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Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich Funktelefonsysteme zum Bedienen mehrerer entfernter Teilnehmerstationen
und insbesondere auf ein Funktelefonsystem, bei dem bestimmte der
Teilnehmerstationen in einer physisch benachbarten Gruppe angeordnet
sind.
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Hintergrund
des Standes der Technik
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Ein eine Basisstation zum Bedienen
entfernter Teilnehmerstationen aufweisendes Funktelefonsystem ist
im US-Patent Nr. 5,119,375 beschrieben. In diesem System war jede
Teilnehmerstation mit einer Funkeinrichtung ausgestattet, die von
der Basisstation angewiesen werden konnte, sich auf einen bestimmten
Kanal abzustimmen und für
die Dauer eines bestimmten Gesprächs
einen bestimmten Zeitschlitz zu verwenden. Eine Zeitmultiplex (Time
Division Multiplex/TDM) – Funkkanalübertragung
wurde von der Basisstation an die Teilnehmerstationen und eine Zeitmultiplex-Vielfachzugriffs
(Time Division Multiple Access/TDMA) – Übertragung von den einzelnen
Teilnehmerstationen zur Basisstation eingesetzt. Die Zeitteilung
eines jeden Funkkanals in Zeitschlitze und die Kompression von Sprachsignalen
erlaubte es jedem Funkfrequenzkanal, eine Anzahl von Sprachpfaden
zu unterstützen,
die gleich der Anzahl der Zeitschlitze war. Analoge Sprachsignale
an das öffentliche
Telefonnetz und von diesem wurden zuerst in 64-kbps-μ-Gesetz-kompandierte
Pulscodemodulations (PCM) – Digitalabtastungen
konvertiert. Vor einer Übertragung über den
Funkkanal wurden die digitalen Abtastungen einer Sprachkomprimierung
unterzogen, um die Sprachinformationsrate von 64 kbps auf 14,6 kbps
zu verringern, wobei eine restsignalerregte LPC-Codierung (RELP-Codierung)
verwendet wurde. Ein Sprach-Codec und -modem mussten für die Dauer
eines Anrufs auf eine bestimmte Frequenz und einen bestimmten Zeitschlitz
dediziert sein.
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Während
das obige System in höchst
zufriedenstellender Weise betrieben werden konnte, wo es darum ging,
einen Telefondienst insbesondere in Gebieten bereitzustellen, wo
Drahtleitungen nicht praktisch realisierbar waren, führte das
unvorhergesehene Wachstum solcher Telefondienste zu Situationen,
in denen mehrere Teilnehmerstationen in unmittelbarer Nähe nebeneinander
zu liegen kamen. Anfängliche
Anstrengungen zum Verringern der Leitungskosten beim Bedienen einer
Gruppe solcher nahe beieinanderliegender Teilnehmerstationen waren
auf die Konsolidierung der Installations- und Unterhaltungskosten
einzelner Teilnehmerstationen durch die gemeinsame Nutzung gemeinsamer
Geräte,
wie zum Beispiel des Gehäuses,
der Stromversorgung, des HF-Leistungsverstärkers und der Antenne gerichtet.
In einer solchen nahe beieinanderliegenden Gruppe von Teilnehmerstationen,
von denen jede Zugriff auf einen HF-Kanal hätte, könnte ein einzelner Breitband-HF-Leistungsverstärker zum
Bedienen der Gruppe verwendet werden. Bei solchen Anstrengungen
wäre jedoch
immer noch erforderlich, dass jede Teilnehmerleitung ihr eigenes
Modem und ihren eigenen Funk-Sendeempfänger hätte. Die einzelnen Sendeempfänger-Ausgangssignale
wurden in den gemeinsamen HF-Leistungsverstärker eingespeist, der so konstruiert
zu sein hatte, dass er eine Spitzenleistung gleich der Summe der
Leistung aller Sendeempfänger
in der Gruppe nebeneinanderliegender Teilnehmerstationen verarbeiten
konnte, die gleichzeitig auf dem gleichen Zeitschlitz aktiv sein
konnten. Es ist ersichtlich, dass eine weitere Konsolidierung über die
hinaus, die in dem System des Patents Nr. 5,119,375 möglich war,
und eine Verringerung der erforderlichen Spitzen- und Durchschnittsleistung
wünschenswert
wäre, insbesondere
in abgelegenen Gegenden, die auf Solarenergie angewiesen sind.
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Ein Funktelefonsystem ist in Proceedings
of the National Communications Forum, Band 42, Oak Brook, Illinois
US, Seite 1714–1721,
R. J. McGuire "Basic Exchange Telecommunication Radio (BETR) Technology"
beschrieben. Ein solches System weist eine Basisstation und mehrere
entfernte Teilnehmerstationen auf, die in einem Cluster gruppiert
sein können.
An der Basisstation sind mehrere Modems vorgesehen, welche Signale
an einen frequenzagilen Synthesizer weiterleiten. Bei den Teilnehmereinheiten
werden Modemsignale durch einen frequenzagilen Synthesizer auf den
entsprechenden HF-Kanal gelegt.
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Weitere Kommunikationssysteme sind
im EP-A-0 329 997 und FR-A-2 645 690 beschrieben.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung sieht ein
Funktelefonsystem gemäß Anspruch
1 und ein Verfahren zum Minimieren einer Synchronisationsverzögerung und
einer Leistungsaufnahme gemäß Anspruch
12 vor.
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Gemäß den Prinzipien unserer Erfindung
werden für
eine physisch beieinanderliegende Gruppe von Teilnehmerleitungen
die Leitungskosten verringert, indem erlaubt wird, dass die Leitungen
in einer solchen Gruppe nicht nur eine gemeinsame Leistungsversorgung
und einen gemeinsamen HF-Leistungsverstärker gemeinsam
nutzen, sondern auch ein Modem, eine Synchronisation, IF, Aufwärts- und
Abwärtsmischung
und Controllerfunktionen, so dass eine beträchtliche Konzentration erreicht
wird. In unserem System ist eine kleine Anzahl von Modems zum Bedienen
der vielen Teilnehmer in einer physisch beieinanderliegenden Gruppe
vorgesehen, die hiernach als Cluster oder insbesondere als modularer
Cluster bezeichnet wird. In einer veranschaulichenden Ausführungsform
sind Teilnehmerleitungsschaltungen und – modems modularisierte bedruckte
Schaltungskarten, die in einen Rahmen eingesteckt werden, der eine
Rückwandverdrahtung
verwendet, um Zeitabstimmungsinformation und Daten auf die Einheiten
zu verteilen. Ein beliebiges der Modems kann zur Abwicklung eines
Anrufs für
einen beliebigen der Teilnehmer herangenommen werden, und jedes
Modem kann Anrufe für
mehrere Teilnehmer in aufeinanderfolgenden Zeitschlitzen abwickeln.
Die gleiche oder eine andere Frequenz kann zum Unterstützen von
Kommunikationen für
jeden Teilnehmer in aufeinanderfolgenden Zeitschlitzen verwendet
werden.
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Es ist ein Merkmal unserer Erfindung,
dass die Auswahl aus dem gemeinsamen Pool frequenzagiler Modems
des zum Abwickeln eines Anrufs verwendeten Modems zum Einsparen
der Leistungsaufnahme in zwei Weisen gesteuert wird. Erstens wird
vorzugsweise erst dann ein neues Modem zur Verwendung bei der Abwicklung
eines Anrufs hergenommen, wenn alle Zeitschlitze auf aktiven Modems
Anrufen zugeteilt wurden, wodurch es allen noch nicht ausgewählten Modems
erlaubt wird, in einem Leistungseinsparungs-"Ruhe"-Zustand zu verbleiben.
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Zweitens wird die Anzahl (auf unterschiedlichen
Frequenzen) den gleichen Zeitschlitz verwendender Anrufe so gesteuert,
dass die Spitzenleistungsanforderung an den HF-Leistungsverstärker verringert
wird.
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Es ist ein weiteres Merkmal unserer
Erfindung, eine Synchronisationsverzögerung zu vermeiden, wenn es
notwendig ist, ein abgeschaltetes Modem zur Verwendung bei einem
Anruf heranzuziehen. Nachdem beim Cluster für das erste Modem des Pools
eine Zeitschlitzsynchronisation mit der Basisstation hergestellt wurde,
wird die Synchronisationsinformation den verbleibenden Modems zur
Verfügung
gestellt, vorteilhafterweise über
eine Rückwandverdrahtung,
unter der Steuerung eines mikroprozessorbasierten Clustercontrollers.
Demnach bleiben alle abgeschalteten Modems zum Abwickeln von Anrufen
unmittelbar zuweisbar, ohne dass dabei zur Synchronisation mit dem
Zeitteilungsrahmen der Basisstation eine Verzögerung entsteht.
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Es ist ein weiteres Merkmal unserer
Erfindung, Modemsynchronisationszustände gemäß mehrerer Synchronisationsparameter
zu klassifizieren und einen Vertrauensfaktor für jedes aktive Modem abzuleiten, der
die Zuverlässigkeit
der Synchronisationsparameter reflektiert, und Synchronisationsinformation
von dem Modem zu verteilen, das den besten Vertrauensfaktor hat.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Die vorhergehenden und anderen Aufgaben
und Merkmale unserer Erfindung werden durch Bezugnahme auf die Zeichnung
ersichtlich. Es zeigt:
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1 ein
Blockdiagramm eines modularen Clusters mit einem gemeinsamen Pool
frequenzagiler Modems zum Abwickeln einer Gruppe von Teilnehmerstationen;
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2A die
Zuordnung von Teilnehmerleitungsschaltungen und -modems beim Zeitschlitzwechsler;
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2B den
für 16PSK-Zeitschlitze
zugewiesenen TDMA-HF-Rahmen;
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2C den
für QPSK-Zeitschlitze
zugewiesenen TDMA-HF-Rahmen;
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2D die
Aufgabenplanung (Task Scheduling) zwischen den TDMA-Zeitschlitzen und
den PCM-Puffern;
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3 die
Hauptschaltungselemente eines frequenzagilen Modemmoduls;
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4 den
IF-Teil des frequenzagilen Modems;
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5 ein
Blockdiagramm des Blocksynthezisers-Sende-/Empfangs-Umsetzers;
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6 die
Frequenzsynthese und den Rauschformer für den Empfängerteil des Modems;
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7 die
Frequenzsynthese-, Modulations- und Rauschformerschaltungen für den IF-Senderteil
des Modems; und
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8 die
Systemtakt-Erzeugungsschaltung für
den modularen Cluster.
