DE60223466T2

DE60223466T2 - Aktive Temperaturschätzung für elektrische Maschinen

Info

Publication number: DE60223466T2
Application number: DE60223466T
Authority: DE
Inventors: Daniel W. Flushing Shafer; Julie Ann Bay City Kleinau; Jeffery A. Saginaw Zuraski
Original assignee: Delphi Technologies Inc
Current assignee: GM Global Technology Operations LLC
Priority date: 2001-08-17
Filing date: 2002-07-24
Publication date: 2008-09-18
Anticipated expiration: 2022-07-25
Also published as: DE60223466T3; DE60223466D1; EP1285841A1; US20030076065A1; EP1285841B1; JP2003134869A; US7071649B2; EP1285841B2

Description

HINTERGRUND
Elektrische Maschinen, z. B. Permanentmagnet-Motoren (PM-Motoren), wie sie in elektrischen Leistungslenksystemen (EPS) verwendet werden können, werden durch Parametervariationen beeinflusst, die die gesamte Systemleistung als eine Funktion der Temperatur, der Form und der Änderungen über die Lebensdauer beeinflussen. Der Widerstand R der Motorschaltung, die Induktivität L und die Motor-Drehmoment-/Spannungskonstante K_e sind die drei wichtigsten Parameter, die die Motorsteuerung und -leistung beeinflussen. Über die normalen Betriebstemperaturen ändert sich der Widerstand R der Motorschaltung um bis zu 60 bis 70%, verändert sich die Motorinduktivität L um einen maßvollen Betrag und verändert sich die Motorkonstante K_e um so viel wie +/– 7%. Außerdem zeigen sowohl der Widerstand R der Motorschaltung als auch die Motorkonstante K_e Variationen von etwa +/– 5% wegen der Form und eine Verschlechterung von etwa 10% über die Lebensdauer des Systems. Der Motorwiderstand R nimmt mit der Lebensdauer zu, während die Motorkonstante K_e während der Lebensdauer abnimmt. Andererseits besteht die Tendenz, dass die Formvariationen der Motorparameter zufällig verteilt sind. Deshalb führen die Variationen des Motorausgangsdrehmoments und der Systemdämpfung ohne irgendeine Form einer von der Temperatur, der Form oder der Dauer/Lebensdauer abhängigen Kompensation zu einer verringerten Leistung des Leistungslenksystems.
Um die Variationen nur im Widerstand R zu berücksichtigen, wurde eine Widerstandsschätzmethodologie in der anhängigen, gemeinsam übertra genen US-Patentanmeldung, lfd. Nr. 60/154.692, von Sayeed Mir u. a., entwickelt und beschrieben. Während das in dieser Erfindung offenbarte Korrekturschema Variationen des Widerstands R, die auf die Temperatur, die Form und die Lebensdauer zurückzuführen sind, korrigieren kann und für seine vorgesehenen Zwecke gut geeignet ist, kann es die veränderten Motorbetriebsbedingungen nicht immer ansprechen. Derartige Bedingungen können z. B. dann, wenn der Motor blockiert, im Quadranten II der Drehmoment-Geschwindigkeits-Ebene, bei niedrigen Strömen oder bei hohen Motorgeschwindigkeiten auftreten. In einem Fahrzeug, das ein elektronisches Lenksystem verwendet, kann eine signifikante Zeit beim Blockieren und niedrigen Motorströmen (beim Fahren auf Hauptverkehrsstraßen) verbracht werden, wobei während dieser Perioden große Temperaturänderungen auftreten können. Die meisten Korrekturschemata sind so konfiguriert, dass sie die Korrekturen sehr langsam ausführen, wobei sie folglich eine signifikante Zeit erfordern können, um einen derartigen Fehler zu beseitigen. Von weiterer Bedeutung ist, dass die vorhandenen Konstruktionsschemata die Variation anderer Motorparameter, wie z. B. der Motorkonstanten, nicht berücksichtigen können, die sich über die Temperatur, die Form und die Lebensdauer signifikant ändern können.
Ein auf einem digitalen Signalprozessor basierender Algorithmus mit einem Schema zur Online-Parameteridentifikation für die Präzisionsschätzung der Rotorposition und der Drehzahl eines Permanentmagnet-Antriebsystems mit einstellbarer Drehzahl durch das Messen der Statorströme, -spannungen und -temperatur ist in der Veröffentlichung A DSP Based Position Sensor Elimination Method With An On-Line paramter Identification Scheme for Permanent Magnet Synchronous Motor Drives von Wijenayake, A. H., Bailey, J. M. und Naidu, M., Conference Proceedings Industrial Applications Society, Annual Meeting Institute of Electrical and Electronics Engineers 1995 (BNS DOCID XP10193067A), dargestellt. Die Veröffentlichung stellt außerdem ein modifiziertes d-q-Ersatzschaltungsmodell dar, das erhalten worden ist, um die Kernverluste zu berücksichtigen. Die Variationen der Maschinenparameter, die auf die Sättigung und die Temperatur zurückzuführen sind, sind im Algorithmus enthalten, der für jede Drehzahl, einschließlich der Drehzahl null, gültig ist.
Gegenwärtig gibt es Lenksysteme, die die Verwendung von stromgesteuerten Motoren einsetzen. Um die gewünschten Strompegel aufrechtzuerhalten, wie sich die Temperatur im System ändert, sind diese stromgesteuerten Motoren typischerweise mit Stromsensoren als ein Teil der Hardware-Stromschleife ausgerüstet. Es gibt jedoch außerdem andere Motorkonstruktionen, die für Kostenzwecke die Verwendung eines in der Spannungsbetriebsart gesteuerten Systems erfordern. In einer derartigen Situation können die gleichen Verfahren, die oben beschrieben worden sind, um die Temperatur im stromgesteuerten Motor zu kompensieren, nicht auf den spannungsgesteuerten Motor in einer kosteneffizienten Weise angewendet werden. Ohne den Vorteil zahlreicher teurer Sensoren wird es notwendig, genaue Schätzungen des Motorwiderstands R, der Motorkonstanten Ke und der Temperaturanzeigen für die Spannungssteuerung zu erhalten, die das Motordrehmoment genau steuert.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein System zum Schätzen einer Temperatur einer elektrischen Maschine, wie es im Anspruch 1 dargelegt ist, umfasst einen Controller, einen Temperatursensor, der mit dem Controller funktional verbunden ist und ein Temperatursignal sendet, das einer gemessenen Temperatur des Controllers entspricht, der einen Temperaturschätzprozess ausführt; wobei der Controller eine Schaltvorrichtung enthält, die funktional zwischen die elektrische Maschine und eine Leistungsquelle geschaltet ist, wobei die Schaltvorrichtung auf die Ansteuerungssignale des Controllers anspricht.
Ein Verfahren zum Schätzen einer Betriebstemperatur einer elektrischen Maschine, wie es im Anspruch 27 dargelegt ist, umfasst das Erhalten eines Temperaturwerts als Antwort auf ein Temperatursignal von einem außerhalb der elektrischen Maschine vorhandenen Temperatursensor und das Filtern des Temperatursignals durch einen Temperaturschätzprozess, um ein gefiltertes Temperatursignal zu erzeugen. Die geschätzte Temperatur der elektrischen Maschine spricht auf das gefilterte Temperatursignal an.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Nun wird auf die Zeichnungen Bezug genommen, in denen gleiche Elemente in den mehreren Figuren gleich bezeichnet sind und worin:
1 ein Blockschaltplan ist, der ein Motorsteuerungssystem darstellt;
2 ein Blockschaltplan eines beispielhaften Temperaturschätzsystems ist;
3 ein Blockschaltplan ist, der ein Modell der thermischen Eigenschaften für einen Motor, einen Motor-Controller und ein Temperaturschätzfilter darstellt;
4 eine veranschaulichende graphische Darstellung der Einheitssprungantwort der Blockschaltplan-Modelle in 3 ist;
5 ein Blockschaltplan einer beispielhaften Ausführungsform eines Temperaturschätzfilters ist;
6 eine Tabelle der Eigenschaften der in 5 gezeigten Filter ist;
7 ein Schema einer Implementierung der Filterinitialisierung ist;
8 ein Blockschaltplan ist, der eine alternative Implementierung der Temperaturschätzung darstellt;
9 ein Blockschaltplan ist, der eine alternative Ausführungsform für die Temperaturschätzung mit der Umgebungstemperaturschätzung darstellt;
10 ein Blockschaltplan ist, der die Verwendung der Temperaturschätzungen bei den Parameterberechnungen repräsentiert;
11 ein Blockschaltplan ist, der den kombinierten Vorwärtsregelungs-/Rückkopplungs-Schätzprozeß darstellt; und
12 eine Fehlersignalverstärkung der K_e-Schätzfunktion als eine Funktion der Motorgeschwindigkeit darstellt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG EINER BEISPIELHAFTEN AUSFÜHRUNGSFORM
In vielen praktischen Anwendungen der Motorsteuerung, wie z. B. in elektronischen Leistungslenksystemen, ist es oft der Fall, dass Kosten- und Konstruktionsüberlegungen die Verwendung von Temperatursensoren verbieten, die direkt auf den Motorwicklungen oder den Magneten angeordnet sind. Derartige Daten werden jedoch verwendet, um die Genauigkeit des Motordrehmoments über die Variationen der Temperatur, der Form und der Lebensdauer der Schlüsselparameter in einem in der Spannungsbetriebsart gesteuerten System aufrechtzuerhalten. Um eine angemessene Drehmomentsteuerung und einen angemessen Betrieb eines Motors in einem elektronischen Leistungslenksystem sicherzustellen, ist es erwünscht geworden, bei der Steuerung des Motors die Variationen der Motorparameter, wie z. B. des Widerstands R und der Motorkonstanten K_e, aber nicht eingeschränkt auf diese, als eine Funktion der Temperatur, der Form und der Lebensdauer zu kompensieren. In einem Motorsteuerungssystem wird ein Motor, der die Steuerung in der Spannungsbetriebsart verwendet, über eine angelegte Motorspannung und nicht den Motorstrom gesteuert. Das durch den Motor erzeugte Drehmoment ist jedoch proportional zum Motorstrom. Deshalb vermitteln die Variationen der Motorparameter, wie z. B. jener, die beschrieben worden sind, direkt Ungenauigkeiten im Steuerungssystem. Die Variationen der Motorparameter erzeugen direkte Drehmomentvariationen und Genauigkeitsfehler als eine Funktion der Variationen der Form, der Lebensdauer und der Temperatur. Deshalb kann ein System, das die Variationen der Motorparameter als eine Funktion der Temperatur, der Form und der Lebensdauer kompensiert, eine verbesserte Antwort und eine genauere Steuerung zeigen. Als solches wird ein Schätzungs-/Kompensationsschema für Motorparameter, das derartige Variation berücksichtigt, offenbart. Im Allgemeinen können Abweichungen der Form und der Lebensdauer mittels einer langfristigen Kompensation der modellierten Motorparameter kompensiert werden. Dies ist normalerweise der Fall, weil sich derartige Abweichungen während der Betriebslebensdauer eines Motors langsam ändern. Die indu zierten Temperaturvariationen werden jedoch im Ergebnis des wiederholten zyklischen Betriebsdurchlaufs des Elektromotors offensichtlicher. Deshalb spricht die Betonung der Temperaturschätzung die offensichtlichen temperaturabhängigen Eigenschaften der Motorparameter an, die geschätzt werden. Folglich wird eine ausführliche Analyse, die die Schätzung verschiedener Temperaturen innerhalb des Systems unterstützt, geschaffen, um die Schätzung der Motorparameter zu unterstützen.
In den verschiedenen Ausführungsformen sind hierin Verfahren und Systeme zum Schätzen der Temperatur und der Parameter einer elektrischen Maschine offenbart. Insbesondere identifizieren die offenbarten Ausführungsformen Modelle, um die Variation der Motorparameter als eine Funktion der Temperatur, der Form und der Lebensdauer zu simulieren. Für diese Variation sind die Identifikation der Koeffizienten, die die Änderung der Motorparameter mit der Temperatur charakterisieren, und die Vorhersagen für die Variationen der Form und der Lebensdauer speziell. Für die Temperaturvariation simulieren die Modelle z. B. die Wirkungen von drei Koeffizienten: erstens des thermischen Koeffizienten des spezifischen elektrischen Widerstands des Substratsiliciums in den Schaltvorrichtungen, die verwendet werden, um den Motor zu steuern; zweitens des thermischen Koeffizienten des spezifischen elektrischen Widerstands des Kupfers, das in den Motorwicklungen verwendet wird; und schließlich des thermischen Koeffizienten der magnetischen Feldstärke der Magneten, die in dem Motor verwendet werden. Ebenso definieren und charakterisieren die ausgewählten Schätzungen die Variationen der Komponenten des Motorsteuerungssystems als eine Funktion der Form und der Lebensdauer.
Die offenbarten Methodologien enthalten Rückkopplungsmethodologien und Vorhersage- oder Vorwärtsregelungsmethodologien, sind aber nicht auf diese eingeschränkt. Außerdem werden kombinierte Methodologien, die sowohl die Rückkopplungs- als auch die Vorwärtsregelungs-Parameterschätzung verwenden, offenbart. Eine beispielhafte Ausführungsform der Erfindung ist hierin zur Veranschaulichung beschrieben und kann auf einen Elektromotor in einem Fahrzeuglenksystem angewendet werden. Während eine bevorzugte Ausführungsform gezeigt und beschrieben ist, ist es für die Fachleute auf dem Gebiet klar, dass die Erfindung nicht auf die hierin beschriebene Ausführungsform eingeschränkt ist, sondern außerdem in jedem Steuerungssystem verwendet werden kann, das eine elektrische Maschine verwendet, wo Parameter- und Temperaturschätzungen gewünscht werden.
Nun wird ausführlich auf die Zeichnung Bezug genommen, wobei 1 das System einer elektrischen PM-Maschine darstellt, bei der das Bezugszeichen 10 im Allgemeinen ein System zum Steuern des Drehmoments einer elektrischen PM-Maschine (z. B. eines Motors) angibt, der im Folgenden als ein Motor 12 bezeichnet wird. Das Drehmoment-Steuerungssystem, im Folgenden das System 10, enthält einen Codierer 14 für die Position des Rotors des Motors, eine Geschwindigkeitsmessschaltung 16, eine (nicht gezeigte) Strommessvorrichtung, einen Controller 18, eine Leistungsschaltung oder einen Inverter 20 und eine Leistungsquelle 22, ist aber nicht darauf eingeschränkt. Der Controller 18 ist so konfiguriert, dass er die notwendige(n) Spannung(en) aus dem Inverter 20 entwickelt, so dass, wenn sie an den Motor 12 angelegt werden, das gewünschte Drehmoment erzeugt wird. Weil diese Spannungen mit der Position und der Geschwindigkeit des Motors 12 in Beziehung stehen, werden die Position und die Geschwindigkeit des Rotors bestimmt. Der Codierer 14 für die Position des Rotors ist mit dem Motor 12 verbunden, um die als θ bezeichnete Winkelposition des Rotors zu erfassen. Der Codierer 14 kann die Drehposition basierend auf der optischen Erfassung, den Variationen des Magnetfeldes oder anderer Methodologien abfühlen. Typische Positionssensoren enthalten sowohl Potentiometer, Drehmelder (Resolver), Drehmelder (Synchros), Codierer und dergleichen als auch Kombinationen, die wenigstens eines der Vorhergehenden umfassen. Der Positionscodierer 14 gibt ein Positionssignal 24 aus, das die Winkelposition des Rotors angibt. Die Strommessvorrichtung erfasst den dem Motor 12 bereitgestellten Strom und sendet ein Signal an den Controller 18, das den Stromwert angibt. In einer beispielhaften Ausführungsform wird der Strom beim Inverter 20 gemessen, es ist jedoch offensichtlich, dass der Strom an irgendeinem Ort gemessen werden könnte, der für eine spezielle Implementierung zweckmäßig ist. Es sollte außerdem offensichtlich sein, dass andere äquivalente Mittel zum Ermitteln des Wertes des Stroms möglich sind.
