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Allgemeiner Stand der Technik
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine RF-Antenne und eine
Mikrowellen-Antenne, und insbesondere auf eine elektrisch kleine
planare Antenne, die an einen elektronischen RFID-Chip (Radio Frequency
Identification) und/oder einen drahtlosen Sensor-Transponder angepaßt ist.
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Bei
UHF-Frequenzen und im L-Band ist selbst eine einzelne Halbwellen-Dipolantenne von vielen
Mobilfunk- und RFID-Anwendungen aufgrund ihrer Größe ausgeschlossen.
Folglich sind relativ zur Wellenlänge kleine Antennen sehr gefragt.
Die Größe der Antenne
für eine
gegebene Anwendung hat jedoch nicht so sehr mit der eingesetzten
Technologie, als mit gut bekannten physikalischen Gesetzen zu tun.
Die Größe der Antenne
steht nämlich
im Zusammenhang mit der Wellenlänge
des Parameters, der den größten Einfluß auf die
Strahlungseigenschaften hat.
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Alle
Antennen dienen zur Umwandlung einer leitungsgeführten Welle in eine abgestrahlte
Welle und umgekehrt. Im Interesse einer wirksamen Umwandlung sollte
deshalb die Antennengröße, im Grunde
genommen, eine halbe Wellenlänge
oder etwas mehr betragen. Antennen können selbstverständlich kleiner
sein, dies geht jedoch auf Kosten der Bandbreite, der Verstärkung und
der Wirksamkeit. Die Kunst der Antennenverkleinerung besteht daher
darin, einen guten Kompromiß zwischen
Größe, Bandbreite
und Wirksamkeit zu finden.
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Was
theoretische Studien zur Verkleinerung von Antennen anbelangt, wird
auf die folgende Literatur verwiesen: [Fundamental Limitations of
Small Antennas," Proceedings
of the IRE, Vol. 35, pp. 1479–1484,
Dec. 1947; L.J. Chu, „Physical
Limitation an Omni-Directional Antennas," Journal of Applied Physics, Vol. 19,
pp. 1163–1175,
Dec. 1948; und R.F. Harrington, „Effect of Antenna Size an
Gain, Bandwidth and Efficiency," Journal
of Research of the National Bureau of Standards – D. Radio Propagation Vol.
64D, pp. 1–12,
Jan.-Feb. 1960].
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Gemäß dieser
ersten Studien sind kleine Antennen in ihrem Verhalten durch folgenden
Sachverhalt eingeschränkt:
je kleiner die maximalen Abmessungen der Antenne, um so höher der
Qualitätsfaktor (Q)
bzw. um so schmaler die Bandbreite. Die Berechnung des kleinsten
möglichen
Q für eine
lineare polarisierte Antenne wurde von McLean definiert [J.S. McLean, „A Reexamination
of the Fundamental Antenna Limits an the Radiation Q of Electrically
Small Antennas," IEEE
Transactions an Antennas and Propagation, Vol. 44, pp. 672–676, May
1996].
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Dementsprechend
erfordert die Kunst der Antennenverkleinerung einen Kompromiß zwischen Größe, Bandbreite
und Wirksamkeit (das heißt
Verstärkung)
der Antenne. Im Falle einer Planaren Antenne, wenn der überwiegende
Teil der Antennenregion an der Abstrahlung beteiligt ist, kann der
bestgeeignete Kompromiß gefunden
werden. Das heißt,
die Technologie der Antennenverkleinerung setzt den Kompromiß zwischen
Größe, Bandbreite
und Wirksamkeit der Antenne voraus.
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Eine
neue Idee, eine Antenne soweit zu verkleinern, dass sie unter Resonanzgröße liegt
und trotzdem noch Resonanzmerkmale wie relativ hohe Verstärkung und
Wirksamkeit aufweist, ist in der WIPO-Veröffentlichung
WO 03/094293 offenbart.
1 veranschaulicht
die in der
WO 03/094293 offenbarte Antenne.
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Bezugnehmend
auf 1 beinhaltet die Antenne 1 ein dielektrisches
Substrat 2, eine Antennenzuleitung 5, eine Metallschicht 3,
einen Hauptschlitz 4 und eine Mehrzahl von Subschlitzen 6a bis 6d,
die ein bestimmtes Muster auf der Metallschicht 3 bilden. Die
Metallschicht 3, die den Hauptschlitz 4 und die Subschlitze 6a bis 6d umfaßt, bildet
ein Abstrahlungsteil der Antenne 1.
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Ferner
ist in 2A eine Ansicht dargestellt, die
ein Abstrahlungsteil einer konventionellen Antenne mit geradlinigen
Terminierungsschlitzen darstellt. 2B ist
eine Ansicht, die ein Abstrahlungsteil einer konventionellen Antenne
mit drehenden Terminierungsschlitzen veranschaulicht, und 2C ist
eine Ansicht, die ein Abstrahlungsteil einer konventionellen Antenne
mit spiralartigen Terminierungsschlitzen veranschaulicht.
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In
den 2A bis 2C wurden
gleiche Bezugsziffern für
einen Hauptschlitz und eine Metallschicht, die gleiche Bestandteile
in allen Zeichnungen darstellen, benutzt. Eine Mehrzahl von unterschiedlich
geformten Subschlitzen 8a bis 8d, 9a bis 9d und 10a bis 10d könnten an
jedem Endteil des Hauptschlitzes 4 ausgebildet sein.