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Allgemeine Beschreibung
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1 ist
ein Blockdiagramm eines modularen Teilnehmerclusters, der entfernt
von einer (nicht gezeigten) Basisstation angeordnet ist.
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Der Teilnehmercluster wird als "modular"
bezeichnet, weil die Leitungsschaltungen 100 und die Modems 400 aus
einsteckbaren Einheiten bestehen. Demnach wird die Anzahl eingesteckter
Teilnehmerleitungsschaltungen 100 von der Anzahl von Teilnehmern
am Standort abhängen,
und die Anzahl eingesteckter Modems 400 kann auf den Verkehr
eingerichtet sein, um die Verkehrsmenge abzuwickeln, die voraussichtlich durch
die Anzahl von Leitungsschaltungen 100 erzeugt wird. Die
Leitungsschaltungen 100 sind auf Vierfach-Leitungs-Modulkarten 101–108 enthalten,
von denen jede vier Teilnehmerleitungen bedient. Acht solche Vierfach-Leitungs-Module übernehmen
Schleifensteuerfunktionen für
eine Leitungsgruppe von 32 Teilnehmerleitungen, und die Schaltungen 100 können mehrfache
Leitungsgruppen enthalten.
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Jede Leitungsschaltung auf jedem
Vierfach-Leitungs-Modul 101–108 bekommt einen
dedizierten PCM-Zeitschlitz-Auftritt in einer PCM-Sprach-Multiplexleitung 200 und
in einer Signalisierungsmultiplexleitung 201. Die Vierfach-Leitungs-Module 101–108 enthalten
(nicht gezeigte) Sprachkodecs zum Codieren analoger Sprache der
Teilnehmerleitung auf die PCM-Datenmultiplexleitung 200.
Teilnehmerleitungs-Signalisierungsinformation wird durch eine (nicht
gezeigte) Teilnehmerleitungs-Schnittstellenschaltung (Subscriber
Line Interface Circuit/ SLIC) an die Signalisierungsmultiplexleitung 201 angelegt.
Es kann entweder μ-Gesetz- oder A-Gesetz-PCM-Codierung
verwendet werden.
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Die Aufschaltung eines bestimmten
Modems 400 zur Abwicklung eines Anrufs von einer bestimmten Leitungsschaltung
oder an diese auf einem der Vierfach-Leitungsmodule 101–108 erfolgt über Zeitschlitzwechsler 310 und 320 auf
Befehl des Clustercontrollers 300. Der PCM-Daten-Zeitschlitzwechsler 320 leitet Sprachabtastungen
zwischen der PCM-Sprachmultiplexleitung 200, welche die
Leitungsmodule 101–108 bedient,
und der PCM-Sprachmultiplexleitung 220, welche den Modempool 400 bedient,
weiter. Der Signalisierungs-Zeitschlitzwechsler 310 leitet
Signalisierungsinformation zwischen der Signalisierungsmultiplexleitung 201,
welche die Module 100 bedient, und der Signalisierungsmultiplexleitung 221,
welche den Modempool 400 bedient, weiter.
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Zwei HF-Kanäle sind für ein Telefongespräch erforderlich,
einer für Übertragungen
von der Basisstation an den Teilnehmer (der "Vorwärts"-Kanal)
und einer vom Teilnehmer an die Basisstation (der "Rück"-Kanal).
Die Vorwärts- und Rück-Kanalfrequenzen
werden durch die Telekommunikationsbehörde zugeteilt und können in
einem typischen Beispiel durch 5 MHz voneinander getrennt sein.
Der Pfad des Vorwärtskanal-Funksignals,
das beim Cluster von der Basisstation kommend empfangen wird, kann
von der Clusterantenne 900 und dem Duplexer 800 zum
Blocksyntheziser-Sende-/Empfangs-Umsetzer (BSUD)
600 verfolgt werden.
Im Blockumsetzer 600 wird das HF-Signal begrenzt, bandpassgefiltert
und vom 450-MHz-, 900-MHz- oder einem anderen Hochfrequenz- oder
Ultrahochfrequenz-HF-Band auf ein IF-Signal im Frequenzbereich von
26–28
MHz abwärts
gemischt. Das IF-Signal wird an die Modems 400 geliefert,
welche das Signal zur Lieferung an die Teilnehmerleitungsschaltungen über die
Zeitschlitzwechsler im Clustercontroller 300 verarbeiten.
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Die Modems enthalten jeweils einen
Basisband-Digitalsignalprozessor (siehe 3, DSP/BB) und einen Modemprozessor (siehe 3, DSP/MDM). In der Vorwärtskanalrichtung
demoduliert der Modemprozessor DSP/MDM das vom Blockumsetzer 600 empfangene
IF-Signal und überträgt die Daten
an den Basisbandprozessor DSP/BB, welcher die demodulierten Daten
in μ-Gesetz-
oder A-Gesetz-codierte Daten zur Übertragung durch den Zeitschlitzwechsler 320 an
die Leitungsmodule expandiert. Der Basisbandprozessor DSP/BB des
Modems ist über
eine DMA-Schnittstelle (siehe 3)
mit dem Modemprozessor DSP/MDM und durch den seriellen Port des
Prozessors mit den PCM-Multiplexleitungen verbunden. In der Rückkanalrichtung
konvertiert der Basisbandprozessor DSP/BB die von der PCM-Multiplexleitung 500 empfangene μ-Gesetz-
oder A-Gesetzcodierte PCM-Information in lineare Form, komprimiert
die linearen Daten unter der Verwendung einer RELP-Codierung und
DMA überträgt die komprimierten
Daten an den digitalen Signalprozessor DSP/MDM, der die Signale
zur Übertragung
auf dem Funkkanalzeitschlitz moduliert.
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Wie in 2A gezeigt,
hat jedes der Modems 400 und jedes der Leitungsmodule 100 vier
dedizierte Zeitschlitzauftritte im PCM-Daten-Zeitschlitzwechsler 320 für einen
unblockierten Zugriff. Jedem Modem sind zwei nebeneinanderliegende
PCM-Schlitze in den PCM-Zeitschlitzen 0–15 und zwei nebeneinanderliegende PCM-Zeitschlitze
in den PCM-Zeitschlitzen 16–31
zugewiesen. Zum Beispiel verbindet für einen bestimmten Anruf der
TSI 320 die Leitungsschaltung 0 des Leitungsmoduls 101 mit
dem Kanal 1 von Modem 1, und die Leitungsschaltung 1 von Leitungsmodul 101 wird
mit Kanal 0 des Modems 1 verbunden, usw. Die Zeitschlitzwechsler 310 und 320 liefern
eine repetitive 125-μS-Abtastperiode,
welche 32 Zeitschlitze enthält,
die mit einer Rate von 2,048 Mbit/s betrieben werden. Während jedes
125-μS-PCM-Intervalls
können
die Leitungsmodule 32 8-Bit-Bytes-Daten an den Zeitschlitzwechsler 320 senden,
und jedes Modem kann vier der 8-Bit-Bytes an dem seriellen Port
seines Basisbandprozessors empfangen, die als zwei 16-Bit-Wörter zusammengepackt sind.
Jedes 16-Bit-Wort veranlasst eine serielle Portunterbrechung beim
Basisbandprozessor. Wenn die Unterbrechung empfangen wird, stellt
der Basisbandprozessor fest, ob das Paar im 16-Bit-Wort enthaltener PCM-Abtastungen den Schlitzen
0 und 1 oder den Schlitzen 2 und 3 entspricht. In ähnlicher
Weise können während jedes
125-μS-PCM-Intervalls
vier Sprachkanäle
von PCM-Daten, die als zwei 16-Bit-Wörter zusammengepackt sind,
von dem seriellen Port eines jeden Basisbandprozessors an den Zeitschlitzwechsler 320 zur Lieferung
an die Leitungsmodule gesendet werden.
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Der TDM (HF)-Rahmen an der Basisstation
ist in den 2B und 2C gezeigt, von denen jeder
zur Veranschaulichung eine Dauer von 45 ms hat. Der 16PSK-Rahmen
von 2B hat vier Zeitschlitze,
jeder von einer Dauer von τ,
wobei jeder Zeitschlitz zum Tragen der unterschiedlichen Frequenzen
fähig ist,
die dem Vorwärts-
und dem Rück-Kanal
des Anrufs zugewiesen sind. In 2C ist
der HF-Rahmen der gleichen Dauer zur Unterbringung des Vorwärts- und
des Rückkanals
der zwei QPSK-modulierten Anrufe fähig. Es ist ersichtlich, dass
alternativ auch der TDM-Rahmen vier 16PSK-Anrufe oder zwei QPSK-modulierte
Anrufe tragen kann.
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2D zeigt
die Zeitabstimmung der beim Cluster beim Versenden von Information
zwischen einem als Beispiel angegebenen TDMA-Rahmen, der QPSK-modulierte
Anrufe trägt,
und den PCM-Multiplexleitungsrahmen durchgeführten Aufgaben. Leitung (1)
repräsentiert
die Puffer zum Empfangen von zwei QPSK-modulierten Vorwärtskanalzeitschlitzen,
Rx1 und Rx2, des TDMA-Rahmens.
Die Demodulation wird begonnen, sobald der Empfangspuffer die erste
Hälfte,
Rx1a, des Zeitschlitzes empfangen hat. Die Leitung (2) repräsentiert
die Puffer, die sich darauf vorbereiten, in den zwei Rückkanal-QPSK-Zeitschlitzen,
Tx1 und Tx2, eines TDMA-Rahmens zu übertragen. Es wird darauf hingewiesen,
dass beim Cluster die Rückkanalzeitschlitze
gegenüber
den Vorwärtskanalzeitschlitzen
versetzt sind, so dass der Teilnehmerstation die zusätzlichen Kosten
und die zusätzliche
Sperrigkeit eines Duplexers erspart bleibt. Zusätzlich wird der Rückkanal
der Teilnehmereinheit versetzt sein, so dass er bei der Basisstation
unter Berücksichtigung
der Entfernung zwischen der Teilnehmerstation und der Basisstation
zur richtigen Zeit empfangen wird. Die Leitungen (3) und (4) von 2D repräsentieren die Puffer im SRAM
(3) des Modems, welche
die PCM-Wörter
an den und vom Sprach-Zeitschlitzwechsler TSI 320 (1) speichern.
