DE4339164C2 - Frequenzdetektionsverfahren und Frequenzdetektionsvorrichtung - Google Patents
Frequenzdetektionsverfahren und FrequenzdetektionsvorrichtungInfo
- Publication number
- DE4339164C2 DE4339164C2 DE4339164A DE4339164A DE4339164C2 DE 4339164 C2 DE4339164 C2 DE 4339164C2 DE 4339164 A DE4339164 A DE 4339164A DE 4339164 A DE4339164 A DE 4339164A DE 4339164 C2 DE4339164 C2 DE 4339164C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- frequency
- voltage
- signal
- constant current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
- G01R23/15—Indicating that frequency of pulses is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values, by making use of non-linear or digital elements (indicating that pulse width is above or below a certain limit)
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
- G01R23/06—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by converting frequency into an amplitude of current or voltage
- G01R23/09—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by converting frequency into an amplitude of current or voltage using analogue integrators, e.g. capacitors establishing a mean value by balance of input signals and defined discharge signals or leakage
Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur
Detektion, ob ein Signal eine vorgegebene Frequenz aufweist
oder nicht, wobei zur Detektion ein Eingangsanschluss, ein
Kondensator, ein Widerstand, ein Transistor und eine
Konstantstromquelle verwendet werden. Ein derartiges
Detektionsverfahren und eine derartige Detektionsvorrichtung
ist aus der JP 02-143 175 AA bekannt, wobei ein Frequenz-
Spannungs-Wandlerschaltkreis verwendet wird, der als
integrierte Schaltung realisiert werden kann. Dieser
Schaltkreis enthält einen Transistor, einen Widerstand, einen
Kondensator und eine Konstantstromquelle. Die Erfindung
betrifft insbesondere den Aspekt, das Detektionsverfahren und
die Detektionsvorrichtung schaltungstechnisch einfach
aufbauen zu können und den Schaltungsaufbau gut zur
Integration auszuführen.
Manchmal besteht die Notwendigkeit zu detektieren, ob ein
Signal eine höhere oder niedrigere Frequenz als ein
vorgegebener Wert aufweist und in Abhängigkeit von der
Frequenz dieses Signals einen Schalter zu steuern, bei dem
es sich vorzugsweise um einen elektronischen Typ handelt.
Eine derartige Notwendigkeit ergibt sich z. B. bei
DC/DC-Wandlern, bei denen es erforderlich ist zu bestimmen,
ob ein Pulsweiten-moduliertes Signal eine gewünschte
Frequenz aufweist oder nicht. Falls das
Pulsweiten-modulierte Steuersignal nicht die richtige
Frequenz aufweist, schaltet der Wandler auf eine andere
Steuerungs- bzw. Einstellungsfunktion (Steering Function).
Im Stand der Technik werden für die Lösung dieses
technischen Problems normalerweise sogenannte RC-Netze, das
heißt ein Netz, welches aus Widerständen und Kondensatoren
besteht, verwendet, um eine gewisse bestimmte Zeitkonstante
zu erreichen, um die Detektion der Frequenz zu ermöglichen.
Zudem tragen verschiedene Arten von elektronischen
Logikschaltungen zusätzlich zu der abschließenden Detektion
der Frequenz bei. Diese Lösungen umfassen deshalb allgemein
eine große Anzahl von Komponenten in Form von Kondensatoren
und Widerständen und benötigen deshalb allgemein viel
Oberfläche und infolge dessen sind sie zur Integration auf
einem Siliziumchip weniger interessant.
Die US-A-4 629 915 offenbart eine
Frequenzbestimmungsschaltung, die eine monostabile Schaltung
umfaßt, der ein Eingangssignal zugeführt wird und ein
Flip-Flop vom D-Typ ist mit der Ausgangsseite der
monostabilen Schaltung verbunden. Die Schaltung umfaßt
außerdem eine Zeitkonstanten-Modifikationsschaltung zur
Modifikation einer Zeitkonstanten der monostabilen Schaltung
gemäß dem Frequenz bestimmten Signal von dem
D-Typ-Flip-Flop.
