DE69532919T2

DE69532919T2 - Schnelles vermittlungssystem für analoge teilnehmeranschlüsse

Info

Publication number: DE69532919T2
Application number: DE69532919T
Authority: DE
Inventors: Brent Townshend
Original assignee: Townshend Brent Menlo Park
Current assignee: Townshend Brent Menlo Park
Priority date: 1994-12-09
Filing date: 1995-12-04
Publication date: 2005-04-14
Anticipated expiration: 2015-12-05
Also published as: JPH09512689A; JP2007251939A; CA2182974C; ATE265120T1; CA2182974A1; CA2266904A1; WO1996018261A3; CA2266945A1; US5809075A; CA2266945C; KR20030096429A; AU9422098A; ES2219671T3; JP4291410B2; KR20030096427A; AU708085B2; AU708086B2; EP0745302B1; TW365092B; KR100422964B1

Description

Das Gebiet der vorliegenden Erfindung betrifft im allgemeinen eine Datenkommunikationseinrichtung und insbesondere ein System und ein Verfahren zum Übertragen von digitalen Daten über eine Telefonverbindung.
Datenkommunikation spielt bei vielen Aspekten der heutigen Gesellschaft eine wichtige Rolle. Banktransaktionen, Faksimiles, Computernetzwerke, entfernter Datenbankzugriff, Kreditkartenvalidierung und eine Fülle von anderen Anwendungen betreffen alle die Fähigkeit, schnell digitale Informationen von einem Punkt zu einem anderen zu bewegen. Die Geschwindigkeit dieser Übertragung hat direkt Auswirkung auf die Qualität dieser Dienste und in vielen Fällen sind Anwendungen ohne eine bestimmte kritische zugrundeliegende Leistungsfähigkeit nicht durchführbar.
Bei den niedrigsten Niveaus wird das meiste dieses digitalen Datenverkehrs über das Telefonsystem durchgeführt. Computer, Faxgeräte und andere Vorrichtungen kommunizieren häufig miteinander über reguläre Telefonverbindungen oder bestimmte Leitungen, die viele derselben Eigenschaften miteinander teilen. In beiden Fällen müssen die Daten zunächst in eine Form gewandelt werden, die mit einem Telefonsystem kompatibel ist, das vornehmlich für eine Sprachübertragung gestaltet ist. An dem empfangenden Ende muß das Telefonsignal in einen Datenstrom rückgewandelt werden. Beide Aufgaben werden üblicherweise durch Modems bewältigt.
Ein Modem führt beide Aufgaben entsprechend den vorstehenden Bedürfnissen aus: Modulation, die einen Datenstrom in ein Audiosignal wandelt, das durch das Telefonsystem transportiert werden kann, und eine Demodulation, die das Audiosignal nimmt und den Datenstrom rekonstruiert. Ein Modempaar, eines an jedem Ende einer Verbindung, ermöglicht eine bidirektionale Kommunikation zwischen den beiden Punkten. Die Bedingungen an das Audiosignal erzeugen die Begrenzungen bei der Geschwindigkeit, bei der Daten unter Verwendung von Modems übertragen werden können.
Diese Beschränkungen umfassen eine begrenzte Bandbreite und eine Degradation von Daten durch Rauschen und Nebensprechen. Das Telefonsystem kann typischerweise nur Signale übertragen, die sich in einem Frequenzbereich zwischen 300 Hz und 3.400 Hz befinden. Signale außerhalb dieses Bereichs werden scharf abgeschwächt bzw. gedämpft. Dieser Bereich wurde in die Gestaltung des Systems eingebaut, da dieser einen signifikanten Teil des menschlichen Sprachspektrums abdeckt. Die Bandbreite eines Kanals ist jedoch ein Faktor, der die maximal erreichbare Datenrate bestimmt. Sind alle anderen Faktoren konstant, ist die Datenrate direkt proportional zu der Bandbreite.
Ein weiterer Faktor ist die Verzerrung des Audiosignals oder irgendeines anderen Signals, die die Kommunikationsendpunkte nicht kontrollieren bzw. steuern können. Dies umfaßt ein elektrisches Abnehmen von anderen Signalen, die durch das Telefonsystem transportiert werden (Nebensprechen), elektrisches Rauschen und Rauschen, das durch Umwandlung des Signals von einer Form zu einer anderen bewirkt wird. Auf den letztgenannten Typ wird in der späteren Erörterung ausgehend eingegangen werden.
Für den allgemeinen Gebrauch sind Modems gestaltet, um über die meisten Telefonverbindungen betriebsbereit zu sein. Daher müssen sie für den schlimmstmöglichen Fall gestaltet sein, was Bandbreitenbegrenzungen und ein signifikantes Rauschen, das nicht entfernt werden kann, umfaßt. Es wurde ebenfalls ein wesentlicher Fortschritt bei der Modemgestaltung in den vergangenen Jahren gemacht. Vorrichtungen, die bei Geschwindigkeiten von bis zu 28.800 Bits pro Sekunde arbeiten, sind nunmehr allgemein erhältlich. Siehe hierzu die Internationale Telekommunikationsvereinigung (International Telecommunication Union), Telekommunikationsstandardisierungssektor (ITU-T), Empfehlung V.34 (Recommendation V.34), Genf, Schweiz (1994). Theoretische Argumente jedoch, die auf der Kanalbandbreite und Rauschpegeln basieren, zeigen, daß die maximal mögliche Geschwindigkeit fast erreicht wurde und weitere signifikante Steigerungen bei den gegebenen Beschränkungen höchst unwahrscheinlich sind. Dies ist erörtert in C. E. Shannon, „Eine mathematische Theorie der Kommunikation (A Mathematical Theory of Communication), Bell System Technical Journal, 27: 379–423, 623–656 (1948).
Obwohl Geschwindigkeiten nahe 30.000 Bits pro Sekunde (oder 3.600 Bytes pro Sekunde) viele Datenkommunikationsanwendungen machbar machen, ist unglücklicherweise eine konventionelle Modemübertragung immer noch nicht für alle Verwendungen schnell genug. Bei diesen Geschwindigkeiten ist eine Übertragung von Text schnell und ein Audiosignal bzw. Ton niederer Qualität, wie bspw. digitalisierte Sprache, ist akzeptierbar. Faksimile oder Festbildübertragung ist jedoch langsam, während ein Ton hoher Qualität begrenzt ist und eine Bewegtbildkommunikation noch nicht zufriedenstellend erreicht wurde. Kurz gesagt, was notwendig ist, ist eine größere Datenübertragungskapazität. Dies ist ein Erfordernis für die neuen Anwendungen und eine Notwendigkeit zum Maximieren der Leistungsfähigkeit vieler bestehender Anwendungen.
Selbstverständlich wissen Telefongesellschaften, Kabelfernsehanbieter und andere von diesen wachsenden Datenübertragungserfordernissen. Ein Ansatz zum Bereitstellen von Datenverbindungen höherer Geschwindigkeit für Firmen und Wohnorte besteht darin, eine digitale durchgehende Anschlußmöglichkeit bereitzustellen, was den Bedarf an zusätzlichen Modems beseitigt. Ein Angebot eines solchen Dienstes ist das Dienste Integrierende Digitale Netzwerk (ISDN: Integrated Services Digital Network). Siehe Internationale Telekommunikationsvereinigung, Telekommunikationsstandardisierungssektor (ITU-T), „Integrierende Dienste Digitaler Netzwerke (ISDN)", Empfehlung I.120, Genf, Schweiz (1993), und John Landwehr, „The Golden Splice: Beginning a Global Digital Phone Network", Northwestern University (1992). ISDN ersetzt die existierende analoge lokale Schleife mit einer digitalen 160.000 Bits/Sekunde-Verbindung. Da der Großteil des Fernverkehrs und des Verkehrs innerhalb eines Büros bereits digital durchgeführt wird, kann diese digitale lokale Schleife für eine durchgehende digitale Sprachübertragung, Computerdaten oder irgendeinen anderen Typ einer Informationsübertragung verwendet werden. Um diese Datenübertragungsraten auf der lokalen Schleife zu erreichen, muß jedoch eine spezielle Einrichtung an beiden Enden der Leitung installiert sein. Tatsächlich durchläuft das gesamte Telefonnetzwerk gegenwärtig eine Umwandlung von einem Sprachübermittlungsnetzwerk zu einem allgemeinen Datenübertragungsdienst, bei dem Sprache lediglich eine bestimmte Form von Daten ist.
Einmal installiert, wird jede grundlegende ISDN-Verbindung zwei Datenkanäle bereitstellen, die für 64.000 Bits pro Sekunde geeignet sind, einen Kontrollkanal mit einer Kapazi tät von 16.000 Bits pro Sekunde, einer reduzierten Rufverbindungszeit und andere Vorteile. Bei diesen Raten wird Faksimile und Festbildübertragung nahezu unmittelbar erfolgen, Audio mit hoher Qualität wird erreichbar sein und entfernte Computerverbindungen werden aus einer fünffachen Geschwindigkeitssteigerung Vorteile ziehen. Ein gewisser Fortschritt hin zu einem Vollbewegungsvideo kann ebenfalls erreicht werden.
Der Nachteil von ISDN ist dessen Verfügbarkeit oder der Mangel daran. Um ISDN zu nutzen, muß das zentrale Büro des Nutzers aufgewertet werden, um diesen Dienst bereitzustellen, der Nutzer muß seine eigene Einrichtung (wie bspw. Telefone) durch deren digitale Gegenstücke austauschen und jede einzelne Leitungsschnittstelle bei dem zentralen Büro muß modifiziert werden, um den digitalen Datenstrom zu übertragen. Dieser letzte Schritt, die Wandlung einer digitalen Verbindung von Millionen analoger Verbindungen zwischen jedem Telefon und dem zentralen Büro ist enorm. Der Umfang dieser Aufgabe bestimmt, daß der Einsatz von ISDN langsam sein wird und die Abdeckung für eine gewisse Zeit sporadisch sein wird. Ländliche und gering bevölkerte Gebiete werden möglicherweise diese Dienste niemals genießen.
Eine weitere existierende Infrastruktur, die möglicherweise geeignet ist, Hochgeschwindigkeitsdatenkommunikationsdienste bereitzustellen, ist das Kabelfernsehsystem. Anders als das Telefonsystem, das Nutzer über eine Verdrahtung mit verdrillten Paaren mit geringer Bandbreite verbindet, bietet das Kabelsystem eine Verbindbarkeit hoher Bandbreite zu einem großen Anteil von Wohnsitzen. Nicht genutzte Kapazitäten bei dieser Verdrahtung könnten Datenraten von zehn, oder selbst Hunderte oder Millionen Bits pro Sekunde bereitstellen. Dies wäre mehr als ausreichend für alle Dienste die vorstehend dargestellt wurden, einschließlich digi tales Vollbewegungsvideo. Das Kabelsystem leidet jedoch an einem ernsthaften Problem – seine Netzwerkarchitektur. Das Telefonsystem bietet eine Punkt-zu-Punkt-Verbindbarkeit. Das bedeutet, daß jeder Nutzer einen vollen Nutzen der gesamten Kapazität dieser Nutzerverbindung hat – er muß diese nicht mit anderen teilen und leidet nicht direkt an einer Nutzung durch andere. Das Kabelsystem andererseits bietet Sendeverbindungen. Die gesamte Kapazität wird von allen Nutzern geteilt, da dieselben Signale bei jeder Nutzerverbindung erscheinen. Daher ist, obwohl die Gesamtkapazität hoch ist, diese durch die Anzahl von Nutzern geteilt, die den Dienst benötigen. Diese Architektur arbeitet gut, wenn alle Nutzer dieselben Daten verlangen, wie bspw. bei dem ursprünglichen Designziel des Kabels, die Fernsehausstrahlung, aber dieses bedient nicht eine Gemeinschaft von Nutzern mit unterschiedlichen Datenbedürfnissen gut. In einem großstädtischen Bereich kann die Datenkapazität, die jedem Nutzer zur Verfügung steht, signifikant kleiner sein, als die über eine ISDN- oder Modemverbindung.
Um eine Hochgeschwindigkeitsdatenverbindbarkeit für eine große Anzahl von Nutzern bereitzustellen, könnte das Kabelsystem modifiziert sein, um unterschiedliche Segmente der Nutzerpopulation zu isolieren, die effektiv die Kabelbandbreite über geringere Populationen teilt. Dies wird jedoch, wie bei ISDN, ein langsamer teurer Prozeß sein, der für viele Jahre nur einen teilweisen Dienst bereitstellen wird.
Die Verfahren, die verwendet werden, um Modems zu gestalten, basieren weitgehend auf Modellen des Telefonsystems, die für mehrere Dekaden unverändert blieben. Das bedeutet, daß ein Modem als ein analoger Kanal mit einer endlichen Bandbreite (400 bis 3.400 Hz) modelliert ist und eine zusätzliche Rauschkomponente der Größenordnung von 30 dB unter dem Signalpegel. Ein großer Teil des Telefonsystems verwendet jedoch nunmehr eine Digitalübertragung einer abgetasteten Repräsentation der analogen Wellenform für Zwischenbürokommunikationen. Bei jedem zentralen Büro wird das analoge Signal zu einem Pulscode modellierten (PCM)-Signal bei 64.000 Bits pro Sekunde gewandelt. Das empfangende Büro rekonstruiert dann das analoge Signal, bevor es dieses auf die Teilnehmerleitung legt. Obwohl das Rauschen, das durch diese Prozedur eingeführt ist, in erster Näherung ähnlich demjenigen ist, das bei einem analogen System zu beobachten ist, ist die Quelle für das Rauschen ziemlich unterschiedlich. Siehe K. Pahlavan und J. L. Holsinger, „A Model for the Effects of PCM Compandors on the Performance of hips Speed Modems", Globecom '85, Seiten 758 bis 762, (1985). Der größte Teil des beobachteten Rauschens bei einer Telefonverbindung, die ein digitales Umschalten verwendet, ist durch Quantisierung durch die Analog/Digital-Wandler verursacht, die zum Wandeln der analogen Signalform in eine digitale Repräsentation erforderlich sind.
Wie vorstehend erwähnt ist, werden die meisten Telefonverbindungen gegenwärtig digital zwischen zentralen Büros bei Raten von 64.000 Bits pro Sekunde durchgeführt. Darüber hinaus zeigen ISDN-Dienste, daß es möglich ist, signifikant mehr als diese Raten über die lokale Schleife zu übertragen. Es wurde vorgeschlagen, daß es möglich sein kann, ein Übertragungsschema zu gestalten, das Vorteile aus diesen Faktoren zieht. Kalet und andere fordern ein System, das in 2 gezeigt ist, in dem das übertragende Ende präzise analoge Pegel und Zeitgebungen so auswählt, daß die Analog/Digital-Wandlung, die in dem zentralen Büro des Übertragers erfolgt, ohne Quantisierungsfehler erreicht werden kann. I. Kalet, J. E. Mazo und B. R. Saltzberg, „The Capacity of PCM Voiceband Channels, „IEEE International Conference on Communications '93, Seiten 507 bis 511, Genf, Schweiz (1993). Durch Verwenden der mathematischen Ergeb nisse von J. E. Mazo steht zu vermuten, daß es theoretisch möglich sein sollte, die digitalen Abtastungen unter Verwendung lediglich der analogen Pegel zu rekonstruieren, die an dem Ende des Empfängers der zweiten lokalen Schleife in dem Verbindungspfad verfügbar sind. J. E. Mazo, „Faster-Than-Nyquist Signalling", Bell System Technical Journal, 54: 1451–1462 (1975). Das sich ergebende System mag dann in der Lage sein, Datenraten von 56.000 bis 64.000 Bits pro Sekunde zu erreichen. Der Nachteil dieses Verfahrens besteht darin, daß es nicht mehr als eine theoretische Möglichkeit ist, die realisiert werden kann oder nicht. Kalet und andere behaupten, daß „dies ein schweres praktisches Problem ist und wir lediglich vermuten können, daß eine vernünftige Lösung möglich ist" Id. auf Seite 510.
Ein Beispiel für einen herkömmlichen Versuch, das vorstehende Problem zu lösen, ist in der Arbeit von Otha gefunden, beschrieben in den US-Patenten 5 265 125 und 5 166 955. Otha beschreibt eine Vorrichtung, um ein PCM-Signal zu rekonstruieren, das über einen Kommunikationskanal übertragen oder von einem Aufzeichnungsmedium reproduziert ist. Diese Patente veranschaulichen einige herkömmliche Techniken, die in der Literatur reichlich vertreten sind, die mit den grundsätzlichen Problemen der Rekonstruktion mehrwertiger Signale umgehen, die durch einen Verzerrungskanal gereicht sind. Siehe ebenfalls bspw. Richard D. Gitlin, Jeremiah F. Hayes und Stephen B. Weinstein, „Data Communications Principles", Plenum (1992). Solche herkömmlichen Lehren berücksichtigen jedoch nicht die Anwendung dieser Verfahren, um die Ausgabe von einem nicht linearen Quantisierer zu handhaben, noch behandeln sie die spezifischen Probleme des Decodierens digitaler Daten, die über eine lokale Telefonschleife gereicht sind. Darüber hinaus ist das Problem des Rekonstruierens eines Abtastratentakts von den PCM-Daten nicht trivial, wenn das PCM-Signal mehr als zwei Wer te einnehmen kann. Bspw. ist in den Patenten von Otha ein einfaches Taktwiedergewinnungsschema vorgestellt, das auf einem binären Eingabesignal beruht. Diese Art der Taktwiedergewinnung kann nicht bei mehrwertigen Codes verwendet werden, die in einem Telefonsystem genutzt werden. Darüber hinaus erfordert eine Kompensation der Drift über der Zeit und die Änderungen von Leitungsbedingungen eines adaptiven Systems, was der Stand der Technik der PCM-Rekonstruktion nicht umfaßt.
Daher gibt es gegenwärtig ein entscheidendes Ungleichgewicht zwischen der erforderlichen oder gewünschten Datenverbindungskapazität und der, die zur Verfügung steht. Bestehende Modems stellen angemessene Kapazitäten nicht bereit und neue digitale Verbindbarkeitslösungen sind mehrere Jahre entfernt von einer allgemeinen Verfügbarkeit. Ein erneutes Anpassen der existierenden Infrastruktur mit einer ISDN-Fähigkeit ist eine beträchtliche Aufgabe und es kann eine Dekade erfordern, bevor deren Verwendung verbreitet ist. Ein neues Verfahren der Datenübertragung könnte immens vielen gegenwärtigen Anwendungen zugute kommen sowie mehrere neue Dienste verfügbar machen, die andererseits warten müßten, bis die Infrastruktur mit den Erfordernissen gleichzieht.
Folglich besteht ein Bedürfnis nach einem neuen System der Datenübertragung, das die Fähigkeit bereitstellt, Daten bei hohen Raten über bestehende Telefonleitungen zu empfangen.
Es besteht ebenfalls ein Bedarf nach einem verbesserten System für eine Datenübertragung, daß Systeme, Einrichtungen und Anwendungen, die für ein digitales Telefonsystem (wie bspw. ISDN) gestaltet sind, mit analogen Verbindungen verwendet werden.
Es gibt ebenfalls einen Bedarf an einem verbesserten System einer Datenübertragung, das geeignet ist, Vorteile aus der digitalen Infrastruktur des Telefonsystems zu ziehen, ohne teure Ersetzungen aller Teilnehmerleitungen zu erfordern.
Es wäre ebenfalls wünschenswert, ein Hochgeschwindigkeitskommunikationssystem bereitzustellen, um ein Mittel zur Verfügung zu stellen, um hochqualitatives digitales Audio-, Musik-, Video- oder anderes Material an Nutzer zu verteilen. Solch ein verbessertes System für eine Datenübertragung würde vorteilhafterweise ein Mittel bereitstellen, um bei Bedarf individuell zugeschnittene Informationen, Daten oder anderes digitales Material an eine große Anzahl von Konsumenten zu verteilen.
Es gibt ebenfalls ein Bedarf an einem verbesserten Hochgeschwindigkeitskommunikationssystem, um einen größeren Durchsatz für kommerzielle Anwendungen bereitzustellen, wie bspw. Faksimile, Verkaufspunktsysteme, entferntes Inventarmanagement, Kreditkartenvalidierung, weitläufiges Computernetzwerk oder dergleichen.
Betrachtet von einem ersten Aspekt stellt die vorliegende Erfindung ein Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungssystem für eine Kommunikation zwischen einer digitalen Datenquelle und einem analogen Teilnehmer bereit, der durch eine analoge Schleife bzw. Teilnehmerleitung mit einem digitalen Telefonnetzwerk verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß dieses aufweist:
einen Codierer, der mit der digitalen Datenquelle gekoppelt ist, wobei der Codierer eine Eingabe von der Datenquelle in eine Reihe von Codewörtern von einem Satz von Codewörtern konvertiert bzw. wandelt, die Quantisierungswerten bzw. -schritten entsprechen, die von dem digitalen Telefonnetzwerk verwendet werden,
eine Schnittstelle zum Übertragen der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem Codierer zu dem digitalen Telefonnetzwerk, und
einen Decodierer, der durch die analoge Schleife mit dem digitalen Telefonnetzwerk gekoppelt ist, wobei die analoge Schleife ein analoges Signal für den Decodierer bereitstellt, wobei das analoge Signal eine analoge Repräsentation bzw. Darstellung der Reihe von Codewörtern ist, und wobei der Decodierer auf das analoge Signal reagiert, um die Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal zu rekonstruieren.
Gemäß einem zweiten Aspekt stellt die Erfindung ein Verfahren für eine Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung zur Kommunikation zwischen einer digitalen Datenquelle und einem analogen Teilnehmer bereit, der mit einem digitalen Telefonnetzwerk durch eine analoge Schleife verbunden ist, mit folgenden Schritten:
Konvertieren einer Eingabe von der Datenquelle mittels eines Codierers in eine Reihe von Codewörtern von einem Satz von Codewörtern, die Quantisierungswerten entsprechen, die von dem digitalen Telefonnetzwerk verwendet werden,
Übertragen der Reihe von Codewörtern in digitaler Form mittels einer Schnittstelle von dem Codierer zu dem digitalen Telefonnetzwerk, und
Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form mittels eines Decodierers von einem analogen Signal, das durch die analoge Schleife bereitgestellt ist, wobei der Decodierer durch die analoge Schleife mit dem digitalen Telefonnetzwerk gekoppelt ist, und wobei das analoge Signal eine analoge Repräsentation bzw. Darstellung der Reihe von Codewörtern ist.
Gemäß einem dritten Aspekt stellt die vorliegende Erfindung einen Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungscodierer bereit, der geeignet zur Verwendung in einem Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungssystem, wie vorstehend erörtert, ist, wobei der Codierer digitale Signale zur Übertragung über das digitale Telefonnetzwerk und die analoge Schleife zu dem Teilnehmer erzeugt und aufweist:
einen Konverter bzw. Wandler zum Konvertieren eines Datenstroms von der Datenquelle in eine Reihe von Codewörtern von einem Satz von Codewörtern, wobei der Satz von Codewörtern einem Satz von Quatisierungswerten entspricht, die in einer Leitungsschnittstelle angelegt sind, die das digitale Telefonnetzwerk mit der analogen Schleife koppelt, und
eine Schnittstelle, die mit dem Konverter zum Übertragen der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem Codierer zu dem digitalen Telefonnetzwerk gekoppelt ist.
Gemäß einem vierten Aspekt stellt die vorliegende Erfindung einen Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungsdecodierer bereit, der zur Verwendung in einem System, wie vorstehend erörtert, geeignet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Decodierer eine Schnittstelle für eine Verbindung zu der analogen Schleife aufweist, wobei die Schnittstelle angeordnet ist, ein Eingabesignal als Reaktion auf ein analoges Signal von der analogen Schleife zu erzeugen, Mittel zum Wiederherstellen eines Takts von dem Eingabesignal, Mittel zum Herstellen eines ausgeglichenen bzw. entzerrten Signals von dem Eingabesignal und Mittel zum Rekonstruieren der Reihen von Codewörtern von dem ausgeglichenen Signal.
Ein bevorzugtes erfindungsgemäßes System überträgt Daten über bestehende Telefonverbindungen bei Raten, die höher als bei bekannten Modems oder bei herkömmlichen Verfahren der Datenübertragung sind. Das System erreicht eine signifikante Verbesserung gegenüber herkömmlichen Verfahren durch Verwendung zweier kritischer Betrachtungen:

1. Das darunterliegende Telefonsystem ist digital und verwendet eine PCM-Übertragung.
2. Hohe Datenraten sind nur in einer Richtung erforderlich, die Quelle davon hat einen direkten digitalen Zugriff auf das Telefonsystem.

Das System verwendet die vorstehenden Betrachtungen, um höhere Datenübertragungsraten zu erreichen, die bislang mit herkömmlichen Systemen erreichbar waren. Die zweite vorstehende Betrachtung betrifft die größte Verwendung von Modems – um auf Informationen von zentralisierten Servern zuzugreifen und diese zu erlangen. Zusätzlich ist das System insbesondere bei Anwendungen nützlich, die höhere Datenraten erfordern, wie bspw. ein Datenbankzugriff und Video oder Audio auf Anforderung. Solche Anwendungen können realisiert werden, indem die hohen Datenübertragungsraten verwendet werden, die durch das System erreichbar sind.
Ein wichtiger Aspekt des Systems ist sowohl einfach als auch äußerst leistungsstark. Dieser besteht darin, es dem Datenanbieter zu ermöglichen, sich direkt mit einem digitalen Telefonnetzwerk zu verbinden, während der Verbraucher seine bestehenden analogen Verbindungen ohne Änderung der Leitung nutzt. Diese Konfiguration ändert in hohem Maße das Modell, nach dem die Dateneinrichtung des Verbrauchers arbeiten muß. Bestehende Modems müssen mit Bandbreitenbegrenzungen und mehreren nicht identifizierten Rauschquellen umgehen, die ein Signal über den gesamten Übertragungspfad beeinträchtigen bzw. verfälschen. Im Gegensatz dazu trägt das vorliegende System Daten digital über den größten Teil des Pfads von dem zentralen Büro zum Wohnsitz oder Büro des Verbrauchers und wandelt diese lediglich für den letzten Abschnitt des Pfads in eine analoge Form. Vorteilhafterweise wird eine der Hauptrauschquellen für bestehende Modems, nämlich ein Quantisierungsrauschen während der Analog/Digital-Wandlung, vollständig eliminiert, so daß eine solche Umwandlung nicht länger erforderlich ist. Darüber hinaus kann ein Quantisierungsrauschen während einer Digital/Analog-Wandlung als ein deterministisches Phänomen modelliert werden und daher signifikant verringert werden.
Durch Verwenden des vorliegenden Systems kann die Datenquelle, die einen direkten Zugang zu dem digitalen Netzwerk (bspw. über ISDN) hat, exakte Daten zu dem zentralen Büro bzw. der Vermittlungsstelle übertragen, was den Verbraucher mit allen Daten bedient. All dies ist, wenn es erforderlich ist, eine Vorrichtung an dem Ende des Verbrauchers der lokalen Schleife bzw. Teilnehmerleitung, was eine Verzerrung des Datensignals aufgrund des Filterns, das bei den Digital/Analog-Wandlern des zentralen Büros durchgeführt wird, und aufgrund der Übertragungsleitung kompensiert. Mit beiden Verzerrungen kann unter Verwendung bestehender digitaler signalverarbeitender Hardware, wie hierin beschrieben ist, umgegangen werden.
Es ist zu bemerken, daß, obwohl diese Methode nicht für Rückdaten von dem Verbraucher zu dem Server verwendet werden kann, bestehende Modems verwendet werden können, was einen asymmetrischen Kanal mit einer Kapazität von bis zu 64.000 Bits pro Sekunde von dem Server zu dem Konsumenten und 20.000 bis 30.000 Bits pro Sekunde zurück ergibt.
Es wird erkannt werden, daß die vorliegende Erfindung es ermöglicht, daß digitale Daten irgendeines Typs (Audio, Video, Informationen oder dergleichen) zu einzelnen Nutzern bei Geschwindigkeiten gesendet werden können, die höher sind als diejenigen, die mit herkömmlichen Modems oder herkömmlichen Verfahren zur Datenübertragung erreicht werden können. Darüber hinaus kann das System im Gegensatz zu Kabelfernseherverteilungssystemen bei der vollen Datenrate jede Anzahl von Nutzern, die gleichzeitig unterschiedliche Daten anfordern, bedienen.
Neben der Bereitstellung einer höheren Arbeitsgeschwindigkeit für bestehende Anwendungen, wie bspw. ein entfernter Computerzugriff, Hochgeschwindigkeitsfaksimileübertragungen usw., macht ein erfindungsgemäßes System mehrere neue Anwendungen möglich. Dies umfaßt hochqualitative Audio- oder Musikübertragungen, Video auf Verlangen, Festbildübertragung, Video, Telefon, Telekonferenzen oder ähnliche Anwendungen, bei denen hohe Datenübertragungsraten wesentlich sind.
Ein weiterer Aspekt eines bevorzugten erfindungsgemäßen Systems besteht darin, ein Mehrwert-PCM-Datensignal von einer analogen Repräsentation dieses Signals zu rekonstruieren. Dies wird unter Verwendung eines neuen Verfahrens erreicht, das eine neue Taktsynchronisationstechnik mit einer adaptiven Entzerrung kombiniert.
Zusätzlich zu dem Vorstehenden umfassen andere Merkmale und Vorteile von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung: (1) die Möglichkeit, den digitalen pulscodemodulierten (PCM)-Datenstrom des Telefonsystems unter Verwendung ledig lich des analogen Signals bei dem Teilnehmerende der Telefonleitung zu rekonstruieren, (2) die Möglichkeit, die Taktfrequenz und Phase der PCM-Daten unter Verwendung lediglich des analogen Signals bei dem Teilnehmerende der Telefonleitung zu rekonstruieren, (3) die Möglichkeit, die effektive Datenrate zwischen einem zentralen Büro und dem Teilnehmerende ohne Hinzufügen zusätzlicher Einrichtung bei dem zentralen Büro oder anderweitig durch Modifizieren des Telefonsystems zu erhöhen, und (4) die Möglichkeit, die digitalen Daten, nachdem solche Daten aufgrund einer oder mehrerer Wandlungen in analoge Form, Filtern, Verzerrung oder Verfälschung durch den Zusatz von Rauschen modifiziert wurden, zu rekonstruieren.
Einige Ausführungsformen der Erfindung werden nun beispielhaft und unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung beschrieben.
1 zeigt ein Blockdiagramm, das eine typische Modemdatenverbindung nach dem Stand der Technik darstellt.
2 zeigt ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines hypothetischen symmetrischen digitalen Systems nach dem Stand der Technik wiedergibt.
3 zeigt ein Blockdiagramm, das ein Hochgeschwindigkeitsverteilsystem gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wiedergibt.
4 zeigt ein Blockdiagramm einer Hardwareimplementierung eines Codierers in dem System aus 3.
5 zeigt ein Blockdiagramm, das die Funktion des Codierers in dem System aus 3 wiedergibt.
6 zeigt ein Blockdiagramm, das die Funktion eines Gleichstrombeseitigers bzw. -unterdrückers in 5 wiedergibt.
7a zeigt einen Kurvenverlauf eines Datenstroms als eine Funktion über der Zeit, wie dieser an einen Codierer gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung angelegt werden würde.
7b zeigt einen Kurvenverlauf einer typischen Ausgabe von dem Codierer als eine Funktion über der Zeit, wie diese an eine digitale Netzwerkverbindung in dem System aus 3 angelegt werden würde.
7c zeigt einen Kurvenverlauf eines linearen Werts als eine Funktion über der Zeit.
8 zeigt ein Blockdiagramm, das die Funktion von bestehenden digitalen Leitungsschnittstellen zur Bezugnahme auf ein Verständnis eines Aspekts der vorliegenden Erfindung wiedergibt.
9 zeigt ein Blockdiagramm einer Hardwareimplementierung eines Decodierers, der in dem System aus 3 verwendet wird.
10 zeigt ein Blockdiagramm, das die Funktion des Decoders darstellt, der in dem System aus 3 gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
11a zeigt einen Kurvenverlauf eines analogen Signals unter Bezugnahme auf 10 als eine Funktion über der Zeit.
11b zeigt einen Kurvenverlauf eines kompensierten Signals unter Bezugnahme auf 10 als eine Funktion über der Zeit, das innerhalb eines Codierers gebildet wird.
11c zeigt einen Kurvenverlauf eines geschätzten Codestroms unter Bezugnahme auf 10 als eine Funktion über der Zeit, der innerhalb eines Codierers gebildet wird.
11d zeigt einen Kurvenverlauf eines Datenstrom unter Bezugnahme auf 3 als eine Funktion über der Zeit, der durch einen Decodierer erzeugt wird.
11e zeigt einen Kurvenverlauf eines Fehlersignals unter Bezugnahme auf 10 als eine Funktion über der Zeit, das durch einen Decodierer erzeugt wird.
12 zeigt ein Blockdiagramm, das ein inverses Filter unter Bezugnahme auf 10 wiedergibt.
13 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Vorkopplungs- bzw. Vorschubentzerrer unter Bezugnahme auf 12 darstellt.
14 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Filterabgriff unter Bezugnahme auf 13 darstellt.
15 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Taktabschätzer unter Bezugnahme auf 10 darstellt.
16 zeigt ein Blockdiagramm, das die Funktion einer Taktsynchronisiereinrichtung unter Bezugnahme auf 10 wiedergibt.
17 zeigt ein Blockdiagramm, das ein durchgängiges asymmetrisches System mit einem Umkehr- bzw. Rückkanal gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung darstellt.
18 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Anwendung eines Aspekts der vorliegenden Erfindung mit einem Datenbankserver wiedergibt.
19 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Aspekt der vorliegenden Erfindung in einer Anwendung an einem Hochgeschwindigkeitsfaksimilesystem wiedergibt.
20 zeigt ein Blockdiagramm, das ein digitales Telefonierelais gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung darstellt.
Datenverbindung über herkömmliches Modem
Eine Datenverbindung über ein herkömmliches Modem ist in 1 gezeigt. Ein Betrieb eines solchen Systems ist wohlbekannt und wurde durch Regierungsstellen, wie bspw. die internationale Telekommunikationsvereinigung, standardisiert. In Abhängigkeit der Typen eines Modems 104 und eines Modems 124 können Daten bei Raten von bis zu 28.000 Bits pro Sekunde über den Datenstrom 100 des ersten Nutzers angelegt werden. Das Modem 104 wandelt den Datenstrom 100 in ein analoges Signal, das an eine lokale Schleife bzw. Teilnehmerleitung 106 angelegt wird, die wiederum mit einem Telefonschalter 108 verbunden ist. Das analoge Signal wird dann durch ein Telefonnetzwerk 114 über eine Netzwerkverbindung 112 transportiert und erreicht schließlich über eine Netzwerkverbindung 118 einen Telefonschalter 120, der den zweiten Nutzer bedient. Das Signal wird dann in analoger Form über eine Teilnehmerleitung 122 zu dem Modem 124 des zweiten Nutzers gereicht, das das Signal zu einem Datenstrom 126 wandelt, der eine verzögerte Version des Datenstroms 100 sein wird. Auf eine exakt analoge Weise wandert ein Datenstrom 128 durch das Telefonnetzwerk über das Modem 124, die Teilnehmerleitung 122, den Telefonschalter 120, eine Netzwerkverbindung 116, das Telefonnetzwerk 114, eine Netzwerkverbindung 110, den Telefonschalter 108, die Teilnehmerleitung 106 und das Modem 104, um eine verzögerte Version eines Datenstroms 102 zu bilden.
Das System nimmt an, daß das Telefonsystem das analoge Signal reproduziert, angewendet bei einer Telefonverbindung des Nutzers, bei dem anderen Nutzerende mit Verzerrung und Verzögerung, die nicht größer sind als ein Satz von Standardwerten, der durch das Telefonsystem spezifiziert ist. Man kann zeigen, daß basierend lediglich auf diesen Werten es nicht möglich ist, Daten bei Raten zu übertragen, die größer sind als näherungsweise 35.000 Bits pro Sekunde. Das System ignoriert viele Details der Verzerrung, die tatsächlich deterministische Änderungen an dem Signal eher als unvorhersehbare Änderungen sein können. Eine solche deterministische Änderung ist ein Quantisierungsrauschen, wenn das Telefonnetzwerk 114 digital implementiert ist. Existierende Modems können von der Kenntnis dieser signifikanten Rauschquelle durch Eliminieren von Verzerrung keinen Gebrauch machen und sind daher auf ihre Datenraten begrenzt.
Dies ist der Hauptnachteil bestehender Modemsysteme – eine geringe Datenrate und eine theoretische Begrenzung der maximalen Verbesserung, die jemals möglich sein wird innerhalb des gegenwärtigen Rahmens von Annahmen.
Bei einem Versuch, die vorstehenden Mängel und Nachteile einer herkömmlichen Modemdatenverbindung, wie in 1 gezeigt, zu bewältigen, führte ein Ansatz zur Erhöhung der Rate einer Datenübertragung zu einem hypothetischen symmetrischen digitalen Kommunikationssystem. Ein solches System ist in Kombination mit einem digitalen Telefonnetzwerk in 2 gezeigt.
Dieses System, das in der Schrift von Kalet und andere in der zuvor zitierten Druckschrift beschrieben ist, ist existierenden Modems ähnlich, aber mit einer neuen Annahme, daß die darunterliegende Infrastruktur ein digitales Telefonnetzwerk 134 ist. Der Betrieb ist ähnlich demjenigen des herkömmlichen Modemsystems, das vorstehend beschrieben ist, außer, daß die Signale in digitaler Form innerhalb des digitalen Telefonnetzwerks 134 und auf einer digitalen Netzwerkverbindung 130, einer digitalen Netzwerkverbindung 132, einer digitalen Netzwerkverbindung 136 und einer digitalen Netzwerkverbindung 138 transportiert werden. Jeder Nutzer benötigt nach wie vor ein Modem, um die Informationen über die Teilnehmerleitung 122 und die Teilnehmerleitung 106 zu dem Telefonschalter 120 bzw. Telefonschalter 108 zu übertragen, wobei eine Wandlung zwischen einem analogen und einem digitalen Standardformat, das von dem digitalen Telefonnetzwerk 134 verwendet wird, durchgeführt wird.
Im Gegensatz zu herkömmlichen Modems wurde bislang kein theoretisches Argument gefunden, was die Geschwindigkeit eines solchen Systems auf weniger als diejenige beschränken würde, die intern innerhalb des digitalen Telefonnetzwerks 134 verwendet wird, typischerweise 56.000 oder 64.000 Bits pro Sekunde. Daher ist es hypothetisch möglich, daß ein solches System Datenraten bis zu 64.000 Bits pro Sekunde erreichen könnte. Ein solches System wurde jedoch nie in der Praxis angewendet, noch gibt es einen Beweis, daß es möglich sein würde, ein solches System zu implementieren. Die Autoren dieses Systems erklären: „Dies ist ein schweres praktisches Problem und wir können lediglich vermuten, daß eine vernünftige Lösung möglich wäre."
Das Problem besteht darin, daß bei der Verwendung der Kenntnis, daß das darunterliegende Netzwerk digital ist und ein großer Teil der betrachteten Signalverzerrung durch ein Quantisierungsrauschen bedingt ist, das übertragende Modem über lediglich seine analoge Ausgabe die digitalen Pegel kontrollieren muß, die durch das Netzwerk ausgewählt sind, um das Signal zu codieren. Darüber hinaus muß das empfangende Modem lediglich über seine analoge Eingabe diese digitalen Pegel exakt ableiten. Eine Verzerrung aufgrund der Analog/Digital-Wandlung tritt sowohl an dem Übertrager- als auch an dem Empfängerende auf, dennoch ist nur die kombinierte Verzerrung, die dem gewünschten Signal zugefügt ist, direkt beobachtbar. Darüber hinaus tritt eine zusätzliche Verzerrung aufgrund eines elektrischen Rauschens und Nebensprechens ebenfalls in der Teilnehmerleitung 122 und Teilnehmerleitung 106 auf. Ein Abtrennen dieser Verzerrungskomponenten von dem gewünschten Signal und jedem anderen ist eine schwierige, vielleicht unmögliche Aufgabe.
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren, durch das die Mängel dieses Ansatzes beseitigt werden. Dieses macht Gebrauch von der Kenntnis des darunterliegenden digitalen Netzwerks auf eine Weise, die realisierbar ist, was höher erreichbare Datenraten bereitstellt, als dies mit irgendeiner anderen bekannten Lösung möglich ist.
Abtastratenwandlung
Wie in der nachfolgenden Erörterung zu erkennen sein wird, bedarf ein System zum Wiederherstellen von PCM-Daten von einer verzerrten analogen Repräsentation ein Verfahren zur Synchronisierung des decodierten Takts mit dem, der zum Wandeln der PCM-Daten von einem digitalen Strom zu analogen Werten verwendet wird. Digitale Implementierungen dieser Synchronisation erfordern, daß eine digitale Datensequenz wieder abgetastet wird, was dessen Rate ändert von derjenigen, die durch einen Analog/Digital-Wandler verwendet wird, zu einer, die derjenigen ähnlicher ist, die beim Wandeln von PCM-Daten verwendet wird. Zuvor bekannte Techniken zum Erreichen desselben sind entweder stark in ihren Möglichkeiten beschränkt oder sind rechenintensiv. Siehe bspw. R. E. Crochiere und L. R. Rabiner, „Multirate Digital Signal Processing", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1983. Eine Durchführung einer Abtastratenwandlung zwischen zwei unabhängigen Takten, deren Verhältnis sich als eine Funktion der Zeit ändern kann, erschwert die Aufgabe weiterhin. Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren, das eine Wandlung mit einem minimalen Rechenüberhang durchführen kann. Dieses akzeptiert ein ständig veränderliches Eingabe/Ausgabe-Abtastratenverhältnis und führt die Wandlung mit einer hohen Genauigkeit durch. Die beschriebene Technik kann eine mehr als 90 dB Kurvenglättung bzw. Antialiasingunterdrückung erreichen und kann in Echtzeit auf bestehenden Prozessoren implementiert werden.
Gesamtsystem