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Im normalen Sprachbetrieb demoduliert
der Modemprozessor DSP/MDM empfangene Vorwärtskanalsymbole, packt sie
in einen Puffer im SRAM/MDM und sendet den Inhalt der Puffer an
den Basisbandprozessor DSP/BB zur RELP-Synthese (Expansion). Der Basisbandprozessor
codiert die expandierten Daten in μ-Gesetz oder A-Gesetz und setzt
sie auf den PCM-Bus zur Lieferung an die Leitungsmodule. Die Sprachcodewörter werden
während
des aktiven Sprachbetriebs in jedem Rahmen übertragen. Das Codewort kommt
am Beginn des Bursts zwischen der Präambel und den Sprachdaten sowohl
auf dem Vorwärts-
als auch auf dem Rückkanal.
Die Vorwärtskanalsprachcodewörter enthalten
Information, die zum Einstellen der Sendeleistung und -Zeitabstimmung
verwendet werden können.
Teilnehmerleitungs-Steuerinformation (d. h. Auflegen, Abheben, Rufton,
Vorwärtstrennung)
ist ebenfalls in diesen Codewörtern
eingebettet. Die Rückwärtskanalcodewörter enthalten
Teilnehmerstations-Lokalsteuerungs-
und Vorwärtskanal-Verbindungsqualitätsinformation.
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Das Vorwärtssprachcodewort wird vom
Modemprozessor DSP/MDM codiert. Das Vorwärtssprachcodewort enthält eine
fraktionelle Sendezeitabstimmungssteuerung, Sendeleistungspegelsteuerung
und Lokal-Steuerinformation.
Bei der fraktionellen Zeitabstimmungs- und Leistungspegel-Steuerinformation
wird über einen
Rahmen ein Durchschnitt gebildet, und die Durchschnittseinstellung
wird am Ende des Rahmens vorgenommen. Die Lokal-Steuerinformation wird lokal gespeichert
und Änderungen
im Leitungszustand werden erfasst und an den Clustercontroller berichtet.
Die Lokalsteuerung veranlasst auch, dass das Modem eine Leitungsschaltungssteuerung über den
Signalisierungsbus aussendet. Das Rücksprachcodewort enthält einen Lokalstatus,
der vom Clustercontroller und der Basisstation zur Überwachung
des Fortschreitens des gerade stattfindenden Anrufs verwendet wird.
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Der Modemprozessor DSP/MDM führt eine
Empfangs-FIR-Filterung und eine automatische Verstärkungssteuerung
der empfangenen Abtastungen während
einer Empfangssymbol-Unterbrechungsdienstroutine durch. Die Demodulatorroutine
im Modemprozessor wird aufgerufen, wenn die Hälfte eines Schlitzes einer Basisbandinformation
im Empfangspuffer empfangen wurde. Der Demodulator bearbeitet die
Hälfte
des Schlitzes der Daten und gibt die gepackten Ausgangsdaten an
den Basisbandprozessor DSP/BB zur RELP-Synthese weiter. Der Datentransfer
an den und vom Basisbandprozessor wird so gesteuert, dass die RELP-Eingangsschlangen
gefüllt
werden, bevor die entsprechenden Synthesedaten erforderlich sind,
und die RELP-Ausgangsschlangen geleert werden, bevor neue Analyse
(Kompressions)-Ausgangsdaten eintreffen. Während der Demodulation werden
automatische Frequenzsteuerungs (AFC)-, automatische Verstärkungssteuerungs (AGC)-,
und Bitverfolgungsvorgänge
durchgeführt,
um eine nahe Synchronisation mit der Basisstation aufrechtzuerhalten.
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Es sollte erkannt werden, dass eine
Gemischtmodusoperation möglich
ist, bei der manche Zeitschlitze in der HF eine 16PSK-Modulation
verwenden können,
während
die restlichen Schlitze eine QPSK-Modulation verwenden.
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Synchronisation
mit der Basisstation
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Bevor ein HF-Kanal zur Kommunikation
zwischen der Basisstation und dem Cluster verwendet werden kann,
muss der Cluster mit dem HF-Zeitschlitzverfahren,
das von der (nicht gezeigten) Basisstation verwendet wird, synchronisiert
werden. Erfindungsgemäß werden
ein oder mehrere Modems 400 vom Clustercontroller 300 angewiesen,
eine Synchronisation mit der Basisstations-HF-Rahmenzeitabstimmung
zu erlangen, indem nach der Kanalfrequenz gesucht wird, welche den
Funksteuerungskanal (RCC) trägt,
der von der Basisstation verwendet wird. Der Clustercontroller 300 enthält einen
Master-Steuerungs-Mikroprozessor 330, zum Beispiel einen,
der einen Motorola-Prozessor
der Serie 68000 verwendet, der Steuerinformation über den
CP-Bus an die Mikroprozessoren in den Modems 400 sendet.
Beim Hochfahren lädt
der Clustercontroller 300 entsprechende Software und Initialisierungsdaten
an die Modems 400 herunter. Nachdem die Kanalfrequenz gefunden
wurde, muss das Modem sich mit dem Basisstationszeitschlitz dadurch
synchronisieren, dass das einzigartige RCC-Wort decodiert wird.
Wie im oben erwähnten
US-Patent Nr. 5,119,375 beschrieben, unterscheidet sich der RCC-Kanal
von anderen Kanälen
dadurch, dass er ein erweitertes Schutzintervall während seines Zeitschlitzes
hat und ein einzigartiges DBPSK-moduliertes Wort von 8 Bits hat.
Zum Minimieren der Möglichkeit
des Abbruchs eines Anrufs, wenn das Modem mit dem aktiven RCC-Zeitschlitz ausfällt und
es notwendig wird, den RCC-Zeitschlitz einem anderen Modem zuzuteilen,
werden Zeitschlitze innerhalb des aktiven Modems so zugewiesen,
dass der Synchronisations(RCC)-Zeitschlitz ( der als Rx0 bezeichnet
wird, wo die vier Zeitschlitze mit Rx0 bis Rx3 nummeriert sind,
oder als Rx1, wo die Zeitschlitze als Rx1 bis Rx4 nummeriert sind),
der letzte zu füllende
Zeitschlitz ist.
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Beim Hochfahren wird angenommen,
dass alle Modems 400 nicht mit dem HF-45-ms-Rahmen der
Basisstation synchronisiert sind. Während des Zeitschlitzes 0 des
HF-Rahmens überträgt die Basisstation
eine RCC-Nachricht auf einem bestimmten HF-Kanal, die bei ihrem
Empfang beim modularen Cluster decodiert wird, um dem Cluster mit
dem HF-Zeitschlitzrahmen der Basisstation für alle HF-Kanäle zu synchronisieren. Bis
eine Synchronisation mit der Basisstation erzielt wurde, erzeugt
jedes Modem seine eigene lokale HF-Rahmensynchronisation. Als nächstes weist
der Clustercontroller 300 eines oder mehrere Modems an,
nach dem von der Basisstation auf unterschiedlichen HF-Kanälen gesendeten
RCC zu suchen, bis der RCC gefunden wurde oder alle Kanäle durchsucht
wurden. Wenn alle Kanäle
durchsucht wurden und der RCC nicht auffindbar ist, befiehlt der
Controller, dass die Suche von neuem zu beginnen hat. Wenn ein Modem
den RCC findet, bezeichnet der Controller es als das RCC-Modem und verteilt
seine Sync-Information an die verbleibenden Modems über das
Rahmen-Sync-Signal über
die Rückwand.
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Wenn die RCC-Schlitzsuche unternommen
wird, wird von dem Modem die Kanalnummer dazu verwendet, einen Direktdigital-Frequenzsynthese(DDFS)-Lokaloszillator zum
Beispiel über
einen Bereich von 2 MHz abzutasten. Es gibt zwei Stufen bei der
Akquisition des RCC-Kanals durch ein Modem, das grobe Identifizieren
der Mittelfrequenz und das Auffinden des "AM-Lochs", einen Teil
des RCC-Zeitschlitzes, bei dem die Anzahl von durch die Basisstation übertragenen Symbolen
nicht die gesamte Schlitzzeit ausfüllt. Die grobe Frequenzakquisition
basiert auf der Durchführung
einer Hilbert-Transformation des Spektrums des RCC-Kanals, was eine
Frequenzkorrektur für
den lokalen Oszillator ergibt. Dies wird so lange fortgeführt, bis
die Energie in der oberen Hälfte
des Spektrums derjenigen in der unteren Hälfte angenähert ist.
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Nach einer groben Frequenzakquisition,
beispielsweise bis auf eine Genauigkeit von 300 Hz der Kanal-Mittelfrequenz,
wird eine Suche nach dem AM-Loch
unternommen. Eine Anzahl von 0-Signalen wird vor den RCC-Daten übertragen.
Das AM-Loch wird durch die Überwachung
der Amplitude aufeinanderfolgend empfangener Symbole identifiziert.
Wenn 12 aufeinanderfolgende Null-Symbole erfasst werden, wird vom
Modem ein AM-Freigabesignal
ausgegeben, um den Start eines RCC-Schlitzes und den Start eines
TDMA-Rahmens anzugeben. Hierdurch wird die Basisband-Modemzeiteinteilung
grob mit der Basisstationszeiteinteilung synchronisiert. Die Synchronisierung
braucht nur einmal durchgeführt
zu werden, da die Funkverbindung von allen Basisbandmodems im modularen
Cluster gemeinsam genutzt wird. Das Rahmen-Sink-Signal wird von einem
Modem an alle Modems im Cluster über
ein Signal auf der Rückwandverdrahtung
gesendet. Während der
Suche nach dem RCC ist, wenn das AM-Loch auf eine Nähe von drei
Symbolperioden vom Start der Rahmenmarkierung aufgefunden ist, die
grobe Akquisition vollständig.