Ein anderes amerikanisches Dokument US-A-3 584 275 offenbart
einen frequenzabhängigen Schalterkreis mit einem
degenerierenden Rückkopplungsnetz zur Unterdrückung aller
Eingangssignale, die andere Frequenzen als die vorgewählte
Frequenz aufweisen. Die Schaltungslösung verwendet eine
große Anzahl von diskreten Komponenten. In einer ähnlichen
Weise offenbart die US-A-3 914 619 einen
frequenzempfindlichen Schalter, der sich insbesondere zur
Verwendung bei einer Vorrichtung zur Begrenzung der Position
der Drossel einer Brennkraftmaschine eignet. Ein
zusätzliches amerikanisches Dokument US-A-4 366 391
offenbart ein Steuersystem für einen Brennstoff-Brenner, um
zu erfassen, wenn Eingangsimpulse eine Wiederholungsrate
innerhalb eines vorgegebenen Bereichs aufweisen.
Das amerikanische Patent US-A-4 081 694 offenbart eine
Schaltung zur Erfassung des Vorhandenseins einer
vorgegebenen Eingangsfrequenz, während die US-A-3 811 052
eine elektrische Frequenzanzeigeeinrichtung zur Verwendung
bei einem AC-Generator offenbart.
Ein deutsches Dokument, DE-22 27 724, offenbart eine
Einrichtung zum Vergleich einer Signalperiode mit einer
Signalperiode, die eine vorgegebene, von einem
Zeitbasis-Generator erhaltenen Dauer aufweist, um eine
Frequenz mit einem vorgegebenen Frequenzschwellwert zu
vergleichen.
Schließlich offenbart das Dokument DE 36 10 605 A1
einen steuerbaren Schalter, der von einer Folge von Impulsen
abhängt und hauptsächlich zur Begrenzung von beispielsweise
Zündimpulsen eines Motors vorgesehen ist.
Allen oben erwähnten Dokumenten ist gemeinsam, daß sie
irgendwie eine Art von RC-Netz verwenden, welches mit der
Frequenz, die gesteuert wird, verglichen werden soll.
Zusätzlich beruhen diese in allen Fällen auf einer großen
Anzahl von erforderlichen Komponenten für die Funktion der
Schaltungen.
Deshalb ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein
Verfahren und eine Vorrichtung zur Detektion, ob ein Signal
eine vorgegebene Frequenz aufweist oder nicht,
bereitzustellen, bei denen der verwendete Schaltungsaufbau
gut zur Integration geeignet ist.
Diese Aufgabe wird mit einem Detektionsverfahren gemäß
Anspruch 1 gelöst. Ferner wird diese Aufgabe mit einer
Detektionsvorrichtung gemäß Anspruch 4 gelöst. Weitere
vorteilhafte Ausführungsformen und Verbesserungen der
Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen angegeben.
Weitere Vorteile der Erfindung sind nachstehend angegeben.
Ein zusätzlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung
liegt darin, dass das Verfahren auf einem
Erfassungsprinzip beruht, bei dem sich der Mittelwert des
Kanalwiderstandes in einem Feldeffekttransistor mit der
Eingangsfrequenz ändern kann.
Ein weiterer zusätzlicher Vorteil der vorliegenden
Erfindung liegt darin, dass bei der Vorrichtung zur
Detektion, ob ein eintreffendes Signal eine gewünschte
Frequenz aufweist oder nicht, das eintreffende
Signal der Schaltung gemäß einem Erfassungsprinzip den
mittleren Kanalwiderstand eines Feldeffekttransistors
verändert.
Ein zusätzlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, dass
eine Frequenzsteuerung vorgesehen werden kann, die unter Verwendung des
neuen Erfassungsprinzips in einem DC/DC-Wandler in Form
einer intergrierten monolithischen Schaltung eingebaut
werden kann.
Im folgenden wird die Erfindung anhand einer erläuternden
Ausführungsform unter Bezugnahme auf die beiliegenden
Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild, welches das grundlegende
Schaltungsprinzip gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt; und
Fig. 2 ein Beispiel eines Schaltbildes eines
Schaltungsaufbaus, welcher das Prinzip
gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet
und sich für eine integrierte Schaltung
eignet.
Fig. 1 zeigt ein grundlegendes Prinzipdiagramm des neuen
Prinzips zur Erfassung, ob ein eintreffendes Signal eine
gewünschte Frequenz aufweist oder nicht. Das Blockschaltbild
umfaßt einen Eingangskondensator C, einen Widerstand R,
einen Feldeffekttransistor Q, einen Stromgenerator I und
einen Pegeldetektor D.
Das Signal VIN mit der zu detektierenden Frequenz wird an
den Eingang IN angelegt. An dem Gate des
Feldeffekttransistors wird für jede steigende Flanke des
Signals VIN eine Spannungsspitze erhalten. Die Amplitude
dieser Spannungsspitze wird von der Größe von VIN
bestimmt, wobei dieses Signal vorzugsweise größer als
dreimal der Schwellwert, das heißt ungefähr 3 Volt, sein
sollte. Die Dauer der Spannungsspitze wird von dem Wert des
Kondensators C in Kombination mit dem Wert des Widerstandes
R und der Ansteuerungsfähigkeit des Signals VIN bestimmt.
