DE4493150C2 - Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung - Google Patents
Nichtflüchtige HalbleiterspeichervorrichtungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine nichtflüchtige Halbleiterspeicher
vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Eine nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
Oberbegriff des Patentanspruchs 1 ist aus der JP-4-15569 A
bekannt. Mit dieser nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrich
tung wird eine spezielle Schreibtechnik für einen EPROM ange
strebt. Die Source-Elektrode eines Zellentransistors des
EPROMs ist auf Masse gelegt und die Drain ist mit einer Bit-
Leitung verbunden. Am Ende der Bit-Leitung ist ein Kondensator
in Reihe mit der Bit-Leitung geschaltet, wobei der Kondensator
aus der Verdrahtungskapazität der Bit-Leitung besteht. Bei
dieser Halbleiterspeichervorrichtung wird die Bit-Leitung auf
einem ausreichend niedrigen Potential so eingestellt, daß ein
fehlerhaftes Schreiben für weitere Zellentransistoren verhin
dert wird, wenn das Schreiben für einen bestimmten Zellentran
sistor beendet ist.
Aus der US 5 068 827 ist eine Schaltung bekannt, mit deren
Hilfe an das Steuergerät eines Speichertransistors mit schwe
bendem Gate ein Signal angelegt wird, das sich zwischen zwei
Potentialen ändert. Hierdurch wird die Lebensdauer des Tunnel
oxids des Speichertransistors verlängert. Mit dieser Schaltung
soll das sogenannte "Locheinfangphänomen" verhindert werden,
d. h. es soll verhindert werden, daß in der Halbleiterspeicher
vorrichtung Löcher in unerwünschter Weise angesammelt werden,
welche die Standzeit des Speichers verkürzen.
Bei weiteren herkömmlichen nichtflüchtigen Halbleiterspeicher
vorrichtungen kann der Vorgang des Überschreibens gespeicher
ten Daten eingeteilt werden in (1) ein System, bei dem mittels
heißer Elektronen geschrieben und
mittels Tunnelströmen gelöscht wird, und (2) ein System, bei
dem mittels Tunnelströmen geschrieben und gelöscht wird.
Das zuerst genannte Überschreibsystem betrifft ein
Flash-EEPROM vom elektrischen Löschtyp. Die Schreiboperation
wird wie folgt durchgeführt. Eine Schreibspannung Vpp wird
sowohl an das Steuergate als auch den Drainanschluß einer
Speicherzelle angelegt, um heiße Elektronen in das schwebende
Gate zu injizieren. Daher hängt die Schwellenspannung Vth
innerhalb der Speicherzelle von der Kanallänge, der Dicke
eines isolierenden Tunnelfilms und einer Source-Drain-Spannung
ab. Dies resultiert in einer breiten Verteilung der
Schwellenspannungen Vth nach einem Schreiben in
Speicherzellen, wie es in den Fig. 38A und 38B gezeigt ist.
Die Löschoperation wird wie folgt durchgeführt. Wenn das
Steuergate auf Erde gelegt ist, wird eine Löschspannung Vpp an
eine Source- (oder Drain-)Elektrode der Speicherzelle
angelegt, um die Elektronen, die in dem schwebenden Gate
gefangen sind, in die Source- (oder Drain-)Elektrode zu
extrahieren. Wie beider Schreiboperation hängt auch bei der
Löschoperation die Schwellenspannung von der Spannung auf
einer Wortleitung, der Drain-Spannung und der Dicke des
Tunnel-Isolierfilms ab. Dies resultiert in einer breiten
Verteilung der Schwellenspannungen Vth nach einem Löschen in
den Speicherzellen, wie es in den Fig. 38A und 38B gezeigt
ist.
Das letztgenannte Überschreibsystem betrifft ein EEPROM vom
NAND-Typ. Bei diesem nichtflüchtigen Speicher werden die
Schreib- und Löschoperationen unter Verwendung des
Tunnelstroms von dem gesamten schwebenden Gate durchgeführt.
Wie bei der obigen Löschoperation hängt die Schwellenspannung
Vth von der Spannung auf einer Wortleitung, der Drain-Spannung
und der Dicke des Tunnel-Isolierfilms ab. Dies resultiert in
einer breiten Verteilung der Schwellenspannungen Vth nach
einem Schreiben und einem Löschen in den Speicherzellen, wie
es in Fig. 38C gezeigt ist.
Übrigens zeigt Fig. 38D die Verteilung der Schwellenspannungen
Vth in einem UVEPROM vom Ultraviolett-Löschtyp. Die
Schreiboperation wird derart durchgeführt, daß eine
Schreibspannung Vpp sowohl an ein Steuergate als auch eine
Drain-Elektrode einer Speicherzelle angelegt wird, um heiße
Elektronen in das schwebende Gate zu injizieren. Dies
resultiert in einer breiten Verteilung der Schwellenspannungen
Vth nach einem Schreiben in den Speicherzellen wie bei dem
Flash-EEPROM. Andererseits wird die Löschoperation derart
durchgeführt, daß die in dem schwebenden Gate gefangenen
Elektronen durch Bestrahlung mit Ultraviolett-Strahlen
extrahiert werden. Dies resultiert in einer scharf begrenzten
Verteilung der Schwellenspannungen Vth in der Nähe von 0,8 V
nach einem Löschen in den Speicherzellen. In den Fig. 38A bis
38D, die die Verteilungen der Schwellenspannungen zeigen,
sollte beachtet werden, daß an der Ordinate eine
Schwellenspannung Vth in einer Speicherzelle aufgetragen ist,
und daß an der Abszisse deren Häufigkeit aufgetragen ist, und es
sollte beachtet werden, daß der Zustand, in dem Ladungen in
einem schwebenden Gate gespeichert sind, "0"-Daten genannt
wird, wohingegen der Zustand, bei dem keine Ladungen in dem
schwebenden Gate gespeichert sind, "1"-Daten genannt wird.
Wie es oben beschrieben ist, sind die herkömmlichen
nichtflüchtigen Halbleiterspeicher durch eine relativ breite
Verteilung der Schwellenspannungen Vth charakterisiert. Daher
können Schreib- und Löschoperationen nicht mit derselben
eingestellten Schwellenspannung Vth ausgeführt werden. Die
Schwellenspannungen schwanken auch in demselben Speicherchip.
So wird allgemein die Schreibzeit für jedes Bit geändert, so
daß die Schwellenspannungen in einem vorbestimmten Bereich
eingestellt werden. Dies erfordert eine relativ lange
Schreibzeit.
Weiterhin sind die herkömmlichen nichtflüchtigen
Halbleiterspeicher mit einer Logikschaltung zum Erfassen des
Schreibzustands oder des Löschzustands einer Speicherzelle und
zum Ändern der Zustände versehen. Die Logik-Schaltung besetzt
einen größeren Bereich in einer Halbleiterspeichervorrichtung.
In vielen Fällen erfaßt die Logik-Schaltung den Schreib- oder
Löschzustand aus dem Drain-Strom, der durch eine Speicherzelle
fließt.
Beispielsweise schlägt die (offengelegte) JP-A-64-46297,
eingereicht von Intel Corporation (Erfinder: Winston K. M.
Lee), Logik-Schaltungen vor, wie sie in den Fig. 39A und 39B
gezeigt sind. Das gezeigte Löschen für eine nichtflüchtige
Speicherzelle kann durch eine spezifische Schaltung ausgeführt
werden, die das Endpotential des schwebenden Gates steuert.
Wie es in Fig. 39A gezeigt ist, ist eine nichtflüchtige
Speicherzelle 1 mit einem Steuergate 2 und einem schwebenden
Gate 3 versehen. Eine Löschspannungsquelle 7 ist vorgesehen,
um an den Source-Anschluß S der Speicherzelle eine
Löschspannung anzulegen. Eine Rückkoppel-Verstärkungsschaltung
4 ist zwischen dem Drain-Anschluß D und dem Steuergate 2
angeschlossen. Im Betrieb erfolgt dann, wenn sich eine
Drain-Spannung erhöht, auch eine Erhöhung des Potentials an
dem Steuergate 2. Dann werden Elektronen aus dem schwebenden
Gate entladen. Als Ergebnis wird eine sich weiter erhöhende
Rückkoppelspannung zu dem Steuergate 2 geführt, um die
Löschspannung zu löschen. Somit kann das Endpotential des
schwebenden Gates durch Steuern des Rückkoppelbetrags der
Rückkoppel-Verstärkungsschaltung 4 gesteuert werden.
Wie es in Fig. 39B gezeigt ist, ist die nichtflüchtige
Speicherzelle 1 mit dem Steuergate 2 und dem schwebenden Gate
3 versehen. Ein Komparator 5, der mit einer
Referenzspannungsquelle 6 verbunden ist, ist zwischen dem
Drain-Anschluß und dem Steuergate 2 der nichtflüchtigen
Speicherzelle 1 angeschlossen. Sein Ausgangsanschluß ist mit
der Löschspannungsquelle 7 verbunden. Im Betrieb wird dann,
wenn sich die Drainspannung derart erhöht, daß sie eine
Referenzspannung VR überschreitet, die Ausgabe von dem
Komparator 5 invertiert, um den Betrieb der
Löschspannungsquelle 7 anzuhalten. Dies verhindert, daß die
nichtflüchtige Speicherzelle 1 derart stark gelöscht wird, daß
ein negativer Schwellenwert erzeugt wird. Wie es oben
beschrieben ist, benötigen die herkömmlichen nichtflüchtigen
Speicher, die in einem Anfangszustand vorbestimmte
Verteilungen der Schwellenspannungen haben, eine Schaltung zum
Verringern der Schwankung der Schwellenspannungen beim
Schreiben, um eine stabilisierte Operation zu realisieren, und
eine Rückkopplungs- oder Logik-Schaltung zum Abändern des
Löschzustandes, um zu verhindern, daß eine Speicherzelle in
einem derart starken Ausmaß gelöscht wird, daß der negative
Schwellenwert erzeugt wird, wodurch die Schwankung der
Schwellenspannungen im Anfangszustand der Speicherzelle
verringert wird. Somit haben die herkömmlichen nichtflüchtigen
Speicher einen komplizierteren Schaltungsaufbau und sind
aufgrund des Vorhandenseins von zusätzlichen Schaltungen außer
den Speicherzellen äußerst groß.
Weiterhin wird in der herkömmlichen nichtflüchtigen
Speichervorrichtung dann, wenn die Schwellenspannungen in
Speicherzellen in einem Anfangszustand schwanken, die
Schreibzeit derart abgeändert, daß die Schwellenspannungen in
einem vorbestimmten Bereich sind. Die nichtflüchtige
Speichervorrichtung hat somit einen Nachteil darin, daß sie
eine relativ lange Schreibzeit erfordert.
Im allgemeinen wird die Schreib-/Löschoperation für ein
Flash-EEPROM derart ausgeführt, daß Ladungen einmal zuvor in
dem schwebenden Gate gespeichert werden, um "0"-Daten zu
schreiben, und die gespeicherten Ladungen gelöscht werden.
Daher hat das Flash-EEPROM einen Nachteil darin, daß die
Löschoperation kompliziert ist.
Aus diesem Grund wird in dem Flash-EEPROM die Löschoperation
derart durchgeführt, daß Ladungen einmal in dem schwebenden
Gate gespeichert und die gespeicherten Ladungen extrahiert
werden. Weiterhin werden zum Verkürzen der Schreibzeit Daten
einmal in einem RAM gespeichert und darauffolgend in eine
nichtflüchtige Speicherzelle geschrieben.
Dies macht eine periphere Schaltung großen Ausmaßes nötig. Zum
Vermeiden eines derartigen Nachteils ist vorgeschlagen worden,
einen DRAM (dynamischen RAM) in den peripheren Bereich der
nichtflüchtigen Speichervorrichtung einzubauen, während die
Schreib-/Löschfunktion bewahrt wird, wobei Daten in den RAM
geschrieben werden, und danach die Daten aufeinanderfolgend in
nichtflüchtige Speicherzellen geschrieben werden.
Wo in einer untergeordneten Bitleitung gespeicherte schwebende
Ladungen einen großen Leckstrom (Kriechstrom) haben,
erniedrigt sich das Potential abrupt, wodurch der
Unter-Bitleitung eine unzureichende Vorladung zugeteilt wird.
Dies stellt eine Behinderung beim Lesen der gespeicherten
Daten dar.
Desweiteren erniedrigt sich dort, wo Daten durch Speichern von
Ladungen in dem schwebenden Gate einer nichtflüchtigen
Speicherzelle zu löschen sind, wenn die auf der vorgeladenen
Unter-Bitleitung gespeicherten Ladungen aufgrund des
Kriechstroms entladen werden, die Drain-Spannung
(Lade-Spannung) der nichtflüchtigen Speicherzelle. Dies kann
es unmöglich machen, die Löschoperation durchzuführen. Wenn
die Drain-Spannung, die konstant sein soll, stark schwankt,
kann die Schreib-/Löschoperation nicht effizient ausgeführt
werden.
Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine
nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung zu schaffen, die
geeignet ist, eine Löschoperation auf einfacher Weise schnell
und stabil durchzuführen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Patentanspruch
1 angegebenen Merkmale gelöst.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Un
teransprüchen.
Die Erfindung schafft eine nichtflüchtige Halbleiterspeicher
vorrichtung, die eine Schreib-/Löschoperation in kurzer Zeit
stabil durchführen kann. Erfindungsgemäß wird bei der Halblei
terspeichervorrichtung ein niedriger Leistungsverbrauch be
zweckt.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 1A und 1B wird nun die
nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung
erklärt.
In Fig. 1A, die eine Ansicht zum Erklären des Prinzips der
vorliegenden Erfindung ist, hat eine nichtflüchtige
Speicherzelle 1 in ein Halbleitersubstrat diffundierte
Source-/Drain-Schichten und einen ersten und einen zweiten
Isolierfilm (Tunnel-Oxidschichten), die ihre Hauptoberflächen
bilden. Die Speicherzelle 1 hat auch eine erste Elektrode
(schwebendes Gate) das von dem ersten und dem zweiten
Isolierfilm kreisförmig umgeben ist, und eine zweite Elektrode
(Steuergate), die auf dem ersten Isolierfilm ausgebildet ist.
Die Speicherzelle 1 ist mit einem Schalt-MOS-Transistor 8
verbunden, und ihre Drain-Elektrode ist mit einem Kondensator
9 verbunden. Der Kondensator 9 hat insgesamt C0 als die
parasitäre Kapazität der Bitleitung, die mit vielen
Speicherzellen verbunden ist, und seine elektrisch mit der
Bitleitung verbundenen Teile sind mit den Bitleitungen
verbunden. Beispiele der mit den Bitleitungen verbundenen
Teile sind ein selektives Schaltelement 8, eine Speicherzelle.
Es kann andere Transistoren oder Verdrahtungen geben, was von
der Schaltungsstruktur abhängt. Obwohl das selektive
Schaltelement 8 und Speicherzelle wenigstens einen Transistor
aufweist, trägt die parasitäre Kapazität der Schicht, in die
eine Dotierung diffundiert ist, auf der Seite, wo der
Transistor mit der Bitleitung verbunden ist, hauptsächlich,
oder im wesentlichen zu der parasitären Kapazität C0 bei.
Längere Bitleitungen oder eine größere Anzahl von
nichtflüchtigen Speicherzellen erhöhen die parasitäre Kapazität
C0. Wo eine größere Anzahl nichtflüchtiger Speicherzellen mit
der Bitleitung verbunden ist, wird die Bitleitung im
allgemeinen lang, wodurch die parasitäre Kapazität C0 erhöht
wird. Wenn die parasitäre Kapazität C0 nicht so groß ist, kann
ein weiteres Kondensator-Element zusätzlich an die Bitleitung
angeschlossen werden, so daß ein unzureichender Betrag einer
parasitären Kapazität ergänzt werden kann.
Nun wird angenommen, daß Ladungen in das schwebende Gate 3
injiziert werden, so daß Daten in der Zelle geschrieben
werden, und das schwebende Gate 3 wird in ausreichendem Maß
auf ein negatives Potential geladen, so daß die
Schwellenspannung der Speicherzelle ausreichend hoch ist.
Zuerst wird, wie es in Fig. 1B gezeigt ist, die
Drain-Elektrode der Speicherzelle 1 auf ein positives
Potential (5 V) geladen und darauffolgend in einen schwebenden
Zustand versetzt.
Nachfolgend wird ein positiver Impuls an das Steuergate 2
angelegt, so daß das Potential des Steuergates 2 für eine
kurze Zeit positiv ist (3 V), und danach wird ein negativer
Impuls an das Steuergate 2 angelegt, so daß das Potential des
Steuergates für eine kurze Zeit negativ ist (-10 V). Somit
wird das Potential an dem schwebenden Gate 3 etwas geändert,
um das Drain-Potential zu erniedrigen. Eine solche Operation
wird wiederholt, um die in dem schwebenden Gate 3
gespeicherten Ladungen zu verringern, wodurch die in der
Speicherzelle gespeicherten Daten gelöscht werden.
Wie es oben beschrieben ist, wird bei der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung
die Löschoperation wie folgt
durchgeführt. Eine Impuls-Welle (ein Signal) mit
alternierenden positiven und negativen Potentialen wird an das
Steuergate angelegt, so daß die in dem schwebenden Gate
gespeicherten Ladungen entladen werden, und wenn der
Schwellenwert der Speicherzelle ausreichend niedrig wird,
werden die Ladungen im Drain-Anschluß durch den Kanal in den
Source-Anschluß entladen, um so das Potential an dem
Drain-Anschluß zu erniedrigen.
Das Potential an dem Drain-Anschluß erniedrigt sich, wenn die
Impuls-Welle an das Steuergate angelegt wird. Aus diesem Grund
fließt auch dann, wenn ein negativer Impuls an das Steuergate
angelegt wird, kein Tunnelstrom zwischen dem schwebenden Gate
und dem Drain-Anschluß, so daß das Potential an dem
schwebenden Gate sich nicht weiter verändert. Somit kann das
Potential an dem schwebenden Gate durch das Potential der an
das Steuergate angelegten Spannung gesteuert werden.
Bei der nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung kann
gemäß einer Abwandlung ein sich
zwischen positiven und negativen Potentialen änderndes Signal
an das Steuergate der Speicherzelle angelegt werden, um in dem
schwebenden Gate gespeicherte Ladungen zu extrahieren, so daß
die Spannung des schwebenden Gates in eine vorbestimmte
Spannung konvergiert wird. Wo die vorgeladenen Ladungen stark
lecken, wird ein Strom zum Auffüllen des Lecks zu einer
untergeordneten Bitleitung geführt, so daß verhindert wird,
daß sich das Ladepotential auf der untergeordneten Bitleitung
abrupt erniedrigt. Somit wird die Lese-/Löschoperation
durchgeführt, während das Ladepotential an der untergeordneten
Bitleitung gehalten wird.
Gemäß einer weiteren Variante enthält
das Signal Impulse, die sich
jeweils zwischen einem anderen Potential mit positiver Spitze,
das niedriger als das Potential mit positiver Spitze ist, und
dem Potential mit negativer Spitze ändern, und die jeweils
zwischen den Potentialen mit positiver Spitze überlagert
werden, und das Signal andererseits Impulse enthält, die sich
jeweils zwischen einem anderen Potential mit negativer Spitze,
das höher als das Potential mit negativer Spitze ist, und dem
Potential mit negativer (positiver) Spitze ändert, und
zwischen den Potentialen mit positiver Spitze überlagert
werden.
In Fig. 2A wird die Operation der nichtflüchtigen
Halbleitervorrichtung gemäß dem dritten Aspekt der
vorliegenden Erfindung kurz erklärt. In Fig. 2A bezeichnet ein
Symbol Ts einen Auswahl-Transistor, und ein Symbol M1
bezeichnet einen nichtflüchtigen Speicher-Transistor mit einem
schwebenden Gate. Der Drain-Anschluß des Speicher-Transistors
M1 ist an den Source-Anschluß des Auswahl-Transistors Ts
angeschlossen. An seine Verbindungsstelle sind ein Kondensator
C0 und ein Ersatz-Widerstand R0 entsprechend einem Leckstrom
angeschlossen. Ein Signal wird an die Steuergates angelegt, um
Ladungen zu extrahieren, so daß unterschiedliche
Schwellenspannungen der nichtflüchtigen Speicherzellen in
einen vorbestimmten Wert konvergiert werden.
Wo es einen großen Leckstrom gibt, können Änderungen bei der
Drain-Spannung mittels Ergänzen des Stroms, der dem Leckstrom
entspricht, erniedrigt werden, so daß die Schwellenspannung
auf einfache Weise erfaßbar ist. Der Kondensator C0 kann
weggelassen werden, wenn die Leitungskapazität groß ist.
Wird eine Spannung von 5 V an den Drain-Anschluß des
Auswahl-Transistors Ts angelegt, wird eine Spannung von 5 V an
das Steuergate angelegt, so daß der Auswahl-Transistor Ts
"ein"-geschaltet wird, so daß der Kondensator C0 geladen wird.