In einer beispielhaften Ausführungsform und außerdem unter Bezugnahme auf 2 wird die Temperatur des Motors 12 unter Verwendung einer oder mehrerer Temperaturmessvorrichtung(en) oder eines oder mehrerer Temperaturmesssensor(en) 13 gemessen, die auf dem Substrat einer Schaltvorrichtung angeordnet sind, die das Anlegen der Erregungsspannung an den Motor 12 steuert. Es sollte selbstverständlich sein, dass, während eine beispielhafte Ausführungsform das Anordnen eines Temperatursensors 13 beim Schaltvorrichtungs-Substrat offenbart, verschiedene andere Orte möglich sind. Alternative Orte können die Anordnung in oder in der Nähe: des Motors 12, des Controllers 18 und dergleichen enthalten. Der Temperatursensor 13 sendet ein Temperatursignal 23 an den Controller 18, um die hierin vorgeschriebene Verarbeitung zu unterstützen. Typische Temperatursensoren enthalten sowohl Thermoelemente, Thermistoren, widerstandsbehaftete Thermovorrichtungen (RTD), Halbleiter und dergleichen als auch Kombinationen, die wenigstens eines der Vorhergehenden umfassen, sind aber nicht darauf eingeschränkt, die, wenn sie geeignet angeordnet sind, ein eichbares Signal bereitstellen, das zur speziellen Temperatur proportional ist.
Das Positionssignal 24, das Geschwindigkeitssignal 26, das Temperatursignal 23, der Stromwert und ein Drehmomentbefehlssignal 28 werden an den Controller 18 angelegt. Das Drehmomentbefehlssignal 28 repräsentiert den gewünschten Wert des Motordrehmoments. Der Controller 18 verarbeitet alle Eingangssignale, um Werte zu erzeugen, die jedem der Signale entsprechen, was dazu führt, dass ein Rotorpositionswert, ein Motorgeschwindigkeitswert, ein Temperaturwert und ein Drehmomentbefehlswert für die Verarbeitung in den Algorithmen, wie sie hierin vorgeschrieben sind, verfügbar sind. Es sollte angegeben werden, dass, während offenbart ist, dass ein Geschwindigkeitssignal 26 in einer beispielhaften Ausführungsform aus anderen gemessenen Parametern, z. B. der Motorposition, abgeleitet wird, ein derartiges Signal außerdem ein gemessenes Signal sein kann. Die Motorgeschwindigkeit kann z. B. approximiert und als die Änderung des Positionssignals 24 während einer ausgewählten Zeitdauer abgeleitet oder mit einem Tachometer oder einer ähnlichen Vorrichtung direkt gemessen werden.
Die Messsignale, wie z. B. die oben erwähnten, werden außerdem im Allgemeinen linearisiert, kompensiert und gefiltert, wie es gewünscht oder notwendig ist, um die Eigenschaften zu verbessern oder um unerwünschte Eigenschaften des erfassten Signals zu beseitigen. Die Signale können z. B. linearisiert werden, um die Verarbeitungsgeschwindigkeit zu verbessern oder um einen großen Dynamikbereich des Signals anzusprechen. Außerdem können eine frequenz- oder zeitgestützte Kompensation und Filterung verwendet werden, um Rauschen zu beseitigen oder unerwünschte spektrale Eigenschaften zu vermeiden.
Der Controller 18 bestimmt die Spannungsamplitude V_ref 31, die erforderlich ist, um das gewünschte Drehmoment zu entwickeln, unter Verwendung des Positionssignals 24, des Geschwindigkeitssignals 26 und des Drehmomentbefehlssignals 28 und anderer Werte der Motorparameter. Der Controller 18 setzt das Spannungsamplitudensignal V_ref 31 in drei Phasen um, indem er die Phasenspannungs-Befehlsignale V_a, V_b und V_c aus dem Spannungsamplitudensignal 31 und dem Positionssignal 24 bestimmt. Die Phasenspannungs-Befehlsignale V_a, V_b und V_c werden verwendet, um die Motorarbeitszyklus-Signale D_a, D_b und D_c 32 unter Verwendung einer geeigneten Pulsbreitenmodulations-Technik (PWM-Technik) zu erzeugen. Die Motorarbeitszyklus-Signale 32 des Controllers 18 werden an eine Leistungsschaltung oder einen Inverter 20 angelegt, die bzw. der an eine Leistungsquelle 22 gekoppelt ist, um die Phasenspannungen 34 in Reaktion auf die Motorspannungs-Befehlsignale an die Statorwicklungen des Motors anzulegen. Der Inverter 20 kann eine oder mehrere Schaltvorrichtungen enthalten, um das Anlegen der Spannung an den Motor zu lenken und zu steuern. Die Schaltvorrichtungen können sowohl Schalter, Übertragungsgatter, Transistoren, gesteuerte Siliciumgleichrichter, Triacs und dergleichen als auch Kombinationen der Vorhergehenden umfassen, müssen aber nicht darauf eingeschränkt sein. In diesem Fall werden z. B. Siliciumleistungstransistoren, oft MOSFETs, verwendet.
Um sowohl die vorgeschriebenen Funktionen und die gewünschte Verarbeitung als auch die Berechnungen dafür (z. B. die Ausführung des Steueralgorithmus (der Steueralgorithmen) in der Spannungsbetriebsart, die hierin vorgeschriebene Schätzung und dergleichen) auszuführen, kann der Controller 18 sowohl einen Prozessor(en), Computer, Speicher, Massenspeicher, Register, Taktung, Unterbrechung(en), Kommunikations schnittstellen und Eingangs-/Ausgangs-Signalschnittstellen als auch Kombinationen, die wenigstens eines der Vorhergehenden umfassen, enthalten, ist aber nicht darauf eingeschränkt. Der Controller 18 kann z. B. die Signalfilterung für die Signaleingabe enthalten, um eine genaue Abtastung und Umsetzung oder genaue Erfassungen derartiger Signale von den Kommunikationsschnittstellen zu ermöglichen. Zusätzliche Merkmale des Controllers 18 und bestimmter Prozesse darin werden zu einem späteren Punkt hierin gründlich erörtert.
Die Temperaturschätzung
Methodologien zum Schätzen der Motorparameter aus den Komponenten der Temperatur, wie sie vom Leistungstransistorsubstrat gemessen wird, sind hierin als beispielhafte Ausführungsformen identifiziert. Das Verständnis des Ursprungs dieser Temperaturkomponenten hilft, die Beziehung zwischen den Leistungstransistoren und dem Motor zu identifizieren und zu quantifizieren. Deshalb ist es wichtig, die Prinzipien der Energieerhaltung (den ersten Hauptsatz der Thermodynamik) zu erkennen und zu verstehen, insbesondere so, wie er auf die offenbarten Ausführungsformen angewendet wird. Die Gleichung (1) legt den ersten Hauptsatz der Thermodynamik dar: Ein + Eg – Eout = Est, (1)wobei E_in die zum System hinzugefügte oder übertragene Energie ist; E_g die in thermische Energie umgesetzte Energie, die sich als Wärme manifestiert, ist; E_out die aus einem System übertragene oder an die Umgebung freigegebene Energie ist; und E_st die im System gespeicherte Energie ist.
Ein System 10, wie es in 1 dargestellt ist, kann drei Hauptkomponenten enthalten, um die Steuerung auszuführen, in diesem Fall eines Fahrzeugs: einen Motor, einen Controller und einen Hilfsmechanismus, ist aber nicht notwendigerweise darauf eingeschränkt. Innerhalb des Systems werden mechanische, elektrische und elektromagnetische Energie in thermische Energie (E_g) umgesetzt. Die elektrische Energie wird im Controller von verschiedenen Komponenten in thermische Energie umgesetzt, z. B. sowohl von einem Spannungsregler, einem Nebenschlusswiderstand, Buskondensatoren, einem Leistungsrelais, Leistungstransistoren und dergleichen als auch anderen verschiedenen elektronischen Komponenten. Der Motor 12 setzt außerdem in den Kupferwicklungen elektrische Energie in thermische Energie um. Die Kernverluste im Motor 12 sind minimal, wobei deshalb die elektromagnetische Erwärmung in Bezug auf die thermodynamischen Überlegungen vernachlässigt wird. Der Hilfsmechanismus stellt die mechanische Kraftvervielfachung bereit und setzt mechanische Energie in thermische Energie in der Form der von der Reibung erzeugten Wärme um. Einige dieser Energien werden in den Komponenten (E_st) gespeichert, während andere durch Konvektion im System an die Umgebung freigegeben werden (E_out). Außerdem kann die an die Umgebung übertragene Energie ebenfalls in andere Komponenten eintreten (E_in). Schließlich kann Energie von außerhalb dem System 10 zugeführt werden. Das System der Fahrzeugheizung in Kraftfahrzeuganwendungen könnte z. B. potentiell unter bestimmten Bedingungen einen Temperaturanstieg von 80°C verursachen.
Um die effektive Temperaturschätzung zu unterstützen, wird die Beziehung zwischen der gemessenen Temperatur und den Temperaturen des Transistorssiliciums, der Motorkupferwicklungen und des Motormagneten bestimmt. Die Temperaturschätzung kann kompliziert sein, weil die zu verwendende gemessene Temperatur mehrere gekoppelte Komponenten enthalten kann. Deshalb ist das Trennen dieser Komponenten von einer einzigen gemessenen Temperatur erwünscht, um die Genauigkeit der Temperaturschätzung zu verbessern. In den beispielhaften Ausführungsformen sind hierin die Komponenten der Leistungstransistor-Substrattemperatur und eine Methodologie zum Ausführen der Temperaturschätzung identifiziert.
Für den Zweck dieser Analyse wird vier Komponenten der gemessenen Temperatur Beachtung geschenkt: die Konvektion vom Motor; die Leitung und die Konvektion von den Leistungstransistoren; die Konvektion von der Elektronik des Controllers 18; und die Konvektion vom Fahrzeug. Um die Temperaturschätzung zu veranschaulichen, werden Gleichungen für die Temperaturen der Motorkupferwicklung und des Transistorsiliciums abgeleitet. Danach werden zusätzliche Komponenten identifiziert. Schließlich wird ein Temperaturschätzalgorithmus identifiziert, der alle Komponenten enthält.
Eine Beschreibung des Zeitdifferentials der Energie (d. h. der Leistung) setzt die Temperatur der Kupferwicklungen des Motors 12 mit der Siliciumtemperatur des Leistungstransistors in Beziehung. Die aus der elektrischen Energie erzeugte Leistung ist das Produkt aus dem quadrierten Motorstrom I und dem elektrischen Widerstand R. Der elektrische Widerstand R ist eine Funktion der Geometrie l/A, der Leitfähigkeit σ und der Temperatur T.
Wenn die Leistungstransistoren aktiviert sind, wird Strom durch das Silicium der Transistoren und die Motorkupferwicklungen geleitet. Die ge speicherte Leistung ist eine Funktion des Volumens V, der Dichte ρ, der spezifischen Wärme c und der Temperatur T.
Die Konvektion ist eine Funktion des Konvektionskoeffizienten h, des Oberflächeninhalts A_s und der Differenz zwischen der Oberflächentemperatur T_s und einer Grenzschichttemperatur, die hier als die Umgebungstemperatur T_a definiert ist. In dem Fall der hierin offenbarten beispielhaften Ausführungsform teilen für die Einfachheit die Leistungstransistoren und die Motorwicklungen die gleiche Umgebungstemperatur innerhalb einiger Grad miteinander. Ėout – hAs(Ts – Ta) (5)
Wenn die Gleichungen (2), (4) und (5) in die Gleichung (1) eingesetzt werden, um die zugeordnete Energie im System zu summieren, wird deshalb die Beziehung in der thermischen Leistungsausgabe zwischen dem Silicium und dem Kupfer eine Funktion der Geometrie (l, A, A_s, V), der Masse, der Materialeigenschaften (σ, ρ, c, h) und der Temperatur.
Die Gleichung (6) kann nach der Oberflächentemperatur T_s aufgelöst werden, wobei dadurch in der Gleichung (7) zwei separate Temperaturen geliefert werden: eine Umgebungstemperatur T_a und eine Oberflächentemperatur T_s, die den Wert 25 der Substrattemperatur (oder die Motortemperatur) repräsentiert. Die Umgebungstemperatur T_a enthält die Konvektion vom Fahrzeug und der Controller-Elektronik. Die Oberflächentemperatur T_s enthält die Konvektion von den Leistungstransistoren des Inverters 20 oder des Motors 12. Der gemessene Wert 25 der Substrattemperatur (wie er linearisiert ist) wird durch einen Leitungsweg von den Leistungstransistoren getrennt. Dieser Leitungsweg wird betrachtet, wenn die Werte für h, A, ρ, V und c für das Substrat zugewiesen werden. Außerdem wird der I²R-Verlust im Silicium über einen thermische Leitungsweg übertragen, der durch k·A/L charakterisiert ist, wobei k der Koeffizient der thermischen Leitfähigkeit des Siliciumssubstrats ist. Die Betrachtung dieses k·A/L-Leitungsweges ist in Gleichung (7) für die Darstellung des Wertes 25 der Substrattemperatur (oder der Motortemperatur) nicht repräsentiert.
Es ist bemerkenswert, zu erkennen, dass die Gleichung (7) angibt, dass die Differenz in einer Änderung der Temperatur über die Umgebung zwischen dem Kupfer und dem Silicium durch die Materialeigenschaften (h, σ) und die Geometrie sowohl des Kupfers als auch das Siliciums charakterisiert ist, weil der Strom zwischen dem Silicium und dem Kupfer geteilt wird. Es wird der Grenzwert der Exponentialfunktion in Erinnerung gerufen, wie die Zeit gegen unendlich geht.
Der stationäre Temperaturanstieg über die Umgebung für das Substrat und den Motor wird nun offensichtlicher.
Um die Differenz der Gesamtänderung der Temperatur über der Umgebung zwischen dem Kupfer und dem Silicium festzustellen, wird das Verhältnis des stationären Temperaturanstiegs festgestellt. Es wird bemerkt, wie sich die Stromterme aufheben.
Die Gleichungen (7) und (8) veranschaulichen ein Prinzip, das verwendet werden kann, um die Temperaturschätzung zu implementieren. Bei genauer Untersuchung kann demonstriert werden, dass ein Filter (in diesem Fall erster Ordnung) und die Verstärkung implementiert werden können, um eine Antwort auf die gemessene Temperatur zu haben, die diese Ergebnisse verdoppeln würde, wenn die Umgebungstemperatur T_a als eine separate Komponente behandelt wird. Die Zeitkonstante in Gleichung (7) lautet
Wenn die Gleichung (7) auf das gemessene Silicium angewendet wird, wird die Zeitkonstante verwendet, um den Leitungsabschnitt aller drei Filter zu eichen, weil das Silicium tatsächlich gemessen wird. Mit anderen Worten, die Dynamik der gemessenen Substrattemperatur wird aufgehoben. Wenn die Gleichung (7) auf die Motorkupferwicklungen, den Magneten und die Leistungstransistoren angewendet wird, werden diese Zeitkonstanten verwendet, um den Nacheilungsabschnitt aller drei Filter zu eichen. Mit anderen Worten, die Dynamiken der Motorkupferwicklungen, des Magneten und der Leistungstransistoren werden geschätzt. Die Frequenz der Filter ist durch die Zeitkonstanten in der folgenden Gleichung bestimmt,
Die Verstärkungen sind durch das Verhältnis der stationären Delta-Temperaturen bestimmt, das in der Gleichung (8) beschrieben ist.