Die Dauer der Spannungsspitze bestimmt die Zeitdauer, in der
der Feldeffekttransistor Q leitet und diese Zeit wird mit t
bezeichnet.
Der Kanalwiderstand des leitenden Feldeffekttransistors wird
mit RON bezeichnet. Wenn an dem Eingang IN in dem
Schaltbild aus Fig. 1 keine Frequenz angelegt wird, bleibt
die Ausgangsimpedanz des Kollektors des Transistors Q
unendlich hoch und die Spannung dieses Knotenpunktes wird
sich erhöhen, da der Stromgenerator I Strom zuführt. Falls
andererseits VIN tatsächlich eine Frequenz der
Periodendauer T aufweist, leitet der Transistor Q während
der Periode t jeder Periode des Eingangssignals VIN. Der
durchschnittliche beziehungsweise mittlere Widerstand, der
an dem Kollektor des Transistors Q gesehen wird, ist dann
RON × T/t. Aus diesem Ausdruck ist ersichtlich, daß sich
der mittlere Widerstand mit der Frequenz des Eingangssignals
VIN verändern wird. Je höher die Frequenz ist, desto
niedriger ist der mittlere Widerstand.
Der mittlere Widerstand multipliziert mit dem Strom I ergibt
die Spannung VK an dem Kollektor des Transistors Q. Der
Pegel dieser Spannung wird von dem Pegeldetektor D
detektiert und ein binäres Signal, das heißt ein Signal,
welches entweder den Signalwert 1 oder den Signalwert 0
besitzt, wird als Ausgangssignal AUS erhalten. Es ist
möglich einen Pegel mit einer Vielzahl von unterschiedlichen
Vorgehensweisen im Stand der Technik zu detektieren,
beispielsweise mittels eines Inverters oder mittels eines
Vergleichers und einer Referenzspannung. In Abhängigkeit von
den Entwurfsparametern des Kanalwiderstandes, des
Stromgenerators I und des Kondensators C und des
Widerstandes R können unterschiedliche Frequenzen detektiert
werden. Zusätzlich ist es möglich, zu dem Kollektor des
Transistors Q seriell einen weiteren Widerstand
anzuschließen, wobei der mittlere Widerstand in dem
letzteren Fall (RON + RREIHE) × T/t wird.
Somit kann durch das obige Prinzip eine Frequenz mittels
eines Kondensators detektiert werden, der einen sehr kleinen
Wert annehmen kann, wodurch die Integration des Aufbaus auf
einem Siliziumchip ermöglicht wird. Ein anderer Kondensator
wird weiter an dem Kollektor des Feldeffekttransistors Q
benötigt, um eine abrupte Umkehrung zu erreichen. Die
Integration dieses Kondensators ist dann auch möglich. Der
Feldeffekttransistor Q, sowie der Widerstand R
beziehungsweise der optionale Widerstand RREIHE können mit
dem gleichen Herstellungsverfahren gemäß der standardmäßigen
Technik bei integrierten Schaltungen leicht auf einem
Siliziumchip hergestellt werden, während die Herstellung von
Kondensatoren mit großen Werten schwierig ist oder diese
eine ungeeignet große Siliziumoberfläche auf dem
Siliziumchip belegen werden.
In Fig. 2 ist ein Schaltungsblock einer Steuerschaltung
eines DC/DC-Wandlers bei einer erläuternden Ausführungsform
dargestellt, die sich gemäß der vorliegenden Erfindung zur
Integration auf einem kleinen monolithischen Siliziumchip
eignet. Der Block aus Fig. 2 bestimmt die Art, in der der
Wandler gesteuert wird. Wenn die Frequenz groß genug ist,
schaltet der Block durch das von dem Block erhaltene Signal
auf einen Schwenkbetrieb (Steering) (Steuerung durch
Pulsweitenmodulation) und wenn die Frequenz zu niedrig ist,
das heißt niedriger als ein vorgegebener Wert, schaltet der
Block auf eine andere Art von Regelung.
