aktivitätstabelle unter Verwenden der Schaltung, die in der 28B nicht gezeigt ist. Der Bus 532, welcher den Zeitschlitzabtastzählerausgang transportiert, ist auch mit dem Rahmenformer 508 gekoppelt, und die Zählung auf dem Bus 532 wirkt als ein Lesezeiger, welcher steuert, welches Tribit von dem aktuellen Symbol, das gelesen wird, von dem Rahmenbilder auf den Bus 518 ausgegeben wird. Die Zählung auf dem Bus 532 ist auch mit einem Adresseingang des RAM 605 gekoppelt und bringt die Daten dazu, auf dem Bus 607 ausgegeben zu werden, welche angeben, ob der zu der laufenden Zählung entsprechende Kanal aktuell zugewiesen ist. Diese Daten sind z.B. eine Logik 1, wenn der Zeitschlitz zugewiesen ist, und eine Logik 0, wenn nicht. Der Bus 607 ist mit dem Erhöhungseingang eines Zeitschlitzaktivitätszählers 609 gekoppelt, der seinen Takteingang mit dem Systemtakt auf der Leitung 603 gekoppelt hat. Wenn eine Logik 1 auf dem Bus 607 ausgegeben wird, erhöht sich der Zeitschlitzaktivitätszähler 609 auf den nächsten nach oben gehenden Taktübergang. Der Zähler 609 zählt sequentiell von 0 bis 143 und rollt dann darüber zurück nach null. Der Ausgang des Zählers 609 auf dem Bus 533 ist als ein Schreibzähler mit dem Adresseneingang des Pufferspeichers 548 in der 28A gekoppelt und steuert, wo der Tribit-Ausgang von dem Rahmenbilder 508 geschrieben wird, nach dem Kodieren durch den Kodierer 526, in dem Informationsvektor [b], der in dem Pufferspeicher 548 gespeichert ist. Der Lesezeiger auf dem Bus 532 ist auch mit einem Symbolzählungskodierer 611 gekoppelt, welcher ein Erhöhungssignal auf der Leitung 613 jedes Mal erzeugt, wenn der Zähler auf dem Bus 532 143 erreicht, wobei dadurch das erste Tribit von einem neuen Symbol angegeben wird, das auf dem nächsten nach oben gehenden Systemtaktübergang gelesen wird. Ein Symbolzähler 615 erhöht sich dann auf den nächsten nach oben gehenden Taktübergang, um eine neue Symbolzählung auf dem Bus 617 zu erzeugen. Diese Symbolzählung wird mit einem Voreinstellungseingang des Zeitschlitzaktivitätszählers 609 gekoppelt und bringt den Zeitschlitzaktivitätszähler dazu, voreingestellt zu werden auf denjenigen Symbolfehler, der auf dem Bus 617 besteht, und fortzufahren, sich von dort zu erhöhen, wenn aktive Zeitschlitze gefunden werden. Wenn der Symbolzähler 143 erreicht, rollt er zu 0 über. Somit beginnt für jedes neue Symbol der Zeitschlitzaktivitätszähler, sich von einer neuen Zahl zu erhöhen. Dies verursacht eine rollende Umordnung der Positionen, bei welchen die 4-Bit-Gruppen in den Pufferspeicher 548 gesetzt werden, wobei dadurch jeder Aktivitätszeitschlitz dazu gebracht wird, verteilt zu werden unter Verwenden eines verschiedenen Codes während jedem neuen Symbol, um die Codevielfalt zu erreichen.
  • Die 28C ist ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform für einen Codevielfaltumordner, der ersetzt werden kann für den Vielfaltumordner 506 in der 28A. Diese Ausführungsform führt eine Pseudo-Zufallsumordnung von Codes durch unter Verwenden einer Umordnungstabelle, die mit pseudo-zufällig verteilten Schreibzeigern ausgefüllt ist. In der 28C sind alle Elemente die gleichen wie in der 28B, außer dass der Ausgang auf dem Bus 533 von dem Zeitschlitzaktivitätszähler 609 als ein Adresseneingang zu einem Speicher 619 gekoppelt ist, welcher entweder ein RAM, ROM, PROM, EEPROM oder EPROM sein kann. Der Speicher 619 speichert eine Sammlung von 144 Schreibzeigern, welche pseudo-zufällig relativ zu den sequentiellen Adresseingängen verteilt sind. Jede Zählung auf dem Bus 607 von dem Zeitschlitzaktivitätszähler bringt jedweden Pseudo-Zufallsschreibzeiger, der in dieser Adresse in dem Speicher 619 gespeichert ist, dazu, als der Schreibzeiger auf dem Bus 533 zu dem Pufferspeicher 548 in der 28A ausgegeben zu werden. Alle RUs und CUs weisen eine identische Kopie der Pseudo-Zufallsumordnungstabelle auf, welche in dem Speicher 619 gespeichert ist, und alle RUs und die CU tasten synchron die Aktivitätstabelle ab und weisen synchron pseudo-zufällig den aktiven Zeitschlitzen die gleichen CMDA-Verteilcodes zu.
  • Die 28D zeigt ein Blockdiagramm eines bevorzugten Codevielfaltumordners, der auch für den Umordner 506 in der 28A verwendet werden kann. Eine Zeitschlitzstatustabelle in dem Speicher 718 speichert eine aktuelle Karte, welche von allen RUs und der CU geteilt wird, von welchen Zeitschlitze/Kanäle aktuell aktiv sind. In der bevorzugten Ausführungsform umfassen die Daten, welche in dieser Tabelle für jeden Zeitschlitz gespeichert sind, seinen gegebenen Modus, seinen nächsten Modus und die Lokal-/Entfernt-Information. Zulässige Modi umfassen: Leerlauf, in welchem kein Code zugewiesen ist, normal, in welchem ein Code zugewiesen ist, Rückfall #1, in welchem mehr als ein Code zu einem Zeitschlitz zugewiesen ist, und Rückfall #2, in welchem sogar mehr Codes einem aktiven Zeitschlitz als in dem Rückfall-#1-Modus zugewiesen sind. Die Adressen in der Tabelle 718 werden sequentiell abgetastet unter Verwenden der Adressen, die auf einem Bus 722 von einem Zähler 720 erzeugt werden, der durch den Chip-Takt auf dem Bus 603 angetrieben wird. Die Daten hinsichtlich des Status von jedem sequentiell abgetasteten Zeitschlitz werden auf dem Bus 724 zu der Steuer logik 726 ausgegeben. Die Statusdaten auf dem Bus 724 teilen der Steuerlogik mit, ob ein CDMA-Code zugewiesen werden muss oder nicht. Wenn die Steuerlogik 726 Daten sieht, welche angeben, dass ein Zeitschlitz auf dem Bus 724 aktiv ist, erzeugt sie ein Signal auf dem Bus 728, das den Zähler/Zufalls-Nummerngenerator 730 dazu bringt, eine pseudo-zufällige Zahl auf dem Bus 734 zu erzeugen, um als ein Schreibzeiger zu wirken für die Zwecke eines Führens der kodierten 4-Bit-Gruppe von dem Kodierer 526 in der 28A in die Speicherstelle in dem Pufferspeicher 548, welcher durch den Code multipliziert werden wird, auf den durch die Zahl auf dem Bus 734 gezeigt wurde. Die Codenummer auf dem Bus 734 wird von einer Saatzahl (bzw. Seed-Zahl) auf dem Bus 732 erzeugt. Alle RU- und CU-Codevielfaltumordner empfangen die gleiche Saat, und alle RUs, welche aktive Zeitschlitze aufweisen, und die CU werden synchron betrieben, um den gleichen CDMA-Code den aktiven Zeitschlitzen derart zuzuweisen, dass die CU die CDMA-verteilten Daten wiedergewinnen kann, welche durch die RU übertragen werden, unter Verwenden des (der) gleichen CDMA-Code(s), welche verwendet wurden, um sie zu verteilen. Die auf diese Art und Weise erzeugte Pseudo-Zufallsnummer wird auf dem Bus 734 als eine Adresse in eine Codestatustabelle ausgegeben, die in einem Zufallszugangsspeicher 736 gespeichert ist, und wird auch in dem FIFO-Speicher 742 gespeichert für eine spätere Ausgabe als ein Schreibzeiger auf dem Bus 533. Die Codestatustabelle speichert Informationen, welche durch alle RUs und CUs geteilt werden, in der Hinsicht, welche Codes für die Verwendung wählbar sind. Einige Codes können von einer Benutzung blockiert sein, da sie entweder keine ausreichende Rauschimmunität aufweisen oder aus einigen anderen Gründen nicht zu verwenden sind. Die Daten hinsichtlich ob die Verwendung von dem Code, auf den durch die Adresse auf dem Bus 734 gezeigt wird, zulässig ist, werden an die Steuerlogik über den Bus 738 ausgegeben. Wenn die Daten auf dem Bus 738 angeben, dass der Code, auf welchen durch die Adresse auf dem Bus 734 gezeigt wird, für die Verwendung zulässig ist, erzeugt die Steuerlogik ein Signal auf dem Bus 740, welches dem Zähler 720 mitteilt, dass er nun eine Adresse erzeugen soll, um die Inhalte der nächsten Adresse in Sequenz in der Zeitschlitzstatustabelle zu lesen. Alle aktiven Zeitschlitze werden einem Code einmal pro Symbol zugewiesen.
  • Es ist wichtig bei der Ausführungsform der 28D, dass die Inhalte der Zeitschlitzstatustabelle und der Codestatustabelle konstant durch alle RUs und die CU derart aktualisiert werden, dass sie alle die gleiche Information teilen. Aktualisierungen von Codestatus und Zeitschlitzstatus werden durch die CU auf dem Ausstrahlungskanal ausgestrahlt unter Verwenden eines Nachrichtenprotokolls mit anhängenden CRC- und ECC-Bits. Die Nachrichten über den Zeitschlitzstatus werden in der Vorgangswarteschlange 744 gespeichert, welche auch die Adresszeiger auf dem Bus 722 empfängt. Wenn die Adresse von jedem Zeitschlitz auf dem Bus 722 auftaucht, sucht die Vorgangswarteschlange nach Aktualisierungsnachrichten hinsichtlich dieses Zeitschlitzes und aktualisiert die Inhalte von der Zeitschlitzstatustabelle über den Bus 746.
  • Zurückkehrend auf die Betrachtung der 28A gibt der Pufferspeicher 548 zwei Informationsvektoren auf den Bussen 549r und 549i aus. Die Elemente in diesen Informationsvektoren sind jeweils die ersten beiden Bits in jedem Trellis-kodierten Tribit als der reelle Informationsvektor und die letzten beiden Bits von jedem Trellis-kodierten Tribit als der imaginäre Informationsvektor.
  • In der 28A erzeugt der Block 510 die Aufstellungs-Barker-Codes, welche für den Aufstellungsprozess zum Erreichen der Rahmensynchronisation nötig sind. Vorzugsweise ist dieser Aufstellungs-Barker-Code-Erzeuger 510 eine Statusmaschine. Die Regeln zum Erzeugen dieser Statusmaschine in der bevorzugten Ausführungsform sind: Jede Aktivität in der Lücke, welche durch die Aufstellungsstatusnachricht angegeben wird, die nicht die temporäre ID der RUs angibt, gibt eine Kollision an. Ein einfacher binärer Stapelkonkurrenzauflösungsalgorithmus wird verwendet, dort, wo einmal eine RU aufzustellen beginnt, jede nachfolgende Kollision stößt ihn tiefer in den Stapel, und jede leere Lücke stößt ihn näher zu der Oberseite des Stapels hervor, wie in einem LIFO-Mechanismus. Die Aufstel lungsstatusmaschine 510 empfängt als ihren Eingang auf dem Bus 512 von der CPU 405 einen P-Parameter, welcher den Strom des Aufstellungsimpulses und Daten setzt, welcher den Barker-Code des Aufstellungsimpulses definiert. Die Schaltung 510 empfängt auch auf dem Bus 512 eine RU/CU-Information, welche der Schaltung 510 mitteilt, ob sie eine RU oder eine CU ist. Die Daten auf der Leitung 512 steuern auch, ob ein einziger Barker-Code oder eine spezifische Sequenz an Barker-Codes während aufeinanderfolgenden Lücken übertragen wird, um die Authentifizierung oder die Signatursequenz durchzuführen. Die Daten auf dem Bus 512 steuern auch die Position eines Barker-Code-Impulses relativ zu der Mitte der Lücke. Da diese Daten von der CPU 405 kommen, weiß die CPU, wann der Sender beim Aufstellen ist, und kann die Aufstellungsstatusnachrichten richtig interpretieren, die durch die CU ausgestrahlt werden und durch die CPU über den Bus 1096 und die Befehlskommunikations- und Steuerschaltung 860 in der 34 empfangen werden. Die Schaltung 510 führt den Aufstellungsprozess durch einschließlich der Konkurrenzauflösung, der Impulspositionsmodulation, dem Lenken und der Signaturübertragung, welche woanders hier in einigen Ausführungsformen beschrieben sind, und in anderen Ausführungsformen werden diese Prozesse durch die CPU 405 und die Schaltung 510 in Zusammenwirkung miteinander ausgeführt.
  • In einigen Ausführungsformen spielt die Schaltung 510 in der 28A auch eine Rolle in dem Stromaufwärtsausgleichsprozess. Der Stromaufwärtsausgleich ist der Prozess des Reduzierens oder Verringerns von unerwünschtem Rauschen in den gewünschten Stromabwärtsdaten, das z.B. durch Reflexionen von Impedanzdiskontinuitäten in dem Koaxialkabel oder anderem Medium, der Fehlausrichtung von Rahmen etc. verursacht wird. Der Ausgleich wird teilweise durch die Schaltung 510 implementiert, indem sie ein besonderes, vorherbestimmtes Muster an Signalen in eine oder mehrere Lücken zwischen den Rahmen derart setzt, dass die CU- und die RU-Empfänger die Rauscheigenschaften bestimmen können, welche dann in dem Kanal vorhanden sind, und Schritte zum „Ausgleichen" oder Reduzieren des Rauschens vornehmen können. Bei einigen Ausführungsformen erfolgt dies durch die RU-Anpassungscodes eines adaptiven Filters, so dass er eine Transferfunktion aufweist, welche die Umkehr von der Transferfunktion des Kanals ist, d.h. der Transferfunktion der äquivalenten Schaltung, welche das Medium darstellt, das jede RU mit der CU verbindet. Das Ausführen des Ausgleichs erhöht die gesamte Systemdurchgangskapazität, ist jedoch nicht absolut wesentlich zum Ausführen der Erfindung, wenn eine niedrigere Kapazität toleriert werden kann. Auf ähnliche Art und Weise kann der Aufstellungsprozess weggelassen werden, jedoch reduziert dies auch die Nutzdatentransportkapazität des Systems.
  • Der Block 514 auf der linken Seite der 28A ist ein Register oder Speicher, welcher Befehls- und Steuerdaten, wie z.B. das Steuerkanalsignal, speichert, welches auf den 16 Zugangs- und Befehls- und Steuerkanälen zu übertragen ist. Diese Daten kommen auf dem Bus 398 von der CPU 405 an. Der Block 516 ist ein Multiplexer, welcher zwischen den Nutzdaten für die 128 Nutzdatenkanäle von dem Rahmenformer 508 auf dem Bus 518 oder den Befehls- und Steuerdaten auf dem Bus 520 auswählt. Der ausgewählte Datenstrom wird dann auf den Bus 522 ausgegeben. Typische Befehls- und Steuerdaten umfassen Datennachrichten, welche zwischen der RU und der CU und der CU hinsichtlich des Aufstellens ausgetauscht werden, wie z.B. „Ich möchte mit dem Aufstellen beginnen", „Ich habe mehr als einen Barker-Code in der Lücke gefunden, bitte führen Sie Ihre Konkurrenzauflösungsprozedur durch" etc, von denen einige mehr im Detail bei der Diskussion der Aufstellungs- und Konkurrenzlösung in den 29–33 beschrieben sind.
  • Der Impuls 522 ist mit einer Zufallsmaschine 524 gekoppelt. Der Zweck des Zufallsbilders ist es, pseudo-zufällig die eingehenden Daten zu verschlüsseln bzw. zu vermischen, um sie ähnlicher wie weißes Rauschen aussehen zu lassen. Dies reduziert den dynamischen Bereich bei dem Ausgang des Senders. Der Zufallserzeuger empfängt seine Vermischungsanweisungen von einem Vermischungsregister 525, welches einen Saat-Code auf dem Bus 529 empfängt und speichert. Bei einigen Ausführungsformen kann der Zufallserzeuger 524 weggelassen werden.
  • Der Faltungs-Trellis-Kodierer 526 dient zum Empfangen des Stroms an Tribits auf dem Bus 509 und fügt ein redundantes 4tes Bit zu jedem in normalem Betriebsmodus hinzu. Weil das 4te Bit, welches zu jedem Tribit hinzuzufügen ist, von dem Zustand des Tribits von diesem Kanal während dem letzten Symbol abhängt, wird ein Speicher 528 verwendet, um eine Aufzeichnung des Zustands von jedem Zustand der 4-Bit-Kanäle während der letzten Symbolübertragung aufzuzeichnen. Diese Information wird dem Faltungskodierer über den Bus 530 zugeführt, wenn jedes Tribit des Kanals während jedem Symbol kodiert wird. Der Kodierer weist drei zuvor beschriebene Modi auf, und der Vielfaltumordner 506 steuert den Modus durch ein Signal auf dem Bus 534.
  • Medium-Zugangssteuerung
  • Der Block 540 stellt eine Schaltung dar zum Erwerben eines Zugangskanals und Ausführmediumszugangssteuerungskommunikationen zum Implementieren von ISO-MAC-Schichtprotokollen. Da es nur 4 Zugangskanäle gibt, über welche der gesamte Nachrichtenverkehr zum Anfragen von Bandbreite und Gewähren derselben erfolgt, werden Konkurrenzen auftreten, wenn mehr als eine RU gleichzeitig Bandbreite auf dem gleichen Zugangskanal beantragt. Daher werden Zugangskanäle gemäß dem folgenden Protokoll erworben. Jeder RU-Sender empfängt eine Saatzahl auf dem Bus 550 und wählt pseudo-zufällig aus, welcher Zugangskanal zum Versuchen zu verwenden ist, und wählt pseudo-zufällig aus, welche 6 Symbole und Superrahmen bestehend aus 12 Symbolen zu senden sind. Die RU sendet dann einen Authentifizierungscode, wobei sie sich selbst identifiziert, in der Form der einzigartigen Sequenz von 6 der 12 Symbole in einem Superrahmen von 4 Rahmen, wobei die einzigartige Sequenz pseudo-zufällig ausgewählt wird unter Verwenden der Saat. Alle RUs verwenden die gleiche Saat, so dass die Wahrscheinlichkeit von mehr als einem Aufnehmen von dem gleichen Authentifizierungscode gering ist. Die 6 gesendeten Symbole können die Nachrichten der RUs enthalten, welche der CU mitteilen, wie viele Kanäle sie benötigt, oder eine sepa rate Nachricht kann gesendet werden, nachdem der Zugang erreicht wurde. Die CU hört auf allen Zugangskanälen und während jeder Superrahmen bestimmt, ob mehr als 6 Symbole gesendet wurden. Wenn dies so ist, strahlt die CU eine Nachricht auf dem Steuerkanal aus, welche angibt, dass es eine Konkurrenz auf einem bestimmten Zugangskanal gibt. Die RUs, welche versuchen, einen Zugang zu erhalten, führen dann das woanders hier beschriebene Konkurrenzauflösungsprotokoll aus, welches hierin für das Aufstellen verwendet wird. Wenn nur 6 Symbole während dem Superrahmen erfasst werden, strahlt die CU eine Nachricht auf dem Steuerkanal aus, welche angibt, welche 6 Symbole gefunden wurden. Die CU kann die Ausstrahlungsnachrichtcodezuweisungen für die angefragten Kanäle in Reservierungsausführungsformen enthalten, oder in einer anderen Ausführungsform überträgt sie einfach Aktualisierungen zu der Zeitschlitzaktivitätstabelle, welche angeben, welche Zeitschlitze oder Kanäle der RU, welche Zugang erhalten hat, verliehen worden sind. Die RU, welche diese sechs Symbole gesendet hat, weiß dann, dass ihr ein Zugang verliehen wurde, und aktualisiert ihre Zeitschlitzaktivitätstabelle, welche in dem Vielfaltumordner 506 aufrechterhalten wird. Alle RUs hören die Zeitschlitzaktivitätsaktualisierungsnachricht und aktualisieren auf ähnliche Art und Weise ihre Zeitschlitzaktivitätstabellen.
  • Wenn einmal ein Zugangskanal erworben wird, kann die Schaltung 540 in einigen Ausführungsformen Daten auf den Bussen 542r und 542i zu dem Multiplexer 544 bereitstellen, welche Zugangssteuerungsnachrichten enthalten, die auf den 4 Zugangskanälen der 144 gesamten Kanäle gesendet werden. Der Multiplexer 544 wählt entweder diese Mediumzugangsnachrichten auf den Bussen 542r und 542i oder die kodierten Chips von dem Faltungs-Trellis-Kodierer 526 zu dem Codeteilungsmultiplexer 527 über die Busse 546r und 546i und den Puffer 548 aus. Der Multiplexer 544 wird durch die Schaltsteuerungssignale von der CPU 405 gesteuert zum Editieren der Inhalte der Puffer 548 zum Darüberlegen der 4-Bit-Gruppen der Zugangssteuerungssymbole mit den Nutzdaten auf dem Bus 507, so dass die Mediumzugangssteuerungs-4-Bit-Gruppen in die rechten Adressen des Puffers 548 gehen, um durch die CDMA-Codes verteilt zu werden, welche den Zugangskanälen zugewiesen wurden.
  • Die Mediumszugangssteuerungsnachrichten bilden Anfragen von den RUs nach Bandbreite und Verleihungen von spezifischen Kanälen an die RUs durch die CU bei einigen Ausführungsformen. Die Verleihungen von spezifischen Kanälen zu spezifischen RUs implementieren ein Reservierungsschema, und die Verleihungen können viele Formen einnehmen, wie z.B. Ausstrahlungen auf dem Steuerkanal von Zeitschlitzaktivitätstabellen-Aktualisierungsnachrichten oder spezifischen Nachrichten auf den Zugangskanälen in anderen Ausführungsformen. Auch können andere Mediumszugangsprotokolle als das Reservierungsschema, welche woanders hier beschrieben sind, möglich sein durch verschiedene Protokolle, von denen einige einen Nachrichtenverkehr auf den Zugangskanälen erfordern können. Bei einer wichtigen alternativen Ausführungsform können alle die verschiedenen Schemata zum Zuteilen von Kanälen an spezifische Zeitschlitze verwendet werden, oder Kombinationen von Schemata für verschiedene Gruppen von Kanälen können verwendet werden. Bei dieser Ausführungsform ist die Art von Schema, welche verwendet wird, durch den Nutzer programmierbar, und bei einer Variation dieser Ausführungsform kann sie durch den CU-Computer basierend auf Verkehrbedingungen und der Anzahl von Konkurrenzen und Effizienzüberlegungen verändert werden.
  • Da ein Reservierungsschema in der bevorzugten Ausführungsform implementiert ist, treten keine Konkurrenzen auf den 140 Nicht-Medium-Zugangskontrollnutzdatenkanälen auf, so dass keine Konkurrenzlösungsprotokolle für diese Kanäle ausgeführt werden, da es keine Konkurrenzen geben wird. Jedoch wird es erwartet, dass Konkurrenzen auf den 4 Zugangssteuerungskanälen, welche zwischen allen RUs geteilt werden, auftreten werden, so dass eine Konkurrenzlösung auf der woanders hier beschriebenen Art und Weise ausgeführt werden muss.
  • Das Verteilen der Chips von dem Faltungskodierer erfolgt durch einen Orthogonalcodemultiplexer 527. Diese Schaltung oder Softwareroutine führt ein Codeteilungsmultiplexen oder ein orthogonales Kodieren der Daten auf jedem Kanal durch eine Matrixmultiplikation aus. Es setzt die Amplitude der Ausgangschips auf den Bussen 558r und 558i basierend auf der Matrixmultiplikation der orthogonalen Codes mal den Elementen des Eingangsinformationsvektors auf den Bussen 549r und 549i von dem Puffer 548. Jeder der Informationsvektoren auf den Bussen 549r und 549i wird einzeln durch den Orthogonalcodemultiplexer verteilt, um einzelne reelle oder In-Phase- und Quadratur- oder imaginäre Ergebnisvektoren 409 und 413 in der 46 auf den Bussen 548r und 548i zu erzeugen. Es gibt nur einen orthogonalen, zyklischen Code, der 144 verschiedene Codes aufweist. Dieser Code wird verwendet und ist in hexadezimaler Darstellung: 0218 A503 BA4E 889F 1D92 C1F3 AB29 8DF6 ADEF. Obwohl zyklische Codes in der bevorzugten Ausführungsform zum Erleichtern der Implementierung verwendet werden, kann jeder andere orthogonale, nicht-zyklische Codesatz auch in alternativen Ausführungsformen verwendet werden, oder andere orthogonale, zyklische Codes können dort verwendet werden, wo weniger Kanäle/Zeitschlitze erforderlich sind. Der oben gegebene zyklische Code verwendet die Abmachung, dass alle logischen 0en –1en darstellen und alle logischen 1en +1 darstellen in der orthogonalen Codeverteilungsmatrix. Der erste Code der 144 verschiedenen Codes in dem Codesatz wird allesamt 1en sein, unabhängig von den Inhalten des oben gegebenen Codes. Der zweite Code in dem Codesatz ist der Code, welcher oben gegeben wurde: 0218 A503 BA4E 889F 1D92 C1F3 AB29 8DF6 ADEF. Der dritte Code wird erhalten durch Schalten des Codes um einen binären Platz und Nehmen des Überstrombits, welches „abfällt" als die signifikanteste Bitpositionskante des Codes in der am zweitwenigsten signifikanten Bitposition. Dieser vierte Code wird erhalten durch Wiederholen des Prozesses, der zum Erhalten des 3ten Codes auf dem 3ten Code durchgeführt wurde.
  • Die Ergebnisse der Matrixmultiplikation, welche in dem orthogonalen Codemultiplexer 527 ausgeführt wurde, werden über die Busse 558r und 558i mit einem Eingang einer Schaltschaltung 556 gekoppelt, deren Umschalten durch die CPU 405 gesteuert wird. Der andere Eingang der Schaltschaltung 556 wird mit den Bussen 558i und 558r gekoppelt, um die Aufstellungsdaten von der Aufstellungsschaltung 510 zu empfangen. Der Schalter 556 wählt die Daten auf den Bussen 558r und 558i zum Koppeln über die Busse 557r und 557i jeweils mit einem Vorcode FFE/DFE-Filter 563 während drei Symbolübertragungszeitpunkten von jedem Rahmen aus, wenn Nutzdaten gesendet werden. Der Schalter 556 wählt die Aufstellungsimpulsdaten auf dem Bus 560 während der Lücke nachfolgend von der Übertragung des letzten Symbols in jedem Rahmen aus.