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Die
oben beschriebenen konventionellen Antennen weisen jedoch den Nachteil
auf, dass ihre Bandbreiten allgemein schmal sind. Auf verschiedenen
Einsatzgebieten verursacht die kleine Betriebsfrequenz-Bandbreite
einer kleinen Antenne beträchtliche
Probleme. Folglich ist vorzugsweise eine kleine Antenne vorzusehen,
die auf einer verbesserten Bandbreite funktioniert, ohne das Strahlungsdiagramm,
die Verstärkung
und die Polarisierungsreinheit der Antenne zu beeinträchtigen.
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Ferner
ist ein RFID-Transponder (RFID = Radio Frequency Identification)
ein „Responsive
Tag" Gerät, welches
den Inhalt eines eingebauten Speichers durch Backscatter-Kommunikation
mit einem Abfragesender oder einem Lesegerät überträgt. Ein passiver RFID-Transponder
hat keine Batterie, sondern erhält
statt dessen die für
ihn notwendige Energie von einem Trägersignal eines Lesegeräts. Ein passives
drahtloses Sensor-Gerät
beinhaltet einen Halbleiter-Chip (zum Beispiel ASIC (Application
Specific Integrated Circuit)), welcher an eine Antenne angeschlossen
ist. In der Praxis ist eine kostengünstige planare Antenne und/oder
ein drahtloser Sensor-Transponder für RFID mit kleiner elektrischer Größe zu einem
großen
Problem geworden. Seit kurzem wird selbst eine Antenne mit einer
Größe von ¼ einer
Wellenlänge
in vielen Einsatzgebieten nicht mehr benutzt.
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Die
Implementierung einer kleinen Antenne im RFID-Design und/oder im
drahtlosen Sensor-Transponder-Design verursacht jedoch ein weiteres
Problem dadurch, dass der Halbleiter-Chip des Transponders eine
komplexe Eingangsimpedanz mit kapazitiver Reaktanz aufweist. Um
die Antenne in der Bandbreite eines RFID-Systems betreiben zu können, muß folglich
das Problem der komplexen konjugierten Anpassung zwischen der Transponder-Antenne und dem Halbleiter-Chip
gelöst
werden.
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Die
Impedanzanpassung zwischen Halbleiter-Chip des Transponders und
Antenne ist für
die ganze Leistung des RFID-Systems wichtig. Das heißt, eine
Fehlanpassung übt
eine wichtige Wirkung auf den maximalen Betriebsabstand zwischen
dem Abfragesender und dem Transponder aus. Aufgrund der festgelegten
Sicherheitsbestimmungen und anderer gesetzlicher Vorschriften ist
die vom Abfragesender ausgestrahlte Energie gewissermaßen begrenzt.
Die treibende Kraft eines passiven RFID-Transponders wird jedoch
dadurch erzeugt, dass ein an den Chip von der Antenne geliefertes
Abfragesignal vom Transponder gleichgerichtet wird.
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Eine
Gleichrichterschaltung ist Teil des Halbleiter-Chips, zum Beispiel
ein ASIC, die eine Anzahl von Dioden (zum Beispiel Schottky Dioden)
und Kondensatoren beinhaltet und eine weitgehend komplexe Eingangsimpedanz
mit kapazitiver Reaktanz bewirkt. Typischerweise beträgt die Impedanz
eines Halbleiter-Chips mehrere bis mehrere zehn aktive Ohm und mehrere
hundert reaktive Ohm. Folglich ist das Verhältnis von Widerstand zu Reaktanz
sehr hoch.
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In
den oben beschriebenen Situationen wird die konventionelle Anpassungstechnologie
durch eine zusätzliche
externe Anpassungsschaltung implementiert, die auf einem Induktor
basiert. Dieses konventionelle Verfahren bringt jedoch ein neues Problem
mit sich, was sich in der geradezu lächerlichen Erhöhung seiner
Herstellungskosten manifestiert. Außerdem reduziert diese getrennt
angeordnete Anpassungsschaltung wesentlich die Leistung des Systems.
Folglich müßte die
Impedanz der Antenne direkt an den Halbleiter-Chip des Transponders angepaßt werden.
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Allgemein
wird eine Schaltung, die eine Antenne und eine Gleichrichterschaltung
enthält,
mit Rectenna bezeichnet.
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3A bis 3F sind
Ansichten, die die konventionellen Transponder-Antennen veranschaulichen. Die typischen
Transponder-Antennen weisen eine Planare, aus Metallstreifenmustern
geformte Struktur auf.
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3A zeigt
eine konventionelle Halbwellenlängen-Dipolantenne.
Die Impedanz der Halbwellenlängen-Dipolantenne
wird an die Impedanz des Gleich richters angepaßt, indem der Strahlungswiderstand
der Antenne mit Hilfe von parallelen Metallstreifen gesenkt und
die Reaktanz mit einer kleinen Schleife erhöht wird. Wie oben erwähnt, kann
die Halbwellenlängen-Antenne
auf vielen Einsatzgebieten nicht eingesetzt werden. Ein weiteres
Beispiel einer Halbwellenlängen-Antenne
ist in 3B dargestellt. Die Impedanz
der in 3B dargestellten Antenne wird
durch zwei voneinander getrennte Spulen angepaßt.