Der Ort des einzigartigen Wortes innerhalb des Rahmens gibt dem
Modem die Zeiteinteilungsinformation, die zum Bringen der lokalen
Rahmenzeiteinteilung des Modems bis auf eine Symbolzeit heran an
diejenige der Basisstation verwendet wird. Das Modem wird als in
Empfangssynchronisation, Rx_RCC, bezeichnet, solange es das einzigartige
Wort korrekt empfängt und
decodiert. Nachdem die Synchronisation erreicht wurde, kann eine
16PSK-Modulation,
die vier Bits pro Symbol entspricht, eine QPSK-Modulation, die zwei
Bits pro Symbol entspricht oder eine Kombination von beiden verwendet
werden.
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Während
alle Modems dazu fähig
sind, auf dem Funksteuerkanal RCC der Basisstation zu empfangen und
sich damit zu synchronisieren, braucht nur ein Modem dies zu tun,
da das Modem, das durch den Clustercontroller ausgewählt wird,
seine Zeiteinteilung mit den anderen Modems über das Rahmen-Sync-Signal über die
Rückwandverdrahtung
teilen kann. Das ausgewählte
Modem sendet das Rahmen-Sync-Out-Signal aus, und alle anderen Modems
werden dieses Signal als das Rahmen-Sync-In-Signal akzeptieren.
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Wenn sich ein Modem aktiviert, weist
sein Modemprozessor DSP/MDM seinen DDF 450 (3) an, seine lokale Rahmenzeiteinteilung
mit dem Rückwandsignal
zu synchronisieren. Die Zeiteinteilung des DDF 450 eines
jeden Modems ist zu diesem Zeitpunkt von der Zeiteinteilung jedes
anderen Modems unabhängig. Der
DDF 450 wird anfänglich
durch seinen DSP/MDM angewiesen, das Rückwandsignal hinsichtlich seiner Synchronisation
zu betrachten. Wenn ein Rückwand-Synchronisationssignal
vorhanden ist, wird der DDF sein Rahmen-Sync-Signal mit dem Rückwandsignal
synchronisieren und sich dann vom Rückwandsignal trennen. Das Rückwandsignal
wird daher nicht direkt in die Zeiteinteilungsschaltung des Modems
eingespeist, sondern richtet nur den internen Start des Empfangsrahmensignals
des Modems aus. Wenn ein Rückwand-Synchronisationssignal
nicht vorhanden war, wird angenommen, dass das Modem das erste ist,
das vom Clustercontroller aktiviert wurde, in welchem Fall der Clustercontroller 300 den
Modemprozessor DSP/MDM anweisen wird, nach dem RCC zu suchen und
die Zeiteinteilung des Modems an den Clustercontroller zu senden.
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Der Clustercontroller 300 weist
den Modemprozessor DSP/MDM als Nächstes
an, das DBPSK-Signal auf dem RCC-Kanal zu demodulieren. Der Pfad
zur Demodulation des IF-Signals, das vom Blockumsetzer 600 empfangen
wurde, kann auf das Modem-IF-Modul zurückverfolgt werden, wo es erneut
bandpassgefiltert und auf einen Informationsstrom mit 16 Kilosymbol
pro Sekunde abwärts
gemischt wird. Die DBPSK-Modulation, die auf dem RCC-Kanal verwendet
wird, ist eine Modulation mit einem Bit pro Symbol. Die RCC-Nachrichten, die
von der Basisstation empfangen werden, müssen demoduliert und decodiert
werden, bevor sie an den Clustercontroller gesendet werden. Nur
Nachrichten, die an den Clustercontroller adressiert sind, einen
gültigen
CRC haben und eine Nachricht des Burststyps oder eine Bestätigungsnachricht
sind, werden an den Controller weitergeleitet. Alle anderen Nachrichten
werden verworfen. Eine Bestätigungsnachricht
bedeutet den korrekten Empfang der vorhergehenden RCC-Nachricht.
Eine Nachricht wird an den Clustercontroller adressiert, wenn die
Teilnehmeridentifikationsnummer (Subscriber Identifikation Number/SID),
die in der Nachricht enthalten ist, mit der SID des Clusters übereinstimmt.
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Gemäß 3 wird das 16-Kilosymbol-pro-Sekunde-IF-Signal
von der IF-Schaltung
von 4 in den A/D-Wandler 804 eingegeben,
der mit einer 64-kHz-Rate
durch ein vom DDF-Chip 450 empfangenes Taktsignal abgetastet
wird. Der A/D-Wandler 804 führt eine Quadratur-Bandpass-Abtastung
bei einer Abtastrate von 64 kHz durch. Eine Quadratur-Bandpass-Abtastung
ist unter anderem im US-Patent
4,764,940 beschrieben. An seinem Ausgang liefert der Wandler 804 eine
Sequenz komplexer Signale, die einen bestimmten Grad einer zeitlichen
Verzerrung enthalten. Das Ausgangssignal des Wandlers 804 (8) wird in das RxFIFO im DDF-Chip 450 eingegeben.
Der Modemprozessor DSP/MDM liest den Inhalt des RxFIFO und führt eine
komplexe FIR-Filterungsoperation durch, welche die durch die Quadratur-Bandpass-Abtastung
eingeführte
zeitliche Verzerrung entfernt. Nach der Entfernung der zeitlichen
Verzerrung werden die Signale durch den Prozessor DSP/MDM demoduliert.
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Während
der Demodulation der RCC-Nachrichten, werden AFC-, AGC- und Bit-Nachverfolgungsvorgänge durch
den Modemprozessor DSP/MDM durchgeführt, um den Cluster in einer
nahen Synchronisation mit der Basisstation zu halten. Die Sendezeiteinteilung
und die Leistungspegeleinstellungen werden gemäß der in der RCC-Nachricht
empfangenen Information vorgenommen. Der Prozessor DSP/MDM untersucht
die demodulierten Daten und erfasst die RCC-Nachricht, eine Nachricht, die Verbindungsstatusbits
und 96 Bits Daten enthält,
welche die Teilnehmer-ID enthalten. Der Modemprozessor DSP/MDM erkennt
auch, ob die Teilnehmer-ID zu einer der Teilnehmerleitungsschaltungen
im Cluster gehört.
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Wenn die Nachricht für diesen
Cluster ist, wird die Nachricht an den Clustercontroller 300 weitergeleitet,
der den RCC-Befehl interpretiert. Vorwärts-RCC-Nachrichten enthalten eine Funkrufnachricht,
eine Rufverbindung, eine Freianzeige und einen Selbsttest. Rückwärts-RCC-Nachrichten
enthalten eine Rufannahme, eine Freianforderung, Testergebnisse
und eine Anrufanforderung. Wenn die RCC-Nachricht eine Funkrufnachricht
ist, formuliert der Clustercontroller, an welchen sie gerichtet
ist, eine Anruf-angenommen-Nachricht, die an die Basisstation zurück zu senden
ist. Aus der Anruf-angenommen-Nachricht
bestimmt die Basisstation den Zeiteinteilungsversatz zwischen dem
Cluster und der Basisstation, und die Basisstation sendet Symbol-Zeiteinteilungs-Aktualisierungsinformation
an den Cluster in der nächsten
RCC-Nachricht, welche die Anruf-Verbindungsnachricht ist.
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Wenn die RCC-Nachricht eine Anruf-Verbindungsnachricht
ist, weist die darin enthaltene Information den Clustercontroller
an, welche Einstellung er in der Symbolzeiteinteilung vorzunehmen
hat, ob der Leistungspegel nachzustellen ist, die fraktionale Zeiteinteilung,
und welcher Kanal für
den restlichen Anruf zu verwenden ist (Kanalnummer, TDM-Schlitznummer,
ob QPSK- oder 16PSK-Modulation
verwendet wird und was der Teilnehmerleitungstyp ist).
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Das erste Modem, das den RCC gefunden
hat, wird als das RCC-Modem bezeichnet, und sein Frequenzversatz,
seine Empfangs-Verstärkungssteuerung
Rx AGC, und seine Rahmen-Start-Information wird als gültig betrachtet
und kann an die anderen Modems verteilt werden. Der Clustercontroller
empfängt
die Kanalnummerinformation und entscheidet, welches Modem anzuweisen
ist, sich auf den designierten Kanal abzustimmen, um den restlichen
Anruf abzuwickeln. Der letzte Schritt zur Totalsynchronisation ist
die erfolgreiche Einrichtung eines Sprachkanals. Wenn ein Sprachkanal
eingerichtet wurde, werden die letzten zwei Synchronisationsparameter
gültig:
die Sende-Symbol-Zeiteinteilung und die Sende-Symbol-Fraktional-Zeiteinteilung. Sollte
an diesem Punkt ein anderes Modem durch den Clustercontroller aktiviert
werden, ist alle notwendige Synchronisationsinformation zur Lieferung
an das Modem verfügbar,
was die Einrichtung eines Sprachkanals viel leichter und schneller
macht. Ein Zuverlässigkeitsniveau
wird berechnet, um die Synchronisationsinformation eines jeden Modems
zu beurteilen. Der Clustercontroller aktualisiert das Zuverlässigkeitsniveau
für jedes Modem
immer dann, wenn es eine Veränderung
des Sync-Status, der Verbindungsqualität oder des Empfangs-AGC gibt.
Der Clustercontroller findet das Modem mit dem höchsten Zuverlässigkeitsniveau
und verteilt seine Synchronisationsparameter an die verbleibenden
Modems.
-
Wenn ein Modemschlitz durch den Clustercontroller
angewiesen wird, in den Sprachmodus zu gehen, versucht das Modem
zuerst, eine Verfeinerung (Refinement) durchzuführen. Eine Verfeinerung ist
der Vorgang einer feinen Synchronisation der Sendezeiteinteilung
des Modems und des Leistungspegels auf die Empfangszeiteinteilung
der Basisstation. Der Verfeinerungsvorgang wird durch die Basisstation
gesteuert. Die Basisstation und das Modem tauschen spezielle Verfeinerungsbursts
aus, bis die Basisstation den Verfeinerungsvorgang beendet, wenn
der vorbestimmte Grad der Synchronisation erreicht wurde. Dann geht
das Modem in den normalen Sprachbetrieb. Wenn die Basisstation den
Verfeinerungsvorgang abbricht, wird das Modem den Anruf abbrechen,
in den Leerlaufzustand gehen und den Clustercontroller informieren.