Dann wird der Auswahl-Transistor Ts "aus"-geschaltet, um den
Speicher-Transistor M1 in einen schwebenden Zustand zu
versetzen. An das Steuergate des Speicher-Transistors M1
werden Impulse angelegt, wie sie in den Fig. 2C und 2D gezeigt
sind.
Das in Fig. 2C gezeigte Signal enthält Impulse, die zwischen
positiv und negativ oszillieren. Die positiven Impulse A und B
haben unterschiedliche Spitzenwerte (3 V und 2,5 V) und der
negative Impuls C hat einen festen Spitzenwert (-10 V). Das
in Fig. 2D gezeigte Impulssignal enthält auch Impulse, die
zwischen positiven und negativen Potentialen oszillieren. Wie
es zu sehen ist, werden die negativen Impulse mit
Spitzenwerten von -10 V und -5 V abwechselnd zwischen den
positiven Impulsen A wiederholt, die jeweils einen festen
Spitzenwert haben.
Auf diese Weise kann der Speicher-Transistor M1 durch die
positiven Impulse A auf eine vorbestimmte Spannung eingestellt
werden, und der Leistungsverbrauch wird durch Erniedrigen der
Spitzenwerte der Impulse B zwischen den positiven Impulsen A
verringert.
Bei der nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung wird gemäß
einer weiteren Variante ein
Impulssignal an das Steuergate des Speicher-Transistors (der
Zelle) über eine Wortleitung angelegt, um eine
Lösch-/Schreiboperation auszuführen. Mittels des Zuführens
eines äußerst kleinen Stroms, der einem Leckstrom entspricht,
der für eine Haupt-Bitleitung oder eine Unter-Bitleitung
vorgesehen ist, wird ein sehr kleiner Strom zu einer
vorbestimmten Bitleitung in Übereinstimmung mit der Operation
einer Spalten-Decodierschaltung während einer Lösch- oder
Schreiboperation zugeführt. Somit können die
Schwellenspannungen einer großen Anzahl von Speicherzellen
gleichzeitig und genau auf einen vorbestimmten Wert gesteuert
werden.
Übrigens kann das "Signal", das an das Steuergate der
Speicherzelle anzulegen ist,
als ein Signal definiert werden, das zwischen einem positiven
Potential und einem negativen Potential schwanken kann, und es
kann irgendein Signal sein, das die nach der vorliegenden
Erfindung gewünschte Operation erzielen kann.
Die obigen und weitere Gegenstände und Merkmale der
vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung
im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen klarer, wobei:
Fig. 1A ein theoretisches Schaltungsdiagramm des
nichtflüchtige Halbleiterspeichers (der Zelle)
gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden
Erfindung ist;
Fig. 1B ein Wellenformdiagramm zum Zeigen der
Operation des in Fig. 1A gezeigten Speichers
ist;
Fig. 2A ein theoretisches Schaltungsdiagramm des
nichtflüchtigen Halbleiterspeichers (der
Zelle) gemäß dem zweiten Aspekt der
vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 2B ein Wellenformdiagramm zum Zeigen der
Operation des in Fig. 2A gezeigten Speichers
ist;
Fig. 2C und 2D Wellenformdiagramme von Impulsen sind, die an
das Gate des in Fig. 2A gezeigten Speichers
während seiner Lösch-/Schreiboperation
angelegt werden;
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm einer nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem ersten
Aspekt der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 4A ein Wellenformdiagramm von Impulsen ist, die
an eine Wortleitung der in Fig. 3 gezeigten
Speichervorrichtung angelegt werden;
Fig. 4B eine Ansicht ist, die das Potential an dem
schwebenden Gate in der in Fig. 3 gezeigten
Speichervorrichtung zeigt;
Fig. 4C eine Ansicht ist, die das Potential an einer
Bitleitung in der in Fig. 3 gezeigten
Speichervorrichtung zeigt;
Fig. 5A ein Wellenformdiagramm von Impulsen ist, die
an eine Wortleitung der in Fig. 3 gezeigten
Speichervorrichtung angelegt werden;
Fig. 5B eine Ansicht ist, die das Potential an dem
schwebenden Gate in der in Fig. 3 gezeigten
Speichervorrichtung zeigt;
Fig. 5C eine Ansicht ist, die das Potential an einer
Bitleitung in der in Fig. 3 gezeigten
Speichervorrichtung zeigt;
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm einer weiteren
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung
gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden
Erfindung ist;
Fig. 7 ein Schaltungsdiagramm einer nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 8A und 8B Wellenformdiagramme eines Eingangsimpulses
sind, der an eine Pegel-Verschiebeeinheit
angelegt wird, und deren Ausgangsimpulses;
Fig. 9A und 9B jeweils ein Ersatzschaltbild ist, das den
Hauptteil des in Fig. 7 gezeigten Speichers
zeigt, und ein Wellenformdiagramm ist, das die
daran angelegte Spannung zeigt;
Fig. 10 ein Schaltungsdiagramm einer weiteren
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung
gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden
Erfindung ist;
Fig. 11A und 11B Wellenformdiagramme von Eingangsimpulsen
sind, die an eine Pegel-Verschiebeeinheit
angelegt werden, und
Fig. 11C ein Ausgangsimpuls davon ist;
Fig. 12A, 12B und 12C jeweils Wellenformdiagramme einer
Spannung eines schwebenden Gates, einer
Bitleitungs-Spannung und einer
Steuergate-Spannung in der in Fig. 10
gezeigten Speichervorrichtung sind;
Fig. 13A ein Schaltungsdiagramm einer weiteren
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung
gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden
Erfindung ist;
Fig. 13B und 13C jeweils ein Ersatzschaltbild ist, das den
Hauptteil des in Fig. 13A gezeigten Speichers
zeigt, und ein Wellenformdiagramm ist, das die
daran angelegte Spannung zeigt;
Fig. 14A ein Schaltungsdiagramm einer weiteren
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung
gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden
Erfindung ist;
Fig. 14B und 14C jeweils ein Ersatzschaltbild ist, das den
Hauptteil des in Fig. 14A gezeigten Speichers
zeigt, und ein Wellenformdiagramm ist, das die
daran angelegte Spannung zeigt;
Fig. 15A, 15B und 15C jeweils Wellenformdiagramme einer
Spannung eines schwebenden Gates einer
Bitleitungs-Spannung und einer
Steuergate-Spannung in der in Fig. 14A
gezeigten Speichervorrichtung sind;
Fig. 16 eine Schnittansicht ist, die ein weiteres
Beispiel einer Strom-Zuführeinrichtung zeigt;
Fig. 17A ein Schaltungsdiagramm eines
Ausführungsbeispiels des nichtflüchtigen
Speichers gemäß dem dritten Aspekt der
vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 17B ein Wellenformdiagramm der Impulse ist, die
während einer Lösch-/Schreiboperation an das
Steuergate angelegt werden;
Fig. 18 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren
Ausführungsbeispiels des nichtflüchtigen
Speichers gemäß dem dritten Aspekt der
vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 19A, 19B und 19C jeweilige Wellenformdiagramme einer
Spannung eines schwebenden Gates, einer
Bitleitungs-Spannung und einer
Steuergate-Spannung in der in Fig. 18
gezeigten Speichervorrichtung sind;
Fig. 20 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren
Ausführungsbeispiels der nichtflüchtigen
Speichervorrichtung gemäß dem dritten Aspekt
der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 21A ein Ersatzschaltbild des Ausführungsbeispiels
der Fig. 20 ist;
Fig. 21B ein Wellenformdiagramm ist, das die
Operationszeiten eines Schalters zeigt;
Fig. 21C ein Wellenformdiagramm ist, das einen
zusammengesetzten Impuls zeigt;
Fig. 22A ein weiteres Ersatzschaltbild des
Ausführungsbeispiels der Fig. 20 ist;
Fig. 22B ein Wellenformdiagramm ist, das die
Operationszeiten eines Schalters zeigt;
Fig. 22C ein Wellenformdiagramm ist, das einen
zusammengesetzten Impuls zeigt;
Fig. 23A ein Schaltungsdiagramm ist, das ein weiteres
Ausführungsbeispiel der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung
zeigt;
Fig. 23B eine Tabelle zum Erklären einer Löschoperation
ist;
Fig. 24 ein Schaltungsdiagramm einer nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 25 ein Schaltungsdiagramm einer weiteren
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung
gemäß dem vierten Aspekt der vorliegenden
Erfindung ist;
Fig. 26 ein Schaltungsdiagramm einer weiteren
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung
gemäß dem vierten Aspekt der vorliegenden
Erfindung ist;
Fig. 27 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein
Ausführungsbeispiel zeigt, bei dem eine
Schaltung für einen winzigen Strom eine
Lade-Pumpschaltung ist;
Fig. 28 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren
Beispiels der Ladepumpe ist;
Fig. 29 ein Wellenformdiagramm von
Operations-Wellenformen ist, die auf der in
Fig. 29 gezeigten Ladepumpe basieren;
Fig. 30 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein
Ausführungsbeispiel zeigt, bei dem eine
Schaltung für einen winzigen Strom eine
geschaltete Kondensatorschaltung ist;
Fig. 31 ein Schaltungsdiagramm von
Operations-Wellenformen ist, die auf der in
Fig. 30 gezeigten geschalteten
Kondensatorschaltung basieren;
Fig. 32 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren
Beispiels des geschalteten Kondensators ist;
Fig. 33 ein Wellenformdiagramm von
Operations-Wellenformen ist, die auf dem in
Fig. 32 gezeigten geschalteten Kondensator
basieren;
Fig. 34 bis 37 Schaltungsdiagramme weiterer
Ausführungsbeispiele der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung
sind;
Fig. 38A und 38B Kurven sind, die jeweils die Verteilung der
Schwellenspannungen eines gewöhnlichen
Flash-EEPROM zeigen;
Fig. 38C eine Kurve ist, die die Verteilung der
Schwellenspannungen eines gewöhnlichen EEPROM
vom NAND-Typ zeigt;
Fig. 38D eine Kurve ist, die die Verteilung der
Schwellenspannungen eines UVEPROM zeigt;
Fig. 39A und 39B Schaltungsdiagramme sind, die das
Löschverfahren in dem herkömmlichen
nichtflüchtigen Halbleiterspeicher zeigen;
Fig. 40A und 40B ein Ersatzschaltbild des nichtflüchtigen
Halbleiterspeichers bzw. ein
Wellenformdiagramm zum Erklären seiner
Operation sind;
Fig. 41A ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels einer
Impuls-Erzeugungsschaltung ist, und
Fig. 41B und 41C Wellenformdiagramme zum Erklären ihrer
Operation sind;
Fig. 42 ein Wellenformdiagramm zum Erklären der
Operation der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung ist; und
Fig. 43A bis 43C Wellenformen zum Erklären des durch die
vorliegende Erfindung zu lösenden Problems
sind.
Fig. 44 und 45 Kurven sind, die die Effekte bzw. Wirkungen
der Einstellung der Schwellenspannungen gemäß
der vorliegenden Erfindung zeigen; und
Fig. 46 ein Blockdiagramm der Grundstruktur des
Speichers ist, auf den das
"Wechsel-Impulsverfahren" anzuwenden ist.
Nachfolgend werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der
Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erklärt.
Es wird ein Verfahren zum Einstellen der Schwellenspannungen
nichtflüchtiger Speicherzellen beschrieben.
Zuerst wird das Verfahren zum Vereinheitlichen der
Schwellenspannungen nichtflüchtiger Speicherzellen M1-Mn vom
Typ eines schwebenden Gates im Detail erklärt.
Bei dieser Erklärung sind die Transistoren, die die
Speicherzellen M1-Mn bilden, "Speicher-Transistoren"
genannt. Zum leichteren Verstehen wird eine genauere Erklärung
gegeben. Aber die vorliegende Erfindung sollte nicht auf diese
konkrete Erklärung beschränkt sein. Die Elektrode eines
Speicher-Transistors auf der Seite, wo ein Speicherknoten N
(Verbindungsstelle zwischen Transistor und Kondensator in Fig.
1A) angeordnet ist, wird Drain-Elektrode genannt, wohingegen
die Elektrode des Speicher-Transistors auf der
gegenüberliegenden Seite Source-Elektrode genannt wird. Die
obige Definition der Source-Elektrode und der Drain-Elektrode
dient lediglich der einfacheren Erklärung halber. In einigen
Fällen wird gemäß dem Operationsmodus einer tatsächlichen
nichtflüchtigen Speichervorrichtung die Elektrode des
Speicher-Transistors, wo der Speicherknoten angeordnet ist,
bevorzugt als Source-Elektrode definiert. Beispielsweise sind
bei einem wohlbekannten Leitungssystem mit virtueller Erdung
die Bitleitung, an die die Drain-Elektroden der
Speicher-Transistoren gemeinsam angeschlossen sind, und die
Source-Leitung, an die die Source-Elektroden davon gemeinsam
angeschlossen sind, abwechselnd auf ein Erdpotential
geschaltet. Die vorliegende Erfindung enthält auch einen
derartigen Modus.
Weiterhin kann bei einer bestimmten Struktur einer
Speicherzelle und eines Anwendungszustandes einer Spannung
(Verteilung einer elektrischen Feldstärke) ein Tunnelstrom
zwischen dem schwebenden Gate und einem Kanal des
Speicher-Transistors fließen. Bei der folgenden Erklärung ist
jedoch unter Berücksichtigung der Tatsache, daß die von dem
schwebenden Gate extrahierten Elektronen letztendlich zu der
Drain-Elektrode geschaltet werden, um die Drain-Elektrode in
einen Zustand mit relativ hohen Spannungen zu versetzen,
angenommen, daß der Tunnelstrom zwischen dem schwebenden Gate
und der Drain-Elektrode fließt, und zwar ungeachtet der
Speicherstruktur und der Verteilung des elektrischen Feldes.
Fig. 1B ist ein Zeitdiagramm zum Erklären des Verfahrens zum
Einstellen der Schwellenspannung einer nichtflüchtigen
Speicherzelle gemäß der vorliegenden Erfindung. Bei diesem
Einstellverfahren wird eine Wechsel-Spannung mit einer
bestimmten Amplitude, z. B. eine Wechsel-Spannung oder ein
Wechsel-Impulssignal, das zwischen positiven und negativen
Potentialen oszilliert, zu einer beschränkten Anzahl von
Zeitpunkten an das Steuergate der Speicherzelle angelegt.
Bei diesem Verfahren wird der Drain-Anschluß des
Speicher-Transistors zuvor auf einem höheren Potential
beibehalten, als jenes an der Source-Elektrode. Zum
Beibehalten der Drain-Elektrode auf einem hohen Potential
werden die Drain-Elektrode und die parasitäre Kapazität einer
Bitleitung, die an die Drain-Elektrode angeschlossen ist,
vorzugsweise als ein Kondensatorelement zur Ladungsspeicherung
verwendet, oder andererseits kann ein spezifisches
Kondensatorelement an die Drain-Elektrode angeschlossen
werden, so daß Ladungen in dem Kondensatorelement gespeichert
werden.
Als nächstes wird das Wechsel-Impulssignal, das zwischen
positiven und negativen Potentialen oszilliert, an das
Steuergate angelegt. Wenn eine positive Spannung an das
Steuergate angelegt wird, schaltet ein Speicher-Transistor mit
einem Schwellenwert ein, der niedriger als ein bestimmter Wert
ist, der in bezug auf die angelegte Spannung oder einen
Bereich in seiner Nachbarschaft definiert ist (nachfolgend
erwarteter Wert genannt). Dann verschieben sich Ladungen von
der Drain-Elektrode der nichtflüchtigen Speicherzelle zu ihrer
Source-Elektrode. Als Ergebnis erniedrigt sich die
Drain-Spannung in ausreichendem Maß, so daß ein
darauffolgendes Anlegen einer negativen Spannung nicht zuläßt,
daß der Tunnelstrom fließt. Das Extrahieren von Elektronen aus
dem schwebenden Gate hört nämlich auf, so daß der
Schwellenwert der nichtflüchtigen Speicherzelle sich danach
nicht ändert.
Andererseits werden dann, wenn eine negative Spannung an das
Steuergate angelegt wird, die in dem Speicher-Transistor
gespeicherten Ladungen zu der Drain-Elektrode extrahiert, und
die Schwellenspannung der nichtflüchtigen Speicherzelle fällt
um den extrahierten Betrag ab. Wenn darauffolgend die positive
Spannung an das Steuergate angelegt wird, schaltet der
Speicher-Transistor mit einem niedrigeren Schwellenwert als
dem erwarteten Wert ein, so daß sich die Ladungen von der
Drain-Elektrode zu der Source-Elektrode verschieben. Als
Ergebnis fällt die Drain-Spannung in ausreichendem Maß ab, so
daß ein nachfolgendes Anlegen einer negativen Spannung kein
Extrahieren von Elektronen aus dem schwebenden Gate zuläßt.
Demgemäß ändert sich danach der Schwellenwert der
nichtflüchtigen Speicherzelle nicht.
Wenn die obige Operation wiederholt wird, werden die
Schwellenwerte aller nichtflüchtigen Speicherzellen in den
erwarteten Wert konvergiert. Weiterhin werden, wenn die Anzahl
von Malen eines Wiederholens der obigen Operation klein ist,
die Schwellenwerte der nichtflüchtigen Speicherzellen nicht
streng in einen vorbestimmten Wert konvergiert, sondern können
einen erwünschten Bereich haben. Auch in diesem Fall ist es
klar, daß der Schwellenwert der nichtflüchtigen Speicherzelle
geeignet eingestellt worden ist. Ob der Schwellenwert streng
in einen festen Wert oder in einen gewünschten Bereich
konvergiert worden ist, wird nur durch Konvergenzmaß bestimmt.
Obwohl es aus dem Prinzip des obigen Verfahrens offensichtlich
ist, sollte die Wellenform des an das Steuergate der
nichtflüchtigen Speicherzelle angelegten Wechsel-Impulssignals
nicht beschränkt sein. Die Wellenform kann eine rechteckige
Welle, eine sinusförmige Welle, eine dreieckige Welle, etc.
sein.
Es folgt eine weitere konkrete Erklärung. Nun wird angenommen,
daß 10 (zehn) Impulse des Wechsel-Impulssignals, das z. B.
zwischen 3 V und 10 V oszilliert, an das Steuergate der
nichtflüchtigen Speicherzelle angelegt werden.
Zuerst wird eine Spannung von 5 V an die Drain-Elektrode eines
ausgewählten Transistors Tr1 angelegt, und es wird auch eine
Spannung von 5 V an seine Gate-Elektrode angelegt, so daß der
ausgewählte Transistor einschaltet. Dann wird das
Kondensatorelement, das durch eine Bitleitung BL und die
parasitäre Kapazität des elektrisch mit der Bitleitung
verbundenen Teils gebildet ist, geladen. Diese Ladeoperation
verstärkt das Drain-Potential des Speicher-Transistors eines
bestimmten nichtflüchtigen Speichers Mk. Danach wird, während
der ausgewählte Transistor Tr1 ausgeschaltet ist
(Gate-Spannung = 0 V), die Wechsel-Impulsspannung an das
Steuergate des Speicher-Transistors angelegt, der zu der
nichtflüchtigen Speicherzelle Mk gehört. Wenn eine positive
Spannung von 3 V an das Steuergate des Speicher-Transistors
angelegt wird, schaltet der Speicher-Transistor mit einem
Schwellenwert, der niedriger als der erwartete Wert ist, ein.
Dann fließt ein Kanalstrom von der Drain-Elektrode zu der
Source-Elektrode. Dies bedeutet eine Verringerung der
Drain-Spannung des Speicher-Transistors aufgrund eines
Entladens der in dem Kondensatorelement gespeicherten
Ladungen. In einem solchen Speicher-Transistor läßt ein
nachfolgendes Anlegen der negativen Spannung nicht zu, daß der
Tunnelstrom fließt.
Als nächstes wird dann, wenn eine negative Spannung von -10 V
an das Steuergate des Speicher-Transistors angelegt wird, das
Potential des schwebenden Gates negativ, und zwar
normalerweise um etwa die Hälfte der Größe wie das Potential
des Steuergates. Dann wird eine geringe Menge von Elektronen
aus dem schwebenden Gate zu der Drain-Elektrode extrahiert.
Der entsprechende Tunnelstrom fließt zwischen dem schwebenden
Gate und der Drain-Elektrode. Als Ergebnis wird die
Schwellenspannung um den Wert verringert, der den aus dem
schwebenden Gate extrahierten Elektronen entspricht. Wenn
darauffolgend eine positive Spannung von 3 V an das Steuergate
des Speicher-Transistors angelegt wird, schaltet der
Speicher-Transistor mit dem Schwellenwert ein, der geringer
als der erwartete Wert ist. Als Ergebnis erniedrigt sich die
Drain-Spannung des Speicher-Transistors aufgrund des Entladens
der in dem Kondensatorelement gespeicherten Ladungen. Danach
wird das Anlegen des Wechsel-Impulssignals wiederholt. Somit
werden die Schwellenwerte aller nichtflüchtigen Speicherzellen
derart eingestellt, daß sie in den erwarteten Wert konvergiert
werden.