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3C zeigt
eine gefaltete Halbwellenlängen-Dipolantenne
mit getrennten Spulen. Die getrennten Spulen können durch Planare schmale
Mäanderstreifenmuster
ersetzt werden, die eine induktive Eigenschaft aufweisen. Die in 3B, 3C und 3D dargestellten
Antennen leiden unter zusätzlichen
Verlusten, die durch die getrennt angeordneten Spulen oder die schmalen
Mäanderstreifenmuster
verursacht werden.
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3E und
3F veranschaulichen
kleine Antennen, in denen eine Schleife und eine Dipolstruktur kombiniert
sind. [World Intellectual Property Organization Publication
WO 03/044892 A1 (2003.05.30
Bulletin 2003/43) betitelt „Modified
Loop Antenna with Omnidirectional Radiation Pattern and Optimized
Properties for Use in an RFID Device" by Varpula et al].
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Der
hauptsächliche
Nachteil der in den 3E und 3F veranschaulichten
Antennen ist ihr relativ kleiner Antennen RCS (Radar Cross Section).
Der RCS gibt an, bis zu welchem Ausmaß die Antenne die elektromagnetische
Energie eines einfallenden Wellenfeldes streut. Da der modulierte RCS
hauptsächlich
für die
Datenübertragung
vom Transponder zum Lesegerät
eingesetzt wird, ist der RCS der Rectenna sehr wichtig für die Rückstreu-Kommunikation.
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Folglich
ist vorzuziehen, eine Rectenna mit einer elektrisch kleinen konjugiert-angepaßten Antenne
vorzusehen, die mit einer insgesamt erhöhten Bandbreite mit verbessertem
RCS funktionieren kann, ohne das Strahlungsdiagramm, die Wirksamkeit,
Polarisationsreinheit usw. zu beeinträchtigen.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Erfindungsgemäß ist eine
kleine Rectenna vorgesehen, die Folgendes umfaßt:
ein dielektrisches
Substrat;
eine auf dem oberen Teil des dielektrischen Substrats ausgebildete
Metallschicht;
einen als Muster auf der Metallschicht ausgebildeten Hauptschlitz,
der eine Längsachse,
zwei Enden und obere und untere Teile aufweist;
eine Mehrzahl
von Subschlitzen, die an das eine oder andere Ende des Hauptschlitzes
angeschlossen sind und in einer vorgegebenen Richtung drehen;
eine
Mehrzahl von ersten Querschlitzen, die sich auf dem oberen Teil
des Hauptschlitzes im rechten Winkel zum Hauptschlitz erstrecken;
eine
Mehrzahl von zweiten Querschlitzen, die sich unter einem unteren
Teil des Hauptschlitzes im rechten Winkel zum Hauptschlitz erstrecken;
und
einen innerhalb des Hauptschlitzes ausgebildeten Einlaß eines
Halbleiter-Chips.
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Der
Hauptschlitz, die Mehrzahl von Subschlitzen und die Mehrzahl von
ersten und zweiten Querschlitzen können eine konjugierte Widerstandsanpassung
der kleinen Rectenna ohne ein externes Anpassungselement durchführen, was
dazu führt,
dass die kleine Rectenna einen verbesserten RCS (Radar Cross Section)
in einer Betriebsbandbreite eines Transponders aufweist.
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Die
ersten und zweiten Querschlitze können durch die Längsachse
des Hauptschlitzes in jeweils zwei symmetrische Gruppen aufgeteilt
sein.
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Die
vorgegebene Richtung kann rechtsdrehend oder linksdrehend sein.
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Die
Mehrzahl von Subschlitzen, die ein Paar von symmetrischen Subschlitzgruppen
um die Langsachse des Hauptschlitzes herum bilden, können mit
Bezug zu einander in entgegengesetzten Richtungen drehen.
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Die
Mehrzahl von Subschlitzen könnte
umfassen: einen rechtsseitigen ersten Subschlitz, der ausgehend
von einem rechtsseitigen oberen Endteil des Haupt schlitzes nach
rechts dreht, einen rechtsseitigen zweiten Subschlitz, der ausgehend
von der Innenseite des rechtsseitigen ersten Subschlitzes in einer
entgegengesetzten Richtung zum rechtsseitigen ersten Subschlitz
dreht, einen rechtsseitigen vierten Subschlitz, der ausgehend vom
rechtsseitigen unteren Endteil des Hauptschlitzes in einer entgegengesetzten
Richtung zum rechtsseitigen ersten Subschlitz dreht, und einen rechtsseitigen
dritten Subschlitz, der ausgehend von der Innenseite des rechtsseitigen
vierten Subschlitzes in einer entgegengesetzten Richtung zum rechtsseitigen
vierten Subschlitz dreht.