3 zeigt einen Überblick des vorgestellten Systems. Das Verfahren zur Verwendung des Systems, das in 3 gezeigt ist, entspricht demjenigen für gegenwärtige Datenkommunikationsschaltkreise oder Modems. Daten, die an dem Datenstrom 100 angelegt sind, werden einige Zeit später bei dem Datenstrom 126 erscheinen. Der Datenstrom 100 wird an den Codierer 150 angelegt, dessen Funktion darin besteht, den Datenstrom in ein Format zu wandeln, das mit dem Telefonsystem kompatibel ist. Die gewandelten Daten werden an das digitale Telefonnetzwerk 134 über eine digitale Netzwerkverbindung 132 angelegt. Die konvertierten Daten tauchen wortgetreu über die digitale Netzwerkverbindung 138 bei dem zentralen Büro eines Nutzertelefons auf, wo eine Leitungsschnittstelle 140 angeordnet ist. Bei diesem Punkt wäre die Übertragung vervollständigt, wenn der Nutzer auch einen direkten digitalen Zugriff auf die digitale Verbindung zu der Nutzerleitungsschnittstelle von der digitalen Netzwerkverbindung 138 hätte. Wo der Nutzer jedoch keinen direkten digitalen Zugriff auf das Telefonnetzwerk hat, wie die Mehrheit der Nutzer, ist dies nicht möglich und die folgenden zusätzlichen Operationen sind erforderlich.
Die Leitungsschnittstelle 140 wandelt die digitalen Daten auf der digitalen Netzwerkverbindung 138 in eine analoge Form auf eine Weise, die den standardisierten Spezifikationen der digitalen Telefonie entspricht. Die analoge Form wird auf der Teilnehmerleitung 122 zu den Prämissen des Nutzers durchgeführt, wo ein hybrides Netz 152 die Leitung abschließt und ein digitales Signal 154 erzeugt. Das hybride Netz 152 ist ein Normteil, das das Zwei-Draht bidirektionale Signal zu einem Paar von Einwegsignalen wandelt. Der Decodierer 156 verwendet das analoge Signal 154, um die Verzerrung abzuschätzen und zu kompensieren, die durch die Wandlung in eine analoge Form eingeführt ist, die durch die Leitungsschnittstelle 140 durchgeführt wird, was zu einer Abschätzung der digitalen Daten bei der digitalen Netzwerkverbindung 138 führt, die als identisch zu den digitalen Daten angenommen werden, die bei der digitalen Netzwerkverbindung 132 angelegt sind. Die von dem Codierer 150 durchgeführte Transformation wird dann umgekehrt und der Decodierer 156 gibt den Datenstrom 126 aus, der eine verzögerte Abschätzung des ursprünglichen Datenstroms 100 ist.
Es ist zu bemerken, daß in 3 alle Elemente wohlbekannt sind und innerhalb gegenwärtiger digitaler Telefonsysteme existieren, außer dem Codierer 150 und dem Decodierer 156, die nachfolgend im Detail beschrieben werden. Ebenfalls nachfolgend ist ein Verfahren zum Initialisieren und Anpassen des Decodierers 156 auf die exakten Bedingungen beschrieben, die im normalen Betrieb auftauchen.
Physische Implementierung des Codierers
4 zeigt ein Blockdiagramm einer möglichen Realisierung des Codierers 150 aus 3. Der Datenstrom 100 aus 3 ist an die serielle Dateneingabe eines digitalen Signalprozessors 160, wie bspw. ein AT & DSP32C, angelegt. Dieser Prozessor verwendet einen Prozessorbus 162, um mit einem Nur-Lesespeicher (ROM) 168, einem Speicher 166 mit beliebigem Zugriff (RAM) und einem ISDN-Schnittstellenschaltkreis 164, wie eine Advanced Micro Devices Am79C30A, zu kommunizieren. Der Nur-Lesespeicher 168 enthält ein gespeichertes Programm, dessen funktionelle Eigenschaften in den folgenden Abschnitten beschrieben werden. Der Speicher 166 mit beliebigem Zugriff wird für einen Programmspeicher und Parameter verwendet. Der ISDN-Schnittstellenschaltkreis 164 hat auch eine ISDN-Verbindung 170, die mit einem Netzwerkabschluß 172 verbunden ist, wie bspw. ein Northern Telecom NT1, und nachfolgend mit einer digitalen Netzwerkverbindung 132, die ebenfalls in 3 gezeigt war.
Um eine Vollfunktionsimplementierung zu erzeugen, müßten zusätzliche sekundäre Elemente, wie bspw. Decodierer, Oszillatoren und Verbindungslogik zu dem Grundblockdiagramm, das in 1 gezeigt ist, hinzugefügt werden. Solche Zusätze sind wohlbekannt und werden Fachleuten offensichtlich sein.
Die nachfolgende Erörterung des Codierers 150 wird sich eher auf funktionelle als auf physische Komponenten beziehen, von denen alle bspw. als Programme oder Subroutinen für den digitalen Signalprozessor 160 unter Verwendung wohlbekannter digitaler Signalprozessortechniken implementiert sein können.
Codiererbetrieb
5 zeigt ein funktionelles Blockdiagramm des Codierers 150 auf 3. Der Kanal von dem Server zu dem Nutzer beginnt mit beliebigen digitalen Daten, die von dem Datenstrom 100 bereitgestellt sind. Der Codierer 150 wandelt diesen Bitstrom in eine Sequenz von abgetasteten acht-Bit-Wörtern, vorzugsweise bei der Taktrate des Telefonsystems von 8.000 Abtastungen pro Sekunde. Dies wird durch eine Sequenz von Operationen beginnend mit einem Serien-zu-Parallel-Wandler 180 erreicht, der jede acht Bits zusammen gruppiert, die von dem Datenstrom 100 gelesen werden, was einen Strom von parallelen acht-Bit-Werten als ein acht-Bit-Codestrom 182 ausgibt. Diese Abbildung kann vorzugsweise so durchgeführt werden, daß das erste von jedem achten Bit, die von dem Datenstrom gelesen werden, in die niedrigstwertige Bitposition des acht-Bit-Codestroms 182 angeordnet wird, mit nachfolgenden Bits, die fortlaufend höherwertige Bitpositionen besetzen, bis das Ausgabewort vervollständigt ist, wobei an diesem Punkt der Prozeß wiederholt wird. Ein Gleichstromunterdrücker 184 setzt dann zu sätzliche acht-Bit-Werte in regelmäßigen Abständen ein, vorzugsweise einen pro acht Abtastungen, so daß der analoge Wert, der dem eingesetzten Wert zugeordnet ist, das Negative der Summe aller vorherigen Werte auf dem 8-Bit-Codestrom 182 ist. Dies ist notwendig, da Telefonsysteme regelmäßig DC-Vorspannungen auf einem Signal abschwächen oder entfernen. Der Gleichstrombeseitiger bzw. DC-Unterdrücker 184 ist ein Beispiel eines Schaltkreismittels zum Reduzieren von Gleichstromkomponenten in dem empfangenen Analogsignal.
Ein Detail der funktionellen Elemente des Gleichstrombeseitigers 184 aus 5 ist in 6 gezeigt. Eine Codestrom 186 Ausgabe von einem Zwei-Eingabe-Auswähler 190 wird ebenfalls zu einem linearen Wert 194 durch einen μ-Regel-zu-Linear-Wandler 192 gewandelt, der als eine Nachschlagetabelle mit 256 Elementen unter Verwendung der Standard-μ-Regel-zu-Linear-Wandlungstabelle implementiert sein kann. Werte des linearen Werts 194 werden angehäuft und durch einen Addierer 196 und eine Einheitsverzögerung 200 negiert, um eine DC-Offset 198 und einen vorherigen DC-Offset 202 zu erzeugen, der der entsprechende einheitsverzögerte Wert ist. Der DC-Offset 198 wird an einen linearen Linear-zu-μ-Regel-Konverter angelegt, der dieselbe Nachschlagetabelle wie der μ-Regel-zu-Linear-Wandler 192 verwenden kann, aber die umgekehrte Abbildung durchführt. Es ist zu bemerken, daß wenn der DC-Offset 198 größer oder kleiner als der maximale oder minimale Wert in der Tabelle ist, der jeweils größte oder kleinste Eintrag verwendet werden wird. Ein DC-Wiederherstellungscode 206 wird durch einen Linear-zu-μ-Regel-Wandler 204 erzeugt und als eine Eingabe an den Zwei-Eingaben-Wähler 190 angelegt. Der Zwei-Eingaben-Wähler 190 arbeitet durch Lesen von vorzugsweise sieben sequentiellen Werten von dem 8-Bit-Codestrom 182 und Ausgeben dieser Werte als ein Codestrom 186, gefolgt vom Lesen und Ausgeben eines einzelnen Werts des DC-Wiederherstellungscodes 206.
Dieser wiederholt dann diese Sequenz von Operationen kontinuierlich.
In 5 wird der Codestrom 186 an die Zuleitung eines ISDN-Wandlers 188 angelegt, der die wohlbekannte Wandlung zu einem ISDN-Signal bereitstellt. Die Funktion des ISDN-Wandlers 188 ist direkt durch mehrere bestehende integrierte Schaltkreise implementiert, einschließlich einem Advanced Micro Devices AM79C30. Die Ausgabe des ISDN-Converters 188 bildet die digitale Netzwerkverbindung 132, die ebenfalls die Ausgabe des Codierers 150 aus 3 ist.
Für ein weitergehendes Verständnis sind einige der von dem Codierer 150 verwendeten Signale in den 7a bis 7c dargestellt. 7a zeigt eine Sequenz von Abtastungen des Datenstroms 100. Nach Verarbeiten durch den Serien-zu-Parallel-Wandler 180 und den DC-Beseitiger 184, ist der Codestrom 186 in 7b gezeigt. Innerhalb des DC-Beseitigers 184 ist das lineare Äquivalent des Codestroms 186, nämlich der lineare Werte 194, in 7c gezeigt.
Leitungsschnittstelle
Zur Bezugnahme während der nachfolgenden Beschreibungen zeigt 8 ein funktionelles Modell der Leitungsschnittstelle 140 aus 3, wie diese in einem typischen Telefonsystem zur Verwendung mit einem Aspekt der vorliegenden Erfindung gefunden werden würde. Es ist zu beachten, daß solche Schnittstellen wohlbekannt sind und gegenwärtig in digitalen Telefonschaltern verwendet werden. Das digitale Telefonnetzwerk 134 aus 3 reicht einen acht-Bit-pro-Abtastung, μ-Regel-codierten digitalen Datenstrom über die digitale Netzwerkverbindung 138 zu einem μ-Regel-zu-Linear-Wandler 210, der in 8 gezeigt ist. Der μ-Regel-zu-Linear-Konverter 210 implementiert die wohlbekannte μ- Regel-zu-Linear-Wandlung, die jede Abtastung zu einem linearen Wert 212 wandelt. Der lineare Wert 212 wird dann zu einem analogen Signal 216 durch einen Digital/Analog-Wandler 214 gewandelt, der unter Verwendung eines Telefonsystemtakts 236 auf eine wohlbekannte Weise abgetastet ist. Obwohl zu Verdeutlichungszwecken dies in 3 nicht dargestellt ist, wird der Telefonsystemtakt 236 durch das digitale Telefonnetzwerk 134 erzeugt. Ein analoges Signal 216 wird dann durch ein Tiefpaßfilter 218 geglättet, um ein gefiltertes Signal 220 zu bilden. Der Hauptzweck des Tiefpaßfilters 218 besteht darin, eine Tiefpaßfunktion mit einer Grenzfrequenz von näherungsweise 3.100 Hz bereitzustellen. Die Internationale Telekommunikationsvereinigung hat die Spezifikationen für Digital/Analog-Wandler 214 und Tiefpaßfilter 218 in Internationalen Telekommunikationsvereinigung, Telekommunikationsstandardisierungssektor (ITU-T) standardisiert, „Transmission Performance Characteristics of Pulse Code Modulation", Empfehlung G.712, Genf, Schweiz, September 1992.
Ein gefiltertes Signal 220 wird auf der Teilnehmerleitung 122 durch einen Vier-zu-Zwei-Draht-Konverter 222 multipliziert. Die Teilnehmerleitung 122 ist bidirektional. Einkommende Signale auf der Teilnehmerleitung 122 werden an den Vier-zu-Zwei-Draht-Konverter angelegt und als ein ungefiltertes Signal 234 ausgegeben. Ein ungefiltertes Signal 234 wird an ein Bandpaßfilter 232 angelegt, der ebenfalls durch ITU-T in der vorstehend zitierten Druckschrift standardisiert wurde. Die Aufgabe von dem Bandpaßfilter 232, ein gefiltertes Signal 230, wird zu einem linearen Wert 226 durch einen Analog/Digital-Wandler 228 gewandelt. Der lineare Wert 226 wird dann zu der digitalen Netzwerkverbindung 136 durch einen Linear-zu-μ-Regel-Wandler 224 gewandelt, der die Standard-Linear-zu-μ-Regel-Wandlung implementiert. Es ist zu beachten, daß in dem in 3 gezeigten System die digitale Netzwerkverbindung 136 nicht verwendet wird und zur Klarstellung weggelassen wurde.
Physische Implementierung des Decodierers
9 zeigt ein Blockdiagramm einer möglichen Realisierung des Decodierers 156 aus 3. Das analoge Signal 154 aus 3 wird durch einen Analog/Digital-Wandler 240 abgetastet, der als ein integrierter Schaltkreis besteht, wie bspw. ein Crystal Semiconductor CS5016. Dieser verwendet ein Taktsignal 244, vorzugsweise bei 16 kHz, das durch einen Oszillator 242 erzeugt wird, um ein digitales Eingabesignal 246 zu bilden, das mit einer Zusammenschaltung von digitalen Signalprozessoren 248, wie bspw. AT & DSP32Cs, über eine von deren seriellen digitalen Zuleitungen verbunden ist. Die Prozessoren sind ebenfalls miteinander und mit einem Speicher 254 mit beliebigem Zugriff und einem Nur-Lesespeicher 252 über einen Prozessorbus 250 verbunden. Der Nur-Lesespeicher 252 enthält ein gespeichertes Programm, dessen funktionelle Eigenschaften in den folgenden Abschnitten beschrieben werden. Die Zusammenschaltung von digitalen Signalprozessoren 248 erzeugt den Datenstrom 126, der die entgültige Ausgabe des Decoders 156 aus 3 ist.
Um eine vollfunktionelle Implementierung zu erzeugen, müßten zusätzliche sekundäre Elemente, wie bspw. Decodierer, Oszillatoren und Verbindungslogik zu dem Grundblockdiagramm, das in 9 gezeigt ist, hinzugefügt werden. Solche Zusätze sind wohlbekannt und werden den Fachleuten offensichtlich sein.
Die nachfolgende Erörterung des Decodierers 156 wird eher funktionelle als physische Komponenten berücksichtigen, von denen alle bspw. als Programme oder Subroutinen für die Zu sammenschaltung von digitalen Signalprozessoren 248 unter Verwendung von wohlbekannten digitale Signale verarbeitenden Techniken implementiert sein können.
Decoderbetrieb
10 zeigt die funktionelle Struktur des Decodierers bzw. Decoders 156 aus 3. Das analoge Signal 154 aus 3 stellt die Eingabedaten für den Decoder 156 bereit. Das analoge Signal 154 wird dem Analog/Digital-Wandler 240 zugeführt und in ein digitales Eingabesignal 246 gewandelt, vorzugsweise bei 16.000 Abtastungen pro Sekunde mit 16 Bits pro Abtastpräzision abgetastet. Der Analog/Digital-Wandler 240 liegt als ein integrierter Schaltkreis vor, wie bspw. ein Crystal Semiconductor CS5016. Das digitale Eingabesignal 246 wird dann durch den Taktsynchronisierer 260 verarbeitet, der das digitale Eingabesignal 246 bei Abständen interpoliert und wieder abtastet, die durch einen Zeitdauerabschätzer 262 abgetrennt sind, um ein synchronisiertes Signal 266 zu erzeugen. Der Betrieb des Taktsynchronisierers 260 wird in den folgenden Abschnitten genauer betrachtet werden. Das synchronisierte Signal 266 wird durch das inverse bzw. Umkehrfilter 268 gefiltert, was nachstehend beschrieben wird, um ein kompensiertes Signal 274 zu rekonstruieren. Der Zweck des Umkehrfilters 268 besteht darin, die Transformation umzukehren, die durch die Leitungsschnittstelle 140 aus 3 durchgeführt wurde, deren Primärkomponente das Tiefpaßfilter 218 aus 8 ist. In 10 gibt das Umkehrfilter 268 auch eine Verzögerungsfehlerabschätzung 270 aus, die den Gleichlauffehler bzw. Taktfehler angibt, der dem synchronisierten Signal 266 inhärent ist, das durch den Taktabschätzer 264 verwendet wird, der nachfolgend beschrieben ist, um die Zeitdauerabschätzung 262, die von dem Taktsynchronisierer 260 verwendet wird, zu berechnen. Ein Entscheidungsmittel wird dann verwendet, um das kompensierte Signal 274 zu einer Sequenz von Werten von einem diskreten Satz zu wandeln. Bspw. wird das kompensierte Signal 274 zu dem nächstäquivalenten acht-Bit-μ-Regel-Wort gewandelt unter Verwendung eines Linear-zu-μ-Regel-Wandlers 276, um einen abgeschätzten Codestrom 280 zu geben. Wie zuvor beschrieben wurde, kann der Linear-zu-μ-Regel-Wandler 276 als eine einfache Nachschlagtabelle implementiert sein.
Während des normalen Betriebs führt ein Schalter 292 den abgeschätzten Codestrom 280 zurück als ein gewünschtes Ausgabesignal 286, das zurück zu einem linearen Signal durch einen μ-Regel-zu-Linear-Konverter 278 gewandelt wird, um einen linearen Wert 284 zu bilden. Der μ-Regel-zu-Linear-Wandler 278 kann als eine einfache Nachschlagetabelle implementiert sein, wie vorstehend beschrieben wurde. Während der Initialisierung wird der Schalter 292 so eingestellt sein, daß ein vorgegebenes Trainingsmuster 288 (nicht in 3 gezeigt) zu einem gewünschten Ausgabesignal 286 geführt ist. Die Verwendung wird nachfolgend beschrieben.
Der lineare Wert 284 stellt eine Abschätzung des gewünschten Werts des kompensierten Signals 274 bereit. Dieser wird verwendet, um das Umkehrfilter 268 adaptiv zu aktualisieren, so daß das kompensierte Signal 274 so nah wie möglich bei dem linearen Wert 284 ist. Diese Adaption ist ein Beispiel eines Trainingsmittels zum Einstellen der Parameter des Decodierers 156, was weitergehend in der Erörterung des Umkehrfilters 268 nachfolgend beschrieben werden wird. Ein Subtrahierer 282 berechnet das Fehlersignal 272 unter Verwendung des kompensierten Signals 274 und des linearen Werts 284. Das Fehlersignal 272 wird zurück zu einer Zuleitung des Umkehrfilters 268 in einer Rückkopplungsschleife geführt. Der abgeschätzte Codestrom 280 wird ebenfalls durch einen Datenextraktor 290 gereicht, der die Transfor mationen umkehrt, die von dem Codierer 150 aus 3 durchgeführt wurden, um den endgültigen Ausgabedatenstrom 126 des Decodierers zu bilden.
Zur Verdeutlichung sind lediglich Beispiele, die in 10 vorliegen, in den 11a bis 11e dargestellt. 11a zeigt ein typisches analoges Eingabesignal 154 zu dem Decodierer 156 als eine Funktion über der Zeit. Während der Verarbeitung dieses Signals bildet der Decodierer 156 das kompensierte Signal 274, das in 11d dargestellt ist. Dieses Signal wird weiter verarbeitet, um den abgeschätzten Codestrom 280 zu bilden, der in 11c gezeigt ist. Schließlich gibt der Datenextraktor 290 aus 10 den Datenstrom 126 aus, der in 11d gezeigt ist. Das Fehlersignal 272, das zur internen Verwendung innerhalb des Decodierers 156 gebildet ist, ist in 11e gezeigt.
