DE3909807A1

DE3909807A1 - Fernsteuerung

Info

Publication number: DE3909807A1
Application number: DE3909807A
Authority: DE
Inventors: David Richard Thompson
Original assignee: Pico Electronics Ltd
Current assignee: Pico Electronics Ltd
Priority date: 1988-03-25
Filing date: 1989-03-24
Publication date: 1989-10-12
Anticipated expiration: 2009-03-25
Also published as: GB2215892B; GB2215892A; GB8807193D0; CA1333195C; DE3909807C2; US5005187A

Description

Die Erfindung betrifft eine Fernsteuerung, insbesondere eine Fernsteuerung mit einem Slave-Empfänger, nach dem Obergriff des Anspruchs 1.

Im Bereich der Übertragung und des Empfangs von Trägerfrequenzen in einer Netzleitung ist aus GB-PS 15 92 971 das Verfahren des Zählens von Trägerzyklen in einem Zeitschlitz oder -fenster nahe einem Nulldurchgang der Versorgungsleitung zur Bestimmung des Bitwertes oder einer seriellen digitalen Nachricht, die auf einem der Netzleitung überlagerten Hochfrequenzträger übertragen wird, bekannt. Die Fähigkeit dieses Verfahrens, das Funktionieren eines derartigen Kommunikationssystems bei kontinuierlichem Rauschen mit Frequenzen, die unterhalb der Trägerfrequenz liegen, oder bei diskontinuierlichem Rauschen zu ermöglichen, die in dem Fenster nicht genügend Zyklen akkumulieren können, um einen Bitwert "1" zu registrieren, ist für eine wirksame Anwendung von Fernsteuerungssystemen, die Netzleitungsträger-Verfahren verwenden, von großer Bedeutung. Die Anwendung des Träger-Zähl-Verfahrens ermöglicht die Verwendung eines billigen und vergleichsweise breitbandigen Eingangsfilters.

Bei einer praktischen Ausführung, unter Verwendung einer Trägerfrequenz von 120 kHz, können das Zählverfahren und das Bit-Decodieren in einer speziellen integrierten Schaltung durchgeführt werden, und das Eingangsfilter kann als auf 120 kHz zentrierter Einzel-Zwischenfrequenz-Transformator ausgebildet sein, der eine 3-dB-Bandweite von annährend 10 kHz aufweist. Das Fenster kann zum Beispiel mit 600 Mikrosekunden und 64 im Fester übertragenen Zyklen gewählt sein, um einen Bitwert von "1" zu bezeichnen, während Null Zyklen einen Bitwert von "0" bezeichnen.

Das Zählverfahren innerhalb der Schaltung ist in der Lage, kontinuierliches Rauschen unterhalb 80 kHz und auch diskontinuerliches Rauschen bei 120 kHz zu unterdrücken, vorausgesetzt, daß im letzteren Fall die akkumulierte Anzahl von Zyklen innerhalb des Empfangsfensters von 600 Mikrosekunden geringer als 48 ist. Der erste Typ von Rauschen kann durch Fernsehgeräte, Schaltnetzteile oder Kommutatoren von Motoren, erzeugt werden, während der zweite Typ von Rauschstörungen durch einen Triac-Schaltvorgang in einem Lampendimmer erzeugt werden kann oder das Ergebnis des Ein- oder Ausschaltens eines Stromabnehmers sein kann.

Dieser zweite Typ von Rauschen ist üblicherweise eine Serie von Impulsen, welche bewirken, daß ein an der Versorgungsleitung anschlossenes Filter mit seiner Resonanzfrequenz, in diesem Fall 120 kHz, schwingt. Das Signal ist jedoch diskontinuierlich und tritt als wiederholter Burst von Schwingungen auf. Die Länge eines jeden Bursts hängt vom Dämpfungskoeffizienten des Filters ab, jedoch kann davon ausgegangen werden, daß sie kürzer als die Periode zwischen den Impulsen ist. Obwohl die Kombination der in einer speziellen integrierten Schaltung enthaltenen Trägerzahlung mit dem einfachen Eingangsfilter aus Kosten- und Leistungsgründen für die Fernsteuerung durch Netzleitungsträger günstig ist, ist sie nur so lange sinnvoll, wie die Versorgung mit speziellen Chips zu vernünftigen Preisen gesichert ist. Aus wirtschaftlichen Gründen ist ein alternativer Weg zur Erzielung der oben beschriebenen Rauschunterdrückungs-Charakteristiken wünschenswert, der handelübliche Komponenten, wie zum Beispiel Mikroprozessoren, verwendet.

