DE69632871T2

DE69632871T2 - Temperatursender mit prozessgekoppelter kalibrierung mittels johnson-widerstandsrauschen

Info

Publication number: DE69632871T2
Application number: DE69632871T
Authority: DE
Inventors: Evren Eryurek; Gary Lenz
Original assignee: Rosemount Inc
Current assignee: Rosemount Inc
Priority date: 1996-01-03
Filing date: 1996-12-19
Publication date: 2005-03-17
Anticipated expiration: 2016-12-20
Also published as: CN1205771A; MX9804832A; DE69632871D1; WO1997025602A1; CN1130552C; US5746511A; EP0871851B1; EP0871851A1; CA2240909A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft Sender von der Art, wie sie zur Messung einer Prozesstemperatur verwendet werden. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen Temperatursender mit prozessgekoppelten Kalibrierungsfähigkeiten.
Temperatursender werden in der Prozesssteuerungsindustrie beispielsweise zum Messen der Temperatur eines Prozessfluids eingesetzt. Typischerweise ist der Temperatursender an einem entfernten Ort angeordnet und an eine Steuerwarte über eine 4–20 mA-Stromschleife angeschlossen. Ein Temperatursensor wird in dem Prozessfluid angeordnet und liefert ein mit der Temperatur des Prozessfluids in Zusammenhang stehendes Ausgangssignal. Der Temperatursensor kann beispielsweise eine Widerstands-Temperatur-Vorrichtung (RTD) sein, bei der es sich um eine Vorrichtung handelt, welche einen temperaturabhängigen Widerstand aufweist. Der Sender injiziert einen Strom in die Widerstands-Temperaturvorrichtung RTD, und der daraus resultierende Spannungsabfall an der RTD wird zur Messung des Widerstands verwendet. Die Spannung wird unter Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers in ein digitales Format umgewandelt und an einen Mikroprozessor weitergeleitet. Der Mikroprozessor wandelt die gemessene Spannung in einen die Temperatur wiedergebenden digitalen Wert um. Der Mikroprozessor kann eine zusätzliche Kalibrierung oder Kompensation der digitalen Spannung basierend auf der bestimmten Art von verwendetem RTD-Sensor ausführen oder basierend auf von einem Maschinenbediener durchgeführten periodischen Kalibrierungen. Der digitale Temperaturwert wird auf der 4–20 mA-Stromschleife zum Empfang durch die Regelschaltkreisanordnung in der Steuerwarte übertragen. Die Übertragung über die 4–20 mA-Stromschleife kann durch Regelung des analogen Strompegels zur Darstellung der gemessenen Temperatur oder durch digitale Modulation von Informationen auf der Schleife erfolgen.
Die Beziehung zwischen Widerstand einer RTD und Temperatur neigt dazu, sich im Laufe der Zeit zu verändern. Diese Veränderungen können periodisch aus dem System kalibriert werden, um eine Genauigkeit bei der Temperaturmessung beizubehalten. Beispielsweise kann periodisch ein Maschinenbediener erforderlich sein, der sich zur Kalibrierung des Senders in das Arbeitsfeld begibt. Der Sender wird durch Anordnen des RTD-Sensors in einem Bad mit bekannter Temperatur und Überwachen des Ausgangssignals aus dem Temperatursender kalibriert. Die Differenz zwischen der tatsächlichen Temperatur des Temperaturbads und der Ausgangstemperatur wird als Kalibrierungsfaktor verwendet und im Speicher für eine nachfolgende Verwendung durch den Mikroprozessor gespeichert.