  • Der Ausgleich, wie dieser Begriff hier verwendet wird, ist der Prozess des Kompensierens von Verzerrungen und Rauschen, das, verursacht durch das Rauschen, in dem Kanal zwischen jeder RU und der CU auftritt. Der Vorcodefilter 563 führt eine gemessene Vorverzerrung bei jedem RU-Sender derart aus, dass die Daten, welche an der CU ankommen, unverzerrt sind trotz der Kanalbeeinträchtigungen zwischen dieser speziellen RU und der CU. Der Betrag der Vorverzerrung wird durch jede RU berechnet, um im Wesentlichen oder exakt die aktuellen Verzerrungsbedingungen zu kompensieren, welche in dem Kanal zwischen ihm und der CU bestehen. Die Vorverzerrungseigenschaft wird durch Setzen der Transferfunktion des Vorcodeausgleichsfilters 563 implementiert. Diese Transferfunktion wird durch den RU/CU-Koeffizientendateneingang zu dem Filter auf dem Bus 561 gesteuert. Jede RU verwendet ihre eigenen einzigartigen, gemessenen RU/CU-Koeffizientendaten, um eine Vorverzerrung aufzustellen, welche geeignet ist zu ihren eigenen Signalen für ihre Position in dem Netzwerk, um so ihr Signal dazu zu bringen, die CU mit wenig oder keiner Verzerrung zu erreichen. Mehr Details hinsichtlich dem Stromaufwärts- und dem Stromabwärtsausgleich werden im Zusammenhang mit der Diskussion der 45 gegeben.
  • Der Ausgang des Vorcodefilters auf die Busse 562r und 562i wird an einen Skalierverstärker 564 angelegt, welcher den Amplitudenlevel der digitalen Zahlen auf den Bussen 562r und 562i in Übereinstimmung mit einem Signal auf dem Bus 566 skaliert, welches den Aktivitätslevel des Modems, d.h. wie viele Zeitschlitze aktuell durch dieses Modem in Verwendung sind, angibt. Der Zweck dieses Skalierens ist es, die Leistung zu verbessern durch Profitieren von der vollen Präzision eines Digital-zu-analog-Konvertierers 576 an dem Ausgang des Senders. Ein Digital-zu-analog-(D/A-)Konvertierer weist einen dynamischen Bereich für seinen analogen Ausgang auf. Wenn wenig Zeitschlitze aktiv sind, führt die Summierung der CDMA-Verteilmatrixmultiplikationsteilprodukte nicht zu Chip-Amplituden, welche sich über die vollen Grenzen des dynamischen Bereichs des D/A-Konvertierers erstrecken. Als ein Ergebnis wird die volle Präzision des D/A-Konvertierers nicht verwendet, und das inhärente Rauschen von dem D/A-Konversionsprozess beeinträchtigt mehr das übertragene Signal. Um die volle Präzision des D/A-Konvertierers zu benutzen, „verstärkt" der Skalierer 564 das eingehende Signal basierend auf dem Aktivitätslevel derart, dass das sich ergebende Schwingen in den digitalen Werten, die in dem D/A-Konvertierer 576 gehen, analoge Ausgabesignale verursacht, welche zwischen den Grenzen des dynamischen Bereichs des D/A-Konvertierers schwingen. Diese Signale werden später in der Amplitude durch eine Schaltung (nicht gezeigt) reduziert, welche die Amplitudenschwingungen begrenzt, um ein In-Konflikt-Geraten mit anderen Signalen, welche das Medium teilen, zu verhindern.
  • Der Ausgang der Skalierschaltung auf den Bussen 568r und 568i werden mit dem Formungsfilter 570 gekoppelt, welcher verdoppelt, um eine trägerlose Amplituden- und Phasenmodulation auszuführen. Es gibt zwei Filter in dem Formungsfilter, welche Transferfunktionen haben, welches die Hilbert-Transformation voneinander sind, und welche Abrolleigenschaften haben, die zu dem digitalen Filter der Daten gesetzt sind auf den Bussen 568r und 568i, um die Bandbreite des Signals auf jedem Bus auf die Breite und Mittelfrequenz von dem 6-mHz-Kanal zu begrenzen, der der digitalen Datenkommunikation auf dem koaxialen Kabel oder anderem Medium 24 gewidmet ist. Der Formungsfilter weist eine Quadrat-Hoch-Kosinusfilter-Charakteristik auf, die geeignet ist, um die ausgehenden Chip-Impulse zu formen, um das Nyquist-Kriterium auf eine bekannte Art und Weise zu erfüllen, um eine optimale Signal-zu-Rausch-Verbesserung bereitzustellen, um eine Zwischensymbolinterferenz zu minimieren. Die Filter in dem Formungsfilter/Modulator 570 können andere Transferfunktionen aufweisen, welche auch die zu übertragenden Chips derart formen, dass das Spektrum der ausgehenden Signale das Nyquist-Kriterium erfüllt. Jede dieser anderen Impulsformen wird genügen, um die Erfindung auszuführen. Die Koeffizientendaten auf dem Bus 572 stellen die Fähigkeit bereit, die Filtereigenschaften des Formungsfilters/Modulators 570 zu setzen und zu verhindern. Mehr Details über den Betrieb des Formungsfilters/Modulators 570 werden in Verbindung mit der Diskussion der 46, 47 und 48 gegeben.
  • Der Ausgang des Filters/Modulators ist auf dem Bus 574 gekoppelt (der Filter/Modulator 570 summiert die orthogonalen reellen und imaginären Signale nach dem Filtern, um ein einziges Signal auf dem Bus 574 zu erzeugen), ist mit dem Eingang des Digital-zu-analog-Konvertierers 576 für eine Konvertierung zu einem analogen Signal gekoppelt für die Anlegung an den Eingang eines Oben/Unten-Frequenzkonvertierers 577. Der Zweck des Oben/Unten-Frequenzkonvertierers ist es, die Frequenz des übertragenen Signals auf die Frequenz zu übertragen, welche für Stromaufwärts- oder Stromabwärtsübertragungen zugeteilt sind, wie es der Fall sein kann in Übereinstimmung mit dem Frequenzplan für das geteilte Übertragungsmedium. Der Oben/Unten-Konvertierer gibt sein Signal auf das Übertragungsmedium 24, wie z.B. das koaxiale Kabel, das mobile System, die Satellitenverbindung etc., aus.
  • Alternatives Aufstellen, Konkurrenzlösung. und Authentifizierungsprozesse, welche durch die RUs und die CU ausgeführt werden
  • Bezugnehmend auf die 29 ist dort ein Flussdiagramm für ein Verfahren zum Aufstellen unter Verwenden einer Konkurrenzauflösung gezeigt. Bei der bevorzugten Ausführungsform werden die Aufstellungs-, die Konkurrenzauflösungs- und Authentifizierungsprozesse der 29–33 durch Zusammenwirkung des Empfängers der 34 einschließlich der C3-Schaltung 860, des Rahmendetektors 882 und der R/Tng-Schaltung 763, der CPU 405 und des Senders der 28A einschließlich der Rng-Schaltung 510, welche mit dem Mikroprozessor 405 zusammenwirkt, ausgeführt.
  • Der Startpunkt des Aufstellungsprozesses ist der Block 600 in dem RU-Aufstellungsprozess, der in der 29 gezeigt ist. Der Block 600 wird erreicht, nachdem eine RU einen Selbsttest eingeschaltet und ausgeführt hat und sich selbst als betreibbar gefunden hat. Als nächstes wird Test 602 ausgeführt, um auf den Steuerkanal zu hören, um zu warten, bis er für die Übertragung frei ist („E") 602, wenn der Test 602 feststellt, dass eine Kollision („C") auf dem Steuerkanal auftritt oder eine einzige RU auf dem Steuerkanal am Übertragen ist („S"). Der Test-602-Vektor fährt fort zu Block 604, wenn der Steuerkanal frei ist. Der Block 604 stellt den Prozess dar, der durch die Schaltung 510 in der 28A für die Übertragung eines Aufstellungsimpulses ausgeführt wird (typischerweise eine Kopie des Barker-Codes, welcher in jedem Rahmen durch die CU übertragen wird). Der Multiplexer 556 wird zum Auswahleingangbus 560 vor der Übertragung des Aufstellungsimpulses umgeschaltet.
  • Nachdem der Aufstellungsimpuls übertragen ist, hört der CU-Empfänger in der Lücke, um zu bestimmen, ob er einen Aufstellungsimpuls in der Lücke findet, und wenn dies so ist, ob nur ein Aufstellungsimpuls vorhanden ist. Der Block 604 richtet sich zu dem Test 606 nach der Übertragung des Aufstellungsimpulses, um auf den Steuerkanal zu hören. Die CU wird ein S auf dem Steuerkanal übertragen, wenn ein einziger Impuls in der Lücke gefunden wurde, und wird ein E auf dem Steuerkanal übertragen, wenn die Lücke als leer vorgefunden wurde. Wenn der Test 606 ein S auf dem Steuerkanal hört, wird die Verarbeitung auf den Block 608 gerichtet, um den Authentifizierungsprozess zu beginnen. Wenn der Block 606 ein E auf dem Steuerkanal hört, welches angibt, dass die Lücke leer ist, richtet sich die Verarbeitung auf den Block 610, um den Aufstellungsimpuls plus 8 Chips zu bewegen, und die Verarbeitung richtet sich zurück zu dem Block 604, um ei nen neuen Aufstellungsimpuls zu senden. Die Verarbeitung richtet sich dann zurück zu dem Test 606, um auf dem Steuerkanal wieder zu hören. Diese Schlaufe fährt fort, bis entweder ein S für einen einzigen Impuls auf dem Steuerkanal gehört wird oder ein C für eine Kollision gehört wird. Die CU sendet ein C, wenn sie mehr als einen Aufstellungsimpuls in der Lücke hört.
  • Wenn der Test 606 ein C hört, wird die Verarbeitung zu dem Block 612 gerichtet, um den Konkurrenzauflösungsprozess zu beginnen, welcher dann ausgeführt wird, wie durch den Block 614 symbolisiert. Die Konkurrenzauflösung fährt fort, bis nur ein Impuls in der Lücke gefunden wird oder kein Impuls in der Lücke gefunden wird. Wenn, als ein Ergebnis der Konkurrenzauflösung, kein Impuls in der Lücke gefunden wird, sendet die CU ein E auf dem Steuerkanal, welcher das Verarbeiten zu dem Block 616 richtet. Die Verarbeitung richtet sich dann zu dem Block 610, um den Aufstellungsimpuls um 8 Chips nach vorne zu bewegen, und der Prozess wiederholt sich selbst.
  • Bevorzugter Authentifizierungsprozess
  • Die Authentifizierung wird begonnen, wenn die CU eine Nachricht auf dem Steuerkanal sendet, dass sie einen Aufstellungsimpuls von einer einzigen RU in der Lücke gefunden hat. In beiden Ausführungsformen werden die Lücken von mehreren Rahmen verwendet, um einen Authentifizierungscode zu senden. Jede RU, die zu synchronisieren versucht hat, hört das „S" auf dem Steuerkanal in Schritt 606 in der 29, was angibt, dass die CU den Aufstellungsimpuls von einer einzigen RU in der Lücke erfasst hat, und richtet die Verarbeitung zu dem Authentifizierungsprozess, der durch den Block 608 dargestellt ist. Es gibt verschiedene Möglichkeiten, wie die Authentifizierung ausgeführt wird. Das Flussdiagramm der 30 stellt eine Ausführungsform dar, welche eine Impulspositionsmodulation verwendet, um den Authentifizierungscode zu senden. Bei dieser Ausführungsform sendet jede RU, die versucht hat, die Synchronisation aufzustellen, einen Aufstellungsimpuls während den Lücken von jedem der 8 Rahmen durch Variieren der Position des Impulses in der Lücke während jeder Lücke. In einer anderen Ausführungsform, die zuvor beschrieben wurde, sendet die RU eine Authentifizierungs-Barker-Code-Sequenz, welche aus dem Senden des Barker-Codes während einigen Lücken der 8-Rahmenauthentifizierungssequenz besteht, jedoch nicht während anderen in einer vorherbestimmten Sequenz. Jede RU weist eine einzigartige Sequenz auf, jedoch senden alle RUs Impulse während nur der Hälfte der Authentifizierungssequenzlücken.
  • Bevorzugter Konkurrenzauflösungsprozess
  • Bezugnehmend auf die 30 ist dort ein Flussdiagramm eines bevorzugten Prozesses für die Konkurrenzauflösung gezeigt, der in den RU-Modems durch die Schaltung ausgeführt wird, die durch den Block 510 in der 28A dargestellt ist, wenn mehr als ein Aufstellungsimpuls der RUs in der Lücke gefunden wird. Dieser Authentifizierungsprozess beginnt beim Block 608 und fährt unmittelbar fort zu dem Block 620. Dort sendet die CU ein S auf dem Steuerkanal aus, das angibt, dass es einen einzigen Aufstellungsimpuls der RUs in der Lücke gefunden hat. Welche RU es ist, ist in diesem Punkt nicht klar, und der Zweck des Authentifizierungsprozesses ist es, zu bestimmen, welche RU die Lücke getroffen hat, und so diese RU zu benachrichtigen, so dass sie ihre Verzögerung auf die Verzögerung einfrieren kann, die die Lücke getroffen hat. Vor dem Starten des Prozesses der Bestimmung der RU-Identität, sendet die CU einen Befehl auf den Steuerkanal für alle RUs aus, welche beim Aufstellen sind, um ihre Aufstellungsimpulse plus oder minus der Anzahl an Chips zu bewegen, welche den Aufstellungsimpuls der CU trennt, gesehen von der Mitte der mittleren 8 Chips der Lücke. In dem Block 620 wird dieser Prozess angedeutet durch die phrasengesendeten Verlaufsausrichtungsdaten zu der RU zu dem mittleren Aufstellungsimpuls. Da Aufstellungsimpulse von anderen RUs auch in der Lücke sein können, jedoch nicht an der Kante, wenn sie auch die Position ihrer Aufstellungsimpulse bewegen, können ihre Impulse auch irgendwo in den mittleren 8 Chips der Lücke landen. Da die Authentifizierung erfordert, dass nur der Aufstellungsimpuls in der Lücke ist, sieht der Block 620 nach sogenannten „Kantenimpulsen" oder Nachbarn in der Lücke zusätzlich zu dem einzigen Impuls, der zuvor gefunden wurde, um sicherzustellen, dass es wirklich nur den Aufstellungsimpuls in der Lücke gibt, um so eine Zweideutigkeit zu vermeiden. Das heißt, die CU sieht nach, um herauszufinden, ob andere Impulse von RUs, welche ursprünglich in der Lücke, jedoch außerhalb der mittleren 8 Chips waren, in den mittleren 8 Chips gelandet sind, nachdem die Position des Impulses, welcher ursprünglich in den mittleren 8 Chips gefunden wurde, in die Mitte der Lücke bewegt worden ist. Die CU sieht nach diesen externen Impulsen zunächst durch Befehlen eines Umschaltens in dem Aufstellungsimpuls, der ursprünglich in der Lücke gefunden wurde, welcher zu der Ausstrahlung des S auf dem Steuerkanal geführt hatte, um ausreichend sich zu bewegen, um in dem Chip 0 der mittleren 8 Chips zu landen. Dann sieht der Test 622 nach mehr als einem Impuls, wie es in dem nächsten Absatz beschrieben ist. Dann befiehlt die CU eine Bewegung des ursprünglichen Aufstellungsimpulses zu einem anderen Extrem, d.h. zu dem Chip 7 der mittleren 8 Chips sich zu bewegen, und der Prozess von Test 622 wird wiederholt.
  • Die Festlegung, ob mehr als ein Aufstellungsimpuls in den mittleren 8 Chips ist, wird durch den Test 622 ausgeführt, welcher die Aufstellungsimpulse in den mittleren 8 Chips der Lücke zählt und ihre Stellen bestimmt. Wenn die Zählung der Anzahl an Aufstellungsimpulsen, die in den mittleren 8 Chips gefunden wurden, größer als eins ist, strahlt die CU ein C auf dem Steuerkanal aus, welches einen Kollisionszustand angibt, was alle RUs dazu bringt, sich auf die Durchführung ihres Konkurrenzauflösungsprotokolls zu richten, wie es durch den Block 624 symbolisiert ist. Wenn der Test 622 feststellt, dass die Impulszählung 0 ist oder es einen Positionsfehler in der Position des einzigen Impulses gibt, der in den mittleren 8 Chips gefunden wurde, wird der Test 626 ausgeführt, um zu bestimmen, ob die Anzahl von Wiederversuchen die maximal zulässige Anzahl überschreitet. Wenn nicht, wird der Block 620 wieder ausgeführt, um neue Verlaufsausrichtungsdaten an die RUs auf dem Steuerkanal zu senden. Wenn die Anzahl von Wiederversuchen, welche durch den Test 626 gefunden wird, gefunden wird, das Maximum zu überschreiten, wird der Prozess von Block 628 ausgeführt, wo die CU ein E auf dem Steuerkanal ausstrahlt, das angibt, dass die Lücke leer ist. Dies bringt alle RUs, welche zu synchronisieren versuchen, dazu, zu ihrem Aufstellungsprozess zurückzukehren und über den Block 600 in der 29 erneut zu starten.
  • Wenn einmal der Test 622 feststellt, dass es nur Aufstellungsimpulse einer einzigen RU in der Lücke gibt und er innerhalb der mittleren 8 Chips ist, wird die Verarbeitung auf den Test 630 gerichtet welcher bestimmt, ob Rauschen die Erfassung von dem verursacht hat, was erachtet wurde, ein Aufstellungsimpuls zu sein, was jedoch nur Rauschen war. Dieser Test wird durch Bestimmen ausgeführt, ob zumindest zwei von drei Aufstellungsimpulsen empfangen wurden, wenn dem Aufstellungsimpuls befohlen wurde, sich zu dem extrem linken Rand, dem extrem rechten Rand und der Mitte der mittleren 8 Chips von der Lücke zu bewegen. Wenn die Aufstellungsimpulse an mindestens zwei dieser drei Positionen erfasst wurden, besteht kein Fehlalarm, und die Verarbeitung wird auf den Block 632 gerichtet. Wenn ein Fehlalarm erfasst wurde, wird die Verarbeitung zurück zu dem Test 626 gerichtet, um erneut mit dem Positionieren des Aufstellungsimpulses zu beginnen.
  • Der Prozess, welcher durch den Block 632 symbolisiert ist, ist der Prozess des Ausstrahlens der CU eines A auf dem Steuerkanal, welches allen RUs signalisiert, welche zu synchronisieren versuchen, ihre Authentifizierungscodes zu senden. Daher gibt der Block 632 Zustand = Auth an, was bedeutet, dass die CU am Ausstrahlen einer impliziten Anfrage für die Authentifizierungs-ID (AUID) der RU ist, deren Impuls in der Lücke ist. In Antwort senden alle RUs, welche zu synchronisieren versuchen, ihre AUIDs in der Form von vier Aufstellungsimpulsen während den Lücken von jeder der nächsten vier Rahmen oder eines Superrahmens, wobei jeder Aufstellungsimpuls in einer spezifischen Position der 8 Chip-Positionen der mittleren 8 Chips in der Lücke angeordnet ist. Die Positionen und Sequenz während dieser vier Lücken des Authentifizierungssuperrahmens teilen der CU mit, welche RU die Lücke getroffen hat. Dies ist die Bedeutung des Textes im Block 632 „Siehe nach einem Impuls jeder Lücke [ein SF, Impulsposition wird Nr. 1-7]". Die Schritte, welche auf den Block 632 folgen, überprüfen nur nach Fehlern in diesem Prozess. Speziell wird der Test 634 nach jedem Rahmen ausgeführt, um einen Impulszähler zu inkrementieren und zu bestimmen, ob der Impulszähler 4 erreicht hat am Ende des Superrahmens. Wenn der Impulszähler bei 4 an dem Ende des Authentifizierungssuperrahmens ist, richtet der Test 634 die Verarbeitung zu dem Block 636, wo die CU eine FAE-Nachricht auf dem Steuerkanal ausstrahlt, welche angibt, dass die Authentifizierung beendet wurde, und den AUID-Code auf dem Steuerkanal für die Erkennung durch die RU aussendet, welche ihn gesendet hat. Die AUID wird eine Sequenz von vier Zahlen von 0–7 sein, welche angeben, in welchem Chip der mittleren 8 von der Lücke des Authentifizierungssuperrahmens jeder Aufstellungsimpuls gefunden wurde. Jede RU, welche zu synchronisieren versucht, wird diese Sequenz von 4 Zahlen mit den 4 Zahlen ihrer AUID vergleichen. Wenn es eine Übereinstimmung gibt, wird die RU wissen, dass sie erfolgreich die Lücke getroffen hat, und wird ihre Übertragungsverzögerungszeitplanung auf der Zahl einfrieren, welche ihren Aufstellungsimpuls in die Mitte der 8 mittleren Chips der Lücke setzt. Der Schritt 638 wird dann erreicht, welcher angibt, dass die Authentifizierung vollständig ist.
  • Wenn der Test 634 feststellt, dass der Impulszähler weniger als 4 ist, nachdem jede Lücke in dem Authentifizierungssuperrahmen vollständig ist, wird die Verarbeitung auf den Test 640 gerichtet, um zu bestimmen, ob die Anzahl von Wiederversuchen die maximal zulässige Anzahl überschreitet. Der Test 640 schickt die Verarbeitung zu dem Block 632 zurück, um nach Impulsen in den Authentifizierungssuperrahmenlücken zu sehen, und zeichnet ihre Positionen auf, bis der Superrahmen vorüber ist und der Impulszähler weniger als 4 ist. Einige Anzahlen an Superrahmen mit den RUs, welche ihre AUIDs senden, können in einigen Ausführungsformen erlaubt werden. Gegebenenfalls überschreitet die Anzahl an Wiederversuchen das Maximum, und die Verarbeitung wird durch den Test 640 auf den Block 642 gerichtet. Im Block 642 strahlt die CU ein E auf dem Steuerkanal aus, und in Antwort darauf werden alle RUs, welche zu synchronisieren versuchen, zu dem Aufstellungsprozess zurückkehren.
  • Auf ähnliche Art und Weise, wenn zu irgendeinem Zeitpunkt der Zähler, welcher durch den Test 634 festgestellt wird, 4 überschreitet während dem Authentifizierungssuperrahmen oder bei dem Abschluss davon, ist ein Fehler aufgetreten oder eine andere RU hat ihren Aufstellungsimpuls in die Lücke bewegt. Wenn dies eintritt, wird der Test 644 ausgeführt, um zu bestimmen, ob die maximale Anzahl von Wiederversuchen überschritten worden ist. Wenn nicht, kehrt die Verarbeitung zu dem Block 632 zurück. Typischerweise wird es mehr als einem Authentifizierungssuperrahmen erlaubt werden, dass ihre RUs ihre AUIDs senden während jedem Superrahmen. Gegebenenfalls, wenn nach einigen Superrahmen der Block 636 nicht erreicht wird, wird der Test 644 das Richten der Verarbeitung auf den Block 646 auslösen, in welchem die CU ein C auf dem Steuerkanal ausstrahlt, das angibt, dass eine Kollision aufgetreten ist, wobei dadurch die RUs zur Zurückkehr zu ihren Konkurrenzauflösungsprotokollen gebracht werden.
  • Bezugnehmend auf die 31 ist das Aufstellungs- und Konkurrenzlösungsprotokoll, welches auf der Seite der CU ausgeführt wird, im Detail in der Form eines Flussdiagramms dargestellt. Das Aufstellen beginnt mit dem Block 650, in welchem die CU einen einzigen Barker-Code aussendet. Dieser Barker-Code ist ein einzigartiges Muster an Daten, welche, wenn sie durch die RUs empfangen werden, echoförmig von ihnen in Richtung zu der CU zurückgeschickt werden nach einem Auferlegen einer programmierbaren Verzögerung. Es ist diese programmierbare Verzögerung, welche während dem Aufstellungsprozess eingestellt wird, bis der echoförmig zurückgeschickte Barker-Code in der Form eines Aufstellungs-„Impulses" die Lücke trifft. Der Block 652 stellt den Prozess dar, welcher durch die CU ausgeführt wird, eines Überwachens der Lücke, um zu bestimmen, ob irgendein Aufstellungsimpuls von RUs sie getroffen hat. Dieses Überwachen erfolgt typischerweise durch Ausführen einer Korrelationsberechnung zwischen jedem in der Lücke empfangenen Signal und dem ursprünglich übertragenen Barker-Code, jedoch kann es in anderen Ausführungsformen jede andere Art eines Überwachens sein, wie z.B. ein Stellenwertvergleich etc., der tatsächlich in der Rauschumgebung gegeben ist. Die Schwellenwertüberwachung von scharfen oder hohen Stromimpulsen ist jedoch weniger wünschenswert, da scharfe Impulse dazu tendieren, das Band mit einem breiten Bereich an Fourier-Komponenten zu besprengen, während hohe Stromaufstellungsimpulse, welche über dem Rauschen auftreten werden, bevor die Ausrichtung erreicht wird, zufällig mit Nutzdaten von anderen RUs ankommen und mit diesen in Konflikt geraten. Der Test 654 stellt die Untersuchung der Ergebnisse der Korrelationsberechnung oder andere Überwachungsaktivität dar, um zu bestimmen, ob irgendein Impuls in der Lücke gefunden wurde. Wenn nicht, wird der Schritt 656 ausgeführt, in welchem die CU ein E auf dem Steuerkanal ausstrahlt, welches angibt, dass die Lücke leer ist, wobei dadurch die RUs dazu gebracht werden, ihre Verzögerungen einzustellen und ihre Barker-Codes oder Aufstellungsimpulse während dem nächsten Rahmen wieder zu senden. Der Schritt 656 subtrahiert auch eine von einem Iterationsstapel, welcher die Zahl an Iterationen oder Versuche aufzustellen zählt. Dann wird der Überwachungsschritt 652 wieder ausgeführt.
  • Wenn der Test 654 feststellt, dass es einen Aufstellungsimpuls in der Lücke gibt, richtet sich die Verarbeitung auf den Test 658, wo die CU feststellt, ob es mehr als einen Aufstellungsimpuls in der Lücke gibt. Wenn es nur einen Aufstellungsimpuls in der Lücke gibt, wird der Schritt 660 ausgeführt, in welchem die CU ein S auf dem Steuerkanal ausstrahlt, welches allen RUs, die am Aufstellen sind, angibt, ihren Authentifizierungsprozess zu beginnen.
