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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Spread-Spectrum- (SS-) Empfang eines SS-modulierten
Signals und insbesondere einen SS-Empfänger und ein SS-Empfangsverfahren.
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Auf
eine Weise, die später
ausführlicher
beschrieben wird, weist ein SS-Kommunikationsnetz einen SS-Sender
und einen SS-Empfänger
auf. Im SS-Sender werden zunächst
benachbarte Symboldaten eines Sendereingangssignals differentiell
moduliert, um differentiell modulierte Komponenten eines differentiell
modulierten Signals zu erzeugen. Für eine Übertragung an solche SS-Empfänger als SS-modulierte
Komponenten eines SS-modulierten Signals über einen Übertragungspfad, der ein Funk- oder
ein verdrahteter Pfad sein kann, werden die differentiell modulierten
Komponenten mit einem SS-Code multipliziert, der ein Synchronisationssignal darstellt,
das Rauschen simuliert. Der SS-Empfänger weist eine Empfängereinheit
zum Empfangen des SS-modulierten Signals als SS-Empfangskomponenten
eines SS-Empfangssignals, eine SS-Demodulatoreinheit zum individuellen
Multiplizieren des SS-Codes mit den Empfangskomponenten, um SS-demodulierte
Komponenten eines SS-demodulierten Signals zu erzeugen, und eine
differentielle Demodulatoreinheit zum differentiellen Demodulieren
der SS-demodulierten Komponenten in differentiell demodulierte Komponenten
eines differentiell demodulierten Signals zur Verwendung als Empfängerausgangssignal auf,
das eine Reproduktion des Sendereingangssignals darstellt.
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Die
Empfangskomponenten weisen eine gemeinsame Symbolperiode oder -länge auf.
Die SS-demodulierten Komponenten sind von Korrelationswerten zwischen
dem SS-Code und individuellen Komponenten des Empfangssignals abhängig. Der SS-Code besteht aus
einer vorgegebenen Anzahl von Chips mit einer gemeinsamen Chipperiode
oder -länge,
die gleich der Symbolperiode geteilt durch die vorgegebene Anzahl
ist.
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Aufgrund
der SS-Modulation durch den SS-Code wird das SS-modulierte Signal
durch Rauschen kaum nachteilig beeinflußt, das während der SS-Modulation weggestreut
wird, auch wenn es dem SS-modulierten Signal im Übertragungspfad überlagert
ist. Das SS-modulierte Signal weist außerdem einen hohen Geheimhaltungsgrad
auf. SS-Kommunikation ist daher geeignet auf ein Mobil-Kommunikationsnetz
und ein lokales Netz (LAN) anwendbar. Tatsächlich wird im US-Patent Nr.
5128960 von van Driest et al. aus den Niederlanden eine ausgezeichnete
Empfangsstation für
ein drahtloses LAN-Netz beschrieben.
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Auf
eine Weise, die später
ebenfalls ausführlicher
beschrieben wird, ist die differentielle Demodulatoreinheit in einem
herkömmlichen
SS-Empfänger in
Antwort auf ein Ausgangssignal eines Synchronisationsabschnitts
zum Überwachen
der Korrelationswerte betreibbar, um Synchronpunkte an den Zeitpunkten
maximaler Korrelationswerte zu überwachen.
Das Ausgangssignal des Synchronisationsabschnitts zeigt aufeinanderfolgende
Synchronpunkte an. In Antwort auf das Ausgangssignal des Synchronisationsabschnitts
verwendet die differentielle Demodulatoreinheit die SS-demodulierten
Komponenten an den Synchronpunkten für die Differenzberechnung.
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Der
SS-Empfänger
ist mit einer Empfängertaktfrequenz
betreibbar, die unabhängig
von einer im SS-Sender verwende ten Sendertaktfrequenz erzeugt wird.
Die Empfängertaktfrequenz
zeigt die Symbolperiode und die Chipperiode an und bestimmt daher
die Synchronpunkte und außerdem
die in der Differenzberechnung verwendeten SS-demodulierten Komponenten.
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Die
Empfängertaktfrequenz
ist für
eine Frequenzverschiebung bezüglich
der Sendertaktfrequenz anfällig.
Wenn das SS-modulierte Signal über den
Funkübertragungspfad übertragen
wird, unterliegt es unerwünschten
Einflüssen,
die durch Mehrwegeverbreiterung und/oder Delay Spread verursacht
werden. Dies führt
zu einer Zeitverschiebung der maximalen Korrelationswerte bezüglich wahren Synchronpunkten.