Eine andere Methode zur Kalibrierung einer Temperatur-Messvorrichtung ist in dem am 20. Juli 1993 erteilten US-Patent 5,228,780 von Shepard et al mit dem Titel "DUAL-MODE SELF-VALIDATING RESISTANCE/JOHNSON NOISE THERMOMETER SYSTEM (selbstprüfendes Zweipunktwiderstand-/Johnson-Widerstandsrausch-Thermometersystem) beschrieben. Dieses Patent beschreibt ein Verfahren zum Messen von Johnson-Widerstandsrauschen zur Kalibrierung eines RTD-Sensors. Johnson-Widerstandsrauschen beschreibt das Wechselstrom-Rauschsignal, das in einem Widerstandselement erzeugt wird und das direkt mit der Temperatur des Elements in Zusammenhung steht. Johnson-Widerstandsrauschen ist das Ergebnis von Valenz- oder Leitungselektronen in einem Atomgitter, das durch thermische Rauschverlagerungen der Atome willkürlich hin- und herbewegt wird. Dies bewirkt eine(n) kleine(n), breitbandige(n) Wechselspannung oder -strom. Um Johnson-Widerstandsrauschen genau zu messen, muss das Rauschsignal über eine relative lange Zeitperiode integriert werden. Diese Integrationsperiode macht Johnson-Widerstandsrauschen unpraktisch für eine häufige, fortlaufende Überwachung einer Prozesstemperatur. Die Druckschrift von Shepard et al zielt nicht auf die Verwendung zusammen mit einem Prozesssteuerungssender ab. Des Weiteren verwendet die Shepard-Druckschrift eine Rauschunterdrückungs-Schaltkreisanordnung, welche sehr empfindlich und höchst anfällig gegenüber Rauschen von anderen Quellen als dem Johnson-Widerstandsrauschen ist.
Aus diesem Grund wird ersichtlich, dass der Stand der Technik keinen Temperatursender bereitstellt, der in der Lage ist, eine genaue, prozessgekoppelte Selbstkalibrierung auszuführen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung liefert ein Prozesssteuerungssystem gemäß Anspruch 1.
Ein Temperatursender zur Verwendung in einem Prozesssteuerungssystem weist einen Sensoreingang zur Kopplung an einen Temperatursensor auf. Der Temperatursensor weist einen Widerstand auf, der mit der Temperatur des Temperatursensors in Zusammenhang steht. Die an den Sensoreingang gekoppelte Widerstands-Messschaltkreisanordnung liefert ein Widerstands-Ausgangssignal, das mit dem Widerstand des Temperatursensors in Zusammenhang steht. Die an die Widerstands-Messschaltkreisan- Ordnung gekoppelte Messschaltkreisanordnung liefert darauf ansprechend ein Temperatur-Ausgangssignal, das mit der Temperatur des Temperatursensors in Zusammenhang steht. Ein Analog-Digital-Umwandlungsschaltkreis koppelt an den Sensoreingang und liefert ein digitales Ausgangssignal, welches das Wechselstromrauschen im Temperatursensor darstellt. Eine digitale Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung isoliert eine Johnson-Widerstandsrauschkomponente im Wechselstromrauschen und liefert ein digitalisiertes Johnson-Widerstandsrauschen-Ausgangssignal. Die Temperaturmessungs-Schaltkreisanordnung stellt ein kalibriertes Temperatur-Ausgangssignal basierend auf dem Widerstands-Ausgangssignal und dem digitalisierten Johnson-Widerstandsrauschen-Ausgangssignal bereit. Die Ausgangsschaltkreisanordnung überträgt die kalibrierte Temperatur über die Prozessregelschleife. Der Temperatursender wird mit Energie von der Prozessregelschleife betrieben.
Weitere Einzelheiten, Vorteile und Merkmale ergeben sich aus der nachfolgenden Kurzbeschreibung mehrerer Ausführungformen anhand der Zeichnungen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Es zeigen:
1 ein vereinfachtes Blockdiagramm, das einen erfindungsgemäßen Temperatursender zeigt;
2 ein ausführlicheres Blockdiagramm des Temperatursenders aus 1; und
3 ein Schaubild, welches das Verhältnis zwischen der Leistungsspektraldichte und der Frequenz des in einem RTD-Temperatursensor erzeugten Wechselstrom-Rauschsignals zeigt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
1 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines mit der Regelschleife 11 gekoppelten Senders 10, einschließlich der Johnson-Widerstandsrauschen-Messschaltkreisanordnung 12.
Der Sender 10 ist an eine RTD (resistive temperature device = Widstands-Temperatur-Vorrichtung) 16 gekoppelt, die von einer einen Strom I_S liefernden Stromquelle 50 betrieben wird. Ein Gleichspannungsverstärker 26 ist am RTD-Temperatursensor 16 angeschlossen und liefert ein Ausgangssignal, das mit dem Spannungsabfall an der RTD 16 und folglich mit der Temperatur in Zusammenhang steht, an den Mikroprozessor 22. Der Mikroprozessor 22 wandelt diese Spannung zur Übertragung über die Prozessregelschleife 11 in einen die Temperatur der RTD 16 wiedergebenden Wert um.