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Die
Mehrzahl von Subschlitzen könnte
ferner umfassen: einen linksseitigen ersten Subschlitz, der ausgehend
von einem linksseitigen oberen Endteil des Hauptschlitzes nach links
dreht, einen linksseitigen zweiten Subschlitz, der ausgehend von
der Innenseite des linksseitigen ersten Subschlitzes in einer zum
linksseitigen ersten Subschlitz entgegengesetzten Richtung dreht,
einen linksseitigen vierten Subschlitz, der ausgehend vom linksseitigen
unteren Endteil des Hauptschlitzes in einer zum linksseitigen ersten
Subschlitz entgegengesetzten Richtung dreht, und einen linksseitigen
dritten Subschlitz, der ausgehend von der Innenseite des linksseitigen
vierten Subschlitzes in einer zum linksseitigen vierten Subschlitz
entgegengesetzten Richtung dreht.
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Das
dielektrische Substrat und die Metallschicht können planar sein.
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Der
Halbleiter-Chip könnte
ferner eine Gleichrichterschaltung aufweisen.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Die
obigen Aspekte und Merkmale der vorliegenden Erfindung ergeben sich
aus der Beschreibung bestimmter erfindungsgemäßer Ausführungsformen unter Bezugnahme
auf die beigefügten Zeichnungen,
in denen:
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1 eine
Ansicht darstellt, die eine konventionelle Antenne gemäß
WO 03/094293 veranschaulicht;
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2A eine
Ansicht darstellt, die ein Abstrahlungsteil einer konventionellen
Antenne mit geradlinigen Terminierungsschlitzen veranschaulicht;
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2B eine
Ansicht darstellt, die eine konventionelle Antenne mit drehenden
Terminierungsschlitzen veranschaulicht;
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2C eine
Ansicht darstellt, die eine konventionelle Antenne mit spiralartigen
Terminierungsschlitzen veranschaulicht;
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3A bis 3F Ansichten
sind, die konventionelle Transponderantennen veranschaulichen;
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4 eine
perspektivische Ansicht einer kleinen planaren Antenne darstellt;
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5 eine
detaillierte Draufsicht auf eine Metallschicht darstellt, die einen
Hauptschlitz und eine Mehrzahl von Subschlitzen gemäß 4 aufweist;
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6 eine
Ansicht darstellt, die die Magnetstromverteilung in einem rechtsseitigen
Teil des Schlitzmusters veranschaulicht;
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7 eine
Kurve darstellt, die die Strahlungsdiagramme in einer E Ebene und
in einer H Ebene einer konventionellen Antenne veranschaulicht;
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8 eine
Kurve darstellt, die die Strahlungsdiagramme in einer E Ebene und
in einer H Ebene einer kleinen planaren Antenne veranschaulicht;
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9 eine
Kurve darstellt, die den Vergleich der Bandbreiteneigenschaften
durch Echodämpfung zwischen
der kleinen planaren Antenne und der konventionellen Antenne veranschaulicht;
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10 eine
Ansicht darstellt, die eine Rectenna gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
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11 eine
Ansicht darstellt, die eine Antenne von 10 in
einer anderen Weise veranschaulicht; und
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12 eine
Kurve darstellt, die die Echodämpfung
der an einen vorgegebenen Widerstand eines Halbleiter-Chips angepaßten Antenne
veranschaulicht.
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Ausführliche Beschreibung
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Im
Folgenden sollen bestimmte Beispiele und Ausführungsformen in größerem Detail
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben werden.
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In
der folgenden Beschreibung wurden für gleiche Elemente in verschiedenen
Zeichnungen gleiche Bezugsziffern verwendet. Die in der Beschreibung
definierten Sachverhalte, wie zum Beispiel der detaillierten Konstruktion
und der Elemente, dienen lediglich dem besseren Verständnis der
Erfindung. Es ist somit offensichtlich, dass die vorliegende Erfindung
auch ohne diese definierten Sachverhalte praktiziert werden kann.
Ferner sind gut bekannte Funktionen oder Konstruktionen nicht im
Detail beschrieben, da sie die Erfindung unnötig verschleiern würden.
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4 ist
eine perspektivische Ansicht einer kleinen planaren Antenne, die
nicht Teil der Erfindung ist. In 4 umfaßt die kleine
planare Antenne 100 ein dielektrisches Substrat 20,
eine auf dem oberen Teil des dielektrischen Substrats 20 ausgebildete
Metallschicht 30, einen Hauptschlitz 40 und eine
Mehrzahl von Subschlitzen 60a, 60b, 70a, 70b, 80a, 80b, 90a und 90b,
die als Muster auf der Metallschicht 30 ausgebildet sind,
sowie eine Zuleitung 50, die auf einem unteren Teil des
dielektrischen Substrats 20 ausgebildet ist. Die Metallschicht 30,
die den Hauptschlitz 40 und die Subschlitze 60a, 60b, 70a, 70b, 80a, 80b, 90a, 90b beinhaltet,
bildet ein Abstrahlungsteil der Antenne 100.
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5 ist
eine detaillierte Draufsicht der Metallschicht, die den Hauptschlitz
und die Mehrzahl der in 4 dargestellten Subschlitze
beinhaltet. Der Hauptschlitz, die Subschlitze und die Metallschicht bilden
zusammen das Abstrahlungsteil.
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Bezugnehmend
auf 5 umfaßt
das Abstrahlungsteil die Metallschicht 30, den Hauptschlitz 40 und
die auf beiden Seiten des Hauptschlitzes befindlichen Subschlitze 60a, 60b, 70a, 70b, 80a, 80b, 90a, 90b.