Dadurch können
die maximalen Korrelationswerte mehr als eine Chipperiode früher oder
später
erscheinen als die korrekten Synchronpunkte. Die Frequenzverschiebung
führt zu
einer Verschlechterung der Funktionsweise oder Leistung des SS-Empfängers. Falls
eine Zeitverschiebung auftritt, wird dadurch außerdem die Präzision und Korrektheit
der Demodulation des SS-modulierten Signals verschlechtert.
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In
Verbindung mit dem vorstehenden Sachverhalt sollte erwähnt werden,
daß die
Symbolperiode genauer gesagt die Symbolperiode ist, die die SS-modulierten
Komponenten hinsichtlich der Sendertaktfrequenz gemeinsam aufweisen. Ähnlicherweise
ist die Chipperiode die Chipperiode, die die im SS-Sender und im
SS-Empfänger
verwendeten Chips gemeinsam aufweisen. Das Wort "Symbol" wird übrigens im Ausdruck "Symbolperiode" unter Bezugnahme
auf die Symboldaten verwendet und unterscheidet sich in der Bedeutung
vom Wort "Symbol" des von van Driest
et al. verwendeten Ausdrucks "Datensymbol".
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Normalerweise
wird, wie von van Driest et al. beschrieben ist, eine Sendertaktfrequenz
verwendet, die doppelt so hoch ist wie die Empfängertaktfrequenz. Diese doppelte Überabtastung
im SS-Empfänger
wird verwendet, um negative Aus wirkungen zu reduzieren, die ansonsten
durch Frequenz- und Zeitverschiebungen verursacht werden könnten. Durch
die doppelte Überabtastung
kann also die differentielle Demodulation gehandhabt werden, indem lediglich
die Symbolperiode verwendet wird, nachdem anfangs die Synchronpunkte
festgelegt wurden. Durch diese Verwendung der Symbolperiode ergeben
sich jedoch Probleme in einem H/W-Betrieb und kann die Frequenzverschiebung
nicht gehandhabt werden.
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Daher
ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Spread-Spectrum-
(SS-) Empfangsverfahren zum Empfangen eines SS-modulierten Signals
mit einer hohen Demodulationsgenauigkeit bereitzustellen.
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Es
ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein SS-Empfangsverfahren
des beschriebenen Typs bereitzustellen, das in der Lage ist, SS-demodulierte
Daten immer an optimalen Punkten differentiell zu demodulieren.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein SS-Empfangsverfahren
des beschriebenen Typs bereitzustellen, in dem die differentielle Demodulation
derart ausgeführt
wird, daß eine
bezüglich
einer in einem entsprechenden SS-Sender ausgeführten differentiellen Modulation
inverse Verarbeitung ausgeführt
wird.
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Es
ist noch eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein SS-Empfangsverfahren
des beschriebenen Typs bereitzustellen, durch das das SS-modulierte
Signal auch dann korrekt SS-demoduliert werden kann, wenn eine Frequenzverschiebung einer
Empfängertaktfrequenz
bezüglich
einer im SS-Sender
verwendeten Sendertaktfrequenz vorhanden ist, und auch wenn negative
Wirkungen vorhanden sind, die durch Mehrwegeverbreiterung und/oder
Delay Spread verursacht werden, wenn das SS-modulierte Signal über den
Funkübertragungspfad übertragen
wird.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen SS-Empfänger zum
Implementieren eines SS-Empfangsverfahrens des beschriebenen Typs
bereitzustellen.
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Andere
Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden im Verlauf der Beschreibung
deutlich.
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Diese
Aufgaben werden durch die Merkmale der Patentansprüche gelöst.
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1 zeigt ein Blockdiagramm
eines Spread-Spectrum(SS-) Senders zur Verwendung in einem SS-Kommunikationsnetz
im Allgemeinen;
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2 zeigt ein Blockdiagramm
eines herkömmlichen
SS-Empfängers zur
Verwendung im SS-Kommunikationsnetz, das SS-Sender des in 1 dargestellten Typs aufweist;
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3 zeigt ein schematisches
Zeitdiagramm zum Beschreiben der Arbeits- oder Funktionsweise des
in 2 dargestellten SS-Empfängers;
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4 zeigt ein Blockdiagramm
eines SS-Empfängers
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung; und
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5 zeigt ein schematisches
Zeitdiagramm zum Beschreiben der Arbeits- oder Funktionsweise des
in 4 dargestellten SS-Empfängers.
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Nachstehend
werden zunächst
unter Bezug auf die 1 bis 3 ein Spread-Spectrum- (SS-)
Kommunikationsnetz und die Arbeits- oder Funktionsweise eines herkömmlichen
SS-Empfängers beschrieben,
um das Verständnis
der vorliegenden Erfindung zu erleichtern. Ähnlich wie im vorstehend erwähnten US-Patent
von van Driest et al. ist das SS-Kommunikationsnetz
ein SS-Funkkommunikationsnetz.