Die Johnson-Widerstandsrauschen-Messschaltkreisanordnung 12 weist an Wechselstrom gekoppelte Breitband-Spannungsvorverstärker 60 und 62 auf, die an der RTD 16 erzeugte Wechselspannungssignale verstärken, und liefern Ausgangssignale an die digitale Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung (DSP) 64. Die DSP-Schaltkreisanordnung 64 überwacht die Kreuz-Leistungsspektraldichte (CPSD) der beiden Rauschsignale und identifiziert erfindungsgemäß die Johnson-Widerstandsrauschkomponente aus dem Rauschen. Das Johnson-Widerstandsrauschsignal wird an den Mikroprozessor 22 geliefert, wobei es sich um ein sehr präzises Temperaturreferenzsignal handelt, das vom Mikroprozessor 22 zur Kalibrierung von Temperaturmessungen verwendet wird, welche vom Gleichspannungsverstärker 26 durchgeführt werden.
2 ist ein ausführlicheres Blockdiagramm des in 1 gezeigten Temperatursenders 10, der zur Messung der Temperatur mit dem RTD-Sensor 16 verbunden ist. Der Temperatursender 10 schließt die Johnson-Widerstandsrauschen-Messschaltkreisanord nung 12 ein.
Der Sender 10 koppelt an die Prozessregelschleife 11, welche Energie an den Sender 10 liefert, und über welche Informationen übertragen und empfangen werden. Der Sender 10 schließt einen Anschlussblock 14 mit Anschlüssen 1 bis 4 ein, die zur Kopplung an beispielsweise den RTD-Temperatursensor 16 ausgelegt sind. 2 zeigt die elektrischen Anschlüsse an die RTD 16. Der Sensor 16 kann entweder innerhalb oder außerhalb des Senders 10 angeordnet sein. Der Sender 10 weist den vom Mikroprozessor 22 gesteuerten Multiplexer 20 auf, wobei der Mikroprozessor an die Regelschleife 11 über eine Eingabe-/Ausgabe (I/O)-Schaltkreisanordnung 24 angeschlossen ist. Der Multiplexer 20 multiplext geeignete Gruppen von Analogsignalen, einschließlich Signalen von den Anschlüssen 1 bis 4, zu positiven und negativen Eingangssignalen des Differenzverstärkers 26, welcher an den hochpräzisen Analog-Digital-Wandler 28 koppelt. In einer Ausführungsform weist der Wandler 28 eine Genauigkeit von 17 Bit und eine Umwandlungsrate von 14 Abtastungen pro Sekunde auf. Der Speicher 30 speichert Befehle und Informationen für den Mikroprozessor 22, der mit einer durch den Taktgeber 32 festgelegten Geschwindigkeit arbeitet. Der Multiplexer 20 koppelt wahlweise Eingangssignalpaare an die positiven und negativen Eingänge des Differenzverstärkers 26. Ein Referenzwiderstand R_REF 38 koppelt an den Multiplexer 20 und ist mit der RTD 16 in Reihe geschaltet.
Im Betrieb misst der Sender 10 die Temperatur des Sensors 16 und überträgt eine Darstellung der Temperatur über die Regelschleife 11. Der Sender 10 verwendet die folgende Gleichung zur Berechnung des Hauptwerts der Temperatur der RTD 16:

wobei: R_REFNOM = Nennwiderstand des Referenzwiderstands in Ohm, und/oder gespeichert im Speicher 30;
V_REINGANG = Spannungsabfall am Eingang; und
V_RREF = Spannungsabfall an R_REF

Die Stromquelle 50 liefert einen Strom I_S durch den Sensor 16 (über die Anschlüsse 1 und 4) und den Referenzwiderstand 38. Der Mikroprozessor 22 misst den Spannungsabfall (V_REINGANG) an der RTD 16 zwischen den Anschlüssen 2 und 3, sowie den Spannungsabfall (V_RREF) am Widerstand 38 mit Hilfe des Multiplexers MUX 20. R_REFNOM ist eine Berechnungskonstante und wird aus dem Speicher 30 abgerufen. Bei einer Vierdraht-Widerstandsmessung wie dieser wird der Spannungsabfall an den Verbindungen zu den Anschlüssen 2 und 3 größtenteils beseitigt, da im Wesentlichen der gesamte Strom zwischen den Anschlüssen 1 und 4 fließt, und hat wenig Einfluss auf die Ganauigkeit der Messung. R_EINGANG wird mit einer Nachschlagtabelle oder einer geeigneten Gleichung, die im Speicher 30 gespeichert sind, in Temperatureinheiten umgewandelt.