Der in Fig. 2 dargestellte Schaltungsblock umfaßt sieben
integrierte Feldeffekttransistoren Q0, Q1 und Q3 bis Q7,
wobei Q3 dem Transistor Q in Fig. 1 entspricht. Außerdem
entspricht C0 dem Kondensator C und R0 entspricht dem
Widerstand R in Fig. 1. In den Schaltungsblock sind weitere
zwei Dioden D1, D2, zwei Widerstände R1, R2 und drei
Bipolartransistoren Q2, Q8 und Q9 eingebaut. Der
Schaltungsblock besitzt zwei mit IN und CEX bezeichnete
Eingänge und einen mit AUS bezeichneten Ausgang. Zwischen
den Anschlüssen GND und VCC wird eine Versorgungsspannung
angelegt.
Ein Kondensator ist mit dem Eingang CEX verbunden. Er
besitzt die Funktion, eine abrupte Umkehrung zu bewirken. Q0
und Q1 bilden einen Puffer derart, daß der Eingang IN nicht
heruntergeladen wird. Gemäß Fig. 1 wird an den Eingang IN
das Signal mit der zu detektierenden Frequenz angelegt.
C0 und R0 erzeugen zusammen mit RON von Q1 einen
Spannungsimpuls an dem Gate des Transistors Q3. Q3 leitet
für eine bestimmte Spannung an seinem Gate zwischen
ungefährt 1,5 Volt und der Versorgungsspannung VCC. Die
Zeit, während der der Transistor Q3 leitet, ist dann:
t = -C0 × (R0 + RON(Q1)
× 1n[VSS(Q3)(R0 + RON(Q1))/(VCC × R0)]
Für die gewählten Komponentenwerte C0 = 10 pF, R = 100 kOhm
und RON(Q1) = 10,5 kOhm bei einer Versorgungsspannung von
VCC = 11 Volt wird t = 2,1 µs erhalten.
D0 ist nur eine Schutzdiode zur Sammelung von negativen
Substratströmen, die durch das Schalten von C0 erzeugt
werden. Q2, Q8, Q9, D1, R1 und R2 bilden eine
Konstantstromquelle. Aus dem Kollektor von Q2 wird ein
konstanter Strom von 1 µA abgeleitet.
Q4 und Q5 bilden einen symmetrischen Inverter, der bei
VCC/2 (in diesem Fall bei 5,5 Volt) schaltet. Die Spannung
wird als VSCHALTUNG bezeichnet. Q6 und Q7 erzeugen ein
Ausgangssignal AUS an die übrigen Blöcke in der
monolithischen Schaltung, wobei 0 = keine gültige Frequenz
und 1 = eine gültige Frequenz bezeichnet.
Die Ausgangsimpedanz des Transistors Q3 an dem Kollektor
wird aus der Beziehung einer Feldeffekttransistorstruktur
abgeleitet:
RON = L/(µnCoxW(VGS - VT))
wobei L die Länge des Transistors, W die Breite des
Transistors, VGS die Spannung zwischen dem Steuergate und
der Sourceelektrode oder dem Emitter ist, VT die
Schwellspannung des Steuergates ist, µn die
Beweglichkeit in einer N-Kanalstruktur und Cox die
Kapazität des von dem Feldoxid gebildeten Kondensators ist.
Da die Zeit t von einer RC-Konstanten gebildet wird, ändert
sich RON mit der Spannung des Steuergates, je niedriger
die Spannung an dem Steuergate ist, desto größer wird RON.
Um in einer einfachen Weise ein Maß für RON zu erhalten,
wird angenommen, daß sich RON linear mit VGS ändert,
wobei in diesem Fall R'ON(Q3) zu 2,56 kOhm wird.
Das Wesen der Funktion gemäß dem Verfahren der vorliegenden
Erfindung liegt darin, daß sich die Ausgangsimpedanz des
Transistors Q3 mit der Frequenz ändert. Somit ist die
EIN-Zeit konstant, aber nicht die Periodenzeit
RON(Q3)MITTEL = R'ON(Q3) × T/t.
Wenn der Kollektorstrom von Q2 gleich IK(Q2) ist, ist die
Schaltspannung
VSCHALTUNG = IK(Q2) × RON(Q3)MITTEL =
IK(Q2) × R'ON(Q3) × T/t
Die Frequenz f = 1/T erzeugt dann
f = IK(Q2) × R'ON(Q3)/VSCHALTUNG × t.
Beispielsweise wird für IK(Q2) = 1 µA, RON(Q3) =
2,56 kOhm, VSCHALTUNG = 5,5 V und t = 2,1 µs, f = 222 Hz
abgeleitet.