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Die
Subschlitze 60a, 60b, 70a, 70b, 80a, 80b, 90a, 90b sind
jeweils an den Hauptschlitz 40 angeschlossen. Jeder der
Subschlitze 60a, 60b, 70a, 70b, 80a, 80b, 90a, 90b weist
gebogene Abschnitte auf, die rechtsdrehend oder linksdrehend angeordnet sind.
Die Subschlitze 60a, 60b, 70a, 70b, 80a, 80b, 90a, 90b bilden,
auf die Längsachse
des Hauptschlitzes 40 bezogen, jeweils ein Paar symmetrischer Subschlitzgruppen.
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Das
heißt,
ein rechtsseitiger erster Subschlitz 60a und ein rechtsseitiger
dritter Subschlitz 80a weisen rechtsdrehend angeordnete
gebogene Abschnitte auf, und ein rechtsseitiger zweiter Subschlitz 70a und
ein rechtsseitiger vierter Subschlitz 90a weisen linksdrehend
angeordnete gebogene Abschnitte auf.
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Außerdem weisen
der linksseitige erste Subschlitz 60b und der linksseitige
dritte Subschlitz 80b linksdrehend angeordnete gebogene
Abschnitte auf, und ein linkseitiger zweiter Subschlitz 70b und
ein linksseitiger vierter Subschlitz 90b weisen rechtsdrehend
angeordnete gebogene Abschnitte auf.
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Allgemein
gesagt steuert das Abstrahlungsteil alle elektromagnetischen Eigenschaften
der Antenne. Bei der Verkleinerung der Antenne 100 sollte der überwiegende
Teil des Abstrahlungsteils zur Abstrahlung benutzt werden, um ohne
nachteilige Beeinflussung des Strahlungsdiagramms, der Strahlungswirksamkeit,
der Polarisationsreinheit usw. der Antenne die Betriebsbandbreite
zu verbessern. Das Abstrahlungsteil beinhaltet vier an jedem Ende
des Hauptschlitzes 40 ausgebildete Subschlitze, wobei die
entsprechenden Subschlitze symmetrisch mit Bezug auf die Längsachse
des Hauptschlitzes ausgelegt sind. Der Grund, warum die kleine planare
Antenne eine derart komplizierte Struktur aufweist, ist folgender:
Im
Allgemeinen ist die maximale Länge
der Antenne kleiner als eine halbe Wellenlänge und sogar kleiner als ¼ der Wellenlänge. Deshalb
sollte die Länge
des Hauptschlitzes sehr viel mehr verkürzt werden. Gleichzeitig sollte
das Abstrahlungsteil der Antenne die resonanten Halbwellenmerkmale
beibehalten. Um daher eine Reduktion in der Größe zu erzielen, ist an beide
Enden des Hauptschlitzes ein spezifischer endlicher Spannungswert
anzulegen. Dadurch wird eine gewünschte
Verteilung eines elektromagnetischen Resonanzfeldes auf dem verkürzten Hauptschlitz
erzeugt. Um an beiden Enden des Haupt schlitzes eine gewünschte Spannungsunterbrechung
einzustellen, sollten die Terminierungselemente an beiden Enden
des Subschlitzes eine Induktionseigenschaft aufweisen.
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Wenn
die Länge
des terminierenden Subschlitzes kleiner als ¼ der Wellenlänge ist,
ist eine induktive Last sichergestellt. Herkömmlicherweise wird induktive
Terminierung durch zwei gerade oder spiralförmige Schlitze an jedem Ende
des Hauptschlitzes eingestellt (siehe die entsprechende Mehrzahl von
Subschlitzen 8a bis 8d, 9a bis 9d und 10a bis 10d nach 2A–C, 3A–F und 4).
Im Gegensatz zur herkömmlichen
Antenne wird die Terminierung des Hauptschlitzes 40 gemäß der beispielhaften
erfindungsgemäßen Ausführungsform
durch vier Subschlitze 60a, 70a, 80a, 90a am
rechten Ende und vier Subschlitze 60b, 70b, 80b, 90b am
linken Ende implementiert, die, wie vorgegeben, alle rechtsdrehend
oder linksdrehend in symmetrischer Weise angeordnet sind.
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6 ist
eine Ansicht, die die sofortige Verteilung des Magnetstroms (elektrisches
Querfeld in einer Schlitzleitung) in einem Schlitzmuster veranschaulicht.
Bezugnehmend auf 6 ist die Verteilung des Magnetstroms
kurz durch die Pfeile veranschaulicht. Durch Kombination der nach
rechts drehenden und nach links drehenden Subschlitze 60a, 70a, 80a, 90a wird
eine bestimmte elektromagnetische Eigenschaft erzielt. Das heißt, es sind
6 Drehungsarmregionen vorhanden, die den gleichen Magnetstromfluß wie der
Hauptschlitz aufweisen. Die 6 Drehungsarmregionen in 6 sind
mit den Bezugsziffern 62a, 71a, 75a, 81a, 85a und 92a bezeichnet.