Eine beispielhafte Ausführungsform enthält ein Verfahren und ein System für die Temperaturschätzung des Siliciums der Leistungstransistoren, der Motorkupferwicklungen und der Rotormagneten eines Motors 12 gemäß der obenerwähnten Offenbarung und Analyse. Dies wird ausgeführt, indem wenigstens eine Temperatur, in diesem Fall am Substrat der Leistungstransistoren, gemessen wird. Diese gemessene Temperatur wird dann verarbeitet, um unter Verwendung der obenerwähnten Filterschätzung alle drei Temperaturen zu schätzen.
Vorwärtsregelungs-Parameterschätzung und -Temperaturschätzung
Eine beispielhafte Ausführungsform enthält ein Motorsteuerungsverfahren und -system, die einen Prozess für die Temperaturschätzung des Siliciums der Leistungstransistoren, der Motorkupferwicklungen und der Rotormagneten gemäß der obenerwähnten Offenbarung und Analyse verwenden, um die Schätzung der Motorparameter zu unterstützen. Dies wird ausgeführt, indem wenigstens eine Temperatur, in diesem Fall am Substrat der Leistungstransistoren, gemessen wird. Diese gemessene Temperatur wird dann verarbeitet, um unter Verwendung der Filterschätzung, der obenerwähnten Analyse, die oben bereitgestellt worden ist, alle drei Temperaturen zu schätzen.
Eine beispielhafte Ausführungsform enthält ein Verfahren und ein System für die Vorwärtsregelungs-Parameterschätzung, durch das die tatsächlichen Motorbetriebstemperaturen und -parameter geschätzt werden können. 2 stellt einen Blockschaltplan dar, um eine beispielhafte Ausführungsform zu verwirklichen. Die erforderliche Verarbeitung zum Ausführen des offenbarten Verfahrens kann, muss aber nicht im Controller 18 ausgeführt werden. Eine derartige Verarbeitung kann außerdem zu oder über verschiedene im System 10 vorgesehene Vorrichtungen verteilt werden, wie es gewünscht und notwendig ist, um den Erfindungsgegenstand herzustellen. Unter Bezugnahme auf 1 wird außerdem ein Temperatursensor 13 verwendet, um die Temperatur des Motor-Controllers 18 für einen Elektromotor 12 direkt zu messen. Der Temperatursensor 13 ist vorzugsweise an einem (nicht gezeigten) Substrat der Leistungstransistoren befestigt, das eine Komponente des Motor-Controllers 18 oder des Inverters 20 ist. Es sollte angegeben werden, dass der Temperatursensor 13, wie er beschrieben worden ist, außerdem an anderen Orten angeordnet sein kann, wie es praktische Überlegungen gestatten. Außerdem kann sich die Anordnung ebenfalls innerhalb des Motors 12, des Controllers 18 oder des Inverters 20 oder außerhalb befinden. In jedem Fall ist eine geeignete Berücksichtigung der thermodynamischen Überlegungen bevorzugt, um die Erzeugung eines genauen thermischen Modells sicherzustellen. In einer beispielhaften Ausführungsform werden die Motorparameter als eine Funktion der Temperatur geschätzt und kompensiert. Um die Kompensation und die Schätzung noch weiter zu verbessern und um noch dazu die Kostenauswirkungen der zusätzlichen Sensoren anzusprechen, wird die Anwendung mehrerer Sensoren durch die weitere Schätzung der Temperaturen im Motor-Controller 18 und im Elektromotor 12 verringert. Deshalb sind hierin mehrere Ausführungsformen offenbart, die verschiedene Mittel für die Temperaturbestimmung und schließlich für die Schätzung der Motorparameter offenbaren.
Es wird abermals auf 2 Bezug genommen, wobei, um eine Temperaturschätzung zu bestimmen, der Ausgang eines Temperatursensors 13, das Temperatursignal 23, durch einen Linearisierungsfunktionsmechanismus 15 übertragen wird, um die Nichtlinearitäten in der Messung zu kompensieren. Die Linearisierungsfunktionsmechanismen sind im Stand der Technik wohlbekannt und können entweder Hardware- oder Software-Ausführungsformen oder eine Kombination aus beiden umfassen. Danach wird das linearisierte Temperatursignal, das als der Wert 25 der Substrattemperatur bezeichnet ist, zu einem Temperaturschätzprozess 100 gelenkt, dessen Ausgang die Temperaturschätzung 70 repräsentiert.
Ein Beispiel eines Temperaturschätzprozesses 100, wie er in 2 dargestellt ist, kann ein einfaches Tiefpassfilter umfassen, das eine Kappungsfrequenz besitzt, die dafür bestimmt ist, die thermische Zeitkonstante des Motors zu schätzen. Es ist jedoch festgestellt worden, dass selbst bei einer sorgfältigen Einstellung der Zeitkonstanten eines derartigen Temperaturschätzprozesses 100 das Übergangsverhalten immer noch einen Fehler zwischen der tatsächlichen Temperatur des Motors und der Temperaturschätzung 70 zeigen kann, insbesondere unter dynamischen Bedingungen. Deshalb kann, um die Übergangsgenauigkeit der Filterschätzung zu verbessern, eine Filterstruktur wie z. B. jene, die in 3 gezeigt ist, verwendet werden, die außerdem Nacheilungs-, Voreilungs-/Nacheilungs- und/oder Nacheilungs-/Voreilungs-Filter verwendet. 4 veranschaulicht eine Einheitssprungantwort einer beispielhaften Voreilungs-/Nacheilungs-Filterschätzung im Vergleich mit sowohl der tatsächlichen Motortemperatur als auch der tatsächlichen Motor-Controller-Temperatur. Es ist ein Fehler in den Filterparametern eingeführt worden, um zu veranschaulichen, wie die geschätzte Antwort der gewünschten Antwort selbst bei der Variation der Filterparameter genau ähnelt.
In einer beispielhaften Ausführungsform, wie sie in 5 dargestellt ist, werden mehrere Temperaturschätzfilter verwendet, um die Temperaturschätzung und dadurch die Schätzung der Motorparameter zu unterstützen. In der Figur sind tatsächlich drei separate Schätzfilter dargestellt, die dazu dienen, in einer beispielhaften Ausführungsform drei Betriebstemperaturen zu schätzen: die Temperatur des Siliciums des Motor-Controllers, die Temperatur des Motormagneten und die Temperatur der Kupferwicklung des Motors. Im Folgenden werden die drei Temperaturschätzfilter als das Siliciumtemperatur-Schätzfilter 40, das Magnettemperatur-Schätzfilter 50 und das Kupferwicklungstemperatur-Schätzfilter 60 bezeichnet. Es ist wichtig, zu erkennen, dass, während die offenbarte beispielhafte Ausführungsform drei Filter und drei geschätzte Temperaturen identifiziert, dies nicht als einschränkend betrachtet werden sollte. Es ist klar, dass die Temperaturschätzung auf so viele Temperaturschätzungen oder Parameterschätzungen angewendet werden kann, wie es für die Schätzung erwünscht und praktisch ist, oder um die Genauigkeit oder die Antworteigenschaften der Schätzung zu verbessern.
5 stellt den Blockschaltplan dar, der die Verarbeitung des Wertes 25 der Substrattemperatur veranschaulicht (ebenso 2). Wie zu sehen ist, wird der Wert 25 der Substrattemperatur zum Siliciumtemperatur-Schätzfilter 40, zum Magnettemperatur-Schätzfilter 50 und zum Kupferwicklungstemperatur-Schätzfilter 60 gesendet. In dieser Weise werden unter Verwendung eines einzigen Temperatursignals 23 vom Temperatursensor 13 mehrere Temperaturschätzung(en) 70 erzeugt, die umfassen: 70a für die Siliciumtemperaturschätzung, 70b für die Magnettemperaturschätzung bzw. 70c für die Kupfertemperaturschätzung.
In 5 sind in einer Ausführungsform die Silicium-, Magnet- und Kupferwicklungs-Temperaturschätzfilter 40, 50 und 60 als Filter erster Ordnung implementiert. Abermals werden Voreilungs-/Nacheilungsfilter und Nacheilungs-/Voreilungsfilter ausgewählt, weil die Gleichung 7 angibt, dass eine derartige Filterimplementierung eine genaue Schätzung mit den erwarteten Antworteigenschaften bereitstellt. Der Bereich der Voreilungs- und Nacheilungsfilter und der Verstärker für die Verstärkung ist so vorgesehen, dass er mehrere Niveaus der thermischen Controller- und Motorkopplung, der Anordnung im Fahrzeug, der Konvektionsschemata, der Leistungsverteilung und der Kühlkörper-Fähigkeit abdeckt. In Abhängigkeit von den obenerwähnten thermischen Eigenschaften zwischen dem Motor und dem Controller könnte der Verstärker für die Verstärkung kleiner als eins, eins oder größer als eins sein. Wie in 6 gezeigt ist, liegt in einer beispielhaften Ausführungsform der Nacheilungsfrequenzbereich des Siliciumtemperatur-Schätzfilters 40 zwischen etwa 53 μHz (Mikrohertz) und etwa 320 μHz, während der Voreilungsfrequenzbereich zwischen etwa 53 μHz und etwa 160 μHz liegt. Der Nacheilungsfrequenzbereich des Magnettemperatur-Schätzfilters 50 liegt zwischen etwa 35 μHz (Mikrohertz) und etwa 80 μHz, während der Voreilungsfrequenzbereich zwischen etwa 53 μHz und etwa 160 μHz liegt. Der Nacheilungsfrequenzbereich des Kupferwicklungstemperatur-Schätzfilters 60 liegt zwischen etwa 35 μHz (Mikrohertz) und etwa 80 μHz, während der Voreilungsfrequenzbereich zwischen etwa 53 μHz und etwa 160 μHz liegt. Die Temperaturschätzfilter (z. B. 40, 50 und 60) enthalten jeweils eine Option, die Nullstellen oder die Kombination aus der Nullstelle und dem Pol zu sperren, was ein Tiefpassfilter bzw. eine Einheitsverstärkung liefert. Es ist klar, dass die Temperaturschätzfilter 40, 50 bzw. 60 unter Verwendung verschiedener Verfahren implementiert werden können, ein schließlich sowohl passiver, aktiver, diskreter, digitaler und dergleichen als auch Kombinationen aus diesen, aber nicht auf diese eingeschränkt. In einer beispielhaften Ausführungs form ist z. B. jedes der Temperaturschätzfilter 40, 50 und 60 digital implementiert und arbeitet mit der Rate von etwa 128 Millisekunden. Außerdem sollte ebenfalls angegeben werden, dass die Verstärker für die Verstärkung, die in den Figuren dargestellt sind, für die Klarheit und Vollständigkeit enthalten sind. Es ist wohlbekannt, dass derartige Verstärker für die Verstärkung, die bei jedem der Temperaturschätzfilter 40, 50 und 60 dargestellt sind, wie die Filter unter Verwendung zahlreicher Variationen, Konfigurationen und Topologien für die Flexibilität implementiert sein können.
Es ist bemerkenswert, zu erkennen und einzusehen, dass es eine lange Zeit dauert, bis sich die Temperaturen des Motors 12 und des Substrats nach einem Abschalten des Systems ausgleichen, falls die Temperaturen des Motors und des Substrats beim Abschalten signifikant verschieden waren, weil die thermische Zeitkonstante einer Motorwicklung relativ lang ist (über 20 Minuten). Wenn das System anschließend abermals "eingeschaltet" wird, kann eine derartige Differenz die Einführung eines Fehlers in die Temperaturschätzungen verursachen. Um diese Anomalie anzusprechen, wird beim Anlegen der Leistung ein Initialisierungsschema verwendet, das den Einfluss der obenerwähnten Temperaturunterschiede verringert. In einer Ausführungsform wird nach der Linerarisierung des Temperatursignals 23, wie es durch den Temperatursensor 13 gemessen wird, ein Initialisierungssignal 80 für die Initialisierung der Silicium-, Magnet- und Kupfer-Temperaturschätzfilter 40, 50 bzw. 60 auf den Wert 25 der Substrattemperatur bereitgestellt. Es ist außerdem bemerkenswert, zu erkennen, dass eine derartige Initialisierung einen Versatzfehler in die Motortemperaturschätzung einführen kann, wobei eine relativ lange Zeit erforderlich sein könnte, bis er signifikant verringert oder beseitigt ist. Im Ergebnis kann das System 10 eine verringerte Drehmomentgenauigkeit erfahren, bis der Fehler ausreichend verringert ist. Ein derartiger Versatzfehler kann in einigen Anwendungen akzeptabel sein und in anderen jedoch zu beanstanden sein, wobei sich deshalb hochentwickeltere Initialisierungsschemata als vorteilhaft erweisen können.
Demgemäß kann eine alternative Ausführungsform zusätzliche Initialisierungsprozesse enthalten, durch die der Temperaturschätzprozess 100 (der z. B. 40, 50 und 60 umfasst) bis zu einem derartigen Zeitpunkt, zu dem die Temperaturschätzung 27 vom Temperaturschätzprozess 100 einen stationären Wert erreicht, fortgesetzt ausgeführt wird, nachdem das System 10 abgeschaltet worden ist. Falls der Temperaturschätzprozess 100 immer noch ausgeführt wird, wenn das System aktiviert wird, dann würde keine Initialisierung für den Temperaturschätzprozess 100 erforderlich sein.
Eine noch weitere beispielhafte Ausführungsform spricht den Schätzfilter-Initialisierungsfehler durch das Initialisieren des digitalen Temperaturschätzprozesses 100 mit verringertem Fehler unter Verwendung der Informationen von einem weiteren Sensor, sollte er verfügbar sein, an. In einer derartigen beispielhaften Ausführungsform kann z. B. die Kühlmitteltemperatur des Motors verfügbar sein und verwendet werden. Wenn z. B. T_e die Zeit ist, damit der Motor um 63% abkühlt, dann gilt
wobei T_e die Kühlmitteltemperatur des Motors ist, T_a eine Umgebungstemperatur ist und T_e0 die Kühlmitteltemperatur des heißen Motors ist, wenn die Zündung zuerst ausgeschaltet wird. Um die Länge der Zeit, seit die Zündung ausgeschaltet gewesen ist, zu approximieren, kann die Gleichung (9) als
umgeschrieben werden.
Wenn τ_cu und τ_m die Zeiten sind, bis die Motorwicklungen bzw. die Magneten um 63% abkühlen, dann gilt
wobei T_cu und T_m die Temperaturen der Motorwicklung und des Magneten sind, während T_cu0 und T_m0 die Temperaturen der heißen Motorwicklung und des heißen Magneten sind, wenn die Zündung zuerst ausgeschaltet wird. Durch das Einsetzen der Gleichung (10) in die Gleichungen (11) und (12) können die Temperaturen der Motorwicklung und des Magneten in Form von eichbaren Zeitkonstanten, aufgezeichneten Abschalttemperaturen und der anfänglichen Kühlmitteltemperatur des Motors initialisiert werden:
Es ist bemerkenswert, zu erkennen, dass der Multiplikationsterm mit den momentanen und letzten Kühlmitteltemperaturen des Motors T_e und T_e0 ein Bruch zwischen null und eins ist, der die Änderung der letzten aufge zeichneten Temperaturen T_cu0 und T_m0 angibt, seit das System zuletzt abgeschaltet war. Das Produkt aus diesen zwei Termen (aus den Gleichungen (13) und (14)) wird dann verwendet, um die digitalen Temperaturfilter zu initialisieren. Wenn der Bruchterm null ist, wird das digitale Filter ebenso auf null initialisiert, wobei die Temperaturen der Motorwicklung und des Magneten gleich der Umgebungstemperatur werden, wie vorher initialisiert worden ist. Es sollte angegeben werden, dass viele der Gleichungen als materialspezifisch dargestellt sind. Diese Gleichungen können jedoch verallgemeinert werden, damit sie für jedes interessierende Material gelten, indem die geeigneten Tiefstellungen in der Gleichung ersetzt werden. Die Gleichung (14), die für das magnetische Material spezifisch ist, könnte z. B. verallgemeinert werden, indem wie folgt ersetzt wird:
wobei die m-Tiefstellungen durch ein x ersetzt sind, um eine verallgemeinerte Anwendung auf ein weiteres Material anzugeben.