Die Fig. 42A bis 42C zeigen die Änderungen des
Potentials VFG des schwebenden Gates (Fig. 42A) und des
Potentials VBL der Bitleitung (Fig. 42B), wenn eine gepulste
Steuergate-Spannung VCG (Fig. 42C) an das Steuergate eines
Speicher-Transistors vom Typ eines schwebenden Gates angelegt
wird.
Die in Fig. 42c gezeigte Steuergate-Spannung VCG ist eine
Wechsel-Spannung einer kontinuierlichen Kombination vieler
Impulse ((1), (2), . . . (6), . . .), die zwischen 5 V und -10 V
oszillieren. Wie es in Fig. 42A bei (a), (b) und (c) gezeigt
ist, werden die unterschiedlichen Potentiale VFG des
schwebenden Gates von -6 V, -4 V und 2 V zu einem
Anfangszustand nach etwa 100 µs in ein vorbestimmtes Potential
(etwa -2 V) konvergiert. Da der Schwellenwert der
Speicherzelle derart angesehen werden kann, daß er etwa halb
so groß wie der absolute Wert des Potentials VFG des
schwebenden Gates ist, kann verstanden werden, daß das Anlegen
der Wechsel-Spannung an das Steuergate die verteilten
Schwellenwerte von -12 V, -8 V und -4 V in etwa 4 V konvergiert.
Dann fällt, wie es in Fig. 42B durch (c) gezeigt ist, in der
Speicherzelle mit einem relativ niedrigen Schwellenwert,
sofort nachdem der erste Impuls ((1) in Fig. 42C) angelegt
wird, das Potential VBL der Bitleitung abrupt und nähert sich
dann schrittweise einem festen Wert. Andererseits fällt, wie
es in Fig. 42B durch (a) und (b) gezeigt ist, in der
Speicherzelle mit einem relativ hohen Schwellenwert, das
Potential VBL der Bitleitung nicht, bis der vierte Impuls ((4)
in Fig. 42C) angelegt ist. Das Potential VBL der Bitleitung der
Speicherzelle mit einem höheren Schwellenwert fällt zu einem
späteren Zeitpunkt abrupt ab. Jedoch nähern sich die
jeweiligen Potentiale der Bitleitung auf jeden Fall festen
Werten. Somit kann aus den Fig. 42A bis 42C verstanden werden,
daß dann, wenn die Wechsel-Spannung an das Steuergate des
Speicher-Transistors vom Typ eines schwebenden Gates angelegt
wird, die Schwellenwerte seiner Speicherzelle eingestellt
werden können.
Ein derartiger Effekt ist deutlicher in den Fig. 44 und 45
gezeigt. In diesen Figuren ist an der Abszisse die
Anfangs-Schwellenspannung in einer Speicherzelle angegeben,
und an der Ordinate ist die Schwellenspannung angegeben, in
die konvergiert wird, wenn die aus zehn Impulsen
zusammengesetzte Wechsel-Spannung angelegt ist. Der Impuls,
der die Wechsel-Spannung in Fig. 44 bildet, ist eine
quadratische Welle, die zwischen 4 V, 3 V oder 2 V (Dauer von
15 µs) und -10 V (Dauer von 10 µs) oszilliert. Der Impuls,
der die Wechsel-Spannung in Fig. 45 bildet, ist eine
quadratische Welle, die zwischen 3 V (Dauer von 15 µs) und -
13 V, -10 V oder -5 V (Dauer von 10 µs) oszilliert. Wie es
aus diesen Figuren zu ersehen ist, kann der konvergierte Wert
oder Bereich aus dem Anfangs-Schwellenwert und einem Parameter
der an das Steuergate angelegten Wechsel-Spannung erwartet
werden. Weiterhin kann verstanden werden, daß (1) dort, wo der
Anfangs-Schwellenwert (Vth0) 4 V oder größer ist, der
geschätzte Wert ungeachtet der Anfangs-Schwellenspannung im
wesentlichen fest ist; (2) dort, wo die
Anfangs-Schwellenspannung der Speicherzelle größer als die
Spannung mit positiver Spitze der an das Steuergate angelegten
Wechsel-Spannung ist, der geschätzte Wert ungeachtet des
Anfangs-Schwellenwerts im wesentlichen fest ist; (3) dort, wo
die Spannung mit negativer Spitze der an das Steuergate
angelegten Wechsel-Spannung niedriger als 10 V ist, der
erwartete Wert ungeachtet des Anfangs-Schwellenwertes im
wesentlichen fest ist; und (4) dort, wo der
Anfangs-Schwellenwert (Vth0) nicht kleiner als 4 V ist und die
an das Steuergate angelegte positive Spannung V+ ist, der
Schwellenwert nach einer Konvergenz 0,7+ bis 0,8+ ist (wenn
Vth0 = 2 V, etwa 0,70 V+; wenn Vth0 = 3 V, etwa 0,73 V+; und
wenn Vth = 4 V, etwa 0,80 V+).
Das obige Verfahren zum Einstellen des Schwellenwertes dient
zum Verringern des Schwellenwertes der Speicherzelle durch
Anlegen einer niedrigeren Spannung (negatives Potential in dem
Fall der Wechsel-Spannung, die zwischen einem positiven
Potential und einem negativen Potential oszilliert), und
verifiziert und wählt den Schwellenwert der Speicherzelle
durch Anlegen einer höheren Spannung (positives Potential in
dem Fall der Wechsel-Spannung, die zwischen einem positiven
Potential und einem negativen Potential oszilliert) aus. Das
Verifizieren des Schwellenwertes der Speicherzelle hat die
Bedeutung eines Vergleichens des aktuellen Schwellenwertes
einer Speicherzelle als ein Ziel bzw. Sollwert mit dem
erwarteten Wert, der der konvergierte Wert oder Bereich ist,
der in bezug auf die höhere Spannung bestimmt ist. Die Auswahl
der Speicherzelle hat die Bedeutung, zu entscheiden, ob die
Speicherzelle im Einsatz eine Speicherzelle ist, die einen
Schwellenwert hat, der niedriger als der erwartete Wert ist.
Wenn die Speicherzelle auf der Basis der höheren Spannung
ausgewählt wird, fällt in der Speicherzelle, die einen
Schwellenwert hat, der niedriger als der erwartete Wert ist,
die Drain-Spannung des Speicher-Transistors der Speicherzelle
derart ab, daß ein nachfolgendes Anlegen der niedrigeren
Spannung keinen Tunnelstrom bereitstellt. Daher wird eine
solche Speicherzelle nicht für das Verifizieren des
Schwellenwertes der Speicherzelle dienlich sein. Andererseits
liefert das Anlegen der niedrigeren Spannung bei der
Speicherzelle, deren Schwellenwert noch niedriger als der
erwartete Wert ist, den Tunnelstrom, so daß eine solche
Speicherzelle für das Verifizieren ihres Schwellenwertes und
einer darauffolgenden Auswahl von ihr nützlich sein wird.
In diesem Fall kann der geschätzte Wert, in den der
Schwellenwert der Speicherzelle zu konvergieren ist, optional
bestimmt werden. Da ein Anlegen der niedrigeren Spannung für
eine kürzere Zeit den Tunnelstrom für die Zeit klein machen
kann, d. h. Elektronen von dem schwebenden Gate um ein
geringeres Maß extrahieren kann, kann die Genauigkeit der
Konvergenz des Schwellenwertes der Speicherzelle in den
erwarteten Wert erhöht werden. Andererseits resultiert ein
Anlegen der höheren Spannung für eine kurze Zeit in einem
Beginn des Anlegens einer niedrigen Spannung vor dem Beenden
der Verringerung der Drain-Spannung, und läßt somit nicht zu,
daß die Konvergenz des Schwellenwertes der Speicherzelle
geeignet gesteuert wird. Aus diesem Grund wird solange wie
keine Beeinträchtigung der Operationsgeschwindigkeit der
nichtflüchtigen Speichervorrichtung selbst auftritt,
vorzugsweise die höhere Spannung für eine längere Zeit
angelegt.
In dem Fall, daß sich die Wechsel-Spannung zwischen positiven
und negativen Spannung verändert, ist der absolute Wert der
positiven Spannung vorzugsweise kleiner als jener der
negativen Spannung. Obwohl es von der Verteilung der
elektrischen Feldstärke in einem Gate-Oxidfilm abhängt,
überschreitet unter der Annahme, daß die Möglichkeit einer
Injektion von Elektronen, wenn die positive Spannung an das
Steuergate angelegt ist, nahezu gleich jener des Abziehens von
Elektronen aus dem schwebenden Gate ist, wenn die negative
Spannung an das Steuergate angelegt ist, wenn der absolute
Wert der positiven Spannung größer als jener der negativen
Spannung ist, das Ausmaß der Injektion von Elektronen in das
schwebende Gate jenes des Herausziehens von Elektronen aus dem
schwebenden Gate, so daß der Schwellenwert der Speicherzelle
folgen kann. Obwohl es einen Zustand gibt, der zuläßt, daß die
Injektion von Elektronen in das schwebende Gate vernachlässigt
werden kann, ist das Verfahren zum Einstellen des
Schwellenwertes solange ausreichend effektiv, wie die Wirkung
des Anlegens der positiven Spannung, die Änderungen des
Schwellenwertes der Speicherzelle beeinflußt, niedriger als
jene der niedrigeren Spannung ist.
Die an das Steuergate des Speicher-Transistors anzulegende
Spannung ist vorzugsweise ausreichend niedriger als die
Drain-Spannung des Speicher-Transistors. Das Anlegen der
niedrigeren Spannung extrahiert die Elektronen von dem
schwebenden Gate. Wenn die Drain-Spannung während des Anlegens
der Wechsel-Spannung schrittweise entsprechend abfällt, wird
es schwierig, die Elektronen aus dem schwebenden Gate zu
extrahieren. Zum Vermeiden eines solchen Nachteils wird dafür
gesorgt, daß die an das Steuergate anzulegende niedrigere
Spannung viel niedriger als die Drain-Spannung des
Speicher-Transistors ist, so daß die Elektronen leicht
extrahiert werden und der Tunnelstrom leicht fließt. Daher
ändert sich die Amplitude der an das Steuergate anzulegenden
niedrigeren Spannung vorzugsweise in Übereinstimmung mit einer
Veränderung der Drain-Spannung.
Bei dem obigen Verfahren zum Einstellen des Schwellenwertes
wird bevorzugt, daß die höhere Spannung (positive Spannung der
sich zwischen der positiven Spannung und der negativen
Spannung ändernden Wechsel-Spannung) vor der niedrigeren
Spannung (negative Spannung der obigen Wechsel-Spannung)
angelegt wird. Der Grund dafür ist folgender: in dem Fall, in
dem die Speicherzelle zur Ausgabe ein EPROM ist, wird dann,
wenn die negative Spannung zuerst angelegt wird, der
Schwellenwert der Speicherzelle mit dem ausreichend niedrigen
Schwellenwert weiter verringert, so daß die Speicherzelle in
eine Art exzessiven Löschzustands versetzt wird. Somit werden
die Source- und Drain-Elektroden kurzgeschlossen, so daß die
Drain-Spannung nicht angelegt werden kann. Dies führt zu
Schwierigkeiten wie beispielsweise einem schlechten Lesen der
Daten und einer Unmöglichkeit des Ladens der Bitleitung.
Jedoch kann auch die niedrigere Spannung zuerst angelegt
werden. Beispielsweise wird, wenn die niedrigere Spannung
keine niedrige Spannung von -10 V ist, sondern eine relativ
hohe Spannung von -1 V, in vielen Fällen das obige Problem
des exzessiven Löschens nicht auftreten. Daher kann auch
zuerst die niedrigere Spannung angelegt werden. In diesem Fall
wird, nachdem beispielsweise -1 V zuerst angelegt wird, und
darauffolgend -3 V angelegt wird, vorzugsweise z. B. -10 V
angelegt, was viel niedriger als die Drain-Spannung des
Speicher-Transistors ist, so daß der Tunnelstrom leicht
fließen kann.
Es kann verstanden werden, daß das obige Verfahren zum
Einstellen des Schwellenwertes ein neues Verfahren zum
Verringern des Schwellenwertes der nichtflüchtigen
Speicherzelle vom Typ mit schwebendem Gate ist, um ihn in
einen gewünschten Wert oder Bereich zu konvergieren, und auch
ein neues Verfahren zum Löschen (oder bei einer anderen
Definition zum Beschreiben) der nichtflüchtigen Speicherzelle
vom Typ mit schwebendem Gate. Wenn es bei der folgenden
Erklärung der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung
vorkommt, wird dieses Verfahren der leichteren Erklärung
halber "Wechsel-Impulsverfahren" genannt.
Es folgt eine Erklärung der Grundstruktur eines Speichers, bei
dem das Wechsel-Impulsverfahren angewendet werden kann.
Nun wird unter Bezugnahme auf Fig. 46 die Grundstruktur einer
nichtflüchtigen Speichervorrichtung erklärt, bei der das obige
Wechsel-Impulsverfahren angewendet werden kann.
In Fig. 46 bezeichnet ein Bezugszeichen 1 eine Speichermatrix;
(21-24) Auswahlschaltkreise, die durch Multiplexer
dargestellt sind; 3 eine Spannungsquelle; 4 einen
Wechsel-Spannungserzeugungsschaltkreis; 5 einen
Spannungs-Erfassungsschaltkreis; 6 andere periphere
Schaltkreise; und 7 einen Steuerschaltkreis. Ein Symbol Wi
oder WLi bezeichnet eine Wortleitung; Sj eine Source-Leitung;
Bk oder BLk eine Bitleitung; STk eine Gate-Auswahlleitung; SL1
einen Source-Auswahlschaltkreis; und Trk einen
Auswahl-Transistor. Indizes i, j, k und l sind ganze Zahlen,
die der Anzahl von Wortleitungen und Source-Leitungen und der
Auswahl-Transistoren entsprechen.
Die Speichermatrix 1 besteht aus einer Vielzahl
nichtflüchtiger Speicherzellen M1 bis Mn, die regelmäßig
angeordnet sind. Irgendeine nichtflüchtige Speicherzelle Mk,
die einen Transistor mit einem Steuergate und einem
schwebenden Gate enthält (hier nachfolgend
"Speicher-Transistor" genannt) ist an der Kreuzungsstelle
einer Wortleitung Wi und einer Bitleitung Bk angeordnet. Die
Gate-Elektrode, die Drain-Elektrode und die Source-Elektrode
des Speicher-Transistors sind mit der Wortleitung Wi, der
Bitleitung Bk und der Source-Leitung Sj verbunden. Der
Auswahl-Schaltkreis 2 wählt die Wortleitung, die Bitleitung
und die Source-Leitung entsprechend einer spezifischen Adresse
durch ein Steuersignal von dem Steuerschaltkreis 7 aus. In
diesem Zusammenhang kann der Auswahl-Schaltkreis 2 derart
angesehen werden, als ob er einen Adressen-Decodierer enthält.
Der Auswahl-Schaltkreis 21 legt eine Spannung nur an eine
spezifische Bitleitung an, die ausgewählt werden soll, was
dazu beiträgt, Energie einzusparen. Der Auswahl-Schaltkreis 22
wählt eine bestimmte Gate-Auswahlleitung aus, um die
Ein-Aus-Operation des ausgewählten Transistors entsprechend
der Gate-Auswahlleitung zuzulassen. Diese Auswahl-Schaltkreise
21 und 22 lassen ein Laden der Bitleitung zu, das für das
Wechsel-Impulsverfahren oder ein zusätzlich hinzugefügtes
Kondensatorelement nötig ist. Die Auswahl-Schaltkreise 23 und
24 wählen eine bestimmte Wortleitung und eine bestimmte
Source-Leitung aus. Der Wechsel-Spannungserzeugungsschaltkreis
4 führt der ausgewählten Wortleitung über den
Auswahl-Schaltkreis 23 ein vorbestimmtes Wechsel-Impulssignal
zu. Der Schaltkreis 4 kann ein Schaltkreis sein, der ein
Gleich-Spannungssignal erzeugen kann, das ein Auswahlsignal
zum Auswählen einer Wortleitung ist, d. h. eine
Wortleitungs-Treiberschaltung oder ein Teil davon. Der
Spannungs-Erfassungsschaltkreis 5 dient zum Erfassen des
verringerten Potentials an der Bitleitung während und nachdem
das Wechsel-Impulsverfahren angewendet wird. Der Schaltkreis 5
kann als Erfassungsschaltkreis zum Lesen einer
Speicherinformation verwendet weren. Der periphere Schaltkreis
6, der für das Wechsel-Impulsverfahren nicht notwendigerweise
erforderlich ist, ist allgemein dargestellt.
Der Steuerschaltkreis 7 steuert allgemein die
Auswahl-Schaltkreise 2 (21-24), die Spannungsquelle 3, den
Wechsel-Spannungserzeugungsschaltkreis 4 und die peripheren
Schaltkreise 6. Der Steuerschaltkreis 7 führt nämlich alle
Steueroperationen einschließlich der Steuerung der
Operationszeiten jedes Schaltkreises durch, die für die
Operation des Wechsel-Impulsverfahrens erforderlich ist. Der
gesamte oder ein Teil des Steuerschaltkreises 7 kann auf einem
Chip ausgebildet sein, auf dem die Speichermatrix 1 angeordnet
ist, und sonst können Steuersignale von außerhalb des Chips
zugeführt werden, um das Wechsel-Impulsverfahren
durchzuführen. Beispiele der durch den Steuerschaltkreis 7 für
die Operation des Wechsel-Impulsverfahrens bewirkten
Steueroperation sind wie folgt:
- 1. Der Auswahl-Schaltkreis 2 wird gesteuert, um (1) eine bestimmte Speicherzelle, eine bestimmte Bitleitung oder eine bestimmte Wortleitung auszuwählen, oder viele Speicherzellen, Wortleitungen oder Bitleitungen gleichzeitig auszuwählen; und um (2) das Source-Potential, das Drain-Potential und das Substrat-Potential der ausgewählten Speicherzelle(n) auf einen vorbestimmten Wert einzustellen. Somit wird das Potential der ausgewählten Bitleitung relativ erhöht, so daß der darauffolgende schwebende Zustand beibehalten werden kann, und ein Potentialzustand kann derart eingestellt werden, daß zugelassen wird, daß der Tunnelstrom oder ein Kanalstrom leicht in den Speicher-Transistor fließt.
- 2. Der Wechsel-Spannungsschaltkreis 4 wird gesteuert. Somit
kann (1) ein vorbestimmtes Wechsel-Impulssignal
eingestellt werden. Die Impulsbreite, die Art, die
Anzahl, der Spitzenwert, die Wellenform, etc. der eine
Wechsel-Spannung bildenden Impulse können optional
eingestellt werden. Weiterhin kann entschieden werden, ob
eine positive Spannung oder eine negative Spannung
angelegt werden soll. Insbesondere kann beispielsweise
der Steuerschaltkreis 7 den absoluten Wert des absoluten
Wertes des Spitzenwertes der negativen Spannung auf der
Basis des Signals von dem Spannungs-Erfassungsschaltkreis
5 erhöhen, der erfaßt hat, daß das Potential an der
bestimmten Wortleitung verringert worden ist.
Gleichermaßen kann der Steuerschaltkreis 7 die Impulsbreite oder die Art der das Wechsel-Impulssignal bildenden Impulse auf der Basis des Signals von dem Spannungs-Erfassungsschaltkreis 5 ändern.
(2) Ein vorbestimmtes Wechsel-Impulssignal kann über den Auswahl-Schaltkreis 2 an eine bestimmte Wortleitung angelegt werden.
(3) Das Anlegen des Wechsel-Impulssignals an eine bestimmte Wortleitung durch den Wechsel-Spannungserzeugungsschaltkreis 4 kann angehalten werden. Insbesondere hält der Steuerschaltkreis 7 das Anlegen der Wechsel-Spannung an die Wortleitung auf der Basis des Spannungs-Erfassungsschaltkreises an, der erfaßt hat, daß das Potential an einer bestimmten Wortleitung in ausreichendem Maß verringert worden ist. Dies trägt dazu bei, Energie einzusparen. - 3. Die Spannungsquelle 3 wird gesteuert, um die Ein-Aus-Steuerung der Spannungsquelle zu ermöglichen, was für die Operation eines geschalteten Kondensators notwendig ist.
Bei den jeweiligen Ausführungsbeispielen, die nachfolgend
erklärt werden, ist die Grundstruktur der nichtflüchtigen
Speichervorrichtung, wie sie in Fig. 46 gezeigt ist,
grundsätzlich gleich, außer für den Fall, der besonders
hervorgehoben ist. Daher muß bei jedem Ausführungsbeispiel nur
der Hauptteil der Speichermatrix 1 erklärt werden.