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Dagegen
gibt es nur zwei 2 Drehungsarmregionen, deren Magnetstromfluß entgegengesetzt zum
Magnetstromfluß von
Hauptschlitz 40 verläuft. Die
zwei Drehungsarmregionen sind mit den Bezugsziffern 73a und 83a in 6 bezeichnet,
und in diesen Drehungsarmregionen hat der Magnetstrom eine kleine
Amplitude.
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Ferner
wird ein unerwünschter
Feldkopplungseffekt der Segmentpaare 72a und 74a, 82a und 84a, 61a und 63a,
und 91a und 93a zuerst paarweise reduziert und
dann durch Spiegelsymmetrie mit Bezug auf die Längsachse des Hauptschlitzes 40 unterdrückt.
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Folglich
werden die von den herkömmlichen induktiven
Subschlitzen verursachten unerwünschten
Ergebnisse weitgehend reduziert. Außerdem wird der nützliche
Teil des Magnetstroms an den Terminierungsschlitzarmen erfolgreich
wiederhergestellt, wodurch der an dem Abstrahlungsphänomen beteiligte wirksame
Antennenbereich vergrößert wird.
Dementsprechend ist eine kleine planare Antenne vorgesehen, die
ohne nachteilige Beeinflussung des Strahlungsdiagramms, der Strahlungswirksamkeit,
der Polarisierungsreinheit usw. der Antenne in einer verbesserten
Bandbreite betrieben werden kann.
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Zum
Vergleich der resultierenden Eigenschaften der kleinen planaren
Antenne und der konventionellen Antenne wurden die Antennen für die gleiche
Größe im UHF-Band
konzipiert. Das heißt, die
Größe der Metallschicht 30 beträgt 0,21 λ0 × 0,15 λ0, und die
Größe der Schlitze
beträgt
0,172 λ0 × 0,08 λ0. Hier gibt λ0 eine Wellenlänge im freien
Raum an.
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Die
Zuleitung der Antenne beinhaltet eine offene Mikrostreifenleitung
mit einer Sonde 10, die wie bei der konventionellen Antenne
auf der Rückseite des
dielektrischen Substrats vorgesehen ist.
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7 ist
eine Kurve, die die Strahlungsdiagramme in einer E-Ebene und in
einer H-Ebene einer konventionellen Antenne darstellt, und 8 ist
eine Kurve, die die Strahlungsdiagramme in einer E-Ebene und in
einer H-Ebene einer kleinen planaren Antenne darstellt.
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Bezugnehmend
auf 7 und 8 ist zu sehen, dass die Rundstrahleigenschaften
der kleinen planaren Antenne und der konventionellen Antenne fast
die gleichen sind. Die Verstärkung
der kleinen planaren Antenne gemäß einer
beispielhaften erfindungsgemäßen Ausführungsform
ist –1,9dBi,
und die Verstärkung
der konventionellen Antenne ist –1,8dBi. Daran ist zu erkennen,
dass vom Gesichtspunkt der Verstärkung
und Wirksamkeit aus betrachtet, der Vorteil der Antenne gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
nur sehr klein ist.
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9 ist
eine Kurve, die den Vergleich der Bandbreiteneigenschaften bei Echodämpfung zwischen
der kleinen planaren Antenne und der konventionel len Antenne veranschaulicht.
Die als gestrichelte Linie dargestellte Kurve in 9 bezeichnet
den Reflexionskoeffizienten der konventionellen Antenne und die
als durchgehende Linie dargestellte Kurve bezeichnet den Reflexionskoeffizienten
der kleinen planaren Antenne.
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Bei
einem Echodämpfungspegel
von –10dB beträgt die Betriebsbandbreite
der kleinen planaren Antenne 38 MHz, während die Betriebsbandbreite der
konventionellen Antenne nur 29 MHz ist. Folglich ist die Bandbreite
der kleinen planaren Antenne ungefähr 30% breiter als die Bandbreite
der konventionellen Antenne. Außerdem
wird dabei weder das Strahlungsdiagramm, noch die Strahlungswirksamkeit
noch die Polarisierungsreinheit usw. der kleinen planaren Antenne
beeinflußt.
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10 ist
eine Ansicht, die eine Rectenna gemäß einer beispielhaften erfindungsgemäßen Ausführungsform
veranschaulicht. Bezugnehmend auf 10 enthält die Rectenna 1000 eine
Gleichrichterschaltung 5, die in einen Halbleiter-Chip 1010 eines
Transponders und einer Antenne 1100 eingebaut ist.
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11 ist
eine Ansicht, die die Antenne von 10 in
anderer Weise darstellt. Die elektrisch kleine Antenne beinhaltet
ein dielektrisches Substrat 1110, eine auf der Oberfläche des
dielektrischen Substrats 1110 ausgebildete dünne Metallschicht 1120 und
in der Metallschicht 1120 ausgebildete Schlitzmuster. Die
mit den Schlitzmustern versehene Metallschicht 1120 dient
als Abstrahlungsteil der Antenne 1100.
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Das
Schlitzmuster beinhaltet einen Hauptschlitz 1130, eine
Mehrzahl von an die Enden des Hauptschlitzes angeschlossenen Subschlitzen 1140a, 1140b, 1150a, 1150b, 1160a, 1160b, 1170a und 1170b,
ein im rechten Winkel zum Hauptschlitz 1130 auf einem oberen
Teil des Hauptschlitzes 1130 ausgebildetes Querschlitzmuster 1180a,
und ein im rechten Winkel zum Hauptschlitz 1130 unter einem unteren
Teil des Hauptschlitzes 1130 ausgebildetes zweites Querschlitzmuster 1180b.