  • Wenn mehr als ein Aufstellungsimpuls in der Lücke gefunden wird, wird der Schritt 662 ausgeführt, um ein C auf dem Steuerkanal auszustrahlen, welches den RUs angibt, dass es eine Konkurrenz gibt, und sie zwingen, ihre Konkurrenzauflösungsprotokolle auszuführen. Die CU überprüft dann den Status eines Iterationsstapels, um zu sehen, ob er voll ist. Der Iterationsstapel wird verwendet, um die Verfolgung der Runden von Aufstellungen aufrechtzuerhalten für die Zwecke einer Konkurrenzauflösung und einer schnelleren Aufstellung aller RUs, welche zu synchronisieren versuchen, in einigen Ausführungsformen. Der Stapel wird um eins erhöht und im Test 664 gestestet, um zu bestimmen, ob die maximale Anzahl an Iterationen erreicht worden ist. Wenn nicht, kehrt die Verarbeitung zu Block 652 zurück, um wieder die Lücke nach Aufstellungsimpulsen zu überwachen, welche während dem nächsten Rahmen übertragen werden. Wenn die maximale Anzahl an Iterationen erreicht worden ist, wird der Schritt 666 ausgeführt, um ein R auf dem Steuerkanal auszustrahlen, wobei dadurch alle RUs veranlasst werden, sich zurückzusetzen und den Aufstellungsprozess wieder zu beginnen.
  • Bezugnehmend auf die 32 ist dort ein Flussdiagramm für einen Aufstellungsprozess gezeigt, der durch die RUs unter Verwenden eines binären Baumalgorithmus ausgeführt wird. Der Prozess beginnt mit einem oder mehreren RUs, welche nicht in Rahmensynchronisation sind, welche jedoch wünschen, eine Rahmensynchronisation zu erreichen, um fähig zu sein, Daten zu der CU zu senden. Diese RUs müssen zuerst ihre Empfänger auf Ausstrahlungen auf dem Steuerkanal von der CU synchronisieren, so dass sie Statusbefehle von der CU empfangen können, welche ihre Aktivitäten während dem Aufstellungsprozess steuern. Die RUs können sich mit den Ausstrahlungen der CU selbst synchronisieren ohne Unterstützung von oder die Notwendigkeit, irgendetwas zu der CU zu senden durch Wiedergewinnung des Systemtaktsignals von den periodischen Ausstrahlungen der Barker-Code-Signale jedes Rahmens von der CU. Wenn dies einmal eingetreten ist, bestimmt der Test 668, dass Steuerkanalsignale empfangen werden können und das Aufstellen starten kann. Bis dies eintritt, wird der Pfad 670 genommen, um den Zustand 672 abzuwarten und den Block 674 leerlaufen zu lassen, bis der RU-Empfänger mit der CU synchronisiert ist und ihre Ausstrahlungen empfangen kann.
  • Wenn die RU-Empfängersynchronisation erreicht worden ist, wird der Schritt 676 ausgeführt, um einige zufällige Verzögerungen aufzunehmen und einen Aufstellungsimpuls zu senden, welcher diese Verzögerung verwendet. Der Test 678 wird dann ausgeführt, um auf das Steuerkanalsignal zu schalten und den Zustand der CU zu bestimmen. Wenn die CU nicht irgendeinen Aufstellungsimpuls in der Lücke gefunden hat, strahlt sie ein E auf dem Steuerkanal aus. Jede RU wechselt dann ihre Verzögerung durch Hinzufügen von 8 Chip-Zeiten, wie es durch den Block 680 symbolisiert ist, und geht zu dem Schritt 676 über, um einen anderen Aufstellungsimpuls zu senden. Dieser Prozess fährt fort, bis eine oder mehrere RUs ihre Verzögerungen derart setzen, dass ihre Aufstellungsimpulse in der Lücke ankommen. Wenn die CU einen einzigen Impuls in der Lücke erfasst, strahlt sie ein S auf dem Steuerkanal aus, was die RUs als einen Authentifizierungsbefehl interpretieren. Jede RU geht dann über zu dem Schritt 682, um den Authentifizierungsprozess zu beginnen, welcher zuvor beschrieben worden ist. Grundsätzlich bedingt der Authentifizierungsprozess, dass die RU ihren Identifikationscode sendet entweder als eine einzige Sequenz von Aufstellungsimpulspositionen in den mittleren 8 Chips der Lücke von mehreren Rahmen oder als eine einzige Sequenz des Vorhandenseins oder Nichtvorhandenseins von Aufstellungsimpulsen in den Lücken von mehreren Rahmen.
  • Wenn mehrere RUs die gleiche Lücke treffen, findet der Test 678, dass die CU ein C auf dem Steuerkanal ausstrahlt, was angibt, dass die RUs ihre Konkurrenzauflösungsprotokolle ausführen müssen, wie es durch den Block 684 symbolisiert ist. Wie durch den Test 686 symbolisiert, wirft dann jede RU „eine Münze", um zu bestimmen, ob sie fortfahren sollte, und untersucht das Ergebnis. Wenn eine RU entscheidet, nicht fortzufahren, geht die Verarbeitung in der CU zu dem Test 688 über, in welchem die RU die Art des Steuerkanalsignals bestimmt. Wenn ein E ausgestrahlt wird, bedeutet es, dass alle RUs, welche beim Aufstellen waren, entschieden haben zu stoppen, und die Verarbeitung kehrt zu dem Schritt 686 zurück, um wieder „die Münze zu werfen". Wenn der Test 688 feststellt, dass irgendein anderes Signal empfangen wurde, kehrt der Prozess zu dem Block 672 zurück, und der Aufstellungsprozess beginnt erneut für diese RU.
  • Wenn das Münzenwerfen darin resultiert, dass die RU entscheidet, mit dem Aufstellen fortzufahren, wird der Schritt 690 ausgeführt, um einen anderen Aufstellungsimpuls zu senden. Dann wird der Test 692 ausgeführt, um auf dem Steuerkanal zu hören und zu bestimmen, was der Zustand der CU ist. Wenn die CU keinen Impuls in der Lücke gefunden hat, wird der Schritt 694 ausgeführt, um den Aufstellungsimpuls zu bewegen, d.h. Einstellen der Übertragungsrahmenzeitverzögerung und Wiederversuchen. Dementsprechend geht die Verarbeitung zu dem Test 668 wieder zurück durch den Schritt 672. Wenn die Ausstrahlung der CU ein C ist, wurden mehr als ein Impuls in der Lücke festgestellt, und die Verarbeitung kehrt zu dem Schritt 686 zurück, um wieder die Münze zu werfen, um zu entscheiden, ob mit dem Aufstellen fortzufahren ist. Wenn der Test 692 feststellt, dass die CU gerade das S oder einen Authentifizierungsbefehl ausstrahlt, geht die Verarbeitung zu dem Schritt 682 über, um die Authentifizierung zu beginnen. Nach der Authentifizierung sendet die CU Feineinstellungsbefehle über den Steuerkanal zu der RU, welche sich gerade selbst authentifiziert hat, um die Position ihres Aufstellungsimpulses auf die Mitte der Lücke einzustellen.
  • Bezugnehmend auf die 33 ist dort ein Flussdiagramm des bevorzugten Prozesses des Aufstellens und der Konkurrenzauflösung dargestellt, der einen binären Stapel verwendet. Dieser Prozess ist etwas schneller als der binäre Baumalgorithmus im Erreichen der Ausrichtung, da in diesem Prozess die RU sich merkt, welche Iteration sie „verpasst hat", d.h. das Münzenwerfen nach einer Konkurrenz, welche die RU dazu gebracht hat, ein Versuchen des Aufstellens zu stoppen. Der Prozess beginnt mit dem Prozess 698, um auf dem Steuerkanal zu hören. Wenn ein C durch die CU ausgestrahlt wird, wird der Schritt 700 ausgeführt, um einen binären Stapel auf 0 zu initialisieren. Dieser Stapel wird verwendet, um die Nachverfolgung der Iterationszahl zu halten, wenn der Münzwurf in einer Entscheidung resultierte, mit dem Aufstellen nicht fortzufahren. Als nächstes „wirft die Münze" der Schritt 702, um die Entscheidung vorzunehmen, ob fortzusetzen ist. Wenn es die Entscheidung ist, nicht fortzufahren, wird der Schritt 704 ausgeführt, um den Stapel nach unten zu drücken durch Setzen des Werts auf dem Sta pel auf den Stapel +1. Dann wird der Test 706 ausgeführt, um wieder auf den Steuerkanal zu hören und den Zustand der CU zu bestimmen. Wenn es immer noch eine Konkurrenz gibt, wird der Schritt 704 ausgeführt, um den Stapel wieder zu erhöhen. Wenn der Test 706 bestimmt, dass die CU sagt, die Lücke ist leer oder nur ein einziger Aufstellungsimpuls ist in der Lücke, wird der Schritt 708 ausgeführt, um den Stapel hervorzuholen, d.h. um den Stapelwert auf den Stapel –1 in dem Schritt 708 zu setzen. Als nächstes wird der Test 710 ausgeführt, um zu bestimmen, ob der Stapelwert null erreicht hat. Wenn er es nicht hat, kehrt die Verarbeitung zu dem Schritt 702 zurück, wirft wieder die Münze, um zu entscheiden, ob das Aufstellen wiederaufzunehmen ist. Wenn der Test 710 feststellt, dass der Stapel nicht null erreicht hat, wird der Test 706 wieder ausgeführt, um auf dem Steuerkanal zu hören.
  • Zurückkehrend auf die Betrachtung von Schritt 702, wird, wenn der ursprüngliche Münzwurf die RU dazu gebracht hat, zu entscheiden, mit dem Aufstellen fortzufahren, der Schritt 712 ausgeführt, um einen Aufstellungsimpuls zu senden. Dann wird der Test 714 ausgeführt, um auf dem Steuerkanal zu hören, um den Status der CU zu bestimmen. Wenn ein C ausgestrahlt wird, ist mehr als eine RU in der Lücke, und die Verarbeitung kehrt zu dem Schritt 702 zurück, um wieder die Münze zu werfen. Wenn ein E ausgestrahlt wird, ist die Lücke leer, und die Verzögerung für den nächsten Aufstellungsimpuls wird eingestellt durch Bewegen des Impulses + 8 Chips und Wiederstarten des Aufstellungsprozesses in dem Schritt 716 durch Übergehen zu dem Schritt 600 auf der 29. Wenn der Test 714 feststellt, dass die CU gerade ein S ausstrahlt, was einen einzigen Impuls bedeutet, der in der Lücke gefunden wurde, richtet sich die Verarbeitung auf den Schritt 718, um den Authentifizierungsprozess zu beginnen.
  • Bevorzugtes RU-Empfängerblockdiagramm
  • Bezugnehmend auf die 34 ist dort ein Blockdiagramm der bevorzugten Organisation für einen Empfänger für die RU- und CU-Modems gezeigt. Der quadra turamplitudenmodulierte kombinierte Träger kommt an dem Empfänger auf dem Koaxialkabel 24 oder anderem Medium an. Ein RF-synchroner Demodulatorabschnitt 750 erfasst synchron die QAM-Modulation unter Verwenden eines Detektors, wie demjenigen, welcher in der 26 gezeigt ist, und eines lokalen Oszillatorsignals auf der Leitung 762, welches in Phase und Frequenz mit dem Steuerton von der CU in dem Fall eines RU-Empfängers synchronisiert ist und welches mit den Präambeldaten synchronisiert ist, welche in jedem Zeitschlitz in dem Fall der CU gesendet wurden. Der RF-Demodulator 750 gibt ein analoges Signal auf der Leitung 752 aus, welches die Chip-Amplitudeninformation für alle Zeitschlitze trägt. Der RF-Abschnitt 750 umfasst auch einen Passbandfilter, welcher eine Mittelfrequenz aufweist, die auf der Frequenz des 6 mHz breiten Bandes zentriert ist, welches die Chip-Daten transportiert und eine 6-mHz-Bandbreite aufweist. Der RF-Abschnitt umfasst auch einen Verstärker mit variabler Verstärkung, der einen Verstärkungssteuerungseingang aufweist, der mit der Leitung 758 gekoppelt ist, die mit der automatischen Verstärkungssteuerungsschaltung 756 gekoppelt ist. Die AGC-Schaltung arbeitet über ein festes Intervall und zählt die Anzahl an Malen, in welchen das Eingabesignal über einem voreingestellten Schwellenwert ist, und die Anzahl von Malen, in welchen es darunter ist. Ein Zähler ist auf einen negativen Wert an dem Beginn des Intervalls voreingestellt. Jedes Mal, wenn der Schwellenwert überschritten wird, wird der Zähler erhöht. Wenn der Zähler bis zu null gezählt hat an dem Ende des Intervalls, wird die AGC-Verstärkung richtig gesetzt. Positive Werte rufen nach einer abnehmenden Verstärkung, und negative Werte rufen nach einer erhöhten Verstärkung.
  • Das Signal auf der Leitung 752 wird in eine digitale Information konvertiert durch den A/D-Konvertierer 754, welcher eine IF-Abtastung ausführt, wie es im Stand der Technik bekannt ist und zuerst durch Colinberg beschrieben wurde, dessen Unterlagen hier durch Bezugnahme mit einbezogen werden. Die Abtastrate ist 4 mal die Symbolperiode. Der Vorteil eines Verwendens der IF-Abtastung ist, dass sie das Benutzen von einem A/D-Konvertierer zum Abtasten von beiden, den Sinus- und den Kosinusträgern, erlaubt. In alternativen Ausführungsformen können zwei A/D-Konvertierer verwendet werden, wobei jeder eine Abtastrate im Wesentlichen größer als die Symbolperiode aufweist.
  • Die Verstärkung des Signals, welches durch den digitalen Datenausgang durch den A/D-Konvertierer 754 dargestellt wird, wird durch eine automatische Verstärkungssteuerung (AGC) 756 untersucht, und wenn die Amplitude nicht hoch genug ist, erzeugt die AGC-Schaltung ein Signal auf der Leitung 758, um die Verstärkung mit variabler Verstärkung in dem RF-Abschnitt zu erhöhen. Der RF-Abschnitt ist mit dem lokalen Oszillatorträgerfrequenz-Synthesizer 760 durch die Leitung 762 derart gekoppelt, um die lokalen Sinus- und Kosinusträgersignale zu empfangen, welche mit der Frequenz und Phase der Sinus- und Kosinusträger zusammenpassen, die durch die Sender zum QAM-Modulieren der Chips auf die RF-Signale verwendet werden, die durch das Medium transportiert werden.
  • Die Phasentrennung der Sinus- und Kosinuskomponenten der QAM-modulierten Daten, welche digital auf dem Bus 760 dargestellt sind, wird durch den passenden Filter 761 ausgeführt. Der passende Filter weist zwei Filter auf, welche Filtereigenschaften aufweisen, die das Spiegelbild der Quadrat-Hoch-Kosinus-Filtereigenschaften der Filter 1134 und 1136 bei dem Formungsfilter/Modulator 570 sind, der in der 46 gezeigt ist. Die passenden Filter trennen die orthogonalen reellen und imaginären Komponenten in den empfangenen Signalen und übertragen sie an den Rahmendetektor über die Busse 905 und 908 in den 34 und 38. Die Filtereigenschaft der passenden Filter wird durch die Daten von der CPU 405 auf dem Bus 1090 aufgestellt. In der bevorzugten Ausführungsform wird der Ausgang des passenden Filters 762 auf dem Bus 840 durch einen FFE/DFE-Filter 764 gefiltert, welcher funktioniert, um eine Vorzeiger- und Nachzeiger-Zwischensymbolinterferenz herunterzuschneiden. Der FFE/DFE-Filter 764 weist die Struktur der 37 auf, und jeder von den FFE- und DFE-Equalizern ist ein adaptiver FIR-Filter. Adaptive FIR-Filter und viele von anderen digitalen Signalverarbeitungskomponenten der hier offenbarten Schaltung sind bekannt und im Detail diskutiert bei Elliot, Handbook of Digital Signal Processing: Engineering Applications, (Academic Press Inc., San Diego, 1987), ISBN 0-12-237075-9, welche hier durch Bezugnahme mit einbezogen ist. In der bevorzugten Ausführungsform ist der FFE-Filter 764 zwischen die Schaltungen 765 und 767 gesetzt, um die Daten auf dem Bus 769 zu filtern.
  • Als nächstes wird die Entverteilung der Daten und das Wiedereinsammeln von den geeigneten Daten in den übereinstimmenden Zeitschlitzen durchgeführt, um die Codevermischung rückgängig zu machen, welche in den Sendern stattgefunden hat. Der erste Schritt in diesem Prozess wird durch den CDMA-MUX 766 erreicht. Dieser Multiplexer multipliziert die eingehenden Daten durch die transponierte Codematrix CT der Codematrix, die durch den CDMA-MUX 527 in den durch die 28A wiedergegebenen Sendern verwendet wird. Die sich ergebenden entteilten Daten werden in dem Pufferspeicher 768 sequentiell in der Reihenfolge der einzelnen Codemultiplikationen gespeichert. Der CDMA-MUX 766 oder die Steuerlogik 1082 erzeugt geeignete Lese-/Schreibsteuersignale, um den Puffer 768 dazu zu bringen, sequentiell die entteilten Daten auf dem Bus 776 zu speichern, welche durch den CDMA-MUX 766 ausgegeben werden. Eine Entumordnerschaltung 770 empfängt die gleiche Saatzahl auf dem Bus 772, wie sie durch den Codevielfaltumordner 506 in den Sendern empfangen wurde. Die Saatzahl wird an den Steuerkanal gesendet und verzögert an die Schaltung 770 durch die CPU 405 gegeben. Der Entumordner verwendet die Saatzahl zum Erzeugen der gleichen Pseudo-Zufallszahlen, wie sie von dieser Saat während jeder Symbolzeit durch den Sender erzeugt wurde (die Empfängerchiptakte sind mit den Senderchiptakten durch einen Prozess synchronisiert, welcher durch den Rahmendetektor 882 und die Steuerschlaufe 781 ausgeführt wird). Diese Pseudo-Zufallszahlen werden zum Erzeugen von Leseadresszeigern auf dem Adressbus 774 verwendet, welche mit dem Adressport des Puffers 768 zusammen mit geeigneten Lese-/Schreibsteuersignalen gekoppelt sind. Die Daten, welche an den Adressen gespeichert sind, die durch die Lesezeiger angegeben werden, werden dann an den Puffer auf dem Bus 795 ausgegeben. Dieser Bus ist mit einem von zwei Eingängen eines Schalters/Multiplexers 791 gekoppelt. Da die Adresszeiger in der gleichen Sequenz wie die Sender beim Umordnen von Daten erzeugt werden, werden die von dem Puffer 768 ausgelesenen Daten in der richtigen Sequenz ausgelesen, um die entteilten (bzw. zusammengefassten) Daten zurück in die sequentielle Reihenfolge der Zeitschlitze zu setzen.
  • Andere Daten, welche durch die Codeumordnerschaltung 770 auf dem Bus 772 empfangen werden, sind die Tss-Daten, welche angeben, welche Zeitschlitze der RU zugewiesen sind, und die RI, welche angeben, welche Codes reserviert sind und nicht durch diese RU oder CU verwendet werden können.
  • Diese Ordnungsoperation ist nicht notwendig, wenn der Empfänger in einer RU angeordnet ist, weil die CU nicht das Codespringen für Daten verwendet, die sie zu den RUs sendet. Daher gibt es in einigen Ausführungsformen von RU-Empfängern keine Puffer 768 und keinen Entordner 770. In anderen Ausführungsformen sind sie vorhanden, werden jedoch nicht verwendet, und ein Schalter 791 führt die zusammengefassten Daten auf den Bus 767 von dem CDMA-MUX 766 um den Puffer 768 herum und direkt in den Eingang des Verstärkers 788. Ein RU/CU-Signal auf der Leitung 793 steuert den Zustand des Schalters 791 derart, dass entweder der Datenausgangsbus 795 des Puffers 768 oder der Bus 766 mit dem Eingang 789 des Verstärkers 788 gekoppelt ist. Wenn der Empfänger in einem CU ist, ist der Bus 795 mit dem Bus 789 gekoppelt, während, wenn der Empfänger in einem RU ist, der Bus 776 mit dem Bus 789 gekoppelt ist.
  • In einigen Ausführungsformen werden die zusammengefassten Daten auf dem Bus 776 gleichzeitig von einem Nebensprechendetektor gelesen, welcher zum Bestimmen des Betrags an Interferenz zwischen angrenzenden Codes funktioniert und auch eine Rolle in der Taktwiedergewinnung derart spielt, dass alle RU- und CU-Empfänger und -Sender mit dem gleichen Takt synchronisiert werden können. Das Nebensprechen zwischen Kanälen, die mit angrenzenden zyklischen orthogonalen Codes kodiert sind, kommt immer von angrenzenden Kanälen her und tritt auf, wenn die Daten, die mit angrenzenden, zyklischen CDMA-Codes kodiert sind, nicht präzise ausgerichtet in der Zeit angekommen sind. In anderen Worten muss, um null Nebensprechen zu haben, die Taktzeit, bei welcher der erste Chip eines auf einem Kanal übertragenen Symbols, das mit einem zyklischen CDMA-Code verteilt ist, bei dem Empfänger ankommt, exakt die gleiche Zeit wie die Taktzeit sein, bei welcher der erste Chip eines Symbols, das auf einem angrenzenden Kanal übertragen wird, mit einem angrenzenden zyklischen Code verteilt ist. Ein Schlupf von einem Chip-Takt bedeutet ein vollständiges Überlappen und vollständiges Nebensprechen, da angrenzende zyklische Codes erzeugt werden durch Umschalten des Codes um eine Stelle nach rechts. Ein Schlupf oder eine Fehlausrichtung von weniger als einem vollständigen Takt wird bedeuten, dass etwas Nebensprechen besteht. Der Nebensprechdetektor erfasst den Betrag von Nebensprechen, das jeden Chip beeinträchtigt, von jedem Kanal durch Subtrahieren der Amplitude des Chip des Kanals, welcher aktuell bearbeitet wird, von der Amplitude des entsprechenden Chip, der auf dem unmittelbar vorhergehenden Kanal kodiert ist.
  • Bei diesen alternativen Ausführungsformen wird der Betrag an Nebensprechen als ein Taktnachverfolgungsfehler zu einer Steuerschlaufenlogik 781 gesendet, welche eine Taktphase-/Frequenzkorrekturspannung auf der Leitung 782 ausgibt. Dieses Signal wird mit dem Phasen-/Frequenzsteuerungseingang eines spannungsgesteuerten Kristalloszillators 784 gekoppelt, welcher ein Chip-Taktreferenzsignal auf der Leitung 786 erzeugt. Dieses Chip-Taktreferenzsignal wird einem Eingang eines Schalters 787 zugeführt, dessen anderer Eingang gekoppelt ist, um ein externes Taktreferenzsignal bei 8,192 Mhz zu empfangen. Ein Schaltsteuerungssignal auf der Leitung 791 von der CPU 405 steuert, ob der Schalter 787 auswählt, welches der Chip-Taktreferenzsignale auf den Leitungen 786 oder 789 für den Ausgang auf dem Bus 793 ausgewählt wird, zu der Phasenverriegelungsschlaufe (PLL) 880. Diese PLL 880 multipliziert das Taktreferenzsignal auf der Leitung 793, um zwei Ausgabesignale bei 114,688 Mhz zu erzeugen und 57,344 Mhz, welche auf dem Bus 888 zu einem Zeitbasisgenerator 886 zugeführt werden. Der Zeitbasisgenerator erzeugt die verschiedenen Taktsignale, welche für die Synchronisation des Systems benötigt werden.
  • In der bevorzugten Ausführungsform jedoch wird die Taktwiedergewinnung in den RUs durch den Rahmendetektor 882 unter Verwenden der Feineinstellungsschaltung ausgeführt, die in der 38 gezeigt ist. Diese Schaltung erzeugt ein Taktlenkungsnachverfolgungsfehlersignal auf der Leitung 900 in der 34. Dieses Taktlenkungssignal wird zu dem digitalen Äquivalent eines Integrators in der Steuerschlaufe 781 eingegeben, welche als ein Schlaufenfilter für eine Phaseverriegelungsschlaufe einschließlich vcxo 784 dient. Der Durchschnittsbildungsprozess der Integration eliminiert das zufällige Rauschen. Das integrierte Fehlersignal wird als ein Taktphasenlenkungssignal auf der Leitung 782 zu dem Fehlersignaleingang von dem vcxo 784 ausgegeben, um das Taktreferenzsignal auf der Leitung 786 zu erzeugen.
  • Obwohl eine allgemeine automatische Verstärkungssteuerungseinstellung durch den AGC 756 durchgeführt wurde, werden die Daten von vielen verschiedenen RUs empfangen, die an vielen verschiedenen Positionen in dem Netzwerk angeordnet sind. Um Fehler in der Interpretation der stromaufwärts empfangenen Daten zu minimieren, die durch die Amplitudenvarianz verursacht werden, welche durch unterschiedliche Pfadlängenverluste von den verschiedenen RUs und Kanalbeeinträchtigungen verursacht werden, ist eine separate Verstärkungssteuerungseinstellung für jede RU wünschenswert. Dies erfolgt durch Übertragen von jeder RU einer Präambel von bekannten Daten vor den Nutzdaten für jeden Zeitschlitz, welcher dieser bestimmten RU, wie oben erwähnt, zugewiesen ist. Daher wird ein Verstärker 768 mit variabler Verstärkung eingesetzt, um die Daten von jedem Zeitschlitz individuell zu verstärken. Die Steuerschlaufelogik 781 unterstützt diesen Prozess durch Senden eines gewünschten Verstärkungssignals auf der Leitung 790 zu dem Verstärker 788 basierend auf Eingängen, die auf den Bussen 792 und 794 empfangen werden. Der Eingang auf dem Bus 792 sind Daten, welche identifizieren, welche bestimmten Daten eines Zeitschlitzes aktuell an dem Eingang 789 des Verstärkers 788 sind und durch die Entmischungsschaltung 770 erzeugt werden. Die Steuerschlaufe 781 empfängt auch einen Eingang von der Steuerlogik 1082 und der CPU 405, welche angibt, wann Präambeldaten für einen bestimmten Zeitschlitz empfangen werden. Der Eingang auf dem Bus 794 wird durch einen Speicher 796 erzeugt, welcher einzelne Verstärkungssteuerungs- und Phasenfehlerkorrekturzahlen für jeden der 128 Nutzdatenkanäle (oder alle 144 Kanäle in einigen Ausführungsformen) speichert.