Nun wird unter Bezugnahme auf Fig. 3 die nichtflüchtige
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem ersten Aspekt der
vorliegenden Erfindung erklärt. In Fig. 3 sind nichtflüchtige
Speicherzellen in einer Matrixform angeordnet, um eine
nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung zu bilden. Jede
der Speicherzellen M11, M12, M21 und M22, . . ., besteht aus
Source-/Drain-diffundierten Schichten, die in einem
Halbleitersubstrat ausgebildet sind, einem schwebenden Gate,
das mit einem Gate-Oxidfilm von etwa 100 Å und einem ONO
(Siliziumoxid-Film - Siliziumnitrid-Film - Siliziumoxid-Film)
bedeckt ist, die zwischen den Source-Drain-Schichten
ausgebildet sind, und einem Steuergate, das auf dem
schwebenden Gate ausgebildet ist.
Die Steuergates der Speicherzellen M11, M12 sind an eine
Wortleitung W1 angeschlossen, und jene der Speicherzellen M21,
M22 sind an eine Wortleitung W2 angeschlossen. Eine Bitleitung
B1 ist an die einen Elektroden der Speicherzellen M11, M21,
. . . und an den Source-Anschluß eines Auswahl-Transistors Tr1
angeschlossen, und eine Bitleitung B2 ist an die einen
Elektroden der Speicherzellen M12, M22, . . . und an den
Source-Anschluß eines Auswahl-Transistors Tr2 angeschlossen.
Die Verbindungsstellen der Speicherzellen M11 und M12 und der
Speicherzellen M12 und M22 sind miteinander an den
Source-Anschluß eines Auswahl-Transistors Tr3 über eine
Source-Leitung S1 angeschlossen. Die Drain-Anschlüsse der
Auswahl-Transistoren Tr1 und Tr2 sind jeweils an die
Pull-Up-Schaltkreise 10 (nicht gezeigt) angeschlossen. Die
Gate-Anschlüsse dieser Auswahl-Transistoren sind jeweils an
die Gate-Auswahlleitungen ST1 und ST2 angeschlossen. Ein
Kondensator C1 ist zwischen der Bitleitung B1 und der
Source-Leitung S1 angeschlossen, und ein Kondensator C2 ist
zwischen der Source-Leitung S1 und der Bitleitung B2
angeschlossen. Die Kondensatoren C1 und C2 können durch einen
Transistor verbunden sein.
Obwohl es nicht darauf beschränkt ist, hat das schwebende Gate
in jeder Speicherzelle, das zwischen dem Gate-Oxidfilm
ausgebildet ist, eine Größe von 3 µm × 1 µm, und einen
Kanalbereich und einen Teil der Source-/Drain-diffundierten
Schichten. Der Kanalbereich hat eine Größe von 1 µm × 1 µm.
Zum Anwenden des Wechsel-Impulsverfahrens müssen die
Kapazitäten der Kondensatorelemente 9 und C0 unter den
folgenden Bedingungen festgelegt sein:
- 1. (Kapazität des schwebenden Gates in einer Speicherzelle) << (Kapazität zwischen einer Bitleitung und einer Source-Leitung)
- 2. (Zeitkonstante, die durch den Leckstrom der Bitleitung in einem schwebenden Zustand bestimmt wird, und die Kapazität der Bitleitung) << (Breite eines Impulses, der an eine Wortleitung angelegt ist)
Weiterhin ist es dort, wo das Wechsel-Impulsverfahren
verwendet wird, bei dem eine Wechsel-Spannung an das
Steuergate des Speicher-Transistors angelegt wird,
wünschenswert, daß das Potential an der Bitleitung weniger als
5% beträgt, während die Wechsel-Spannung angelegt ist.
Empirisch ist herausgefunden worden, daß die Kapazitäten der
Kondensatorelemente 9 und C0, die die obigen Bedingungen (1)
und (2) erfüllen, etwa 100 bis 300 fF beträgt.
Wenn die in der Bitleitung und dem daran elektrisch
angeschlossenen Teil erzeugte parasitäre Kapazität größer als
die Kapazität von C1 und C2 ist, können
Hilfs-Kondensatorelemente C1 und C2 weggelassen werden.
Nun wird unter Bezugnahme auf die Wellenformdiagramme der Fig.
4A bis 4C das Löschverfahren für die oben beschriebene
Speichervorrichtung erklärt.
Zuerst wird der Fall erklärt, bei dem die Speicherzellen eine
hohe Schwellenspannung von 7 V oder darüber haben.
Es wird angenommen, daß die Bitleitung B1 auf dem Potential
von 5 V ist, die Bitleitung B2 auf dem Erdpotential liegt, und
die Source-Leitung S1 auch auf dem Erdpotential liegt.
Die Auswahl-Transistoren Tr1 und Tr2 werden ausgeschaltet, um
die Bitleitung B1 und B2 in einen schwebenden Zustand zu
versetzen. Dann werden die Kondensatoren C1 und C2 in einen
geladenen Zustand versetzt. Darauffolgend wird, während das
Potential der Wortleitung W2 auf Erdpotential verringert ist,
eine Impulswelle (Signal), wie es in Fig. 4A gezeigt ist, an
die Wortleitung W1 und die Steuergates der Speicherzellen M11
und M12 angelegt. Das Potential an den schwebenden Gates, die
an die Wortleitung W1 angeschlossen sind, wird, wie es in Fig.
4B gezeigt ist, schrittweise erniedrigt, wenn ein negatives
Potential an die Steuergates angelegt wird. Wie es in Fig. 4C
gezeigt ist, wird die Spannung an dem an die Bitleitung B1
angeschlossenen Drain-Anschluß erniedrigt, wenn ein positives
Potential an die Steuergates angelegt wird, während ein
vorbestimmtes Schwellenpotential an den schwebenden Gates
liegt.
Die durch die Wortleitung an die Steuergates angelegte
Impulswelle hat einen ersten Impuls mit einem Potential mit
positiver Spitze von 3 V und eine Impulsbreite von 20 µs und
einen nachfolgenden Impuls mit einem Potential mit negativer
Spitze von -10 V und einer Impulsbreite von 10 µs. Diese
positiven und negativen Impulse werden abwechselnd und
wiederholt an die Steuergates angelegt, um dadurch die
Potentiale an dem schwebenden Gate und der Drain-Elektrode zu
erniedrigen. In diesem Fall wird bevorzugt gewünscht, daß der
absolute Wert des positiven Potentials kleiner als jener des
negativen Potentials ist. Weiterhin wird bevorzugt gewünscht,
daß, nachdem der Impuls mit dem positiven Potential angelegt
ist, der Impuls mit dem negativen Potential angelegt wird. Im
übrigen wird das Impulssignal von einem
Impuls-Erzeugungsschaltkreis 12 über einen Schalter 13
zugeführt.
Bei der obigen Operation fließt dann, wenn der negative Impuls
an die Wortleitung W1 angelegt ist, die mit dem Steuergate der
Speicherzelle M11 verbunden ist, ein Tunnelstrom zwischen dem
schwebenden Gate und der Drain-diffundierten Schicht. Als
Ergebnis werden die in dem schwebenden Gate gespeicherten
Ladungen verringert. Wenn der Schwellenwert schrittweise
erniedrigt wird, beginnt ein Kanalstrom zwischen dem Source-
und dem Drain-Anschluß zu fließen. Aufgrund dieses Kanalstroms
wird die Drain-Spannung verringert und möglicherweise wird der
Tunnelstrom nicht zwischen dem schwebenden Gate und dem
Drain-Anschluß fließen. Somit gelangt die Speicherzelle M11
dahin, den konvergierten Schwellenwert zu haben.
Andererseits fließt in der Speicherzelle M12, weil die
Bitleitung B2 auf dem Erdpotential liegt, kein Tunnelstrom
zwischen dem schwebenden Gate und dem Drain- (oder Source-)
Anschluß davon, so daß der Schwellenwert der Speicherzelle M12
auf einer hohen Spannung gehalten wird.
In den Speicherzellen M21 und M22 verändert sich das Potential
an ihren schwebenden Gates nicht, und somit ändern sich auch
ihre Schwellenspannungen nicht, weil die Wortleitung W2 auf
dem Erdpotential liegt.
Als nächstes wird der Fall erklärt, bei dem die Speicherzelle
eine niedrige Schwellenspannung von 2 V hat.
Auf dieselbe Weise wie in dem Fall, in dem die
Schwellenspannung hoch ist, werden Signale an die
Bitleitungen, die Source-Leitung, die Wortleitungen und die
Auswahl-Transistoren angelegt.
Es wird angenommen, daß die Bitleitung B1 auf dem Potential
von 5 V liegt, die Bitleitung B2 auf dem Erdpotential liegt,
und die Source-Leitung S1 auch auf dem Erdpotential liegt.
Die Auswahl-Transistoren Tr1 und Tr2 werden ausgeschaltet, um
die Bitleitungen B1 und B2 in einen schwebenden Zustand zu
versetzen. Dann werden die Kondensatoren C1 und C2 in einen
geladenen Zustand versetzt. Nachfolgend wird, während das
Potential der Wortleitung W2 auf Erdpotential verringert ist,
eine Impulswelle (Signal), wie es in Fig. 5A gezeigt ist, an
die Wortleitung W1 angelegt, d. h. die Steuergates der
Speicherzellen M11 und M12.
Bei der obigen Operation fließt dann, wenn der positive Impuls
an die Wortleitung W1 angelegt wird, die an das Steuergate der
Speicherzelle M11 angeschlossen ist, ein Kanalstrom zwischen
ihrem Source- und Drain-Anschluß, so daß die Drain-Spannung
erniedrigt wird. Als Ergebnis fließt selbst dann, wenn der
darauffolgende negative Impuls angelegt wird, der Tunnelstrom
nicht zwischen dem schwebenden Gate und dem Drain-Anschluß.
Auf diese Weise werden, da der positive Impuls zuerst angelegt
wird, im weiteren keine Ladungen von dem schwebenden Gate
extrahiert, während der Schwellenwert schon verringert ist.
Somit tritt kein exzessives Löschen auf. Daher ist die
Schreiboperation vor einem ausgeführten Löschen nicht
erforderlich. Zum ausreichenden Erniedrigen der Drain-Spannung
ist es wünschenswert, daß die positive Dauer des Impulses
erhöht wird.
Andererseits fließt in der Speicherzelle M12, weil die
Bitleitung B2 auf dem Erdpotential liegt, kein Tunnelstrom
zwischen dem schwebenden Gate und dem Drain- (oder Source-)
Anschluß von ihr, so daß die Schwellenspannung der
Speicherzelle M12 auf einer hohen Spannung gehalten wird.
Weil die Wortleitung W2 auf dem Erdpotential liegt, ändert
sich in den Speicherzellen M21 und M22 das Potential ihrer
schwebenden Gates nicht, und somit ändert sich deren
Schwellenspannung.
Weiterhin kann, wenn die Löschoperation beendet ist, wenn alle
Potentiale an den Bitleitungen relativ zu der Wortleitung W1
erniedrigt worden sind, eine parallele Löschoperation für eine
große Anzahl von Speicherzellen ausgeführt werden, deren Gates
mit der Wortleitung W1 verbunden sind. Da die Löschoperation
innerhalb von zehn Perioden beendet wird, wenn Speicherzellen
in der Größenordnung von höchstens 128 oder so parallel
geschaltet sind, kann die für das Löschen erforderliche Zeit
insgesamt verkürzt werden.
Das Potential an der Bitleitung wird mit der Zeit durch den
Source-Strom schrittweise verringert. Wenn der Impuls mit
einer Breite im Hinblick auf eine solche Verringerung an die
Wortleitung angelegt wird, kann die Löschoperation auf eine
stabilisiertere Weise mit höherer Geschwindigkeit realisiert
werden. Eine schmalere Impulsbreite läßt zu, daß die
Genauigkeit der Steuerung erhöht wird.
Die nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung sollte nicht auf den
Speicher begrenzt sein, wie er in Fig. 3 gezeigt ist. Dasselbe
Löschverfahren, das oben beschrieben ist, kann auf die
nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung angewendet
werden, die in Fig. 6 gezeigt ist.
In der in Fig. 6 gezeigten Speichervorrichtung sind
Wortleitungen W1 bis W4 orthogonal zu den Kanälen der
Auswahl-Transistoren Tr1 und Tr2 ausgebildet, und die
Source-Leitungen S1 bis S3 der Speicherzellen M11, M12; M21,
M22; M31, M32 und M41 und M42 sind an eine Source-Leitung Si
eines breiten Bereichs angeschlossen.
Weiterhin kann, da die Löschoperation für die
Schwellenspannungen einer großen Anzahl von Speicherzellen
gesteuert werden kann, die an eine gemeinsame Wortleitung
angeschlossen sind, unter der Annahme, daß die Speicherzelle
die oben beschriebene Größe hat, die Anzahl der
Speicherzellen, die parallel angeordnet werden können, von nur
64 auf 1000 oder so erhöht werden, und auch die für das
Löschen erforderliche Zeit kann stark verkürzt werden.
Die nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist dahin gerichtet,
eine Impulswelle (ein Signal) an das Steuergate einer
nichtflüchtigen Speicherzelle anzulegen, um die in dem
schwebenden Gate gespeicherten Ladungen zu löschen, wodurch
die Speicherzelle in einen Anfangszustand versetzt wird. Daher
ist das Löschverfahren einfach. Auch ist vor einem Löschen,
das herkömmlicherweise ausgeführt worden ist, keine
Schreiboperation erforderlich, so daß die Löschzeit stark
verkürzt werden kann.
Es ist möglich, die Löschoperation gleichzeitig für eine große
Anzahl von Speicherzellen durchzuführen, die parallel an eine
gemeinsame Wortleitung angeschlossen sind. Durch Steuern der
Impulsbreite einer Impulswelle (Signal), die an das Steuergate
angelegt ist, kann die Schwellenspannung der Speicherzelle
genau eingestellt werden. Dies macht es unnötig, irgendeine
bestimmte Rückkoppelschaltung oder Logikschaltung dafür zu
verwenden, die falsche Operation aufgrund der Schwankung der
Schwellenspannungen der nichtflüchtigen Speicherzellen zu
verhindern. Aus diesem Grund kann mit derselben Speichermenge
eine kompaktere nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung
als zuvor geschaffen werden. Es können auch die
Herstellungskosten verringert werden.
Es muß nicht gesagt werden, daß die oben beschriebene
Operation die Verarbeitungszeit für ein Schreiben verkürzen
kann.
Nun wird eine nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung
gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung erklärt.
Fig. 7 ist ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispiels
der nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung.
Wie es in Fig. 7 gezeigt ist enthält die nichtflüchtige
Halbleiterspeichervorrichtung eine Matrix 21, die aus
nichtflüchtigen Speicherzellen, einem
Pegelverschiebeschaltkreis 22,
Schwellenspannungs-Detektorschaltkreisen 24 zum Erfassen der
Schwellenspannungen der nichtflüchtigen Speicherzellen,
Schaltern 23, Reihen-/Spalten-Decodierschaltkreisen (nicht
gezeigt) und einem Leseverstärker (nicht gezeigt) besteht.
Bei der Speicherzellen-Anordnung 21 ist der Drain-Anschluß
eines Auswahl-Transistors Tsa1 an eine Haupt-Bitleitung BLa1
angeschlossen, und der Source-Anschluß des Auswahl-Transistors
Tsa1 ist an eine Unter-Bitleitung BLsa1 angeschlossen. Die
Drain-Anschlüsse der Speicherelemente Ma1 und Ma2 sind an die
Unter-Bitleitung BLsa1 angeschlossen, und deren
Source-Anschlüsse sind gemeinsam an den Drain-Anschluß eines
Source-Seiten-Auswahl-Transistors Trs1 über eine
Source-Leitung angeschlossen. Eine
Source-Seiten-Auswahlleitung SL1 ist an das Steuergate des
Source-Seiten-Auswahl-Transistors Trs1 angeschlossen. Ein
Kondensator Ca1 ist zwischen dem Source- und dem
Drain-Anschluß jedes der Speicherelemente Ma1 und Ma2
angeschlossen.
Andererseits ist der Drain-Anschluß eines Auswahl-Transistors
Tsb1 an eine Haupt-Bitleitung BLb1 angeschlossen, und, dessen
Source-Anschluß ist an eine Unter-Bitleitung BLsb1
angeschlossen. Ein Kondensator Cb1 ist an den Source-Anschluß
und den Drain-Anschluß jeder der Speicherzellen Mb1 und Mb2
angeschlossen.
Eine Wortleitung W1 ist an die Steuergates der
Speicherelemente Ma1 und Mb1 angeschlossen. Eine Wortleitung
W2 ist an die Steuergates der Speicherzellen Ma2 und Mb2
angeschlossen. Ein Block 1a1, der aus dem Auswahl-Transistor
Tsa1, dem Kondensator Ca1 und den Speicherelementen Ma1, Ma2
besteht, die angeschlossen sind, wie es oben beschrieben ist,
ist an die Haupt-Bitleitung Bla1 angeschlossen. Ein Block 1b1,
der aus dem Auswahl-Transistor Tsb1, dem Kondensator Cb1 und
den Speicherelementen Mb1 und Mb2 besteht, die oben
beschrieben sind, ist an die Haupt-Bitleitung Blb1
angeschlossen.
Die Wortleitungen W1, W2 . . ., die miteinander verbunden sind,
sind an den Pegelverschiebeschaltkreis 22 über den Schalter 23
angeschlossen. Der Schalter 23 kann ein Multiplexer sein. In
diesem Fall ist jeder Block mit dem Pegelverschiebeschaltkreis
22 über den Multiplexer verbunden.
Die Unter-Bitleitung Blsa1 ist mit dem
Schwellenspannungs-Detektorschaltkreis 24 über den Schalter 25
verbunden, und die Unter-Bitleitung Blsb1 ist auch mit dem
Schwellenspannungsdetektor 24 über den Schalter 25 verbunden.
Der Schwellenspannungsdetektor 24 kann ein CMOS-Inverter sein,
der aus Transistoren (MOSFETs) T6 und T7 besteht.
Der Pegelverschiebeschaltkreis 22 enthält einen CMOS-Inverter,
der aus Transistoren (MOSFETs) T2 und T3, einem Transistor
(MOSFET) T4, dessen Eingang immer auf "EIN" eingestellt ist,
und einem Transistor (MOSFET) T5 zur positiven Rückkopplung
des Ausgangs von dem CMOS-Inverter zu seinem Eingang besteht.
Im Betrieb wird eine Eingangs-Impulswelle mit einem
Spitzenwert von 5 V, wie es in Fig. 8A gezeigt ist, an die
Eingangsstufe des Pegelverschiebers 22 angelegt. Eine
Ausgangs-Impulswelle, die sich zwischen positiven (3 V) und
negativen (-10 V) Potentialen ändert, wird von der
Ausgangsstufe des Pegelverschiebers 22 ausgegeben. Genauer
gesagt wird ein Impulssignal mit einem "H"-(hohem)-Pegel (5 V)
und einem "L"-(niedrigem)-Pegel (0 V) bei einer vorbestimmten
Periode zugeführt. Die "L"-Pegeleingabe führt zu der
"L"-Pegelausgabe (-10 V), die an die Wortleitungen W1 und W2
angelegt wird. Die "H"-Pegeleingabe führt zu der
"H"-Pegelausgabe (3 V), die an die Wortleitungen W1 und W2
angelegt wird.
In dem Schwellendetektorschaltkreis 24 wird die
Spannungsquelle Vdd, die an den Source-Anschluß des
Transistors T7 angelegt ist, auf die Spannung eingestellt, die
zweimal so groß wie die Spannung des schwebenden Gates jeder
der Speicherzellen Ma1, Ma2, . . . während des Löschens ist.
Jeder der Blöcke 1a1, 1b1, . . . bildet eine DRAM-Zelle, die
grundsätzlich aus einem Kondensator und einem dazu seriell
geschalteten Transistor besteht. Beispielsweise bildet der
Block 1a1 im wesentlichen eine DRAM-Zelle, die aus dem
Auswahl-Transistor Tsa1 besteht, der die Auswahl-Gateleitung
ST1 als eine Wortleitung verwendet, und dem Kondensator C0,
der den zusätzlichen Kondensator Ca1 und die parasitäre
Kapazität der Unter-Bitleitung BLsa1, der nichtflüchtigen
Speicherelemente Ma1, Ma2, . . ., etc. umfaßt.
Schreib-/Lösch- oder Auffrischoperationen werden für den DRAM
auf gewöhnliche Weise durchgeführt. Die einmal in dem DRAM
gespeicherten Daten werden zu vorbestimmten Speicherelementen
oder -zellen an einer nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung übertragen.