Die Ausführungsform, wie sie offenbart ist, kann unter Verwendung von zwei 2-dimensionalen Nachschlagtabellen für jeden digitalen Filteranfangswert implementiert werden. 7 stellt eine Implementierung der Gleichungen (1) und (14) dar, um das Filterinitialisierungssignal 80 für die Magnet- und Kupferwicklungs-Filter 80a bzw. 80b zu erzeugen. Die Nachschlagtabellen 86 bzw. 88 können lineare Interpolation, Quantisierung und dergleichen verwenden, um die Größe oder die Anzahl der Einträge in der Tabelle zu verringern. Es sollte klar sein, dass, während eine beispielhafte Ausführungsform offenbart ist, die eine Initialisierung für die Mag net- und Kupferfilter (z. B. 50 und 60) identifiziert, eine derartige Ausführungsform gleichermaßen auf jedes verwendete Schätzfilter anwendbar ist.
In einer noch weiteren beispielhaften Ausführungsform wird die oben umrissene Offenbarung abermals mit zusätzlicher Filterung und Schätzung ergänzt. Das oben umrissene Schema schafft ein Verfahren zum Verbessern der Initialisierung der Schätzfilter 40, 50 und 60 (5) unter besonderen Betriebsbedingungen. Jedes der Schätzfilter 40, 50 und 60 (5) verwendet die Umgebungstemperatur T_a als einen der Terme in der (den) Initialisierungsgleichung(en) (z. B. den Gleichungen (13) und (14)), um das Initialisierungssignal 80 zu formulieren. Es wird angegeben, dass unter einer besonderen Betriebsbedingung, bei der sich die Umgebungstemperatur T_a signifikant ändert, Fehler eingeführt werden können, nachdem die anfängliche Umgebungstemperatur aufgezeichnet worden ist, z. B. wenn der Schätzprozess 100 unter extrem kalten Bedingungen initialisiert wird, und dann das Heizen verursacht, dass die Umgebungstemperatur signifikant ansteigt. Bei eingehender Untersuchung der Gleichungen (7) und (8) sollte es außerdem offensichtlich sein, dass abermals ein einfaches Filter und eine einfache Verstärkung verwendet werden können, um die Delta-Temperatur (z. B. die Änderung der Temperatur über die Umgebung) aus einem gemessenen Strom und einen gemessenen Widerstand genau zu schätzen, wenn die Umgebungstemperatur als eine separate Komponente behandelt wird. In einer Ausführungsform wird ein Tiefpassfilter erster Ordnung verwendet, um die gewünschte Antwort zu simulieren. 8 stellt einen Blockschaltplan eines Motortemperatur-Schätzfilters 150 dar, das diese Methodologie verwendet. Ein alternatives Motor-Delta-Temperatur-Schätzsignal 27a wird durch das Motortemperatur-Schätzfilter 150 erzeugt. Unter Verwendung dieser alternativen Mittel der Motor-Delta-Temperatur-Schätzung als Referenz kann die bei der Initialisierung aufgezeichnete Umgebungstemperatur eingestellt werden, wo es geeignet ist. Diese alternative Motor-Delta-Temperatur-Schätzung kann von einer Stromschätzung und den Merkmalen einer Schätzung des Motorwiderstands, die hierin offenbart sind, verarbeitet werden. Die Änderung der Motortemperatur ohne andere beitragende Faktoren, die nur die Konvektion anspricht, kann in der folgenden Gleichung vereinfacht werden: ΔTm = I2RmRtherm(1 – e–t/τ), (15)wobei I einen Spitzenphasenstrom des Motors (z. B. den wärmeerzeugenden Gesamtstrom) repräsentiert, R_in den Widerstand des Motors repräsentiert, wie er durch die hierin offenbarten Ausführungsformen geschätzt werden kann, und R_therm den der Konvektion zugeordneten thermischen Widerstand repräsentiert, wobei .. die thermische Zeitkonstante repräsentiert, die mit der Wärmeübertragung durch den Motor 12, das System 10 und das Temperatursteuerungssystem in Beziehung steht. In einer Ausführungsform schafft ein eichbares Filter 152 das Zeitelement, während eine Verstärkung 154 für den thermischen Widerstand R_therm und die anderen Systemvariable sorgt. Diese anderen Variable enthalten die Konvektion und die Wärmeübertragung vom Controller. In einer Ausführungsform kann das eichbare Filter 152 ein Tiefpassfilter erster Ordnung sein. Obwohl sich die Zeitkonstante der vom Controller übertragenen Wärme vom Motor verändern kann, trägt sie so wenig wie 10–15°C bei. Es sollte angegeben werden, dass diese Delta-Temperatur-Schätzung als eine Motor-Delta-Temperatur-Schätzung implementiert ist. Es folgt deshalb, dass eine Silicium- oder Magnet-Delta-Temperatur-Schätzung ebenso in einer ähnlichen Weise implementiert werden kann.
In 9 stellt ein Blockschaltplan das kombinierte Umgebungstemperaturschätz-/Initialisierungsschema dar, das mit dem Schätzprozess 100 integriert ist. Diese zwei Zugänge schaffen zwei Verfahren zum Schätzen der Änderung der Oberflächentemperatur aus der Gleichung (7) ohne eine Schätzung der Umgebungstemperatur T_a. Während das erste Verfahren erfordert, dass vor der Filterung eine gemessene Umgebungstemperatur T_a bekannt ist, erfordert das zweite Verfahren dies nicht. Wenn diese zwei Methodologien kombiniert werden, ist deshalb eine Schätzung der Umgebungstemperatur T_a das Ergebnis. Dies ist in 9 für das Kupfertemperatur-Schätzfilter 60 veranschaulicht, wie es implementiert sein kann. Es sollte angegeben werden, dass das Motortemperatur-Schätzfilter 150, wie es in 8 dargestellt ist, weiter vereinfacht werden kann, um die Leichtigkeit der Implementierung und der Verarbeitungslast für den Controller 18 zu unterstützen, indem abermals eine Nachschlagtabelle 156 verwendet wird.
Es kann die Standardbedingung oder der Standardbetrieb sein, die anfängliche Substrattemperatur 25 beim Einschalten als die anfängliche Umgebungstemperatur T_a zu verwenden. Es kann eine Prüfung des Genauigkeitsbereichs verwendet werden, um zu bestimmen, ob die offenbarte Umgebungstemperaturschätzung notwendig ist und verwendet wird, um die anfängliche Umgebungstemperatur zu kompensieren. Ähnlich zu den vorhergehenden Schätzmethodologien kann ein weiteres (nicht gezeigtes) Filter verwendet werden, um einen langsamen und glatten Übergang von einer anfänglichen Schätzung der Umgebungstemperatur zu einer neuen Schätzung der Umgebungstemperatur zu schaffen. Ein Versatzterm für die Abgleicheinstellung ist außerdem enthalten, um eine konstante Wärmeübertragung, bekannte Fehler oder nicht erwartete Fehler und Vorbelastungen zu berücksichtigen. Wenn diese Delta-Motor- Temperatur-Schätzung 27 von der geschätzten Temperatur (in diesem Fall der Wicklungskupfer-Temperaturschätzung 70c) subtrahiert wird, ist das Ergebnis eine Schätzung der Umgebungstemperatur T_a. Die geschätzte Umgebungstemperatur kann danach verwendet werden, um die entsprechenden Temperaturschätzungen, z. B. 70a, 70b und 70c, zu kompensieren, wie beim Umgebungstemperatur-Kompensator 158 dargestellt ist.
Es sollte angegeben werden, dass diese beispielhafte Ausführungsform nur ein Filter bei der Schätzung einer Umgebungstemperatur T_a verwendet (das z. B. mit dem Kupferschätzfilter 60 dargestellt ist), wie in 9 dargestellt ist. Die gleiche Umgebungstemperaturschätzung kann für zusätzliche Parametertemperatur-Schätzfilter verwendet werden, muss dies aber nicht. Für die Magnettemperaturschätzung kann z. B. das gleiche Schema verwendet werden, für das Siliciumschätzfilter jedoch sollte eine zusätzliche Versatzeichung zur Umgebungstemperaturschätzung hinzugefügt werden, um den vorher erwähnten Unterschied der Umgebungstemperaturen für den Controller 18 und den Motor 12 zu berücksichtigen. Außerdem sollte angegeben werden, dass der Anfangswert des gemessenen Wertes 25 der Substrattemperatur als die Umgebungstemperatur T_a während der Dauer des Systembetriebs innerhalb eines erforderlichen Schwellenwertes angemessen sein kann. Dann wird, falls oder wenn die Umgebungsschätzung einen derartigen Schwellenwert überschreitet, wie es während einer übermäßigen Erwärmung des Controllers oder des Fahrzeugs auftreten kann, der Anfangswert durch einen zusätzlichen Umgebungstemperatur-Schätzprozess kompensiert, der dem (Kupfer-)Schätzfilter 60 folgt. Es sollte außerdem angegeben werden, dass die kompensierte Umgebungstemperaturschätzung ferner eine eingestellte Skalierung in Reaktion auf die nun im Kupferschätzfilter 60 angewendete Verstärkung erfordern kann.
In 10 ist ein Blockschaltplan, der einen Vorwärtsregelungs-Parameterschätzprozess 110 darstellt, der den obenerwähnten Temperaturschätzprozess 100 (die obenerwähnten Temperaturschätzprozesse) verwendet, dargestellt. Das Ableiten genauer Temperaturschätzungen für die verschiedenen Motor- und Systemkomponenten unterstützt die Schätzung und die Berechnung der Werte der Motorparameter und daher die Bestimmung der genauen Betriebsspannung, um den Motor 12 zu beherrschen (siehe außerdem 11). Abermals können in einer Ausführungsform die Berechnungen entweder unter Verwendung von Nachschlagtabellen, um die Verarbeitung zu vereinfachen und zu beschleunigen, oder durch das Lösen der Gleichungen ausgeführt werden. Sowohl 10 als auch 11 veranschaulichen ein Beispiel, wie derartige Temperaturschätzdaten verarbeitet werden können, um den Motorschaltungs-Gesamtwiderstand und die Motorkonstante und danach die richtige Motorbetriebsspannung in Reaktion auf die Temperaturänderungen zu berechnen. Die nominellen Parameterwerte 82 (in diesem Fall sowohl für den Widerstand des Transistorsiliciums als auch den Widerstand des Motorkupfers und die Motorkonstante K_e) werden zusammen mit den Temperaturschätzungen 70 als Eingaben in die entsprechenden Parameterberechnungsblöcke 90, 92 und 94 verwendet. Die Gleichungen von allen drei Parameterberechnungsblöcken 90, 92 und 94 besitzen die folgende Form: tatsächlicher Parameterwert = (nomineller Wert@Tnom)·(1 + thermischer Koeffizient·(Tact – Tnom)) (16)wobei T_nom die Temperatur ist, bei der der nominelle Parameterwert definiert ist, "thermischer Koeffizient" der thermische Koeffizient des thermisch empfindlichen Materials des Parameters, der berechnet wird, (wie z. B. der Temperaturkoeffizient des spezifischen elektrischen Widerstandes des Kupfers für den Motorwiderstand) ist und T_act die tatsächliche Temperatur des Materials ist.
Es sollte jedoch angegeben werden, dass die graphische Darstellung in 10 drei Temperaturschätzungen 70a, 70b und 70c (z. B. Silicium, Kupfer und Magnet) darstellt, die bei der Parameterberechnung verwendet werden. Es sollte jedoch offensichtlich sein, dass die gleiche Technik, die in 10 gezeigt ist, logisch unter Verwendung irgendeiner Anzahl von Temperaturschätzungen angewendet werden kann.
Die verbesserte Rückkopplungs-Parameterschätzung
Die Vorwärtsregelungs-Parameterschätzung schafft ein Mittel mit offener Schleife zum Approximieren der Variationen der Motorparameter mit der Temperatur. Weil die Modelle nicht exakt genau sind, gibt es selbst bei einer derartigen Schätzung immer noch einen Fehler in den Temperaturschätzungen. Außerdem kann die Lebensdauerverschlechterung der Werte der Maschinenparameter nicht berücksichtigt und kompensiert werden. Schließlich können die Parameteränderungen, die auf die Formvariation zurückzuführen sind, nur unter Verwendung einer 100%-Teil-Bewertung und -Eichung angesprochen werden, die zusätzliche Zeit und Kosten für die Herstellung erfordern würden. Ein Zugang mit geschlossener Schleife (Rückkopplungszugang), der Fehlerintegratoren verwendet, erlaubt die Kompensation der sich langsam ändernden Form- und Lebensdauer-Variationen. Es können außerdem die Fehler in den Temperaturschätzungen, die zu Fehlern der Parameterschätzung führen, kompensiert werden.
Eine beispielhafte Ausführungsform enthält einen oder mehrere bedingte Integratoren zum Akkumulieren und Korrigieren der Fehler sowohl des Widerstandes R der Motorschaltung als auch der Fehler der Motorkonstanten K_e. Die Integrationsbedingungen sind durch die Genauigkeit der Fehlersignale für jeden Integrator bestimmt. Außerdem tritt die Fehlerintegration für die R-Schätzung im Befehlsbereich niedriger Geschwindigkeit/hohen Drehmoments des Motorbetriebs auf, während die Fehlerkorrektur für K_e in einem Befehlsbereich hoher Geschwindigkeit/niedrigen Drehmoments auftritt. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, dass bei niedrigen Geschwindigkeiten die Gleichung für das Widerstandsfehlersignal genauer ist, während bei hohen Geschwindigkeiten die Gleichung für das K_e-Fehlersignal genauer ist.
11 stellt eine kombinierte Vorwärtsregelungsmethodologie 120 und Rückkopplungsmethodologie 130 für die Parameterschätzung dar, wie sie durch den Controller 18 implementiert sein und ausgeführt werden kann. Im Allgemeinen wird in einem Spannungssteuerungsschema ein Drehmomentbefehlssignal T_CMD 28, das den gewünschten Drehmomentbefehl identifiziert, zusammen mit der aktuellen Motorgeschwindigkeit ω verwendet, um die Befehle für die Spannung und den Phasenvorschubwinkel δ für den Motor zu erzeugen. Außerdem kann das Drehmomentbefehlssignal T_CMD 28 eine Begrenzung der Enveloppe und der Größe oder eine andere derartige Verarbeitung und dergleichen enthalten, um die Signaleigenschaften zu steuern. Der Controller 18 kann außerdem eine derartige Verarbeitung enthalten, wobei die Motorsteuerung und die Schätzverarbeitung, wie sie in einem inversen Motormodell 112 vorhanden sein können, außerdem die Schätzungen der Motorparameter, wie z. B. des Widerstands R, der Induktivität L und der Motorkonstanten K_e, ausnutzen können.
Die Ausführungsform enthält außerdem die bedingten Integratoren 104 und 106 (die z. B. ihre Eingänge nur unter vorgegebenen Bedingungen integrieren), um sowohl den Widerstand R der Motorschaltung (104) als auch die Motorkonstante K_e (106) zu korrigieren. Die bedingten Integratoren sprechen auf ein Drehmomentfehlersignal 204 an, das über den Vergleich eines bei 108 erzeugten geschätzten Drehmoments 206 mit einer zeitverschobenen Version des T_CMD 28, die als der verzögerte Drehmomentbefehl 202 bezeichnet wird, erzeugt wird. Es ist klar, dass, indem bemerkt wird, dass der drehmomenterzeugende Strom I_q zum Drehmoment direkt proportional ist, irgendeine der zwei analogen Größen in diesem Zugang verwendet werden kann. Im Folgenden werden das Drehmoment und der Drehmomentstrom äquivalent behandelt.