  • Während dem Empfang von Präambeldaten wirkt die Steuerschlaufe 781 mit dem Aufteiler 800, dem G2-Verstärker 788 und dem rotierenden Verstärker 765 zusammen, um einen iterativen Prozess auszuführen zum Reduzieren des Aufteilungsfehlers auf einen so niedrig wie möglichen Wert durch Einstellen des Amplitudenfehlers und Phasenfehlerkoeffizienten in der Stromaufwärtsträger-Wiedergewinnungsfehlerkorrekturfaktor-Gleichung (Gleichung (5)), die oben gegeben ist. Speziell werden die CPU 405 und die Steuerlogik 1082 der Steuerschlaufe 781 und dem Aufteiler 800 signalisieren, wenn Präambeldaten empfangen werden. Die Benachrichtigung an den Aufteiler 800 in der 34 und den Aufteiler/Detektor 466 in der 19 nimmt die Form einer Aktivierung des CU-Präambelsignals auf der Leitung 1086 ein. Wenn Präambeldaten empfangen werden, wird die Steuerschlaufe die anfänglichen Werte für die 1/a- und e–j⌀-Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturfaktoren der Gleichung (5) setzen und diese auf die Busse 790 und 802 jeweils zu dem G2-Verstärker 788 und dem rotierenden Verstärker 765 übertragen. Diese Schaltungen werden auf den empfangenen Datenabtastwerten betrieben, um die Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturen durchzuführen, und der Aufteiler wird das empfangene Signal mit dem 3 – j-Konstellationspunkt, welchen sie kennt, vergleichen, den sie bestimmt ist, während der Präambel zu empfangen. Die Amplituden- und Phasenfehler zwischen den tatsächlich empfangenen Daten und dem 3 – j-Punkt werden auf dem Bus 798 zu der Steuerschlaufe 781 ausgegeben. Die Steuerschlaufe 781 untersucht diese Fehlerwerte und stellt die 1/a- und e–j⌀-Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturfaktoren in einer geeigneten Richtung ein, um dazu zu tendieren, den Aufteilungs fehler zu minimieren. Der Prozess wiederholt sich selbst für den nächsten Präambel-3 – j-Konstellationspunkt. Gegebenenfalls findet die Steuerschlaufe Werte für die 1/a- und e–j⌀-Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturfaktoren, welche die Amplituden- und Phasenfehlerwerte auf dem Bus 798 minimieren. Diese Werte werden dann in dem Speicher 796 in den 34 und 19 als die 1/a- und e–j⌀-Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturfaktoren zum Verwenden in den empfangenen Daten aufgezeichnet für den (die) Zeitschlitz(e), welche(r) dieser bestimmten RU zugewiesen ist (sind). Dieser Prozess wird jedes Mal wiederholt, wenn die RU wieder erneut einem neuen Zeitschlitz(en) zugewiesen wird.
  • Der Prozess, welcher oben hinsichtlich der Synchronisation in dem Stromaufwärtsteil zu den Präambeldaten beschrieben wurde, ergibt eine Stromaufwärtsträgerwiedergewinnungssynchronisation. Die Rahmensynchronisation und die Chip-Taktsynchronisation erfolgen in der CU für Stromaufwärtsdaten durch den Rahmendetektor 882, welcher die Grob- und Feineinstellungsschaltung der 38 verwendet. Der CU-Empfänger weiß, wann die Lücke ist, so führt der Rahmendetektor 882 in der CU die Chip-Taktsynchronisation aus und sieht nach Aufstellungs-Barker-Codes und unterstützt den Prozess des Anweisens der RUs, wie ihre Übertragungsrahmenzeitverzögerungswerte Td so zu verändern sind, dass ihre Barker-Codes die Lücken treffen.
  • Nach der Synchronisation auf die Präambel in den Stromaufwärtsdaten verwendet die CU-Empfängersteuerschlaufe 781 die Information, welche auf dem Bus 792 benutzt wird, hinsichtlich welche Daten eines Zeitschlitzes aktuell empfangen werden zum Erzeugen eines Adresszeigers zu den Amplituden (1/a)- und Phasenfehler (e–j⌀)-Korrekturkoeffizienten für diesen Zeitschlitz in dem Speicher 796. Die Steuerschlaufe 781 sendet dann den Adresszeiger zu dem Speicher 796 über den bidirektionalen Bus 794 zusammen mit geeigneten Lese-/Schreibsteuersignalen und empfängt von dem Speicher die Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturkoeffizienten für den bestimmten Zeitschlitz, welcher empfangen wird. Die Steuerschlaufe setzt dann die Amplituden- und Phasenfehlerkorrek turkoeffizienten auf die Busse 790 und 802 jeweils, um den digitalen Verstärkungsprozess zu steuern, der durch den Verstärker 788 ausgeführt wird, und den Phasenfehlerkorrekturprozess, welcher durch den rotierenden Verstärker 765 ausgeführt wird.
  • Wenn der Empfänger in einer RU angeordnet ist, stammen die mehreren Zeitschlitze, welche von der CU empfangen werden, alle von der gleichen Stelle und dem gleichen Sender, somit müssen sie allesamt um die gleiche Verstärkung verstärkt werden. Daher muss in einem RU-Empfänger der Speicher 796 nur ein Register sein, welches einen Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturwert speichert, der durch diese bestimmte RU zum Empfangen von CU-Daten in allen Zeitschlitzen verwendet wird.
  • Der Aufteiler 800 ist von einem herkömmlichen Design und umfasst eine Schaltung zum Messen von beiden, dem Verstärkungs- und dem Phasenfehler, für die Daten von jedem Kanal. Diese Fehler werden durch die Schaltung in dem Aufteiler gemessen, welcher die Amplitude und Phase von einem empfangenen Chip mit der Amplitude und Phase von dem berechtigten Konstellationspunkt in der Konstellation der 21 vergleicht, welchen der empfangene Chip bestimmt ist, darzustellen. Es wird daran erinnert, dass die Konstellation der 21 alle zulässigen 4-Bit-Chips darstellt, welche ein Teil eines Symbols sein können. Jeder Chip ist zusammengesetzt aus 2 Bits plus einem Zeichenbit, welches die reale oder I-Achse-Koordinate definiert, und 2 Bits plus ein Zeichenbit, welches die imaginäre oder Quadratur-Q-Achse-Komponente definiert. Daher weist in polaren Koordinaten jeder Konstellationspunkt eine Amplitude und Phase auf, deren Kombination den Konstellationspunkt definiert. Zum Beispiel weist in der 21 der Chip 0010 eine Stärke und Phase auf, welche durch den Vektor 801 dargestellt ist. Man nehme an, dass der Chip 0011 nach Übertragungsverlusten, Nebensprechen etc. demoduliert wird und die I- und Q-Komponenten nach der Demodulation auf dem Punkt 803 in der Konstellation abgebildet werden, welche Stärke und Phase aufweisen, die durch den Vektor 805 dargestellt ist. Die Schaltung in dem Aufteiler 800, welche zum Quantifizieren des Stärke- und Phasenfehlers verantwortlich ist, vergleicht die Stärke und die Phase von dem Vektor 805 mit der Stärke und der Phase des Vektors 801 und erzeugt Amplitudenfehler- und Phasenfehlersignale auf dem Bus 798 aus den Unterschieden.
  • Die Phasenrotationsschaltung stellt die verstärkten Daten auf dem Bus 789 ein, wobei jeder empfangene Chip dargestellt wird, um die Phase davon zu drehen, um den Phasenfehler für diesen empfangenen Chip zu korrigieren. Dies wird durch eine Matrixmultiplikation der komplexen Zahl durchgeführt, welche jeden Chip durch Kosinus (⌀) ÷ j Sinus (⌀) darstellt, wobei ⌀ der Betrag der gewünschten Phasenkorrektur ist.
  • Die Steuerschlaufe 781 verwendet auch die Phasenfehlerdaten auf dem Bus 798 zum Erzeugen einer lokalen Oszillatorlenkungsspannung auf der Leitung 806, um die Phase und/oder die Frequenz von einem 3,584-MHz-Referenztaktausgang auf der Leitung 810 zu verändern durch einen spannungsgesteuerten Kristalloszillator 808 (vcxo). Das Taktlenkungssignal auf der Leitung 806 ist ein Trägernachverfolgungsfehler, der von dem Steuerkanalsignal abgeleitet ist. Das Steuerkanalsignal transportiert die Zeitsynchronisationssequenz, welche auf einer qpsk-Konstellation abgebildet ist. Der Trägernachverfolgungsfehler wird extrahiert basierend auf einem entscheidungsgeleiteten Diskriminator. Die Trägerwiedergewinnung wird unmittelbar gestartet, nachdem die AGC-Verstärkung gesetzt ist und das Aufstellen der Rahmensynchronisation erreicht wurde. Die Trägerwiedergewinnungsschaltung, die gerade beschrieben ist, wird durch die Modemsoftware überwacht, um sicherzustellen, dass sie in Synchronisation verbleibt, und, wenn die Verriegelung verloren ist, eine Unterbrechung auftritt, welche die Wiederinitialisierung des Modems dazu bringt, gestartet zu werden, und den Modemsender dazu bringt, inaktiviert zu werden. Das gleiche trifft zu, wenn die Taktsynchronisation verloren wird, d.h. der RU-Lokaltakt wird gesperrt auf den CU-Takt und die Taktwiedergewinnungsschaltung wird überwacht, um sicherzustellen, dass die Taktsynchronisation nicht verloren geht.
  • Wenn einmal die Trägerwiedergewinnung erreicht worden ist, werden die Kilorahmendaten, die in dem Steuerkanal kodiert sind, wiedergewonnen, um die Kilorahmensynchronisation zu erreichen, so dass die RU-Modemregister und -Software initialisiert werden können, um das Zählen der CU-Rahmen zu beginnen, um so fähig zu sein, geradeaus zu gehen, welche zugewiesenen Codes von den CU-Nachrichten während welcher Rahmen zu verwenden sind. Der RU-Empfänger dekodiert die Synchronisationssequenzdaten auf dem Steuerkanal unter Verwenden einer epsk-Konstellation. Der CU-Sender erzeugt das Steuerkanalsignal als eine pseudo-zufällige Synchronisationssequenz von Bits, welche eine in einem Zeitpunkt genommen werden, bpsk-moduliert und auf dem Kanal 1 übertragen, ein Bit pro Symbol oder 3 Bits pro Rahmen. Die RU erzeugt ihre eigene Übereinstimmungspseudozufallssequenz lokal in einer unten zu beschreibenden Art und Weise. Der RU-Rahmendetektor 882 in der 34 und 513 in der 19 demoduliert und dekodiert die eingehenden Bits und vergleicht sie mit seiner eigenen Übereinstimmungspseudozufallssequenz. Jedes Bit weist nur 2 mögliche digitale Werte auf, welche 2 Punkte in der bpsk-Konstellation definieren. Wenn die eingehenden Punkte in der Phase von einem dieser 2 Punkte rotiert werden, ist die Rotation ein Trägerphasenfehler und wird zum Erzeugen eines Phasenlenkungssignals verwendet, welches auf die Steuerschlaufe 781 und den vcxo 808 über die Busse 900 und 806 jeweils übertragen wird. Ein Kilorahmen ist 1024 Rahmen lang. Wenn die Bits empfangen werden, werden sie mit der lokalen, pseudo-zufällig erzeugten Sequenz verglichen. Wenn Kommunikationen perfekt waren und die Rahmensynchronisation perfekt ist, würden die eingehenden Bits der Synchronisationssequenz mit der lokal erzeugten Sequenz exakt übereinstimmen. Eine Zustandsmaschine zählt die Anzahl von Fehlübereinstimmungen, und wenn sie niedriger als ein Schwellenwert ist, wird die Rahmensynchronisation angenommen und die Fehler auf das Rauschen auf dem Kanal geschoben. Wenn die Anzahl von Fehlern den Schwellenwert überschreitet, wird eine Unterbrechung erzeugt, welche den Verlust der Rahmensynchronisation signalisiert, und die Wiederinitialisierung wird gestartet. Der Kilorahmenmarkierer wird in der Synchronisationssequenz detektiert, wenn ein 16-Bit-Feedback-Schaltregister, welches mit 16 Bits von dem eingehenden Bitstrom der Synchronisationssequenz beladen ist, einen Zustand erreicht, welchen er nur erreicht, nachdem 1024 Rahmen an Bits von der Synchronisationssequenz angekommen sind.
  • Speziell bezugnehmend auf die 52 ist die Schaltung des Rahmendetektors gezeigt, welcher die Rahmensynchronisation überwacht und den Kilorahmenmarkierer in der Steuerkanalsynchronisationssequenz erfasst. Die bpsk-Steuerkanaldaten treten auf die Leitung 906 ein und werden in einem Aufteiler 1320 erfasst. Der Aufteilerausgang ist mit einem ersten Eingang von einem Exklusiv-ODER-(xor-)Gatter gekoppelt, welches die Daten selektiv zur korrekten Phasenmehrdeutigkeit invertiert (der Träger kann unbeabsichtigt verriegeln in 180 Grad außerhalb von Phase, was jedes Bit in der lokal erzeugten Pseudozufallssequenz dazu bringt, das Gegenteil von dem eingehenden Sequenzbit zu sein) in Übereinstimmung mit einem Mehrdeutigkeitssignal auf der Leitung 3324 von der Zustandsmaschine 1326. Ein Schalter 1326 unter Steuerung der Zustandsmaschine wählt die Daten auf der Leitung 1328 für den Eingang zu dem 16-Bit-Feedback-Schaltregister (FSR) 1330 für die ersten 16 Taktzyklen aus. Das FSR wird einmal pro Symbol durch ein Taktsignal auf der Leitung 1332 von der Zeitbasis 886 in der 34 getaktet. Nachdem die ersten 16 eingehenden Bits geladen sind, wird der Multiplexer durch die Zustandsmaschine umgeschaltet, um die Feedback-Daten auf der Leitung 1334 von dem Ausgang des xor-Gatters 1336 auszuwählen, dessen Eingänge mit den beiden MSB-Ausgängen des FSR gekoppelt sind. Der FSR wirkt als der lokale Pseudozufallszahlgenerator zum Erzeugen einer Sequenz an Bits, welche dazu gedacht sind, mit der eingehenden Synchronisationssequenz übereinzustimmen. Die Feedback-Daten auf der Leitung 1334 dienen als ein Vorhersager der nächsten eingehenden Bits in der Sequenz und wird zu einem Eingang eines xor-Gatters 1338 zugeführt. Der andere Eingang dieses Gatters empfängt die tatsächlich eingehenden Bits der Synchronisationssequenz. Die Feedback-Bits werden auch in den FSR durch den Schalter 1326 zurückgeführt, um weiter den Zustand davon zu ändern. Das xor-Gatter 1338 gibt eine null auf der Leitung 1340 aus, wenn das vorhergesagte Bit auf der Leitung 1334 mit dem tatsächlich eingehenden Bit übereinstimmt. Die null auf der Leitung 1340 aktiviert nicht den Fehlerzähler 1342, so tritt keine Fehlerzählungserhöhung auf. Wenn das vorhergesagte Bit mit dem tatsächlichen Bit nicht übereinstimmt, wird der Fehlerzähler 1342 aktiviert und auf den nächsten Symboltakt erhöht. Der Zeitgeber 1344 steuert das Intervall, über welches der Fehlertakt genommen wird. Der Fehlertakt auf dem Bus 1344 wird durch die Zustandsmaschine gelesen und verwendet, einen Verlust der Rahmensynchronisation zu detektieren und automatisch dieses Ereignis zu signalisieren und zu versuchen, den Steuerkanal und die Rahmensynchronisation wiederzuerwerben. Die Wiederinitialisierung wird initialisiert durch die Software beim Empfang eines Verlusts des Rahmensynchronisationssignals von der Zustandsmaschine. Die Wiedererwerbung wird kontinuierlich wiederversucht, bis die Kilorahmensynchronisation wieder erreicht wird.
  • Die 53 ist ein Zustandsdiagramm für die Zustandsmaschine 1326, welche die Rahmensynchronisation überwacht. Die Zustandsmaschine beginnt in dem Erwerben des wahren Zustands 1352 durch Steuern des Schalters 1326, um es dem sechzehn Synchronisationssequenzbits zu erlauben, in dem FSR 1330 einzutreten, ohne ihr Invertieren über das Mehrdeutigkeitssignal auf der Leitung 1324. Der Übergang zu der Qualifikation wahrer Zustand 1354 tritt dann auf, wenn der Fehlerzähler auf der Leitung 1344 überwacht wird und der Schalter 1325 gesteuert wird, um die Feedback-Bits auf der Leitung 1334 für die Eingabe in dem FSR 1330 auszuwählen. Der Zustand 1354 bestimmt, ob für jedes Zählintervall die Fehlerzählung den Schwellenwert 1 überschreitet oder geringer ist als 1. Wenn die Zählung den Schwellenwert 1 überschreitet, ist das mögliche Problem, dass der Träger auf 180 Grad außer Phase verriegelt wurde. Der Übergang zu dem Erwerbungsumkehrzustand 1356 tritt dann auf, wenn das Mehrdeutigkeitssignal so angetrieben wird, um die nächsten 16 eingehenden Steuerkanalbits zu invertieren, und der Schalter 1326 gesteuert wird, diese invertierten Bits in dem FSR zu laden. Als nächstes geht die Zustandsmaschine zu dem Qualifikationsumkehrzustand 1358 über, in welchem die eingehenden Steuerkanalbits invertiert werden und der Schalter 1326 geschaltet wird, um die Feedback-Bits auf der Leitung 1334 auszuwählen, und die Fehlerzählung wird wieder überwacht. Wenn die Fehlerzählung den Schwellenwert 1 wieder überschreitet, ist das Problem nicht eine Phasenmehrdeutigkeit, der Pfad 1360 wird so zu dem Zustand 1352 genommen, um wieder zu beginnen, und das Mehrdeutigkeitssignal wird gesetzt, nicht die eingehenden Bits zu invertieren. Wenn die Fehlerzählung geringer als der Schwellenwert 1 ist, war die Phasenmehrdeutigkeit das Problem, und der Pfad 1362 wird zum Nachverfolgen des Umkehrzustands 1364 genommen. Diese Zustandsmaschine bleibt in dem Zustand 1364, in welchem eingehende Steuerkanalbits invertiert werden und mit den vorhergesagten Bits verglichen werden, welche durch den FSR erzeugt werden, solange die Fehlerzählung unter einem zweiten Schwellenwert bleibt. Sobald die Fehlerrate den Schwellenwert 2 überschreitet, tritt der Übergang zu dem Erwerbungsumkehrzustand 1356 auf, und neue 16 invertierte Steuerkanalsynchronisationssequenzbits werden durch den Schalter 1326 in den FSR geladen, und der Prozess beginnt erneut. Ein Nachverfolgungswahrzustand 1366 arbeitet auf die gleiche Art und Weise wie der Zustand 1364, außer dort, wo die Verriegelung ein erreicht wurde ohne das Invertieren der eingehenden Steuerkanalbits.
  • Nach 1024 Rahmen der vorangegangenen Aktivität, wird der Zustand der Ausgangsleitungen 1346 allesamt 1en sein. Dies ist der Kilorahmenmarkierer. Dieser Zustand veranlasst das UND-Gatter 1348 dazu, einen K_F-Kilorahmenmarkierer 1 zu dem Trainingsgenerator 1352 zu senden. Diese Schaltung wird zum Koordinieren des Rahmenkennzeichnungsnummerzählens in dem RU-Empfänger verwendet. Die RU zählt eingehende CU-Rahmen mittels eines Zählers, welcher die Auftretungen des GAP_A-Signals von der CPU 405 zählt. In der bevorzugten Ausführungsform ist dieser Zähler in der Zeitbasis 886 in den 34 und 19 angeordnet, welche mit der CPU über den Bus 1350 oder den Rahmendetektor 882 in der 34 und den Rahmendetektor 513 in der 19 kommuniziert, welcher mit der CPU über die Busse 755 und 902 jeweils kommuniziert.
  • Zurückkehrend zu der Diskussion der 34 wird die Trägerreferenzfrequenz auf der Leitung 810 durch den Frequenzsynthesizer 760 zum Erzeugen von lokalen Sinus- und Kosinusträgersignalen auf der Leitung 762 verwendet, die mit der Frequenz und Phase des lokalen Oszillatorträgersignals übereinstimmen, die in den QAM-Modulatoren in den Sendern verwendet werden (entsprechend zu dem Träger auf der Leitung 427 in der 24). Die Steuerschlaufe 781, der vcxo 808 und der Frequenzsynthesizer 760 kombinieren in der Ausführungsform der 34, um die Funktion der Trägerwiedergewinnungsschaltung 515 in der 19 auszuführen. Der (Die) lokal(en) Träger auf der Leitung 762 sind mit dem RF-Demodulatorabschnitt 750 gekoppelt und werden dort in einem Demodulator ähnlich zu dem verwendet, was in der 25 als die sinus- und kosinuslokalen Träger auf den Leitungen 480 und 482 jeweils gezeigt ist.
  • Der Empfänger der 34 verwendet zwei Vorwärtszuführ-Equalizer (FFE) und zwei Entscheidungs-Feedback-Equalizer (DFE). Der erste FFE und DFE sind kombiniert gezeigt als die Schaltung 764 gerade nach dem übereinstimmenden Filter 761 und gerade vor dem Orthogonalcodedemultiplexer. Der zweite FFE ist mit einem rotierenden Verstärker in der Schaltung 765 kombiniert nach der Orthogonalcodedemultiplexoperation und vor dem Aufteiler. Der zweite DFE ist in der Schaltung 820. Der Ausgleichsprozess beinhaltet ein gewisses Zwischenspiel zwischen diesen FFEs und DFE, wie es unten in dem Abschnitt zum Ausgleich beschrieben werden wird. Beide der FFEs funktionieren zum Eliminieren oder deutlich Reduzieren einer Vorzeigerzwischensymbolinterferenz, und beide DFEs funktionieren zum Reduzieren oder Eliminieren einer Nachzeigerzwischensymbolinterferenz.
  • Der Vorzeiger und Nachzeiger ISI können wie folgt verstanden werden. Wenn ein Sender einen Signalimpuls auf einem Symbol mit angrenzend leeren Symbolen sendet, würden die Empfänger in einem idealen System die Impulse mit Nullen auf beiden Seiten von ihm empfangen. Aufgrund von Kanalbeeinträchtigungen werden die Empfänger jedoch einen Impuls empfangen, und es wird etwas Nicht- Null-Daten in Symbolen auf beiden Seiten des Impulses geben. Die Nicht-Null-Daten in den Symbolen, welche dem Impulssymbol in der Zeit vorangehen, sind eine Vorzeigerzwischensymbolinterferenz. Die FFE-Schaltungen entfernen diese Interferenz. Die Nicht-Null-Daten in Symbolen, auf die Symbole in der Zeit folgen, sind eine Nachzeigerinterferenz, welche durch die DFE-Schaltungen entfernt wird. Die DFE-Schaltung 820 empfängt als einen ihrer Eingänge den Entscheidungsdatenausgang durch den Aufteiler 800 auf dem Bus 836 und verarbeitet diese Signale in Übereinstimmung mit der Filtertransferfunktion, welche durch die Tap-Gewichtskoeffizienten aufgestellt ist, welche auf dem Bus 842 von einer Zuletzt-Mittel-Quadratberechnungsschaltung empfangen werden. Die sich ergebenden Signale werden auf dem Bus 846 zu dem Subtraktionseingang der Differenzberechnungsschaltung 767 ausgegeben. Die DFE- und Differenzberechnungsschaltung kombinieren, um diesen Abschnitt von der Zwischensymbolinterferenz abzuziehen, welche durch zuvor erfasste Symbole von den Schätzungen von zukünftigen Abtastwerten erzeugt werden.
  • Alle die DFE- und FFE-Schaltungen sind FIR-Filter mit adaptiven Tap-Koeffizienten. Die DFE-Schaltung 820 und die FFE-Schaltung 765 (die Schaltung 765 ist nur während der Gleichsetzungstrainingsperiode ein FFE und ist ein rotierender Verstärker während dem Nutzdatenempfang nach dem Training) empfangen ihre adaptiven Tap-Koeffizienten auf den Bussen 842 und 838 jeweils von der Zuletzt-Mittel-Quadratberechnungsschaltung 830. Die FFE/DFE-Schaltung 764 empfängt ihre Tap-Koeffizienten über den Bus 844 von der Zuletzt-Mittel-Quadratberechnungsschaltung 830. Den FFE- und DFE-FIR-Filtern sind anfängliche Werte für ihre adaptiven Tap-Koeffizienten gegeben, welche nahe genug sind, um den Anpassungsprozess durchführen zu lassen. Diese Voreinstellungskoeffizienten werden von der CPU 405 über die Busse 824, 821 und 822 zugeführt. Danach werden die Koeffizienten adaptiv durch Signale auf den Bussen 842, 838 und 844 durch die Zuletzt-Mittel-Quadratschaltung 830 geändert unter Verwenden eines herkömmlichen Vorzeiger- und Nachzeiger-ISI-Eliminations-Tap-Koeffizientenberechnungsalgorithmus.
  • Die Zuletzt-Mittel-Quadrat-(LMS-)Schaltung 830 berechnet iterativ die neuen Tap-Koeffizienten auf eine herkömmliche Art und Weise und wirkt mit den FFEs und DFEs in der unten in dem Ausgleichsabschnitt beschriebenen Art und Weise zusammen. Die LMS beginnt mit den anfänglichen Tap-Gewichten und berechnet iterativ die Faltungssumme zwischen den Tap-Eingabesignalen (Eingabesignale zu jeder Stufe der getappten Verzögerungsleitungen) innerhalb der FFE 765 und der DFE 820 und den Tap-Koeffizienten von der FFE 765 und der DFE 820, von denen alle über bidirektionale Busse 842 und 838 erhalten werden. Die LMS empfängt dann Fehlersignale auf dem Bus 831, welche durch eine Differenzberechnungsschaltung 832 berechnet sind, definiert als die Differenzen zwischen den gewünschten Datenpunkten auf dem Bus 836 und den empfangenen Datenpunkten auf dem Bus 834. Die LMS berechnet dann neue Tap-Gewichte durch Multiplizieren der Fehlersignale mal den entsprechenden Tap-Eingabesignalen, die zum Berechnen der Faltungssumme verwendet werden, mal einer vorherbestimmten Stufengröße, welche die Rate der Konvergenz zu einem stabilen Wert setzt, und das Ergebnis wird zu den alten Tap-Gewichten hinzugefügt, um bei den neuen Tap-Gewichten anzukommen. Diese neuen Tap-Gewichte werden dann an die FFE 765 und DFE 820 zum Verwenden während der nächsten Iteration gesendet.
  • Die LMS-Schaltung implementiert eine Berechnung, welche auf der Tatsache basiert, dass der benötigte Wechsel in den adaptiven Koeffizienten zu den adaptiven FIR-Filtern 764 und 820 proportional zu dem Fehler auf dem Bus 831 ist mal der konjugierten komplexen Zahl der Daten, welche in die Filter eingegeben werden. In anderen Worten wird der Fehler durch komplexe Zahlen multipliziert, welche die empfangenen Chips darstellen, welche die Zeichen ihrer Q- oder imaginären Komponenten invertiert gehabt haben.
  • Der DFE-Filter eliminiert oder reduziert die Nachzeigerinterferenz durch Zuführen eines Subtraktionswertes auf den Bus 846 zu dem Subtraktor. Die durch den DFE-Filter auf dem Bus 846 gesendeten Daten werden von den Daten auf dem Bus 769 subtrahiert, die durch den FFE-Filter 765 während dem Ausgleichstrainingsintervall ausgegeben werden. Die Eliminierung der Vorzeigerinterferenz und der Nachzeigerinterferenz von den Daten auf dem Bus 834 ermöglicht es dem Aufteiler 800 und einem Viterbi-Dekodierer 850, bessere Entscheidungen darüber zu machen, welche Chips tatsächlich gesendet werden trotz der Kanalbeeinträchtigungen. Die LMS-, DFE- und FFE-Schaltungen können in einigen einfachen Ausführungsformen weggelassen werden, mit z.B. nur 4 Punkten in ihrer Konstellation. Um jedoch mehr Datendurchsatz zu bekommen, sind komplexere Konstellationen nötig, und in solch einer Situation sind die Punkte näher zusammen, und die ISI-Interferenz macht eine entscheidungsbezogene Unterscheidung zwischen den Konstellationspunkten schwieriger. Dies erzeugt ein Bedürfnis für die oben beschriebene ISI-Eliminationsschaltung.