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Gemäß 1 weist ein SS-Sender des SS-Kommunikationsnetzes
einen Sendereingangsanschluß 11 auf,
dem ein Sendereingangssignal zugeführt wird, das aufeinanderfolgende
Symboldaten enthält.
Ein differentieller Modulator 13, dem das Sendereingangssignal
vom Sendereingangsanschluß 11 zuge führt wird,
moduliert benachbarte Symboldaten in differentiell modulierte Inphase-
(I) und Quadratur-(Q) Komponenten eines differentiell modulierten
Signals. Solche Inphase- und Quadraturkomponenten werden hierin
als orthogonale Komponenten oder einfach als Komponenten bezeichnet.
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Für eine SS-Modulation
erzeugt ein SS-Code-Generator 15 des Senders einen Sender-SS-Code,
der eine vorgegebene Anzahl von Chips mit einer gemeinsamen Chipperiode
spezifiziert. Ein mit dem differentiellen Modulator 13 und
mit dem SS-Code-Generator 15 verbundener SS-Modulator 17 multipliziert
den SS-Code mit dem differentiell modulierten Signal, d.h. individuell
mit den differentiell modulierten orthogonalen Komponenten, um SS-modulierte
orthogonale Komponenten eines SS-modulierten Signals zu erzeugen.
Unter Verwendung zweier Trägersignale
mit einem Phasenunterschied von 90° führt ein Orthogonal-Modulator 19 eine
Zweiphasen-Orthogonalmodulation des SS-modulierten Signals in ein
SSmoduliertes Sendesignal aus, das nach einer Funkfrequenzverstärkung einer
Senderantenne 21 zugeführt
wird. Die SSmodulierten orthogonalen Komponenten und ähnliche
orthogonale Komponenten des SS-modulierten Sendesignals weisen eine gemeinsame
Sendersymbolperiode auf, die gleich der Chipperiode, multipliziert
mit der vorgegebenen Anzahl, ist.
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Gemäß 2 dient ein herkömmlicher SS-Empfänger zur
Verwendung im SS-Kommunikationsnetz als Gegenstück zum unter Bezug auf 1 dargestellten SS-Sender.
Der SS-Empfänger
weist eine Empfängerantenne 23 zum
Empfangen des SSmodulierten Sendesignals als SS-moduliertes Empfangssignal über einen Übertragungspfad
auf, der in den 1 und 2 durch gestrichelte Linien
dargestellt und im dargestellten Beispiel ein Funkübertragungspfad
ist.
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Mit
der Empfängerantenne 23 ist
ein Orthogonal-Demodulator 25 verbunden, der eine Zweiphasen-Orthogonaldemodu- 1ation bezüglich des SS-modulierten
Empfangssignal ausführt
und orthogonale analoge Empfangssignalkomponenten erzeugt. Mit dem
Orthogonal-Demodulator 25 ist ein A/D-Wandler 27 verbunden,
der die orthogonalen analogen Empfangssignalkomponenten in orthogonale
digitale Empfangssignalkomponenten umwandelt, die in einem demodulierten
Empfangssignal eine im wesentlichen gemeinsame Empfängersymbolperiode
aufweisen, wie nachstehend deutlich wird. Die orthogonalen Empfangssignalkomponenten des
demodulierten Empfangssignals entsprechen den SS-modulierten orthogonalen
Komponenten. Die Empfängersymbolperiode
ist daher der Sendersymbolperiode im wesentlichen gleich und wird
hierin normalerweise einfach als Symbolperiode bezeichnet.
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Ein
Empfänger-SS-Code-Generator 29 erzeugt
für eine
SS-Demodulation
einen Empfänger-SS-Code,
der dem Sender-SS-Code prinzipiell gleicht und dementsprechend die
Chipperiode aufweist. Mit dem A/D-Wandler 27 und dem Empfänger-SS-Code-Generator 29 ist
ein SS-Demodulator 31 verbunden, der den Empfänger-SS-Code
und die orthogonalen Empfangssignalkomponenten des demodulierten
Empfangssignals individuell multipliziert, um orthogonale SS-demodulierte
Komponenten eines SS-demodulierten Signals zu erzeugen. Auf eine nachstehend
beschriebene Weise demoduliert ein differentieller Demodulator 33 die
SS-demodulierten orthogonalen Komponenten differentiell in differentiell
demodulierte orthogonale Komponenten eines differentiell demodulierten
Signals, um es einem Empfängerausgangsanschluß 35 als
ein Empfängerausgangssignal
zuzuführen,
das theoretisch eine Reproduktion des Sendereingangssignals ist.