Der Drehmomentschätzprozess 108 verwendet eine Messung, die den drehmomenterzeugenden Strom oder I_q des Motors (der außerdem als die "reelle", "Quadratur"- oder "Drehmoment"-Komponente des Motorstromvektors bezeichnet wird) repräsentiert, und die Motorgeschwindigkeit ω als Eingänge. Es wird eine geeignete Skalierung angewendet, um den Vergleich des gemessenen drehmomenterzeugenden Stroms I_q mit dem aus dem Drehmomentbefehl T_CMD 28 bestimmten erwarteten Wert zu unterstützen. Eine bei 114 zwischen dem T_CMD 28 und der Vergleichsoperation dargestellte geeignete Verzögerung wird angewendet, um sicherzustellen, dass der gemessene I_q mit dem T_CMD, mit dem er verglichen wird, zeitlich kohärent ist, um dadurch einen verzögerten Drehmomentbefehl 202 zu erzeugen. Der neueste geschätzte Wert der kombinierten Vorwärtsregelungs- und Rückkopplungs-Motorkonstantenschätzung K_eEST wird im Skalierungsprozess verwendet. Weil das Drehmoment gleich K_e·I_q ist, kann entweder der verzögerte Drehmomentbefehl 202 durch K_eEST divi diert werden, um eine Variable des befohlenen Drehmomentstroms zu erzeugen, um sie mit dem berechneten I_q zu vergleichen, umgekehrt kann I_q mit K_eEST multipliziert werden, um eine berechnete Drehmomentschätzung T_EST 206 zu erzeugen, und mit dem verzögerten Drehmomentbefehl 202 verglichen werden. Das Letztere ist in 11 dargestellt. Im Begrenzungsprozess 122 wird der Bereich des durch den Vergleich erzeugten Drehmomentfehlersignals 204 überprüft, wobei es ignoriert wird, falls das Drehmomentfehlersignal 204 eine ausgewählte Grenze übersteigt. Andernfalls wird das Drehmomentfehlersignal 204 dem bedingten Integrator 104 für den Widerstand zugeführt. Ähnlich wird das Drehmomentfehlersignal 204 dem bedingten Integrator 106 für die Motorkonstante K_e zugeführt.
Ein zusätzlicher Ausgang des Drehmomentschätzprozesses 108 ist ein Signal, das darstellt, dass der gemessene Wert von I_q gültig ist oder innerhalb gewählter Fehlergrenzen liegt. Der Betrieb der bedingten Integratoren kann als eine Funktion dieser Gültigkeitsbedingung verriegelt sein, um sicherzustellen, dass die Integratoren nur unter ausgewählten Bedingungen arbeiten. Der I_q-Meßeingang in den Drehmomentschätzprozess 108 kann z. B. nicht verfügbar sein oder eine geringere Genauigkeit aufweisen. Die bedingten Integratoren 104 und 106 werden verwendet, um Rückkopplungskorrekturen für den Widerstand R und die Motorkonstante K_e als Antwort auf das Drehmomentfehlersignal 204 zu erzeugen. Die Integrationsbedingungen sind durch die Genauigkeit des an jeden Integrator angelegten Drehmomentfehlersignals 204 bestimmt. Außerdem tritt die Fehlerintegration für die Widerstandsschätzung im Befehlsbereich niedriger Geschwindigkeit/hohen Drehmoments des Motorbetriebs auf, während die Fehlerintegration für die Motorkonstante K_e in einem Befehlsbereich hoher Geschwindigkeit/niedrigen Drehmoments auftritt. Es ist klar, dass bei niedrigen Geschwindigkeiten die Gleichung für das Widerstandsfehlersignal (z. B. die Gleichung 23) genauer ist; während bei hohen Geschwindigkeiten die Gleichung für das K_e-Fehlersignal (z. B. die Gleichung 25) genauer ist.
Die bedingten Integratoren 104 und 106 arbeiten selbst als eine Funktion zahlreicher Eingangssignale, um die gewählten Integrationsbedingungen herzustellen. In einer beispielhaften Ausführungsform werden die Motorgeschwindigkeit ω, der Motordrehmomentbefehl T_CMD 28, ein Ratenmerker 208 und ein Schätzung-Gut-Merker, wie früher erörtert worden ist, verwendet, um die gewünschten Integrations-Enveloppen weiter zu definieren. Es ist bemerkenswert, zu erkennen, dass die Motorgeschwindigkeit ω verwendet wird, um die Genauigkeit der Fehlergleichungen zu verbessern, die für die Schätzung verwendet werden. Wie hierin oben beschrieben worden ist, zeigen die Rückkopplungskompensationsgleichungen eine verbesserte Genauigkeit in verschiedenen Geschwindigkeitsbereichen für zahlreiche Motorparameter. Andererseits erreicht, wie früher dargelegt worden ist, die Widerstandsschätzung in der Gleichung (23) bei I_q = 0 unendlich. Deshalb müssen die Befehle für niedriges Drehmoment aus der Integrationskomponente der Schätzung für den Widerstand ausgeschlossen werden. Ähnlich erreicht die K_e-Schätzung in der Gleichung (25) bei ω = 0 unendlich, wobei folglich die Bedingung des Blockierens des Motors und/oder niedriger Geschwindigkeit aus der K_e-Integration ausgeschlossen werden sollte. Außerdem ist es bemerkenswert, zu erkennen, dass die Schätzung des Widerstandsfehlers für niedrige Geschwindigkeiten genauer ist, während die Schätzung der Motorkonstanten für niedrige Drehmomente genauer ist.
Der Schätzung-Gut-Merker schafft eine Verriegelung mit der Schätzberechnung für jene Betriebsbedingungen, bei denen die Drehmomentschätzung vom Drehmomentschätzprozess 108 nicht gültig sein kann. Unter bestimmten Betriebsbedingungen kann z. B. der Algorithmus, der verwendet wird, um den Drehmomentbefehl zu ermitteln, eine Verschlechterung der Genauigkeit erleiden oder nicht deterministisch sein. Eine derartige Bedingung, die verwendet wird, um die Drehmomentschätzung für ungültig zu erklären, besteht, wenn der Motor 12 im Quadranten II oder IV arbeitet, d. h., wenn sich der Drehmomentbefehl und die Geschwindigkeit ω in entgegengesetzten Richtungen befinden. Derartige Bedingung treten auf, wenn es Umkehrungen des Drehmoments und der Richtung gibt.
In einer noch weiteren Ausführungsform können die bedingten Integratoren außerdem eine Funktion zusätzlicher Bedingungen und Kriterien sein. Zusätzliche Zwangsbedingungen können z. B. bei den Integrationen verwendet werden. In dieser Ausführungsform wird außerdem ein Ratenmerker verwendet, um Bedingungen zu identifizieren, wenn die spektralen Inhalte des Drehmomentbefehls unerwünscht sind und folglich die Integration gesperrt werden sollte. In diesem Fall wird ein Ratenmerker 208 durch jeden der bedingten Integratoren 104 und 106 als eine Verriegelung in der Rückkopplungs-Schätzberechnung unter Übergangsbedingungen verwendet. Der Ratenmerker 208 gibt an, dass die spektralen Inhalte des Drehmomentbefehls T_CMD 28 unter einer ausgewählten Frequenzschwelle liegen. Eine Verriegelung dieser Art ist erwünscht, um die Einbeziehung von Beiträgen zum Drehmomentfehler, die sich aus plötzlichen Drehmomentbefehlen mit jedoch kurzer Dauer durch die Bedienungsperson ergeben, in die Schätzberechnung zu vermeiden.
In 11 ist es bemerkenswert, zu erkennen, dass die Grenzen der Integrations-Enveloppen mit verschiedenen Randbedingungen implementiert werden können. "Harte" Grenzen, die z. B. durch den (die) bedingten Integrator(en) 104 und 106 veranschaulicht sind, sind entweder "ein" und laufend oder "aus", wenn sie sich jeweils auf irgendeiner Seite der Grenze befinden. Umgekehrt gibt es "weiche" Grenzen, wo die Verstärkung des Integrators allmählich verringert wird, wenn die Grenze von der "Ein-" oder aktiven Seite zur "Aus-" oder inaktiven Seite überquert wird, und allmählich zurück zu ihrem nominellen Wert vergrößert wird, wenn die Grenze von der "Aus"-Seite zur "Ein"-Seite überquert wird. Eine "harte" Grenze kann leichter zu implementieren sein, aber eine "weiche" Grenze kann erlauben, dass das Integrationsfenster ein wenig wächst. In einer Ausführungsform kann eine "harte" Grenze verwendet werden, um die Anforderungen der Implementierung zu vereinfachen.
Nachdem ein Überblick über die Schnittstellen zu den und den Betrieb der bedingten Integratoren 104 und 106 gegeben worden ist, kann nun einigen Einzelheiten des Betriebs des Rests der Rückkopplungsparameterschätzung Beachtung geschenkt werden, wie sie in 11 dargestellt ist. Es kann angegeben werden, dass sich die interessierenden Parameter normalerweise zeitlich relativ langsam ändern. Die temperaturabhängige Variation und die Lebensdauervariation der Parameter kann z. B. Zeitkonstanten in der Größenordnung von Minuten, Tagen, wenn nicht sogar Jahren zeigen. Deshalb können die bedingten Integratoren 104 und 106 auf Wunsch so konfiguriert sein, dass sie relativ langsame Antwortzeiten oder niedrige Verstärkungen zeigen. Werden die Verstärkungen zu hoch oder die Antwort zu schnell eingestellt, kann dies z. B. unabsichtlich die bedingten Integratoren 104 und 106 veranlassen, die Korrektur der Parameter während befohlener Drehmomente mit höheren Frequenzen zu beginnen, wie es unter schnellen oder aggressiven Lenkmanövern erwartet werden könnte. Weil die normale Verzögerung zwischen dem befohlen Drehmoment T_CMD 28 und dem tatsächlichen Drehmoment (wie es von dem Drehmomentschätzprozess 108 geliefert wird) in diesem Fall weniger vorhersagbar wird, können der verzögerte T_CMD 202 und T_EST 206 zeitlich nicht kohärent sein, (zeitlich nicht übereinstimmen). Indem jedoch die Verstärkungen der bedingten Integratoren niedriger und die Antworteigenschaften des bedingten Integrators langsamer aufrechterhalten werden, wird die Gesamtantwort auf fehlerhafte Drehmomentfehlersignale, wenn überhaupt, begrenzt und unfähig, die Ausgänge der bedingten Integratoren 104 und 106 oder die Schätzungen der Motorparameter ungünstig zu beeinflussen. Abermals kann dies ausgeführt werden, indem die bedingten Integratoren 104 und 106 unter ausgewählten Bedingungen gesperrt werden, um sicherzustellen, dass die Wirkung auf die Parameterschätzungen minimiert wird. Der in der oben erwähnten Ausführungsform offenbarte Ratenmerker kann verwendet werden, um diese Anforderung in einer Weise anzusprechen, die zu jener ähnlich ist, die früher beschrieben worden ist.
Eine weitere wichtige Überlegung für die praktische Implementierung unter Verwendung der bedingten Integratoren 104 und 106 ist die Initialisierung. Es ist selbstverständlich, dass infolge der Art einer integrierenden Funktion die Steuerung der Anfangsbedingungen sehr wichtig ist. Dies ist der Fall, weil jeder Fehler in den Anfangsbedingungen nur über die Verstärkung und bei der spezifizierten Integrationsrate beseitigt werden kann. Deshalb kann es im augenblicklichen Fall, wo die gewünschte Antwort absichtlich niedrig aufrechterhalten wird, um sie an die Systemeigenschaften anzupassen, eine signifikante Zeit dauern, bis der Anfangsfehler vollständig ausgerottet ist.
Wie die früher erörterten Schätzfilter 40, 50 und 60 bietet die Initialisierung der bedingten Integratoren 104 und 106 eindeutige Sachverhalte für die Berücksichtigung. In einer weiteren Ausführungsform können die bedingten Integratoren 104 und 106 bei jeder Initialisierungs- oder Fahrzeugstart-Bedingung (d. h. bei jedem Zündungszyklus oder Einschaltzyklus in einem Kraftfahrzeug) auf einen nominellen Parameterwert initialisiert werden. Die abermalige Verwendung dieses Zugangs bedeutet jedoch, dass beim Einschalten mit dem Schlüssel (beim anfänglichen Einschalten der Leistung) die an das inverse Motormodell 112 angelegte Parameterschätzung nun den nominellen Parameterwert startet und deshalb abermals keine Informationen über die Parameterschätzungen enthält, die während vorhergehender Betriebszyklen "gelernt" worden sind. Werden, wie früher dargelegt worden ist, die bedingten Integratoren 104 und 106 beim Blockieren des Motors (z. B. ω = 0) als verriegelt betrachtet, bedeutet dies abermals, dass für das erste Lenkmanöver (das erste befohlene Drehmoment T_CMD 28), das die Bedienungsperson ausführt, ein signifikanter Fehler vorhanden sein kann, obgleich er kleiner als in der obenerwähnten Ausführungsform ist.
In einer noch weiteren Ausführungsform kann der Ausgang jedes bedingten Integrators 104 und 106 am Ende jedes Zündungs-/Betriebszyklus an einem Speicherort gesichert werden. Es ist bemerkenswert, zu erkennen, dass am Ende jedes Zündungszyklus der Ausgang jedes bedingten Integrators 104 und 106 die Korrektur der Parameterschätzung repräsentiert, die notwendig ist, um die Form- und Lebensdauer-Fehler und -Variationen zu überwinden. Es sollte außerdem angegeben werden und offensichtlich sein, dass sich von einem Betriebszyklus zum nächsten die Parametervariation, die von den Formvariationen abhängig ist, nicht signifikant geändert hat und deshalb die erforderliche Fehlerkorrektur der Formvariation null ist. Ebenso ist die Korrektur der Lebensdauervariation von einem Betriebszyklus (z. B. jedem Anlegen von Leistung an das Motorsteuerungssystem 10) zum nächsten minimal, wenn nicht vernachlässigbar. Deshalb können in einer Ausführungsform die Ausgänge der bedingten Integratoren 104 und 106 mit den Werten von vorhergehenden Betriebszyklen verglichen werden und nur dann als eine Korrektur gesichert werden, wenn sie sich von den gesicherten Werten um irgendeine ausgewählte Spanne unterscheiden. Als solche werden nur signifikante Unterschiede in der Antwort der bedingten Integratoren 104 und 106 zwischen Betriebszyklen gesichert, wobei dadurch der Verarbeitungsaufwand und die Auswirkung auf die Speicherverwendung verringert werden.
Um die Genauigkeitsbereiche für die Schätzungen und den Betrieb der Rückkopplungs-Motorparameter-Schätzungen zu erkennen und zu verstehen, ist es hilfreich, einen Überblick über die theoretischen Gleichungen für jedes und ihre Erzeugung zu geben. Die Schätzungen des Motorwiderstands R und der Motorkonstanten K_e basieren auf einer Vereinfachung der Gleichungen für das Motordrehmoment und die Motorspannung.
Die Gleichung zum Berechnen des tatsächlichen Widerstandes der Motorschaltung wird aus den Gleichungen für das Motordrehmoment und die Motorspannung in der folgenden Weise abgeleitet. Das Motordrehmoment T_m ist gleich:
wobei R, K_e und L alles die tatsächlichen Motorschaltungs-Parameter des Widerstands, der Motorkonstanten bzw. der Induktivität sind, ω_e die Geschwindigkeit des Elektromotors (d. h. die Drehgeschwindigkeit mal die Anzahl der Pole geteilt durch 2, ω_mN_p/2) ist, N_p die Anzahl der Motorpole ist und δ der tatsächliche Motorphasen-Vorschubwinkel ist. V ist die angelegte Motorspannung, die unter Verwendung der Schätzungen der Parameter abgeleitet wird.