  • Nach der Korrektur für die ISI-Interferenz werden die korrigierten Daten über den Bus 834 zu dem Aufteiler 800 weitergeleitet. Der Zweck des Aufteilers ist es, unmittelbare Entscheidungen durchzuführen hinsichtlich welchen Punkt in der Konstellation jeder Chip darstellt für die Zwecke des Erzeugens der Verstärkungs- und Phasenfehler, welche von der Steuerschlaufe benötigt werden, und für die Zwecke des Erzeugens der gewünschten Daten auf dem Bus 836. Der Aufteiler nutzt nicht das 4te redundante Bit in jedem Chip für diesen Zweck, und als ein Ergebnis macht er Fehler beim Interpretieren von Chips. Es ist Aufgabe des Viterbi-Dekodierers 850, diese Fehler in der Interpretation zu korrigieren.
  • Viterbi-Dekodierer sind im Stand der Technik gut bekannt, und jeder Viterbi-Dekodier-Algorithmus wird für die Zwecke des Ausführens der Erfindung genügen. Der spezielle Viterbi-Algorithmus, welcher in der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, ist unten gegeben. Grundsätzlich verfolgen der Viterbi-Dekodierer 850 und der Speicher 852 den gegenwärtigen und letzten Zustand für jeden Zeitschlitz für die Zwecke eines Nachverfolgens eines Pfades durch einen dreidimensionalen Raum, welcher durch die Konstellation von zulässigen Eingabepunkten definiert ist, die ausgestreckt sind über eine dritte Achse, welche die Zeit darstellt, welche orthogonal zu den I- und Q-Achsen ist. Es gibt von diesen dreidimensionalen Räumen einen für jeden Zeitschlitz. Durch Benutzen von dem redundanten Bit oder Bits in jedem Chip und Untersuchen des Pfades, welchen die Zustände von jedem Zeitschlitz durch den geeigneten 3-D-Raum über die Zeit nehmen, macht der Viterbi-Dekodierer eine besser informierte Entscheidung dahingehend, welcher berechtigte Punkt in der Konstellation von zulässigen Punkten jeder Code darstellt. Die Information auf dem Bus 792 zu dem Viterbi-Dekodierer von dem Entmischer bzw. Ordner teilt dem Viterbi-Dekodierer mit, welcher Zeitschlitz während welchem von jedem empfangenen Code auf dem Bus 836 übertragen wurde. Der Viterbi-Dekodierer verwendet diese Information, um einen Adresszeiger zu dem Speicher 852 zu erzeugen, welcher zu der Zustandinformation für diesen Zeitschlitz zeigt. Dies ermöglicht es dem Speicher 852, die Zustandsinformation auszugeben, welche durch den Viterbi-Dekodierer zum Durchführen ihrer Analyse verwendet wird.
  • Obwohl jeder herkömmliche Viterbi-Dekodier-Algorithmus zum Ausführen der Erfindung genügen wird, wird in der bevorzugten Ausführungsform der folgende Viterbi-Algorithmus benutzt.
  • Figure 01890001
  • Figure 01900001
  • Figure 01910001
  • Die Astmetriken werden nach einem Symbol in einem normalen Modus berechnet und nach zwei Symbolen in einem Rückfall- bzw. Fallback-Modus und werden dann in dem Speicher gespeichert. Die vorberechneten Zweigmetriken werden dann zum Berechnen der Pfadmetriken verwendet. Im Rückfallmodus werden die Zweigmetriken von den zwei Symbolen durch Summieren der beiden Quadratabstände zu jedem QPSK-Symbol berechnet. Die Zweigmetriken von den dekodierten Symbolen werden summiert, um eine Zweigmetrik wie in dem normalen Modus zu erhalten.
  • Der besondere Trellis-Code, welcher für die Implementierung der Erfindung ausgewählt wurde, ist eine rotierende Invariante mit keinen parallelen Pfaden und 16 Zuständen.
  • Nachdem der Viterbi-Dekodierer 850 die richtigen Daten für jeden Zeitschlitz auf dem Bus 854 ausgibt, sammelt der Entrahmer 856 wieder die Daten in die zeitteilungsgemultiplexten Zeitschlitze ein, in welchen diese gleichen Daten ursprünglich an der Rahmenbilderschaltung von dem Sender für das Kodieren und das CDMA-Verteilen gekommen sind. Der Entrahmer 856 entmischt auch die Daten, um die Wirkungen der Vermischung rückgängig zu machen, welche durch den Vermischer bzw. Verschlüsseler 524 ausgeführt wurden. Der sich ergebende TDMA-Strom von 9-Bit-Bytes wird auf einem seriellen Datenformatbus 850 ausgegeben. Jedes 9-Bit-Byte in diesem Datenstrom setzt sich zusammen aus den wiedergeordneten, entmischten drei Tribits, in welche er ursprünglich in dem Rahmenbilder des Senders gebrochen wurde, um die drei Symbole des Rahmens zu bilden, während welchen dieses 9-Bit-Byte übertragen wurde.
  • Der Ausgabebus 854 von dem Viterbi-Dekodierer 854 ist auch mit einer Befehls- und Steuerkanalschaltung 860 gekoppelt, welche Codes speichert und/oder verarbeitet, die auf den Befehls- und Steuerkanälen in den Stromabwärtsdaten gesendet wurden. Einige Umschalt- oder Multiplexfunktionen zum Auswählen der Befehls- und Steuercodes aus dem Strom an Daten auf dem Bus 854 werden bereitgestellt, sind jedoch nicht gezeigt. Die auf dem Zugangskanal in den Stromaufwärts- oder Stromabwärtsdaten gesendeten Codes werden gespeichert und/oder verarbeitet durch eine Zugangskanalschaltung 862, welche diese Codes von dem Ausgang des Viterbi-Dekodierers 850 über den Bus 854 empfängt. Die Befehlssteuercodedaten werden in einer C3-Schaltung 860 von dem Viterbi-Dekodierer über den Bus 854 eingegeben. Die CPU 405 tritt ein in die Befehls- und Steuerdaten und Zugangskanalkommunikationen von der C3-Schaltung 860 und die Zugangskanalschaltung 862 über den Bus 1096. Die Verarbeitung der Befehls- und Steuerkanalcodes und Zugangskanalcodes kann auch in den Schaltungen 860 und 862 jeweils in alternativen Ausführungsformen ohne Interaktion mit der CPU auftreten, oder die Codes können einfach in Schaltungen 860 und 862 gepuffert werden, bis sie durch einen Verwaltungs- und Steuerungsprozess gelesen werden können, der in der CPU 405 ausgeführt wird.
  • Der Aufstellungsprozess in seinen früher hier beschriebenen verschiedenen Ausführungsformen wird unterstützt durch die R/Tng-Schaltung 763. Diese Schaltung empfängt ein RU/CU-Signal auf der Leitung 759 von der CPU 405, welches der Schaltung mitteilt, ob sie ihre Funktion in einer RU oder einer CU am Ausführen ist. In der bevorzugten Ausführungsform ist die Schaltung 763 einfach ein DMA-FIFO, welcher Statusinformation hinsichtlich der Positionierung der Barker-Codes in den Sicherheitsbändern während dem Aufstellen und dem anfänglichen Rahmensynchronisationsprozess speichert. Diese Statusinformation wird von dem Rahmendetektor 882 über den Bus 883 empfangen. Diese Daten werden weitergeleitet zu der CPU 405 über DMA-Transfers über den Bus 755 zu einem Speicher (nicht gezeigt), der mit der CPU 405 gekoppelt ist. Wenn sie ihre Funktion in einer RU ausführt, speichert die Schaltung 763 Statusdaten, welche durch die Rahmendetektorschaltung beim Implementieren von irgendeiner der Funktionen erzeugt werden, welche für irgendeine ausgewählte der Ausführungsformen der RU bei dem Aufstellen, der Konkurrenzauflösung und den Authentifizierungsflussdiagrammen der 7A–7C, 8, 9 und 29–33 angegeben sind. Diese Daten können Daten umfassen, wie viele Aufstellungsimpulse in der Lücke aufgetreten sind, und Daten, welche zu der Aufstellungsschaltung 510 in dem Sender über den Bus 757 für Zwecke eines Setzens der Übertragungsrahmenzeitverzögerung zu senden sind. Diese Nachrichten an den Sender auf dem Bus 757 umfassen Daten, welche der Senderaufstellungsschaltung 510 mitteilen, wenn der Barker-Code oder ein anderes Signal von der CU in jedem Rahmen (Übertragung 80 in der 4B) übertragen worden ist, wobei dadurch die Empfangsrahmenzeitreferenz aufgestellt wird, ob ein anderer Aufstellungsimpuls nach der Konkurrenzauflösung zu übertragen ist und wie der Verzögerungsfaktor einzustellen ist, der die Übertragungsrahmenzeitreferenz aufstellt, vor dem Senden jedes Aufstellungsimpulses oder Barker-Codes und, in einigen Ausführungsformen, welcher Barker-Code zu übertragen ist.
  • In der bevorzugten Ausführungsform empfängt die Befehls-, Kommunikations- und Steuerungs-(C3-)Schaltung 860 Nachrichtenverkehr, welcher mit dem Aufstellen, Authentifizieren und den Mediumszugangssteuerungsprozessen verbunden ist, wie im Detail gezeigt in den Flussdiagrammen der 7–9 und 29-33, und überträgt diese Daten zu der CPU 405 über den Bus 1096. Solche Daten umfassen Daten von der CU, welche angeben, wenn die Authentifizierung gewünscht wird, und Daten hinsichtlich wenn das Senden des einzelnen Authentifizierungscodes der RUs zu starten ist. Die Schaltung 860 empfängt auch die Authentifizierungscodeausstrahlung durch die CU nach einem Authentifizierungsintervall zum Bestimmen, ob es die RU ist, welche die Lücke getroffen hat. Wenn dies so ist, sendet die Schaltung 860 eine Nachricht zu dem Sender über die CPU 405, um ihren laufenden Wert für die Übertragungsrahmenzeitreferenzverzögerung bei dem zuletzt benutzten Wert für die Übertragung des Aufstellungsimpulses in der Authentifzierungscodesequenz einzufrieren. Die Schaltung 763 überwacht auch den Steuerkanal nach Instruktionen von der CU, wie ihre Übertragungsrahmenzeitreferenzverzögerung einzustellen ist, um exakt in dem Aufstellungsimpuls in der Mitte der Lücke zentriert zu sein.
  • Wenn das Signal auf der Leitung 759 angibt, dass der Empfänger der 34 in einer CU betrieben wird, führt die Schaltung 763 diese Funktionen aus, welche für jede der ausgewählten der Ausführungsformen der CU bei dem Aufstellen, der Konkurrenzauflösung und den Authentifzierungsflussdiagrammen der 7A–7C, 8, 9 und 29–33 angegeben sind. Die Schaltung 763 speichert Daten, welche auf dem Bus 883 empfangen werden, hinsichtlich wie viele Barker-Codes in der Lücke während der Aufstellung und der Authentifizierung aufgetreten sind, und Daten hinsichtlich wie viele RUs die Lücke getroffen haben, wobei die Daten die Position des (der) Barker-Code(s) in der Lücke bestimmen, und Daten, welche Wechsel der Position von dem Barker-Code in der Lücke befehlen, Daten, welche von dem Scannen der Lücke nach zusätzlichen ungewünschten Impulsen an den Rändern der Lücken sich ergeben. Diese Daten werden durch die CPU gelesen und zum Zusammensetzen von Nachrichten für die Übertragung durch den Sender auf dem Steuerkanal benutzt, wie z.B. „Keine Codes in der Lücke – Passen Sie Ihre Verzögerungen an und versuchen Sie es erneut", „Ein Code in der Lücke", „Mehrere Codes in der Lücke – Trete in die Konkurrenzauflösung ein", „Bewege die Barker-Codes x Chips nach links oder rechts", „Sah Sequenz xxxxxxx in den Lücken während den Authentifizierungsrahmen", „Keine Aktivität in der Lücke während dem Authentifizierungsintervall – Führen Sie wieder Ihre Konkurrenzauflösungsprotokolle aus" etc.
  • Taktwiedergewinnung
  • Die RUs können nicht den Prozess des Aufstellens beginnen, bis sie zu dem Mastertakt des Systems synchronisiert wurden. Der Mastertakt läuft in der CU und wird in den Stromabwärtsdaten kodiert, welche von der CU zu den RUs während den Lücken gesendet werden. Die Stromabwärtsdaten sind zusammengesetzt aus den Barker-Codes, welche jedem Rahmen durch die CU zu den RUs während den Lücken zwischen den Rahmen gesendet werden. Alle RUs synchronisieren sich zu diesen Stromabwärtsdaten durch Extrahieren des Master-Takt-Signals davon, wobei dadurch eine Taktsynchronisation und eine Rahmensynchronisation erreicht werden. Die Rahmensynchronisation, wie dieser Begriff im Zusammenhang der Taktwiedergewinnung verwendet wird, bedeutet nur, dass die RUs wissen, wenn die Rahmen der CUs starten. Die Rahmensynchronisation, wie der Begriff zum Aufstellen oder für Zwecke des Trainings verwendet wird, bezieht sich auf das Aufstellen der richtigen Übertragungsrahmenzeitreferenzverzögerungen in jeder RU, so dass jede RU die Mitte der Lücke mit ihren Aufstellungsimpulsen derart trifft, dass alle Symbole, welche durch jede RU übertragen werden, unabhängig von Unterschieden in der Stelle und der Ausbreitungsverzögerung gleichzeitig an der CU zum Verteilen ankommen. Die Taktwiedergewinnung von den Barker-Codes, welche während den Lücken übertragen werden, erfolgt unter Verwenden einer Phasenverriegelungsschlaufe 880, eines spannungsgesteuerten Oszillators 784, eines Phasendetektors 778, einer Steuerschlaufe 781 und eines Schlaufenfilters in dem Rahmendetektor 882 in der 34. Der Phasendetektor 778 bestimmt den Phasenfehler durch Vergleichen der Phase des Taktsignals, welches von dem Barker-Code abgeleitet ist, der von der CU empfangen wurde, mit der Phase des lokalen Oszillatortaktes, der durch die PLL 880 erzeugt wurde, und erzeugt ein Phasenfehlersignal auf dem Bus 780. Dieses Phasenfehlersignal wird durch die Steuerschlaufe 781 zu dem spannungsgesteuerten Oszillator 784 weitergeleitet, welcher seine Frequenz in einer Richtung verändert, um den Phasenfehler zu eliminieren. Die Phase des lokalen Oszillatortakts wird von einem Signal auf dem Bus 884 von dem Zeitbasisgenerator 886 abgeleitet. Der Zeitbasisgenerator erzeugt den benötigten Bittakt, den Byte-Takt, den Chip-Takt und andere Zeitplanungssignale von dem lokalen Oszillatorsignal, welches von der Leitung 888 empfangen wurde.
  • Ausgleichstrainingsprozess
  • Bezugnehmend auf die 45 ist dort ein Flussdiagramm für den Prozess gezeigt, welcher durch die RUs zum Ausführen des „Trainings" ausgeführt wird. Das Training bestimmt Kanalbeeinträchtigungen und setzt Koeffizienten in Vorcodefilter zum Vorverzerren ihrer Übertragungen derart, dass ihre Datenübertragungen an der CU unverzerrt ankommen. Das Training veranlasst in der bevorzugten Ausführungsform auch das Modem, den optimalen Senderstromlevel zu setzen und eine Feinzeitabstimmung auszuführen. Das Training wird unmittelbar nach dem Aufstellen und periodisch danach ausgeführt. Wenn der Einführungsverlust, die Phasenantwort und die Gruppenverzögerung für den Kanal bekannt wären und die Effekte der Verteilung von dem Impulsformer bekannt wären, könnte eine Zwischensymbolinterferenz effizient gesteuert werden durch die übereinstimmenden Filter 761 in dem Empfänger der 34 und 570 in dem Sender der 28A. Jedoch, tendierten, obwohl diese Eigenschaften bzw. Merkmale vorab bekannt waren, sie dazu, über die Zeit zu variieren. Nichtsdestotrotz wird in der bevorzugten Ausführungsform ein adaptiver Ausgleichsprozess ausgeführt zum Setzen der variablen Koeffizienten in getappte Verzögerungslinienausgleichsfilter, um ihre kombinierten Effekte zu korrigieren von restlicher Verzerrung und Rauschen, das durch einen dispersiven und geräuschvollen Kanal verursacht wird. Ein Vorkanalausgleich wird in jedem RU- und CU-Sender ausgeführt, und ein Nachkanalausgleich wird in jeder RU- und jedem CU-Empfänger ausgeführt. Dies erlaubt dem ausgeglichenen System, die ideale Bedingung anzunähren, welche durch das Nyquist-Kriterium für verzerrungslose Übertragung frei von Zwischensymbolinterferenz spezifiziert ist, um so die volle Datentransportkapazität des Kanals zu realisieren. Die adaptiven Ausgleichsfilter sind getappte Verzögerungslinienfilter in einigen Ausführungsformen mit den Tap-Verzögerungen gleich zu einer Chip-Zeit. In der bevorzugten Ausführungsform sind die Nachkanalfilter Entscheidungs-Feedback-Equalizer. Die Ausgleichsfilter auf beiden, der Sendeseite und der Empfangsseite, sind in Vorcodeausgleichsfiltern 563 in dem Sender der 28A und dem FFE-(Vorwärtszuführ-)Filter 764 und dem DFE-(Entscheidungs-Feedback-)Filter 820 ausgeführt, zusammen mit zumindest einer Mittelquadratberechnungsschaltung 830 und einer Differenzberechnungsschaltung 832 in dem Empfänger der 34.
  • Der Ausgleichstrainingsprozess tritt in jeder RU als ein Teil ihrer Startsequenz auf. Der Vorkanalausgleichsprozess beginnt mit dem Aufstellen durch den RU-Controller von Fehler-Vorcode-Koeffizienten, einem Fehlerübertragungsstromlevel (Eingang auf der Leitung 566 zu dem Skaliererverstärker 564 in der 28A) und einem Fehlerfeinzeitplanungsausrichtungswert in der bevorzugten Ausführungsform. Als nächstes wird der Schritt 1101 in der 45 ausgeführt, um Daten auf dem Code #4 zu übertragen. Die RU verwendet nur die ersten 8 CMDA-orthogonalen zyklischen Codes während dem Ausgleichsprozess. Der Schritt 1101 stellt den Prozess des Übertragens von jeder binären Datenbitsequenz (vorzugsweise eine pseudo-zufällige Sequenz) zu der CU dar unter Verwenden des Codes #4 der ersten 7 oder 8 orthogonalen Verteilcodes (die ersten 8 Codes werden angenommen für dieses Beispiel, jedoch können andere Anzahlen von sequentiellen zyklischen Codes auch gegeben sein) zum Verteilen der Daten und Benutzen einer bipolaren Phasenumschaltverschlüsselung (BPSK). In dem Schritt 1102 korreliert die CU das empfangene Datensignal nach der BPSK-synchronen Demodulation gegen jeden der ersten 8 orthogonalen, zyklischen Verteilcodes. Die BPSK hat nur eine Zwei-Punkt-Konstellation, so dass die CU auch erwartet, einen von diesen beiden Punkten von der Korrelation zu empfangen, welche zwischen dem Code #4 und dem empfangenen Signal durchgeführt wurde, wenn der Aufstellungsprozess richtig durchgeführt worden ist. Wenn der Aufstellungsprozess nicht richtig feineingestellt durchgeführt worden ist zum Setzen des Barker-Codes der RU in die Mitte der Lücke, werden die Ausgabedaten, welche durch die RU gesendet werden, dann von einem der anderen Korrelationsprozesse ausgegeben werden, welche einen der anderen 8 orthogonalen, zyklischen Verteilungscodes verwenden. Jeder der orthogonalen, zyklischen Verteilungscodes wird durch Umschalten des Codes erzeugt, welcher während der vorhergehenden Chip-Zeit durch eine Bitposition verwendet wird. Daher ist jeder der ersten 8 orthogonalen, zyklischen Verteilungscodes tatsächlich verschieden von seinen benachbarten Codes durch eine Bitposition und eine Chip-Zeit. Wenn während dem Aufstellungsfeineinstellungsprozess der Barker-Code nicht exakt zentriert worden ist, werden die durch die RU übertragenen Daten nicht durch die Korrelation gegen den Code 4 ausgegeben, sondern werden durch die Korrelation gegen einen der anderen Codes ausgegeben, abhängig davon, wie viele Chips weg von der Mitte der Lücke der Barker-Code der RU gefunden wird. Der Schritt 1104 ist ein Test, um zu bestimmen, ob die durch die RU übertragenen Daten durch die Korrelation gegen den Code #4 ausgegeben sind. Der Schritt 1104 wird vorzugsweise durch Überprüfen des Betrags des Codenebensprechens durch Überwachen des Demultiplexerspeichers ausgeführt. Die CU überwacht auch den Stromlevel der RU-Übertragung durch Anpassen des 4ten Taps von der FFE. Wenn die Trainingsdaten nicht rein auf dem Code #4 durchkamen und Nebensprechen besteht, bedeutet dies, dass die Rahmenausrichtung nicht perfekt ist, dann wird der Schritt 1106 ausgeführt, um zu dem Feineinstellungsprozess zum Aufstellen und Zentrieren des RU-Barker-Codes in der Lücke zurückzugehen. Der Schritt 1106 symbolisiert auch den Prozess in einigen Ausführungsformen des Berechnens eines neuen Stromlevels und eines Feinausrichtungswertes basierend auf Messungen und des Sendens von ihm stromabwärts zu der RU, die sich im Training befindet. Dieser Prozess wird wiederholt, bis der Stromlevel und die Rahmenausrichtung innerhalb der vorherbestimmten, akzeptierbaren Präzisionswerte sind. Der vorangegangene Prozess des Sendens des richtigen Stromlevels zu der RU von der CU kann die Form einnehmen von den Schritten 1108, 1110 und 1112 in der 45A. Der Schritt 1106 stellt den Prozess des Mitteilens der RU dar, zurückzugehen zu dem Aufstellen, und des Durchführens eines Feinausrichtungsprozesses in einigen Ausführungsformen, jedoch in der bevorzugten Ausführungsform ist es nicht notwendig, den vollständigen Feineinstellungsprozess durchzuführen, der im Detail oben beschrieben ist für das Aufstellen, da die CU exakt weiß, wie weit weg von der Mitte der Lücke die Daten gelandet sind aufgrund der Korrelationsberechnung, welche die richtig übertragenen Daten ausgegeben haben. Daher, wenn die Code-3-Korrelation die übertragenen Trainingsdaten ausgegeben haben, ist die Übertragungsrahmenzeitverzögerung für diese RU um einen Chip verschoben, und die CU sendet eine Nachricht zu dieser RU, welche ihr sagt, sich um einen Chip in Richtung zu der Mitte zu bewegen.
  • Daher wirkt der Ausgleichstrainingsalgorithmus als ein Quercheck der Qualität des Aufstellungsfeineinstellungsprozesses. In der bevorzugten Ausführungsform weist die CU ein Array von 8 Korrelatoren auf, von denen jeder die empfangenen Daten korreliert unter Verwenden eines der ersten 8 orthogonalen, zyklischen Verteilungscodes. Diese Anordnung wird für eine maximale Geschwindigkeit verwendet. In anderen Ausführungsformen kann ein einziger Korrelator verwendet werden auf den gepufferten, empfangenen Daten, wobei die ersten 8 orthogonalen, zyklischen Codes während aufeinanderfolgenden Korrelationsintervallen zugeführt werden. In einer anderen alternativen Ausführungsform kann die Korrelation seriell oder parallel in einer Software erfolgen.
  • Der Ausgleichsprozess wird auch für die Stromausrichtung verwendet. Die Stromausrichtung von allen RUs ist der Prozess des Setzens ihrer Übertragungsströme derart, dass ihre Übertragungen allesamt an der CU bei in etwa dem gleichen Stromlevel ankommen werden. Dies ist zum Vermeiden von einer Interferenz zwischen den Signalen von verschiedenen RUs wichtig sowie für das Erlauben den Detektoren der Empfänger der RUs, die QAM-16-Konstellationspunkte richtig zu interpretieren, welche voneinander teilweise durch ihre Amplitudenlevels unterschieden werden. Dieser Prozess wird gestartet mit dem Schritt 1108, in welchem der RU-Sender die Verstärkung des Skalierverstärkers 564 dazu bringt, auf eins gesetzt zu sein. Die CU-Empfängersteuerschaltung verursacht dann den anfänglichen Verstärkungslevel für den Code 4, von dem Speicher 796 abgerufen zu werden und durch die Steuerschlaufe 781 zu dem Verstärkungssteuereingangssignal 790 des G2-Verstärkers 788 übertragen zu werden. Dieser anfängliche Verstärkungslevel, der in dem G2-Verstärker 788 gesetzt wird, ist eine Annäherung des richtigen Verstärkungslevels, welches für diesen Verstärker erforderlich ist, um es dem Aufteiler 800 zu erlauben, richtige Entscheidungen durchzuführen. Als nächstes erwartet in Schritt 1110 die CU für ihre adaptive Verstärkungssteuerungsschaltung, sich auf einen Verstärkungslevel zu setzen, der für eine Niedrig- oder Kein-Fehler-Interpretation von den BPSK-modulierten Daten benötigt wird, welche während dem Trainingsintervall gesendet werden. Die adaptive Verstärkungssteuerungsschaltung besteht aus dem Aufteiler 800, welcher Amplitudenfehlerzahlen auf dem Bus 798 in der 34 zu der Steuerschlaufe 781 ausgibt. Die Steuerschlaufe vergleicht die Amplitudenfehlerzahlen mit der aktuellen Verstärkung, welche auf dem Bus 790 gesetzt ist, und versucht die Verstärkungszahl auf dem Bus 790 anzupassen, um den Aufteileramplitudenfehler zwischen der aktuell empfangenen Amplitude der Trainingsdaten-BPSK-Konstellationspunkte und der gewünschten Amplitude für sie zu minimieren. Dieser Prozess fährt fort für eine Anzahl von Iterationen, durch deren Ende die Verstärkung des Verstärkers G2 auf einen Wert gesetzt worden sein wird, welcher den Amplitudenfehler des Aufteilers so weit als möglich reduziert. Schließlich nimmt in Schritt 1112 die CU diese Verstärkungszahl auf dem Bus 790 (durch Lesen des Verstärkungslevels auf dem Bus 790 von einem Speicher 796 über den Bus 797) und überträgt sie an die RU, indem sie der RU mitteilt, diesen Verstärkungslevel als die Verstärkung des Skaliererverstärkers 564 in der 28A zu setzen. Die CU sendet dann die Verstär kung des G2-Verstärkers 788 in der 34 auf eins durch Schreiben einer eins in den Speicher 796 als den Verstärkungslevel für den Code 4. Da die Gesamtverstärkung des Systems für den Code 4 die Verstärkung des RU-Senderverstärkers mal der Verstärkung des CU-Empfängerverstärkers ist, verändert sich die Gesamtverstärkung des Systems nicht durch das Swapping der Verstärkungen. Dieser Stromausrichtungsprozess findet nur für die RUs statt. Jede RU weist, wenn sie eingeschaltet wird, ihren Verstärkungslevel in dieser Art und Weise ausgerichtet auf und wird diesen Verstärkungslevel für nachfolgende Operationen verwenden, welche Nutzdaten senden, bis die Stromausrichtung anschließend wieder ausgeführt wird.