Die Querschlitzmuster 1180a und 1180b sind durch
den Hauptschlitz 1130 in zwei zueinander symmetrische Gruppen
aufgeteilt. Die Subschlitze 1140a, 1140b, 1150a, 1150b, 1160a, 1160b, 1170a und 1170b sind
ebenfalls in symmetrischer Weise mit Bezug auf die Längsachse des
Hauptschlitzes 1130 angeordnet. Die Stromzuführung zur
Antenne 110 erfolgt ausgehend von einem Zuleitungspunkt 1190 zu
den Schlitzmustern durch einen Einlaß eines Halbleiter-Chips.
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Da
die benötigte
Gesamtgröße der Antenne weitgehend
kleiner als ein Viertel der Wellenlänge ist, muß die Länge des Hauptschlitzes noch
kleiner sein. Um daher die benötigte
Größenreduzierung
zu erzielen, ist ein spezifischer endlicher Spannungswert an beiden
Enden des Hauptschlitzes einzustellen. Somit kann die gewünschte Resonanzfeldverteilung
auf dem verkürzten
Hauptschlitz erzielt werden. Zur Erreichung der erwünschten
Spannungsunterbrechung an den Enden des Hauptschlitzes sollten die
terminierenden Subschlitze induktive Eigenschaften besitzen.
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Im
Gegensatz zur konventionellen Struktur weisen die jeweiligen Subschlitze 1140a, 1140b, 1150a, 1150b, 1160a, 1160b, 1170a und 1170b gebogene
rechtsdrehende oder linksdrehende Abschnitte auf. Die jeweiligen
Subschlitze 1140a, 1140b, 1150a, 1150b, 1160a, 1160b, 1170a und 1170b bilden
symmetrische Subschlitzgruppen um die Längsachse des Hauptschlitzes 1130 herum.
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Das
heißt,
ein rechtsseitiger erster Subschlitz 1140a und ein rechtsseitiger
dritter Subschlitz 1160a weisen rechtsdrehend angeordnete
gebogene Abschnitte auf, und ein rechtsseitiger zweiter Subschlitz 1150a und
ein rechtsseitiger vierter Subschlitz 1170a weisen linksdrehend
angeordnete gebogene Abschnitte auf.
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Außerdem weisen
der linksseitige erste Subschlitz 1140b und der linksseitige
dritte Subschlitz 1160b linksdrehend angeordnete gebogene
Abschnitte auf, und ein linkseitiger zweiter Subschlitz 1150b und
ein linksseitiger vierter Subschlitz 1170b weisen rechtsdrehend
angeordnete gebogene Abschnitte auf.
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Wie
oben beschrieben stellen die jeweiligen rechtsdrehend und linksdrehend
angeordneten Subschlitze 1140a, 1140b, 1150a, 1150b, 1160a, 1160b, 1170a und 1170b bestimmte
elektromagnetische Eigenschaften bereit, damit die Antenne in einer
verbesserten Bandbreite eingesetzt werden kann, ohne das Strahlungsdiagramm,
die Strahlungswirksamkeit, die Polarisierungsreinheit usw. der Antenne nachteilig
zu beeinflussen.
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Zusätzlich werden
zur Bereitstellung der konkreten induktiven Eigenschaften der Antenne,
wie sie am Zuleitungspunkt 1190 erscheinen, zusätzliche Querschlitzmuster 1180a und 1180b gebildet.
In der beispielhaften erfindungsgemäßen Ausführungsform induzieren die Querschlitzmuster 1180 und 1180b das
elektromagnetische Feld in der Nachbarschaft der Antenne 110 in
einer ganz bestimmten Weise. Durch die Struktur der Querschlitzmuster 1180 und 1180b wird
an der Antenne ein benötigtes
Verhältnis von
Reaktanz zu Widerstand bereitgestellt. Gleichzeitig bewirken die
Querschlitzmuster 1180 und 1180b, dass die Antenne
einen verbesserten RCS (Radar Cross Section) beibehält.
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Ein
resistives (aktives) Teil der Antennenimpedanz wird durch das Strahlungsphänomen sowie die
Verluste an metallischem und dielektrischem Material, aus denen
die Antenne besteht, beigetragen. Das reaktive Teil der Antennenimpedanz
(Reaktanz) ist Energie, die im Nahfeld der Antenne gespeichert ist.
Durch die am Hauptschlitz entlang geformten Querschlitzmuster ist
das elektromagnetische Feld gestört,
das die Antenne umgibt. Da jedoch der Hauptschlitz die Querschlitzmuster
symmetrisch in das erste Querschlitzmuster 1180a und das
zweite Querschlitzmuster 1180b aufteilt, wird dass von
einem der aufgeteilten Querschlitzmuster abgestrahlte Fernfeld durch
das von dem anderen der aufgeteilten Querschlitzmuster abgestrahlte
Feld aufgehoben. Und die einzigartige Änderung in der Nahfeldverteilung
wirkt sich nachhaltig auf die komplexe Antennenimpedanz aus. Somit
wird durch Aufnahme der Schlitzmuster 1180a und 1180b das
gewünschte
Reaktanz-zu-Widerstands-Verhältnis erzielt,
ohne das Strahlungsdiagramm und die Polarisierungsreinheit der Rectenna
zu beeinflussen.