Das Konzept ist wie folgt: die Gleichung (17) für das Motordrehmoment wird durch den tatsächlichen Wert der Motorkonstanten K_e dividiert, was eine Gleichung für die drehmomenterzeugende Komponente des Motorgesamtstroms I_q ergibt, wie in der Gleichung (18) gezeigt ist.
Die Gleichung (18) wird dann nach dem tatsächlichen Widerstand R aufgelöst, mit Ausnahme, dass sich die L/R-Terme immer noch auf der rechten Seite der Gleichung befinden, was die Gleichung (19) liefert.
Die Gleichung für die befohlene Motorspannung V wird aus der Gleichung (17) abgeleitet, wobei die Verwendung der geschätzten Motorparameter die Gleichung (20) liefert, die anschließend in die Gleichung (19) eingesetzt wird, wobei sich dadurch eine neue Gleichung für den Widerstand R, die Gleichung (21), ergibt.
Danach werden bestimmte Annahmen angewendet, um die Vereinfachung der Gleichung (21) zu unterstützen. Erstens ist es bemerkenswert, dass, wenn der Fehler zwischen den geschätzten Werten ^REST und ^LEST und den tatsächlichen Werten für R und L klein ist und wenn ferner die Motorgeschwindigkeit ω_m niedrig ist (so dass der Phasenvorschubwinkel δ außerdem klein ist), dann die Phasenvorschubterme (die Terme der Form cos(δ) + ω_eL/R·sin(δ)) der Gleichung (21) ignoriert und gestrichen werden können. Das Ergebnis ist die Gleichung (22), wie gezeigt ist. Zweitens erlaubt die Annahme, dass der Fehler zwischen dem geschätzten Wert K_eEST und K_e klein ist und dass abermals die Motorgeschwindigkeit ω_m niedrig ist, dass der erste Term im Zähler vernachlässigt und gestrichen wird.
Schließlich können die Zähler- und Nennerterme der Form 1 + (ω_eL_EST/R_EST)² auf der Grundlage der ersten Annahme, dass die Fehler zwischen den geschätzten Werten REST und ^LEST und den tatsächlichen Werten für R und L klein sind, gestrichen werden. Dies führt wie folgt zu einer relativ einfachen Gleichung für den tatsächlichen Wert von R:
Um einen "gemessenen" Wert von K_e aus den verfügbaren Signalen zu bestimmen, kann die folgende Vektorgleichung für den Motorstrom verwendet werden. V repräsentiert die angelegte Motorspannung, E repräsentiert die BEMF oder die elektromotorische Gegenkraft des Motors, I repräsentiert den Motorstrom, ω_m ist die mechanische Motorgeschwindigkeit und Z repräsentiert die Impedanz der Motorschaltung.
Weil die linke Seite der Gleichung (24) reell ist, kann die rechte Seite unter Verwendung wohlbekannter Prinzipien nur in Form ihres Realteils geschrieben werden.
Es sollte angegeben werden, dass alle Werte auf der rechten Seite der Gleichung entweder als Software-Parameter oder als Software-Eingaben verfügbar sind. Indem dieser "gemessene" Wert von K_e von der K_e-Schätzung subtrahiert wird, kann ein K_e-Fehlersignal entwickelt und verwendet werden, um den Fehler in der Schätzung allmählich herauszuintegrieren. Es ist außerdem bemerkenswert, zu erkennen, dass, wie die Motorgeschwindigkeiten die Geschwindigkeit null erreichen, diese Gleichung undefiniert wird und nicht verwendet werden sollte. Außerdem ist unter den Bedingungen, unter denen der Imaginärteil des Motorstroms nicht null ist, die Gleichung nicht so genau.
Es kann den Anschein haben, als ob die Gleichung (23) direkt nach R aufgelöst werden könnte, weil alle Parameter auf der rechten Seite der Gleichung leicht verfügbar sind. Es ist jedoch bemerkenswert, zu erkennen, dass I_q realistisch nicht immer verfügbar oder genau sein kann, insbesondere beim Einschalten. Ferner sind die Annahmen, die verwendet worden sind, um die Gleichungen anfangs abzuleiten, als hauptsächlich bei niedrigen Geschwindigkeiten gültig charakterisiert worden, was folglich vorschreibt, dass die Gleichung (23) nur bei niedrigen Geschwindigkeiten gültig ist. Deshalb sollte der in dieser Ausführungsform offenbarte Zugang vorzugsweise unter Bedingungen verwendet werden, unter denen das Ergebnis der Integration entweder mit einem konstanten nominellen Wert für den Widerstand R oder wesentlicher wie in einer später hierin offen barten beispielhaften Ausführungsform mit einer aus der Vorwärtsregelungs-Kompensation, wie sie in den vorhergehenden Ausführungsform beschrieben worden ist, abgeleiteten Schätzung für R kombiniert werden kann.
Es kann ein alternativer Zugang zum Berechnen einer Gleichung für die K_e-Schätzung verwendet werden. Unter Verwendung der gleichen Technik, die oben verwendet worden ist, um eine Gleichung für die Schätzung für R zu entwickeln, kann eine Gleichung entwickelt werden, um K_e zu schätzen. Unter abermaliger Bezugnahme auf die Gleichung (18) kann die Gleichung nach K_e aufgelöst werden, was die Gleichung (26) liefert.
In einer ähnlichen Weise wird abermals unter Verwendung der Gleichung (20) für die Spannung und dann durch Einsetzen in die Gleichung (26) die Gleichung (27) für K_e erzeugt.
Abermals kann unter Anwendung der Annahmen und Vereinfachungen, die oben verwendet worden sind, um nach R aufzulösen, eine vereinfachte Gleichung für K_e in Form von bekannten Parametern entwickelt werden. Das heißt, weil die Fehler in R und L klein sind, ist es erlaubt, die Phasenvorschubterme zu streichen. Eine weitere Vereinfachung der verbleibenden Terme liefert die im Folgenden gezeigte Gleichung (28).
Obwohl es nicht so einfach wie die Schätzgleichung für R (die Gleichung 23) ist, ist der Fehler zwischen K_e und K_eEST immer noch eine Funktion der Differenzgleichung T_cmd/K_eEST minus I_q. Zwei andere geschwindigkeitsabhängige Terme wirken als ein "Verstärkungs"-Term für die Differenzgleichung. Die Beobachtung gibt an, dass dieser "Verstärkungs"-Term bei der Geschwindigkeit von null (z. B. ω_e = 0) unendlich erreicht, der "Verstärkungs"-Term sich dann bei Geschwindigkeiten im mittleren Bereich des Motorbetriebs auf ein Minimum verringert und dann bei hohen Geschwindigkeiten abermals zunimmt. Ein Beispiel des "Verstärkungs"-Terms gegen die Geschwindigkeit ist in 12 gezeigt. Deshalb kann es dann offensichtlich sein, dass die Differenzgleichung der Gleichung (28) bei niedriger Geschwindigkeit oder Geschwindigkeit null eine unbestimmte Schätzung für K_e, wie früher dargelegt worden ist, und dennoch eine verbesserte Angabe des K_e-Schätzfehlers bei hohen Geschwindigkeiten, wo der "Verstärkungs"-Term größer ist, bereitstellt. Deshalb würde der beste Bereich, K_e zu schätzen, bei hohen Geschwindigkeiten liegen.
Es ist aus Gleichung (23) für R leicht zu sehen, dass, wenn T_CMD gleich K_eESTI_q ist, dann R gleich R_EST ist. Wenn T_CMD größer als K_eESTI_q ist, dann ist ^REST zu klein und umgekehrt. Deshalb kann das Fehlersignal für die bedingten Integratoren 104 und 106 leicht berechnet werden, indem K_eESTI_q vom T_CMD subtrahiert wird (oder äquivalent T_CMD/K_eEST minus I_q). Die Integration sollte dann nur bei niedrigen Motorgeschwindigkeiten, wo klein ist, und bei Werten von I_q größer als null stattfinden, weil bei I_q = 0 die obige Gleichung für R gegen unendlich geht und nicht gültig ist.
Zurück zur Gleichung (25) und der Berechnung von K_e ist in diesem Fall der Fehler zwischen K_e und K_eEST außerdem eine Funktion der Differenzgleichung T_CMD/K_eEST minus I_q. Die zwei anderen geschwindigkeitsabhängigen Terme schaffen die Skalierung für die Differenzgleichung. Es ist bemerkenswert, zu erkennen, dass diese Skalierungsterme bei einer Geschwindigkeit von null unendlich erreichen, sich dann für Geschwindigkeiten im mittleren Bereich des Motorbetriebs auf ein Minimum verringern und dann bei hohen Geschwindigkeiten abermals zunehmen. Deshalb ist dann die Differenzgleichung bei hohen Geschwindigkeiten, wo die Verstärkung größer ist, ein besserer Indikator des K_e-Schätzfehlers. Deshalb würde der beste Bereich, um für K_e zu integrieren, bei hohen Geschwindigkeiten liegen und die Anomalie bei niedriger Geschwindigkeit oder Geschwindigkeit null vermeiden. 12 stellt eine Fehlersignalverstärkung der K_e-Schätzfunktion als eine Funktion der Motorgeschwindigkeit dar.
Deshalb können einfache Gleichungen zum Schätzen der Parameter abgeleitet werden, indem mit den expliziten Gleichungen für die Parameter begonnen wird und mehrere fundierte Annahmen und Zwangsbedingungen angewendet werden. Die resultierenden Parameterschätzungen sind zum Fehler zwischen dem befohlenen Motordrehmoment und dem tatsächlichen oder gemessenen Motordrehmoment proportional. Dieser Zugang unterstützt die Verwendung einer einfachen Fehlerintegrationstechnik, um die Korrekturen für die Motorparameter zu berechnen. Abermals ist es bemerkenswert, zu erkennen, dass der Integrationsprozess auf die Betriebsbereiche des Motors eingeschränkt sein sollte, wo die vereinfachten Gleichungen aufgrund der obenerwähnten Annahmen und Zwangsbedingungen gültig sind.
Eine noch weitere Ausführungsform verwendet eine weitere Verbesserung für die Rückkopplungsparameterschätzung, indem sie Bedingungen festsetzt, unter denen die Parameterschätzung angehalten und nicht ausgeführt werden sollte. Derartige Bedingungen kann es aus verschiedenen Gründen geben, insbesondere jenen, die den Bedingungen zugeordnet sind, unter denen die Annahmen nicht länger gültig sind, die verwendet werden, um die Parameterschätzgleichungen aufzustellen. Derartige Bedingungen können die dynamischen Betriebsbedingungen für den Motor 12 sein, z. B. ein dynamisches Drehmoment und ein dynamischer Strom, wie sie durch aggressivere Eingaben der Bedienungsperson hervorgerufen werden können. Unter derartigen dynamischen Bedingungen, z. B. hohes Drehmoment oder hoher Strom oder Motorbefehle mit hoher Rate, können die oben offenbarten Parameterschätzalgorithmen vorhandene Schätzungen für die Motorparameter mit Schätzungen aktualisieren, die folglich im Ergebnis der dynamischen Bedingungen ungenau sind. Deshalb schafft eine beispielhafte Ausführungsform Mittel zum selektiven Freigeben der Schätzung der Motorparameter als eine Funktion der befohlenen dynamischen Motorbedingungen. Eine derartige selektive Freigabe des Schätzprozesses liefert eine genauere Schätzung, indem Reaktionen der Parameterschätzung auf Bedingungen vermieden werden, die unerwünschte Ergebnisse erzeugen.
Das bei 112 in 11 dargestellte inverse Motormodell, das für die Motorsteuerung verwendet wird, ist effektiv ein stationäres Inverses der Motorgleichungen der Operation, die die Spannung, die an den Motor 12 an zulegen ist, als eine Funktion der Motorgeschwindigkeit und des gewünschten Ausgangsdrehmoments bereitstellt. Es ist klar, dass die Verwendung dieses stationären Modells, z. B. in Motorsteuerungsanwendungen für die Fahrzeuglenkung, annehmbare Ergebnisse erzeugt, während unerwünschte Anomalien des Gefühls des Fahrers vermieden werden, die den dynamischen Eigenschaften des Systems 10 zugeordnet sind. Dies ist der Fall gewesen, weil die Zeitkonstante des Motors und die dynamischen Antworten im Vergleich zur mechanischen Zeitkonstante der Fahrzeuglenkungsmechanismen vernachlässigbar sind. Mit anderen Worten und spezieller werden die Nacheilung und die Dynamik zwischen dem befohlenen Strom im stationären inversen Motormodell und dem durch den Motor erzeugten Drehmoment durch den Fahrer nicht gefühlt und sind folglich für den Fahrer transparent.
In einer beispielhaften Ausführungsform und abermals unter Bezugnahme auf 11 wird, um die Schätzung der Motorparameter zu unterstützen, ein Vergleich und eine Fehlerberechnung zwischen dem befohlenen Drehmoment und dem Motordrehmoment verwendet und dadurch ein Drehmomentfehler erzeugt. Selbst wenn die idealen Motorparameter betrachtet werden, besteht ein derartiger Fehler weiter, insbesondere unter dynamischen Bedingungen. Weil außerdem der Drehmomentfehler verwendet wird, um die Motorparameter zu korrigieren und zu kompensieren, wie hierin offenbart ist, "korrigiert" ein derartiger Drehmomentfehler unter bestimmten Bedingungen effektiv die Motorparameter von den genaueren oder idealen Werten zu weniger genauen, nicht idealen Werten. Diese "Korrektur" weg von den genaueren Werten ist für den Parameterschätzprozess charakteristisch, der vorzugsweise vermieden wird. Es ist deshalb offensichtlich, dass ein Weg, die "ungeeignete" Korrektur zu verhindern, darin besteht, die Parameterschätzung der bedingten Integratoren 104 und 106 während ausgewählter dynamischer Bedingungen zu sperren.
Der in früheren Ausführungsformen erörterte Ratenmerker 208 ist eine Implementierung, die dieses Sperren der bedingten Integratoren 104 und 106 unter ausgewählten Bedingungen anspricht. Es ist klar, dass, während die offenbarte Ausführungsform eine Verbesserung für die Parameterschätzung unter Verwendung einer Bestimmung eines Drehmomentfehlers betrifft, der sich aus einem Unterschied zwischen dem befohlen und dem tatsächlichen Drehmoment ergibt, unter Verwendung des Stroms analoge Vergleiche verwendet werden können. In der Tat kann es unter bestimmten Bedingungen bei einer Implementierung vorteilhaft sein, anstatt des Drehmoments den Strom als den abhängigen verglichenen Parameter zu verwenden.
Eine beispielhafte Ausführungsform legt ein Verfahren und ein System vor, um die unerwünschte Korrektur der Schätzung der Motorparameter unter dynamischen Betriebsbedingungen zu verhindern. Im System 10 arbeitet der Motor 12 unter wahren stationären Bedingungen (keine Dynamik), falls alle Ordnungen der Ableitungen des Motordrehmoments und der Motorgeschwindigkeit null sind. Es ist klar, dass während einer kurzen Zeitdauer und unter Vernachlässigung im hohen Grade dynamischer Bedingungen die Motorgeschwindigkeit ω_m aufgrund physikalischer Zwangsbedingungen und Eigenschaften (z. B. Masse, Trägheit und dergleichen) eine geringe Änderung zeigt. Folglich kann angenommen werden, dass während einer Abtastperiode alle Ordnungen der Ableitungen der Motorgeschwindigkeit null sind. Außerdem verbleibt die Geschwindigkeit des Motors unter Betriebsbedingungen relativ konstant, wenn sich das Drehmoment ebenfalls nicht schnell ändert. Deshalb schaffen die Eigenschaften des Motordrehmoments oft eine gute Anzeige der Eigenschaften der Geschwindigkeit des Motors. Es kann jedoch eine signifikante Dynamik vorhanden sein, wenn das befohlene Drehmoment schnelle Änderun gen zeigt. Außerdem ist die resultierende Motordynamik um so größer, je größer die Änderungsrate des befohlenen Drehmoments ist. Die erste Ableitung des Motordrehmoments kann durch die Änderung des befohlenen Drehmoments während einer festen Zeitdauer, z. B. während einer Abtastperiode, oder durch eine spezifizierte Änderung des Motordrehmoments geteilt durch die zugeordnete Zeitdauer für diese Drehmomentänderung approximiert werden. Es ist klar, dass es zahlreiche Methodologien gibt, um die Änderungsrate des Motordrehmoments oder des Motorstroms zu ermitteln. Die zwei hier angegebenen sind beispielhaft und veranschaulichend und schließen nicht notwendigerweise andere potentielle Mittel zum Bestimmen einer Ableitung ein. Es ist außerdem klar, dass es in der Praxis oft schwierig ist, eine wahre Messung oder Schätzung der Ableitungen höherer Ordnung unter Verwendung der obenerwähnten oder ähnlicher Verfahren zu erhalten. Infolge der Rauschverstärkungsschwierigkeiten und der mathematischen Anomalien sind derartige Methodologien auf bestimmte Eigenschaften von Daten und Anwendungen begrenzt. Im Idealfall würde es bevorzugt sein, alle Ableitungen höherer Ordnung des Motorstroms einzubeziehen, um die Bestimmung und die Eigenschaften der Motordynamik zu unterstützen, dennoch bieten aber die Änderungsrate des befohlenen Drehmoments und deshalb des Stroms eine nützliche Schätzung der Motordynamik.