Wie vorstehend erwähnt wurde, sind der Analog/Digital-Wandler, der Subtrahierer 282, der Linear-zu-μ-Regel-Wandler 276, der Schalter 292 und der μ-Regel-zu-Linear-Wandler 278, die alle in 10 dargestellt sind, wohlbekannt und können leicht durch jeden Fachmann implementiert werden.
Die folgende Erörterung wird sich auf die Implementierung und den Betrieb der verbliebenen Blöcke ausdehnen: Umkehrfilter 268, Taktabschätzer 264, Taktsynchronisierer 260 und Datenextraktor 290.
Umkehrfilter
12 zeigt die inneren Details des Umkehrfilters 268 aus 10. Das Umkehrfilter 268 ist ein Beispiel eines Entzerrungsmittels, das durch Durchführen von linearen Filteroperationen auf ein Eingabesignal (synchronisiertes Sig nal 266) arbeitet, um ein Ausgabesignal (kompensiertes Signal 274) zu erzeugen. Das Umkehrfilter 268 empfängt auch das Fehlersignal 272, das die Fehlanpassung zwischen dem kompensierten Signal 274 und einem gewünschten Signal anzeigt. Dieses verwendet das Fehlersignal 272, um seine Filterfunktion zu aktualisieren, so daß das Fehlersignal 272 minimiert wird. Solche adaptiven Filterstrukturen sind wohlbekannt: siehe bspw. Richard D. Gitlin, Jeremiah F. Hayes und Stephen B. Weinstein, „Data Communications Principles", Plenum (1992). Zur Verdeutlichung wird jedoch hierin eine bevorzugte Implementierung des Umkehrfilters 268 beschrieben. Zusätzlich bildet das Umkehrfilter 268 die Verzögerungsfehlabschätzung 270, die durch den Taktabschätzer 264 aus 10 verwendet wird.
Das synchronisierte Signal 266 wird dem Vorwärts- bzw. Vorschubentzerrer 300 zugeführt, der ein teilkompensiertes Signal 302 erzeugt, während ein Korrektursignal 324 verwendet wird, um adaptive Aktualisierungen durchzuführen. Der Betrieb des Vorschubentzerrers 300 wird nachfolgend beschrieben. Der Vorschubentzerrer 300 gibt ebenfalls die Verzögerungsfehlabschätzung 270 aus, die von dem Taktabschätzer 264 aus 10 verwendet werden wird. Das teilkompensierte Signal 302 wird nachfolgend nach unten bzw. abwärts abgetastet durch einen Faktor von zwei durch einen Abwärtsabtaster 304, um ein nach unten abgetastetes Signal 306 zu bilden. Der Abwärtsabtaster 304 arbeitet durch wiederholtes Lesen zweier aufeinanderfolgender Werte von seiner Zuleitung und Anordnen des ersten von diesen auf seine Ausgabeleitung, indem der zweite Wert verworfen wird. Das abwärts getastete Signal 306 wird dann an einen Subtrahierer 308 angelegt, um das kompensierte Signal 274 zu bilden. Das kompensierte Signal 274 wird durch nachfolgende Stufen in 10 verwendet und ebenfalls in eine Einheitsverzögerung 310 geführt, um ein verzögertes Signal 312 zu bilden.
Das verzögerte Signal 312 wird dann an die Zuleitung eines Rückkopplungsentzerrers 314 angelegt, um eine Verzerrungsabschätzung 316 zu bilden. Der Rückkopplungsentzerrer 314 ist dem Vorschubentzerrer 300 ähnlich und wird nachfolgend näher beschrieben werden. Die Verzerrungsabschätzung 316 stellt die zweite Eingabe für den Subtrahierer 308 bereit.
Das Fehlersignal 273 aus 10 ist durch einen konstanten Faktor bei einem Verstärkungselement 318 aus 12 skaliert, um ein Korrektursignal 320 zu bilden, das als ein zweites Eingabesignal für den Rückkopplungsentzerrer 314 angelegt wird. Der Rückkopplungsentzerrer 314 verwendet das Korrektursignal 320, um die adaptiven Aktualisierungen durchzuführen. Das Fehlersignal 272 wird ebenfalls nach oben bzw. aufwärts abgetastet um einen Faktor von zwei durch einen Aufwärtsabtaster 326, der eine Null zwischen jede Abtastung des Fehlersignals 272 einsetzt. Der Aufwärtsabtaster 326 erzeugt ein aufwärts abgetastetes Fehlersignal 328, das nachfolgend durch ein Verstärkungselement 322 skaliert wird, um ein Korrektursignal 324 bereitzustellen. Die Verwendung des Korrektursignals 320 und des Korrektursignals 324 durch den Rückkopplungsentzerrer 314 bzw. den Vorschubentzerrer 300 wird nachfolgend beschrieben. Die Werte der Parameter k_F und k_B des Verstärkungselements 322 bzw. des Verstärkungselements 318 können vorzugsweise in dem Bereich von 10^–2 bis 10^–15 liegen. Optimale Werte können leicht von Fachleuten ohne übermäßiges Experimentieren erhalten werden.
Vorschubentzerrer und Rückkopplungsentzerrer
13 zeigt die interne Struktur des Vorschubentzerrers 300 aus 12. Der Vorschubentzerrer 300 besteht aus vorzugsweise 8 bis 128 identischen Kopien eines Filterabgriffs 330, der in einer Kette verbunden ist. Jede geeigne te Anzahl von Abgriffen kann implementiert sein. Der erste Filterabgriff 330 akzeptiert das synchronisierte Signal 266 aus 12 und der letzte Filterabgriff 330 gibt das teilkompensierte Signal 302 aus, das in 12 verwendet wird. Jeder dazwischenliegende Abgriff nimmt zwei Eingabesignale: eine Primäreingabe 332 und eine Zieleingabe 336, um zwei Ausgabesignale zu bilden: eine Primärausgabe 334 und eine Zielausgabe 338. Jeder Filterabgriff 330 stellt auch als ein Ausgabesignal eine Abgriffgewichtung 340 bereit, die von einem Verzögerungsabschätzer 342 verwendet wird, um die Verzögerungsfehlerabschätzung 270 zu berechnen. Während des Betriebs führt jeder Filterabgriff 330 adaptive Aktualisierungen aus, indem er als eine Eingabe das Korrektursignal 344 verwendet.
14 zeigt die Details der Funktion jedes Filterabgriffs 330 aus 13. Jeder Abgriff hat zwei Eingaben, eine Primäreingabe 332 und eine Zieleingabe 336 und stellt zwei Ausgaben bereit, eine Primärausgabe 334 und eine Zielausgabe 338, wobei signalverarbeitende Standardblocks, wie in 14 gezeigt, verwendet werden. Die Primäreingabe 332 ist um eine Abtastung durch eine Einheitsverzögerung 350 verzögert, um die Primärausgabe 334 zu bilden. Zwischenzeitlich wird die Primäreingabe 332 ebenfalls mit einem Abgriffmaß 340 unter Verwendung eines Multiplizierers 352 multipliziert, um eine gewichtete bzw. bewerte Eingabe 354 zu geben. Die bewertete Eingabe 354 wird mit einem Addierer 356 zu der Zieleingabe 336 hinzugefügt, um die Zielausgabe 338 zu geben.
Eine adaptive Aktualisierung des Abgriffmaßes 340 wird durch Multiplizieren des Korrektursignals 324 mit der Primäreingabe 332 unter Verwendung eines Multiplizierers 366 durchgeführt. Ein Ausgabewert 364 des Multiplizierers stellt eine Abgriffehlerabschätzung bereit und wird von ei nem vorhergehenden Wert 360 abgezogen, um ein Abgriffmaß 340 zu bilden, unter Verwendung eines Subtrahierers 362. Der vorhergehende Wert 360 ist durch eine Einheitsverzögerung 358 unter Verwendung des Abgriffmaßes 340 als Eingabe gebildet. Jeder Filterabgriff 330 gibt auch das Abgriffmaß 340 aus.
In 13 ist jeder Filterabgriff 330 zu einem Verzögerungsabschätzer 342 geführt. Der Verzögerungsabschätzer 342 berechnet eine Verzögerungsfehlerabschätzung 270 der gesamten Filter unter Verwendung der Gleichung:
wobei w_i eine Abkürzung für das i-te Abgriffmaß 340 ist. Auf diese Weise stellt der Verzögerungsabschätzer 342 ein Abschätzmittel zum Bestimmen eines Fehlergrades bei der Zeitdauerabschätzung 262 aus 10 bereit.
Die vorstehende Beschreibung des Vorschubentzerrers 300 aus 10 ist ebenfalls auf den Rückkopplungsentzerrer 314 anzuwenden. Die Struktur und die Betriebsweise des Rückkopplungsentzerrers 314 sind identisch mit denen des Vorschubentzerrers 300 mit der Ausnahme, daß der Verzögerungsabschätzer 342 nicht erforderlich ist, so daß es zu der Ausgabe der Verzögerungsfehlerabschätzung 270 kein Äquivalent gibt. Ebenfalls kann der Rückkopplungsentzerrer 314 eine unterschiedliche Anzahl von Abgriffen als der Vorschubentzerrer 300 verwenden, vorzugsweise zwischen einem Viertel und der Hälfte der Anzahl. Die optimale Anzahl von Abgriffen, um sowohl den Vorschubentzerrer 300 als auch den Rückkopplungsentzerrer 314 zu verwenden, kann leicht von einem Fachmann ohne unmäßiges Experimentieren erhalten werden.
Taktabschätzer
15 zeigt die funktionellen Komponenten des Taktabschätzers 264 aus 10. Der Taktabschätzer 264 ist ein Beispiel eines Schaltkreismittels, daß die Verzögerungsfehlerabschätzung 270 verwendet, um die Zeitdauerabschätzung 262 zu aktualisieren. Die Signaleingabe in den Taktabschätzer 264, die Verzögerungsfehlerabschätzung 270, ist mit einem Faktor von k_l skaliert, vorzugsweise in dem Bereich von 10^–1 bis 10^–8, aber abhängig von der Genauigkeit des Takts, der für den A/D-Wandler 240 verwendet wird, durch eine Schleifenverstärkung 370, um den Phasenfehler 374 zu bilden. Der Phasenfehler 374 wird dann mit dem Schleifenfilter 376 gefiltert, um die Zeitdauerversetzung 378 zu bilden. Das Schleifenfilter 376 ist ein Tiefpaßfilter, dessen Gestaltung den Fachleuten bei der Gestaltung von Phasenregelkreisen bekannt sein wird. Die Zeitdauerversetzung 378 wird mit dem Addierer 372 einer Standardzeitdauer 380 hinzugefügt, um die Zeitdauerabschätzung 262 zu erzeugen. Die Standardzeitdauer 380 ist die einer früheren Abschätzung des Verhältnisses der Hälfte der Abtastrate eines Analog/Digital-Wandlers 240 aus 10 zu der Frequenz des Telefonsystemtakts 263 aus 8. Da der Telefonsystemtakt 236 und der Takt, der von dem Analog/Digital-Wandler 240 verwendet wird, nicht von einer gemeinsamen Quelle abgeleitet sind, wird das exakte Verhältnis leicht von 1,0 für die bevorzugten Auswahlen von Parametern abweichen. Während des Betriebs wird die Zeitdauerabschätzung 262 dieses Verhältnis verfeinern und nachvollziehen, indem Abschätzungen des gegenwärtigen Fehlers, der durch das Umkehrfilter 278 aus 10 bereitgestellt ist, verwendet werden.
Taktsynchronisator
Ein funktionelles Blockdiagramm des Taktsynchronisators 260 aus 10 ist in 16 dargestellt. Die Funktion des Taktsynchronisators 260 besteht darin, sein Eingabesignal (digitales Eingabesignal 246) bei Intervallen zu interpolieren und wieder abzutasten, die durch die Zeitdauerabschätzung 262 abgetrennt sind. Wenn beispielsweise die Zeitdauerabschätzung 262 einen Wert von 2,0 hätte, wäre jede zweite Abtastung, die von dem digitalen Eingabesignal 246 gelesen wird, als synchronisiertes Signal 266 ausgegeben. Wenn die Zeitdauerabschätzung 262 keine ganze Zahl ist, dann wird der Taktsynchronisator 260 erforderlich werden, um entsprechend zwischen Eingabeabtastungen zu interpolieren, um die Ausgabeabtastungen zu bilden.
Der Taktsynchronisator 260 führt einen Betriebszyklus für jede Ausgabeabtastung, die erforderlich ist, aus. Jeder Zyklus beginnt mit einem Akkumulator 224, der den Wert der Zeitdauerabschätzung 262 aus 10 liest. Der Akkumulator 424 bildet eine laufende Summe aller Eingabewerte, die gelesen werden und gibt diese Summe als einen reellwertigen Abtastindex 426 aus. Dieser ist durch einen Faktor von N_u skaliert, vorzugsweise in dem Bereich von 10 bis 400, unter Verwendung eines Verstärkungselements 428, um einen aufwärts abgetasteten Abtastindex 430 zu bilden. Der optimale Wert für N_u kann leicht von einem Fachmann ohne unmäßiges Experimentieren erhalten werden. Ein Ganzzahl/Bruchzahlteiler 432 zerlegt den aufwärts abgetasteten Abtastindex 430 in einen Abtastindex 422 und einen Bruchzahlwert 414. Beispielsweise würde der Ganzzahl/Bruchzahlteiler 432, wenn der aufwärts abgetastete Abtastindex 430 einen Wert von 10,7 hätte, den Abtastindex 422 auf 10,0 und den Bruchzahlwert 414 auf 0,7 setzen.
Eines der Eingabesignale, das an einen Abtastauswähler 398 angelegt ist, wird durch eine Reihe von Operationen gebildet, beginnend mit dem digitalen Eingabesignal 246. Ein Aufwärtsabtaster 390 liest einen Wert von dem digitalen Eingabesignal 246 und gibt N_u Abtastungen aus, die aus dem Wert bestehen, der von dem digitalen Eingabesignal 246 gefolgt von N_u – 1 Nullwerten gelesen wird. Der Ausgabestrom von dem Aufwärtsabtaster 390, ein aufwärts abgetastetes Eingabesignal 392, wird an ein Tiefpaßfilter 394 angelegt, das eine Grenzfrequenz für einen Durchlaßbereich hat, die äquivalent zu 4 kHz ist. Die Gestaltung des Aufwärtsabtasters 390 und des Tiefpaßfilters 394 sind wohl bekannt. Siehe bspw. R. E. Crochiere und L. R. Rabiner, „Multirate Digital Signal Processing", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1983. Das Tiefpaßfilter 340 bildet ein gefiltertes aufwärts abgetastetes Signal 396, das als eine Eingabe für den Abtastauswähler 398 verwendet wird.
Der Abtastauswähler 398 ist ein Beispiel eines Auswahlmittels, das einen Wert von dem Abtastindex 422 liest und diesen als eine Abtastnummer s_n interpretiert. Dieses bewahrt ebenfalls eine interne Zählung davon, wie viele Abtastungen dieses von seiner Zuleitung gelesen hat, die mit dem gefilterten aufwärts abgetasteten Signal 396 verbunden ist, seitdem das System initialisiert wurde. Dieses liest dann zusätzliche Abtastungen von dem gefilterten aufwärts abgetasteten Signal 396 und bildet Ausgabeabtastungen, so daß eine Abtastung 400 eine Kopie einer Abtastung s_n ist, die von dem gefilterten aufwärts abgetasteten Signal 396 gelesen wird, und eine Abtastung 402 eine Kopie der Abtastung s_n+1 tiefgestellt ist.
Abtastung 400 wird dann durch den Bruchzahlwert 414 unter Verwendung eines Multiplizierers 404 skaliert, um eine Ab tastkomponente 408 zu bilden. Auf ähnliche Weise wird die Abtastung 402 durch einen Bruchzahlwert 416 unter Verwendung eines Multiplizierers 406 skaliert, um eine Abtastkomponente 410 zu bilden. Die Größe des Bruchzahlwerts 416 ist eins minus der Größe des Bruchzahlwerts 414, wie dies unter Verwendung eines Subtrahierers 420 und einer Einheitskonstante 418 berechnet wird. Die Abtastkomponente 408 und die Abtastkomponente 410 werden dann mit einem Addierer 412 hinzugefügt, um das synchronisierte Signal 266 zu bilden, das ebenfalls die Ausgabe des Taktsynchronisators 260 aus 10 ist. Die Kombination des Multiplizierers 404, Multiplizierers 406 und Addierers 412 ist ein Beispiel eines Interpolationsmittels zum Kompensieren der Abtastungen, die durch den Abtastauswähler 398 ausgewählt sind.
Der Taktsynchronisator 260 kann ebenfalls bei anderen Anwendungen oder als ein unabhängiger Abtastratenwandler verwendet werden. Üblicherweise ist das synchronisierte Signal 266 äquivalent zu dem digitalen Eingabesignal 246, aber mit einer unterschiedlichen Abtastrate. Das Verhältnis der beiden Raten ist durch die Zeitdauerabschätzung 262 spezifiziert, die sich mit der Zeit ändern kann.
Es ist zu bemerken, daß, obwohl die lineare Interpretation als eine grobe Näherung des gewünschten Ergebnisses erscheinen mag, diese in der Tat ziemlich genau ist. Aufgrund der Überabtastung, die durch den Aufwärtsabtaster 390 durchgeführt wird, hat das gefilterte aufwärts abgetastete Signal 396 ein Frequenzspektrum, das überall nahe Null ist, außer für ein enges Band um DC. Der Interpolationsvorgang erzeugt effektiv Bilder dieses engen Durchlaßbands im Frequenzbereich. Die Funktion dieser linearen Interpolation wird dann diese Bilder ausfiltern. Herkömmliche Implementierungen verwenden ein scharfes rechenintensives Tiefpaßfilter, um dies zu erreichen. Obwohl der lineare Interpola tor ein sehr schlechter Tiefpaßfilter ist, hat dieser sehr tiefe spektrale Einschnitte bei exakt den Frequenzen, bei denen die unerwünschten Bilder auftauchen werden. Es ist die Kombination der Anordnung dieser Einschnitte mit den schmalen Aliasbildern, die dieses Verfahren sehr genau gestaltet, während das meiste der Berechnungen von herkömmlichen Techniken vermieden wird.
Datenextraktor
Die letzte Stufe des Decodierers 156 aus 3 ist ein Datenextraktor 290 aus 10. Die Funktion des Datenextraktors 290 besteht darin, die Transformation umzukehren, die durch den Codierer 150 aus 3 durchgeführt wird. Diese Transformationen bestehen aus dem Seriell-zu-Parallel-Wandler 180 und dem DC-Beseitiger bzw. -Eliminator 184, die in 5 gezeigt sind.
Um diese Transformationen zu invertieren, entfernt der Datenextraktor 290 zunächst die Werte, die durch den DC-Eliminator 184 in den Datenstrom eingeführt werden. Dies wird durch einfaches Streichen jeder achten Abtastung erreicht, die von der Eingabe gelesen wird (angenommen die DC-Elimination wurde durch den DC-Eliminator 184 unter Verwendung der bevorzugten Rate von einmal pro acht Abtastungen durchgeführt). Wenn dies getan ist, kann der verbleibende Strom von acht-Bit-Werten zurück in einen seriellen Datenstrom 126 durch Ausgeben eines Bits von jedem Wort zu einem Zeitpunkt gewandelt werden, beginnend mit dem niedrigstwertigen Bit. Solche Techniken sind Fachleuten wohlbekannt.
Initialisierung des Systems
Wenn eine Verbindung zum ersten Mal zwischen einem Server und einem Kunden eingerichtet ist, müssen sowohl der Codierer 150 als auch der Decodierer 156 aus 3 in einem Zustand beginnen, der beiden bekannt ist.
Innerhalb des Codierers 150 wird die folgende Initialisierung durchgeführt:

1. DC-Eliminator 184 aus 5 wird mit dem Satz von dem Zwei-Eingabe-Auswähler 190 aus 6 initialisiert, so daß seine nächste Ausgabe eine Kopie des DC-Wiederherstellungscodes 206 sein wird.
2. Die Ausgabe der Einheitsverzögerung 200 aus 6, zuvor der DC-Offset 202, wird auf 0,0 initialisiert.
3. Der Codestrom 186 aus 5 wird vorübergehend von dem DC-Eliminator 184 getrennt. Anstatt einer bekannten Sequenz von N_c, vorzugsweise 16–128, Werten, wird N_t wiederholt, vorzugsweise 100–5000 mal. Die optimalen Werte zur Verwendung für N_c und N_c können leicht von einem Fachmann ohne umständliches Experimentieren erhalten werden.

Die Wahl von N_c, wie vorstehend erläutert wurde, hängt von der Gestaltung des Decodierers 156 ab. N_c ist vorzugsweise die Hälfte der Anzahl von Abgriffen in dem Vorwärtsentzerrer 300 aus 12. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit ist ein mögliche Wahl der Sequenz von Codewerten, die wiederholt von dem Codierer 150 übertragen werden, in Tabelle 1 gezeigt. Eine identische Sequenz wird ebenfalls von dem Codierer 150 verwendet, die als ein Trainingsmuster 288 in 10 angelegt wird.
Tabelle 1: Typisches Trainingsmuster
Wenn einmal die N_t Wiederholungen der Sequenz ausgegeben wurden, wird der Codestrom 186 wieder mit dem DC-Eliminator 184 verbunden und die nachfolgende Aufgabe von dem Decodierer 156 wird mit der Eingabe korrespondieren, die als Datenstrom 100 aus 3 angelegt ist.
Innerhalb des Decodierers 156 aus 3 wird die folgende Initialisierung durchgeführt, bevor die erste Abtastung von dem analogen Signal 154 gelesen wurde:

1. Schalter 292 aus 10 ist auf das Gatter-Trainingsmuster 288 auf das gewünschte Ausgabesignal 286 gesetzt.
2. Datenextraktor 290 aus 10 ist auf den nächsten Eingabewert gesetzt, der abgeschätzte Codestrom 280 wird als ein DC-Entzerrwert betrachtet und daher gestrichen.
3. Einheitsverzögerung 310 aus 12 wird zur Ausgabe Null als verzögertes Signal 312 initialisiert.
4. Aufwärtsabtaster 326 aus 12 wird so initialisiert, daß seine nächste Ausgabe, das aufwärts abgetastete Fehlersignal 328, eine Kopie des Fehlersignals 272 sein wird.
5. Abwärtsabtaster 304 aus 12 wird so initialisiert, daß sein nächster Eingabewert, das teilweise kompensierte Signal 302, als abwärts abgetastetes Signal 306 herauskopiert sein wird.
6. Innerhalb des Rückkopplungsentzerrers 314 und des Vorwärtsentzerrers 300 aus 12 ist jede Ein heitsverzögerung 350 aus 5 initialisiert, um eine Nullausgabe zu haben.
7. Innerhalb des Rückkopplungsentzerrers 314 aus 12 wird jede Einheitsverzögerung 358 aus 14 auf Null initialisiert.
8. Innerhalb des Vorwärtsentzerrers 300 wird jede Einheitsverzögerung 358 aus 14 auf Null initialisiert.
9. Akkumulator 424 aus 16 wird initialisiert, um einen Wert von Null als reellwertigen Abtastindex 426 auszugeben.
10. Tiefpaßfilter 394 wird mit einem internen Gesamtnullzustand initialisiert.
11. Aufwärtsabtaster 390 wird derart initialisiert, daß seine nächste Ausgabe, das aufwärts abgetastete Eingabesignal 392, der Wert des digitalen Eingabesignals 246 sein wird.