Die Johnson-Widerstandsrauschen-Messschaltkreisanordnung 12 ist in 2 ausführlicher gezeigt. Ein an Wechselstrom angeschlossener Breitband-Spannungsvorverstärker 60 weist einen Differenzverstärker 70 mit einer negativen Rückkopplung durch den Widerstand 72 auf. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers 70 koppelt an den Anschluss 2 des Anschlussblocks 14. Der invertierende Eingang des Verstärkers 70 koppelt an den Anschluss 3 des Blocks 13 durch einen Wechselstrom-Trennkondensator 74 und einen Schalter 76. Der Ausgang des Verstärkers 70 koppelt an die digitale Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung 64. Ähnlich weist der Verstärker 62 den Differenzverstärker 80 auf, welcher eine negative Rückkopplung durch den Widerstand 82 aufweist. Der nicht-invertierende Eingang zum Verstärker 80 koppelt an den Anschluss 2 des Anschlussblocks 14, und der invertierende Eingang koppelt an den Anschluss 3 des Anschlussblocks 14 durch den Wechselstrom-Trennkondensator 84 und den Schalter 86. Das Ausgangssignal aus dem Differenzverstärker 80 wird an die digitale Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung 64 geliefert. Die Verstärker 60 und 62 sind parallel geschaltet. In einer bevorzugten Ausführungsform weisen die Verstärker 60 und 62 Operationsverstärker auf.
Die Digitalsignalvearbeitungs-Schaltkreisanordnung 64 koppelt an die Taktuhr 90, die beispielsweise mit einer anderen Frequenz als die Taktuhr 32 arbeiten kann und die aus dem von der Taktuhr 32 erzeugten Taktsignal abgeleitet werden kann. In der in 2 gezeigten Ausführungsform wird ein Wechselstrom-Referenzsignal durch die Referenz 92 erzeugt, und die invertierenden Eingänge der Differenzverstärker 70 und 80 können wahlweise über die Schalter 76 bzw. 86 an die Referenz 92 angeschlossen werden. Das Ausgangssignal aus dem Verstärker 70 wird mit Hilfe des Analog-Digital-Wandlers 78 in digitalem Format an die DSP-Schaltkreisanordnung 64 geliefert. Auf ähnliche Weise wird das Ausgangssignal aus dem Verstärker 80 mit Hilfe des Analog-Digital-Wandlers 88 in digitalem Format an die DSP-Schaltkreisanordnung geliefert.
Die Analog-Digital-Wandler 78 und 88 tasten die von den Verstärkern 70 und 80 gelieferten verstärkten Wechselstrom-Rauschsignale mit einer Abtastgeschwindigkeit von 200 kHZ oder mehr ab.
Das System umfasst eine digitale Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung zum Erhalt und zur Identifizierung des in der RTD 16 erzeugten Johnson-Widerstandsrauschsignal. Dieses Johnson-Widerstandsrauschsignal neigt dazu, eine relartiv kleine Amplitude zu haben, und es ist schwierig, dieses zu identifizieren und von anderem Rauschen zu trennen, das an die Eingänge der Verstärker 60 und 62 geliefert werden kann.