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Unter
Verwendung der dem differentiellen Demodulator 33 zugeführten SS-demodulierten
orthogonalen Komponenten überwacht
ein Synchronisations-(SYNC) abschnitt 37 Korrelationswerte
zwischen dem Empfänger-SS-Code
und den orthogonalen Empfangssignalkomponenten des demodulierten Empfangssignals,
um aufeinanderfolgende Bereiche größerer Korrelationswerte in
den SS-demodulierten orthogonalen Komponenten bzw. aufeinanderfolgende
Synchronpunkte an den Zeitpunkten maximaler Korrelationswerte in
den Bereichen zu bestimmen. Der Synchronisationsabschnitt 37 überträgt ein die geeigneten
Synchronpunkte anzeigendes Synchronisationssignal zurück an den
differentiellen Demodulator 33.
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In
Antwort auf das Synchronisationssignal demoduliert der differentielle
Demodulator 33 das SS-demodulierte Signal unter Verwendung
der SS-demodulierten orthogonalen Komponenten an den aufeinanderfolgenden
Synchronpunkten differentiell in das differentiell demodulierte
Signal für
eine Differenzberechnung zwischen einem Paar der SS-demodulierten
orthogonalen Komponenten an jedem der Synchronpunkte und einem folgenden
Paar der SS-demodulierten orthogonalen Komponenten an einem nächsten Synchronpunkt.
Die Zeitpunkte der maximalen Korrelationswerte schwanken jedoch in
Abhängigkeit
von einer Frequenzverschiebung zwischen einer im SS-Empfänger verwendeten
Empfängertaktfrequenz
und einer im SS-Sender
verwendeten Sendertaktfrequenz und von Einflüssen durch Mehrwegeverbreiterung
und/oder Delay Spread, die im SS-modulierten Sendesignal während der Übertragung über den
Funkübertragungsweg
verursacht werden. Die Frequenzverschiebung und die Einflüsse führen außerdem zu
einem Unterschied zwischen der Symbolperiode des SS-Empfängers und
der Symbolperiode des Senders. Die Frequenzverschiebung führt außerdem zu
einem weiteren Unterschied zwischen der Chipperiode des Empfänger-SS-Codes und
der Chipperiode des Sender-SS-Codes.
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Gemäß den 2 und 3 wird auf eine von van Driest et al.
beschriebene Weise vorausgesetzt, daß die Empfänger-Taktfrequenz doppelt so groß ist wie
die Sender-Taktfrequenz.
Die Symbolperiode, die in Bezug auf die Emp fänger-Taktfrequenz gemessen wird,
wird mit Ts bezeichnet. Die Chipperiode wird durch Tc bezeichnet.
Die Frequenzverschiebung und/oder äußere Störungen, z.B. der Einfluß durch Mehrwegeverbreiterung
und Delay Spread, werden als eine Anomalie X bezeichnet. Der A/D-Wandler 27 erzeugt
in diesem Fall in jeder Chipperiode zwei Bits einer digitalen Inphase- oder Quadraturkomponente des
Empfangssignals.
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Auf
eine vorstehend grob beschriebene Weise bestimmt jeder maximale
Korrelationswert einen geeigneten oder korrekten Synchronpunkt,
insofern dieser nicht durch eine Anomalie beeinflußt ist.
Ein solcher geeigneter Punkt entspricht exakt dem Zeitpunkt, der
im in Verbindung mit 1 beschriebenen differentiellen
Modulator 13 verwendet wird. Die Anomalie führt jedoch
zu einer Vorwärts-
oder Rückwärtsverschiebung
um bis zu eine halbe Chipperiode Tc/2 bezüglich des Zeitpunkts des maximalen
Korrelationswertes. Dadurch zeigt der maximale Korrelationswert
im schlimmsten Fall einen vorwärts
oder rückwärts verschobenen
Punkt an, der um mehr als eine halbe Chipperiode früher oder
später
erscheint als der geeignete Punkt.
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Für eine aufeinanderfolgende
Bestimmung der Synchronpunkte kann der Synchronisationsabschnitt
37 ein
Amplitudensignal verwenden, das eine mittlere Amplitude AvAmp darstellt,
die in jedem Korrelationswert verwendet wird und die die SS-demodulierten
orthogonalen Komponenten in jeder halben Chipperiode als Mittelwert
eines Momentanwerts einer Amplitude
aufweisen, wobei I und Q
die SSdemodulierte Inphase- und Quadraturkomponente bezeichnen.
Das Amplitudensignal ist in
3 in
einer durch AvAmp bezeichneten oberen oder ersten Zeile exemplarisch dargestellt.