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Ein
Beispiel einer elektrisch kleinen UHF-Rectenna für einen passiven RFID-Transponder wurde
gemäß einer
beispielhaften erfindungsgemäßen Ausführungsform
entworfen und hergestellt.
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In
der beispielhaften erfindungsgemäßen Ausführungsform
hat die Antenne eine Größe von 7 × 5 cm2. Diese Größe entspricht 0,21 λ0 × 0,15 λ0, wobei λ0 eine Wellenlänge in einem
freien Raum bei einer Mittenfrequenz von 912 MHz bezeichnet.
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12 ist
eine Kurve, die die durch eine vorgegebene Impedanz eines Halbleiter-Chips
tatsächlich
geladene Antennen-Echodämpfung
veranschaulicht. Es wird vorausgesetzt, dass der komplexe Impedanzwert
des Transponder-Halbleiter-Chips
34,5 – j815
Ohm beträgt.
Bezugnehmend auf 12 ist die Bandbreite der Antenne
mit einem Echodämpfungspegel
von –10dB
10 MHz (das heißt
1,1%). Die oben beschriebene Erhöhung
der Betriebsbandbreite ist hinreichend für das tatsächliche RFID System. Die simulierte
Strahlungswirksamkeit der Antenne erreicht 75%, wobei die metallischen
und dielektrischen Verluste zu berücksichtigen sind. Das Strahlungsdiagramm
ist ein Rundstrahlmuster. Die Polarisierung ist linear mit einer
vernachlässigbaren
Menge an Querpolarisierung. Für
eine kopolarisierte normal einfallende Welle von 912 MHz ergibt
sich für
den RCS ein Wert von 38,4 cm2 mit konjugierter
Anpassung und ein Wert von 6,5 cm2 im Falle
von Kurzschlußterminierung.
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Durch Ändern der
Anzahl, Länge,
Breite, Raum usw. der Querschlitze kann ein gewünschtes Reaktanz-zu-Widerstand-Verhältnis erhalten
werden.
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Der
RCS ist ein Maß dafür, wie gut
ein Objekt eine elektromagnetische Welle reflektieren kann. Für eine gegebene
Wellenlänge
und Polarisierung verändert
sich der RCS je nach Anzahl der Designparameter wie Größe, Form,
Material, Oberflächenstruktur usw.
eines Objekts. Zum Beispiel reflektieren Metalloberflächen die
elektromagnetische Welle besser als dielektrische Materialien.
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Im
Falle einer Planaren Antenne als Streuobjekt hat die Antenne einen
größeren RCS
unter der Voraussetzung, dass andere Bedingungen gleich sind, da
der größere Bereich
aus Metall besteht. Somit hat die erfindungsgemäße Rectenna im Vergleich zur
typischen Antenne in Form eines schmalen Metallstreifensmusters
einen verbesserten RCS für
die gleiche Größe.
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Folglich
ist in der beispielhaften erfindungsgemäßen Ausführungsform die Rectenna mit
einer an einen Transponder-Halbleiter-Chip konjugiertangepaßten kleinen
Antenne versehen, die einen verbesserten RCS aufweist und in einer
verbesserten Frequenzbandbreite funktioniert, ohne das Strahlungsdiagramm,
die Strahlungswirksamkeit, die Polarisierungsreinheit usw. der Antenne
nachteilig zu beeinflussen.
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Wie
oben beschrieben, bietet die kleine planare Antenne gemäß einer
beispielhaften erfindungsgemäßen Ausführungsform
die Vorteile eines vergrößerten Antennenbereichs,
der wesentlich an der Abstrahlung beteiligt ist, und somit einer
verbesserten Bandbreite, ohne das Strahlungsdiagramm, die Strahlungswirksamkeit,
die Polarisierungsreinheit usw. der Antenne nachteilig zu beeinflussen.
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Außerdem hat
die kleine Rectenna gemäß einer
beispielhaften erfindungsgemäßen Ausführungsform
den Vorteil, dass sie mit einer an einen Transponder-Halbleiter-Chip konjugiert-angepaßten kleinen
Antenne versehen ist, dass sie einen verbesserten RCS aufweist und
in einer verbesserten Frequenzbandbreite funktioniert, ohne das
Strahlungsdiagramm, die Strahlungswirksamkeit, die Polarisierungsreinheit
usw. der Antenne nachteilig zu beeinflussen.
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Die
obigen beispielhaften Ausführungsformen
und Vorteile dienen lediglich als Beispiele und sind nicht als einschränkend für die Erfindung
zu verstehen. Die vorliegende Lehre kann ohne weiteres auf andere
Vorrichtungstypen angewendet werden. Ferner ist die Beschreibung
der beispielhaften Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung als illustrativ und nicht einschränkend für den Geltungsbereich
der Ansprüche
zu betrachten, und für
einen in der Technik bewanderten Fachmann werden viele Alternativen,
Modifikationen und Änderungen
offensichtlich sein.