Der Decodierer 156 arbeitet dann wie vorstehend beschrieben, bis die N_c, N_t-Werte bei dem geschätzten Codestrom 280 aus 10 gebildet wurden. An diesem Punkt wird der Schalter 292 bewegt, um den geschätzten Codestrom 280 zu dem gewünschten Ausgabesignal 286 zu führen. Von diesem Punkt an sollte der Datenstrom 126 mit den Daten korrespondieren, die von dem Datenstrom 128 gelesen werden, wie in 3 gezeigt ist.
Es muß ebenfalls sichergestellt sein, daß der Codierer 150 und der Decodierer 156 den Initialisierungsmode einnehmen und verlassen, so daß die Werte auf dem Datenstrom 100 und dem Datenstrom 126 aus 3 in genauer Übereinstimmung sind. Ein Beispiel eines Verfahrens, um diese Synchronisation zu erreichen, besteht darin, die DC-Wiederherstellung zu verletzen, die von dem DC-Eliminator 184 durchgeführt wird. Um den Beginn des Trainings zu signalisieren, wird der Codestrom 186 auf den maximal legalen Codewert für eine längere Zeit als die normale DC-Wiederherstellungszeit gesetzt, bspw. für 16 Abtastungen. Dies wird von einem Einstellen des Codestroms 186 auf den minimal legalen Codewert für dieselbe Anzahl von Abtastungen gefolgt. Das Trainingsmuster folgt dann diesem Synchronisationsmuster. Auf ähnliche Weise kann das Ende des Trainings angezeigt werden, indem die Reihenfolge des vorstehenden Synchronisationsmusters umgekehrt wird – Wiederholen des minimalen Werts gefolgt von dem maximalen Wert. Diese Synchronisationsmuster können dann durch den Decodierer 156 erfaßt und genutzt werden, um den Schalter 292 zu steuern.
Andere Techniken für eine solche Synchronisation sind wohlbekannt und in existierenden Modems genutzt. Siehe bspw. ITU-T, V.34, das vorstehend genannt ist.
Alternativer Verzögerungsabschätzer
Bei der vorstehenden Erörterung wurde der Verzögerungsabschätzer 342 durch Prüfen der Filterabgriffmaße innerhalb des Vorwärtsentzerrers 300 gebildet. Andere Verzögerungsabschätzmittel sind ebenfalls möglich. Bspw. können das Fehlersignal 272 und das kompensierte Signal 274 aus 2 verwendet werden, um die Verzögerungsfehlerabschätzung 270 folgendermaßen zu bilden.
wobei Δ eine Verzögerungsfehlerabschätzung 270, v ein kompensiertes Signal 274, e ein Fehlersignal 272 und k ein Parameter ist, der leicht von einem Fachmann ohne übermäßiges Experimentieren erhalten werden kann. Der Wert von k wird von den relativen Beiträgen des Signalrauschens und des betrachteten Taktjitter abhängen. Jedes andere Verfahren zum Implementieren eines Verzögerungsabschätzmittels, um eine Verzögerungsfehlerabschätzung 270 zu bilden, kann bei dem vorliegenden System verwendet werden.
Alternatives Decoder-Initialisierungsverfahren
Wie vorstehend beschrieben ist, können die Parameter des Decodierers 156 eingerichtet werden, indem feste Initialisierungswerte gefolgt von einer Trainingszeitdauer verwendet werden, während der eine bekannte Datensequenz übertragen wird. Das vorstehend beschriebene Verfahren verwendet die Trainingssequenz, um sequentielle Aktualisierungen der Parameter des Umkehrfilters 268 und des Taktabschätzers 264 auf eine Abtast-zu-Abtast-Basis durchzuführen.
Es ist ebenfalls möglich, eine einzelne Blockaktualisierung aller Parameter durchzuführen. Während der Übertragung der Trainingssequenz, speichert der Decodierer 156 lediglich die Werte, die als digitales Eingabesignal 246 erscheinen. Wenn einmal die gesamte Trainingssequenz übertragen wurde, kann der Decodierer 156 eine Analyse der erlangten Werte durchführen und Werte für diese internen Parameter berechnen.
Die Berechnungen, die zum Durchführen der Parameterabschätzung erforderlich sind, sind folgende:

1. Berechne die grundlegende digitale Zeitdauer T_u des erlangten Signals unter Verwendung eines Ratenabschätzmittels. Dies kann durchgeführt werden, indem irgendeine einer Vielzahl von wohlbekannten signalverarbeitenden Techniken verwendet wird, wie bspw. eine Autokorrelationsanalyse. Es ist im voraus be kannt, daß T_u näherungsweise zweimal N_c ist, die Länge der Trainingssequenz, angenommen die Verwendung der bevorzugten Abtastrate für den Analog/Digital-Wandler 240. Die einzige Ursache für Unterschiede wird aufgrund von Unterschieden zwischen der Abtastrate des Telefonsystemtakts 236 und der halben Abtastrate des Analog/Digital-Wandlers 240 sein.
2. Initialisiere Nennzeitdauer 380 aus 15 als
3. Taste erneut digitales Eingabesignal 246 ab, indem dieses durch den Taktsynchronisator 260 gereicht wird, wobei die Verzögerungsfehlerabschätzung 270 auf Null gesetzt ist, um das synchronisierte Signal 266 zu bilden.
4. Bilde eine Matrix Y mit 2N_c Spalten und N_t Reihen. Die Elemente von Y sind die Werte des synchronisierten Signals 266, wie vorstehend berechnet. Diese werden in der Matrix durch Füllen der ersten Reihe mit sequentiellen Abtastungen des synchronisierten Signals 266 gespeichert, dann die zweite Reihe usw.
5. Berechne den Mittelwert jeder Spalte von Y, um den r, a2,N_c-Elementvektor zu bilden.
6. Berechne eine Abschätzung der Energie σ² der Rauschkomponente des Eingabesignals unter Verwendung:
wobei Y_ij das Element in der Spalte i, Reihe j von Y ist.
7. Berechne den N_c-Elementvektor c, indem die Trainingssequenzwerte durchgereicht werden, sowie diejenigen, die in Tabelle 1 gezeigt sind, durch einen Wandler, wie bspw. ein μ-Regel-zu-Linear-Wandler 278.
8. Bilde eine Matrix A, mit N_f + N_b Spalten und N_c Reihen wie folgt:
wobei N_f die Anzahl von Filterabgriffen in dem Vorwärtsentzerrer 300 aus 12 ist und N_b die Anzahl von Filterabgriffen in dem Rückkopplungsentzerrer 314 ist. Wenn bspw. N_c = 3, N_f = 4 und N_b = 2 dann folgt:
9. Finde den Wert eines N_f + N_b-Elementvektors z, der e² in der folgenden Gleichung minimiert:
diese kann gelöste werden, indem wohlbekannte Techniken der linearen Algebrarechenverfahren und iterative Verfahren verwendet werden, die den Fachleuten bekannt sind.
10. Initialisiere den vorherigen Wert 360 aus 14 für jeden Abgriff des Vorwärtsentzerrers 300 mit entsprechend X₁ ... X_N,
11. Initialisiere den vorherigen Wert 360 für jeden Abgriff des Rückkopplungsentzerrers 314 mit entsprechend
12. Wenn einmal diese Parameter berechnet wurden, kann der Normalbetrieb beginnen. Es ist zu bemerken, daß sich die Parameter nachfolgend ändern werden aufgrund von adaptiven Aktualisierungen basierend auf dem Fehlersignal 272, wie vorstehend erörtert wurde.