Im übrigen ist dann, wenn die auf der Unter-Bitleitung BLsa1
und den nichtflüchtigen Speicherelementen basierende
parasitäre Kapazität relativ klein ist, ein Vorsehen des
Kondensators Ca1 notwendigerweise erforderlich. Doch bezüglich
der parasitären Kapazität, die bei einer Miniaturisierung der
Speicherelemente kleiner geworden ist, kann man sagen, daß der
Kondensator Ca1 weggelassen werden kann, wenn die parasitäre
Kapazität 100 fF oder größer ist.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 9A und 9B wird die
Schreib-/Löschoperation für die in Fig. 7 gezeigte
nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung erklärt.
Fig. 9A ist ein Schaltungsdiagramm, das den Hauptteil der Fig.
7 zeigt. Fig. 9B zeigt die Wellenformen, die an die jeweiligen
Teile der Schaltung angelegt werden. In Fig. 9A bezeichnet T1
einen Auswahl-Transistor, Ma1 bezeichnet ein nichtflüchtiges
Speicherelement, C0 bezeichnet eine parasitäre Kapazität, und
R0 bezeichnet einen äquivalenten Widerstand, der einem
Leckstrom entspricht. Bei der folgenden Erklärung ist
angenommen, daß der Leckstrom vernachlässigbar ist.
Die Schreib-/Löschoperation wird für den Fall erklärt, bei dem
der nichtflüchtige Speicher Ma1 eine hohe Schwellenspannung
von 7 V oder darüber hat.
Bei "ein"-geschaltetem Auswahl-Transistor T1 wird eine
Spannung von 5 V an die Unter-Bitleitung BLsa1 angelegt, um
die Unter-Bitleitung BLsa1 zu laden (vorzuladen), wobei die
Source-Leitung auf Erdpotential liegt. Danach wird der
Auswahl-Transistor Tsa1 ausgeschaltet, um die Unter-Bitleitung
BLsa1 in einen schwebenden Zustand zu versetzen. Das
Kondensatorbauelement C0 einschließlich des Kondensators Ca1
wird geladen.
Nachfolgend wird ein Impulssignal, wie es in Fig. 9B gezeigt
ist, an das Steuergate des nichtflüchtigen Speicherelements
Ma1 über die Wortleitung W1 angelegt. Wenn ein negativer
Impuls (-10 V) an das Steuergate des Speicherelements Ma1
angelegt wird, fließt ein Tunnelstrom zwischen dem schwebenden
Gate und dessen Drain-Anschluß, so daß die Schwellenspannung
Vth schrittweise erniedrigt wird. Wenn die Schwellenspannung
Vth ausreichend niedrig wird, fließt ein Kanalstrom zwischen
dem Source-Anschluß und dem Drain-Anschluß. Dieser Kanalstrom
verringert die Drain-Spannung (Potential an der
Unter-Bitleitung BLsa1), so daß der Tunnelstrom aufhört,
zwischen dem schwebenden Gate und dem Drain-Anschluß zu
fließen. Somit wird die Schwellenspannung des Speicherelements
Ma1 erniedrigt, so daß sie auf einen konstanten Wert
eingestellt wird.
Es wird nun der Fall erklärt, bei dem der nichtflüchtige
Speicher Ma1 einen niedrigen Schwellenwert von 2 V hat.
Wie bei dem obigen Fall wird, während der Auswahl-Transistor
T1 "ein"-geschaltet ist, eine Spannung von 5 V an die
Unter-Bitleitung BLsa1 angelegt, um die Unter-Bitleitung BLsa1
zu laden (vorzuladen), wobei die Source-Leitung auf
Erdpotential liegt. Danach wird der Auswahl-Transistor Tsa1
ausgeschaltet, um die Unter-Bitleitung BLsa1 in einen
schwebenden Zustand zu versetzen. Das Kondensator-Bauelement
C0 einschließlich des Kondensators Ca1 wird geladen.
Nachfolgend wird wie bei dem obigen Fall ein Impulssignal, wie
es in Fig. 9B gezeigt ist, an das Steuergate des
Speicherelements Ma1 über die Wortleitung W1 angelegt. Wenn
ein positiver Impuls (3 V) angelegt wird, fließt der
Kanalstrom zwischen dem Source-Anschluß und dem Drain-Anschluß
des Speicherelements Ma1, so daß die Drain-Spannung erniedrigt
wird. Somit hört selbst dann, wenn ein negativer Impuls (-10
V) angelegt wird, der Tunnelstrom auf, zwischen dem
schwebenden Gate und dem Drain-Anschluß zu fließen. Auf diese
Weise werden die positiven Impulse derart angelegt, daß
Ladungen von dem schwebenden Gate des nichtflüchtigen
Speicherelements bei einer niedrigen Schwellenspannung in
einem Anfangszustand nicht weiter extrahiert werden. Das
exzessive Löschen tritt nämlich nicht auf.
Somit tritt selbst dann, wenn die Löschoperationen für
nichtflüchtige Speicherelemente mit unterschiedlichen
Schwellenspannungen gleichzeitig durchgeführt werden, das
exzessive Löschen nicht auf. Daher ist die Operation zum
Vereinheitlichen der Schwellenspannungen durch die
Schreiboperation vor einem Löschen, die herkömmlich ausgeführt
worden ist, nicht erforderlich.
Unter Bezugnahme auf Fig. 10 wird nun ein weiteres
Ausführungsbeispiel der nichtflüchtigen
Halbleiter-Speichervorrichtung gemäß dem zweiten Aspekt der
vorliegenden Erfindung erklärt.
Das Ausführungsbeispiel der Fig. 10 ist von jenem der Fig. 7
nur bezüglich des Aufbaus des Pegelverschiebeschaltkreises
unterschiedlich. Daher wird hier der Aufbau der übrigen
Schaltung nicht erklärt.
Ein Pegelverschiebeschaltkreis 22' enthält einen CMOS-Inverter
26, der aus Transistoren (MOSFETs) T8 und T9 besteht, einen
CMOS-Inverter 27, der aus Transistoren (MOSFETs) T10 und T11
besteht, einen CMOS-Inverter 28, der aus Transistoren
(MOSFETs) T12 und T13 besteht, und einem
Beschleunigungsschaltkreis 29, der aus Invertern I1, I2 und
einem Kondensator C1 besteht, und Transistoren (MOSFETs) T14
und T15. Die Drain-Anschlüsse der Transistoren T11 und T12,
die miteinander verbunden sind, sind an den Eingangsanschluß
des CMOS-Transistors 26 angeschlossen. Eine Spannung von 0 V
wird an die Anschlußstelle angelegt.
Der Ausgangsanschluß des CMOS-Inverters 27 ist an den
Source-Anschluß des Transistors T8 angeschlossen. Der
Ausgangsanschluß des CMOS-Inverters 28 ist an den
Source-Anschluß des Transistors T8 angeschlossen. Der
Beschleunigungsschaltkreis 29 und der Drain-Anschluß des
Transistors T15 sind an den Eingangsanschluß des
CMOS-Inverters 28 angeschlossen, und der Gate-Anschluß des
Transistors T15 ist an seinen Ausgang angeschlossen. Der
Source-Anschluß des Transistors T15 ist an eine negative
Spannungsquelle angeschlossen.
Bei der Operation werden Eingangs-Impulssignale IN1 und IN2,
die jeweils einen Spitzenwert von 5 V haben, an die
Eingangsanschlüsse der CMOS-Inverter 27 und 28 angelegt. Eine
positive Spannung von 3 V wird an den Source-Anschluß des
Transistors T10 angelegt, und eine negative Spannung von -10 V
wird an den Drain-Anschluß des Transistors T13 angelegt.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 11A bis 11C wird nun die
Operation des Pegelverschiebeschaltkreises 22' erklärt.
Wie es in Fig. 11A gezeigt ist, schaltet dann, wenn ein
"L"-Pegel-Signal zu dem Eingangsanschluß des CMOS-Inverters 27
geführt wird, der Transistor T10 ein, und der Transistor T8
schaltet auch ein. Andererseits wird ein "L"-Pegel-Signal zu
dem Eingangsanschluß des CMOS-Inverters 28 geführt, so daß der
Transistor T12 "aus" bleibt, und der Transistor T9 auch "aus"
bleibt. Somit wird eine Spannung von 3 V von dem
Ausgangsanschluß an die Wortleitungen W1 und W2 angelegt.
Darauffolgend schaltet dann, wenn ein "H"-Pegel-Signal zu dem
Eingangsanschluß des CMOS-Inverters 27 geführt wird, der
Transistor T10 aus. Andererseits wird ein "H"-Pegel-Signal zu
dem Eingangsanschluß des CMOS-Inverters 28 geführt, so daß der
Transistor T13 einschaltet. Der Transistor T9 schaltet auch
ein. Somit wird eine Spannung von -10 V an die Wortleitungen
W1 und W2 angelegt . . ..
Als Ergebnis wird das Impulssignal, wie es in Fig. 11C gezeigt
ist, an die Wortleitungen W1, W2, . . . angelegt, und wird
derart angelegt, daß die Schwellenspannungen der
nichtflüchtigen Speicherelemente vereinheitlicht werden.
Nun wird der Fall erklärt, bei dem es einen größeren Mangel an
in der Unter-Bitleitung gespeicherten Ladungen gibt. Wenn der
äquivalente Widerstand R0 in Fig. 9A klein ist, d. h. der
Leckstrom groß ist, ist es schwer, die Spannung VFG des
schwebenden Gates zu konvergieren. Die Fig. 12A bis 12C zeigen
die Wellenformen an den jeweiligen Teilen in dem
nichtflüchtigen Speicherelement zum Erklären eines solchen
Falls.
Für die Löschoperation eines nichtflüchtigen Speicherelements
oszilliert dann, wenn ein Impulssignal mit einem Spitzenwert,
der sich zwischen 5 V und -10 V ändert, wie es in Fig. 12C
gezeigt ist, an das Steuergate angelegt wird, die Spannung VFG
des schwebenden Gates in Übereinstimmung mit der an das
Steuergate angelegten Breite. Jedoch, wie es in Fig. 12A
gezeigt ist, konvergieren unterschiedliche Spannungen VFG des
schwebenden Gates nichtflüchtiger Speicherelemente (a), (b)
und (c) nicht einfach in eine vorbestimmte Schwellenspannung
VTH. Weiterhin, wie es in Fig. 12C gezeigt ist, erniedrigen
sich die Bitleitungs-Spannungen VBL der nichtflüchtigen
Speicherelemente abrupt.
Nun wird ein weiteres Ausführungsbeispiel der nichtflüchtigen
Speichervorrichtung gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden
Erfindung erklärt.
Das Ausführungsbeispiel der Fig. 13 ist auf den Fall
gerichtet, bei dem der Leckstrom groß ist, und es ist eine
Stromzuführschaltung zum Kompensieren des Leckstroms
vorgesehen. Insbesondere ist in einer Speicherzellen-Anordnung
21 ein Widerstand Ra1 zwischen einer Haupt-Bitleitung Bla1 und
einer Unter-Bitleitung BLsa1 angeschlossen. Wo der Leckstrom
groß ist, erniedrigt sich die Ladespannung in der
Unter-Bitleitung BLsa1 abrupt. Zum Vermeiden einer solchen
Schwierigkeit soll ein Strom, der gleich dem Leckstrom oder
größer ist, zu der Unter-Bitleitung BLsa1 geführt werden, um
ein Abfallen der Ladespannung zu beschränken. Ein Widerstand
Rb1 ist auch auf gleiche Weise angeschlossen. Die
Speicher-Anordnung 21 hat denselben Aufbau wie jene in den
Fig. 7 und 10. Der Pegelverschiebeschaltkreis kann denselben
Aufbau wie jenen in den Fig. 7 und 10 haben.
Fig. 13B zeigt ein Ersatzschaltbild des Hauptteils der
Schaltung der Fig. 13A. Fig. 55488 00070 552 001000280000000200012000285915537700040 0002004493150 00004 55369 13C zeigt die an ihre jeweiligen
Teile angelegten Spannungs-Wellenformen. In Fig. 13B
bezeichnet ein Symbol C0 eine Kapazitätskomponente, die in der
Unter-Bitleitung erzeugt wird, ein Symbol R0 bezeichnet einen
äquivalenten Widerstand, der durch die an die Unter-Bitleitung
angelegte Spannung und den Leckstrom eingestellt wird, und ein
Symbol Ra1 bezeichnet einen Widerstand zum Zuführen des
Stroms, der gleich oder größer als der Leckstrom ist.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 14A bis 14C wird nun ein
weiteres Ausführungsbeispiel der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem zweiten Aspekt der
vorliegenden Erfindung erklärt.
In Fig. 14A hat eine Speicherzellen-Anordnung 21 denselben
Aufbau wie das obige Ausführungsbeispiel. Ein
Stromzuführschaltkreis zum Kompensieren eines Leckstroms
besteht aus einem Transistor (MOSFET) Ta und einem Widerstand
Ra1, die in Serie geschaltet sind. Der Drain-Anschluß des
Transistors Ta ist an die Haupt-Bitleitung BLa1 angeschlossen.
Sein Source-Anschluß ist an ein Ende des Widerstands Ra1
angeschlossen. Das andere Ende des Widerstands Ra1 ist an die
Unter-Bitleitung BLsa1 angeschlossen. Ein Transistor Tb und
ein Widerstand Rb1 sind auch auf gleiche Weise angeschlossen.
Bei diesem Ausführungsbeispiel können die in der
Unter-Bitleitung gespeicherten Ladungen durch Einschalten des
Transistors Ta für eine lange Zeit gehalten werden. Daher wird
ein Auswahl-Transistor Tsa1 als Übertragungs-Gatter verwendet,
und eine Unter-Bitleitung wird als Kondensator verwendet, um
einen DRAM (dynamischen RAM) zu bilden. Die Leseoperation für
den DRAM kann derart ausgeführt werden, daß, während der
Transistor Tsa1 "ein"-geschaltet ist, eine niedrige Spannung
(1 bis 2 V) an eine Speicherzelle angelegt wird, um den Strom
daraus zu messen.
Das schwebende Gate des Speicherelements kann durch das
Verfahren geladen werden, bei dem, während der
Auswahl-Transistor Tsa1 "aus"-geschaltet ist, eine ausreichend
hohe Spannung an eine Wortleitung angelegt wird, um Ladungen
(heiße Elektronen) in das schwebende Gate zu injizieren, und
durch das Verfahren, bei dem eine ausreichend große
Potentialdifferenz zwischen dem Halbleitersubstrat und der
Wortleitung gegeben ist, um das schwebende Gate durch den
durch den dünnen Oxidfilm fließenden Tunnelstrom zu laden.
Die Ladungen können aus dem schwebenden Gate in einer
derartigen Weise extrahiert werden, daß, während die
Haupt-Bitleitung BLa1 auf eine Seite hohen Potentials
eingestellt ist, der Auswahl-Transistor "ein"-geschaltet und
der Transistor Ta "aus"-geschaltet ist, der Strom, der gleich
oder größer als der Leckstrom ist, über einen großen
Widerstand zu der Unter-Bitleitung geführt wird. Es muß nicht
gesagt werden, daß anstelle der Widerstände Ra1 und Ra2 in
Gegenrichtung vorgespannte Dioden verwendet werden können.
Bei den Ausführungsbeispielen der Fig. 13 und 14 wird die
erste Zeitkonstante basierend auf dem äquivalenten Widerstand
R0 und der kapazitiven Komponente C0 auf einen kleineren Wert
eingestellt als die zweite Zeitkonstante, die auf dem
Widerstand Ra1 und einer kapazitiven Komponente basiert. Wenn
beispielsweise angenommen wird, daß der Widerstandswert des
Widerstands Ra1 100 MΩ ist, wird die zweite Zeitkonstante
basierend auf ihm und der kapazitiven Komponente
einschließlich der schwebenden Kapazität auf 15 bis 50 µs
eingestellt, und die Periode des an das schwebende Gate des
nichtflüchtigen Speicherelements angelegten Impulses wird auf
etwa 30 µs eingestellt.
Auf diese Weise wird die zweite Zeitkonstante kleiner gemacht
als die erste Zeitkonstante, und die zweite Zeitkonstante wird
nicht kürzer als die Hälfte der Periode des an das Steuergate
des nichtflüchtigen Speicherelements angelegten Impulses
gemacht. Der Grund dafür ist nachfolgend beschrieben.
Wo der Mangel an in der Bitleitung gespeicherten Ladungen groß
ist, wenn ein Strom über den Widerstand Ra1 zu der
Drain-Elektrodenseite der nichtflüchtigen Speicherzelle
geführt wird, muß dieser zugeführte Strom größer als der
Leckstrom sein. Jedoch darf für die Speicherzelle, in der die
Elektroden in dem schwebenden Gate ausreichend extrahiert
worden sind, die weitere Extraktion von Elektronen nicht
auftreten. Anders ausgedrückt ist eine Stromzufuhr zum
nochmaligen Speichern des Drain-Potentials für eine solche
Speicherzelle nicht erforderlich. Die Zeit, die zum
nochmaligen Speichern des Drain-Potentials nötig ist, ist
durch die zweite Zeitkonstante definiert. Daher ist die zweite
Zeitkonstante vorzugsweise kleiner als die erste Zeitkonstante
und etwa halb so groß wie die Periode des angelegten Impulses.
Die Fig. 15A bis 15C zeigen den Operationszustand der
nichtflüchtigen Speicherelemente (a) und (b) mit
unterschiedlichen Spannungen VFG des schwebenden Gates. Das
Impulssignal, das sich zwischen positiven (3 V) und negativen
(-10 V) Potentialen ändert und eine Periode von etwa 3 µs
hat, wird an das schwebende Gate angelegt. Wie es in Fig. 15A
gezeigt ist, ändert sich die Spannung VFG des schwebenden Gates
in Übereinstimmung mit der Impulsperiode. Die Spannungen VFG
der nichtflüchtigen Speicherelemente (a) und (b) konvergieren
schrittweise in eine vorbestimmte Spannung. Andererseits, wie
es aus (b) der Fig. 15B zu sehen ist, pulsiert die
Bitleitungs-Spannung BBL (Drain-Spannung) des Speicherelements
(b) aufgrund eines Abfalls aufgrund des Leckstroms und eines
Anstiegs aufgrund des zugeführten Stroms, wenn die in dem
schwebenden Gate gespeicherten Ladungen extrahiert werden.
Aber wie es aus (a) in Fig. 15B zu sehen ist hat die
Drain-Spannung des Speicherelements (a) ein ausreichend hohes
Potential, bis die in dem schwebenden Gate gespeicherten
Ladungen ausreichend extrahiert sind. Auf ein Beenden der
Ladungsextraktion hin beginnt die Drain-Spannung aufgrund
eines Anstiegs aufgrund des zugeführten Stroms und eines
Abfalls aufgrund des Leckstroms zu pulsieren.
Der Leckstrom kann durch die Diode kompensiert werden, die mit
einem Gate-Anschluß ausgestattet ist, wie es in Fig. 16
gezeigt ist. Ein Wannenbereich 31 vom P-Typ ist in einer
Halbleiterschicht 30 vom N-Typ ausgebildet, und
Source-/Drainbereiche 32s und 32d vom N-Typ sind in dem
Wannenbereich 31 vom P-Typ ausgebildet. Eine Gate-Elektrode 33
ist auf dem Kanalbereich ausgebildet.
Eine Haupt-Bitleitung ist an die Source-/Drain-Bereiche 32s
und 32d vom N-Typ und die Halbleiterschicht 30 vom N-Typ
angeschlossen. Eine Wortleitung ist an die Gate-Elektrode 33
angeschlossen. Eine Unter-Bitleitung ist an die Wanne 31 vom
P-Typ angeschlossen. Bei einer solchen Struktur kann, wenn das
an die Gate-Elektrode 33 angelegte Impulssignal mit der an die
Wortleitung angelegten Spannung synchronisiert ist, eine
Änderung der Drain-Spannung verringert werden.
Die Ursachen für den Leckstrom sind der Tunnelstrom, der
zwischen dem schwebenden Gate und dem Drain-Anschluß fließt,
was aus einer negativen Gate-Spannung und Gitterdefekten um
die Drain-diffundierte Schicht resultiert. Das erstere ist die
Hauptursache.
Bei dem Ausführungsbeispiel wird ein Strom synchron mit dem
Leckstrom zu dem Drain-Anschluß geführt, so daß eine Änderung
der Drain-Spannung verringert werden kann.
Wie es oben beschrieben ist enthält die nichtflüchtige
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem zweiten Aspekt der
vorliegenden Erfindung eine Einrichtung zum Zuführen eines
Stroms, der größer als der Leckstrom ist, zu der
Unter-Bitleitung, um das in der Unter-Bitleitung oder der
Haupt-Bitleitung vorgeladene Potential beizubehalten.
Die Stromquelle, die aus einer Spannungsquelle und einem
Widerstand besteht, wie es bei den Ausführungsbeispielen
beschrieben ist, ist nämlich mit der Unter-Bitleitung oder der
Haupt-Bitleitung verbunden. Die Stromquellen-Schaltung sollte
nicht auf jene beschränkt sein, die bei den
Ausführungsbeispielen verwendet werden, sondern kann durch
verschiedene bekannte Schaltungen realisiert werden.