Eine derart niedrige Frequenz würde gemäß dem Stand der
Technik einen ziemlich großen Kondensatorwert erfordern, um
eine RC-Zeitkonstante gemäß der zu erfassenden und zu
bestimmenden Frequenz zu erhalten und ein derartiger
Kondensator wäre schwierig zu integrieren, während ein
Kondensator in der Größenordnung von 10 pF gemäß der
vorliegenden Erfindung als eine integrierte Komponente gemäß
der normalen Herstellungsverfahren bei der Herstellung von
integrierten Schaltungen in einfacher Weise erhalten werden
kann.
Claims (5)
1. Verfahren zur Detektion mittels eines Kondensators (C), eines Widerstandes (R), eines
Transistors (Q) und einer Konstantstromquelle (I), ob ein Signal eine vorgegebene Frequenz
aufweist oder nicht, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:
Verbinden der Konstantstromquelle (I) mit dem Transistor (Q) derart, dass ein konstanter Strom (i) an die Kollektorseite des Transistors zugeführt wird;
Zuführen des Signals an einen ersten Anschluß des Kondensators (C), dessen zweiter Anschluß mit der Steuerelektrode des Transistors (Q) verbunden ist, um zusammen mit dem zwischen der Steuerelektrode und der Emitterseite des Transistors (Q) geschalteten Widerstand (R) Spannungsspitzen in die Steuerelektrode des Transistors (Q) zu erzeugen, wobei die Spannungsspitzen eine konstante Dauer (t) aufweisen und die Periode (T) der Spannungsspitzen der zu detektierenden Frequenz (f = 1/T) entspricht;
Modulieren des EIN-Widerstandes (RON) des leitenden Kanals des Transistors und dadurch Einwirken auf seine Ausgangsimpedanz durch das Signal an der Steuerelektrode des Transistors, wenn gleichzeitig der konstante Strom (i) an seinen Kollektor zugeführt wird;
Erhalten einer Spannung (VK) über der Kollektorimpedanz des Transistors, die dem Produkt aus dem mittleren Wert des EIN-Widerstandes (RON × T/t) des leitenden Kanals des Transistors und dem zugeführten Strom (i) entspricht; und
Vergleichen der erhaltenen Spannung (VK) mit einer Referenzspannung, wobei ein binäres Ausgangssignal mit dem Wert 1 oder 0 als Anzeichen erhalten wird, wenn die Frequenz niedriger ist als ein vorgegebener Wert gemäß der aktuellen Auswahl von Komponentenwerten.
Verbinden der Konstantstromquelle (I) mit dem Transistor (Q) derart, dass ein konstanter Strom (i) an die Kollektorseite des Transistors zugeführt wird;
Zuführen des Signals an einen ersten Anschluß des Kondensators (C), dessen zweiter Anschluß mit der Steuerelektrode des Transistors (Q) verbunden ist, um zusammen mit dem zwischen der Steuerelektrode und der Emitterseite des Transistors (Q) geschalteten Widerstand (R) Spannungsspitzen in die Steuerelektrode des Transistors (Q) zu erzeugen, wobei die Spannungsspitzen eine konstante Dauer (t) aufweisen und die Periode (T) der Spannungsspitzen der zu detektierenden Frequenz (f = 1/T) entspricht;
Modulieren des EIN-Widerstandes (RON) des leitenden Kanals des Transistors und dadurch Einwirken auf seine Ausgangsimpedanz durch das Signal an der Steuerelektrode des Transistors, wenn gleichzeitig der konstante Strom (i) an seinen Kollektor zugeführt wird;
Erhalten einer Spannung (VK) über der Kollektorimpedanz des Transistors, die dem Produkt aus dem mittleren Wert des EIN-Widerstandes (RON × T/t) des leitenden Kanals des Transistors und dem zugeführten Strom (i) entspricht; und
Vergleichen der erhaltenen Spannung (VK) mit einer Referenzspannung, wobei ein binäres Ausgangssignal mit dem Wert 1 oder 0 als Anzeichen erhalten wird, wenn die Frequenz niedriger ist als ein vorgegebener Wert gemäß der aktuellen Auswahl von Komponentenwerten.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (Q)
vorzugsweise von einem Feldeffekttransistor gebildet wird, der ein Steuergate mit hoher
Impedanz und einen vernachlässigbaren Kollektorstrom in einem leitenden Kanal im
ausgeschalteten Zustand aufweist, wobei der Strom (i) von der
Konstantstromquelle durch den leitenden Kanal des Transistors nur während der
Periode geführt wird, in der eine Spannungsspitze an seinem Steuergate einen
vorgegebenen Wert überschreitet.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator
(C) von einer sehr kleinen Kapazität gebildet wird, die integriert auf einem
Siliziumchip hergestellt ist, wobei ein Schaltungsaufbau gemäß dem Verfahren
eine Integration durch eine herkömmliche Technik erleichtert.