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Es
wird nun vorausgesetzt, daß ein
erster maximaler Korrelationswert im zu bestimmenden Amplitudensignal
an ei nem geeigneten ersten Zeitpunkt T(1) als erster der Synchronpunkte
erscheint. Der vorwärts
und der rückwärts verschobene
erste Zeitpunkt werden im Übrigen
durch T'(1) bzw.
T'' (1) bezeichnet.
Ein zweiter maximaler Korrelationswert ist rückwärtsverschoben und bestimmt
anstatt eines geeigneten zweiten Zeitpunktes T(2) als einen zweiten
der Synchronpunkte oder eines vorwärts verschobenen zweiten Punktes
T'(2) einen rückwärts verschobenen
zweiten Punkt T'' (2), d.h. (T(2)
+ Tc/2). Ein dritter maximaler Korrelationswert bestimmt anstatt
eines vorwärts
und eines rückwärts verschobenen
dritten Punktes T'(3)
bzw. T'' (3) einen geeigneten
dritten Punkt T(3) als dritten der Synchronpunkte.
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Auf
eine später
beschriebene Weise kann der Synchronisationsabschnitt 37 einen
Amplitudenintegrator aufweisen, der während drei halben Chipperioden
aktivierbar ist, um während
jeder halben Chipperiode den Momentanwert der Amplitude, falls diese
einen vorgegebenen Amplitudenschwellenwert überschreitet, zu integrieren
und eine integrierte Amplitude IntAmp zu erzeugen. In diesem Fall
erzeugt der Amplitudenintegrator ein integriertes Amplitudensignal,
das während
der drei halben Chipperioden in jeder Symbolperiode solche integrierten
Amplituden auf eine in 3 in
einer durch IntAmp bezeichneten zweiten Zeile dargestellten Weise
darstellt.
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Nachdem
das Synchronisationssignal, das erzeugt wurde, um die Synchronpunkte
anzuzeigen, in Antwort auf das integrierte Amplitudensignal an den
differentiellen Demodulator 33 zurück übertragen wurde, wird der differentielle
Demodulator an den in 3 in
einer durch TIM bezeichneten dritten Zeile dargestellten Zeitpunkten
aktiviert. Ein dem geeigneten zweiten Punkt entsprechender Zeitpunkt
ist durch eine gestrichelte Linie dargestellt.
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Wenn
der differentielle Demodulator 33 aktiviert ist, berechnet
er arctan(I/Q) als ein Winkeldatenelement ϕ. Solche Winkeldaten
werden je nachdem, ob der differentielle Demodulator 33 am
ersten, zweiten bzw. dritten Punkt aktiviert wird, durch ϕ(1), ϕ(2) und ϕ(3)
bezeichnet. Die Winkeldaten werden, je nachdem, ob der differentielle
Demodulator 33 am vorwärts
bzw. rückwärts verschobenen
ersten, zweiten und dritten Punkt aktiviert wird, durch ϕ'(1), ϕ " (1), ϕ'(2), ϕ" (2) , ϕ' (3) und ϕ" (3) bezeichnet.
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Im
dargestellten Beispiel berechnet der differentielle Demodulator 33 eine
erste berechnete Differenz (ϕ " (2) – ϕ(1)) am rückwärts verschobenen zweiten
Punkt, der einem ersten Intervall (Ts + Tc/2) nach dem geeigneten
ersten Punkt entspricht. Am geeigneten dritten Punkt, der einem
zweiten Intervall (Ts – Tc/2)
nach dem rückwärts verschobenen
zweiten Punkt entspricht, berechnet der differentielle Demodulator 33 eine
zweite berechnete Differenz (ϕ(3) – ϕ " (2)). Solche Intervalle
und berechneten Differenzen sind in 3 in
einer durch 33, was dem Bezugszeichen des differentiellen
Demodulators entspricht, bezeichneten vierten oder vorletzten Zeile
dargestellt.
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Wenn
der differentielle Demodulator 33 exakt an den ersten bis
dritten Datenpunkten aktiviert würde,
würde er
die erste und zweite Winkeldifferenz (ϕ(2) – ϕ(1))
und (ϕ(3) – ϕ(2))
berechnen. Durch die Anomalie wird der differentielle Demodulator 33 jedoch
fehlerhaft aktiviert, so daß er
die berechneten Differenzen mit einem ersten und einem zweiten differentiellen
Demodululationsfehler (ϕ(2) – ϕ " (2)) und (ϕ " (3) – ϕ(3))
bezüglich
den Winkeldifferenzen erzeugt, wie in 3 in
einer durch Error bezeichneten fünften
oder unteren Reihe dargestellt ist.