Die Speicherzellen-Anordnung sollte auch nicht auf jene
beschränkt werden, die bei den Ausführungsbeispielen verwendet
werden. Beispielsweise kann, wo eine Source-Leitung und eine
Unter-Source-Leitung vorgesehen sind, der Leckstrom durch
Anschließen der Stromzuführschaltung an die Source-Leitung und
die Unter-Source-Leitung kompensiert werden. In diesem Fall
wird der Drain-Anschluß des Transistors Tal an die
Unter-Source-Leitung angeschlossen, und sein Source-Anschluß
ist an die Source-Leitung angeschlossen.
Die Speicherzellen-Anordnung kann aus vielen Blöcken bestehen,
die jeweils viele nichtflüchtige Halbleiterspeicherzellen
enthalten, die an die Haupt-Bitleitung angeschlossen sind.
Wie es oben in Verbindung mit dem zweiten Aspekt der
vorliegenden Erfindung beschrieben ist, wird, während die
Unter-Bitleitung vorgeladen ist, ein Impulssignal, das sich
zwischen positiven und negativen Potentialen ändert, an die
schwebenden Gates der nichtflüchtigen Speicherelemente über
einen Pegelverschieber angelegt, so daß unterschiedliche
Spannungen der schwebenden Gates in eine vorbestimmte Spannung
konvergiert werden können. Aus diesem Grund kann die
Schreib-/Löschoperation für die nichtflüchtige
Halbleiterspeichervorrichtung sehr leicht ausgeführt werden.
Auch wo das Ladepotential in der Unter-Bitleitung aufgrund des
Leckstroms erniedrigt ist, läßt ein Vorsehen der
Stromzuführeinrichtung zum Kompensieren des Leckstroms zu, daß
die in dem schwebenden Gate gespeicherten Ladungen gelöscht
werden, während das Potential auf der Unter-Bitleitung
beibehalten wird. Somit können nichtflüchtige Speicherelemente
mit unterschiedlichen Spannungen der schwebenden Gates auf
eine vorbestimmte Schwellenspannung eingestellt werden.
Die nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung, bei der eine
ausreichende Vorladung für die Unter-Bitleitungen durchgeführt
ist, kann auf eine stabilisierte Weise als ein DRAM arbeiten.
Nun werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen einige
Ausführungsbeispiele der nichtflüchtigen Speichervorrichtung
gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung erklärt.
Fig. 17A ist ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispiels
der nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung.
Wie es aus Fig. 17A zu sehen ist, enthält die nichtflüchtige
Halbleiterspeichervorrichtung eine Speicherzellen-Anordnung
41, die aus nichtflüchtigen Speicherelementen, einer
Impulshöheneinstellschaltung 42, einer Umschaltschaltung 43
(z. B. einem Multiplexer) und peripheren Schaltungen
einschließlich Reihen-/Spalten-Decodierschaltungen und
Leseverstärker-Schaltungen (nicht gezeigt) besteht.
In der Speicherzellen-Anordnung 41 ist der Drain-Anschluß
eines Auswahl-Transistors Tsa1 an eine Haupt-Bitleitung BLa1
angeschlossen, und der Source-Anschluß des Auswahl-Transistors
Tsa1 ist an eine Unter-Bitleitung BLsa1 angeschlossen. Die
Drain-Anschlüsse der Speicherelemente Ma1 und Ma2 sind an die
Unter-Bitleitung BLsa1 angeschlossen, und ihre
Source-Anschlüsse, die miteinander verbunden sind, sind an den
Drain-Anschluß eines Source-Seiten-Auswahl-Transistors Trs1
über eine Source-Leitung angeschlossen. Eine
Source-Seiten-Auswahlleitung SL1 ist an das Steuergate des
Source-Seiten-Auswahl-Transistors Trs1 angeschlossen. Ein
Kondensator Ca1 ist zwischen dem Source- und dem
Drain-Anschluß jedes der Speicherelemente Ma1 und Ma2
angeschlossen.
Andererseits ist der Drain-Anschluß eines Auswahl-Transistors
Tsb1 an eine Haupt-Bitleitung BLb1 angeschlossen, und dessen
Source-Anschluß ist an eine Unter-Bitleitung BLsb1
angeschlossen. Ein Kondensator Cb1 ist an Source- und
Drain-Anschluß jeder der Speicherzellen Mb1 und Mb2
angeschlossen.
Im übrigen ist dann, wenn die parasitäre Kapazität, die auf
der Unter-Bitleitung BLsa1 und den nichtflüchtigen
Speicherelementen Ma1 und Ma2 basiert, relativ klein ist, ein
Vorsehen des Kondensators Ca1 nicht notwendigerweise
erforderlich. Denn dann, wenn die parasitäre Kapazität, die
bei einer Miniaturisierung der Speicherelemente kleiner
geworden ist, kann der Kondensator Ca1 weggelassen werden, wo
die parasitäre Kapazität 100 fF oder darüber ist.
Eine Wortleitung W1 ist an die Steuergates der
Speicherelemente Ma1 und Mb1 angeschlossen. Eine Wortleitung
W2 ist an die Steuergates der Speicherzellen Ma2 und Mb2
angeschlossen. Die Wortleitungen W1, W2, . . . sind an die
Umschaltschaltung 43 angeschlossen. Die Umschalt-Schaltung 43
ist an die Impuls-Spitzenwert-Einstellschaltung 42
angeschlossen. Die Umschalt-Schaltung 43, die ein Schalter
sein kann, dient zum aufeinanderfolgenden Anlegen eines
Ausgangs-Impulssignals von der
Impuls-Spitzenwert-Einstellschaltung 42 an die Wortleitungen
W1, W2, . . . über die Umschalt-Schaltung 43.
Während eine gemeinsame Wortleitung an jedem der Blöcke
angeschlossen ist, von denen jeder aus vielen
Speicherelementen besteht, können in den Speicherelementen
gespeicherte Ladungen aufeinanderfolgend gelöscht werden.
Nun wird der Aufbau der Impuls-Spitzenwert-Einstellschaltung
42 erklärt. Ein P-Kanal-Transistor (MOSFET) T1 und ein
N-Kanal-Transistor (MOSFET) T2 bilden einen CMOS-Inverter. Der
Source-Anschluß des Transistors T1 ist an Transistoren
(MOSFETs) T3 und T4 angeschlossen. Der Source-Anschluß des
Transistors T2 ist an eine negative Spannungsquelle (-10 V)
angeschlossen. Die Drain-Anschlüsse der Transistoren T1 und T2
sind an den Gate-Anschluß eines Transistors (MOSFET) T5 zum
Beschleunigen angeschlossen, und der Drain-Anschluß des
Transistors T5 ist an miteinander verbundene Gate-Anschlüsse
der Transistoren T1 und T2 und einen Transistor T6 zur
Selbst-Vorspannung angeschlossen. Eine erste (4 V) und eine
zweite (5 V) Spannungsquelle sind an die Drain-Anschlüsse der
Transistoren T3 und T4 angeschlossen, wobei ihre
Gate-Elektroden miteinander verbunden sind.
Bei der Impuls-Spitzenwert-Einstellschaltung 42 wird ein
Eingangssignal IN1 zu dem Drain-Anschluß des Transistors T6
eingegeben, und ein Eingangssignal IN2 wird zu den
Gate-Anschlüssen der Transistoren T3 und T4 eingegeben. Von
der Ausgangsstufe der Schaltung 42 wird ein
Ausgangs-Impulssignal, das aus positiven Impulsen von 5 V
(Spitzenwert) mit einer vorbestimmten Periode, positiven
Impulsen von 4 V (Spitzenwert), die zwischen den positiven
Impulsen von 5 V überlagert sind, und negativen Impulsen von
-10 V (Spitzenwert) besteht, über die Umschalt-Schaltung 3 an
die Wortleitungen W2, W2, . . . angelegt.
Das Ausgangs-Impulssignal von der
Impuls-Spitzenwert-Einstellschaltung 42 wird über die
Umschalt-Schaltung 43 und die Wortleitungen an die Steuergates
der Speicherelemente angelegt, so daß die in den schwebenden
Gates der Speicherelemente gespeicherten Ladungen, die in
einen schwebenden Zustand versetzt sind, extrahiert werden, um
die Schwellenspannungen der Speicherelemente zu einem
vorbestimmten Wert oder Bereich zu vereinheitlichen.
Fig. 18 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung.
Bei einer in Fig. 18 gezeigten
Impuls-Spitzenwert-Einstellschaltung 42 ist der Source-Anschluß
des Transistors T1 des CMOS-Inverters ungleich dem
Ausführungsbeispiel der Fig. 17A an eine Spannungsquelle von 4
V und auch den Source-Anschluß des Transistors T4
angeschlossen, dessen Drain-Anschluß mit der Spannungsquelle
von 5 V verbunden ist. Der übrige Schaltungsaufbau ist gleich
jenem der Fig. 17. Somit ist, obwohl die Eingangssignale IN1
und IN2 unterschiedlich von jenen in Fig. 17B eingegeben
werden, das resultierende Ausgangs-Impulssignal das gleiche
wie jenes in Fig. 17B.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 19A bis 19C wird die Operation
der in Fig. 18 gezeigten Schaltung erklärt. Die Fig. 19A, 19B
und 19C zeigen die Wellenformen einer Spannung VFG des
schwebenden Gates, eine Drain-Spannung (Bitleitungs-Spannung
VBL) und eine Steuergate-Spannung VCG.
Das in Fig. 19C gezeigte Impulssignal besteht aus positiven
Impulsen (A) von 3 V (Spitzenwert) mit einer vorbestimmten
Periode, positiven Impulsen (B) von 2,5 V (Spitzenwert), die
zwischen den Impulsen (A) überlagert sind, und negativen
Impulsen von -10 V (Spitzenwert). Ein solches Impulssignal
wird an die Steuergates angelegt. Der Spitzenwert der
positiven Impulse (A), die an die Steuergates angelegt sind,
sollten nicht auf 3 V beschränkt sein, sondern können 5 V
sein.
Der Spitzenwert der Impulse (B) von 2,5 V kann -5 V sein.
Weiterhin kann der Spitzenwert der Impulse (B) innerhalb eines
Bereichs zwischen 3 V (oder 5 V) und -10 V eingestellt werden
und sollte nicht auf 2,5 V und -5 V beschränkt sein.
Während der Operation wird, nachdem die Auswahl-Transistoren
Tsa1 und Trs1 eingeschaltet sind, um die Unter-Bitleitung
BLsa1 und den Kondensator Ca1 etc. zu laden, der
Auswahl-Transistor Tsa1 ausgeschaltet, um die Speicherelemente
Ma1 und Ma2 in einen schwebenden Zustand zu versetzen.
Nachfolgend werden dann, wenn das Impulssignal
(Steuergate-Spannung VCG), wie es in Fig. 19C gezeigt ist, über
die Umschalt-Schaltung 43 an die Wortleitung W1 angelegt ist,
die in dem schwebenden Gate des Speicherelements Ma1
gespeicherten Ladungen extrahiert. Wie es aus (a), (b) und (c)
der Fig. 19 zu sehen ist, werden unterschiedliche Spannungen
VFG des schwebenden Gates konvergiert, während etwa 300,0 µs
vergehen. Die Bitleitungs-Spannungen VBL haben die
Wellenformen, wie es in (a), (b) und (c) der Fig. 19B gezeigt
ist. Der Unterschied bei diesen Wellenformen resultiert aus
den Anfangswerten der Spannungen der schwebenden Gates und der
Leckströme, die in den Bitleitungen erzeugt werden.
Fig. 20 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung.
Die Impuls-Spitzenwert-Einstellschaltung 44 besteht aus einer
Umschalt-Schaltung 44 und Spannungsquellen-Schaltungen 45 1, 45 2
und 45 3. Die Umschalt-Schaltung 44 besteht aus einem Puffer
44 1a und einem Schalter 44 1b; einem Puffer 44 2a und einem
Schalter 44 2a und einem Schalter 44 3b. Die Ausgaben von den
Schaltern 45 1, 45 2 und 45 3, die miteinander verbunden sind,
sind mit der Umschalt-Schaltung 43 verbunden. Von den
Spannungsquellen 45 1 und 45 2 ausgegebene Spannungen 3 V und -5 V
werden zu den Schaltern 44 1b und 44 2b über die Puffer 44 1a und
44 2a eingegeben. Eine Spannung von -10 V von der
Spannungsquelle 45 3 wird zu dem Schalter 44 3b eingegeben.
Unter Bezugnahme auf Fig. 21 wird die Operation des
Ausführungsbeispiels der Fig. 20 erklärt.
Das Ersatzschaltbild der in Fig. 20 gezeigten
Umschalt-Schaltung 44 ist in Fig. 21A gezeigt. Die Schalter
44 1b bis 44 3b sind mit a bis c bezeichnet. Zeiten der
Auswahlsignale zum Steuern dieser Schalter sind in Fig. 21B
gezeigt. Die Ausgabe von der Umschalt-Schaltung 44 ist in Fig.
21C gezeigt.
Bei einer Zeit t1 wird dann, wenn der Schalter a eingeschaltet
ist und die Schalter b und c ausgeschaltet sind, ein positiver
Impuls von 3 V (Spitzenwert) ausgegeben. Zu einer Zeit t2 wird
dann, wenn der Schalter c eingeschaltet ist und die anderen
Schalter ausgeschaltet sind, ein negativer Impuls von -10 V
(Spitzenwert) ausgegeben. Zu einer Zeit t3 wird dann, wenn der
Schalter b eingeschaltet ist und die anderen Schalter
ausgeschaltet sind, ein negativer Impuls von -5 V
(Spitzenwert) ausgegeben. Auf diese Weise wird durch Steuern
der Schalter a, b und c ein zusammengesetztes Impulssignal an
die Steuergates der Speicherelemente der Umschalt-Schaltung 3
angelegt.
Fig. 22 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung.
Wie es aus Fig. 22A zu sehen ist, besteht die
Umschalt-Schaltung 44 aus Schaltern A1, B1, C1, A2, B2 und C2.
Die einen Enden der Schalter A1 und A2 sind an eine
Spannungsquelle (3 V) 5 1 angeschlossen, jene der Schalter B1
und B2 sind an eine Spannungsquelle (-5 V) 5 2 angeschlossen,
und jene der Schalter C1 und C2 sind an eine Spannungsquelle
(-10 V) 5 3 angeschlossen. Die anderen Enden der Schalter A1,
B1 und C1 sind miteinander verbunden. Die anderen Enden der
Schalter A2, B2 und C2, die auch miteinander verbunden sind,
sind über die Umschalt-Schaltung (z. B. einen Multiplexer) 43
an die Wortleitungen angeschlossen.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 22B und 22C wird ein
zusammengesetzter Impuls erklärt. Zu einer Zeit t1 wird dann,
wenn der Schalter A1 eingeschaltet ist, ein positiver Impuls
von 3 V (Spitzenwert) ausgegeben. Zu einer Zeit t2 wird dann,
wenn der Schalter t1 eingeschaltet ist, ein negativer Impuls
von -10 V (Spitzenwert) ausgegeben. Zu einer Zeit t3 wird
dann, wenn der Schalter B1 eingeschaltet ist, ein negativer
Impuls von -5 V (Spitzenwert) ausgegeben. Zu der Zeit t2 wird
dann, wenn der Schalter A2 eingeschaltet ist, ein positiver
Impuls von 3 V ausgegeben, der durch eine gestrichelte Linie
gezeigt ist. Nachfolgend wird zu der Zeit t3, wenn der
Schalter C2 eingeschaltet ist, ein negativer Impuls von -10 V
(Spitzenwert) ausgegeben.
Im übrigen bildet, wenn ein Extrahieren von Ladungen aus dem
schwebenden Gate beendet ist, das Pulsieren der Drain-Spannung
ein Rauschen bei einem Erfassen einer Verringerung der
Drain-Spannung. Es behindert das Erfassen der
Schwellenspannung des Speicherelements. Das Pulsieren kann
durch Erniedrigen der Impulsbreite in der Wortleitung
erniedrigt werden, was einen Leistungsverbrauch erhöht. Jedoch
können durch Einstellen dreier Pegel A, B und C des an die
Steuergates angelegten Impulssignals auf 3 V, -5 V (so
negativ wie möglich) und -10 V die Ladungen, die durch die
Wortleitung geladen/entladen werden, erniedrigt werden, um den
Leistungsverbrauch zu verringern.
Es muß nicht gesagt werden, daß auch ein großer Leckstrom die
Lösch- und Schreiboperation behindert. Dies kann durch die
Strom-Zuführeinrichtung zum Zuführen des Stroms kompensiert
werden, der gleich dem durch das Speicherelement erzeugten
Leckstrom ist.
Die Fig. 23A und 23B zeigen ein weiteres Ausführungsbeispiel
der nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung, die ein EEPROM vom
NAND-Gatter-Typ ist.
In Fig. 23A sind Speicherelemente (Zellen) M1 bis M3 in Serie
zwischen Auswahl-Transistoren Ts1 und Ts2 geschaltet. Die
Steuergates dieser Speicherelemente M1, M2 und M3 sind jeweils
an Wortleitungen W1, W2 und W3 angeschlossen. Der
Drain-Anschluß des Auswahl-Transistors Ts1 ist an eine
Bitleitung BLa1 angeschlossen und über einen Widerstand R1 an
eine Spannungsquelle (5 V) angeschlossen. ST1 und ST2
bezeichnen Auswahlleitungen.
Die Potentiale auf den jeweiligen Wortleitungen, die zum
Extrahieren der Ladungen aus den schwebenden Gates der Zellen
M1 bis M3 nötig sind, sind in der Tabelle der Fig. 23B
gezeigt.
Beispielsweise wird dann, wenn die Zelle 1 zu löschen ist,
während die Auswahlleitungen ST1 und ST2 und die Wortleitungen
W2 und W3 auf einen "H"-Pegel eingestellt sind, das bei den
obigen Ausführungsbeispielen beschriebene Impulssignal an die
Wortleitung W1 angelegt, so daß die in dem schwebenden Gate
der Zelle 1 gespeicherten Ladungen sicher extrahiert werden
können. Das Impulssignal kann auch aus Impulsen bestehen, die
sich zwischen negativen und positiven Potentialen ändern.
Der Widerstand R1 ist ein Widerstand zum Zuführen eines
winzigen Stroms und ist die einfachste Strom-Zuführeinrichtung
zum Kompensieren des Leckstroms. Wenn die Bitleitung nicht
genügend Kapazität ergibt, wird ein Kondensator C0 vorgesehen.
Wie es oben beschrieben ist, wird bei der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem dritten Aspekt der
vorliegenden Erfindung ein Impulssignal, das sich zwischen
positiven und negativen Potentialen ändert, an die Steuergates
der Speicherelemente anzulegen, so daß die in den Gates
gespeicherten Ladungen extrahiert werden, um eine
Lösch-/Schreiboperation durchzuführen. Wenn Impulse mit einem
Spitzenwert, der höher als ein vorbestimmtes normales
Potential ist, bei einer vorbestimmten Periode angelegt
werden, erhöht sich die Kanal-Leitfähigkeit des
Speicherelements zeitweilig, so daß sich das Drain-Potential
abrupt erniedrigt. Somit kann eine Verringerung der
Schwellenspannung auf einfache Weise erfaßt werden.
Das Anlegen der Impulse mit dem Potential, das höher als ein
vorbestimmtes Potential ist, was ein Laden/Entladen hoher
Geschwindigkeit für Wortleitungen fördert, gibt Anlaß zu einer
Erhöhung des Leistungsverbrauchs. Jedoch kann diesem Nachteil
durch Überlagern von Impulsen niedrigeren (negativen)
Potential zwischen die Impulse höheren Potentials begegnet
werden. Das bedeutet, daß die Impulse mit dem höheren
Potential dazu dienen, die Schwellenspannung einzustellen, und
die überlagerten Impulse mit einem negativen Potential dazu
dienen, den Leistungsverbrauch zu verringern.
Gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung können
durch Anlegen eines Impulssignals an Wortleitungen zum
Durchführen der Lösch-/Schreiboperation die
Schwellenspannungen richtig auf eine stabilisierte Weise
erfaßt werden, und es kann auch die Operationszeit verringert
werden.
Weiterhin können Ladungen gleichzeitig von den schwebenden
Gates einer großen Anzahl von Speicherelementen extrahiert
werden, und die Schwellenspannungen können genau
vereinheitlicht werden.
Nun wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ein
Ausführungsbeispiel der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem vierten Aspekt der
vorliegenden Erfindung erklärt.
Zuerst wird zum Vergleich mit dem vierten Aspekt eine weitere
Verbesserung, die bei der oben beschriebenen vorliegenden
Erfindung erforderlich ist, erklärt.