Die digitale Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung 64 führt eine Spektralanalyse der von den Verstärkern 60 und 62 empfangenen Rauschsignale durch. Die digitale Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung 64 arbeitet in Übereinstimmung mit gut bekannten Signalverarbeitungsverfahren. Beispielsweise werden Eingangssignale als diskrete Werte in den Zeit- und/oder Frequenzbereichen bearbeitet. Eine Art von Signalverarbeitungsalgorithmus ist die Z-Transformation, die es der Schaltkreisanordnung 64 ermöglicht, im Z-Wertebereich zu operieren. In einer Ausführungsform wird die Spektralanalyse unter Verwendung einer Fast-Fouriertransformation (FFT) ausgeführt. Eine Fast-Fouriertransformation ist ein bekanntes Verfahren zur Ausführung einer Spektralanalyse, welche Frequenzkomponenten in einem Wechselstromsignal identifiziert. In einer anderen Ausführungsform wird eine Spektralanalyse unter Verwendung einer Wavelet-Analyse durchgeführt. Die Wavelet-Theorie wird in dem Artikel Wavelet Analysis of Vibration, Part I: Theory von D.E. Newland, im Magazin JOURNAL OF VIBRATION AND ACOUSTICS (Magazin für Schwingung und Akustik), Oktober 1994, Band 116, Seite 409 beschrieben. Eine spezifische Anwendung der Wavelet-Analyse und eine Erklärung einer diskreten Wavelet-Tranformation (DWT) ist in dem Artikel Wavelet Analysis of Vibration, Part 2: Wavelet-Maps, von D.E. Newland, im Magazin JOURNAL OF VIBRATION AND ACOUSTICS, Oktober 1994, Band 116, Seite 417 dargelegt. In einer Ausführungsform wird die Wavelet-Analyse der Fast-Fourier-Analyse vorgezogen, da die Wavelet-Analyse ein effizienteres Verfahren bereitstellt und weniger Berechnungszeit erfordert, wenn Spektralkomponenten in einem bekannten Frequenzbereich identifiziert werden.
Die beschriebene Ausführungsform schließt die Verwendung zweier separater analoger Rauschsignale ein, die von den Verstärkern 60 und 62 erzeugt werden. Unter Verwendung dieser beiden Signale berechnet die digitale Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung 64 die Kreuz-Korrelations-Leistungsspektraldichte (CPSD = Cross Power Spectral Density) und vermindert die Auswirkungen eines unzusammenhängenden Rauschens auf die Johnson-Widerstandsrausch-Messung. Beispielsweise beträgt die höchstmögliche Gesamtbandbreite des Systems 100 kHz, wenn man davon ausgeht, dass die eingehenden Signale verarbeitet werden, indem Datenblöcke mit 1024 Abtastungen verwendet werden und die Abtastrate 200 kHz beträgt. Aufgrund der nichtidealen Beschaffenheit der unterschiedlichen Komponenten, wie beispielsweise von Filtern zur Bildglättung, nähert sich die tatsächliche Gesamtbandbreite wahrscheinlich eher 50 kHz an. Die Frequenzauflösung beträgt in etwa 200 Hz. Das Spektrum der Kreuz-Korrelations-Leistungsspektraldichte wird in 1024 Datenpunkte gebrochen, wobei jeder Datenpunkt ungefähr 200 Hz Bandbreite darstellt. Da das Spektrum "gefaltet" ist und negative Frequenzen aufweist, enthält die Kreuz-Korrelations-Leistungsspektraldichte tatsächlich ungefähr 512 einzigartige Datenpunkte bei einer Auflösung von 200 Hz. Das Filter zur Bildglättung halbiert diese Menge effektiv. Die endgültige Bandbreite der Kreuz-Korrelations-Leistungsspektraldichte beträgt daher in etwa 50 kHz mit ungefähr 256 Datenpunkten bei einer Auflösung von 200 kHz. Es versteht sich, dass andere Kombinationen von Blockgröße, Abtastrate und Anzahl von bearbeiteten Blöcken verwendet werden können und bessere Ergebnisse für die spezifische Implementierung und Umgebung erzielen können.
3 ist ein Beispiel für die Leistungsspektraldichte im Verhältnis zu einem Frequenzspektrum, wie es vom Verstärker 60 oder 62 ausgegeben wird. Eine Schmalbandstörung, wie z.B. eine elektromagnetische Interferenz, Mikrophonie usw. verursacht eine Breitenentfernung in der Flachzone des Spektrums und wird von der digitalen Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung 64 ignoriert. Dies verringert die Gesamtbandbreite zu einer geringeren Nettobandbreite. Die geringere Netzbandbreite wird bei der Messung der Kreuz-Korrelations-Leistungsspektraldichte verwendet. Der Spitzenwert bei der Messung der Kreuz-Korrelations-Leistungsspektraldichte zeigt das Johnson-Widerstandsrauschen im RTD-Sensor 16 an. Thermische Rauschsignale, die in dem System entstehen, wie beispielsweise Rauschsignale, die der Verdrahtung oder in den an Wechselstrom angeschlossenen Verstärkern 60 und 62 erzeugt werden, tendieren bei der Messung der Kreuz-Korrelations-Leistungsspektraldichte gegen Null, da sie unzusammenhängend sind. Die Auswirkungen der unzusammenhängenden Rauschsignale werden durch längere Durchschnittszeiten für die Berechnung der Kreuz-Korrelations-Leistungsspektraldichte verringert. Das einzige zusammenhängende Rauschsignal, das bei der Messung der Kreuz-Korrelations-Leistungsspektraldichte in Erscheinung tritt, ist das des Sensors selbst, von der Gleichstromquelle 50 und jeder beliebigen elektromagnetischen Interferenz-Mikrophonie. Daher können Verbesserungen beim Betrieb der Erfindung erzielt werden, indem jegliches von der Stromquelle 50 erzeugte Rauschen verringert wird.