  • Die Verarbeitung bewegt sich nun weiter zu dem Prozess des Ausgleichsprozesses für beide, die Stromaufwärts- und Stromabwärts-Datenpfad-Equalizer. Die Idee bei dem Stromabwärtsausgleich (Equalization) ist es, die Tap-Koeffizienten der FFE-Ausgleichsfilter in dem RU-Empfänger auf Werte zu setzen, welche ausgeglichen sind für Kanalbeeinträchtigungen basierend auf Fehlern, welche in Trainingsdaten beobachtet wurden, die über die 8 Trainingscodes durch die CU zu der RU gesendet wurden. Die Idee bei dem Stromaufwärtsausgleich (Equalization) ist es, die Tap-Koeffizienten des Vorcodefilters in dem RU-Sender auf Werte zu setzen, welche Kanalbeeinträchtigungen ausgleichen basierend auf einer Information, welche von dem CU-Empfänger empfangen wurde, nachdem Trainingsdaten durch die RU zu der CU gesendet wurden unter Verwenden der 8 Trainingscodes. Die 8 Trainingscodes sind die ersten 8 orthogonalen, zyklischen Codes. Sie können und werden gleichzeitig verwendet in beiden, der Stromaufwärts- und der Stromabwärtsrichtung (wie es der Rest der Codes wird), da die Stromaufwärtsübertragungen auf einer verschiedenen Frequenz von den Stromabwärtsübertragungen sind. Obwohl das Flussdiagramm der 45 (bestehend aus den 45A bis 45C) zuerst den Stromaufwärtsausgleichsprozess zeigt, beginnend mit dem Schritt 1114, treten beide, der Stromaufwärts- und der Stromabwärtsausgleichsprozess, gleichzeitig auf.
  • Die ersten Schritte in dem Stromaufwärtsausgleichsprozess sind durch die Schritte 1114 und 1116 symbolisiert, wobei in dem Schritt 1114 die CU eine Nachricht zu der RU sendet, die ihr sagt, einige Ausgleichstrainingsdaten (irgendwelche Daten, jedoch bevorzugt eine Pseudozufalls-PN-Sequenz) zu der CU zu senden unter Verwenden aller 8 der ersten 8 orthogonalen, zyklischen Codes. In der bevorzugten Ausführungsform fragt die CU an, dass die RU die Trainingsdaten sendet unter Verwenden nur eines der Codes als eine erste Übertragung, und dann fragt sie, dass die gleichen Daten unter Verwenden der anderen Codes mit einem Code in einem Zeitpunkt oder in kleinen Gruppen gesendet werden. Dies ist das bevorzugte Verfahren, da, wenn die Ausgleichsfilterkoeffizienten der RU sehr weit von den korrekten Werten weg sind, die Übertragungen durch die RU beim Training weniger Zwischensymbolinterferenz mit Nutzdatenübertragungen durch andere RUs verursachen werden, die schon trainiert wurden. Jedoch können in alternativen Ausführungsformen die Trainingsdaten verteilt sein durch alle 8 der ersten 8 Codes und die Ergebnisse gleichzeitig übertragen werden. Der Schritt 1116 stellt den Prozess des Sendens der Trainingsdaten dar, wie sie durch die ersten 8 Codes zu der CU verteilt sind, in Reihe angeordnet oder alle zugleich.
  • Der Schritt 1118 stellt den Prozess dar, welcher in der CU ausgeführt wird, des Empfangens der Ausgleichstrainingsdaten und des Verwendens des FFE-Equalizers 765, des DFE-Equalizers 820 und der LMS-Schaltung 830, um eine Iteration der Tap-Gewichts-(adaptiver Koeffizient)Einstellung für die Tap-Gewichte der FFE und DFE auszuführen. Der Schritt 1120 stellt den Prozess des Fortfahrens einer Durchführung der Tap-Gewichtseinstellungen dar auf nachfolgenden Übertragungen von Ausgleichstrainingsdaten, welche die gleichen 8 orthogonalen Verteilcodes verwenden, bis eine Konvergenz erreicht wird, wenn die durch die Differenzberechnungsschaltung 832 in der 34 berechneten Fehlersignale nahe zu null abfallen.
  • Nachdem Konvergenz erreicht wurde, wird der Schritt 1122 ausgeführt, in welchem die CU die letztendlichen Tap-Gewichtskoeffizienten von der FFE 765 und der DFE 820 zu der RU sendet. Dies kann durch die CPU 405 erfolgen, welche die Tap-Gewichte von dem geteilten Speicher liest, in welchem die LMS sie über den Bus 833 speichert und sie zu der RU auf den Befehls- und Steuerkanälen überträgt. Die RU setzt dann diese letztendlichen Tap-Gewichtskoeffizienten in die FFE- und DFE-Equalizer innerhalb des Vorcodeausgleichsfilters 563 in dem Sender der 28A, wie es durch den Schritt 1124 symbolisiert ist. Ein Blockdiagramm der Struktur des Vorcodeausgleichsfilters 563 in dem Sender der 28A und dem FFE-/DFE-Equalizer 764 in der 34 ist in der 37 gezeigt. Die FFE-/DFE-Schaltungen bestehen aus einem konventionellen FFE-Equalizer, welcher die Eingabedaten auf dem Bus 923 empfängt und ihre Ergebnisse auf dem Bus 933 ausgibt, welcher mit dem +-Eingang einer Differenzberechnungsschaltung 925 gekoppelt ist. Der –-Eingang der Differenzberechnungsschaltung empfängt den Ausgang von einem konventionellen DFE-Equalizer 929 über den Bus 931. Der Ausgang der Differenzberechnungsschaltung 925 auf dem Bus 927 wird mit dem Eingang des DFE-Equalizers 929 gekoppelt.
  • Schließlich setzt die CU in dem Schritt 1126 die Tap-Gewichtskoeffizienten von den FFE- und DFE-Equalizern 765 und 820 jeweils auf eins für den Empfang von Stromaufwärtsnutzdaten.
  • In einigen Ausführungsformen werden, nachdem die CU ihre Tap-Gewichtskoeffizienten zu der RU in dem Schritt 1122 sendet, die Prozesse der Schritte 1114, 1116 und 1118 wieder ausgeführt für einige Iterationen. Die von dem CU-adaptiven Equalizer extrahierten Koeffizienten auf der zweiten und den nachfolgenden Iterationen können direkt in dem Vorkodierer verwendet werden, da sie nicht von Fehlervorcoderwerten erzeugt wurden. Stattdessen werden die neuen Koeffizienten für die Verwendung durch die RU berechnet als die Faltung der alten Vorcoderkoeffizienten mit den neuen adaptiven Equalizer-Koeffizienten. Bei jeder Iteration bewertet die CU die von dem adaptiven Equalizer extrahierten Koeffizienten, und wenn die Fehler unter einen vorherbestimmten Schwellenwert gefallen sind, welcher angibt, dass die RU mit passender Qualität übertragen ist, wird dann der Trainingsprozess vervollständigt, außer für das Stromabwärtstraining.
  • Unabhängig davon, welche Stromabwärtstrainingsausführungsform verwendet wird, fährt die Bearbeitung fort mit dem Stromabwärtsausgleichstrainingsprozess nach der Vervollständigung des Stromaufwärtsausgleichsprozesses. Dieser Stromabwärtsausgleichsprozess beginnt mit dem Schritt 1128, in welchem die CU Ausgleichstrainingsdaten zu der RU sendet unter Verwenden aller 8 Trainingscodes. Speziell sendet die CU eine PN-Sequenz gleichzeitig auf 8 Kanälen, wobei jeder Kanal, der durch einen der ersten 8 orthogonalen, zyklischen Codes verteilt wurde, unter Verwenden von BPSK moduliert wurde. Der Schritt 1130 symbolisiert den Prozess des RU-Empfängers, welcher die Ausgleichstrainingsdaten in mehreren Iterationen empfängt und die LMS-Schaltung 830, den FFE-Equalizer 765, den DFE-Equalizer 820 und die Differenzberechnungsschaltung 832 benutzt, um sich an die richtigen FFE- und DFE-Tap-Gewichtskoeffizienten für den FFE-Equalizer 765 und den DFE-Equalizer 820 zu nähern. Nach der Konvergenz liest die CPU die finalen Tap-Gewichtskoeffizienten für den FFE-Equalizer 765 und den DFE-Equalizer 820 über den Bus 833 und sendet diese Tap-Gewichtskoeffizienten zu der FFE-/DFE-Schaltung 764 über den Bus 822, um sie dort als die FFE- und DFE-Tap-Gewichtskoeffizienten zu verwenden, wie es durch den Schritt 1132 symbolisiert ist. Die CPU 405 setzt dann die Tap-Gewichtskoeffizienten von dem FFE 765 und dem DFE 820 auf Anfangswerte, so dass sie zurückkonvergieren können, wenn Nutzdaten gesendet werden. In einigen Ausführungsformen beinhaltet der Schritt 1132 auch das Senden einer Trainingsstatusnachricht, welche den Erfolg oder den Misserfolg des Trainings angibt, wobei eine Angabe eines Erfolgs eine implizite Anfrage zu der RU ist, die Trainingsübertragungen auf allen Kanälen zu deaktivieren. In einigen Ausführungsformen lassen die RUs einen Befehlszeitgeber während dem Training laufen, und wenn die RU verfehlt zu bekommen oder verfehlt, einen neuen Trainingsbefehl innerhalb des spezifizierten Intervalls richtig zu dekodieren, beendet er die Trainingsübertragungen. Da der Trainingskanal eine einfachzugangsgeteilte Quelle ist, wird jede RU, welche fortfährt, auf diesem Kanal zu übertragen, jede weitere RU von dem Training blockieren.
  • Die Iterationen des Prozesses, welche durch die 45 symbolisiert sind, treten jede Paar Millisekunden auf, und die Konvergenz tritt innerhalb eines festgelegten Zeitbetrags auf. Die Prozesse werden alle 2 Minuten in einigen Ausführungsformen wiederholt, und in anderen Ausführungsformen tritt das Wiedertraining sowohl periodisch als auch unmittelbar nach der Aktivierung seiner ersten und jeder nachfolgenden Zeitschlitzzuweisung auf. In einigen Ausführungsformen tritt das Wiedertraining periodisch bei einigen wenigeren Intervallen auf, wenn eine RU keine aktiven Zeitschlitze aufweist und wenn ein Verbindungsqualitätsüberwachungsprozess eine schwache Übertragungsqualität berichtet. Das Wiedertraining benötigt gewöhnlicherweise nur 2 Iterationen für die Strom- und Zeitausrichtung und eine Iteration für die Filteranpassung. In einer Ausführungsform führt die CU eine Korrelation zwischen den Koeffizienten aus, welche aktuell durch die RU benutzt werden, und extrahierten Koeffizienten auf nachfolgenden Iterationen. Dies bedeutet, dass die CU wissen muss, welche Koeffizienten die RU aktuell am Verwenden ist, entweder durch Aufrechterhalten einer Abbildung dieser Koeffizienten in dem CU-Speicher oder durch ihr Anfragen von der RU über eine Stromaufwärtsnachricht.
  • Nach dem Ausgleichstraining ist die RU-Verbindung mit der CU aktiv, und die RU kann beginnen, Nachrichten zu empfangen, nachdem eine Hallo-Nachricht von der CU empfangen wurde. Die Hallo-Nachricht gibt der RU die Softwarerevisionsnummer der CU und die Superrahmenversatznummer. Die Revisionsnummer erlaubt es der RU, ihre Softwarerevisionsnummer nach einer Kompatibilität zu überprüfen, und die Superrahmenversatzzahl wird in ein SFDOR-Register in der RU-Empfängerzeitbasis gesetzt für das Verwenden von dem richtigen Reproduzieren eines externen Zeitteilungsmultiplexstromsuperrahmensignals an der passenden Stelle in dem Datenstrom, so dass externe Einrichtungen, welche von dem Superrahmensignal abhängen, die TDMA-Daten korrekt interpretieren können.
  • Bezugnehmend auf die 46 ist dort die bevorzugte Form der Modulatoren gezeigt, welche in den RU- und CU-Sendern verwendet werden. Bei dem Modulator der 24 werden Multiplizierer verwendet, um die eingehenden Daten mal dem lokalen Trägersignal zu multiplizieren. Die lokalen Träger sind Sinus- und Kosinussignale von der gleichen Frequenz, welche voneinander durch 90 Grad Phase getrennt sind, um orthogonal zu sein. Das Ergebnis sind zwei orthogonale RF-Signale, welche die In-Phase- und Quadraturinformation tragen.
  • Dieses gleiche Ergebnis kann in einem deutlich verschiedenen Weg unter Verwenden von Hilbert-Transformationsfiltern und einer Trägerlos-Amplituden- und Phasenmodulation erreicht werden. Bei der bevorzugten Form des Modulators 507, die in der 46 gezeigt ist, sind die Multiplizierer 429 und 435 und der lokale Oszillator 425 und die Phasenumschaltschaltung 439 in der 24 vollständig weggelassen, wobei sich dadurch ein weniger teurer, weniger komplexer Modulator ergibt, der das gleiche Ergebnis wie der Modulator der 24 erreicht. Speziell empfängt der Filter/Modulator 507 aus der 46 In-Phase- (reelle) und Quadratur- (imaginäre) Dateneingänge (oder analoge) auf den Bussen 568r und 568i. Obwohl die Busse 568r und 568i in der 46 aus Gründen der Klarheit der Darstellung gezeigt sind, als dass sie von dem Ergebnis-Array stammen, stammen sie in dem bevorzugten Sender der 28A tatsächlich von dem Ausgang der Skalierungsschaltung 564. In einigen Ausführungsformen können die Skalierungsschaltung 564 und der Vorcode-Ausgleichsfilter 563 weggelassen werden, wo höhere Fehlerraten oder eine geringere Nutzdatenkapazität toleriert werden kann.
  • Das Fourier-Spektrum der Basisband-, orthogonalen codeteilungsgemultiplexten Daten auf dem Bus 568r ist als ein konstantes Amplitudenspektrum 1138 von der Amplitude Ar auf der reellen Achse in der 47 gezeigt. Das Fourier-Spektrum der Basisband-, orthogonalen codeteilungsgemultiplexten Daten auf dem Bus 568i ist als ein konstantes Amplitudenspektrum 1140 von der Amplitude Ai auf der imaginären Achse in der 47 gezeigt. Die Direktsequenzverteilspektrumstechniken, welche in den Sendern gemäß der Lehren der Erfindung eingesetzt werden, haben die Wirkung eines Verteilens der Energie der Signale, welche durch die Informationsvektoren von minus unendlich zu plus unendlich bei einer konstanten Amplitude dargestellt werden. Weil jeder 6-mHz-breite Abschnitt des Spektrums der 47 mit einem Passbandfilter ausgewählt werden kann und alle die Kanaldaten darin wiedergewonnen werden, wird diese Tatsache zum gleichzeitigen Ausführen einer Trägerlos-Amplituden- und Phasenmodulation sowie zum Filtern eingesetzt, um das Nyquist-Kriterium in dem Formungsfilter/Modulator 507 zu erfüllen. Um dies zu bewerkstelligen, sind zwei Formungsfilter 1134 und 1136 in dem Modulator 507 gekoppelt, um die Signale auf den Bussen 568r und 568i jeweils zu empfangen. Der Filter 1134 weist seine Filtereigenschaften so gesetzt auf (programmierbar durch die CPU 405 in einigen Ausführungsformen), um eine Quadrat-Hoch-Kosinus-Passbandfiltereigenschaft 1142 in der reellen Ebene des Frequenzgebiets aufzustellen, gezeigt in der 48. Die Passbandfiltereigenschaft weist eine Bandbreite von 6 mHz auf und ist auf einer Zwischenfrequenz Fc zentriert, welche bei einer Frequenz aufgestellt wird, die leicht und einfach in einem digitalen Filter erreicht werden kann. Die Ausgangsignale des Filters werden letztlich zu dem Digital-zu-analog-Konvertierer 576 in der 28A gesendet und von dort zu einem Oben/Unten-Konvertierer 577. Die Funktion des Oben/Unten-Konvertierers 577 ist es, die Frequenz auf eine Frequenz in der Mitte des Bands anzuheben, welche der digitalen Datenkommunikation gewidmet ist, um die CATV- oder Mobilsystemzusatzdienste auf dem geteilten Übertragungsmedium 24 zu implementieren. Die Frequenz wird durch den Konvertierer 577 auf eine zu der Stromaufwärts- oder Stromabwärtsrichtung passende Frequenz geändert, in welcher der Sender Daten bei einer Frequenz am Senden ist, welche so angeordnet sind, um nicht mit z.B. den Kabelfernsehprogrammen in Konflikt zu geraten, welche auch auf dem gleichen Medium transportiert werden.
  • Der Filter 1136 weist auch eine Quadrat-Hoch-Kosinus-Passbandfiltereigenschaft 1144 auf, jedoch ist seine Filtereigenschaft in der imaginären Ebene des Fre quenzgebiets angeordnet, gezeigt in der 48. Die Passbandfiltereigenschaft weist eine Bandbreite von 6 mHz auf und ist auf einer Zwischenfrequenz Fc zentriert, welche leicht zu erhalten ist in der digitalen Filterkonstruktion. Um die Orthogonalität zwischen den reellen und imaginären Datenausgabesignalen auf den Bussen 1146 und 1148 sicherzustellen, ist die Transferfunktion des Filters 1136 die Hilbert-Transformation von der Transferfunktion des Filters 1134.
  • Wenn die Basisbandspektren der 47 für die reellen und imaginären Signalkomponenten durch die Filter 1134 und 1136 geleitet werden, sind die sich ergebenden Fourier-Spektren der digitalen Daten auf den Bussen 1146 und 1148 wie in der 48 gezeigt. Diese Spektren enthalten alle die kodierten Informationen von den reellen und imaginären Informationsvektoren, welche durch den orthogonalen Codemultiplexer 527 aus Gründen kodiert sind, welche durch Fachleute für Verteilspektrumssysteme verstanden werden. Diese digitalen Signale auf den Bussen 1146 und 1148 werden in der Summiererschaltung 1150 summiert. Das Ergebnis wird auf dem Bus 574 zu dem Analog-zu-digital-Konvertierer 576 in der 28A für eine Konvertierung zu Analogsignalen ausgegeben, welche dann in der Frequenz durch den Frequenzkonvertierer 577 angehoben werden.
  • Die Demodulation dieser Verteilspektrumssignale wird auf eine bekannte Art und Weise erreicht.
  • Bezugnehmend auf die 49 ist dort ein Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform eines Systems gezeigt, welches die CU- und RU-Modems gemäß der Gattung der Erfindung einsetzt. Das System umfasst ein CU-Modem 1160, welches durch ein HFC-(Hybridfaserkoaxial-) oder kabelloses Übertragungsmedium gekoppelt ist, wie z.B. ein Mobil- oder ein Satellitenfunkübertragungssystem 1162 zu einem oder mehreren RU-Modems 1164. Der Zweck des CU-Modems ist es, eine Mehrfachnutzer- und/oder Mehrfachquellen-gleichzeitige digitale Datenkommunikationseinrichtung über einen begrenzten Bandbreitenkanal, wie z.B. 6 Megahertz, zu einem oder mehreren Modems einer entfernten Ein heit bereitzustellen, welche mit dem CU-Modem über ein geteiltes RF-Übertragungsmedium gekoppelt ist.
  • Das CU-Modem überträgt Daten in der Stromabwärtsrichtung zu den RU-Modems unter Verwenden eines Senders 1170, welcher digitale Daten benutzt, um einen oder mehrere Funkfrequenzträger zu modulieren, die über das Medium 1162 nach der Frequenzkonvertierung durch den Oben/Unten-Frequenzkonvertierer 1174 zu der richtig zugewiesenen Stromabwärtskanalfrequenz übertragen werden. Der Sender kann jedes Modulationsschema verwenden, welches ein Master-Takt-Referenz- und ein Trägerreferenzsignal zu dem RU-Modem für die Zwecke der Takt- und Trägersynchronisation dort übertragen kann, wobei die Takt- und Trägerreferenzen entweder im Band oder außerhalb des Bandes übertragen werden. Die Daten werden in Rahmen übertragen, welche der RU-Empfänger erfasst. Der RU-Sender erreicht die Rahmensynchronisierung durch die woanders hier beschriebenen Aufstellungsprozesse. Beispiele von Modulationsschemata, welche für die Stromabwärtsrichtungs-CU-Sender funktionieren werden, sind QAM, SCDMA oder DMT (Digitale Mehrfachtonsender). Jeder der herkömmlichen Sender, welche in den durch Referenz hier einbezogenen Büchern beschrieben sind, wird für den CU-Sender genügen, jedoch wird ein SCDMA-Sender bevorzugt. Nicht-SCDMA-Modulationsschemata können in der Stromabwärtsrichtung verwendet werden, weil das Rauschen und die Interferenzprobleme weniger schlimm sind als in der Stromaufwärtsrichtung.
  • Die Definition von „In-Band"-Übertragung von dem Takt und dem Träger ist, dass einer oder mehrere Kanäle, welche anderenfalls zum Übertragen von Nutzdaten verwendet werden würden, für die Übertragung der Takt- und Trägersignale dediziert sind. Die Definition von „Außer-Band"-Übertragung ist, dass ein separater Träger oder ein anderes Unterkanal-/Seitenband-, etc. Modulationsschema verwendet wird zum Übertragen der Takt- und Trägerinformation, so dass kein Zeitschlitz oder Pakete, die zum Senden von Nutzdaten verwendet werden könnten, zum Senden der Takt- und Trägerinformation verwendet werden. Das Master- Takt-Signal wird durch den Master-Takt 1176 erzeugt, und das Trägerreferenzsignal, welches durch den Sender 1170 moduliert wird, wird durch den Master-Träger-Lokaloszillator 1178 erzeugt.
  • Der CU-Modem-Sender weist eine Rahmen-/Adressier-/Paketierschaltung 1166 auf, welche funktioniert, um Nutzdaten an einem Eingang 1168 zu empfangen, und diese Daten in Rahmen organisiert und die Daten an das RU-Modem der richtigen Stelle und die richtige periphere Einrichtung adressiert, welche mit diesem Modem gekoppelt ist. Die Art und Weise, wie dies erfolgt, ist nicht kritisch für die Erfindung, solange die Stromabwärtsdaten wie die Daten in Rahmen organisiert werden, da die Stromaufwärtsdaten durch den SCDMA übertragen werden (synchroner Codeteilungsmehrfachzugang). Der SCDMA wird definiert als eine Übertragung von Rahmen von Verteilspektrumssignalen, wobei Daten von verschiedenen Kanälen verteilt sind unter Verwenden von orthogonalen Pseudozufalls-Verteilcodes, wobei diese Rahmen synchron von verschiedenen RUs gesendet werden, welche an unterschiedlichen Stellen angeordnet sind, so dass alle Rahmen von entsprechender Rahmenzahl von allen RUs an dem CU-Modem in dem gleichen Zeitpunkt für ein Entverteilen und Dekodieren durch die Inverscodetransformation ankommen, welche in dem RU-Sender zum Verteilen des Spektrums der Daten unter Verwenden der orthogonalen Pseudozufalls-Verteilcodes verwendet wurde. Die Rahmenbildungsadressierschaltung 1166 des Senders der CU kann die Struktur und den Betrieb der Rahmenbildungsschaltung 400 in der 19 aufweisen, wenn der Sender 1170 ein SCDMA- oder DMT-Sender ist. Wenn der Sender 1170 z.B. ein QAM-Sender ist, organisiert die Rahmenbildungs-/Adressierschaltung 1166 die Daten in Rahmen und setzt Daten, welche für spezifische RU-Modems gebunden sind, in Zeitschlitze, welche diesen Modems zugewiesen sind. Die Daten in diesen Zeitschlitzen von jedem Rahmen, welcher zu einem bestimmten RU-Modem zugewiesen ist, werden Header-Bits umfassen, welche dem RU-Modem mitteilen, zu welcher bestimmten peripheren oder anderen Destination die Daten in diesem Zeitschlitz adressiert sind, und können andere Informationen umfassen, wie z.B. Paketbegrenzer, welche die Start- und Stopp zeitschlitze von jedem Paket definieren, das für einen bestimmten oder peripheren Byte-Zähler etc. bestimmt ist, welche der RU mitteilen, wie viele Zeitschlitze an Daten zu sammeln sind für ein vollständiges Paket, das für eine bestimmte Destination bestimmt ist, die mit dieser RU gekoppelt ist. Grundsätzlich umfasst die Funktion der Rahmenbilder-/Adressier-/Paketierschaltung das Organisieren der Nutzdaten derart, dass eine Information, zu welchem entfernten Einheitsmodem und Peripheriegerät jedes Nutzdatenbyte gerichtet ist, bestimmt werden kann.
  • Das CU-Modem empfängt Stromaufwärts-Funkfrequenzsignale, welche mit digitalen Daten durch die RU-Modems moduliert sind unter Verwenden eines SCDMA-Empfängers 1172. Die Funktion des SCDMA-Empfängers ist es, synchron die Nutzdaten von den Stromaufwärts-RF-Signalen zu extrahieren. Diese Stromaufwärtsnutzdaten wurden synchron auf den Stromaufwärts-RF-Träger durch einen SCDMA-Sender in dem RU-Modem moduliert unter Verwenden von orthogonalen Pseudozufalls-Verteilcodes, um das Spektrum der Nutzdaten zu verteilen, die durch das RU-Modem empfangen wurden, gefolgt durch ein geeignetes Modulationsschema, wie z.B. das QAM, um die Daten, welche sich von dem Codetransformationsverteilprozess ergeben, zum Steuern von einer oder mehreren Eigenschaften von einem oder mehreren RF-Trägern zu verwenden. Der CU-Empfänger 1172 kann die Struktur der Empfänger der 19 oder 34 aufweisen oder von einer einfacheren Struktur der 50, jedoch mit niedriger Leistung, sein.