Unter abermaliger Bezugnahme auf 11 ist klar, dass die Änderungsrate des befohlenen Stroms als der Unterschied zwischen den Strombefehlen während einer Zeitdauer berechnet werden kann, z. B. der Unterschied zwischen den Strombefehlen während zweier aufeinanderfolgender oder während einer ausgewählten Anzahl von Controller-Zyklen. Wenn die Änderungsrate der Strombefehle einen ausgewählten Schwellenwert übersteigt, kann die Parameterschätzung gesperrt werden (keine Integration durch die bedingten Integratoren 104 und 106 (11) während dieser Zeitdauer). Wenn diese Rate kleiner als der Schwellenwert ist, ist der Parameterschätzung erlaubt, den Fehler zu integrieren. In einer beispielhaften Ausführungsform ist ein Schwellenwert von 2 Ampere (A) während einer Dauer von 2 Millisekunden verwendet worden, wobei festgestellt wurde, dass er effizientere bedingte Integratoren schafft.
Es sollte angegeben werden, dass die maximalen Verstärkungen der bedingten Integratoren 104 und 106 deshalb durch die maximal annehmbaren wandernden Fluktuationen der geschätzten Parameter R und K_e bestimmt werden können. Es ist ferner bemerkenswert, zu erkennen, dass durch das Einschränken der Parameterschätzung, damit sie unter dem Schwellenwert arbeitet, wie hierin offenbart ist, eine Zunahme der Verstärkung der bedingten Integratoren 104 und 106 in einem begrenzten Ausmaß erreicht werden kann, wobei dadurch die Antworteigenschaften der bedingten Integratoren 104 und 106 für die Parameterschätzung verbessert werden.
Die kombinierte Rückkopplungs- und Vorwärtsregelungs-Parameterschätzung
Eine weitere beispielhafte Ausführungsform beabsichtigt eine Verbesserung der früher erörterten Prozesse der Rückkopplungsmethodologie 130 für die Ausführungsformen der Parameterschätzung, die mit den ebenfalls früher erörterten Prozessen der Vorwärtsregelungsmethodologie 120 für die Parameterschätzung kombiniert sind. Eine derartige Kombination der Rückkopplungsmethodologie 130, die mit der Vorwärtsregelungsmethodologie 120 für die Parameterschätzung kombiniert ist, erlangt die Vorteile beider Methodologien, während sie die Nachteile und Begrenzungen irgendeiner Methodologie, wenn sie allein implementiert ist, minimiert.
11 stellt eine graphische Darstellung dar, die die verwendeten Prozesse umreißt. Es wird angegeben, dass die Rückkopplungsmethodologien im Allgemeinen geschlossene Schleifen sind und eine genaue Steuerung eines Parameters oder Systems auf Kosten des Vorschreibens eines genauen Abtastverfahrens oder einer genauen Abtastvorrichtung und eines schlechten Übergangsverhaltens oder einer schlechten Stabilität schaffen. Außerdem erfordern die Rückkopplungssysteme oft zusätzliche Verarbeitungszeit, um die gewünschten Korrekturen zu berechnen. Umgekehrt sind die Vorwärtsregelungsmethodologien im Allgemeinen eine offene Schleife und erfordern keine Sensormessung des interessierenden Parameters. Außerdem zeigt eine Vorwärtsregelungsmethodologie normalerweise auf Kosten der Genauigkeit der Antwort eine hervorragende Eigenschaft des Übergangsverhaltens. Deshalb schafft eine Kombination der Rückkopplungsmethodologie mit der Vorwärtsregelungsmethodologie eine vergrößerte Genauigkeit, die der Rückkopplung zuzuschreiben ist, bei der dynamischen Antwort, die der Vorwärtsregelung zuzuschreiben ist.
Eine Beschreibung der Prozesse, die verwendet werden, um die Rückkopplungsmethodologie 130 und die Vorwärtsregelungsmethodologie 120 zu unterstützen, ist früher bereitgestellt worden und wird hier nicht wiederholt, um eine Redundanz zu vermeiden. Deshalb sollte es selbstverständlich sein, dass eine Bezugnahme auf die Rückkopplung die volle Beschreibung und Offenbarung der obenerwähnten Rückkopplungs-Parameterschätzmethodologie enthält. Außerdem enthält eine Bezugnahme auf die Vorwärtsregelung die volle Beschreibung und Offenbarung der obenerwähnten Temperaturschätz- und Vorwärtsregelungs-Parameterschätz-Methodologie. Die weiteren hierin bereitgestellten Beschreibungen sind vorgesehen, die Fähigkeiten entweder der Rückkopplungs- oder der Vorwärtsregelungs- Parameterschätzung oder ihrer Kombinationen zu erläutern.
Nachdem ein Überblick über die Schnittstellen zu den und den Betrieb der bedingten Integratoren 104 und 106 gegeben worden ist, kann nun einigen Einzelheiten des Betriebs des Rests der kombinierten Vorwärtsregelungs- und Rückkopplungs-Parameterschätzung Beachtung geschenkt werden, wie sie in 11 dargestellt ist. Bei der Rückkopplungsmethodologie 130 kann angegeben werden, dass sich die interessierenden Parameter normalerweise sehr langsam zeitlich ändern. Die Lebensdauervariation der Parameter kann z. B. Zeitkonstanten in der Größenordnung von Minuten, Tagen, wenn nicht sogar Jahren zeigen. Außerdem besteht die Tendenz, dass die Formvariationen von einer Einheit zu einer weiteren eine mehr zufällige Art besitzen. Deshalb können die bedingten Integratoren 104 und 106 auf Wunsch so konfiguriert sein, dass sie relativ langsame Antwortzeiten oder niedrige Verstärkungen zeigen. Werden die Verstärkungen zu hoch oder die Antwort zu schnell eingestellt, kann dies z. B. unabsichtlich die bedingten Integratoren 104 und 106 veranlassen, die Korrektur der Parameter während befohlener Drehmomente mit höheren Frequenzen zu beginnen, wie es unter schnellen oder aggressiven Lenkmanövern erwartet werden könnte. Weil die normale Verzögerung zwischen dem befohlenen Drehmoment T_CMD 28 und dem tatsächlichen Drehmoment (wie es von dem Drehmomentschätzprozess 108 geliefert wird) in diesem Fall weniger vorhersagbar wird, können der verzögerte T_CMD 202 und T_EST zeitlich nicht kohärent sein, (zeitlich nicht übereinstimmen), was möglicherweise zur Erzeugung falscher Fehlersignale, wenn auch kurz, führen kann. Indem die Verstärkungen der bedingten Integratoren niedriger und die Antwort langsamer aufrechterhalten werden, sind irgendwelche erzeugten falschen Signale begrenzt und unfähig, die Ausgänge der bedingten Integratoren 104 und 106 oder die Schätzungen der Motorparameter ungünstig zu beeinflussen. Dies kann abermals erreicht werden, indem die bedingten Integratoren 104 und 106 unter ausgewählten Bedingungen gesperrt werden, um sicherzustellen, dass die Wirkung auf die Parameterschätzungen minimiert ist. Der in der obenerwähnten Ausführungsform offenbarte Ratenmerker kann verwendet werden, um diese Anforderung in einer Weise anzusprechen, die zu der früher beschriebenen ähnlich ist.
Abermals in 11 berechnet die Vorwärtsregelungsmethodologie 130, die sowohl die Vorwärtsregelungs-Parameterschätzung 110 als auch den Schätzprozess 100 für die Komponententemperaturen umfasst, die früher und zusammen offenbart worden sind, eine temperaturabhängige Vorwärtsregelungs-Parameterschätzung sowohl für den Widerstand R als auch die Motorkonstante K_e. Die Rückkopplungsmethodologie 130 berechnet die sich langfristig langsam verändernden Korrekturen für die Parameterschätzungen, um die Form- und Lebensdauervariationen anzusprechen. In einer Ausführungsform ist der Ausgang der bedingten Integratoren 104 bzw. 106 bei den Summierern 116 bzw. 118 mit dem Ausgang der Vorwärtsregelungs-Parameterschätzung für die Widerstandschätzung 210 und die Schätzung 212 der Motorkonstanten, die früher beschrieben worden sind, kombiniert, was die kombinierten Parameterschätzungen 214 und 216 für den Widerstand bzw. die Motorkonstante liefert. Die kombinierten Parameterschätzungen 214 und 216 werden kontinuierlich mit der Temperatur (Vorwärtsregelung) und wie es notwendig ist, um die Form- oder Lebensdauervariation zu korrigieren (Rückkopplung), aktualisiert. Das Ergebnis dieser Kombinationen ist die endgültige Schätzung der Motorparameter (R, K_e), die an das inverse Motormodell 112 angelegt und verwendet wird, um die geeigneten Spannungs- und Phasenbefehle für den Motor zu berechnen, um das gewünschte Drehmoment zu erreichen.
In einer Ausführungsform der kombinierten Rückkopplungsmethodologie 130 und Vorwärtsregelungsmethodologie 120 ist abermals die Initialisierung ausschlaggebend. Der kombinierte Zugang liefert signifikante Vorteile, die entweder mit der Rückkopplungsmethodologie 130 oder mit der Vorwärtsregelungsmethodologie 120 allein nicht leicht erreicht werden. Bei der Initialisierung der bedingten Integratoren könnten in einer beispielhaften Ausführungsform der kombinierten Prozesse die bedingten Integratoren 104 und 106 bei jeder Fahrzeugstartbedingung einfach auf einen Nullausgang initialisiert werden, wie früher offenbart worden ist. Die Verwendung dieses Zugangs bedeutet jedoch, dass beim Einschalten mit dem Schlüssel (beim anfänglichen Einschalten der Leistung) die an das inverse Motormodell 112 angelegte kombinierte Parameterschätzung nur gleich der Vorwärtsregelungsschätzung vom Vorwärtsregelungs-Parameterschätzprozess 110 ist. Während dieser Zugang für einige Anwendungen angemessen sein kann, nutzt er abermals die Informationen nicht aus, die über die Form- und Lebensdauervariationen der Parameter "gelernt" worden sind.
In einer noch weiteren Ausführungsform kann ähnlich zu der früher offenbarten der Ausgang jedes bedingten Integrators 104 und 106 am Ende jedes Zündungs-/Betriebszyklus an einem Speicherort gesichert werden. Es ist bemerkenswert, zu erkennen, dass am Ende jedes Zündungszyklus der Ausgang jedes bedingten Integrators 104 und 106 die Korrektur der Parameterschätzung repräsentiert, die notwendig ist, um die Variationen der Form-, Lebensdauer- und Vorwärtsregelungs-Korrekturfehler zu überwinden. Es sollte außerdem angegeben werden und offensichtlich sein, dass sich von einem Betriebszyklus zum nächsten die Parametervariation, die von den Formvariationen abhängig ist, nicht signifikant geändert hat und deshalb die erforderliche Fehlerkorrektur der Formvariation null ist. Ebenso ist die Korrektur der Lebensdauervariation von einem Betriebszyklus (z. B. jedem Anlegen von Leistung an das Motorsteuerungssystem 10) zum nächsten minimal, wenn nicht vernachlässigbar. Deshalb kann abermals der Beitrag des Ausgangs der bedingten Integratoren 104 und 106, der auf diese Variationen zurückzuführen ist, als konstant angenommen werden. Als solcher kann der einzige signifikante Unterschied in der Antwort der bedingten Integratoren 104 und 106 zwischen Betriebszyklen den Fehlern in der Vorwärtsregelungsschätzung als eine Funktion der Temperatur zugeschrieben werden.
Glücklicherweise sind diese Fehlertypen in einer offenbarten Ausführungsform vorher angesprochen worden, was ihren Einfluss minimiert. Deshalb sind die Vorwärtsregelungs-Schätzfehler am wahrscheinlichsten kleiner als die vorwärts übertragenen Form- und Lebensdauervariationen. Außerdem ist unter Verwendung dieses Zugangs der Gesamtinitialisierungsfehler immer noch viel kleiner, als wenn die bedingten Integratoren 104 und 106 auf null als den angenommenen anfänglichen Ausgang initialisiert würden. Die Verwendung dieser Technik verringert die Fehler, die auf die Parameterfehler bei der Initialisierung beim Anlegen der Leistung zurückzuführen sind, und verringert die Zeitdauer, bis die Integratoren ihren endgültigen Wert erreichen.
Es ist abermals signifikant, in Erinnerung zu rufen und zu erkennen, dass der Beitrag der Vorwärtsregelungsschätzung zu den Schätzungen der Motorparameter in erster Linie die mit der Temperatur in Beziehung stehenden Änderungen anspricht, während der Rückkopplungsbeitrag zur Schätzung der Motorparameter in erster Linie die langfristigen Variationen anspricht. Deshalb sollten sich die Ausgänge der bedingten Integratoren 104 und 106, sobald sie ihre endgültigen Werte erreichen, bis zum Ende des Zündungszyklus nicht signifikant ändern.
Werden außerdem die Bedingungen für die Initialisierung des bedingten Integrators 106, der der Schätzung von K_e zugeordnet ist, betrachtet, sollte erkannt werden, dass die K_e-Rückkopplungskompensation nur unter bestimmten Betriebsbedingungen auftritt, in der offenbarten Ausführungsform z. B. hohe Motor-/Handrad-Geschwindigkeiten. Signifikant sind einige Betriebsbedingungen weniger wahrscheinlich und treten weniger häufig auf, z. B. können im Fall der Verwendung eines Fahrzeugs einige Fahrer sehr selten in einer Weise fahren, in der sie hohe Geschwindigkeiten des Handrades verwenden. Folglich wird es aus einer praktischen Position vergeblich sein, die über den tatsächlichen Wert von K_e gelernten und akkumulierten Informationen von jedem Betriebszyklus zum nächsten zu verwerfen. Um folglich Fehler in der K_e-Schätzung zu vermeiden, die zu beträchtlichen Änderungen der Drehmomentausgabe und Dämpfung und möglicherweise einer Verschlechterung der Stabilität führen können, können die letzten Ausgangswerte des bedingten Integrators (in diesem Fall 106) für die spätere Verwendung am Ende jedes Betriebszyklus gespeichert und gesichert werden. Geeigneter kann am Ende eines Betriebszyklus der letzte Wert der Parameterschätzung mit einem gespeicherten Wert von vorhergehenden Operationen verglichen und nur gesichert werden, wenn es seit dem letzten Zyklus eine signifikante Änderung in dieser Parameterschätzung gegeben hat.