Verfeinerungsbursts sind die DBPSK-Bursts, die wie RCC-Bursts formatiert
sind. Verfeinerungsbursts werden durch das Vorhandensein eines einzigartigen
Verfeinerungsworts erfasst. Das Modem wird als in der Sprachsynchronisation
befindlich bezeichnet, wenn das einzigartige Verfeinerungswort mit
einem Versatz von null erfasst wird. An das Vorwärts- und Rückwärts-Sprach-Codewort ist zur
Fehlererfassung jeweils ein Sprach-Codewort-Prüfbyte angehängt. Das Modem wird den Verlust
der Synchronisation berichten, wenn neun aufeinanderfolgende Rahmen
mit Sprach-Codewortfehlern
empfangen werden, zu welcher Zeit der Clustercontroller in den Wiederherstellungsmodus
geht, bis ein gutes Codewort gefunden wird oder bis dem Modem befohlen
wird, aus diesem Modus zu gehen und es in den Leerlaufmodus versetzt
wird.
-
Auf der Grundlage des Synchronisationszustands
bestimmt der Clustercontroller 300 die Gültigkeit
der vom Modem gelieferten Synchronisationsparameter. Die Tabelle
unten zeigt, welche Parameter auf der Grundlage des aktuellen Synchronisationszustandes
eines Modems gültig
sind. Ein "X" in der Box zeigt an, dass der Parameter gültig ist.
-
-
Ein 12-Bit-Zuverlässigkeitsfaktorwort wird vom
Modem berechnet, um die Zuverlässigkeit
der durch das Modem festgestellten Synchronisationsparameter widerzuspiegeln.
Das Zuverlässigkeitsfaktorwort
wird durch Aneinanderkettung der den Sprach- und den Empfangssynchronisations-Zustand
des Modems repräsentierenden
Bits mit die Verbindungsqualität
und die Empfangs-AGC-Parameter
identifizierenden Bits zusammengesetzt, wie das in der folgenden
Tabelle angegeben ist:
-
Die einzelnen Bits 11 und 10 identifizieren,
ob das Modem in Sprach-Synchronisation
bzw. in Empfangssynchronisation ist. Die zwei Bits 9 und 8 identifizieren
vier Abstufungen einer Verbindungsqualität, während die 8 dem Empfangs-AGC-Pegel
zugewiesenen Bits den erforderlichen Verstärkungspegel anzeigen.
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Modem Modul, 3
-
Die Hauptkomponenten des Modemmoduls
sind in 3 gezeigt. Das
Modemmodul kann bis zu vier gleichzeitige Vollduplex-Sprachkanäle unterstützen. Die
Verarbeitung zum dynamischen Abwickeln aller durch einen aktiven
Kanal erforderten Funktionen ist zwischen den Clustercontrollerprozessor 320,
(1), und die Prozessoren
DSP/MDM und DSP/BB in jedem Modem (3)
aufgeteilt. Der Clustercontroller wickelt Funktionen höherer Ebene
ab, wie zum Beispiel Anrufseinrichtung, Kanalzuweisung und Systemsteuerung.
Der Modemprozessor DSP/MDM wickelt die Filterung, die Demodulation
und das Routing eintreffender Funksignale, die Formatierung von
Daten vor der Übertragung über den
Funkkanal und die Verwaltung des Datenflusses zwischen ihm selbst
und dem Basisbandprozessor DSP/BB ab. Der Basisbandprozessor DSP/BB
führt die
rechenintensiven Aufgaben der Sprachkomprimierung und -expansion
durch und verarbeitet zusätzlich
die PCM-Bus-Schnittstelle. Im normalen Sprachbetrieb demoduliert
der Modemprozessor DSP/MDM empfangene Symbole, packt sie in einen
Empfangspuffer und sendet den Sprachdatenpuffer an den Basisbandprozessor DSP/BB
zur RELP-Synthese und zur Übertragung
an die Teilnehmerleitungsschaltung über den PCM-Bus. Der Modemprozessor
DSP/MDM akzeptiert auch komprimierte Sprache vom Basisbandprozessor
DSP/BB, formatiert sie in TDMA-Bursts und sendet sie an das Sende-Impulsformungsfilter
FIR, das im DDF 450 enthalten ist, zur Übertragung über die Funkverbindung. Das
Modem bearbeitet unter der Steuerung des Clustercontrollers sowohl
QPSK- als auch 16PSK-Modulationen (und DBPSK während der Verfeinerung).
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Die Prozessor DSP/BB und DSP/MDM
haben jeweils einen dedizierten Speicher mit wahlfreiem Zugriff,
SRAM/MDM bzw. SRAM/BB. Jedoch kann der Modemprozessor DSP/MDM einen
Zugriff auf den Speicher mit wahlfreiem Zugriff SRAM/BB anfordern,
indem er seinen DMA-HOLD-Ausgang aktiviert und einen solchen Zugang
unter der Verwendung des Daten- und Adressbuses erlangt, wenn der
Basisbandprozessor DSP/BB sein DMA-ACK-Ausgangssignal aktiviert.
-
Zuweisung von
Zeitschlitzen
-
Wie im US-Patent Nr. 5,119,375 beschrieben,
verfolgt die RPU in der Basisstation die Funkkanäle und Zeitschlitze, die in
Benutzung sind, und weist sowohl die Frequenz als auch den Zeitschlitz
zu, der bei einem Anruf zu verwenden ist. Ein Schlitz wird ausgewählt, der
durch die geringste Anzahl von Anrufen in Verwendung ist, so dass
der Anrufsverkehr auf alle Schlitze gleichmäßiger verteilt werden kann.
Gemäß dieses
Aspektes der Erfindung, der sich mit dem Minimieren der am entfernten
modularen Cluster verbrauchten Leistung befasst, werden jedoch Anrufe
so zugewiesen, dass (a) die Anzahl aktiver Modems minimiert wird
und (b) die Anzahl von Gesprächen
gesteuert wird, die gleichzeitig die gleichen Zeitschlitze verwenden.
Während
es außerdem
wünschenswert
ist, 16PSK-Modulation in jedem Zeitschlitz eines TDMA-Rahmens zu
verwenden, so dass vier vollständige
Anrufe untergebracht werden können,
ist es außerdem
wichtig, zuzulassen, dass QPSK-Anrufe durchgeführt werden, und einen alternativen
RCC-Schlitz zu Synchronisationszwecken verfügbar zu halten. Demnach müssen der
Cluster und die Basisstation bei der Zuweisung von Zeitschlitzen
zusammenarbeiten, um diese Ziele zu erreichen. Der Cluster verfolgt
verfügbare
Zeitschlitze und den Typ der Modulation, der auf jedem Zeitschlitz
verwendet wird, nach. Der Cluster vergibt dann Prioritätspegel
an jeden verfügbaren
Schlitz und unterhält
eine Matrix von Prioritätswerten,
welche die folgenden Faktoren berücksichtigen: (a) dass ein alternativer
Empfangszeitschlitz (allgemein der erste Zeitschlitz) für die RCC-Synchronisation auf
einem anderen Kanal zugewiesen werden muss, (b) dass benachbarte
Zeitschlitze solange wie möglich verfügbar bleiben
sollten, so dass QPSK-Anrufe im Bedarfsfall abgewickelt werden können, und
(c) dass Zeitschlitze zur Abwicklung von Anrufen zugewiesen werden
sollten, möglicherweise
ohne dass ein abgeschaltetes Modem aktiviert wird oder ein Schlitz
zugewiesen wird, der schon durch eine große Anzahl anderer Anrufe in
Benutzung ist. Die Routine zur Erreichung dieser Ziele ist (in Pseudocode)
wie folgt:
-
Die obige Routine zum Bringen der
Slots in eine Prioritätsreihenfolge
(Prioritize Slot Routine) wird immer dann aufgerufen, wenn der Cluster
eine RCC-Funkrufnachricht
von der Basisstation empfängt
oder kurz davor ist, eine Anrufanforderungsnachricht an die Basisstation
zu senden. Wenn die Basisstaion mit einer Anrufverbindungsnachricht
antwortet, die die Frequenz, den Typ der Modulation und den zu verwendenden
Zeitschlitz enthält,
führt der
Cluster noch einmal die Prioritize Slot Routine aus, um zu sehen,
ob der durch die RPU ausgewählte
Schlitz immer noch verfügbar
ist. Wenn er immer noch verfügbar
ist, wird der Schlitz dem Anruf zugewiesen. Wenn sich die Schlitzzuweisungen
jedoch inzwischen geändert
haben, wird der Anruf blockiert.
-
Ein Beispiel dessen, wie die Prioritize
Slot Routine unter leichten und schwereren Verkehrsbedingungen ausgeführt wird,
kann hilfreich sein. Zuerst sei die folgende Tabelle betrachtet,
welche einen möglichen Zustand
der Modems und zugewiesenen Zeitschlitze unter leichten Verkehrsbedingungen
veranschaulicht, unmittelbar bevor einer der durch den modularen
Cluster bedienten Teilnehmer eine Serviceanforderung einleitet:
-
Die obige Tabelle zeigt an, dass
das Modem 0 die Schlitze 2 und 3 verfügbar hat, dass das Modem 1 den
Schlitz 1 verfügbar
hat und dass die Modems 2, 3, 4 und 5 abgeschaltet sind, wobei alle
ihre Zeitschlitze leer laufen.
-
Der Cluster führt die Prioritize Slot Routine
aus, welche feststellt, dass die Schlitze 1, 2 und 3 in dieser Reihenfolge
die bevorzugten Schlitze zur Zuweisung zur Abwicklung des nächsten 16PSK-Anrufs
sind und dass für
QPSK-Anrufe die bevorzugten Schlitze 2 und 0 in dieser Reihenfolge
sind. Dann sendet der Cluster ein "Anrufsanforderungs"-Signal unter
der Verwendung des RCC-Worts an die Basisstation und informiert
die Basisstation über
diese Präferenz.