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Nachstehend
wird unter Bezug auf 4 eine
bevorzugte Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen SS-Empfängers beschrieben. Ähnliche Teile
oder Elemente sind durch gleiche Bezugszeichen beschrieben und funktionieren
mit ähnlich
bezeichneten Signalen, die gleich bezeichnete Größen oder Werte anzeigen. Dem
SS-Empfänger
wird über die
Empfängerantenne 23 das
SS-modulierte Sendesignal über
den Funkübertragungspfad
vom in 1 dargestellten
SS-Sender zugeführt.
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Zwischen
dem SS-Demodulator 31 und dem differentiellen Demodulator 33 ist
eine Datenhalteeinrichtung 41 angeordnet, der über eine
Verbindung 39 ein Taktsignal zugeführt wird, das aufeinanderfolgende
Bereiche für
jeweilige Synchronpunkte im SS-demodulierten Signal anzeigt, wobei
auf eine nachstehend beschriebene Weise veranlaßt wird, daß jeder Bereich aufeinanderfolgende
primäre
bis ternäre
halbe Chipperioden aufweist, wobei die Datenhalteeinrichtung 41 während der
ersten bis ternären
Periode primäre
bis ternäre
Daten der SS-demodulierten orthogonalen Komponenten hält. Die
Datenhalteeinrichtung 41 führt die primären bis
ternären
Daten in jeder Symbolperiode dem differentiellen Demodulator 33 zu.
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Gemäß den 4 und 5 führt
der SS-Demodulator 31 das SS-demodulierte Signal außer der
Datenhalteeinrichtung 41 auch einem Amplitudendetektor 43 zu.
Der Amplitudendetektor berechnet den Momentanwert der Amplitude
jedes Paars der SS-demodulierten orthogonalen Komponenten als Korrelationswerte
und erzeugt ein Amplitudensignal, das aufeinanderfolgend solche
Momentanwerte der Amplituden darstellt. An Stelle des Momentanwerts
der Amplitude ist in 5 in
einer ähnlich
wie in 3 durch AvAmp
bezeichneten oberen oder ersten Zeile exemplarisch die mittlere
Amplitude dargestellt.
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Das
Amplitudensignal wird zur Verwendung in einer modifizierten Ausführungsform
einem Leaky-Amplitudenintegrator 45 zugeführt, der
der von van Driest et al. beschriebenen Leaky-Integrator-Schaltung ähnlich ist.
Der Leaky-Amplitudenintegrator 45 weist einen zyklischen
Addierer 47 auf, dem der Momentanwert der Amplitude als
ein Augend zugeführt
wird. Der Addierer 47 berechnet eine Amplitudensumme aus
dem Momentanwert der Amplitude und einem Addend, wie nachstehend
beschrieben wird, und erzeugt ein die Amplitudensumme darstellendes
Amplitudensummensignal.
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Im
Leaky-Amplitudenintegrator 45 weist ein Schieberegister 49 Schieberegisterstufen
auf, deren Anzahl der doppelten vorgegebenen Anzahl von Chips im
Sender- oder Empfänger-SS-Code
entspricht, und dem Schieberegister wird über eine Verbindung (nicht
dargestellt) ein Shift-Signal mit der halben Chipperiode und vom
Addierer 47 die Amplitudensumme als Eingangskorrelationswert
zugeführt.
Der Eingangskorrelationswert wird durch das Schieberegister 49 geschoben
und mit einer Verzögerung
von einer Symbolperiode bezüglich
des Eingangskorrelationswertes als Ausgangskorrelationswert erzeugt.
Der Ausgangskorrelationswert wird einem Leak-Value-Generator 51 zugeführt, um
durch Multiplizieren des Ausgangskorrelationswertes mit einem Faktor,
der kleiner ist als Eins, einen als Amplitudenschwellenwert verwendbaren
Leak-Value zu erzeugen.
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Vom
Schieberegister 49 wird der Ausgangskorrelationswert außerdem einem
Integratorschaltungssubtrahierer 53 als Integratorschaltungs-Minuend
zugeführt.
Dem Subtrahierer 53 wird der Leak-Value als ein Integratorschaltungs-Subtrahend zugeführt. Der
Subtrahierer 53 subtrahiert den Leak-Value vom Ausgangskorrelationswert
und erzeugt eine Korrelationswertdifferenz, die an den Addierer 47 als
Addend zurück übertragen
wird. Durch die mit der Symbolperiode aktualisierte Korrelationswertdifferenz
werden alle Bereiche bereitgestellt, die einen größeren Korrelationswert
aufweisen.