Die oben beschriebenen Mängel jedoch, die hauptsächlich auf die großen Zeitdauern zurückzuführen sind, in denen die Integratoren 104 und 106 inaktiv gesetzt sind, würden bleiben, wobei deshalb das Kombinieren der Rückkopplungsschätzung mit der Vorwärtsregelungsschätzung genauere Ergebnisse geliefert. Ein weiterer Vorteil des hierin beschriebenen Zugangs des Kombinierens ist, dass die Genauigkeitsanforderungen der Vorwärtsregelungsmethodologie 120 aufgrund des Vorhandenseins der Rückkopplungsprozesse potentiell ein wenig gelockert werden könnten. Dadurch wird erlaubt, dass der Rückkopplungsbeitrag zu den Parameterschätzungen den Unterschied bildet, ohne die Gesamtsystemleistung zu beeinflussen. Es können z. B. preisgünstige Temperatursensoren verwendet werden oder es kann für den Schätzprozess 100 eine weniger komplexe Initialisierung verwendet werden, als bei der Vorwärtsregelungs-Parameterschätzung allein erwünscht sein kann. Es wird ferner erkannt, dass, während eine Ausführungsform, die den Betrieb eines Paars von bedingten Integratoren offenbart, die auf ein Drehmomentfehlersignal ansprechen, beschrieben worden ist, es selbstverständlich ist, dass dies nur beispielhaft und veranschaulichend ist. Andere Implementierungen der gleichen Konzepte sind denkbar. Die Integratoren, wie sie beschrieben worden sind, sind z. B. effektiv Fehlerakkumulatoren oder -zähler, die die Fehler mit einer vorgegebenen Rate akkumulieren. Andere Implementierungen, die Akkumulatoren, Zähler oder andere Summationsverfahren verwenden, können leicht verwendet werden.
Das offenbarte Verfahren kann in der Form computerimplementierter Prozesse und Vorrichtungen verkörpert sein, um diese Prozesse auszuführen. Das Verfahren kann außerdem in der Form von Computer-Programmcode verkörpert sein, der die in greifbaren Medien, wie z. B. Disketten, CD-ROMs, Festplatten oder jedem anderen computerlesbaren Speichermedium, verkörperten Befehle enthält, wobei, wenn der Computer-Programmcode in einen Computer geladen und durch einen Computer ausgeführt wird, der Computer eine Vorrichtung wird, die das Verfahren ausführen kann. Das vorliegende Verfahren kann außerdem in der Form von Computer-Programmcode, sei es, dass er z. B. in einem Speichermedium gespeichert ist, in einen Computer geladen ist und/oder durch einen Computer ausgeführt wird, oder als ein übertragenes Datensignal, sei es eine modulierte Trägerwelle oder nicht, über irgendein Übertragungsmedium, wie z. B. über eine elektrische Verdrahtung oder Verkabelung, durch Faseroptik oder über elektromagnetische Strahlung, verkörpert sein, wobei, wenn der Computer-Programmcode in einen Computer geladen und durch einen Computer ausgeführt wird, der Computer eine Vorrichtung wird, die das Verfahren ausführen kann. Wenn die Segmente des Computer-Programmcodes in einem universellen Mikroprozessor implementiert sind, konfigurieren sie den Mikroprozessor, um spezifische logische Schaltungen zu erzeugen.
Während die Erfindung unter Bezugnahme auf eine beispielhafte Ausführungsform beschrieben worden ist, ist es für die Fachleute auf dem Gebiet selbstverständlich, dass verschiedene Änderungen vorgenommen und Äquivalente für ihre Elemente ersetzt werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Außerdem können viele Modifikationen ausgeführt werden, um eine spezielle Situation oder ein spezielles Material an die Lehren der Erfindung anzupassen, ohne von ihrem wesentlichen Umfang abzuweichen. Deshalb ist vorgesehen, dass die Erfindung nicht auf die spezielle Ausführungsform eingeschränkt ist, die als die beste Art offenbart ist, die zum Ausführen dieser Erfindung beabsichtigt ist, sondern dass die Erfindung alle Ausführungsformen enthält, die in den Umfang der beigefügten Ansprüche fallen.

Claims

System (10) zum Schätzen einer Temperatur einer elektrischen Maschine (12), das umfasst: einen Controller, einen Temperatursensor (13), der mit dem Controller (18) funktional verbunden ist und ein Temperatursignal (23) sendet, das einer gemessenen Temperatur des Controllers (18) entspricht; wobei der Controller (18) eine Schaltvorrichtung enthält, die funktional zwischen die elektrische Maschine (12) und eine Leistungsquelle (22) geschaltet ist, wobei die Schaltvorrichtung auf das Ansteuerungssignal (32) des Controllers (18) anspricht; wobei der Controller (18) einen Temperaturschätzprozess (100) ausführt; und wobei ein Ausgang des Temperaturschätzprozesses (100) die Temperatur der elektrischen Maschine (12) repräsentiert.
System (10) nach Anspruch 1, bei dem der Temperatursensor (13) einen Thermistor enthält.
System (10) nach Anspruch 1, bei dem die elektrische Maschine (12) einen Elektromotor enthält.
System (10) nach Anspruch 1, das ferner den Controller (18) umfasst, der ein Initialisierungssignal (80) enthält, das mit dem Temperaturschätzprozess (100) kommuniziert.
System (10) nach Anspruch 4, bei dem das Initialisierungssignal (80) den Temperaturschätzprozess (100) auf eine Substrattemperatur (25) initialisiert, was einer Linearisierung des Ausgangs des Temperatursensors (13) entspricht.
System (10) nach Anspruch 4, bei dem das Initialisierungssignal (80) den Temperaturschätzprozess (100) dadurch initialisiert, dass der Betrieb nach einem Herunterfahren der Leistung fortgesetzt wird, bis der Temperaturschätzprozess (100) angenähert einen stationären Wert erreicht.
System (10) nach Anspruch 4, bei dem das Initialisierungssignal (80) den Temperaturschätzprozess (100) anhand von Temperaturschätzungen, die auf einen weiteren Temperatursensor ansprechen, auf einen Anfangswert initialisiert.
System (10) nach Anspruch 7, bei dem der weitere Temperatursensor ein Motorkühlmittelsensor ist.
System (10) nach Anspruch 7, bei dem das Initialisierungssignal (80) auf eine berechnete Dauer einer Temperaturänderung als Funktion des weiteren Temperatursensors anspricht.
System (10) nach Anspruch 9, bei dem der Temperaturschätzprozess (100) eine Temperatur T_x gemäß der folgenden Gleichung berechnet:
System (10) nach Anspruch 4, bei dem das Initialisierungssignal (80) den Temperaturschätzprozess (100) auf eine Umgebungstemperatur initialisiert.
System (10) nach Anspruch 4, bei dem das Initialisierungssignal (80) den Temperaturschätzprozess (100) auf eine Umgebungstemperaturschätzung initialisiert.
System (10) nach Anspruch 12, bei dem die Umgebungstemperaturschätzung ein Ergebnis eines Filters ist, das eine Kappungsfrequenz besitzt, die so bemessen ist, dass eine thermische Zeitkonstante der elektrischen Maschine (12) geschätzt wird.
System (10) nach Anspruch 12, bei der die Umgebungstemperaturschätzung ein Ergebnis eines Nacheilungsfilters erster Ordnung ist.
System (10) nach Anspruch 14, bei dem das Nacheilungsfilter erster Ordnung einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 35 μHz bis etwa 80 μHz enthält.
System (10) nach Anspruch 4, bei dem der Temperaturschätzprozess (100) ein Ergebnis wenigstens eines der folgenden Elemente ist: ein Silicium-Temperaturschätzfilter (40), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Silicium-Temperaturschätzfilter (40) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur der Schaltvorrichtung für die elektrische Maschine (12) entspricht; ein Magnet-Temperaturschätzfilter (50), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur eines der elektrischen Maschine (12) zugeordneten Magneten entspricht; und ein Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur von der elektrischen Maschine (12) zugeordneten Kupferwindungen entspricht.
System (10) nach Anspruch 16, bei dem das Silicium-Temperaturschätzfilter (40), das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) und das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) Voreilungs-/Nacheilungsfilter erster Ordnung sind.
System (10) nach Anspruch 17, bei dem das Silicium-Temperaturschätzfilter (40) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 320 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
System (10) nach Anspruch 17, bei dem das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 35 μHz bis etwa 80 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
System (10) nach Anspruch 17, bei dem das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 35 μHz bis etwa 80 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
System (10) nach Anspruch 1, das ferner eine Linearisierungsfunktion (15) umfasst, wobei der Ausgang des Temperatursensors (13) für einen Eingang des Linearisierungsfunktionsmechanismus (15) bereitgestellt wird und ein Ausgang des Linearisierungsfunktionsmechanismus (15) für den Eingang des Temperaturschätzprozesses (100) bereitgestellt wird.
System (10) nach Anspruch 1, bei dem der Temperaturschätzprozess (100) das Ergebnis wenigstens eines der folgenden Elemente ist: ein Silicium-Temperaturschätzfilter (40), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Silicium-Temperaturschätzfilter (40) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur der Schaltvorrichtung für die elektrische Maschine (12) entspricht; ein Magnet-Temperaturschätzfilter (50), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur eines der elektrischen Maschine (12) zugeordneten Magneten entspricht; und ein Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur von der elektrischen Maschine (12) zugeordneten Kupferwindungen entspricht.
System (10) nach Anspruch 22, bei dem das Silicium-Temperaturschätzfilter (40), das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) und das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) Voreilungs-/Nacheilungsfilter erster Ordnung sind.
System (10) nach Anspruch 23, bei dem das Silicium-Temperaturschätzfilter (40) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 320 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
System (10) nach Anspruch 23, bei dem das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 35 μHz bis etwa 80 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
System (10) nach Anspruch 23, bei dem das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 35 μHz bis etwa 80 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
Verfahren zum Schätzen einer Betriebstemperatur einer elektrischen Maschine (12), das umfasst: Erhalten eines Temperaturwerts als Antwort auf ein Temperatursignal (23) von einem außerhalb der elektrischen Maschine vorhandenen Temperatursensor (13); Filtern des Temperatursignals (23) durch einen Temperaturschätzprozess (100), um eine Temperaturschätzung (70) zu erzeugen; und wobei das Schätzen einer Betriebstemperatur als Antwort auf die Temperaturschätzung (70) erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 27, bei dem der Temperatursensor (13) einen Thermistor umfasst.
Verfahren nach Anspruch 27, bei dem die elektrische Maschine (12) einen Elektromotor umfasst.
Verfahren nach Anspruch 27, das ferner das Initialisieren des Temperaturschätzprozesses (100) mit einem Initialisierungssignal (80) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 30, bei dem das Initialisierungssignal (80) den Temperaturschätzprozess (100) auf eine Substrattemperatur (25) initialisiert, was einer Linearisierung des Ausgangs des Temperatursensors (13) entspricht.
Verfahren nach Anspruch 30, bei dem das Initialisierungssignal (80) den Temperaturschätzprozess (100) dadurch initialisiert wird, dass der Betrieb nach einem Herunterfahren der Leistung fortgesetzt wird, bis der Temperaturschätzprozess (100) ungefähr einen stationären Wert erreicht.
Verfahren nach Anspruch 30, bei dem das Initialisierungssignal (80) den Temperaturschätzprozess (100) anhand von Temperaturschätzungen, die auf einen weiteren Temperatursensor ansprechen, auf einen Anfangswert initialisiert.
Verfahren nach Anspruch 33, bei dem der weitere Temperatursensor ein Motorkühlmittelsensor ist.
Verfahren nach Anspruch 33, bei dem das Initialisierungssignal (80) auf eine berechnete Dauer einer Temperaturänderung als eine Funktion des weiteren Temperatursensor anspricht.
Verfahren nach Anspruch 35, bei dem der Temperaturschätzprozess (100) eine Temperatur T_x gemäß der folgenden Gleichung berechnet:
Verfahren nach Anspruch 30, bei dem das Initialisierungssignal (80) den Temperaturschätzprozess (100) auf eine Umgebungstemperatur initialisiert.
Verfahren nach Anspruch 30, bei dem das Initialisierungssignal (80) den Temperaturschätzprozess (100) auf eine Umgebungstemperaturschätzung initialisiert.
Verfahren nach Anspruch 38, bei dem die Umgebungstemperaturschätzung ein Filter mit einer Kappungsfrequenz enthält, die so bemessen ist, dass eine thermische Zeitkonstante der elektrischen Maschine (12) geschätzt wird.
Verfahren nach Anspruch 38, bei dem die Umgebungstemperaturschätzung ein Nacheilungsfilter erster Ordnung enthält.
Verfahren nach Anspruch 40, bei dem das Nacheilungsfilter erster Ordnung einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 35 μHz bis etwa 80 μHz aufweist.
Verfahren nach Anspruch 30, bei dem der Temperaturschätzprozess (100) wenigstens eines der folgenden Elemente umfasst: ein Silicium-Temperaturschätzfilter (40), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Silicium-Temperaturschätzfilter (40) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur einer Schaltvorrichtung für die elektrische Maschine (12) entspricht; ein Magnet-Temperaturschätzfilter (50), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Magnet-Temperaturschätzfilter einen Ausgang hat, der auf eine geschätzte Temperatur eines der elektrischen Maschine (12) zugeordneten Magneten entspricht; und ein Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur von der elektrischen Maschine (12) zugeordneten Kupferwindungen entspricht.
Verfahren nach Anspruch 42, bei dem das Silicium-Temperaturschätzfilter (40), das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) und das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) Voreilungs-/Nacheilungsfilter erster Ordnung sind.
Verfahren nach Anspruch 43, bei dem das Silicium-Temperaturschätzfilter (40) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 320 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
Verfahren nach Anspruch 43, bei dem das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 35 μHz bis etwa 80 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
Verfahren nach Anspruch 43, bei dem das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 35 μHz bis etwa 80 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
Verfahren nach Anspruch 27, das ferner das Linearisieren des Temperatursignals (23) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 47, bei dem das Linearisieren eine Verarbeitung mittels eines Linearisierungsfunktionsmechanismus umfasst, der zwischen den Temperatursensor (13) und den Temperaturschätzprozess (100) eingefügt ist, wobei der Ausgang des Temperatursensors (13) mit einem Eingang des Linearisierungsfunktionsmechanismus (15) verbunden ist und ein Ausgang des Linearisierungsfunktionsmechanismus (15) mit dem Eingang des Temperaturschätzprozesses (100) verbunden ist.
Verfahren nach Anspruch 27, bei dem der Temperaturschätzprozess (100) wenigstens eines der folgenden Elemente umfasst: ein Silicium-Temperaturschätzfilter (40), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Silicium-Temperaturschätzfilter (40) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur einer Schaltvorrichtung für die elektrische Maschine (12) entspricht; ein Magnet-Temperaturschätzfilter (50), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur eines der elektrischen Maschine (12) zugeordneten Magneten entspricht; und ein Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60), das auf den Ausgang von dem Temperatursensor (13) anspricht, wobei das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) einen Ausgang hat, der einer geschätzten Temperatur von der elektrischen Maschine (12) zugeordneten Kupferwindungen entspricht.
Verfahren nach Anspruch 49, bei dem das Silicium-Temperaturschätzfilter (40), das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) und das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) Voreilungs-/Nacheilungsfilter erster Ordnung sind.
Verfahren nach Anspruch 50, bei dem das Silicium-Temperaturschätzfilter (40) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 320 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
Verfahren nach Anspruch 50, bei dem das Magnet-Temperaturschätzfilter (50) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 35 μHz bis etwa 80 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.
Verfahren nach Anspruch 50, bei dem das Kupferwindungs-Temperaturschätzfilter (60) einen Nacheilungsfrequenzbereich von etwa 35 μHz bis etwa 80 μHz und einen Voreilungsfrequenzbereich von etwa 53 μHz bis etwa 160 μHz aufweist.