  • Das RU-Modem 1164 weist die folgende Struktur auf. Ein Empfänger 1190, welcher einen Demodulator und Detektor aufweist, der mit der Art der durch den CU-Sender ausgeführten Modulation kompatibel ist, ist mit dem Übertragungsmedium gekoppelt. Die Funktion des RU-Empfängers ist es, stromaufwärts RF-Signale zu empfangen, welche in Rahmen durch den CU-Sender übertragen werden, und Synchronnutzdaten zu extrahieren, welche durch die CU übertragen werden und jede Verwaltungs- und Steuerdaten, welche durch die CU übertragen werden, um den Prozess des Erreichens der Rahmensynchronisation zu koordinieren. Der RU- Empfänger funktioniert auch zum Wiedergewinnen des Mastertakts und zum Wiedergewinnen des Trägers, welcher durch den CU-Sender verwendet wird. Das wiedergewonnene Master-Taktsignal wird auf dem Bus 1214 an alle RU-Schaltungen verteilt, welche es benötigen, einschließlich des SCDMA-Senders 1210. Das wiedergewonnene Trägersignal wird durch den Empfänger 1190 auf dem Bus 1216 an alle Schaltungen verteilt, welche es benötigen, einschließlich des SCDMA-Senders 1210. Die Wiedergewinnung der Takt- und Trägersignale kann ausgeführt werden, wie es woanders hier beschrieben ist, oder auf jede andere herkömmliche Art und Weise, die in den durch Bezugnahme hier einbezogenen Referenzen beschrieben ist. Das bevorzugte Verfahren einer Wiedergewinnung des Taktes ist durch Kodieren des Taktes in Barker-Codes, welche während jeder Lücke durch die CU gesendet wurden, und Verwenden einer Lückenüberwachungs-/Rahmendetektorschaltung wie derjenigen, die in der 38 gezeigt ist, um Taktlenkungssignale von den CU-Sender-Barker-Codes zu erzeugen und sodann die Lenkungssignale zu verwenden, um einen lokalen Taktoszillator in Synchronisation mit dem Master-Takt 1176 zu halten. Das bevorzugte Verfahren der Wiedergewinnung des Trägers ist durch Dedizieren eines Kanals oder Zeitschlitzes zu einem Steuerton, welcher die Phase und Frequenz des Trägers definiert, welche durch den Master-Träger-Lokaloszillator 1178 in der CU erzeugt werden, und Überwachen dieses Kanals, um Lenkungssignale zu erzeugen, um einen lokalen Oszillator in der RU synchronisiert zu halten.
  • Der RU-Empfänger 1190 kann die Struktur der Empfänger aufweisen, welche in den 19 und 34 beschrieben sind, sowie von beschriebenen Alternativen und funktionalen Äquivalenten davon, oder er kann die Struktur von herkömmlichen Empfängern aufweisen, welche in den Abhandlungen beschrieben sind, welche durch Bezugnahme hier einbezogen sind, solange er welche Struktur auch immer hat, die fähig ist zum Dekodieren und Extrahieren der Nutzdaten- und Verwaltungs- und Steuerungsdaten, welche stromabwärts durch den CU-Sender übertragen werden. Die extrahierten Nutzdaten werden auf dem Bus 1216 für das Ver wenden in Peripheriegeräten und Schnittstellen mit anderen Netzwerken oder Prozessen ausgegeben, welche durch den Block 1218 dargestellt sind.
  • Ein RU-Sender 1210 empfängt Nutzdaten auf dem Bus 1220 von den peripheren Einrichtungen oder Prozessen und organisiert diese Daten in Rahmen der gleichen Größe wie die CU-Rahmen. Die so gerahmten Daten weisen dann ihr Fourier-Spektrum verteilt durch den Sender über eine Bandbreite auf, welche viel größer ist, als die Daten ursprünglich hatten, üblicherweise durch ein Orthogonalcodeteilungsmehrfachzugangskodieren oder durch Ausführen einer inversen Fourier-Transformationsoperation. Wenn der Codeteilungsmehrfachzugang verwendet wird, werden die Daten mit verteiltem Spektrum auf ein oder mehrere Funkfrequenzträgersignale moduliert unter Verwenden eines passenden Modulationsschemas, wie z.B. QAM 16, wie woanders hier beschrieben. Dieser Prozess des Organisierens in Rahmen, des Verteilens des Spektrums von jedem Rahmen an Daten und des Verwendens der Daten mit verteiltem Spektrum zum Modulieren von einem oder mehreren RF-Trägern wird synchron durchgeführt unter Verwenden der Master-Takt- und Trägersignale, welche durch den Empfänger 1990 wiedergewonnen wurden, und Ausgeben auf den Bussen 1202 und 1214. Die sich ergebenden RF-Signale werden auf der Leitung 1224 zu einem Oben/Unten-Frequenzkonvertierer 1226 ausgegeben, wo die Frequenz auf die zugewiesene Frequenz eines Frequenzbandes konvertiert wird, üblicherweise mit 6 Mhz Breite, das für den Stromaufwärtsverkehr dediziert ist, und werden dann auf der Leitung 1228 zu dem Übertragungsmedium 1162 ausgegeben. Daher wird das Frequenzteilungsmultiplexen für Stromaufwärts- und Stromabwärtsverkehr erreicht. Fachleute werden sehen, dass das System der Erfindung eine Kombination von einem Zeitteilungsmultiplexen, einem Frequenzteilungsmultiplexen und Codeteilungsmultiplexen verwendet, um einen hochleistungsmehrfachnutzer-mehrfachquellenbidirektionalen digitalen Datenverkehr in einem verteilten Kommunikationssystem zu erreichen.
  • Die Rahmensynchronisation wird durch den Versuch- und Fehlerprozess eines Einstellens der Übertragungsrahmenzeitverzögerung erreicht, welcher woanders hier beschrieben wurde, und dann Übertragen eines einzigen Codes, wie z.B. eines Barker-Codes, welchen der CU-Empfänger erfassen kann. Das CU-Modem umfasst eine Lückenüberwachungsschaltung 1192, welche zum Überwachen des Sicherheitsbands funktioniert oder eines anderen Intervalls, das in jedem Rahmen eingeschlossen ist, zu welchem die RU-Sender versuchen, sich zu synchronisieren, um zu bestimmen, ob einer oder mehrere Barker-Codes empfangen worden sind. Die Lückenüberwachungsschaltung kann die Struktur aufweisen, welche in der 38 gezeigt ist, oder jede andere Struktur, welche bestimmen kann, wann der einzigartige Code einer RU empfangen worden ist, bestimmen kann, ob mehr als ein Code von einer RU in der Lücke empfangen wurde, bestimmen kann, wie weit weg von der Mitte der Lücke der empfangene Barker-Code ist, und die Statusinformation auf dem Bus 1196 zu einem Computer 1194 bereitstellen kann hinsichtlich ob ein Barker-Code empfangen worden ist, wenn mehr als einer empfangen wurde, und wenn nur einer empfangen wurde, wie weit weg von der Mitte der Lücke der empfangene Barker-Code ist. Obwohl ein Computer für die Schaltung 1194 bevorzugt ist, können andere Schaltungen diese Funktion ausführen, wie z.B. Gate-Arrays, Zustandsmaschinen etc. können zum Erzeugen der Verwaltungs- und Steuerdaten auf dem Bus 1198 verwendet werden, welche die RUs mit den Informationen informieren, welche sie zum Erreichen der Rahmensynchronisation benötigen. Im Folgenden wird hier auf die Schaltung 1194 als ein Computer Bezug genommen. Das gleiche trifft zu für den Computer 1204 in der RU. Es muss nicht ein Computer per se sein, sondern kann jede andere Art von Schaltung sein, welche die Funktion erfüllen kann. Der Computer 1194 erzeugt dann Verwaltungs- und Steuernachrichtdaten auf dem Bus 1198, welche an einem Eingang eines Schalters 1200 dargestellt werden, dessen Schaltungszustand durch den Computer 1194 zum Auswählen der Daten auf dem Bus 1198 während dem Intervall für das Kodieren und Übertragen von Daten von Zeitschlitzen, welche Verwaltungs- und Steuernachrichten gewidmet sind, gesteuert wird. Fachleuten wird bewusst sein, dass ein Schaltmultiplexer, wie der MUX 1200 nicht verwendet werden muss und jede andere bekannte Datentransferschaltung oder -prozess, auf welchen in den Ansprüchen als eine Datenübertragungsschaltung Bezug genommen wird, verwendet werden kann, um Daten von einem Prozess zu einem anderen zu bekommen, wie z.B. ein geteilter Speicher etc. kann verwendet werden, um die Verwaltungs- und Steuerdaten, welche durch den Sender 1170 übertragen werden, an den richtigen Zeitpunkt zu bekommen. Zum Beispiel können die Verwaltungs- und Steuerdaten in spezifischen Stellen von einem geteilten Adressraum in einem Speicher gespeichert werden, welcher auch die Ausgabedaten von der Rahmenbildungsschaltung 1166 speichert, und die Sender können einen Computer oder eine Zustandsmaschine haben, welche Zugang zu dem Speicher in den richtigen Zeitpunkten hat, um die zu verschiedenen Zeitschlitzen zugewiesenen Daten zu senden, einschließlich der Verwaltungs- und Steuerdaten.
  • Der RU-Empfänger 1190 empfängt diese Verwaltungs- und Steuernachrichten und leitet sie auf dem Bus 1202 zu einem Computer 1204 weiter, welcher die Verwaltungs- und Steuerdaten benutzt, um den Aufstellungsprozess zu steuern, welcher durch den SCDMA-Sender 1210 ausgeführt wird, und für andere Zwecke. Der Empfänger 1190 umfasst auch eine Lückenüberwachungsschaltung, welche einen Lückenerwerbungsprozess unterstützt, um die Zeit von jeder CU-Rahmenlücke zu lokalisieren. Diese Lückenüberwachungsschaltung hört nach Barker-Code-Daten, welche durch die CU während jeder Lücke übertragen werden, üblicherweise durch Korrelieren von empfangener Energie gegen das bekannte Barker-Code-Datenmuster, und sendet Lückenerwerbungsdaten, die den Empfang von Korrelationsimpulsen im Detail angeben, und die relativen Zeiten ihres Auftretens zu dem Computer 1204 über den Bus 1202. Eine bevorzugte Lückenüberwachung empfängt ein Signal von einem passend gemachten Filter, welcher dann differential-dekodiert wird, aufgeteilt wird und zu einem Korrelator gesendet wird, welcher den bekannten Code als einen anderen Eingang empfängt. Der Korrelatorausgang wird gegen einen Schwellenwert verglichen, und der Komparatorausgang wird gezählt durch einen Fehlalarmzähler. Die Fensterschal tung, welche hier woanders beschrieben ist, verschmälert die Ausgangsimpulse nach unten, bis die tatsächliche Lücke gefunden wird.
  • Der Computer 1204 oder eine andere Steuerschaltung verwendet diese Lückenerwerbungsdaten zum Bestimmen der Zeit des Empfangs von dem Barker-Code, wobei dadurch eine Rahmengrenzenreferenz für den Empfänger aufgestellt wird, um ihn bei dem Demodulieren, Dekodieren und Entrahmen der empfangenen Daten zu unterstützen. Der Computer 1204 verwendet die empfangene Rahmenzeitreferenz während dem Aufstellungsprozess, um einen Fehler- und Versuchwert für den Übertragungsrahmenzeitverzögerungswert Td aufzustellen, und sendet diesen Übertragungsrahmenzeitverzögerungswert Td auf dem Bus 1212 zu dem Sender, um die Verzögerung zwischen der Zeit, wenn ein Rahmen von jedem CU-Sender ankommt, und der Zeit, in welcher der RU-Sender 1210 den gleichen Rahmen zu dem CU-Empfänger mit neuen Daten darin zurücksendet, zu steuern. Während des Aufstellungsprozesses wird der Wert von Td experimentell variiert während aufeinanderfolgenden Barker-Code-Übertragungen, bis die Verwaltungs- und Steuerdaten von dem RU-Modem empfangen werden, welche angeben, dass der Barker-Code in der CU-Rahmenlücke zentriert worden ist, wobei dadurch die Rahmensynchronisation erreicht wird. Wenn einmal die Rahmensynchronisation erreicht worden ist, friert der Computer den Wert für Td ein, wobei dadurch der SCDMA-Sender veranlasst wird, seine Rahmensynchronisation mit den CU-Rahmen und Rahmen, welche durch alle anderen RUs gesendet werden, zu senden.
  • Die Rahmen weisen alle Nummern auf und können in der folgenden Art und Weise visualisiert werden. Ein Stromabwärtsrahmen, welcher von dem CU-Sender zu dem RU-Empfänger wandert, ist wie ein Bus mit einer Ladung von bestimmten Menschen, wobei die Menschen die Nutzdaten- und Verwaltungs- und Steuerdaten in dem Rahmen sind. Wenn dieser Bus an der RU ankommt, werden die Menschen entladen, und ein neuer Satz an Menschen geht darauf, welche die Nutzdaten und Verwaltungs- und Steuerdaten darstellen, welche die RU an die CU zu senden wünscht. Nach der Verzögerung Td verlässt der Bus die RU und wandert zurück zu der CU. Die verschiedenen Kanäle an Daten können als verschiedene Busse visualisiert werden, welche für eine unterschiedliche RU bestimmt sind, obwohl sie in Realität Daten von verschiedenen Zeitschlitzen in dem gleichen Rahmen sind, welche durch alle RUs empfangen werden. Die Rahmensynchronisation ist der Prozess des richtigen Setzens des Wertes von Td in jeder RU nach dem Versuch- und Fehlerprozess, so dass die Busse von jeder RU, welche in Richtung zu der CU wandern, alle in dem gleichen Zeitpunkt ankommen. Als eine weitere Operation in dem Erreichen der Rahmensynchronisation ermöglicht der Computer 1204 auch eine Aufstellungsgeneratorschaltung 1026 über Signale auf einem Bus 1208 und leitet Nachrichten zu dem Aufstellungsgenerator, um seinen Betrieb zu steuern. Der Aufstellungsgenerator 1206 funktioniert, um Daten zu erzeugen und zu dem SCDMA-Sender zu senden, welche einen Barker-Code für die Übertragung während einem Aufstellungsprozess definieren, um eine Rahmensynchronisation aufzubauen, und die einzigartige An-aus-Morsecode-Signatursequenz von Barker-Codes, welche während einer Signatursequenz von Lücken übertragen werden, welche zum Erreichen der Identifikation/Authentifizierung von jeder einzelnen RU während dem Aufstellungsprozess verwendet werden. Typischerweise sind diese Nachrichten auf dem Bus 1208 Daten, welche auf dem Bus 512 in der 28A gesendet werden, jedoch sind andere Strukturen und Interaktion zwischen dem Computer 1204 und dem Aufstellungsgenerator 1206 möglich, solange das Endergebnis den RU-SCDMA-Sender dazu bringen kann, eine Rahmensynchronisation zu erreichen.
  • Der Computer 1204 erzeugt auch und sendet Verwaltungs- und Steuerdaten zu dem RU-SCDMA-Sender 1210 über den Bus 1212. Diese Verwaltungs- und Steuerdaten können Anfragen beinhalten, das Aufstellen, Anfragen für mehr Bandbreite, Nachrichten, welche Bandbreite abtreten, etc. für verschieden Arten innerhalb der breiten Gattung der Erfindung zu starten.
  • Bezugnehmend auf die 50 ist dort ein Blockdiagramm einer einfachen Form für den SCDMA-Empfänger in der CU von dem Block 1172 gezeigt. Diese Ausführungsform weist einen synchronen Demodulator 1230 auf, welcher die modulierten RF-Signale auf der Leitung 1232 und das Master-Trägerreferenzsignal auf der Leitung 1180 von dem Master-Träger-Lokaloszillator 1178 empfängt. Der Demodulator kann auch das Master-Taktsignal auf der Leitung 1234 in einigen Ausführungsformen empfangen, in welchen das Ausgabesignal zu digitalen Abtastwerten für den Ausgang als eine Reihe von Ergebnisvektoren konvertiert wird, welche aus digitalen Daten bestehen, welche das gleiche Verteilstromspektrum der Ergebnisvektoren aufweisen, welche zu dem CU-Sendermodulator eingegeben wurden. Diese Ergebnisvektoren werden über den Bus 1236 mit dem SCDMA-Demultiplexer 1238 gekoppelt. Der SCDMA-Demultiplexer 1238 multipliziert die Ergebnisvektoren mal der Transponierten der Codematrix, mit welcher die Informationsvektoren in dem SCDMA-Multiplexer des RU-Senders multipliziert wurden. Dies macht die Verteilung des Fourier-Komponentenstromspektrums rückgängig und resultiert in einem Informationsvektorenausgang auf dem Bus 1240 im Rahmenformat in Übereinstimmung mit der Rahmenbildungsinformation, welche auf dem Bus 1244 von dem CU-Sender empfangen wurde. Diese Rahmenbildungsinformation definiert die CU-Rahmenzeiten, die RU-Rahmendaten kommen jedoch synchron mit diesen Rahmenzeiten an, da der RU-Aufstellungsprozess die Übertragungsrahmenzeitverzögerung anpasst, so dass die RU-Rahmen präzise ausgerichtet mit den CU-Rahmen ankommen.
  • Die Informationsvektoren auf dem Bus 1240 werden durch Rauschen und Beeinträchtigungen beschädigt, welche den Stromaufwärtskanal verschlechtern. Diese beschädigten Informationsvektoren können dann durch einen konventionellen Detektor 1246 verarbeitet werden, um die tatsächlichen Informationsvektoren, welche gesendet wurden, zu bestimmen. In der bevorzugten Ausführungsform ist der Detektor ein Viterbi-Dekodierer, und der FFE- und DFE-Ausgleich wird zusammen mit der Trellis-Modulation verwendet, um den Durchsatz zu verbessern, die Fehlerrate zu verringern und die Signal-zu-Rausch-Leistung zu verbessern.
  • Die aktuellen Informationsvektoren werden dann auf dem Bus 1248 zu einer Entrahmerschaltung (bzw. Deframer-Schaltung) 1250 ausgegeben, welche zum Wiedersammeln der originalen Nutzdatenströme und Verwaltungs- und Steuernachrichten von den Informationsvektoren funktioniert. Die Nutzdaten werden auf dem Bus 1252 an die Peripheriegeräte und Schnittstellen zu dem Telefonnetzwerk, Internet etc. ausgegeben. Die Verwaltungs- und Steuerdaten werden auf dem Bus 1254 zu der CPU 1194 für das Verwenden im Durchführen solch einer Verarbeitung ausgegeben als zuweisende Kanäle und dynamische Bandbreitenverwaltung in Arten, welche diese Funktionen implementieren, im Gegensatz zu festen Kanalzuweisungen.
  • Ein RU-SCDMA-Empfänger könnte wie der Empfänger aus der 50 strukturiert sein, jedoch anstatt eines Verwendens des Mastertakt- und Masterträgerreferenzsignals der CU würden ein Takt und ein wiedergewonnenes Trägersignal verwendet werden. Diese wiedergewonnenen Takt- und wiedergewonnenen Trägersignale könnten durch die Schaltung in der 19 erzeugt werden, welche diese Funktionen ausführt.
  • Bezugnehmend auf die 51 ist dort ein Blockdiagramm eines einfachen RU-Verteilspektrumsenders gezeigt, welcher zum Implementieren des Blocks 1210 in der 49 verwendet werden könnte. Eine Rahmenbilderschaltung 1260 empfängt Nutzdaten auf dem Bus 1220 von den Peripheriegeräten und organisiert sie in Rahmen der gleichen Größe wie die CU-Rahmen. Der Rahmenbilder kann die Struktur des Rahmenbilders in der 12 oder irgendeine andere Struktur aufweisen, welche die Rahmen von Informationsvektoren verschieden organisiert. Der Rahmenbilder empfängt die Rahmenzeitplanungsinformation in der Form eines Rahmen-Sync- und Superrahmensignals auf dem Bus 1262 von der Zeitbasis 886. Die Zeitbasis 886 empfängt ein Taktsynchronisationslenkungssignal auf dem Bus 1264 von dem RU-Empfängerlückendetektor und verwendet dieses Signal, um ihren lokalen Takt in Synchronisation mit dem entsprechenden Takt in der CU zu halten. Ein synchronisiertes Chip-Taktreferenzsignal wird auf dem Bus 1266 an alle Schaltungen in den Sendern, welche es benötigen, verteilt. Die Zeitbasis empfängt auch eine Empfangsrahmenzeitplanungsreferenz auf dem Bus 1268 von dem Computer/Steuerschaltung 405. Die Steuerschaltung 405 empfängt Lückenerwerbungsdaten auf dem Bus 1270 von der Lückenüberwachungsschaltung in dem RU-Empfänger und verwendet diese Lückenerwerbungsdaten, um zu bestimmen, wenn die CU-Rahmen ankommen. Diese Information wird zum Erzeugen der Empfangsrahmenzeitplanungsreferenz benutzt.
  • Die Rahmenbilderschaltung 1260 gibt Informationsvektoren auf dem Bus 1272 zu einem Eingang eines Schalters 1274 aus. Der andere Eingangsbus 1276 dieses Schalters ist mit dem Computer 405 gekoppelt und trägt Verwaltungs- und Steuerdaten. Der Schalter 1274 weist einen einzigen Ausgangsbus 1276 auf, welcher mit dem Datenbuseingang eines Pufferspeichers 1278 gekoppelt ist. Der Pufferspeicher dient zum Speichern der letztendlichen Informationsvektoren, welche auf dem Bus 1280 zu dem Spektrumsverteilmultiplexer 1282 eingegeben werden. Diese Maschine funktioniert zum Verteilen des Fourier-Spektrums an Daten auf dem Bus 1280 über eine viel größere Bandbreite, als die Daten ursprünglich hatten. In der bevorzugten Ausführungsform ist der Spektrumsverteilmultiplexer ein direkter Sequenzcodeteilungsmultiplexer wie diejenigen, welche woanders hier beschrieben sind, welcher eine Matrixmultiplikation der Informationsvektoren mal einer Mehrzahl von pseudozufalls-orthogonalen Codes ausführt, welche vorzugsweise zyklische Codes sind. Als letztes wird jeder RU ein Code zugewiesen, und in der bevorzugten Ausführungsform können mehrere Codes zugewiesen werden, wenn mehr Bandbreite benötigt wird, und die Anzahl an zugewiesenen Codes kann dynamisch durch Austausche an Nachrichten zwischen der RU und der CU über Kanäle variiert werden, welche dem Verwaltungs- und Steuerverkehr gewidmet sind. Der Computer 405 bringt Codezuweisungsnachrichten von der CU sowie andere Verwaltungs- und Steuerdaten, welche z.B. den Aufstellungsprozess unterstützen, über den Bus 1288 von dem RU-Empfänger.
  • Der Computer 405 führt die Zuweisung von Codes (oder Frequenzkomponenten in FFT- und DMT-Ausführungsformen) aus durch Steuern der Lesezeigeradressen auf dem Bus 1284 und Schreibzeiger auf dem Bus 1286. Die Lesezeiger steuern die Adresssequenz in der Rahmenbilderschaltung, von welcher Daten für die Ausgabe auf dem Bus 1272 gelesen werden. Der Schreibzeiger steuert die Adresssequenz, in welcher Daten auf dem Bus 1276 in den Puffer 1278 geschrieben werden. Da die Inhalte von jeder einzelnen Adresse in dem Puffer 1278 immer mit dem gleichen Code multipliziert werden, kann der Computer durch Steuern dieser Schreibzeiger die Codezuweisungen implementieren und Verwaltungs- und Steuerdaten in richtige Kanäle setzen, wenn spezifische Kanäle für die Verwaltungs- und Steuerdaten zugewiesen sind. Die Ausführungsform der 51 umfasst die Möglichkeit, Codes zu vermischen oder pseudo-zufällig (oder Frequenzkomponenten in DMT-Ausführungsformen) durch pseudo-zufälliges Verändern der Schreibezeiger, um Daten von spezifischen Kanälen in pseudo-zufällig zugewiesene Stellen zu setzen, welche mit verschiedenen Codes multipliziert werden.
  • Der Sender der 51 kann auch FFT- und DMT-Ausführungsformen implementieren durch Verändern des Prozesses, der in der Spektrumverteilschaltung 1282 ausgeführt wird. Um FFT-Ausführungsformen zu implementieren, stellt der Block 1282 einen Prozess dar, um die inverse Fast-Fourier-Transformation zu berechnen unter Verwenden der verschiedenen Frequenzkomponentenstärken, welche durch einzelne Informationsvektorelemente auf dem Bus 1280 dargestellt sind. Die FFT-Ausführungsform verwendet die gleichen Informationsvektorelemente, um die Stärke der gleichen Frequenzkomponenten während jedem Rahmen zu definieren. Ein DMT-System verändert (entweder pseudo-zufällig oder sequentiell) die Frequenzkomponenten, welche jedem Vektorelement von Zeit zu Zeit zugewiesen werden. Um eine DMT-Ausführungsform zu implementieren, führt der Block 1282 eine inverse Fast-Fourier-Transformation durch, und der Computer 405 steuert den Lese- und Schreibzeiger, um die Frequenzkomponenten, welche zu jedem Informationsvektorelement zugewiesen sind, zu verändern.
  • Welcher Spektrumverteilprozess durch den Block 1282 auch immer ausgeführt wird, werden die sich ergebenden Daten auf dem Bus 1290 zu einem Eingang eines Schalters 1292 ausgegeben. Der andere Eingangsbus zu diesem Schalter ist gekoppelt, um die Barker-Code-Daten auf dem Bus 1294 von einem Barker-Code-Generator/Authentifizierungssequenzgenerator 1296 zu empfangen. Der Schalter funktioniert, um selektiv die Daten auf einen oder den anderen dieser Busse zu dem Eingang eines Modulators 1298 über den Bus 1300 zu koppeln. Der Zustand des Schalters 1292 wird durch einen Computer 405 über ein Schaltsteuersignal auf der Leitung 1302 gesteuert. Der Schalter wird gesteuert, um die Barker-Code-Daten auf dem Bus 1294 zu dem Modulator 1298 während dem Aufstellungsprozess zu senden und um Nutzdaten auf dem Bus 1290 zu dem Modulator während einem normalen Betrieb, nachdem die Rahmensynchronisation erreicht worden ist, zu senden. Der Computer 405 steuert den Barker-Code-Generator 1296 über Daten auf dem Bus 1304.