Für eine präzise Berechnung der Kreuz-Korrelations-Leistungsspektraldichte müssen die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 60 und 62 bekannt sein. Eine Bestimmung dieser Verstärkungsfaktoren wird erreicht, indem die invertierenden Eingänge der Verstärker 60 und 62 mit einer Wechselstrom-Referenzsignalquelle 92 durch geeignete Positionierung der Schalter 76 bzw. 86 verbunden werden. Durch die Kopplung der Verstärker 70 und 80 an die Referenz 92 mit Hilfe der Schalter 76 und 86 kann der Verstärkungsfaktor der Verstärker 60 und 62 bestimmt werden, falls der Wert der Referenz 92 genau bekannt ist.
Im Betrieb bestimmt der Mikroprozessor 22 periodisch die Temperatur der RTD 16, indem er das Johnson-Widerstandsrauschen gemäß der folgenen Gleichung verwendet:

wobei: T = Temperatur des Sensors;
K = Boltzmann-Konstante;
C = eine feste Kapazität; und
V_N = Johnson-Widerstandsrauschen.

Der Mikroprozessor 22 berechnet die Differenz zwischen der Temperatur des RTD-Sensors 16, welche unter Verwendung der Schaltkreisanordnung 12 sowie dem unter Verwendung der Nachschlagetabelle berechneten Wert gemessen wird, und dem Wert R_EINGANG, der mit Hilfe der oben beschriebenen Gleichung 1 berechnet wird. Diese Differenz wird zur Kalibrierung der Temperaturmessungen verwendet. Die Differenz zwischen den beiden Temperaturmessungen wird mit Hilfe des Mikroprozessors 22 im Speicher 30 gespeichert oder "protokolliert" und zur Aktualisierung der zukünftigen Temperaturmessungen der Temperatur verwendet, die durch Messen des Spannungsabfalls am RTD-Sensor 16 unter Verwendung des Verstärkers 26 erhalten werden. Beispielsweise kann R_REFNOM aus Gleichung 1 ansprechend auf die berechnete Differenz angepasst werden, um Ungenauigkeiten und eine Abweichung des Sensors 16 auszugleichen. In einer Ausführungsform speichert der Mikroprozessor 22 eine Reihe von Temperaturdifferenzen, die über einen Zeitraum mit dem RTD-Sensor 16 bei unterschiedlichen Temperaturen gemessen wurden, zur Entwicklung einer umfassenderen und genaueren Merkmalskurve des RTD-Sensors 16. Die zusätzlichen Datenpunkte liefern eine verbesserte Genauigkeit bei der Kompensierung und Kalibrierung.
Es können auch andere Arten von digitalen Signalverarbeitungsverfahren angewendet werden.