Obwohl heute bereits eine Anzahl kostengünstiger Ein- Chip-Mikroprozessoren erhältlich sind, die zum Dekodieren von Nachrichten in dem erforderlichen Format programmierbar sind, und eine Empfänger-Modul-Funktion bieten, enthält keiner dieser Mikroprozessoren einen Eingangszähler, der in Echtzeit die Anzahl der Zyklen der in einem schmalen Fenster nahe dem Null-Durchgang der Versorgungsleitung auftretenden Träger zählen kann. Diese Funktion durch Anwenden externer üblicher Digital-Zähl-ICs zu realisieren, wäre nicht kostengünstig.

Nach einem Aspekt der Erfindung ist ein Slave-Empfänger zum Ermitteln von Befehlen in Form von auf einen zyklischen Träger aufmodulierten digitalen Signalen vorgesehen, wobei der Empfänger eine auf den Träger antwortende Vorrichtung zum Bestimmen der digitalen Werte in Abhängigkeit von der Anzahl der Trägerzyklen in den durch den Empfänger definierten Zeitfenstern aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die antwortende Vorrichtung eine Eingangsschaltung mit einer Ausgangsstufe, die zwischen zwei Zuständen zur Erzeugung eines binären Signals schaltbar ist, und kapazitive Vorrichtungen mit Lade- und Entladeschaltungsvorrichtungen aufweist, die derart auf den Träger antwortet, daß

(a) die Ausgangsstufe einen ersten Zustand aufweist, wenn der Träger abwesend ist;
(b) wenn der Träger oberhalb einer vorgegebenen Frequenz und für eine erste vorgegebene Zeit anwesend war, sich in der kapazitiven Einrichtung (C₅) ausreichend Ladung akkumuliert, um die Ausgangsstufe (TR₂) in ihren zweiten Zustand zu bringen;
(c) eine nachfolgende Unterbrechung des Trägers von einer Dauer, die größer ist als eine zweite vorgegebene Zeit (wesentlich geringer als die erste Zeit), eine Veränderung der Ladung in den kapazitiven Vorrichtungen verursacht, um die Ausgangsstufe in ihren ersten Zustand zu bringen;
(d) wenn der Träger anschließend wiederhergestellt ist, das Ausgangssignal für eine Zeit im ersten Zustand verbleibt, die in direktem Bezug zu der Dauer der Unterbrechung steht, bevor wieder ausreichend Ladung akkumuliert ist, um den Zustand in den zweiten Zustand zu bringen; und
(e) ein zyklisches Signal mit einer Frequenz, die erheblich unterhalb der vorgegebenen Frequenz liegt, nicht ausreichend Ladung akkumuliert, um die Ausgangsstufe zum Annehmen ihres zweiten Zustands zu veranlassen, wobei der Empfänger des weiteren Vorrichtungen zum Verarbeiten des Binärsignals innerhalb der Zeitfenster aufweist, um daraus die Binärwerte zu bestimmen.

Ein Digital-Zähler nach GB-PS 15 92 971 kann entfallen, wenn man kapazitive Vorrichtungen verwendet, um Ladung entsprechend der Anzahl und der Frequenz der Trägerzyklen zu akkumulieren. Genauer gesagt: das sich ergebende Binärsignal ist zur Verarbeitung in einem Mikroprozessor geeignet, zum Beispiel durch Messen der Zeit, in der sich das Binärsignal innerhalb eines Fensters in seinem zweiten Zustand befindet, um daraus die Digitalwerte zu bestimmen, und dabei gleichzeitig Rauschstörungen auszufiltern. Somit kann ein solcher Empfänger aus einem Mikroprozessor und einfachen diskreten Analogschaltungselementen bestehen.