Die Einrichtung zum Vereinheitlichen der Schwellenspannungen
der Speicher-Transistoren vom Typ mit schwebendem Gate wurde
von den Erfindern dieser Anmeldung vorgeschlagen. Dieser
Vorschlag beinhaltet, Impulse an das Steuergate eines
Speicher-Transistors in einem schwebenden Zustand anzulegen,
um die in dem schwebenden Gate gespeicherten Ladungen zu
extrahieren, so daß die Schwellenspannungen konvergiert
werden. Die Fig. 40A und 40B sind jeweils ein
Ersatzschaltbild, das den Vorschlag zeigt, und ein
Operations-Wellenformdiagramm.
In Fig. 40A bezeichnet ein Symbol T0 einen Auswahl-Transistor
und ein Symbol M0 bezeichnet einen nichtflüchtigen
Speicher-Transistor. Während der Operation wird, wie es aus
dem Wellenformdiagramm der Fig. 40B zu sehen ist, eine
Spannung von 5 V als eine Drain-Spannung an den Drain-Anschluß
des Auswahl-Transistors T0 angelegt, und eine Spannung von 5 V
wird an seinen Auswahl-Gate-Anschluß angelegt. Danach wird der
Drain-Anschluß des Speicher-Transistors M0 in den schwebenden
Zustand versetzt. Nachfolgend werden Impulse, die in einer
vorbestimmten Periode in positiver und negativer Richtung
oszillieren, an das Steuergate des Speicher-Transistors M0
angelegt, um redundante Ladungen zu extrahieren, so daß die
Schwellenspannung erniedrigt wird.
Eine beispielhafte Schaltung zum Erzeugen von Impulsen ist in
Fig. 41A gezeigt. In Fig. 41A besteht ein CMOS-Inverter aus
einem PMOS-Transistor Ta und einem NMOS-Transistor Tb. An
seine Eingangsstufe ist ein Transistor Td mit
Selbst-Vorspannung angeschlossen. An seine Eingangs- und
Ausgangsanschlüsse sind jeweils der Drain-Anschluß und das
Steuergate eines Beschleunigungs-Transistors Ta angeschlossen.
An den Source-Anschluß des PMOS-Transistors Ta ist eine
3 V-Spannungsquelle angeschlossen. An den Drain-Anschluß des
NMOS-Transistors ist eine (-)10 V-Spannungsquelle
angeschlossen.
Fig. 41B zeigt ein Eingangssignal IN mit einem Spitzenwert von
5 V. Fig. 41C zeigt ein Ausgangssignal OUT, das von -10 V bis
3 V reicht.
Die Fig. 42A bis 42C zeigen Änderungen der Potentiale an dem
schwebenden Gate und der Bitleitung, wenn eine impulsähnliche
Steuerspannung VCG an das Steuergate eines Speicher-Transistors
angelegt ist. Insbesondere dann, wenn die Impulse, wie es in
Fig. 42C gezeigt ist, an das Steuergate angelegt sind, werden
in einem Anfangszustand unterschiedliche Spannungen VFG der
schwebenden Gates innerhalb von etwa 100 µs in eine
vorbestimmte Schwellenspannung konvergiert, wie es in Fig. 42A
in (a), (b) und (c) gezeigt ist. Dann ändern sich die
Bitleitungs-Spannungen wie es in (a), (b) und (c) der Fig. 42B
gezeigt ist. Jedoch fließt dann, wenn ein äquivalenter
Widerstand R1 klein ist, ein großer Leckstrom id. Als Ergebnis
werden, wie es in Fig. 43A gezeigt ist, die Wellenformen (a),
(b) und (c) der Spannung VFG des schwebenden Gates nach einem
Verstreichen von 200 µs nicht konvergiert.
Nun besteht gemäß Fig. 24 eine Speicherzellen-Anordnung 61 aus
Speicherelementen (MOSFETs) M11, M12, M21 und M22.
Bitleitungen BL1 und BL2 sind jeweils an die Source-Anschlüsse
von Auswahl-Transistoren T1 und T2 angeschlossen. Die
Drain-Anschlüsse der Speicherelemente M11 und M21 sind an eine
Unter-Bitleitung BLs1 angeschlossen, und jene der
Speicherelemente M12 und M22 sind an eine Unter-Bitleitung
BLs2 angeschlossen. Die jeweiligen Source-Anschlüsse der
Speicherelemente M11, M12, M21 und M22 sind an eine
Source-Leitung S1 angeschlossen, die an den Drain-Anschluß des
Auswahl-Transistors T5 angeschlossen ist. ST1 und ST2
bezeichnen Auswahlleitungen und WL1 und WL2 bezeichnen
Wortleitungen.
Die Bitleitungen BL1 und BL2 sind an Schaltungen 66 und 67 zum
Zuführen eines winzigen Stroms und auch an eine
Spalten-Decodierschaltung 64 angeschlossen. Die Wortleitungen
WL1 und WL2 sind über eine Wort-Treiberschaltung 63 an eine
Reihen-Decodierschaltung 62 angeschlossen. Ein Impulssignal für
eine Lösch-/Schreiboperation wird von einer
Impuls-Erzeugungsschaltung 65 über die Wort-Treiberschaltung
63 zu den Wortleitungen WL1 und WL2 geführt. An die
Schaltungen 66 und 67 zum Zuführen eines winzigen Stroms
werden jeweils Taktsignale ϕ und ϕ' angelegt.
Während der Lösch-/Schreiboperation wird ein Impulssignal, das
sich zwischen positiven und negativen Potentialen ändert, von
der Impuls-Erzeugungsschaltung 65 an eine beliebige der
ausgewählten Wortleitungen WL1 und WL2 angelegt, wie es oben
beschrieben ist. Während der Löschoperation wird in
Übereinstimmung mit der Operation der
Spalten-Decodierschaltung 64 ein Strom zu der Unter-Bitleitung
BLs1 oder BLs2 (Drain-Anschlüsse oder Source-Anschlüsse der
Speicherelemente) von einer, der Strom-Zuführschaltungen 66 und
67 über den Auswahl-Transistors T1 oder T2 geführt. Der von
der Schaltung 66 oder 67 zum Zuführen eines winzigen Stroms
zugeführte Strom entspricht dem Leckstrom (3-5 nA) von den
Source- oder Drain-Anschlüssen der Speicherelemente. Auf diese
Weise kann die Schwierigkeit bei der Lösch-/Schreiboperation,
wie es in Verbindung mit den Fig. 40A und 40B beschrieben ist,
überwunden werden.
Die Schaltungen 66 und 67 zum Zuführen eines winzigen Stroms
können eine vorbestimmte Ladespannung an die
Unter-Bitleitungen BLs1 und BLs2 über den Auswahl-Transistor
T1 und T2 anlegen, um dadurch einen winzigen Strom zu den
Drain-Anschlüssen der Speicherelemente zu führen. Die
vorbestimmte Ladespannung kann beispielsweise von einer
Ladeschaltung zugeführt werden, die aus einem Transistor und
einem Kondensator besteht.
Die Schaltungen 66 und 67 zum Zuführen eines winzigen Stroms
können durch Lade-Pumpschaltungen aufgebaut sein, wie es in
den Fig. 27 und 28 gezeigt ist, und den
Schalt-Kondensatorschaltungen, wie es in den Fig. 30 bis 33
gezeigt ist.
Unter Bezugnahme auf Fig. 25 wird ein weiteres
Ausführungsbeispiel der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem vierten Aspekt der
vorliegenden Erfindung erklärt. Das Ausführungsbeispiel der
Fig. 25 ist von jenem der Fig. 24 in folgenden Punkten
unterschiedlich. Die Bitleitungen BL1 und BL2 sind an die
Spalten-Decodierschaltung 64 angeschlossen, und eine Schaltung
68 zum Zuführen eines winzigen Stroms ist an die
Spalten-Decodierschaltung 64 angeschlossen. Die Schaltung 68
zum Zuführen eines winzigen Stroms, zu der Taktsignale ϕ und
ϕ' geführt werden, wird durch einen Transistor T3 gesteuert.
Der winzige Strom von der Schaltung 68 zum Zuführen eines
winzigen Stroms wird über den Spaltendecodierer 64 zu den
Haupt-Bitleitungen BL1 und BL2 geführt und weiterhin über die
Auswahl-Transistoren T1 und T2 mit den Unter-Bitleitungen BLs1
und BLs2 verbunden. Der Transistor T3 mit einem Steuergate,
dem ein Steuersignal zugeführt wird, arbeitet in
Übereinstimmung mit den Operationszeiten der
Spalten-Decodierschaltung 64. Dann arbeitet die
Spalten-Decodierschaltung 68 zum Zuführen des winzigen Stroms
über die Spalten-Decodierschaltung 64. Der übrige
Schaltungsaufbau ist der gleiche wie jener in Fig. 24.
Weiterhin kann die Schaltung 68 zum Zuführen eines winzigen
Stroms durch Lade-Pumpschaltungen und
Schalt-Kondensatorschaltungen aufgebaut sein, wie bei dem
Ausführungsbeispiel der Fig. 24, die einen winzigen Strom
zuführen können, der dem Leckstrom für jede Haupt-Bitleitung
entspricht.
Unter Bezugnahme auf Fig. 26 wird ein weiteres
Ausführungsbeispiel der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem vierten Aspekt der
vorliegenden Erfindung erklärt.
Das Ausführungsbeispiel der Fig. 26 ist von jenem der Fig. 24
in den folgenden Punkten unterschiedlich. Die Schaltungen 66
und 67 zum Zuführen eines winzigen Stroms sind mit ihren
Steuergates an Transistoren T4 und T5 angeschlossen, die durch
die Spalten-Decodierschaltung 64 gesteuert werden. Die
Schaltungen 66 und 67 zum Zuführen eines winzigen Stroms
stellen das Potential für jede Bitleitung ein. Die Schaltungen
66 und 67 zum Zuführen eines winzigen Stroms können durch
denselben Aufbau wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 24
aufgebaut sein, und der übrige Schaltungsaufbau ist derselbe
wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 24.
Bei diesem Ausführungsbeispiel führen, wie bei dem
Ausführungsbeispiel der Fig. 25, die Schaltungen 66 und 67 zum
Zuführen eines winzigen Stroms, die durch die Transistoren T4
bzw. T5 gesteuert werden, den winzigen Strom für jede
Bitleitung zu.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 27 bis 33 werden
Ausführungsbeispiele der Schaltungen 66 bis 68 zum Zuführen
eines winzigen Stroms erklärt.
Fig. 27 zeigt die Schaltung zum Zuführen eines winzigen
Stroms, die durch eine Lade-Pumpschaltung aufgebaut ist. Wie
es aus der Fig. 27 zu sehen ist, sind Transistoren T6, T7 und
T8 mit Eigenvorspannung in Serie geschaltet. Mit der
Verbindungsstelle der Transistoren T7 und T8 ist ein
Koppel-Kondensator C1 verbunden. Mit der Verbindungsstelle der
Transistoren T6 und T7 ist ein Koppel-Kondensator C2
verbunden. Ein Taktsignal ϕ wird über den Koppel-Kondensator
C1 angelegt, und ein Taktsignal ϕ' wird über den
Koppel-Kondensator C2 angelegt. Die Ausgabe OUT von der
Lade-Pumpschaltung wird an die Bitleitungen BL1 und BL2
angelegt.
Die Taktsignale ϕ und ϕ' haben einen Spitzenwert von 5 V und
eine Frequenz von 1 MHz. Wenn die Taktsignale ϕ und ϕ', die
zueinander invertiert sind, an die jeweiligen
Verbindungsstellen angelegt werden, wird eine vorbestimmte
Spannung über den Transistor T8 an die Bitleitungen angelegt.
Wenn die vorbestimmte Spannung über die Lade-Pumpschaltung an
die Bitleitungen angelegt wird, wird ein winziger Strom I1 (3-
5 nA) über die Auswahl-Transistoren im Ein-Zustand zu den
Unter-Bitleitungen geführt. Die Koppel-Kondensatoren C1 und C2
haben eine Kapazität von 1-1000 fF. Der Wert des winzigen
Stroms I1 wird durch eine Taktfrequenz und eine
Oszillationsfrequenz bestimmt. Der zu den Bitleitungen
zugeführte Strom 11 wird als eine Leitungskapazität geladen.
Die bei diesem Ausführungsbeispiel angenommenen Taktsignale
haben eine Taktfrequenz von 1 MHz und einen Spitzenwert von
5 V. Die parasitäre Kapazität in den Bitleitungen ist 1 pF. Der
Wert des winzigen Stroms I1 kann in Übereinstimmung mit dem
Wert des Leckstroms IL (3-5 nA) optional eingestellt werden.
Fig. 28 zeigt eine Lade-Pumpschaltung, die ein höheres
Potential erzeugen kann. Auf der Erdungsseite der
Lade-Pumpschaltung der Fig. 27 ist ein Transistor T9 mit
Eigenvorspannung in Serie geschaltet. Mit der
Verbindungsstelle der Transistoren T6 und T9 ist ein
Koppel-Kondensator C3 verbunden. Ein Taktsignal ϕ wird über
den Koppel-Kondensator C3 angelegt. An die
Koppel-Kondensatoren C1 und C2 werden dieselben Taktsignale
wie in Fig. 27 angelegt. Die Ausgabe OUT wird an die
Bitleitung angelegt. C4 bezeichnet die parasitäre Kapazität
(etwa 1 pF) auf der Bitleitung. T1 bezeichnet einen
Auswahl-Transistor und M bezeichnet einen Speicher-Transistor.
Transistoren T6 bis T9 bezeichnen MOSFETs.
Die Fig. 29A bis 29E zeigen die Wellenformen, die den
Operationszustand der Schaltung der Fig. 28 darstellen. Unter
Bezugnahme auf Fig. 29 wird die Operation der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung erklärt, die mit der
Lade-Pumpschaltung der Fig. 28 versehen ist.
Eine Quellenspannung (5 V) wird an den Drain-Anschluß des
Auswahl-Transistors T1 in einem Ein-Zustand angelegt, um den
Drain- oder Source-Anschluß des Speicherelementes T1 zu laden.
Ein winziger Storm I1 (3-5 nA) wird zu dem Drain-Anschluß des
Speicherelements M über den Auswahl-Transistor T1 im
Ein-Zustand zugeführt. Somit wird der Drain-Anschluß des
Speicherelements M im wesentlichen für seinen schwebenden
Zustand eingestellt. Danach wird das Impulssignal, wie es in
Fig. 29E gezeigt ist, an das Steuergate des Speicherelements M
über die Wortleitung WL für eine Lösch-/Schreiboperation
angelegt. In dem Zustand des Speicherelements, in dem
redundante Elektronen extrahiert werden, so daß die
Schwellenspannung vereinheitlich oder konvergiert wird, ist
die Kanal-Konduktanz des Speicherelements etwa 1 MΩ.
Andererseits werden in der Lade-Pumpschaltung Taktsignale ϕ,
ϕ' und ϕ, die jeweils eine Frequenz von 1 MHz und einen
Spitzenwert von 5 V haben, jeweils über die
Koppel-Kondensatoren C1, C2 und C3 an die Verbindungsstellen
A, B und C angelegt. Die Wellenformen and diesen
Verbindungsstellen sind in den Fig. 29A bis 29D gezeigt.
Wie es aus den Wellenformen, die in den Fig. 29A bis 29E
gezeigt sind, zu sehen ist, wird dann, wenn das Taktsignal ϕ
über den Koppel-Kondensator C3 angelegt wird, der Transistor
T9 geladen, so daß das Potential an der Stelle A angehoben
wird. Gleichzeitig wird dann, wenn das Taktsignal ϕ' mit einer
invertierten Phase angelegt wird, der Transistor T6 geladen.
Das resultierende Potential wird dem Potential an der Stelle A
überlagert. Als Ergebnis der aufeinanderfolgenden Überlagerung
wird die Spannung, wie es in Fig. 29A gezeigt ist, an die
Bitleitung BL angelegt. Danach wird der winzige Strom zu dem
Drain- oder Source-Anschluß des Speicherelements M über den
Auswahl-Transistor T1 im Ein-Zustand zugeführt, und das
Impulssignal, wie es in Fig. 29E gezeigt ist, wird angelegt,
so daß die redundanten Ladungen in dem schwebenden Gate
extrahiert werden, um die Schwellenspannung des
Speicherelements zu vereinheitlichen.
Fig. 30 zeigt eine Schalt-Kondensatorschaltung, die als die
Schaltungen 66 bis 68 zum Zuführen eines winzigen Stroms
verwendet wird.
Wie es aus Fig. 30 zu sehen ist, ist eine Spannungsquelle E0
an den Drain-Anschluß eines Transistors T10 angeschlossen. Der
Source-Anschluß des Transistors T10 ist an ein Ende eines
Kondensators C5 und den Drain-Anschluß des Transistors T11
angeschlossen. Der Source-Anschluß des Transistors T11 ist an
eine Bitleitung BL angeschlossen. Die Bitleitung BL hat eine
parasitäre Kapazität von etwa 1 pF und der Kondensator C5 hat
eine Kapazität von 15 fF.
Während der Operation werden die Taktsignale ϕ und ϕ' an die
Steuergates der Transistoren T10 und T11 angelegt, so daß die
Transistoren T10 und T11 abwechselnd eingeschaltet werden. Ein
"H"-Pegelimpuls wird an das Steuergate des Transistors T10
angelegt, während ein "L"-Pegelimpuls an das Steuergate des
Transistors T11 angelegt wird. Somit wird eine Spannung E0 an
den Kondensator C5 angelegt, so daß der Kondensator C5 geladen
wird. Darauffolgend schaltet dann, wenn das "L"-Pegel-Signal
an das Steuergate des Transistors T10 angelegt wird, der
Transistor T10 aus. Wenn das "H"-Pegel-Signal an den
Transistor T11 angelegt wird, schaltet der Transistor T11 ein.
Die in dem Kondensator C5 geladene Ladespannung wird über den
Transistor T11 ausgegeben und in den parasitären Kondensator
C6 der Bitleitung geladen. Auf diese Weise wird dann, wenn die
Transistoren T10 und T11 abwechselnd arbeiten, eine
vorbestimmte Spannung an die Bitleitung BL angelegt. Die
Kapazität des Kondensators C5 wird auf eine kleine Kapazität
von 1-100 fF eingestellt, und die Frequenz und die Amplitude
jedes der Taktsignale ϕ und ϕ' werden auf optimale Werte
eingestellt, so daß ein winziger Strom zu der Bitleitung BL
geführt wird.
Fig. 31 zeigt die Operations-Wellenformen, wenn die
Schalt-Kondensatorschaltung als die Schaltung zum Zuführen
eines winzigen Stroms verwendet wird.
Während der Operation wird dann, wenn die Taktsignale ϕ und ϕ'
an die Steuergates der Transistoren T10 und T11 angelegt
werden, der Kondensator schrittweise geladen, so daß das
Potential an der Verbindungsstelle der Transistoren T10 und
T11 sich erhöht. Als Ergebnis wird die Ausgangsspannung mit
der Wellenform, wie es in Fig. 31A gezeigt ist, an die
Bitleitung BL angelegt. Dann wird das Impulssignal, wie es in
Fig. 31C gezeigt ist, an das Steuergate des Speicherelements M
angelegt. Demgemäß werden unterschiedliche Spannungen VFG eines
schwebenden Gates in einen vorbestimmten Schwellenwert
vereinheitlicht. Die Bitleitungs-Spannung VBL hat die
Wellenform, wie es in Fig. 31A gezeigt ist.
Fig. 32 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der
Schalt-Kondensatorschaltung. Mit der Schaltung der Fig. 30
sind weiterhin Transistoren T11 und T13 verbunden, und ein
MOS-Transistor T12 in einer Diodenschaltung ist mit der
Verbindungsstelle der Transistoren T11 und T13 verbunden.
Diese Struktur läßt zu, daß Rauschen entfernt wird, so daß die
stabilisierte Ausgabe an die Bitleitung angelegt werden kann.
Die Transistoren T10 bis T13 sind MOS-Transistoren. Die
Wellenformen an den jeweiligen Stellen der
Schalt-Kondensatorschaltung der Fig. 32 sind in den Fig. 33A
bis 33D gezeigt.
Fig. 34 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 34 hat eine
Speicherzellen-Anordnung 61 dieselbe Struktur wie jene, die in
Fig. 24 gezeigt ist. Eine Schaltung 70 zum Zuführen eines
winzigen Stroms ist an Unter-Bitleitungen BLs1 und BLs2 über
eine Umschalt-Schaltung 71 (z. B. einen Multiplexer)
angeschlossen. Die Schaltung 71 zum Zuführen eines winzigen
Stroms kann mit den Unter-Bitleitungen einer benachbarten
Speicherzellen-Anordnung über die Umschalt-Schaltung 71
verbunden sein. Jeder der zusätzlichen Kondensatoren Ca und Cb
hat eine Kapazität von 100 bis 300 fF.