  • Der Nutzdatenextraktionsprozess erfolgt synchron in den CU- und RU-Modemempfängern. „Synchron", wie dieses Wort in den Ansprüchen benutzt wird, bedeutet, die folgenden Formen einer Synchronisation werden in den RU- und CU-SCDMA-Empfängern und dem RU-SCDMA-Sender ausgeführt. Der RU-Sender verwendet die wiedergewonnenen Takt- und Trägerreferenzsignale, um seine digitale Schaltung und den Modulator in Synchronität mit dem CU-Master-Takt und Master-Träger anzutreiben. Eine synchrone oder kohärente Erfassung wird in dem CU-Modemempfänger unter Verwenden des lokalen Trägersignals auf der Leitung 1180 ausgeführt oder einem wiedergewonnenen Träger von entweder einer In-Band-Quelle, wie dem Steuerkanal, der woanders hier beschrieben ist, oder irgendeiner Außer-Band-Quelle. Der SCDMA-Empfänger der CU verwendet seinen eigenen Master-Takt und Master-Träger ohne Wiedergewinnen von irgendwelchen der Signale, welche durch die RU übertragen werden. Dies stellt die Kenntnis in dem CU-SCDMA-Empfänger von der Phase und Frequenz des SCDMA-Senderträgers der RU bereit, weil der RU-Sender einen Trägerwiedergewinnungs- oder Trägersynchronisationsprozess zum Wiedergewinnen des Trägers ausführt, welcher durch den CU-Sender für die Zwecke der Synchronisierung des RU-SCDMA-Senders verwendet wird. Ein RU-SCDMA oder eine andere Art eines Empfängers gewinnt die Masterträgerreferenz wieder von z.B. dem Steuerkanal, welcher durch die CU übertragen wird, und gewinnt die Master-Takt-Referenz wieder von den Barker-Codes, welche durch die CU während den Lücken von jedem Rahmen gesendet werden. Diese wiedergewonnenen Takt- und Trägersignale werden zum Synchronisieren des Detektors in dem RU-Empfänger verwendet und werden durch den RU-SCDMA-Sender verwendet. Die Rahmensynchronisation ist auch Teil der Synchronisation, welche mit dem Begriff „synchron" in den Ansprüchen impliziert wird, und wird erreicht durch den Versuch- und Fehlerprozess des Einstellens der Übertragungsrahmenzeitverzögerung des RU-SCDMA-Senders, wie woanders hier beschrieben, kann jedoch auch anders erreicht werden mit alternativen Aufstellungstechniken, in welchen die CU anstatt der RU die Aufstellungsberechnung durchführt und die RU anweist, welche Rahmenzeitplanungsverzögerung zu verwenden ist. Bei diesen Ausführungsformen übertragen die RUs ein Signal, welches leicht über dem Rauschen von der CU erkennbar ist. Die CU bestimmt dann die Identität der RU auf irgendeinem Weg, berechnet, wie weit weg von der Mitte der Lücke das Signal der RU ist und weist sie an, wie ihre Verzögerung anzupassen ist, um die Rahmengrenzenausrichtung der RU-Rahmen mit den CU-Rahmen zu erreichen.
  • Bezugnehmend auf die 54 ist dort ein Blockdiagramm eines synchronen TDMA-Systems für eine bidirektonale Kommunikation von digitalen Daten über irgendein Übertragungsmedium gezeigt, einschließlich eines hybriden Faserkoaxialkabels, welches FDMA-Stromaufwärts- und -Stromabwärts-Kanaltrennung verwendet, um nicht mit anderen Diensten in Konflikt zu geraten, wie z.B. Kabelfernsehprogrammen, welche den HFC teilen. Das CU-Modem 1380 empfängt einen TDMA-Strom an Daten von hochrangigeren Softwareschichten, Peripheriegeräten oder anderen Schnittstellen, wie z.B. einer T1/E1-Leitung, und synchronisiert seinen eigenen Master-Takt 1384 von Signalen auf dem TDMA-Bus 1382, welche die Rahmen von Zeitschlitzen darauf definieren. Der TDMA-Strom auf dem Bus 1382 wird durch einen CU-TDMA-Sender 1386 empfangen, welcher auch ein Master-Takt-Signal auf dem Bus 1388 und ein Master-Träger-Referenzsignal auf dem Bus 1390 von einem Master-Träger-Referenzoszillator 1392 empfängt. Der TDMA-Sender empfängt die Rahmen von Daten und moduliert die Daten von jedem Zeitschlitz von jedem Rahmen auf ein oder mehrere Trägersignale, welche durch den Master-Träger-Oszillator 1392 zugeführt werden, unter Verwenden jedes Modulationsschemas, welches den Mastertakt und ein Trägerreferenzsignal zu dem RU-Modem entweder in Band oder außer Band übertragen kann. Beispiele solcher Modulationsschemata umfassen QAM, QPSK etc. Zum Beispiel können ein oder mehrere Zeitschlitze dem Senden von Daten gewidmet werden, welche das Master-Taktsignal und die Master-Trägerreferenz kodieren. Die modulierten RF-Signale werden auf der Leitung 1394 zu einem Hoch-/Runter-Frequenzkonvertierer 1396 ausgegeben, welcher die Frequenzen davon zu einer Stromabwärtsfrequenz konvertiert, welche nicht mit anderen Diensten in Konflikt geraten wird, welche das Übertragungsmedium 1398 teilen, wie z.B. Kabel-TV-Programme, welche in das Medium von dem Bus 1400 eingebracht werden. Die frequenzkonvertierten Signale (Frequenzkonvertierung ist optional, wenn der Master-Träger in dem CU-Modem einen Träger bei der gewünschten Stromabwärtssequenz erzeugen kann und der Stromaufwärtskanal irgendeine Frequenz sein kann, welche mit der Stromabwärtssequenz synchronisiert sein kann, wie z.B. eine Oberschwingung) werden auf der Leitung 1402 ausgegeben. Ein RU-Modem 1404 empfängt die Stromabwärtsdaten auf der Leitung 1408. Ein TDMA-Empfänger, welcher mit der Leitung 1406 gekoppelt ist, gewinnt den Master-Takt und das Master-Träger-Referenzsignal wieder unter Verwenden jeder konventionellen Schaltung oder der Schaltung und den Verfahren, welche hier offenbart sind, und gibt das wiedergewonnene Taktsignal auf der Leitung 1410 aus und gibt das wiedergewonnenene Trägersignal auf der Leitung 1412 aus. Die wiedergewonnenen Nutzdaten werden wieder versammelt in einen TDMA-Datenstrom und auf dem Bus 1414 an Peripheriegeräte oder andere Schnittstellenprozesse ausgegeben.
  • Diese Peripheriegeräte oder andere Schnittstellenprozesse führen auch einen TDMA-Eingabedatenstrom auf dem Bus 1416 zu zu einem RU-synchronen TDMA-Sender 1418. Dieser Sender empfängt den wiedergewonnenen Takt und das wiedergewonnene Trägersignal auf den Leitungen 1410 und 1412 jeweils und organisiert synchron die TDMA-Eingangsdaten auf dem Bus 1416 in TDMA-Rahmen, welche die gleiche Zeitdauer wie die CU-Rahmen aufweisen. Diese Rahmen werden dann moduliert auf einem oder mehreren Trägersignalen unter Verwenden des gleichen oder eines verschiedenen Modulationsschemas, das durch den CU-Sender verwendet wird, und die Rahmen der modulierten RF-Signale werden zu der CU in Rahmensynchronisation mit der CU übertragen, d.h. die Rahmen werden von dem RU-Sender mit einer Übertragungsrahmenzeitverzögerung übertragen, welche für die Position dieser bestimmten RU in dem System relativ zu der CU derart gesetzt ist, dass die von der RU übertragenen Rahmen bei der CU ausgerichtet mit den CU-Rahmengrenzen ankommen. Alle RU-Modems in dem System weisen ihre Übertragungsfrequenzzeitverzögerung für ihre bestimmten Positionen auf dem Netzwerk so gesetzt auf, dass alle ihre Rahmen bei der CU ausgerichtet mit den CU-Rahmengrenzen ankommen. Der modulierte RF-Datenausgang durch den RU-TDMA-Sender 1418 ist auf der Leitung 1420 mit einem Oben/Unten-Frequenzkonvertierer 1422 gekoppelt, welcher zum Wechseln der Frequenz des Stromaufwärtskanals zu einer Frequenz funktioniert, die weit genug entfernt ist von der Stromabwärtskanalfrequenz und von den Kabel-TV-Programmen, um so nicht damit in Konflikt zu geraten. Die Stromaufwärtsdaten werden dann über die Leitung 1424 und das Übertragungsmedium zu dem CU-TDMA-Empfänger 1426 übertragen. Dieser Empfänger empfängt ein Master-Takt-Signal auf der Leitung 1428 von dem Master-Takt-Oszillator 1384 und empfängt das Master-Trägersignal auf der Leitung 1430 von dem Master-Trägerreferenzoszillator der CUs. Der CU-TDMA-Empfänger 1426 gewinnt die Nutzdaten von den modulierten Stromaufwärtssignalen wieder und sammelt wieder die Nutzdaten in einem TDMA-Ausgabedatenstrom auf dem Bus 1432.
  • Die TDMA-Sender und -Empfänger in diesem System können herkömmliche sein, jedoch muss der RU-TDMA-Sender fähig sein, die Übertragung von seinen Rahmen durch eine variable Übertragungsrahmenzeitverzögerung derart zu verzögern, dass seine Rahmen in Rahmensynchronisation mit den Rahmengrenzen der CU ankommen. Jeder Aufstellungsprozess, welcher hier beschrieben ist, oder jeder andere bekannte Aufstellungsprozess kann verwendet werden zum Erreichen dieser Rahmensynchronisation. Wenn irgendeiner der Versuch- und Fehlerklassen von Prozessen, welche hier beschrieben sind, verwendet wird, setzt ein Computer 1434 in dem RU-Modem eine anfängliche Übertragungsrahmenzeitverzögerung entweder auf seine eigene Initiative hin oder beim Empfang einer Aufstellungsanfragenachricht von der CU über einen Verwaltungs- und Steuerdatenpfad 1436 von dem Empfänger 1406. Dieser anfängliche Verzögerungswert wird zu dem RU-Sender über den Bus 1438 gesendet. Der CU-Empfänger unterstützt bei dem Aufstellungsprozess durch Senden von Daten hinsichtlich welche Signale von den RUs er in den Rahmenlücken gefunden hat, wenn die Lücken verwendet werden, oder welche RU-Aufstellungssignale über dem Rahmenintervall detektiert wurden, über den Bus 1440 zu einem Computer 1442. Der Computer sendet Feedback-Aufstellungsdaten zu der RU über den Bus 1444, welche mit dem CU-Sender 1386 gekoppelt ist. Wenn die Klasse der Aufstellungsausführungsformen, in welchen die CU den Aufstellungsprozess für die RU durch Bestimmen durchführt, um wie viel die RU ihren Aufstellungsimpuls bewegen muss, um die Rahmensynchronisation zu erreichen, und so die RU anweist, wird der Bus 1440 immer noch Daten hinsichtlich welche Aufstellungsimpulse der CU-Empfänger gesehen hat, transportieren, jedoch wird dann der Computer 1442 herausfinden, um wie viel die RU von ihrer Übertragungsrahmenzeitverzögerung hinzufügen oder davon subtrahieren muss, und sendet eine Nachricht über den Bus 1444 zu der RU, welche sie so instruiert. Diese Nachricht erreicht den Computer 1434 über den Bus 1436, und der Computer setzt die instruierte Verzögerung über den Bus 1438. Jeder andere Aufstellungsprozess, welcher eine Rahmensynchronisation erreichen kann, anders als diejenigen, welche hier beschrieben wurden, wird zum Ausführen dieser besonderen Ausführungsform auch genügen.
  • Alle der Senderausführungsformen, welche hier offenbart sind, können einen aktiven Bandbreitenverwaltungsprozess benutzen, welcher durch einen bidirektionalen Nachrichtenverkehr zwischen den entfernten Einheiten und der Zentraleinheit über die Verwaltungs- und Steuerkanäle ausgeführt wird.

Claims (17)

  1. Trellis-Kodierer, dadurch gekennzeichnet, dass er umfasst. – eine Mehrheit von Nutzdateneingaben (509) zum Empfangen einer Mehrheit von Nutzdaten-Eingabebits; – einen Konvolutionskodierer (1052, 1060, 1054, 1062, 1056, 1064, 1058), der eine Mehrheit von eingaben hat, die direkt mit einer Mehrheit der Nutzdateneingaben gekoppelt ist, und der eine erste Ausgabe (S1) hat, bei der ein erstes Ausgabebit auftritt, und der eine zweite Ausgabe hat, bei der ein redundantes Eingabebit auftritt; – ein Vorkodierer-Exklusiv-ODER-Gatter (1066), das eine Eingabe (W1) hat, die mit einem der Nutzdaten-Eingabebits gekoppelt ist, und die eine Eingabe hat, die mit der ersten Ausgabe (S1) des Konvolutionskodierers gekoppelt ist, und das eine Ausgabe hat, bei der ein Vorkodierer-Eingabebit auftritt; – einen Abbilder (1050), der eine Mehrheit von Eingaben (Y2, Y3) hat, die gekoppelt sind, um ausgewählte der Nutzdateneingaben, das redundante Eingabebit und das Vorkodierer-Eingabebit zu empfangen, und der eine I-Ausgabe (1068) hat, bei der Ausgabebits auftreten, die eine Inphasen-Komponente eines komplexen, zu übertragenden Symbols von einer Quadratur Amplitudenmodulations-Konstellation definieren, und eine Q-Ausgabe (1070), bei der Ausgabebits auftreten, die eine Quadraturkomponente eines zu übertragenden Symbols von einer Quadratur Amplitudenmodulations-Konstellation definieren, wobei der Abbilder mindestens einen normalen Modus und einen Rückfallmodus hat, wobei der normale Modus dazu fungiert, jede der 2n verschiedenen Kombinationen von Biteingaben in den Abbilder auf eine der 2n verschiedenen Symbole von einer Quadratur-Amplituden-modulierten Konstellation abzubilden, die 2n verschiedene Konstellationspunkte hat, und der Rückfallmodus dazu, jeden Satz von Bits, die in den Abbilder eingegeben werden, in erste und zweite Ausgabesymbole abzubilden, jeweils von einer Quadratur-Phasenverschiebungs-Verschlüsselungskonstellation und jedes der ersten und zweiten Ausgabesymbole separat zu übertragen.
  2. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin umfasst einen Reed-Solomon-Kodierer, der Nutzdatenbits in Codewörter kodiert, deren Bits dann in den Trellis-Kodierer als die Nutzdaten-Eingabebits eingegeben werden.
  3. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass – die Mehrheit von Nutzdateneingaben dazu fungiert, erste, zweite und dritte Nutzdaten-Eingabebits zu empfangen, – die ersten und zweiten Nutzdaten-Eingabebits dem Abbilder in einem unveränderten Zustand zugeführt werden, – der Konvolutionskodierer das redundante Eingabebit aus dem Zustand des dritten Nutzdaten-Eingabebits erzeugt, so wie es durch das Vorkodierer-Exklusiv-ODER-Gatter modifiziert wurde, und den Zuständen der ersten und zweiten Nutzdaten-Eingabebits, – der Konvolutionskodierer aus einer Kette von einem ersten, zweiten, dritten und vierten Flip Flop besteht, wobei das erste, zweite und dritte Flip Flop Ausgaben haben, die an Eingabedaten des ersten, zweiten bzw. dritten Exklusiv-ODER-Gatters gekoppelt sind, die eine Ausgabe haben, die an eine Eingabe des nächsten Flip Flops in der Kette aus erstem, zweitem, drittem und viertem Flip Flop gekoppelt sind, und wobei das vierte Flip Flop seine Ausgabe als die zweite Ausgabe bestimmt hat und an eine Eingabe des Abbilders geloppelt hat, um das redundante Eingabebit zu liefern, wobei die zweite Eingabe auch an eine Eingabe des ersten Flip Flops gekoppelt ist, – das erste Exllusiv-ODER-Gatter zwischen dem ersten und zweiten Flip Flop geschaltet ist und eine Eingabe hat, die geschaltet ist, um das zweite Nutzdaten-Eingabebit zu erhalten, – das zweite Exklusiv-ODER-Gatter zwischen dem zweiten und dritten Flip Flop geschaltet ist und eine Eingabe so geschaltet hat, dass es das erste Nutzdatenbit empfängt und eine weitere Eingabe an die Ausgabe des Vorkodierer-Exklusiv-ODER-Gatters gekoppelt hat, um das Vorkodierer-Eingabebit zu empfangen, und das eine weitere Eingabe hat, die an die Ausgabe eines UND-Gatters gekoppelt ist, das eine erste Eingabe an eine Ausgabe des dritten Exklusiv-ODER-Gatters gekoppelt hat und eine zweite Eingabe an die Eingabe des vierten Flip Flops gekoppelt hat, – das dritte Nutzdatenbit an eine Eingabe des separaten Exklusiv-ODER-Gatters gekoppelt ist, um durch Exklusiv-ODER-Kombination mit einem Ausgabebit vom dritten Flip Flop des Konvolutionskodierers modifiziert zu werden, und – das dritte Exklusiv-ODER-Gatter eine Eingabe an die Ausgabe des dritten Flip Flops gekoppelt hat und eine Ausgabe an eine Eingabe des vierten Flip Flops gekoppelt hat und eine weitere Eingabe gekoppelt hat, um das Vorkodierer-Eingabebit zu empfangen, und eine weitere Eingabe an die Ausgabe des vierten Flip Flops gekoppelt hat.
  4. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Abbilder mindestens eine Steuereingabe (1072) hat, zum Empfangen von Steuersignalen, die steuern, ob der Trellis-Kodierer im normalen Modus oder im Rückfallmodus arbeitet, und weiterhin einen Pseudozufalls-Scrambler umfasst, der drei Bitgruppen von Daten, genannt Tri-bits, pseudozufällig scrambelt, bevor die Tri-Bits als die Nutzdaten-Eingabebits an die Nutzdateneingaben des Trellis-Kodierers geliefert werden.
  5. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Konvolutionskodierer und das Vorkodierer-Exklusiv-ODER-Gatter so aufgebaut und aneinander gekoppelt sind, dass sie einen 16-Zustand-Konvolutionkodierungsprozess implementieren, der nur gewisse vorbestimmte Muster in den Symbolen zulässt, die aus den Nutzdaten-Eingabebits erzeugt werden.
  6. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Konvolutionskodierer und das separate Exklusiv-ODER-Gatter so aufgebaut und aneinander gekoppelt sind, dass sie durch Paritätsprüf-Polynome gekennzeichnet werden, die in oktaler Form wie folgt angegeben werden: h3 = 04, h2 = 10, h1 = 06, h0 = 23, d^2_free = 5.0, Nfree = 1.68, und der nicht-lineare Term gegeben ist durch D^2[y0(S).AND.D^(–1)y0(D)].
  7. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Abbilder mehrere Modi hat, die verschiedene Zahlen von redundanten Bits addieren, während sie die Codewortlänge immer bei 4 Bits halten, einschließlich eines normalen Modus, bei dem ein redundantes Bit pro drei Nutzdaten-Eingabebits hinzugefügt wird, und eines Rückfallmodus, der verwendet werden kann, wenn Kanalstörungen hoch sind, in dem die Datenrate um die Hälfte gesenkt wird, um Fehler zu verringern.
  8. Verfahren zur Trellis-Kodierung einer Mehrzahl von Nutzdatenbits in einem Konstellationspunkt, dadurch gekennzeichnet, dass es die Schritte umfasst: – des Empfangens einer Mehrzahl von Nutzdatenbits; – des Konvolutionskodierens der Nutzdatenbits in ein zusätzliches Bit, indem die Nutzdatenbits verschiedenen Eingaben eines Konvolutionskodierers zugeführt werden und auch ein Nutzdatenbit, das durch einen Vorkodierungsprozess zur Erzeugung eines modifizierten Bits modifiziert wurde, einer Eingabe des Konvolutionskodierers zugeführt wird, wobei das modifizierte Bit durch Exlclusiv-ODERn eines der Nutzdatenbits mit einem Ausgabebit von einer Zwischenstufe des Konvolutionskodierers erzeugt wird, wobei der Schritt des Konvolutionskodierens eine Ausgabe von mindestens einem zusätzlichen Bit hervorbringt; und – in einem normalen Modus, des Abbildens der Kombination der ausgewählten der Nutzdatenbits, die nicht durch den Vorkodier- oder Konvolutionskodier-Prozess modifiziert wurde, und des modifizierten Bits und des mindestens einen zusätzlichen Bits in ein zu übertragendes Symbol, wobei das Symbol ein Konstellationspunkt in einer Konstellation ist, die eine Anzahl von verschiedenen Symbolen oder Konstellationspunkten hat, die 2n ist, wobei n die Anzahl der Bits ist, die in den Abbildungsprozess eingegeben wird, und, in einem Rückfallmodus, des Abbildens des mindestens einen zusätzlichen Bits und des modifizierten Bits in einen ersten Ausgabesymbol-Konstellationspunkt in einer ersten QPSK-Konstellation, und des Abbildens der Nutzdatenbits, die durch den Vorkodierungs- oder Konvolutionskodierungsprozess nicht modifiziert wurden, in einen zweiten Ausgabesymbol-Konstellationspunkt in einer zweiten QPSK-Konstellation, und des Übertragens des ersten und zweiten Ausgabesymbol-Konstellationspunkts separat.
  9. Verfahren gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren zum Konvolutionskodieren auf mehreren Mehrheiten der Nutzdatenbits nacheinander durchgeführt wird, und dass der Schritt des Konvolutionskodierens das Einführen einer gewissen Abhängigkeit zwischen aufeinander folgenden Konstellationspunkten umfasst, die aus der aufeinander folgenden Mehrheit von Nutzdatenbits erzeugt wurden, so dass nur bestimmte Muster oder zulässige Folgen von Konstellationspunkten erlaubt sind, wobei die Muster oder erlaubten Folgen als ein Trellis-Code modelliert und durch einen Viterbi-Dekodierer erkannt werden können.
  10. Verfahren gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Abbildens beinhaltet die Schritte des Empfangens von drei Nutzdatenbits, W1, W2 und W3, und von einem oder mehreren Steuersignalen (1072), die anzeigen, ob ein normaler Modus oder ein Rückfallmodus implementiert werden muss, und dass der Schritt des Konvolutionskodierens die drei Nutzdatenbits in ein weiteres Nutzdatenbit durch die Durchführung der folgenden Schritte kodiert: (1) Übergabe der W2- und W3-Nutzdatenbits unverändert an den Abbildungsprozess; (2) Vorkodieren des W1-Nutzdatenbits, um das modifizierte Bit zu erzeugen durch das Durchführen einer exklusiv-ODER-logischen Operation zwischen dem W1-Nutzdatenbit und einem rückgeführten Bit, das von einem vorbestimmten Abgriff (S1) einer abgegriffenen Verzögerungsleitung mit Exklusiv-ODER-Gattern zwischen den Stufen ausgegeben wurde, im Weiteren Verzögerungsleitung (1052, 1060, 1054, 1062, 1056, 1064, 1058) genannt; (3) Durchführen einer Exklusiv-ODER-Operation zwischen einem Ausgabebit von einer ersten Verzögerungsstufe (1052) der Verzögerungsleitung und dem W2-Nutzdatenbit, und Laden des resultierenden Bits in eine zweite Verzögerungsstufe (1054) der Verzögerungsleitung; (4) Durchführen einer Exklusiv-ODER-Operation zwischen einem Ausgabebit von der zweiten Verzögerungsstufe der Verzögerungsleitung und dem W3-Nutzdatenbit und dem modifizierten Bit und einem zweiten Rückführungsbit von einem NAND-Gatter und Laden des resultierenden Bits in eine dritte Verzögerungsstufe (1056); (5) Koppeln einer Ausgabe der dritten Verzögerungsstufe als das Rückführungsbit mit einem Exklusiv-ODER-Gatter, das den obigen Schritt 2 durchführt, und Durchführen einer Exklusiv-ODER-Operation zwischen dem Ausgabebit der dritten Verzögerungsstufe und dem modifizierten Bit und einem Ausgabebit einer vierten Verzögerungsstufe der Verzögerungsleitung, und Laden des resultierenden Bits in die vierte Verzögerungsstufe; (6) Koppeln eines Ausgabebits der vierten Verzögerungsstufe als das weitere Bit mit dem Abbildungsschritt und Laden des zusätzlichen Bits in die erste Verzögerungsstufe, (7) Durchführen einer NAND-logischen Operation zwischen dem zusätzlichen Bit und dem Bit, das in die vierte Verzögerungsstufe geladen wurde, und Liefern des resultierenden Bits als das zweite Rückführungsbit an die Exklusiv-ODER-Operation des Schritts 4.
  11. Verfahren gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin umfasst den Schritt des Kodierens von zu übertragenden Daten in einem Reed-Solomon-Kodierer oder einem anderen Kodierer, der Blockcodes verwendet, um eine Mehrzahl von Codewörtern zu erzeugen, und dann des Lieferns von Bits der Codewörter als die Nutzdatenbits an den Trellis-Kodierprozess.
  12. Verfahren gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin umfasst den Schritt des pseudozufälligen Scrambelns von Sätzen der Nutzdatenbits, die an den Trellis-Kodierprozess zu liefern sind, vor dem Liefern der Nutzdatenbits an den Trellis-Kodierprozess.
  13. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Konvolutionskodierer so aufgebaut ist, dass er die Nutzdatenbits im Normalmodus konvolutions-kodiert, um mindestens ein zusätzliches Bit zu erzeugen, das das redundante Eingabebit genannt wird, das eine Abhängigkeit zwischen aufeinander folgenden Sätzen von Nutzdatenbitsätzen einführt, und so aufgebaut ist, dass er das Konvolutionskodieren unter Verwendung eines Konvolutionscodes macht, gekennzeichnet durch die Koeffizienten eines Paritätsprüf-Polynoms, das in oktaler Form wie folgt angegeben ist: h3 = 04, h2 = 10, h1 = 06, h0 = 23, d^2_free = 5.0, Nfree = 1.68 und worin der nicht-lineare Term gegeben ist als D^2[y0(S).AND.D^(–1)y0(D)].
  14. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Konvolutionskodierer ein ARQ-Kodierer ist, der genügend Fehlererkennungs- und Korrekturermittlungsbits hinzufügt, um es einem Empfänger zu ermöglichen, einen Fehler zu erkennen und nochmalige Übertragung zu beantragen.
  15. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Konvolutionskodierer und der Abbilder als eine Vorwärts-Fehlerkorrektur-Kodierer-Zustandsmaschine implementiert sind.
  16. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Konvolutionskodierer und der Abbilder als Look-up-Tabelle implementiert sind, die an einen Zustandsspeicher gekoppelt sind, der mindestens ein Extra-Bit im Normalmodus hinzufügt, um Redundanz für Fehlererkennung und -korrektur zur Verfügung zu stellen und zur Verwendung durch einen Viterbi-Dekodierer in einem Empfänger, um mit größerer Genauigkeit die Daten zu bestimmen, die tatsächlich gesendet wurden, trotz des Vorhandenseins von Rauschen, wobei das mindestens eine Extra-Bit eine Konstel lation zur Verfügung stellt, die größer ist als die Konstellation gewesen wäre ohne die Extra-Bits, wodurch es mehr Abstand zwischen den Konstellationspunkten ermöglicht und eine bessere Unterscheidung zwischen Punkten in der Konstellation durch den Empfänger ermöglicht und die Bit-Fehlerrate verringert, ohne die Bandbreite zu erhöhen.
  17. Trellis-Kodierer gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Kodierer, der Vorkodierer und der Abbilder so aufgebaut sind, dass sie den Trellis-Kodierer implementieren als 16-QAM, Rate 3/4 Trellis-Kodierer, der 16 Zustände aufweist, eine Pi/4-Rotationsinvarianz, keine parallelen Pfade und eine effektive Codelänge von 2.
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