Kapazitive Vorrichtungen zur Ermittlung einer erforderlichen Anzahl von Zyklen eines Signals in einem Fernsteuerungssystems sind aus GB-PS 15 92 971 bekannt. In diesem Fall ist die Ausgangsstufe eine auflistbare Schaltung, die in ihren zweiten Zustand geschaltet wird, wenn durch eine die kapazitiven Vorrichtungen speisende abgestimmte Schaltung eine erste Frequenz ermittelt wird. Die Ausgangsstufe kann nur durch ein Signal einer zweiten Frequenz in den zweiten Zustand zurückgeschaltet werden, das von einer zweiten abgestimmten Schaltung ermittelt wird, welche eine zweite kapazitive Vorrichtung speist. Zum Beispiel wird ein Relais von der bistabilen Schaltung geschaltet.

Reicht das Rauschen aus, um als die erste Frequenz ermittelt werden zu können, schaltet die bistabile Schaltung und verbleibt in ihrem zweiten Zustand selbst wenn, wie es für Rauschen charakteristisch ist, das Rauschsignal aufhört oder im wesentlichen diskontinuierlich wird.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung weist eine Eingangsschaltung auf, die umfaßt: einen Eingang zum Empfang des Signals; einen Stromflußweg mit zwei in gleicher Durchlaßrichtung in Reihe geschalteten Dioden und einer ersten Kapazität, die den Eingang mit der Verbindung zwischen den beiden Dioden koppelt, einer zweiten Kapazität, die an Dioden angeschlossen ist; und eine Ausgangsstufe mit einer Schalteinrichtung deren Steuereingang an die zweite Kapazität angeschlossen ist, so daß der Zustand der Schalteinrichtung von der Ladung der zweiten Kapazität abhängt.

Eine solche Schaltung kann ohne Zuhilfenahme von digital zählenden ICs ausgebildet sein und benötigt lediglich einige wenige, billige elektronische Komponenten und einen Transistor. Eine bevorzugte Ausführungsform ist so ausgebildet, daß sie ein 120 kHz-Signal vom Eingangsfilter aufnimmt und ein Gleichstromausgangssignal liefert, wenn das Signal von ausreichend hoher Frequenz ist und kontinuierlich über eine ausreichende Zeitspanne vorliegt. Dieses Signal ist dann zur Eingabe in einen Mikroprozessor zur weiteren Dokodierung geeignet. Der Mikroprozessor muß lediglich prüfen, ob dieses Ausgangssignal für eine ausreichende Zeitspanne in dem Empfangsfenster vorhanden ist, um den empfangenen Bitwert zu bestimmen, und muß nicht die Trägerzyklen zählen. Somit kann eine Anzahl billiger Ein-Chip- Mikroprozessoren für das Erzielen der in GB-PS 15 92 971 beschriebenen Empfängerfunktion programmiert werden.

Nach einem zweiten Aspekt der Erfindung in ein Slave- Empfänger zum Ankoppeln an eine Versorgungsleitung vorgesehen, um von dieser digitale Signale zum empfangen, welche durch einen auf die Versorgungsleitung aufmodulierten Träger übermittelt werden, wobei die Digitalwerte empfangener Signale von der Anzahl der Trägerzyklen innerhalb von mit den Null-Durchgängen der Versorgungsleitung synchronisierten Fenstern abhängt, wobei der Empfänger einen Demodulator, dessen Eingang an eine Versorgungsleitung koppelbar ist, um aus dieser ein Trägersignal mit einer vorgegebenen Frequenz zu entnehmen, und Begrenzungsvorrichtungen zum Begrenzen der Amplitude des entnommenen Signals aufweist, gekennzeichnet durch eine kapazitive Anordnung, die in Abhängigkeit vom Vorhandensein und Nichtvorhandensein von Zyklen des entnommenen Signals aufladbar und entladbar ist, und einem Ausgang, der in Abhängigkeit von dem Ladungsniveau in der kapazitiven Anordnung einen von zwei Zuständen annimmt, wobei der Demodulator so ausgebildet ist, daß der Ausgang bei Nichtvorhandensein eines entnommenen Signals den ersten Zustand annimmt und den zweiten Zustand bei Vorhandensein eines im wesentlichen kontinuierlichen entnommenen Signals (bei der genannten vorgegebenen Frequenz) zumindest für eine vorgegebene Zeitspanne annimmt und aufrecht erhält, und wieder den ersten Zustand annimmt, sobald Lücken in den Zyklen des entnommenen Signals über einen längeren als einen vorgegebenen Zeitraum existiert oder die Frequenz des entnommenen Signals unter einer zweiten Frequenz liegt, die niedriger als die vorgegebene Frequenz ist, um dadurch das Trägersignal zu demodulieren und es gleichzeitig von Rauschstörungen der Versorungsleitung zu unterscheiden.