Die Lösch-/Schreiboperation wird bei diesem
Ausführungsbeispiel wie folgt ausgeführt. Nachdem die Drain-
(oder Source-)Anschlüsse der Speicherelemente auf ein
positives Potential geladen sind, wird der Auswahl-Transistor
ausgeschaltet. Ein winziger Strom (3-5 nA) wird zu den
Drain-Anschlüssen (Bitleitung) geführt, um die Bitleitung in
einen schwebenden Zustand zu versetzen. Ein Impulssignal wird
an das Steuergate des Speicherelements angelegt, um die in dem
schwebenden Gate gespeicherten Ladungen zu verringern, um
dadurch die Schreib-/Löschoperation durchzuführen. Während der
Lösch-/Schreiboperation wird der winzige Strom über die
Umschalt-Schaltung 71 zu der Unter-Bitleitung geführt.
Die Fig. 35 bis 37 zeigen weitere Ausführungsbeispiele der
nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem
vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung.
Bei den vorangehenden Ausführungsbeispielen wird die
Lade-Pumpschaltung oder die Schalt-Kondensatorschaltung als
die Schaltung zum Zuführen eines winzigen Stroms zum Laden der
Bitleitungen verwendet. Andererseits zeigen die
Ausführungsbeispiele der Fig. 35 bis 37 eine Verbesserung der
Antwortcharakteristik des Ladens/Entladens zum Realisieren
eines Löschens/Schreibens hoher Geschwindigkeit.
Die Ausführungsbeispiele der Fig. 35 bis 37 sind dadurch
charakterisiert, daß ein Lade-/Entladesystem für Bitleitungen
zu den Ausführungsbeispielen der Fig. 24 bis 26 hinzugefügt
ist.
In Fig. 35 sind die Bitleitungen BL1 und BL2 jeweils an die
Source-Anschlüsse der Transistoren T6 und T7 angeschlossen.
Die Drain-Anschlüsse der Transistoren sind an Spannungsquellen
Vcc angeschlossen. Der übrige Schaltungsaufbau ist derselbe
wie jener in Fig. 24. Während der Operation wird ein
Ladesignal Sc an die Source-Anschlüsse der Transistoren T6 und
T7 angelegt, und ein Entladesignal Sd wird an die
Gate-Anschlüsse der Transistoren T4 und T5 angelegt. Zu Beginn
der Lösch-/Schreiboperation wird das Ladesignal angelegt. Bei
ihrem Beenden wird das Entladesignal Sd angelegt, um die in
den Bitleitungen BL1 und BL2 gespeicherten Ladungen zu
entladen.
In Fig. 36 ist die Bitleitung BL1 an die Verbindungsstelle der
Transistoren T8 und T9 angeschlossen, und die Bitleitung BL2
ist an die Verbindungsstelle der Transistoren T10 und T11
angeschlossen. Die Transistoren T9 und T11 bilden ein
Ladesystem. Ladesignale Sc1 und Sc2 werden jeweils an die
Gate-Anschlüsse der Transistoren T9 und T11 angelegt, so daß
die Bitleitungen BL1 und BL2 geladen werden, um die
Lösch-/Schreiboperation durchzuführen. Andererseits bilden die
Transistoren T8 und T10 ein Entladesystem. Am Ende der
Lösch-/Schreiboperation werden Entladesignale Sd1 und Sd2 an
die Transistoren T8 und T10 angelegt, um die in den
Bitleitungen BL1 und BL2 gespeicherten Ladungen zu entladen.
Bei dem Ausführungsbeispiel kann die Lade-/Entladeoperation
für jede Bitleitung ausgeführt werden.
In Fig. 37 ist die Bitleitung BL1 an die Verbindungsstelle der
Transistoren T8 und T9 angeschlossen und die Bitleitung BL2
ist an die Verbindungsstelle der Transistoren T10 und T11
angeschlossen. Die Transistoren T9 und T11 bilden ein
Ladesystem. Ein Ladesignal Sc wird jeweils an die
Gate-Anschlüsse der Transistoren T9 und T11 angelegt, so daß
die Bitleitungen BL1 und BL2 geladen werden, um die
Lösch-/Schreiboperation durchzuführen. Andererseits bilden die
Transistoren T8 und T10 ein Entladesystem. Am Ende der
Lösch-/Schreiboperation wird ein Entladesignal Sd an die
Transistoren T8 und T10 angelegt, deren Gate-Anschlüsse
miteinander verbunden sind, wodurch die in den Bitleitungen
BL1 und BL2 gespeicherten Ladungen entladen werden.
Bei den Ausführungsbeispielen der Fig. 35 bis 37 wird das
Ladesignal an die Bitleitungen durch das Lade-/Entladesystem
vor einem vorbestimmten Potential an den Bitleitungen durch
die Lade-Pumpschaltung oder die Schalt-Kondensatorschaltung
angelegt, wodurch die Bitleitungen auf das Potential, das
höher als das Source-Potential ist, geladen werden. Danach
wird das Impulssignal an die Wortleitungen angelegt, um die
Schwellenspannungen der vorbestimmten Speicherelemente zu
vereinheitlichen. Somit kann die Lösch-/Schreiboperation mit
hoher Geschwindigkeit ausgeführt werden. Andererseits werden
die Bitleitungen nach dem Beenden der Lösch-/Schreiboperation
auf das Potential eingestellt, das niedriger als das
Drain-Potential ist. Dies läßt zu, daß der Operation innerhalb
kurzer Zeit eine nächste Operation nachfolgt.
Wie es oben beschrieben ist wird bei der nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung gemäß dem vierten Aspekt der
vorliegenden Erfindung ein äußerst winziger Strom über
Auswahl-Transistoren im Ein-Zustand zu Bitleitungen geführt.
Sonst werden, nachdem die Bitleitungen geladen sind, die
Auswahl-Transistoren ausgeschaltet, und der winzige Strom, der
einem Leckstrom gleicht, wird den Bitleitungen zugeführt.
Danach wird ein Impulssignal an die Steuergates der
Speicherelemente angelegt, um deren Schwellenspannungen zu
vereinheitlichen. Da der winzige Strom den Bitleitungen
zugeführt wird, während die Kanal-Konduktanz der
Speicherelemente groß ist, um ein exzessives Löschen in den
Speicherelementen oder ein nochmaliges Speichern des
Potentials auf der Drain-Seite zu verhindern, sollte ein
Impulssignal mit kürzeren Impulsbreiten als die Zeit zum
nochmaligen Speichern an die Steuergates angelegt werden.
Obwohl die Lade-Pumpschaltung oder der Schalt-Kondensator, in
denen der Stromwert bezüglich der Frequenz und des
Spitzenwertes eingestellt werden kann, verwendet werden
können, können ebenso einige bekannte Schaltungen verwendet
werden, die den winzigen Strom zuführen können.
Bei der nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung gemäß
dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist bei dem
Lösch-/Schreibprozeß zum Extrahieren von Ladungen aus dem
schwebenden Gate die Art des Injizierens von Elektronen in das
schwebende Gate dieselbe, wie die herkömmliche Art. Daher kann
die Speichervorrichtung bei einer nichtflüchtigen
Halbleiterspeichervorrichtung angewendet werden, bei der das
schwebende Gate durch heiße Elektronen von einem Kanal auf ein
negatives Potential geladen wird, und bei der veranlaßt wird,
daß Ladungen aus dem schwebenden Gate durch den Tunnelstrom in
Richtung zu einem Source-/Drain-Anschluß oder einem Substrat
entweichen.
Bei der nichtflüchtigen Halbleiterspeichervorrichtung gemäß
dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die
Lösch-/Schreiboperation derart ausgeführt, daß, während die
Bitleitungen durch einen winzigen Strom im wesentlichen in
einen schwebenden Zustand versetzt sind, ein Impulssignal, das
sich zwischen positiven und negativen Potentialen ändert, an
die Steuergates der Speicherelemente angelegt wird, um die
redundanten in dem schwebenden Gate gespeicherten Ladungen zu
extrahieren. Da der winzige Strom den Bitleitungen durch die
Schaltung zum Zuführen eines winzigen Stroms zugeführt wird,
auch wenn es Leckströme von den Bitleitungen (Drain- oder
Source-Anschlüsse) gibt, ist es möglich, die Ladungen von den
schwebenden Gates einer großen Anzahl von Speicherelementen
gleichzeitig und genau zu extrahieren.
Durch Ausführen der Lösch-/Schreiboperation, nachdem die
Bitleitungen geladen sind, kann die Anstiegszeit des
Ladepotentials verkürzt werden, so daß die
Lösch-/Schreiboperations-Zeit verkürzt werden kann.
Eine nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung, die aus
Speicherzellen vom Typ mit schwebendem Gate besteht, wird,
nachdem der Drain-Bereich oder der Source-Bereich geladen ist,
in einen elektrisch schwebenden Zustand versetzt, und ein
Signal mit abwechselnd sich ändernden positiven und negativen
Potentialen wird an die Steuergates der Speicherzellen
angelegt, um die in den schwebenden Gates gespeicherten
Ladungen zu verringern, um dadurch die Schwellenspannungen der
Speicherzellen in eine vorbestimmte Spannung zu konvergieren.
Somit kann eine Schreib-/Löschoperation in der
Speichervorrichtung auf sichere Weise in einer kurzen Zeit
ausgeführt werden.
Claims (36)
1. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung mit einem
Transistor, der eine Source, einen Drain, ein schwimmen
des Gate und ein Steuergate aufweist, und mit einer er
sten Einrichtung zum Einstellen von entweder dem Drain
oder der Source in einen schwimmenden Zustand, der ein
höheres Potential aufweist als der nicht schwimmend ein
gestellte Drain bzw. die nicht schwimmend eingestellte
Source,
gekennzeichnet durch,
eine zweite Einrichtung zum Variieren des Schwellenwerts
des Transistors unter Verwendung einer Spannungsdifferenz
zwischen dem schwimmend eingestellten Drain bzw. der
schwimmend eingestellten Source und dem schwimmenden Gate
zum Aufheben des schwimmenden Zustands.
2. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor an
einem Kreuzungspunkt einer Bit-Leitung mit dem schwimmen
den Drain bzw. der schwimmenden Source elektrisch ver
bunden ist, und daß eine Wort-Leitung mit dem Steuergate
elektrisch verbunden ist, wobei die zweite Einrichtung
eine Einrichtung zum Anlegen einer Spannung ist, die
zwischen einem ersten Potential und einem zweiten Poten
tial an der Wort-Leitung variiert.
3. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrich
tung eine Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen
einer Spannung ist, die zwischen einem ersten Potential
und einem zweiten Potential an dem Steuergate variiert.
4. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung eine
Wechselspannung ist, die positive Spannungsimpulse und
negative Spannungsimpulse aufweist.
5. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 3, gekennzeichnet durch eine erste Schalteinrich
tung zum Einstellen des schwimmenden Drain bzw. der schw
immenden Source des Transistors auf ein Potential, das
nicht niedriger ist als dasjenige des nicht schwimmenden
Drain bzw. der nicht schwimmenden Source bevor die Span
nung angelegt wird, und eine zweite Schalteinrichtung zum
Einstellen des schwimmenden Drain bzw. der schwimmenden
Source des Transistors auf ein Potential, das nicht höher
ist als dasjenige des nicht schwimmenden Drain bzw. der
nicht schwimmenden Source, nachdem die Spannung angelegt
ist.
6. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungserzeu
gungseinrichtung den positiven Spannungsimpuls früher als
den negativen Spannungsimpuls an das Steuergate anlegt.
7. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Absolutwert des
Spitzenwerts des positiven Spannungsimpulses kleiner ist
als derjenige des negativen Spannungsimpulses.
8. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Breite des
positiven Spannungsimpulses breiter ist als diejenige des
negativen Spannungsimpulses.
9. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 3, gekennzeichnet durch einen Kondensator, der
elektrisch mit dem schwimmenden Drain bzw. der schwimmen
den Source des Transistors verbunden ist, wobei die erste
Einrichtung diesen Drain bzw. diese Source auf ein höhe
res Potential einstellt als dasjenige des nicht schwim
menden Drain bzw. der nicht schwimmenden Source durch
Aufladen des Kondensatorelements.
10. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator ein
kapazitives Element aufweist, das aus einer parasitären
Kapazität eines elektrisch leitenden Materials gebildet
ist, das elektrisch mit dem schwimmenden Drain bzw. der
schwimmenden Source verbunden ist.
11. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor an
einem Kreuzungspunkt einer Bit-Leitung elektrisch mit dem
schwimmenden Drain bzw. der schwimmenden Source verbunden
ist, und daß eine Wort-Leitung elektrisch mit dem Steuer
gate verbunden ist, wobei das elektrisch leitende Materi
al die Bit-Leitung enthält.
12. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Bit-Leitung
mit einer Haupt-Bit-Leitung durch ein Wahlschalterelement
verbunden ist.
13. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 11, gekennzeichnet durch eine Stromversorgungsein
richtung zum Zuführen eines Stroms zum Kompensieren eines
Leckstroms von der Bit-Leitung.
14. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversor
gungseinrichtung ein Widerstandselement aufweist, das aus
der Gruppe ausgewählt ist, die aus einem Widerstand be
steht, der elektrisch mit einer Spannungsquelle verbunden
ist, und einem Widerstandskörper, der elektrisch in Reihe
zu einer Schalteinrichtung geschaltet ist, die elektrisch
mit der Bit-Leitung verbunden ist.
15. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstands
element ein elektrisches Element aufweist, das aus der
Gruppe ausgewählt ist, die aus einer sperrvorgespannten
Diode und einer gesteuerten Diode besteht.
16. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversor
gungseinrichtung ein elektrisches Bauteil aufweist, das
aus der Gruppe ausgewählt ist, die aus einer Ladungspump
schaltung und einem geschalteten Kondensator besteht.
17. Nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach An
spruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Zeit
konstante, die von der Kapazität der Bit-Leitung und
einem Äquivalent-Widerstand aufgrund des Stroms von der
Stromversorgungseinrichtung abgeleitet ist, kleiner ist
als eine zweite Zeitkonstante, die von der Kapazität der
Bit-Leitung und einem Äquivalent-Widerstand aufgrund des
Leckstroms abgeleitet ist, und daß die erste Zeitkonstan
te länger ist als ungefähr die halbe Periode der Span
nung.
18. Verfahren zum Einstellen des Schwellenwerts für eine
nichtflüchtige Halbleiterspeichervorrichtung nach einem
der Ansprüche 1 bis 17, mit den Schritten:
Einstellen von entweder dem Drain oder der Source auf einen schwimmenden Zustand, der ein höheres Potential aufweist als der nicht schwimmende Drain bzw. die nicht schwimmende Source, und
Variieren des Schwellenwerts des Transistors unter Ver wendung einer Spannungsdifferenz zwischen dem schwimmen den Drain bzw. der schwimmenden Source und dem schwimmen den Gate zum Aufheben des schwimmenden Zustands.
Einstellen von entweder dem Drain oder der Source auf einen schwimmenden Zustand, der ein höheres Potential aufweist als der nicht schwimmende Drain bzw. die nicht schwimmende Source, und
Variieren des Schwellenwerts des Transistors unter Ver wendung einer Spannungsdifferenz zwischen dem schwimmen den Drain bzw. der schwimmenden Source und dem schwimmen den Gate zum Aufheben des schwimmenden Zustands.
19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß
der erste Schritt das Aufladen eines Kondensators umfaßt,
der elektrisch mit dem schwimmenden Drain bzw. der schwi
mmenden Source des Transistors verbunden ist, und daß der
zweite Schritt das Entladen des Kondensators umfaßt.
20. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß
der Kondensator ein kapazitives Element aufweist, das aus
einer parasitären Kapazität eines elektrisch leitenden
Materials gebildet ist, das elektrisch mit dem schwimmen
den Drain bzw. der schwimmenden Source des Transistors
verbunden ist.
21. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß
der zweite Schritt (Variieren des Schwellenwerts) das
Anlegen einer Spannung, die zwischen einem ersten Poten
tial und einem zweiten Potential variiert, an das Steuer
gate umfaßt, um den Schwellenwert auf einen gewünschten
Wert oder Bereich zu konvergieren.
22. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß
das Anlegen der Spannung automatisch in Übereinstimmung
mit einer Änderung des Potentials an dem schwimmenden
Drain bzw. der schwimmenden Source gestoppt wird.
23. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß
die Spannung eine Wechselspannung ist, die einen positi
ven Spannungsimpuls und einen negativen Spannungsimpuls
aufweist, und daß der gewünschte Wert oder Bereich in
Korrelation mit dem positiven Spannungsimpuls ermittelt
wird.
24. Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß
der positive Spannungsimpuls an das Steuergate früher
angelegt wird als der negative Spannungsimpuls.
25. Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß
die Breite des positiven Spannungsimpulses breiter ist
als diejenige des negativen Spannungsimpulses.
26. Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß
der Absolutwert des Spitzenwerts des positiven Spannungs
impulses kleiner ist als derjenige des negativen Span
nungsimpulses.
27. Verfahren nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß
der Spitzenwert des negativen Spannungsimpulses nicht
größer als -10 Volt ist.
28. Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß
der Spitzenwert des positiven Spannungsimpulses kleiner
ist als der anfängliche Schwellenwert des Transistors.
29. Verfahren nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß
der anfängliche Schwellenwert des Transistors nicht klei
ner als 4 Volt ist.
30. Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß
der positive Spannungsimpuls nicht kleiner als 4 Volt
ist, und daß der gewünschte Wert oder Bereich ein Wert
oder Bereich von 70 bis 80% der positiven Spannung ist.
31. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß
der zweite Schritt (Variieren des Schwellenwerts) das
Anlegen von wenigstens einem negativen Spannungsimpuls an
das Steuergate derart aufweist, daß ein Tunnelstrom zwi
schen dem schwimmenden Gate und dem schwimmenden Drain
bzw. der schwimmenden Source des Transistors fließt, und
daß wenigstens ein positiver Spannungsimpuls an das Steu
ergate so angelegt wird, daß ein Kanalstrom
zwischen der Source und dem Drain des Transi
stors fließt.
32. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß
die Spannung eine Wechselspannung ist, die wenigstens
einen positiven Spannungsimpuls und wenigstens einen
negativen Spannungsimpuls aufweist, und daß die gesamte
Anlegungsperiode von dem wenigstens einen positiven Span
nungsimpuls länger ist als diejenige von dem wenigstens
einen negativen Spannungsimpuls.
33. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß
der Transistor an einem Kreuzungspunkt einer Bit-Leitung
angeordnet ist, die elektrisch mit dem schwimmenden Drain
bzw. der schwimmenden Source verbunden ist, und daß die
Wort-Leitung elektrisch mit dem Steuergate verbunden ist,
wobei der zweite Schritt (Variieren des Schwellenwerts)
das Anlegen einer Wechselspannung an die Wort-Leitung
umfaßt, die einen positiven Spannungsimpuls und einen
negativen Spannungsimpuls aufweist, und wobei die Ampli
tude der Wechselspannung in Übereinstimmung mit einer
Änderung des Potentials auf der Bit-Leitung dynamisch
änderbar ist.
34. Verfahren nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß
der Spitzenwert des negativen Spannungsimpulses in Über
einstimmung mit einer Verringerung des Potentials an der
Bit-Leitung abnimmt.
35. Verfahren nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß
der negative Spannungsimpuls der Wechselspannung dazu
veranlaßt wird, zu variieren, bevor das Potential an der
Bit-Leitung variiert.
36. Verfahren nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß
der Schwellenwert der nichtflüchtigen Halbleiterspeicher
vorrichtung zur Konvergenz gebracht wird, wobei die posi
tiven und negativen Spannungsimpulse derartige Werte
aufweisen, daß der Tunnelstrom im wesentlichen nicht
fließt.
Applications Claiming Priority (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10957393 | 1993-05-11 | ||
JP21029593 | 1993-08-25 | ||
JP29810393 | 1993-11-29 | ||
JP32721393 | 1993-12-24 | ||
PCT/JP1994/000759 WO1994027295A1 (en) | 1993-05-11 | 1994-05-11 | Non-volatile memory device and method for adjusting the threshold value thereof |
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Family
ID=27469740
Family Applications (2)
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Family Applications After (1)
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Country Status (7)
Country | Link |
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US (2) | US5748530A (de) |
JP (1) | JPH07508121A (de) |
KR (1) | KR0156590B1 (de) |
DE (2) | DE4493150C2 (de) |
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TW (1) | TW357336B (de) |
WO (1) | WO1994027295A1 (de) |
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JP 4-155694 A. In: Patents Abstracts of Japan, P-1422, Vol. 16, No. 445, 28.5.92 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2283345A (en) | 1995-05-03 |
US5748530A (en) | 1998-05-05 |
KR950702326A (ko) | 1995-06-19 |
US5729494A (en) | 1998-03-17 |
WO1994027295A1 (en) | 1994-11-24 |
GB9424539D0 (en) | 1995-02-15 |
KR0156590B1 (ko) | 1998-12-01 |
DE4493150T1 (de) | 1995-07-20 |
JPH07508121A (ja) | 1995-09-07 |
GB2283345B (en) | 1997-11-12 |
TW357336B (en) | 1999-05-01 |
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