In der Tabelle unten ist die Begründung für die jeweilige Priorität angegeben:
-
Ein weiteres Beispiel kann hilfreich
sein. Es sei der Status von Zeitschlitzen der Modems 0–5 unter etwas
schwereren Verkehrsbedingungen betrachtet, wie das in der folgenden
Tabelle gezeigt ist, bei der leere Boxen leer laufende Zeitschlitze
angeben:
-
Die zuzuweisenden Zeitschlitze sind
in der Tabelle zusammen mit einer Begründung angegeben:
-
Sende-/Empfangs-Umsetzer 600
-
In 5 werden
Vorwärts-Kanal-Funksignale
von der Basisstation im Sende-/Empfangs-Umsetzer 600 von
der Basisstation über
den Duplexer 800 empfangen. Das empfangene HF-Signal wird
durch den rauscharmen Verstärker 502 geleitet,
im Filter 503 bandpassgefiltert, im Dämpfer 504 einer Dämpfung unterzogen
und an den Mischer 505 angelegt, wo es einer ersten Abwärtsmischung
vom 450-MHz-HF-Band oder dem 900-MHz-HF-Band auf ein IF-Signal im
Bereich zwischen 26 und 28 MHz unterzogen wird. Das IF-Signal wird
durch den Verstärker 506,
das Bandpassfilter 507, den Verstärker 508 und den Dämpfer 509 geleitet
und zur Lieferung an den gemeinsamen Pool von Modems an die Splitterschaltung 510 angelegt.
Die modulierten Rück-Kanal-IF-Signale
vom gemeinsamen Pool von Modems werden an den Kombinierer 520 des
Block-Sende-/Empfangs-Umsetzers 600 in
der oberen linken Ecke von 5 angelegt,
im Dämpfer 521 einer
Dämpfung unterzogen,
im Bandpassfilter 522 bandpassgefiltert, im Verstärker 523 verstärkt und
an den Mischer 525 angelegt, wo das Signal auf ein HF-Signal
entweder im 450-MHz-HF-Band oder im 900-MHz-HF-Band aufwärts gemischt. Das HF-Signal
wird dann im Dämpfer 526 eine
Dämpfung
unterzogen, im Bandpassfilter 527 bandpassgefiltert, im
Verstärker 528 verstärkt und
an den Breitband-Hochleistungsverstärker 700 angelegt,
welcher das Signal an den Duplexer 800 sendet.
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Die Mischer 505 und 525 empfangen
ihre Referenzfrequenzen von der RxPLL-Phasenregelschleifenschaltung 540 bzw.
TxPLL-Phasenregelschleifenschaltung 550.
Die Phasenregelschleife 540 erzeugt ein 1,36-MHz-Empfangs-Lokaloszillatorsignal
durch das von der 21,76-MHz-Master- Zeituhr 560 gelieferten Signals,
geteilt durch 2 und dann durch 8. Das 1,36-MHz-Signal liefert das Referenz-Eingangssignal
an den Phasenkomparator PC. Das andere Eingangssignal an den Phasenkomparator
wird durch eine Rückkopplungsschleife
geliefert, welche das Ausgangssignal der Schaltung 540 durch
2 und dann durch 177 teilt. Eine Rückkopplung dieses Signals in
den Phasenkomparator verursacht, dass das Ausgangssignal der Schaltung 540 eine
Frequenz hat, die 354 mal so hoch ist wie das Referenz-Eingangssignal,
bzw. 481,44 MHz. Das 481,44-MHz-Ausgangssignal der Phasenregelschleife
RxPLL 540 wird als das Lokaloszillator-Eingangssignal an
den Abwärts-Konversions-Mischer 505 angelegt.
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Das 481,44-MHz-Ausgangssignal der
Schaltung 540 wird auch an den Referenzeingang der Schaltung 550 angelegt,
so dass die Schaltung 550 sich zur Schaltung 540 als
Frequenz-Slave verhält.
Die Schaltung 550 erzeugt das Sende-Lokaloszillatorsignal, das eine Frequenz
von 481,44 MHz + 5,44 MHz hat, d. h. es hat eine Frequenz, die um
5,44 MHz zu derjenigen des Empfangs-Lokaloszillators nach oben versetzt
ist. Für
die Schaltung 550 wird das 21,76-MHz-Signal von der Masterzeituhr 560 durch
2 geteilt, dann noch einmal durch 2, um ein Signal zu erzeugen,
das eine Frequenz von 5,44 MHz hat, das an den Eingang des Phasenkomparators
PC der Schaltung 550 angelegt wird. Das andere Eingangssignal
in den Phasenkomparator PC der Schaltung 550 ist die vom
Mischer 542 gelieferte tiefpassgefilterte Differenzfrequenz.
Der Mischer 542 liefert eine Frequenz, welche die Differenz
zwischen dem Empfangs-Lokaloszillatorsignal
aus der Schaltung 540 und dem VCO-Ausgangssignal der Schaltung 550 ist.
Das Ausgangssignal der Schaltung 550, das von seinem internen
VCO genommen wird, ist die Frequenz von 481,44 MHz + 5,44 MHz.
-
4, IF-Teil des Modems
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4 zeigt
die Einzelheiten des IF-Teils des Modem-Bords im Verhältnis zu
den digitalen Teilen (deren Details in 3 gezeigt sind). Rechts unten in 4 wird das Empfangs-IF-Signal
vom BSUD 600 (1) durch
die untere Klemme eines Rückschleifenschalters 402 an
ein 4-poliges Bandpassfilter 404 angelegt, dessen Passband
sich von 26 bis 28,3 MHz erstreckt. Das Ausgangssignal des Filters 404 wird
dann durch den Verstärker 406 verstärkt und
im Mischer 408 abwärts
gemischt, welcher ein Empfangs-Lokaloszillatorsignal verwendet,
das eine Frequenz zwischen 15,1 MHz und 17,4 MHz hat. Das Ausgangssignal
des Mischers 408 wird durch den Verstärker 410 verstärkt, durch
ein 8-PolI-Kristallfilter 412 gefiltert, dessen Mittelfrequenz 10,864
MHz ist. Die Amplitude des Signals am Ausgang des Filters 412 wird
durch die AGC-Schaltung 414 gesteuert. Die Verstärkung der
AGC-Schaltung 414 wird durch das VAGC-Signal vom DDF-ASIC
von 3 gesteuert. Das
Ausgangssignal der AGC-Schaltung 414 wird dann durch den
Mischer 416 abwärts
gemischt, der eine Referenzfrequenz von 10,88 MHz verwendet, um
eine Sequenz von IF-Daten mit 16 Kilosymbolen pro Sekunde zu erzeugen,
das durch einen Verstärker 418 gelangt
und an den Rx-IF-Eingang der Schaltung von 3 geliefert wird.
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Immer noch mit Bezug auf 4 erzeugen die Schaltungen
von 3 ein Empfangs-Lokaloszillatorsignal,
Rx DDFS, das durch ein 7-Pol-Filter 432 gefiltert und dann
durch den Verstärker 434 verstärkt wird.
Das Ausgangssignal des Verstärkers 434 wird
dann wieder durch ein 7-Pol-Filter 436 tiefpassgefiltert,
dessen Ausgangssignal vom Verstärker 438 verstärkt und
dann mit dem empfangenen IF-Funksignal im Mischer 408 gemischt
wird.
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Auf der rechten Seite von 4 empfängt der Empfänger 420 ein
Master-Oszillatorsignal
mit einer Frequenz von 21,76 MHz und legt das 21,76-MHz-Signal analen
Splitter 422 an. Ein Ausgangssignal des Splitters 422 wird
durch den Frequenzverdoppler 424 in seiner Frequenz verdoppelt,
dessen Ausgangssignal in der Begrenzungsschaltung 426 beschnitten
und durch das Gatter 428 auf TTL geformt wird und wieder
durch ein Gatter 430 invertiert wird. Das Ausgangssignal
des Gatters 430 wird an die Einsatzschaltung von 3 als ein 43,52-MHz-Referenztaktsignal
angelegt.
-
Das andere Ausgangssignal des Splitters 422 wird
durch den Verstärker 454 und
Dämpfer 456 geleitet und
an den Lokaloszillator(L)-Eingang des Mischers 444 angelegt.
Der Mischer 444 mischt das modulierte IF-Signal, Tx DIF,
aus dem Einsatz von 3 aufwärts, nachdem
es durch das Filter 440 tiefpassgefiltert und durch den
Dämpfer 442 gedämpft wurde.
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Das Ausgangssignal des Gatters 428 wird
auch an den Eingang des Inverters 460 geleitet, dessen Ausgangssignal
in seiner Frequenz durch 4 durch den Teiler 462 geteilt
und dann als ein Lokaloszillator zum abwärts Mischen des Ausgangssignals
vom AGC-Block 414 im Mischer 416 verwendet wird.
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Eine Rückschleifenfunktion ist durch
die in Reihe vorgesehene Kombination der Schalter 450 und 402 und
der Dummylast 458 vorgesehen, so dass Signale vom Tx-DIF-Ausgang
der Einsatzreferenz zu Testzwecken an die Schaltung von 3 an ihren Rx-IF-Eingang
rückgeschleift
werden kann, wenn Trainingssequenzen zum Ausgleichen von Signalverzerrungen
angelegt werden, wie das zum Beispiel innerhalb von Kristallfiltern 412 vorkommt.
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Immer noch mit Bezug auf 4 liefert die Schaltung
von 3 ein moduliertes
IF-Ausgangssignal mit einer Frequenz von 4,64 bis 6,94 MHz, die
durch ein 7-Pol-Filter 440 gefiltert und durch einen Dämpfer 442 gedämpft wird.
Das Ausgangssignal des Dämpfers 442 geht
in den Mischer 444, wo es auf eine Frequenz im Bereich
von 26,4 MHz bis 28,7 MHz aufwärts
gemischt wird. Das Ausgangssignal des Mischers 444 geht
in den Verstärker 446,
dessen Ausgangssignal durch ein 4-Pol-Bandpassfilter 448 gefiltert
und an den Schalter 450 angelegt wird, der durch das Rückschleifen-Freigabeausgangssignal
LBE der Einsatzschaltung von 3 gesteuert
wird. Wenn eine Rückschleifenprüfung durchgeführt wird,
wird die Leitung LBE unter Strom gesetzt, wodurch verursacht wird,
dass der Schalter 450 das Ausgangssignal des Filters 448 mit
dem oberen Ende der Dummylast 458 verbindet und der Schalter 402 aktiviert
wird, um das untere Ende der Dummylast 358 mit dem Bandpassfilter 404 zur
Rückschleifenprüfung zu
verbinden. Die Rückschleifenprüfung wird
bei Modem-Trainingssequenzen
verwendet, um Signalverzerrungen innerhalb des Kristallfilters 412 und
in anderen Teilen der Modemschaltungen auszugleichen.