4. Eine Vorrichtung zur Detektion, ob ein Signal eine vorgegebene Frequenz
aufweist oder nicht, umfassend einen Eingangsanschluß (IN), einen Kondensator
(C), einen Widerstand (R), einen Transistor (Q) und eine Konstantstromquelle (I),
dadurch gekennzeichnet, dass:
die Konstantstromquelle (I) mit dem Transistor (Q) derart verbunden ist, dass ein Konstantstrom (i) an eine Kollektorseite des Transistors (Q) zugeführt wird;
der Eingangsanschluß (IN) mit einem ersten Anschluß des Kondensators (C) verbunden ist, ein zweiter Anschluß des Kondensators (C) mit der Steuerelektrode des Transistors (Q) verbunden ist und der Widerstand (R) zwischen der Steuerelektrode und der Emitterseite des Transistors (Q) geschaltet ist, wodurch, wenn das Signal an den Eingangsanschluß zugeführt wird, Spannungsspitzen mit konstanter Dauer (t) in die Steuerelektrode des Transistors erzeugt werden, wobei die Periode (T) der Spannungsspitzen der zu detektierenden Frequenz (f = 1/T) entspricht;
das Signal an der Steuerelektrode des Transistors den ON-Widerstand (RON) des leitenden Kanals des Transistors modulieren und dadurch auf seine Ausgangsimpedanz einwirken kann, wenn gleichzeitig der konstante Strom (i) an seinen Kollektor zugeführt wird;
Mittel zum Erhalten einer Spannung (VK) über der Kollektorimpedanz des Transistors (C) vorgesehen sind, wobei die Spannung (VK) dem Produkt aus dem mittleren Wert des EIN-Widerstandes (RON × T/t) des leitenden Kanals des Transistors und dem zugeführten Strom entspricht, und
Mittel zum Vergleichen der erhaltenen Spannung (VK) mit einer Referenzspannung vorgesehen sind, wobei ein binäres Ausgangssignal mit dem Wert 1 oder 0 als Anzeichen erhalten wird, wenn die Frequenz niedriger ist als ein vorgegebener Wert gemäß der aktuellen Auswahl von Komponentenwerten.
die Konstantstromquelle (I) mit dem Transistor (Q) derart verbunden ist, dass ein Konstantstrom (i) an eine Kollektorseite des Transistors (Q) zugeführt wird;
der Eingangsanschluß (IN) mit einem ersten Anschluß des Kondensators (C) verbunden ist, ein zweiter Anschluß des Kondensators (C) mit der Steuerelektrode des Transistors (Q) verbunden ist und der Widerstand (R) zwischen der Steuerelektrode und der Emitterseite des Transistors (Q) geschaltet ist, wodurch, wenn das Signal an den Eingangsanschluß zugeführt wird, Spannungsspitzen mit konstanter Dauer (t) in die Steuerelektrode des Transistors erzeugt werden, wobei die Periode (T) der Spannungsspitzen der zu detektierenden Frequenz (f = 1/T) entspricht;
das Signal an der Steuerelektrode des Transistors den ON-Widerstand (RON) des leitenden Kanals des Transistors modulieren und dadurch auf seine Ausgangsimpedanz einwirken kann, wenn gleichzeitig der konstante Strom (i) an seinen Kollektor zugeführt wird;
Mittel zum Erhalten einer Spannung (VK) über der Kollektorimpedanz des Transistors (C) vorgesehen sind, wobei die Spannung (VK) dem Produkt aus dem mittleren Wert des EIN-Widerstandes (RON × T/t) des leitenden Kanals des Transistors und dem zugeführten Strom entspricht, und
Mittel zum Vergleichen der erhaltenen Spannung (VK) mit einer Referenzspannung vorgesehen sind, wobei ein binäres Ausgangssignal mit dem Wert 1 oder 0 als Anzeichen erhalten wird, wenn die Frequenz niedriger ist als ein vorgegebener Wert gemäß der aktuellen Auswahl von Komponentenwerten.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Teil
einer Steuerschaltung eines DC/DC-Wandlers bildet, wobei die eintreffende
Frequenz zur Steuerung verwendet wird, wenn die eintreffende Signalfrequenz
hoch genug ist, während die Steuerschaltung auf einen anderen Typ von Regelung
geschaltet wird, wenn die eintreffende Signalfrequenz zu niedrig ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE9203469A SE470527B (sv) | 1992-11-18 | 1992-11-18 | Metod och anordning för att detektera om en signal har en önskad på förhand fastställd frekvens eller ej |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4339164A1 DE4339164A1 (de) | 1994-05-19 |