Die vorstehende Sequenz sollte als ein Beispiel eines weiteren Verfahrens zur Durchführung der Initialisierung des Decodierers 156 unter Verwendung einer Trainingssequenz gesehen werden. Andere Verfahren und zahllose Varianten sind ebenfalls möglich. Bspw. kann die empfangene Trainingssequenz bei jedem Ende trunkiert bzw. gekürzt sein, um die Effekte des Übergangs beim Schalten zwischen norma lem und Trainingsmode zu beseitigen. Die genauen Übergangspegel in dem Linear-zu-μ-Regel-Wandler 276 und μ-Regel-zu-Linear-Wandler 278 können eingestellt werden, indem Trainingsinformationen verwendet werden, modifizierte Gleichungen für jeden vorstehenden Wert 360 können verwendet werden usw.
Zusatz eines Rückwärtskanals
Beschreibung
17 zeigt einen Aspekt der vorliegenden Erfindung, der das vorstehend beschriebene Kommunikationssystem mit einem Rückwärtskanal kombiniert. Der Datenstrom 100 wird an den Codierer 150 angelegt, wie unter Bezugnahme auf 3 beschrieben wurde. Dies wiederum verbindet zu dem digitalen Telefonnetzwerk 134 über die digitale Netzwerkverbindung 132. Die Daten tauchen Wort für Wort von dem Netzwerk bei dem zentralen Büro des Kunden über die digitale Netzwerkverbindung 138 auf. Die digitale Information wird durch die Leitungsschnittstelle 140 in analoge Form gewandelt und in analoger Form auf der Teilnehmerleitung 122 plaziert. Bei den Gebäuden des Kunden bildet das hybride Netzwerk 152 eingehende analoge Signale 448 und ein Echokompensator 442 entfernt Beiträge zu eingehenden analogen Signalen 448 von einem ausgehenden analogen Signal 444, um das analoge Signal 154 zu bilden. Das analoge Signal 154 wird dann an den Decodierer 156 angelegt, der den Datenstrom 146 bereitstellt.
Der Datenstrom 128 von dem Kunden wird zu dem ausgehenden analogen Signal 444 durch einen Modulator 446 in Übereinstimmung mit wohlbekannten Techniken gewandelt, wie diese in bestehenden Modems verwendet werden, und wird dann an den Echokompensator 442 angelegt sowie auf die Teilnehmerleitung 122 über das hybride Netzwerk 152 geführt. Bei dem zentralen Büro wird dies zu der digitalen Netzwerkverbindung 136 durch die Leitungsschnittstelle 140 gewandelt. Das digitale Telefonnetzwerk 134 überträgt die Daten auf der digitalen Netzwerkverbindung 136 zu der digitalen Netzwerkverbindung 130. Ein Demodulator 440 wandelt dann diese zu dem Datenstrom 102 für den Server.
Betrieb
Das in 17 gezeigte System stellt eine Vollduplexkommunikation zwischen zwei Telefonteilnehmern bereit, eine mit digitaler Verbindbarkeit und die andere mit analoger Verbindbarkeit. Der Betrieb des Vorwärtskanals ist wie vorstehend unter Bezugnahme auf 3 beschrieben mit einem Zusatz. Der Echokompensator 442, der zwischen dem hybriden Netzwerk 152 und dem Decodierer 156 eingesetzt ist, wurde hinzugefügt, um die Effekte des Umkehrkanals zu verringern.
Der Echokompensator 442 skaliert das ausgehende analoge Signal 444 und subtrahiert dieses von einem eingehenden analogen Signal 448, um das analoge Signal 154 zu erzeugen. Die Techniken und die Implementierung des Echokompensators sind wohlbekannt.
Der Umkehrkanal kann unter Verwendung einer Variante einer existierenden Modemtechnik implementiert sein. Siehe bspw. Internationale Telekommunikationsvereinigung, Telekommunikationsstandardisierungssektor (ITU-T), „A Duplex Modem Operating at Signalling Rates of up to 14.000 Bits/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Point to Point 2-wire Telephone-Type Circuits", Empfehlung V.32bis, Genf, Schweiz (1991). Daten werden durch den Modulator 446 moduliert, um das ausgehende analoge Signal 444 zu bilden, das durch das Telefonsystem transportiert werden kann. Die Modulationstechniken, die verwendet werden können, sind wohlbekannt. Bspw. sind Verfahren, die in der Lage sind bis zu 14.400 Bits pro Sekunde zu übertragen, vorstehend beschrieben. Vergleichbar sind Verfahren, die in der Lage sind, Übertragungsraten von bis zu 28.000 Bits pro Sekunde zu übertragen, in der Internationalen Telekommunikationsvereinigung, Telekommunikationsstandardisierungssektor (ITU-T), Empfehlung V.34, Genf, Schweiz (1994) beschrieben.
Das ausgehende analoge Signal 444 wird auf die Teilnehmerleitung 122 gelegt, indem das hybride Netzwerk 152 verwendet wird, wie dies virtuell in der gesamten Telefoneinrichtung eingesetzt wird. Das hybride Netzwerk 152 wandelt zwischen einer Vier-Draht-Schnittstelle (zwei unabhängige unidirektionale Signale) auf einer Seite und einer Zwei-Draht-Schnittstelle (ein bidirektionales Signal) auf der anderen Seite. Das Zwei-Draht-Signal ist lediglich die Summe der beiden Signale auf der Vier-Draht-Seite.
Im zentralen Büro des Klienten konvertiert die Einrichtung der Telefongesellschaft das analoge Signal auf der Teilnehmerleitung 122 zu der digitalen Netzwerkverbindung 136, die bei 8.000 Abtastungen pro Sekunde unter Verwendung des Telefonsystemtakts 236 abgetastet ist. In Nordamerika wird diese Wandlung durchgeführt, um acht Bits pro Abtastung unter Verwendung einer nichtlinearen Abbildung bereitzustellen, die als μ-Regel bekannt ist, um das Signal-Rausch-Verhältnis des typischen Audiosignals zu verbessern.
Sobald dies zu der μ-Regel konvertiert ist, wird das Signal des Kunden durch das digitale Telefonnetzwerk 134 übertragen, bis es das Gebäude des Servers erreicht. Es sei bemerkt, daß, da der Server eine digitale Verbindung zu dem Telefonsystem hat, das Signal nicht zu analoger Form durch das zentrale Büro des Servers gewandelt wird. Es können jedoch mehrere Schichten von Schnittstellen vorliegen (so wie ISDN „U" oder „S" usw.), die zwischen dem Server und der digitalen Netzwerkverbindung 136 liegen. Da dieselben Daten, die bei der digitalen Netzwerkverbindung 136 präsent sind, ebenfalls bei der digitalen Netzwerkverbindung 130 später erscheinen, kann diese dazwischenliegende Hardware ignoriert werden. Der Demodulator 444 führt die Umkehrfunktion des Modulators 446 durch, wie dies mit existierenden Modems gemacht wird, mit einer kleinen Ausnahme. Da sowohl die Eingabe als auch die Ausgabe digital ist, kann dies vollständig in digitaler Hardware implementiert sein, während existierende Modems mit einer analogen Eingabe arbeiten müssen. Wie bei dem Modulator 446 ist die Implementierung des Demodulators wohlbekannt und in der Literatur beschrieben, wie bspw. in der Internationalen Telekommunikationsvereinigung, Telekommunikationsstandardisierungssektor (ITU-T), „A Duplex Modem Operating at Signalling Rates of up to 14.000 Bits/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Point to Point 2-wire Telephone-Type Circuits", Empfehlung V.32bis, Genf, Schweiz (1991).
Es sei bemerkt, daß selbst der Rückwärtskanal eine Leistungsfähigkeit zeigen kann, die über derjenigen herkömmlicher Modems liegt, da die Degradation des Signals nur auf der Teilnehmerleitung des Konsumenten auftreten wird. Existierende Modems müssen Verzerrungen handhaben, die auf Teilnehmerleitungen an beiden Enden des Kommunikationspfads auftreten.
Alternative Implementierungen dieser Erfindung können andere wohlbekannte Verfahren oder Techniken verwenden, um einen Rückwärtskanal bereitzustellen oder können diese alle zusammen eliminieren. Daher ist die Beschreibung einer möglichen Implementierung eines Rückwärtskanals bloß zur Erläuterung gegeben und sollte nicht als Begrenzung des Bereichs dieses Aspekts der Erfindung verstanden werden.
Es ist zu beachten, daß die Bereitstellung eines Rückwärtskanals ebenfalls die Synchronisation des Decodierers und des Codierers vereinfacht und es dem System ermöglicht, erneut initialisiert zu werden, wenn dies erforderlich ist.
Die Leistungsfähigkeit des Systems kann durch den Decodierer 156 überwacht werden, indem das Fehlersignal 272 aus 10 überprüft wird. Wenn das Fehlersignal 272 einen bestimmten Pegel übersteigt, vorzugsweise ein Drittel der durchschnittlichen Differenz zwischen p-Regel linearen Werten, kann der Decodierer 156 den Codierer 150 über den Rückwärtskanal benachrichtigen, daß das System erneut initialisiert werden sollte.
Kombination mit einem Quellcodierer
Es ist möglich, die Funktion des Codierers 150 und des Decodierers 156, die in 3 gezeigt sind, zu erweitern, um zusätzliche umkehrbare Transformationen auf den Datenstrom 100, vor der Anwendung des Codierers 150 auszuführen. Die Effekte dieser Transformationen können beseitigt werden, indem die Umkehrtransformation auf die Ausgabe des Decodierers 156 angewendet wird, bevor der Datenstrom 126 erzeugt wird. Diese Transformation kann vorzugsweise irgendeine Umkehrfunktion bereitstellen, die nicht abschließend umfassen:
Fehlerkorrektur
Bits können dem Datenstrom hinzugefügt werden, um eine Fehlerkorrektur und/oder Erfassung bereitzustellen, indem irgendeines der wohlbekannten Verfahren für solche Operationen verwendet wird. Dies umfaßt bspw. Konvolutionscodieren, Blockcodes oder andere Fehlerkorrekturen oder Erfassungsschemata, die in der Literatur gut dokumentiert sind. Es ist zu beachten, daß, wenn dieselbe Fehlerverarbeitung, die an den Datenstrom 126 angelegt ist, ebenfalls in den Signalpfad von dem Linear-zu-μ-Regel-Wandler 276 zu μ-Regel- zu-Linear-Wandler 278, die in 10 gezeigt sind, eingesetzt ist, die Qualität des gewünschten Ausgabesignals 286, der lineare Wert 284 und des Fehlersignals 272 verbessert sein werden und die Leistungsfähigkeit des Decodierers 156 gewinnen wird.
Untermenge des Quellalphabets
Obwohl es 256 mögliche μ-Regel-Codewörter gibt, die für die Datenübertragung verfügbar sind, führt die A-Regel-Abbildung bei diesen Worten dazu, daß diese ungleich beabstandet in dem linearen Bereich sind. Daher werden manche Paare von Codewörtern leichter durch den Decodierer 156 aufgrund des Leitungsrauschens oder anderer Störungen beeinträchtigt sein. Der Quellcodierer kann seine Ausgabe auf eine Untermenge dieser Codewörter beschränken, um die Genauigkeit des Decodierers 156 auf Kosten der Gesamtdatenrate zu verbessern.
Dies kann ebenfalls verwendet werden, um den Decodierer 156 auf schlechte Leitungsbedingungen anzupassen, indem das Codewort-Alphabet verringert wird, wenn der Decodierer erfaßt, daß er nicht in der Lage ist, Codewörter innerhalb eines gegebenen Fehlerkriteriums zu trennen. Durch Verringern des Codewortsatzes wird ein verbesserter Fehlerbereich auf Kosten einer verringerten Datenrate erfolgen. Somit kann das System degradierte Verbindungen durch Verringern der Datenrate handhaben.
Verwendung mit 56.000 Bits pro Sekunde Telefonsystemen
Bei manchen PCM-Übertragungsschemata, die von Telefonsystemen verwendet werden, wird das niedrigstwertige Bit jedes acht-Bit-Codeworts für eine interne Synchronisation verwendet. Dies kann durch Umformen des Datenstroms 100 durch Einsetzen eines Null-Bits einmal pro acht Bits gehandhabt werden, so daß der Codierprozeß, der unter Bezugnahme auf 5 beschrieben ist, das eingesetzte Bit in die Position des niedrigstwertigen Bits für jeden codierten Wert plazieren wird, der an die digitale Netzwerkverbindung 132 angelegt ist. Diese eingesetzten Nullen werden dann bei dem Decodierer 156 durch Nachbearbeitung des Datenstroms 126 entfernt. Auf diese Weise wird die Verwendung des Telefonsystems der niedrigwertigen Bits nicht die übertragenden Daten beschädigen aber die maximale Datenrate wird auf 56.000 Bits pro Sekunde reduziert werden.
Datenkompression
Der Quellcodierer kann verlustfrei (oder verlustbehaftet) eine Kompression des Datenstroms 100 bereitstellen, indem irgendeine der verschiedenen bekannten Techniken, die dem Fachmann wohlbekannt sind, verwendet wird. Dies umfaßt, ist aber nicht darauf beschränkt, Lempel-Ziv-Kompression, Lauflängencodierung und Huffman-Codierung. Die Umkehrung der gewählten Kompressionstransformation, die ebenfalls wohlbekannt ist, kann auf den Datenstrom 126 angewendet werden.
Verwendung mit anderen Telefonsystemen
Die vorstehenden Verfahren können ebenfalls mit Telefonsystemen verwendet werden, die nicht lineare Kompandierungsoperationen verwenden, die sich von der μ-Regel unterscheiden, um das Audiosignal zu transportieren. Bspw. verwenden viele Teile der Welt eine ähnliche Codierung, die als A-Regel bekannt ist. Aspekte der vorliegenden Erfindung können auf solche Systeme angewandt werden, indem alle μ-Regel-zu-Linear und Linear-zu-μ-Regel-Wandler durch deren A-Regel-Äquivalente ersetzt werden. Diese Äquivalente können ebenfalls implementiert sein, indem eine 256 Elemente Nachschlagetabelle verwendet wird. In diesem Fall wäre die Tabelle mit der wohlbekannten A-Regel-Abbildung belegt. Diese Modifikationen werden den Fachleuten offensichtlich sein.
Kombination mit existierenden Modems
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung kann auch in Verbindung mit existierenden Modems verwendet werden. Bei einem herkömmlichen System, wie bspw. in 1 gezeigt ist, kann das Model 104 modifiziert sein, um auch die Funktionalität des Codierers 150, der vorstehend beschrieben ist, zu umfassen. Darüber hinaus kann das Modem 124 modifiziert sein, um ebenfalls die Funktionalität des Decodierers 156 zu umfassen.
Wenn ein Anruf zwischen dem modifizierten Modem 104 und dem Modem 124 verbunden ist, arbeiten beide wie für eine normale Verbindung zwischen unmodifizierten Modems. Nachdem diese ihre Initialisierung durchgeführt haben, kann das Modem 104 eine Verhandlungsanforderung zu dem Modem 124 senden, indem wohlbekannte Verhandlungsprotokolle verwendet werden, wie bspw. diejenigen, die durch die internationale Telekommunikationsvereinigung standardisiert sind. Wenn das Modem 124 eine Implementierung des Decodierers 156 umfaßt, kann es positiv auf die Anforderung antworten. Andernfalls wird die Anforderung abgelehnt und die normalen Modemkommunikationen werden verwendet.
Wenn einmal eine positive Antwort empfangen wurde, können das Modem 124 und das Modem 104 in den Betrieb schalten, wie in 17 gezeigt ist, beginnend mit einer Initialisierungssequenz. Auf diese Weise kann ein kombinierter Mo dem/Decodierer mit existierenden Modems zusammen arbeiten und, wenn dies möglich ist, ebenfalls vorzugsweise einen erhöhten Durchsatz bereitstellen, in dem ein Aspekt der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Kombination mit einem Datenbankserver
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung kann mit einem zentralen Server verwendet werden, um Datenkommunikationen irgendeines Typs (Information, Audio, Video) zwischen einer zentralen Seite und mehreren Nutzern bereitzustellen, wie dies in 18 gezeigt ist.
Ein Server 450 stellt Serverdaten 452 einer Serverschnittstelle 454 bereit, die aus einem Feld von Codierern besteht, wie bspw. der Codierer 150, der hierin beschrieben ist, und möglicherweise einem Feld von Demodulatoren, wie bspw. der Demodulator 440. Die Serverschnittstelle 454 ist mit dem digitalen Telefonnetzwerk 134 über eine Serververbindung 456 verbunden, wie bspw. eine ISDN PRI-Schnittstelle. Jeder Teilnehmer des Dienstes hat eine Nutzerschnittstelle 460, die aus dem Decodierer 156 und optional dem Echokompensator und dem Modulator 446 besteht, ähnlich zu denjenigen, die in 17 gezeigt sind. Die Nutzerschnittstelle 460 arbeitet auf einer Nutzerverbindung 458, um einen Nutzerdatenstrom 462 bereitzustellen.
Zusammengefaßt erlaubt dies Konfiguration mehreren Nutzern, unabhängig mit einem zentralen Servern oder mit Servern zu kommunizieren. Diese Konfiguration ist für jeden Typ eines Datendienstes verwendbar, einschließlich, aber nicht beschränkt auf, Audio- oder Musikverteilung, Onlinedienste, Zugriff auf Netzwerkdienste, Video- oder Fernsehvermittlungsstimme, Informationsvermittlung, Kreditkartenvalidierung, Bankgeschäfte, interaktiver Computerzugriff, entfern te Bestandsverwaltung, Verkaufsortanschlüsse und Multimedia. Andere Implementierungen oder Konfigurationen dieser Erfindung sind ebenfalls auf diese oder andere Anwendungen anwendbar.
Hochgeschwindigkeitsfaxübertragung
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung, der in 19 gezeigt ist, kann für eine Hochgeschwindigkeitsübertragung von Faxen verwendet werden. Ein übertragendes Fax 470 tastet ein Bild ab und übersetzt dieses in einen übertragenen Datenstrom 472 auf eine wohlbekannte Weise. Der übertragene Datenstrom 472 wird zu einem empfangenen Datenstrom 476 über ein Vermittlungssystem 474 übertragen, wie bspw. in 17 gezeigt ist. Ein empfangendes Fax 478 wandelt den Datenstrom zurück in ein Bild und druckt dieses oder stellt es auf andere Weise dar. Das Vermittlungssystem 474 kann, wie in 17 gezeigt ist, mit dem Datenstrom 100 implementiert sein, der durch den übertragenen Datenstrom 472 ersetzt ist und den Datenstrom 126, der durch den empfangenen Datenstrom 476 ersetzt ist. Darüber hinaus können der Datenstrom 128 und der Datenstrom 126 für Protokollverhandlungen zwischen dem empfangenden Fax und dem übertragenden Fax 470 verwendet werden, wie bei der internationalen Telekommunikationsvereinigung, Telekommunikationsstandardisierungssektor (ITU-T), Empfehlung V.17, "A 2-Wire Modem for Facsimile Applications With Rates up to 14.400 b/s", Genf (1991) beschrieben ist. Auf diese Weise können Faksimile von dem übertragenden Fax 470 vorteilhafterweise zu dem empfangenden Fax 478 bei Raten übertragen werden, die höher sind, als dies bei Verwendung von herkömmlichen Übertragungsschemata möglich ist.
ISDN/Digitales Telefonierelais
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung kann auch in Verbindung mit irgendeiner Anwendung verwendet werden, die ISDN oder digitale Telefonie nutzen kann. Dies kann ein funktionelles Äquivalent zu IDSN zum Übertragen von einer digital verbundenen Partei zu einer zweiten Partei bereitstellen, die lediglich eine analoge Verbindbarkeit zu dem Telefonnetzwerk hat. Dies könnte entweder direkt unter Verwendung eines Systems, wie bspw. in 17 gezeigt ist, oder durch Verwendung eines vermittelnden Relais, wie bspw. in 20 gezeigt ist, geschehen.
Ein digitaler Teilnehmer 480 kann einen digitalen Anruf mit einem analogen Teilnehmer 490 tätigen, der keinen direkten digitalen Zugriff auf das digitale Netzwerk hat, der aber anstelle dessen eine analoge Teilnehmerverbindung 488 hat. Eine vollständig digitale Verbindung wird zwischen dem digitalen Teilnehmer 480 und einem Relaisserver 484 geöffnet, indem eine digitale Verbindung 482 verwendet wird, wie bspw. IDSN, Geschaltet-56, T1 oder dergleichen. Der Relaisserver 484 kommuniziert dann entlang einer Relaisverbindung 486 mit dem analogen Teilnehmer 490, indem irgendein verfügbares Mittel verwendet wird, wie bspw. ein traditionelles Modem oder ein System, wie bspw. in 17 gezeigt ist. Mit geeignetem Flußsteuerverfahren, die den Fachleuten wohlbekannt sind, erscheint es dem digitalen Teilnehmer, daß eine digitale Verbindung zu dem Nur-Analog-Teilnehmer geöffnet wurde. Eine solche Verbindung kann für eine digitale Kommunikation verwendet werden, wie bspw. Stimme, Daten, digitales Fax, Video, Audio usw.
Es sei bemerkt, daß es ebenfalls möglich ist, den Relaisserver 484 in das tatsächliche digitale Telefonnetzwerk 134 aufzunehmen, um eine scheinbare digitale Verbindbarkeit zu analogen Teilnehmern transparent bereitzustellen.
Beispielhafte Pseudo-Code-Implementierungen
Die folgenden Pseudo-Code-Segmente sind bereitgestellt, um beim Verständnis der verschiedenen Teile der vorliegenden Erfindung zu helfen. Sie sollten nicht als vollständige oder optimale Implementierungen verstanden werden. Es ist zu bemerken, daß diese Codes die Funktionsweise des grundlegenden Systems, das vorstehend beschrieben ist, erläutern, ohne daß zusätzliche Erweiterungen erläutert werden. Obwohl diese als Softwarecode vorliegen, können die tatsächlichen Implementierungen als gespeichertes Programm bzw. gespeicherte Programme, die von einem Prozessor verwendet werden, als bestimmte Hardware oder als eine Kombination der beiden vorliegen.
Beispiel des Decodierers 156
Beispiel Implementierung des Taktsynchronisators 260
Initialisiere Filterfeld, um die Impulsantwort auf ein Tiefpaßfilter mit digitaler Grenzfrequenz PI/Nu zu sein.
Initialisiere lpf-Pufferfeld für alle Nullen.
Schreibe Ergebnis als eine Ausgabeabtastung.
Beispielimplementierung des Decodierers 156
Während die Erfindung in Verbindung mit denjenigen Ausführungsformen beschrieben wurde, die gegenwärtig als am meisten praktikabel und bevorzugt angesehen werden, ist zu verstehen, daß die Erfindung nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen beschränkt ist.
Beispielsweise kann eine äquivalente Trainingsanforderung durch Verwenden des Rückwärtskanals in 17 erreicht werden. Der Rückwärtskanal aus 17 kann ebenfalls andere äquivalente Konfigurationen für die Steuerung des Informationsflusses von dem Decodierer 156 zu dem Codierer 150 bereitstellen. Bei einer solchen Konfiguration bietet die Erfindung jedoch immer noch die Übertragung von Daten zwischen dem Datenbereitsteller und dem Konsumenten.
Zusätzlich kann eine Kompensation einer Telefonleitung durch andere äquivalente Konfigurationen erreicht werden, die den Fachleuten wohlbekannt sind, äquivalente Trainingsprozeduren können verwendet werden, unterschiedliche Entzerrungsverfahren können verwendet werden und das System kann auf andere zentrale Büros und Einrichtungen angepaßt werden.