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Wenn die Rückschleifenprüfung nicht
durchgeführt
wird, wird das Ausgangssignal des Schalters 450 an den
programmierbaren Dämpfer 452 angelegt,
der auf einen von 16 unterschiedlichen Dämpfungspegeln programmiert
werden kann, was durch das Sendeleistungspegel-Steuersignal TxPLC
von der Einsatzschaltung von 3 geschieht.
Das Ausgangssignal des Dämpfers 452 enthält das Tx-IF-Port-Signal,
das an die obere linke Seite des BSUD, 5, angelegt wird.
-
6, RxDDS – Erzeugung digitalen IF für Empfangskanäle
-
Die exakte Zwischenfrequenz zum Abstimmen
für einen
Empfangszeitschlitz wird bestimmt, wenn der Clustercontroller CC
(1) dem Modem mitteilt,
welcher HF-Kanal nach der RCC-Nachricht zu durchsuchen ist. Während des
Empfangs der RCC-Nachricht wird eine Feinabstimmung der Frequenz
und der Zeiteinteilung durchgeführt.
Die Feinabstimmung wird auf der IF-Ebene unter Verwendung der Phasenakkumulatorschaltung in
der RxDDS-Schaltung
des DDF des Modems (3)
durchgeführt,
das in 6 detailliert
gezeigt ist. Die IF-Frequenzen werden durch ein wiederholtes Akkumulieren
bei der Frequenz eines digitalen IF-Masterzeitgebers erzeugt, eine
Zahl, die eine Phasenstufe im Phasenakkumulator repräsentiert.
Der Modemprozessor DSP/MDM, liefert anfänglich über den DSP/MDM-Datenbus (3) eine 24-Bit-Zahl F an die RxDDS-Schaltung.
Diese Zahl wird (wie im Nachfolgenden beschrieben) Schlitz für Schlitz
zur IF-Frequenz in ein Verhältnis gebracht,
die zum Demodulieren eines bestimmten eintreffenden Signals nötig ist.
Die 24-Bit-Zahl
F wird in eines der vier Register R16–R46 auf der linken
Seite von 6 geladen.
In dieser veranschaulichenden Ausführungsform, bei der ein 16-Bit-Prozessor eingesetzt
wird, wird die 24-Bit-Frequenzzahl F im 16-Bit- und 8-Bit-Segmenten geliefert,
zur Vereinfachung der Zeichnung ist die 24-Bit-Zahl jedoch so gezeigt,
als würde sie
in ein zusammengesetztes 24-Bit-Register eingetragen. Jedes der
Register R16–R46 ist
einem der Empfangszeitschlitze zugewiesen. Da die RCC-Nachricht
im ersten Rx-Zeitschlitz erwartet wird, wird die 24-Bit-Zahl in
das Entsprechende der vier Register R16 bis R46 geladen,
z. B. das Register R16. Bei der entsprechenden Schlitzzählung für den ersten
Rx-Zeitschlitz wird der Inhalt des Registers R16 an das
Synchronisationsregister 602 angelegt, dessen Ausgangssignal
dann an den oberen Eingang des Addierers 604 angelegt wird.
Der Ausgang des Addierers 604 ist mit dem Eingang des Akkumulationsregisters 606 verbunden. Der
untere Eingang des Addierers 604 empfängt das Ausgangssignal des
Registers 606. Das Register 606 wird durch den
21,76-MHz-DDS-Takt
getaktet, und sein Inhalt wird demnach periodisch erneut in den
Addierer 604 eingegeben.
-
Das periodische erneute Eingeben
des Inhalts des Registers 606 in den Addierer 604 verursacht,
dass der Addierer 604 von der Zahl F ab zählt, die
zuerst vom Register R16 empfangen wurde. Schließlich erreicht der
Addierer 606 die maximale Zahl, die er enthalten kann,
er fließt über, und
die Zählung
beginnt von einem niedrigen Restwert. Dies hat die Auswirkung des
Multiplizierens der DDS-Master-Taktfrequenz
durch einen Bruchwert, wodurch ein Empfangs-IF-Lokaloszillatorsignal diese mit einem
Bruchteil multiplizierte Frequenz aufweist, welche eine "Sägezahn"-Wellenform
hat. Da das Register 606 ein 24-Bit-Register ist, fließt es über, wenn
sein Inhalt 224 erreicht. Das Register 606 teilt
daher die Frequenz des DDS-Takts effektiv durch 224 und multipliziert
sie gleichzeitig mit F. Die Schaltung wird als "Phasenakkumulator"
bezeichnet, weil die momentane Ausgangszahl im Register 606 die
momentane Phase der IF-Frequenz anzeigt. Die akkumulierte Phase
aus dem Register 606 wird an die Sinusannäherungsschaltung 622 angelegt,
die im US-Patent Nr. 5,008,900 mit dem Titel "Subscriber Unit for
Wireless Digital Subscriber Communication System" ("Teilnehmereinheit
für digitales
drahtloses Teilnehmerkommunikationssystem") näher beschrieben ist. Die Schaltung 622 wandelt
die Sägezahnwellenform
des Registers 606 in eine Sinuswellenform um. Das Ausgangssignal
der Schaltung 622 wird durch das Register 624 erneut
synchronisiert und dann an einen Eingang des Addierers 634 angelegt,
der in einem Rauschformer ist, der aus dem Addieren 634 und
dem Rauschformungsfilter 632 besteht. Das Ausgangssignal
des Filters 632 wird an den anderen Eingang des Addierers 634 angelegt.
Das Ausgangssignal des Addierers 634 wird an den Dateneingang
des Filters 632 und an den Eingang des Resynchronisierungsregisters 636 angelegt.
Dieses mit variablem Koeffizienten ein Rauschen formendes Filter 632 ist
im US-Patent Nr. 5,008,900 näher
beschrieben. Die Rauschformungscharakteristiken werden Schlitz für Schlitz
durch ein 7-Bit-Rauschformungssteuerfeld gesteuert, das mit dem
niedrigstwertigen Bit des vom DSP/MDM-Bus empfangenen Frequenzzahlfelds
kombiniert wird. Der Rauschformer kann freigegeben oder gesperrt
sein, bis zu 16 Filterkoeffizienten können gewählt werden, eine Rundung kann
freigegeben oder gesperrt sein, und Rückkopplungscharakteristiken
innerhalb des Rauschformers können
so geändert
werden, dass die Verwendung eines 8-Bit-Ausgangs-DAC (wie er in 6 gezeigt ist) oder eines
10-Bit-Ausgangs-DAC
(der nicht gezeigt ist) ermöglicht
wird, indem die entsprechenden Felder im Rauschformer-Steuerfeld
für jeden
Slot in den vier Registern RN16– RN46
durchgesetzt werden. Der Multiplexer MPX66 wählt eines der vier Register
RN16–RN46 für jeden
Schlitz aus, und die resultierende Information wird durch das Register 630 resynchronisiert
und an den Steuereingang des Rauschformungsfilters 632 angelegt.
-
7, DDF – Digitale IF-Modulation
-
Die exakte IF-Frequenz für einen
beliebigen der Übertragungskanäle wird
Schlitz für
Schlitz durch die TxDIF-Schaltung im Modem-DDF-Block (3) erzeugt, der im Detail
in 7 gezeigt ist. Schlitz
für Schlitz formt
ein (nicht gezeigtes) FIR-Übertragungsfilter
den 16-Kilosymbol-pro-Sekunden-Komplex(I, Q)-Informationssignaldatenstrom,
der vom Modem-DSP empfangen wurde, der jede der erzeugten IF-Frequenzen
modulieren wird. Der Informationssignaldatenstrom muss so geformt
werden, dass er in der im zugewiesenen HF-Kanal erlaubten eingeschränkten Bandbreite übertragen
werden kann. Die anfängliche
Verarbeitung des Informationssignals enthält eine FIR-Pulsformung zum
Verringern der Bandbreite auf +/–20 KHz. Die FIR-Pulsformung erzeugt
phasengleiche und Quadratur-Komponenten, zur Verwendung beim Modulieren
des erzeugten IF.
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Nach der Pulsformung werden mehrere
Stufen einer linearen Interpolation verwendet. Eine anfängliche
Interpolation wird zum Erhöhen
der Abtastrate des Basisbandsignals verwendet, gefolgt von zusätzlichen Interpolationen,
die schließlich
die Abtastrate und die Frequenz, bei der die Hauptspektralreplikationen
auftreten, auf 21,76 MHz erhöhen.
Geeignete Interpolationsverfahren sind zum Beispiel in "Multirate
Digital Signal Processing" ("Digitale Signalverarbeitung mit mehrfachen
Raten") von Crochiere und Rabiner, Prentice-Hall 1993, beschrieben.
Die phasengleichen und Quadraturkomponenten des geformten und interpolierten
Modulationssignals werden an die I- und Q-Eingänge des Mischers MXI und MXQ
des Modulatorteils der in 7 gezeigten
Schaltung angelegt.
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Auf der linken Seite von 7 ist die Schaltung zum
digitalen Erzeugen der Sende-IF-Frequenz gezeigt. Die exakte zu
erzeugende Zwischenfrequenz wird bestimmt, wenn die Basisstation
dem Clustercontroller CC (1)
mitteilt, welche Schlitznummer und welcher HF-Kanal einem ein bestimmtes
Gespräch
unterstützenden
Zeitschlitz zuzuweisen ist. Eine 24-Bit-Zahl, welche die IF-Frequenz zu einem
hohen Auflösungsgrad
(zum Beispiel +/–1,3
Hz) identifiziert, wird vom Prozessor DSP/MDM (3) über
den DSP/MDM-Datenbus geliefert. Die 24-Bit-Frequenzzahl wird in
einem Entsprechenden der 24-Bit-Register R17– R47 registriert. Die
Register R17–R47 sind
jeweils einem bestimmten der vier Tx-Zeitschlitze zugewiesen.
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Ein (nicht gezeigter) Schlitzzähler erzeugt
eine repetitive Zwei-Bit-Zeitschlitzzählung, die
aus den Synchronisationssignalen abgeleitet wird, die über die
Rückwand
verfügbar
sind, wie schon beschrieben wurde. Das Zeitschlitzzählsignal
tritt alle 11.25 ms auf, was unabhängig davon geschieht, ob der
Zeitschlitz zur DPSK-, QPSK- oder 16PSK-Modulation verwendet wird.