Claims

Prozesssteuerungssystem, welches einen Temperatursender (10) und eine Regelschleife (11) aufweist, wobei die Regelschleife den Sender mit einer Regelung verbindet, und wobei der Sender über die Schleife betrieben wird und Folgendes aufweist: eine an die Regelschleife (11) gekoppelte Stromquelle zum Erzeugen von Energie für den Sender (10); einen Sensoreingang (14) zum Koppeln an einen Temperatursensor (16), welcher einen temperaturabhängigen Widerstand aufweist; eine an den Sensoreingang (14) gekoppelte Widerstands-Messschaltkreisanordnung (20, 26, 28, 50) zum Liefern eines Widerstands-Ausgangssignals, das mit dem Widerstand des temperaturabhängigen Widerstands beim Betrieb in Beziehung steht; einen an Wechselstrom angeschlossenen ersten Breitbandverstärker (60), welcher zum Liefern eines verstärkten Ausgangssignals mit einer Wechselstrom-Rauschkomponente und einer Widerstands-Rauschkomponente an den Sensoreingang (14) gekoppelt ist; eine erste Analog-Digital-Umwandlungsschaltkreisanordnung (78), welche mit dem verstärkten Ausgangssignal des ersten Verstärkers zum Liefern eines ersten digitalen Ausgangssignals gekoppelt ist; einen an Wechselstrom angeschlossenen, mit dem Sensoreingang (14) gekoppelten zweiten Breitbandverstärker (62), welcher ein verstärktes Ausgangssignal mit einer Wechselstrom-Rauschkomponente und mit einer Widerstands-Rauschkomponente liefert; und eine zweite Analog-Digital-Umwandlungsschaltkreisanordnung (88), welche mit dem verstärkten Ausgangssignal des zweiten Verstärkers (62) gekoppelt ist, und ein zweites digitales Ausgangssignal liefert; eine Digitalsignal-Verarbeitungsschaltkreisanordnung (64), welche mit dem ersten und dem zweiten digitalen Ausgangssignal gekoppelt ist und derart angeordnet ist, dass sie die Widerstands-Rauschkomponente von allen anderen Wechselstrom-Rauschkomponenten trennt und ein digitalisiertes Widerstandsrausch-Ausgangssignal liefert; eine Temperatur-Messschaltkreisanordnung (22), die mit der Widerstands-Messschaltkreisanordnung (20, 26, 28, 50) und der Digitalsignal-Verarbeitungsschaltkreisanordnung (64) gekoppelt ist und derart angeordnet ist, dass sie ein kalibriertes Temperatur-Ausgangssignal basierend auf dem Widerstands-Ausgangssignal und dem digitalisierten Widerstandsrausch-Ausgangssignal liefert; und eine Ausgangsschaltkreisanordnung (24), welche das Ausgangssignal aus der Temperatur-Messschaltkreisanordnung (22) mit der Prozessregelschleife (11) koppelt und derart angeordnet ist, dass sie das kalibrierte Temperatur-Ausgangssignal über die Regelschleife (11) an die Steuerung überträgt.
System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die digitale Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung (64) derart angeordnet ist, dass sie die Differenz-Leistungs-Spek traldichte (Cross Power Spectral Density) basierend auf den digitalisierten Ausgangssignalen berechnet.
System nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die digitale Signalverarbeitungs-Schaltkreisanordnung (64) derart angeordnet ist, dass sie eine Fast-Fourier-Transformation (FFT) an dem digitalen Ausgangssignal durchführt.
System nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Digitalsignal-Verarbeitungsschaltkreisanordnung (64) derart angeordnet ist, dass sie eine Wavelet-Transformation an dem digitalen Ausgangssignal durchführt.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 4 mit einem Speicher (30), der mit der Temperatur-Messschaltkreisanordnung (22) gekoppelt ist, die derart angeordnet ist, dass sie in dem Speicher (30) einen Kalibrierwert speichert, der mit einem Vergleich des Widerstands-Ausgangssignals mit dem digitalisierten Widerstandsrausch-Ausgangssignal in Beziehung steht.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangs-Schaltkreisanordnung (24) derart ausgelegt ist, dass sie ein mit dem digitalisierten Widerstandsrausch-Ausgangssignal in Beziehung stehendes Signal überträgt.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 6, welches eine Referenz für die Kalibrierung des Widerstandsrausch-Ausgangssignals aufweist.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Widerstands-Messschaltkreisanordnung (20, 26, 28, 50) Folgendes aufweist: eine mit dem Sensoreingang in Reihe geschaltete Stromquelle (50); einen Differentialverstärker (26) zur Verbindung über den Sensoreingang (14) und zur Lieferung eines Differenz-Ausgangssignal; und eine mit dem Differentialverstärker (26) gekoppelte Umwandlungsschaltkreisanordnung (28) zum Liefern eines mit dem Widerstand des Sensors in Beziehung stehenden digitalisierten Differenz-Ausgangssignals.
System nach Anspruch 8, welches einen Multiplexer (20) zum Koppeln des Sensoreingangs (14) an den Differentialverstärker (26) aufweist.