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Durch
eine auf diese Weise im Leaky-Amlitudenintegrator 45 ausgeführte zyklische
Addition wird der Momantanwert der Amplitude in jeder halben Chipperiode
integriert, um integrierte Amplituden zu erzeugen, die den maximalen
Korrelationswert aufweisen. Der zyklische Addierer 47 erzeugt
die integrierte Amplitude mit einer Verzögerung von einer Chipperiode
bezüglich
der mittleren Amplitude auf die in 5 in
einer wie in 3 durch
IntAmp bezeichneten zweiten Reihe dargestellte Weise.
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Vom
zyklischen Addierer 47 des Leaky-Amplitudenintegrators 45 werden
die integrierten Amplituden einem Taktsignalgenerator 55 zugeführt. Im
Taktsignalgenerator 55 hält eine Signalspeicherschaltung 57 die
integrierten Amplituden als gehaltene Amplituden. Von der Signalspeicherschaltung 57 werden
die gehaltenen Amplituden einer Bit-Shift-Schaltung 59 zugeführt. Während die
Bit-Skift-Schaltung 59 die gehaltenen Amplituden bitverschiebt,
komprimiert sie die gehaltenen Amplituden in jeder halben Chipperiode
um etwa 1/5, um reduzierte oder komprimierte Amplituden zu erzeugen.
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Ein
mit der Bit-Skift-Schaltung 59 verbundener Ein-Aus-Schalter 61 wird
durch das Taktsignal einmal pro Symbolperiode geschlossen. Durch
den Ein-Aus-Schalter 61 werden die reduzierten Amplituden
als Substrakend-Amplituden erzeugt. Die gehaltenen Amplituden werden
außerdem
einem Schwellenwertsubtrahierer 63 zugeführt. Der
Schwellenwertsubtrahierer 63 subtrahiert die Subtrahend-Amplituden
von den gehaltenen Amplituden und erzeugt einen Korrelationsschwellenwert.
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Vom
zyklischen Addierer 47 werden die integrierten Amplituden
außerdem
einem Vergleicher 65 als erstes Vergleichereingangssignal
zugeführt. Nachdem
dem Vergleicher 65 der Korrelationsschwellenwert als zweites
Vergleichereingangssignal zugeführt
wurde, erzeugt er ein Triggersignal, wenn die integrierten Amplituden
den Korrelationsschwellenwert überschreiten.
Ein mit dem Vergleicher 65 verbundener Zeitgeber 67 definiert
ein Bereichsintervall, das sich über
drei halbe Chipperioden oder über die
primäre
bis ternäre
Periode in jeder Symbolperiode erstreckt, und der Zeitgeber wird
durch das Triggersignal getriggert, um das Taktsignal zu erzeugen, wobei
das Taktsignal jeden der aufeinanderfolgenden Bereiche während des
Bereichsintervalls anzeigt. Das Taktsignal hat einen hohen Pegel,
während
die integrierten Amplituden erzeugt werden, wie in 5 in einer durch TimSig bezeichneten
dritten Zeile dargestellt ist.
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Ein
differentieller Demodulationscontroller 69, dem das Taktsignal
zugeführt
wird, führt
dem differentiellen Demodulator 33 ein differentielles
Demodulationssteuerungssignal zu. Das differentielle Demodulationssteuerungssignal
steigt an, wenn das Taktsignal abfällt. Das differentielle Demodulationssteuerungssignal
erreicht einen hohen Pegel und behält den hohen Pegel während der
halben Chipperiode bei. Zu diesem Zweck definiert der differentielle Demodulationscontroller 69 die
Symbolperiode korrekt. Auf diese Weise misst das differentielle
Demodulationssteuerungssignal eine Steuerperiode, die sich über die
halbe Chipperiode erstreckt, die der ternären Periode jedes Bereichsintervalls
unmittelbar folgt, wie in 5 in
einer durch Cont bezeichneten vierten Zeile dargestellt ist. Solche
Steuerperioden sind auf die in 5 durch
TIM bezeichnete fünfte oder
vorletzte Zeile dargestellte Weise in der Symbolperiode definiert.
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Der
differentielle Demodulator 33 wird durch das differentielle
Demodulationssteuerungssignal gesteuert und demoduliert das SS-demodulierte
Signal differentiell in das differentiell demodulierte Signal, indem
eine Differenzberechnung zwischen einem ausgewählten der von der Datenhalteeinrichtung 41 zugeführten primären bis
ternären
Datenelemente und einem nächsten
ausgewählten
der primären
bis ternären
Datenelemente ausgeführt
wird, wie in 5 in einer
durch das Bezugszeichen 33, was als Bezugszeichen des differentiellen
Verstärkers verwendet
wird, bezeichneten sechsten oder letzten Zeile dargestellt ist.