Wenn der Zeitschlitz, an den die Frequenz zugewiesen wird, vom Schlitzzähler erreicht
wird, wählt
der Schlitzzähler
unter Verwendung des Multiplexers MPX71 das entsprechende der Register R17–R47 aus,
um seinen Inhalt zum Resynchronisierungsregister 702 und
schließlich
an den oberen Eingang des Addierers 704 zu liefern. Demnach
kann eine andere (oder die gleiche) 24-Bit-IF-Frequenz für jeden aufeinanderfolgenden
Zeitschlitz verwendet werden. Die 24-Bit-Frequenzzahl wird als die Phasenstufe
für eine
herkömmliche
aus einem Addierer 704 und einem Register 706 bestehende Phasenakkumulatorschaltung
verwendet. Der komplexe Träger
wird durch ein Konvertieren der sägezahnakkumulierten Phaseninformation
im Register 706 im Sinus- und Kosinus-Wellenformen unter
Verwendung der Kosinus Annäherungsschaltung 708 und
der Sinusannäherungsschaltung 722 konvertiert.
Die Sinus- und Kosinusannäherungsschaltung 708 und 722 sind
im US-Patent Nr. 5,008,900 vollständiger beschrieben.
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Die Ausgangssignale der Schaltungen 708 und 722 werden
durch die Register 710 bzw. 724 resynchronisiert
und an die Mischer 712 bzw. 726 angelegt. Die
Ausgangssignale der Mischer 712 und 714 werden an
die Resynchronisierungsregister 714 bzw. 728 angelegt.
Die Mischer 712 und 714 ergeben zusammen mit dem
Addierer 716 einen herkömmlichen
Komplex(I, Q)-Modulator.
Das Ausgangssignal des Addierers 716 wird durch den Multiplexer 718 mit
der Kosinus-IF-Referenz multiplexiert, der vom Signal DIF_CW_MODE
von einem (nicht gezeigten) internen Register des DDF ASIC 450 (3) gesteuert wird. Das Ausgangssignal
des Multiplexers 718 wird durch das Register 720 resynchronisiert,
dessen Ausgangssignal an eine mit einem variablen Koeffizienten
das Rauschen formende Schaltung eines wie vorher im Zusammenhang
mit 6 beschriebenen
Typs angelegt wird, die aus einem Addierer 734 und einem
Filter 732 mit entsprechenden Steuerregistern RN17– RN47,
Steuermultiplexer MPX76 und Resynchronisierungsregistern 730 und 736 besteht.
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Dieser Rauschformer kompensiert das
durch die finite Auflösung
(zum Beispiel +/– die
Hälfte
des niedrigstwertigen Bits) erzeugte Quantisierungsrauschen der
Digital-Analog-Wandlung. Da Quantisierungsrauschen gleichmäßig verteilt
ist, erscheinen seine Spektralcharakteristiken ähnlich dem weißen Gaußschen Rauschen.
Die Rauschleistung, die in die übertragene
Signalbandbreite fällt,
die im Vergleich zur Abtastrate relativ schmal ist, kann im gleichen
Verhältnis
verringert werden, in dem die gewünschte Bandbreite zur Abtastrate
steht. Wenn zum Beispiel angenommen wird, dass das Modulationssignal
eine Bandbreite von 20 KHz hat und die Abtastrate 20 MHz ist, wäre die Rauschabstandsverbesserung
1000 : 1 oder 60 dB. Die Rauschformercharakteristiken werden Schlitz
für Schlitz
durch ein 7-Bit-Rauschformer-Steuerfeld gesteuert, wie. das im Zusammenhang
mit 6 beschrieben ist.
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8 Systemtakterzeugung
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Es ist ein wichtiger Aspekt unserer
Erfindung, dass Sprachqualität
trotz der physischen Trennung zwischen der Basisstation und dem
entfernten Cluster erhalten bleibt. Zeitabstimmungsvariationen zwischen
der Basisstation und dem Cluster sowie Zeitabstimmungsvariationen
beim Decodieren und Codieren von Sprachsignalen werden zu verschiedenen
Formen einer Sprachqualitätsverschlechterung
führen,
die als von außen hereinwirkendes
Knacken und Knistern im Sprachsignal zu hören ist. Erfindungsgemäß ist eine
strikte Kongruenz der Zeitabstimmung durch ein Synchronisieren aller
Zeitabstimmungssignale garantiert, insbesondere derjenigen, die
zum Takten des A/D-Wandlers, der Sprach-Codecs auf den Vierfach-Leitungsmodulen 101–108 sowie
auf den PCM-Multiplexleitungen 200 und 500 zum
Vorwärtsfunkkanal
verwendet werden. Gemäß 8 werden die im System hauptsächlich eingesetzten
Takte aus dem (nicht gezeigten) 21,76-MHz-Oszillator abgeleitet,
der sein Signal auf der linken Seite von 8 liefert. Das 21,76-MHz-Signal wird
zum Synchronisieren eines 64-KHz-Abtasttaktes zu Symbolübergangszeiten
im empfangenen Funksignal verwendet. Insbesondere wird das 21,76-MHz-Signal
zuerst durch eine Bruchteiltaktteilerschaltung 802 durch
6,8 geteilt, welche diese Bruchteilteilung durch Teilen des 21,76-MHz-Takts
durch fünf
verschiedene Verhältnisse
in einer repetitiven Abfolge von 6, 8, 6, 8, 6 bewerkstelligt, um
einen Takt mit einer Durchschnittsfrequenz von 3,2 MHz zu erzeugen.
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Der programmierbare Taktteiler 806 ist
eines herkömmlichen
Typs und wird zum Teilen des 3,2-MHz-Taktes durch einen Divisor
verwendet, dessen exakte Größe durch
den DSP/MDM bestimmt wird. Normalerweise verwendet der programmierbare
Taktteiler 608 einen Divisor von 50 zum Erzeugen eines 64-KHz-Abtasttaktsignals
an seinem Ausgang. Das 64-KHz-Abtasttaktausgangssignal des Teilers 806 wird zum
Abtasten des Empfangs-Kanals-A/D-Wandlers 804 (der auch
in 3 gezeigt ist) verwendet.
Der A/D-Wandler 804 wandelt die empfangenen IF-Abtastungen
in digitale Form um, zur Verwendung durch den DSP/MDM-Prozessor.
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Immer noch mit Bezug auf 8 übernimmt der DSP/MDM-Prozessor
die Funktion eines Phasen/Frequenz-Komparators zum Berechnen des
Phasenfehlers in den empfangenen Symbolen aus ihren idealen Phasenwerten
unter Verwendung des 64-KHz-Abtasttaktes zum Bestimmen der Momente,
wann der Phasenfehler gemessen wird. Der DSP/MDM-Prozessor bestimmt
das Bruchteil-Zeitabstimmungs-Korrekturausgangssignal ftc.
Das Bruchteil-Zeitabstimmungs-Korrekturausgangssignal
ftc wird an den programmierbaren Teiler 806 zum Bestimmen
seines Teilungsverhältnisses
angelegt. Wenn der 64-KHz-Abtasttakt auf einer leicht höheren Frequenz
als die Symbolphasenübergänge im empfangenen
IF-Signal ist, gibt der DSP/MDM-Prozessor eine Bruchteil-Zeitabstimmungskorrektur
aus, die momentan den Divisor des Teilers 806 erhöht, wodurch
die Phase ausgedehnt und die Durchschnittsfrequenz des 64-KHz-Abtasttaktausgangssignals
des Teilers 806 verringert wird. In ähnlicher Weise wird, wenn die
64-KHz-Abtasttaktfrequenz niedriger als die Frequenz der empfangenen
Symbolphasenübergänge ist,
das Teilungsverhältnis
des Teilers 806 momentan verringert.
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Der 64-kHz-Abtasttakt am Ausgang
des programmierbaren Taktteilers 806 wird, unter der Verwendung einer
herkömmlichen
analogen phasenstarren Multipliziererschaltung 808 um einen
Faktor 64 in der Frequenz multipliziert, um einen 4,096-MHz-Takt
herzustellen. Der 4,096-MHz-Takt wird an Zeitschlitzwechsler 310 und 320 (siehe 1) geliefert. Die Zeitschlitzwechsler 310 und 320 teilen
den 4,096-MHz-Takt durch zwei, um zwei 2,048 MHz-Takte zu erzeugen,
die durch die Sprach-Codecs auf den Leitungsmodulen 101–108 (1) zum Abtasten und Umwandeln
analoger Spracheingangssignale in PCM-Sprache verwendet werden.
Das Liefern eines gemeinsam abgeleiteten 2,048-MHz-Taktes an die
Sprach-Codecs, synchron mit dem funkabgeleiteten 64-KHz-Abtasttakt,
garantiert, dass es keine Verschiebungen zwischen den beiden Takten
gibt. Wie erwähnt,
würden
solche Verschiebungen sonst zu hörbaren
Sprachqualitätsverschlechterungen
führen,
die als von außen
einwirkendes Knacken und Knistern im Sprachsignal zu hören wären.
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Es wurde oben eine veranschaulichende
Ausführungsform
unserer Erfindung beschrieben. Variationen würden zum Beispiel darin bestehen,
dass die Abtastate auf den PCM-Bussen erhöht würde, um das Abwickeln sowohl
von PCM-Sprache als auch einer Signalisierung auf dem gleichen Zeitschlitzwechsler
zu ermöglichen,
ohne dass dadurch die Qualität
der PCM-Sprachkodierung verschlechtert würde. Zusätzlich kann die Schaltung der
ASIC-Sendepulsformung modifiziert werden, um andere Formen der Modulation
als PSK zu erlauben, wie zum Beispiel QAM und FM. Es versteht sich,
dass die veranschaulichende Ausführungsform zwar
die Verwendung eines gemeinsamen Pools frequenzagiler Modems zum
Bedienen einer Gruppe entfernter Teilnehmerstationen in einen modularen
Cluster beschrieben hat, doch auch eine ähnliche Gruppe frequenzagiler
Modems an der Basisstation eingesetzt werden kann, um Kommunikationen
zwischen dem Cluster und einer beliebigen Anzahl entfernter Teilnehmerstationen
zu unterstützen.
Schließlich
sollte erkannt werden, dass auch ein anderes Übertragungsmedium als durch
die Luft übertragene
Funkwellen, wie zum Beispiel ein Koaxialkabel oder ein faseroptisches
Kabel, verwendet werden könnte.