DE4339164C2 true DE4339164C2 (de) | 2003-06-26 |
Family
ID=20387862
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE4339164A Expired - Lifetime DE4339164C2 (de) | 1992-11-18 | 1993-11-16 | Frequenzdetektionsverfahren und Frequenzdetektionsvorrichtung |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5781039A (de) |
DE (1) | DE4339164C2 (de) |
GB (1) | GB2272810B (de) |
SE (1) | SE470527B (de) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6614288B1 (en) * | 1998-05-20 | 2003-09-02 | Astec International Limited | Adaptive drive circuit for zero-voltage and low-voltage switches |
JP4141039B2 (ja) * | 1998-06-10 | 2008-08-27 | 日本信号株式会社 | 閾値演算回路及びこれを用いたandゲート回路、自己保持回路及び起動信号発生回路 |
GB2495100B (en) * | 2011-09-28 | 2019-02-13 | Tridonic Uk Ltd | Monitoring of pulse width modulation control |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3584275A (en) * | 1969-04-01 | 1971-06-08 | Kidde & Co Walter | Frequency responsive switching circuit |
US3811052A (en) * | 1973-01-24 | 1974-05-14 | Froment N & Co | Electrical frequency indicating means |
US3914619A (en) * | 1975-01-08 | 1975-10-21 | Ford Motor Co | Frequency responsive switching circuit |
US4081694A (en) * | 1976-08-23 | 1978-03-28 | Ford Motor Company | Circuit for detecting the occurrence of a predetermined input frequency |
DE2227724C3 (de) * | 1971-06-07 | 1981-07-02 | Compteurs Schlumberger, Montrouge, Hauts-de-Seine | Vorrichtung zum Vergleich der Periode eines Signals mit einer von einem Zeitbasisgenaerator erzeugten vorbestimmten Dauer |
US4366391A (en) * | 1980-11-06 | 1982-12-28 | British Gas Corporation | Fuel burner control system circuits |
US4629915A (en) * | 1983-06-20 | 1986-12-16 | Nissan Motor Company, Limited | Frequency discrimination circuit |
DE3610605A1 (de) * | 1986-03-29 | 1987-10-01 | Fichtel & Sachs Ag | Frequenzschalter |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3398366A (en) * | 1965-01-29 | 1968-08-20 | Westinghouse Electric Corp | Highly accurate frequency measuring circuit |
US3462614A (en) * | 1965-10-24 | 1969-08-19 | Berry Ind Inc | Frequency selective circuit with output according to a ratio of alternating current signals-to-direct current signals which varies with frequency |
US3593171A (en) * | 1968-09-21 | 1971-07-13 | Int Standard Electric Corp | Frequency discriminator having conduction controlled means |
US3582974A (en) * | 1968-10-30 | 1971-06-01 | Bell Telephone Labor Inc | Circuit to analyze a signal amplitude range through frequency discrimination techniques |
US3584298A (en) * | 1969-03-21 | 1971-06-08 | Sun Electric Corp | Frequency detection apparatus including voltage responsive means coupling first and second capacitor charge-discharge circuits |
US3852616A (en) * | 1973-02-21 | 1974-12-03 | Bendix Corp | Frequency selection by period timing |
US4146846A (en) * | 1978-05-15 | 1979-03-27 | Tektronix, Inc. | Amplifier having a high frequency boost network |
US4230958A (en) * | 1978-08-09 | 1980-10-28 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Loss of clock detector circuit |
JP2870277B2 (ja) * | 1991-01-29 | 1999-03-17 | 日本電気株式会社 | ダイナミック型ランダムアクセスメモリ装置 |
US5151591A (en) * | 1991-03-20 | 1992-09-29 | Honeywell Inc. | Asynchronous signal interrogation circuit for an detection apparatus |
US5382838A (en) * | 1993-03-18 | 1995-01-17 | Northern Telecom Limited | Digital driver with class AB output stage |
US5327099A (en) * | 1993-08-02 | 1994-07-05 | Motorola, Inc. | Differential stage that provides minimal offset between inputs |
-
1992