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Im
dargestellten Beispiel erscheint ein erster maximaler Korrelationswert
in der zweiten Periode einer ersten Symbolperiode. Ein zweiter maximaler Korrelationswert
ist zur ternären
Periode einer zweiten Symbolperiode verschoben. Ein dritter maximaler Korrelationswert
erscheint in der zweiten Periode einer dritten Symbolperiode. Die
erste und die zweite Steuerperiode definieren die Symbolperiode.
Die zweite Steuerperiode definiert auch bezüglich einer dritten Steuerperiode
die Symbolperiode. Die erste und die zweite berechnete Differenz
sind daher gleich (ϕ(2) – ϕ(1)) und (ϕ " (3) – ϕ " (2)) und führen zu
keinem Demodulationsfehler.
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Auf
diese Weise demoduliert der differentielle Demodulator 33 das
SS-demodulierte Signal in Antwort auf das differentielle Demodulationssteuerungssignal
und daher auf das Taktsignal an jedem der Synchronpunkte und zu
einem Zeitpunkt, der eine Symbolperiode später erscheint als jeder der Synchronpunkte,
in das differentiell demodulierte Signal. Bei der Differenzberechnung
kann der differentielle Demodulator 33 die maximalen Korrelationswerte
in den primären
bis ternären
Daten in den aufeinanderfolgenden Bereichen überwachen, um einen der Zeitpunkte
maximaler Korrelationswerte auszuwählen, der einem vorangehenden
der Zeitpunkte folgt und einem nachfolgenden exakt um eine Symbolperiode
vorangeht.
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Wie
in den 4 und 5 dargestellt ist, dient eine
Kombination aus dem Amplitudendetektor 43, dem Leaky-Amplitudenintegrator 45 und
dem Taktsignalgenerator 55 als Nachführanordnung zum Nachführen aufeinanderfolgender
Berei che eines größeren Korrelationswertes
in der SS-demodulierten Inphase- und Quadraturkomponente, um Synchronpunkte
an Zeitpunkten der in diesen Bereichen enthaltenen maximalen Korrelationswerte
zu bestimmen und das Taktsignal zu erzeugen, das aufeinanderfolgende
Synchronpunkte anzeigt. Eine andere Kombination aus dem differentiellen
Demodulator 33, der Datenhalteeinrichtung 41 und
dem differentiellen Demodulationscontroller 69 dient als
eine differentielle Demodulatoranordnung. Unter Verwendung des Taktsignals
demoduliert die differentielle Demodulatoranordnung die SS-demodulierten
orthogonalen Komponenten an jedem der Synchronpunkte und zu einem
Zeitpunkt, der immer eine Symbolperiode später erscheint als die zuletzt
erwähnten
jeweiligen Synchronpunkte, in differentiell demodulierte Komponenten.
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In
Verbindung mit dem dargestellten SS-Empfänger ist erkennbar, daß das SS-modulierte Sendesignal
durch die Differenzberechnung, die bezüglich der zum Erzeugen des
SSmodulierten Sendesignals verwendeten differentiellen Modulation
genau invers ausgeführt
wird, schließlich
in das Empfängerausgangssignal
differentiell demoduliert wird, auch wenn die Differenzberechnung
kürzer
oder länger
gesteuert werden muß als über eine
Symbolperiode. Dies wird erreicht, indem die Tatsache genau berücksichtigt
wird, daß bei
der differentiellen Modulation zum Erzeugen des SS-modulierten Sendesignals
regelmäßig eine
Symbolperiode verwendet wird. Infolgedessen kann eine hohe Demodulationsgenauigkeit
erhalten werden.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung vorstehend spezifisch unter Bezug auf
nur eine bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung beschrieben worden ist, ist für Fachleute ersichtlich, daß die vorliegende Erfindung
auf verschiedenartige andere Weisen realisierbar ist. Beispielsweise
kann im Schieberegister 49 eine vorgegebene Anzahl von
Schieberegis terstufen verwendet werden, wobei als Shift-Signal die Empfängertaktperiode
verwendet wird. Außerdem kann
als Empfängertaktperiode
ein ganzzahliges Vielfaches der Sendertaktfrequenz verwendet werden.
In diesem Fall sollte entsprechend dem ganzzahligen Vielfachen an
Stelle der halben Chipperiode ein ganzzahliger Teiler bzw. ein Submultiple
der Chipperiode verwendet werden. Der ganzzahlige Teiler bzw. das
Submultiple sollte bei jeder Rate so verstanden werden, dass eine
Division durch Eins beinhaltet ist.