Claims

Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungssystem für eine Kommunikation zwischen einer digitalen Datenquelle und einem analogen Teilnehmer, der durch eine analoge Schleife (122) mit einem digitalen Telefonnetzwerk (134) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß dieses aufweist: einen Codierer (150), der mit der digitalen Datenquelle gekoppelt ist, wobei der Codierer eine Eingabe (100) von der Datenquelle in eine Reihe von Codewörtern von einem Satz von Codewörtern konvertiert bzw. wandelt, die Quantisierungswerten bzw. -schritten entsprechen, die von dem digitalen Telefonnetzwerk (134) verwendet werden, eine Schnittstelle (188) zum Übertragen der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem Codierer (150) zu dem digitalen Telefonnetzwerk (134), und einen Decodierer (156), der durch die analoge Schleife (122) mit dem digitalen Telefonnetzwerk (134) gekoppelt ist, wobei die analoge Schleife ein analoges Signal für den Decodierer bereitstellt, wobei das analoge Signal eine analoge Repräsentation bzw. Darstellung der Reihe von Codewörtern ist, und wobei der Decodierer auf das analoge Signal reagiert, um die Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal zu rekonstruieren.
System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Codierer (150) einen Konverter bzw. Wandler (180) zum Konvertieren eines Quellendatenstroms (100) von der Datenquelle in die Reihe von Codewörtern von dem Satz von Codewörtern aufweist, wobei die Reihe von Codewörtern einem Satz von Quantisierungswerten entspricht, die in einer Leitungsschnittstelle (140) angelegt sind, die das digitale Telefonnetzwerk (134) mit der analogen Schleife (122) koppelt.
System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kompensator (184) mit dem Konverter (180) zum Reduzieren von Gleichstromkomponenten gekoppelt ist.
System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kompensator (184) ausgelegt ist, die Reihe von Codewörtern durch Einsetzen von Gleichstrom-Wiederherstellungscodewörtern in die Sequenz in regelmäßigen Abständen zu modifizieren.
System nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Konverter (180) ein Serien-Parallelumsetzer ist.
System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Telefonnetzwerkcodewörter eine Reihe von 255 Codewörtern aufweisen.
System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Telefonnetzwerkcodewörter nach der μ-Regel codierte Codewörter sind.
System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Telefonnetzwerkcodewörter nach der A-Regel codierte Codewörter aufweisen.
System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihe von Codewörtern eine Teilmenge von digitalen Telefonnetzwerkcodes aufweist.
System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Decodierer (156) eine Schnittstelle zu der analogen Schleife (122) aufweist, die ein Eingabesignal als Reaktion auf ein analoges Signal erzeugt, das zu dem Decodierer übermittelt wird, Mittel (260, 262) zum Wiederherstellen eines Takts von dem Eingabesignal, Mittel (268) zum Herstellen eines ausgeglichenen bzw. entzerrten Signals von dem Eingabesignal und Mittel (276) zum Erzeugen der wiederhergestellten Reihe von Codewörtern von dem ausgeglichenen Signal.
System nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Wiederherstellen des Takts einen Taktsynchronisierer (260) und einen Taktabschätzer (262) aufweisen, der mit dem Taktsynchronisierer gekoppelt ist.
System nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktabschätzer (262) ausgelegt ist, eine Verzögerungsfehlerabschätzung von den Herstellungsmitteln (268) für das ausgeglichene Signal zu empfangen.
System nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Herstellungsmittel (268) für das ausgeglichene Signal ein adaptives inverses Filter aufweist.
System nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das adaptive inverse Filter (268) einen Vorwärts- bzw. Vorkopplungsentzerrer bzw. -ausgleicher (300) aufweist, der gekoppelt ist, um eine Ausgabe von den Taktwiederherstellungsmitteln (260) zu empfangen, einen Subtrahierer (308) mit einer ersten Eingabe, einer zweiten Eingabe und einer Ausgabe, wobei die erste Eingabe gekoppelt ist, um eine Ausgabe von dem Vorkopplungsausgleicher (300) zu empfangen, und einen Rückkopplungsausgleicher (314), der zwischen der Ausgabe des Subtrahierers und der zweiten Eingabe gekoppelt ist.
System nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorkopplungsausgleicher (300) und der Rückkopplungsausgleicher (314) gemäß einem skalierten Fehlersignal adaptiv aktualisiert sind.
System nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Erzeugen der rekonstruierten Reihe von Codewörtern einen linear-zu-μ-Regel-Konverter (276) aufweist.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, um einen Parameter innerhalb des Decodierers (156) als Reaktion auf ein Signalmuster einzustellen, das von der Datenquelle empfangen wird, und daß das Mittel zum Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal auf die Einstellmittel reagiert.
System nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal einen Taktsynchronisierer (260) aufweist.
System nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktsynchronisierer (260) einen Aufwärtsabtaster (390), ein Tiefpaßfilter (394), das mit dem Aufwärtsabtaster gekoppelt ist, einen Selektor bzw. Wähler (398), der mit dem Tiefpaßfilter gekoppelt ist, wobei der Wähler zumindest zwei Abtastkomponenten erzeugt, Mittel (404, 406) zum Ska lieren der zumindest zwei Abtastkomponenten, wobei die Abtastmittel mit dem Wähler gekoppelt sind, und einen Kombinierer (412) aufweist, der mit den Skalierungsmitteln gekoppelt ist, wobei der Kombinierer die skalierten Abtastkomponenten empfängt und kombiniert.
System nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktsynchronisierer (260) adaptiv aktualisiert ist.
System nach einem der Ansprüche 17 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal einen Ausgleicher bzw. Entzerrer (268) aufweist.
System nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgleicher (268) ein inverses Filter aufweist.
System nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß das inverse Filter aufweist: einen Vorkopplungsausgleicher (300) mit einer Ausgabe, einen Kombinierer (308) mit einer ersten Eingabe, einer zweiten Eingabe und einer Ausgabe, wobei die Ausgabe des Vorkopplungsausgleichers mit der ersten Eingabe gekoppelt ist, und einen Rückkopplungsausgleicher (314), der zwischen der Ausgabe des Kombinierers und der zweiten Eingabe gekoppelt ist.
System nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgleicher (268) ein adaptiver Ausgleicher ist.
System nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das Einstellmittel ein Mittel zum Vergleichen des Signalmusters, das von der Datenquelle empfangen wird, mit einem vorgegebenen Signalmuster aufweist.
System nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal ein adaptives Taktwiederherstellungssystem (260, 262) aufweist.
System nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal einen Analog-Digital-Konverter (240) aufweist, der mit einem adaptiven Digitalfilter (268) gekoppelt ist.
Verfahren für eine Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung zur Kommunikation zwischen einer digitalen Datenquelle und einem analogen Teilnehmer, der mit einem digitalen Telefonnetzwerk (134) durch eine analoge Schleife (122) verbunden ist, mit folgenden Schritten: Konvertieren einer Eingabe (100) von der Datenquelle mittels eines Codierers (150) in eine Reihe von Codewörtern von einem Satz von Codewörtern, die Quantisierungswerten entsprechen, die von dem digitalen Telefonnetzwerk (134) verwendet werden, Übertragen der Reihe von Codewörtern in digitaler Form mittels einer Schnittstelle von dem Codierer (150) zu dem digitalen Telefonnetzwerk (134), und Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form mittels eines Decodierers (156) von einem analogen Signal, das durch die analoge Schleife (122) bereitgestellt ist, wobei der Decodierer durch die analoge Schleife mit dem digitalen Telefonnetzwerk (134) gekoppelt ist, und wobei das analoge Signal eine analoge Repräsentation bzw. Darstellung der Reihe von Codewörtern ist.
Verfahren für eine Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren den Schritt des Initialisierens des Decodierers (156) als Reaktion auf ein analoges Signal umfaßt, das von dem Decodierer von der analogen Schleife (122) empfangen wird, und daß die digitalen Telefonnetzwerk (134)-Codewörter einem Satz von Quantisierungswerten entsprechen, die in einer Leitungsschnittstelle (140) angelegt sind, die das digitale Telefonnetzwerk mit der analogen Schleife koppelt.
Verfahren nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Telefonnetzwerkcodewörter pulscodemodulierte Darstellungen der Quantisierungswerte aufweisen.
Verfahren nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Quantisierungswerte Quantisierungswerte entsprechend der μ-Regel sind, die von dem digitalen Telefonnetzwerk verwendet werden.
Verfahren nach Anspruch 29, 30 oder 31, dadurch gekennzeichnet, daß der Decodierer mit einer Taktrate synchronisiert ist, die von dem digitalen Telefonnetzwerk verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktrate näherungsweise 8.000 Abtastungen pro Sekunde beträgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 29 bis 33, gekennzeichnet durch den Schritt des Trainierens des Decodierers (156) unter Verwendung eines vorgegebenen Trainingsmusters.
Verfahren nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswahl des Satzes von digitalen Telefonnetzwerkcodewörtern entsprechend diesem Training durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 34 oder 35, dadurch gekennzeichnet, daß der Trainingsschritt vor dem Rekonstruieren der Codewörter erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 34, 35 oder 36, gekennzeichnet durch den Schritt des Einstellens eines Parameters des Decodierers (156) in Übereinstimmung mit diesem Training.
Verfahren nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß der Parameter einem Taktsynchronisierer (260) innerhalb des Decodierers (156) zugeordnet ist.
Verfahren nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß der Parameter einem inversen Filter (268) innerhalb des Decodierers (156) zugeordnet ist.
Verfahren nach Anspruch 37, 38 oder 39, gekennzeichnet durch den weiteren Schritt des Aktualisierens des Parameters des Decodierers (156) in Übereinstimmung mit dem vorgegebenen Trainingsmuster.
Verfahren nach einem der Ansprüche 34 bis 40, dadurch gekennzeichnet, daß der Trainingsschritt den Schritt des Vergleichens eines ersten vorgegebenen Trainingsmusters, das durch den Decodierer (156) von der analogen Schleife (122) empfangen wird, mit einem zweiten vorgegebenen Trai ningsmuster, das durch den Decodierer gespeichert wird, umfaßt.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (290) zum Konvertieren der rekonstruierten Reihen von Codewörtern in einen digitalen Datenstrom bereitgestellt sind.
System nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel (290) zum Konvertieren der rekonstruierten Reihen von Codewörtern einen Parallel-Serien- bzw. Reihenkonverter aufweist.
System nach Anspruch 42 oder 43, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Datenstrom bei einer Rate von mehr als 28,8 kbit pro Sekunde extrahiert ist.
System nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Rückkanal zum Übertragen von Informationen von dem Teilnehmer zu der Quelle.
System nach Anspruch 45, dadurch gekennzeichnet, daß ein Demodulator (440) mit einer Schnittstelle gekoppelt ist, um Informationen von dem Teilnehmer zu empfangen.
System nach Anspruch 46, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator (440) ausgelegt ist, eine digitale Eingabe zu empfangen und eine digitale Ausgabe zu erzeugen.
System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Decodierer Mittel zum Reduzieren von Verzerrungen in dem analogen Signal aufweist.
System nach Anspruch 48, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzerrung zumindest eine von den folgenden aufweist: elektrische Verzerrung auf der analogen Schleife (122), Verzerrung aufgrund der Konvertierung von digital zu analog bei einer Schnittstelle (140) zwischen dem digitalen Telefonnetzwerk (134) und der analogen Schleife (122), und Verzerrung aufgrund einer bei einer Schnittstelle (140) auftretenden Filterung zwischen dem digitalen Telefonnetzwerk (134) und der analogen Schleife.
System nach Anspruch 49, dadurch gekennzeichnet, daß die Digital-Analog-Konvertierung einen nichtlinearen Kompandierungsschaltkreis (276) aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 28 bis 41, dadurch gekennzeichnet, daß die rekonstruierte Reihe von Codewörtern in einen digitalen Datenstrom konvertiert wird.
Verfahren nach Anspruch 51, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Datenstrom bei einer Rate oberhalb von 28,8 kbit pro Sekunde extrahiert wird.
Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungscodierer (150), der geeignet zur Verwendung in einem Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungssystem nach Anspruch 1 zum Kommunizieren zwischen einer digitalen Datenquelle und einem analogen Teilnehmer ist, der mit einem digitalen Telefonnetzwerk (134) durch eine analoge Schleife (122) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Codierer angeordnet ist, um digitale Signale zur Übertragung über das digitale Telefonnetzwerk (134) und die analoge Schleife (122) zu dem Teilnehmer zu erzeugen und aufweist: einen Konverter bzw. Wandler (180) zum Konvertieren eines Datenstroms (100) von der Datenquelle in eine Reihe von Codewörtern von einem Satz von Codewörtern, wobei der Satz von Codewörtern einem Satz von Quantisierungswerten entspricht, die in einer Leitungsschnittstelle (140) angelegt sind, die das digitale Telefonnetzwerk (134) mit der analogen Schleife (122) koppelt, und eine Schnittstelle (188), die mit dem Konverter (180) zum Übertragen der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem Codierer (150) zu dem digitalen Telefonnetzwerk (134) gekoppelt ist.
Codierer nach Anspruch 53, dadurch gekennzeichnet, daß dieser weiterhin einen Kompensator (184) aufweist, der mit dem Konverter (180) zum Reduzieren von Gleichstromkomponenten gekoppelt ist.
Codierer nach Anspruch 54, dadurch gekennzeichnet, daß der Kompensator (184) ausgelegt ist, die Reihe von Codewörtern durch Einsetzen von Gleichstromwiederherstellungscodewörtern in die Sequenz in regelmäßigen Abständen zu modifizieren.
Codierer nach Anspruch 53, 54 oder 55, der zur Verwendung in einem System geeignet ist, in dem die digitalen Telefonnetzwerkcodewörter einen Satz von 255 Codewörtern aufweisen.
Codierer nach Anspruch 53, 54 oder 55, der zur Verwendung in einem System geeignet ist, in dem die digitalen Telefonnetzwerkcodewörter nach der μ-Regel codierte Codewörter aufweisen.
Codierer nach Anspruch 53, 54 oder 55, der zur Verwendung in einem System geeignet ist, in dem die digitalen Telefonnetzwerkcodewörter nach der A-Regel codierte Codewörter aufweisen.
Codierer nach einem der Ansprüche 53 bis 58 dadurch gekennzeichnet, daß der Konverter (180) ein Reihen-Parallelkonverter ist.
Codierer nach einem der Ansprüche 53 bis 59, dadurch gekennzeichnet, daß der Satz von Codewörtern eine Teilmenge von digitalen Telefonnetzwerkcodes aufweist.
Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungsdecodierer (156), der zur Verwendung in einem Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungssystem nach Anspruch 10 zum Kommunizieren zwischen einer digitalen Datenquelle und einem analogen Teilnehmer geeignet ist, der mit einem digitalen Telefonnetzwerk (134) durch eine analoge Schleife (122) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Decodierer eine Schnittstelle für eine Verbindung zu der analogen Schleife (122) aufweist, wobei die Schnittstelle angeordnet ist, ein Eingabesignal als Reaktion auf ein analoges Signal von der analogen Schleife zu erzeugen, wobei das analoge Signal eine analoge Darstellung einer Reihe von Codewörtern von einem Satz von Codewörtern ist, die Quantisierungswerten entsprechen, die von dem digitalen Telefonnetzwerk (134) verwendet werden, Mittel (260, 262) zum Wiederherstellen eines Takts von dem Eingabesignal, Mittel (268) zum Herstellen eines ausgeglichenen Signals von dem Eingabesignal und Mittel (276) zum Rekonstruieren der Reihen von Codewörtern von dem ausgeglichenen Signal.
Decodierer nach Anspruch 61, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (290) zum Konvertieren der Reihe von Codewörtern in einen digitalen Datenstrom vorgesehen sind.
Decodierer nach Anspruch 62, dadurch gekennzeichnet, daß das Konvertermittel (290) einen Parallel-Reihenkonverter aufweist.
Decodierer nach Anspruch 61, 62 oder 63, dadurch gekennzeichnet, daß das Taktwiederherstellungsmittel einen Taktsynchronisierer (260) und einen Taktabschätzer (262) aufweist, der mit dem Taktsynchronisierer gekoppelt ist.
Decodierer nach Anspruch 64, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktabschätzer (262) ausgelegt ist, eine Verzögerungsfehlerabschätzung von den Herstellungsmitteln (268) für das ausgeglichene Signal zu empfangen.
Decodierer nach einem der Ansprüche 61 bis 65, dadurch gekennzeichnet, daß das Herstellungsmittel für das ausgeglichene Signal ein adaptives inverses Filter (268) aufweist.
Decodierer nach Anspruch 66, dadurch gekennzeichnet, daß das adaptive inverse Filter (268) aufweist: einen Vorkopplungsausgleicher (300), der gekoppelt ist, um eine Ausgabe von dem Taktwiederherstellungsmittel (260) zu empfangen, einen Subtrahierer (308) mit einer ersten Eingabe, einer zweiten Eingabe und einer Ausgabe, wobei die erste Eingabe gekoppelt ist, um eine Ausgabe von dem Vorkopplungsausgleicher (300) zu empfangen, und einen Rückkopplungsausgleicher (314) der zwischen der Ausgabe des Subtrahierers und der zweiten Eingabe gekoppelt ist.
Decodierer nach Anspruch 67, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorkopplungsausgleicher (300) und der Rückkopplungsausgleicher (314) in Übereinstimmung mit einem skalierten Fehlersignal aktualisiert sind.
Decodierer nach Anspruch 61, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern einen linear-zu-μ-Regel-Konverter (276) aufweist.
Decodierer nach einem der Ansprüche 61 bis 69, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zum Einstellen eines Parameters innerhalb des Decodierers (156) in Reaktion auf ein Signalmuster vorgesehen sind, das von der Datenquelle empfangen wird, und daß das Mittel zum Rekonstruieren der Codewörter auf das Einstellmittel reagiert.
Decodierer nach Anspruch 70, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal einen Taktsynchronisierer (260) aufweist.
Decodierer nach Anspruch 71, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktsynchronisierer (260) einen Vorwärtsabtaster (390) aufweist, ein Tiefpaßfilter, das mit dem Vorwärtsabtaster gekoppelt ist, einen Auswähler, der mit dem Tiefpaßfilter gekoppelt ist, wobei der Auswähler zumindest zwei Abtastkomponenten erzeugt, Mittel zum Skalieren der zumindest zwei Abtastkomponenten, wobei das Abtastmittel mit dem Auswähler gekoppelt ist, und einen Kombinierer aufweist, der mit dem Skaliermittel gekoppelt ist, wobei der Kombi nierer die. skalierten Abtastkomponenten empfängt und kombiniert.
Decodierer nach Anspruch 71, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktsynchronisierer (260) adaptiv aktualisiert ist.
Decodierer nach einem der Ansprüche 70 bis 73, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal einen Ausgleicher bzw. Entzerrer (268) aufweist.
Decodierer nach Anspruch 74, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgleicher (268) ein inverses Filter aufweist.
Decodierer nach Anspruch 74, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgleicher (268) ein adaptiver Ausgleicher ist.
Decodierer nach Anspruch 70, dadurch gekennzeichnet, daß das Einstellmittel ein Mittel zum Vergleichen des Signalmusters, das von der Datenquelle empfangen wird, mit einem vorgegebenen Signalmuster aufweist.
Decodierer nach Anspruch 70, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal ein adaptives Taktwiederherstellungssystem (260, 262) aufweist.
Decodierer nach Anspruch 70, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Rekonstruieren der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem analogen Signal einen Analog-Digital-Konverter (240) aufweist, der mit einem adaptiven digitalen Filter (268) gekoppelt ist.