- 1992-11-18 SE SE9203469A patent/SE470527B/sv not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-11-11 GB GB9323240A patent/GB2272810B/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-11-16 DE DE4339164A patent/DE4339164C2/de not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-12-06 US US08/567,804 patent/US5781039A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3584275A (en) * | 1969-04-01 | 1971-06-08 | Kidde & Co Walter | Frequency responsive switching circuit |
DE2227724C3 (de) * | 1971-06-07 | 1981-07-02 | Compteurs Schlumberger, Montrouge, Hauts-de-Seine | Vorrichtung zum Vergleich der Periode eines Signals mit einer von einem Zeitbasisgenaerator erzeugten vorbestimmten Dauer |
US3811052A (en) * | 1973-01-24 | 1974-05-14 | Froment N & Co | Electrical frequency indicating means |
US3914619A (en) * | 1975-01-08 | 1975-10-21 | Ford Motor Co | Frequency responsive switching circuit |
US4081694A (en) * | 1976-08-23 | 1978-03-28 | Ford Motor Company | Circuit for detecting the occurrence of a predetermined input frequency |
US4366391A (en) * | 1980-11-06 | 1982-12-28 | British Gas Corporation | Fuel burner control system circuits |
US4629915A (en) * | 1983-06-20 | 1986-12-16 | Nissan Motor Company, Limited | Frequency discrimination circuit |
DE3610605A1 (de) * | 1986-03-29 | 1987-10-01 | Fichtel & Sachs Ag | Frequenzschalter |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
JP 02-143175 AA * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
SE9203469D0 (sv) | 1992-11-18 |
GB2272810A (en) | 1994-05-25 |
GB9323240D0 (en) | 1994-01-05 |
SE470527B (sv) | 1994-07-04 |
SE9203469L (sv) | 1994-05-19 |
US5781039A (en) | 1998-07-14 |
GB2272810B (en) | 1996-10-16 |
DE4339164A1 (de) | 1994-05-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3713821C2 (de) | Trennverstärker mit genauer Zeitlage der über die Isolationsbarriere gekoppelten Signale | |
DE4226047C2 (de) | Schaltkreis zur Erzeugung einer internen Spannungsversorgung mit einer Steuerschaltung zur Durchführung eines Belastungstests ("Burn-in-Test") | |
DE69835265T2 (de) | Mehrfachausgang-Gleichstromwandler mit verbessertem Störabstand und zugehöriges Verfahren | |
DE19533103A1 (de) | Anschaltschaltung für Entladungslampe | |
DE60205268T2 (de) | Überstromschutz für motorsteuerungsschaltung | |
EP0508171A1 (de) | Getaktete Leistungsendstufe für induktive Verbraucher | |
DE3115243C2 (de) | ||
DE3637095A1 (de) | Ttl-ecl-pegelkonverter mit geringer zeitverzoegerung | |
EP1186102A2 (de) | Verfahren und vorrichtung zur open-load-diagnose einer schaltstufe | |
DE69632627T2 (de) | Spannungsgesteuerte Transistor-Treiberschaltung | |
DE4430049C1 (de) | Schaltungsanordnung zur Unterspannungs-Erkennung | |
DE4339164C2 (de) | Frequenzdetektionsverfahren und Frequenzdetektionsvorrichtung | |
DE10393795T5 (de) | Impulserzeugungsschaltung und Abtastschaltung | |
DE3243706C1 (de) | ECL-TTL-Signalpegelwandler | |
DE3147562A1 (de) | "schaltung mit veraenderbarer impedanz" | |
DE4020187A1 (de) | Ansteuerschaltung fuer eine transistorvorrichtung | |
DE4223274A1 (de) | Treiberschaltung fuer induktive lasten | |
DE19645558A1 (de) | Vorrichtung zum Betätigen einer Induktivitätslast | |
EP0929925B1 (de) | Schaltungsanordnung zum ansteuern eines motors mit einer überlasterkennungseinrichtung | |
DE2429794A1 (de) | Signalbegrenzerschaltung | |
DE60216622T2 (de) | Minimumdetektor | |
DE19740697C1 (de) | Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern einer integrierten Leistungsendstufe | |
DE3823963C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer konstanten Versorgungsspannung | |
DE3623517A1 (de) | Konstantstrom-steuerschaltung fuer einen einpoligen schrittmotor, insbesondere fuer kraftfahrzeuge | |
DE3240280A1 (de) | Schutzschaltung fuer analog- und digitalsignale |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8304 | Grant after examination procedure | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: INFINEON TECHNOLOGIES AG, 81669 MUENCHEN, DE |
|
R071 | Expiry of right | ||
R071 | Expiry of right |