Im folgenden wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Diagramm einer Slave-Empfängerschaltung;

Fig. 2a bis 2c Wellenformen an den Punkten A, B und C der Schaltung nach Fig. 1;

Fig. 3a bis 3d Wellenformen in einem kleineren Maßstab an den Punkten A bis D der Schaltung nach Fig. 1; und

Fig. 4 bis 6 Wellenformen an den Punkten A, C und D der Fig. 1 für drei unterschiedliche Zustände der Versorgungs leitung.

Fig. 7 zeigt ein Flußdiagramm der Funktion eines Mikroprozessors der Fig. 1.

Fig. 1 zeigt eine Slave-Empfängerschaltung, die vier Teile umfaßt: ein Eingangsfilter 1, einen begrenzenden Vorverstärker 2, einen Demodulator und Rauschfilter 3 und ein Mikroprozessorsystem 4, die zur Durchführung der in GB-PS 15 92 971 dargelegten Funktionen ausgebildet sind, deren Inhalt aus diesem Grund hiernmit in die vorliegende Erfindungsbeschreibung einbezogen wird. Der Fachmann wird ohne Schwierigkeiten aus GB-PS 15 92 971 die darin beschriebenen, vom Slave-Empfänger ausgeführten logischen Funktionen, Schritte und Sequenzen entnehmen können. Mit diesen Informationen ist er leicht dazu in der Lage, den Mikroprozessor zur Durchführung dieser logischen Funktionen, Schritte und Sequenzen zu programmieren, mit Ausnahme der Zyklenzählung und der Null-Durchgangs-Ermittlung, die im folgenden beschrieben werden. Der Demodulator 3 ist die Komponente von besonderem Interesse, obwohl die anderen Komponenten zum besseren Verständnis der Arbeitsweise des Demodulators ebenfalls beschrieben werden. Das Eingangsfilter 1 entspricht dem nach GB-PS 15 92 971 verwendeten Filter für die Empfängermoduln, die einen speziellen IC mit einem Eingangszähler verwenden. Das Eingangssignal 1 umfaßt einen Widerstand R₁ und einen Kondensator C₁, einen Transformator TR 1 mit einem 10 : 1-Verhältnis, abgestimmten Schaltungskomponenten R₂ und C₂ und Schutzdioden D₁ und D₂. Mit den angegebenen Werten kann das Filter ein 120-kHz- Signal der Versorgungsleitung mit einer Spannung von 35 mV von Spitze zu Spitze in eine Spannung von 200 mV Spitze zu Spitze umwandeln, die zur direkten Eingabe in einen speziellen IC geeignet ist. Empfängermoduln mit diesem Eingangsfilter und einem speziellen IC arbeiten am Besten, wenn ihre Empfindlichkeit für Signale in der Versorgungsleitung zwischen 20 und 50 Millivolt liegt. Sind Empfänger so eingestellt, daß sie Signale unter 20 mV empfangen, können zu viele Hintergrundrauschsignale durchdringen und den Empfang blockieren. Können Empfänger keine Signale unter 50 mV empfangen, kann der Empfang durch zu geringe Signalstärke verschlechtert werden. Die folgende Darstellung geht von der Zielsetzung aus, daß das Minimumsignal, welches das System empfangen soll ebenfalls 35 mV an der Versorgungsleitung oder 200 mV von Spitze zu Spitze am Ausgang des Eingangsfilters 1 betragen soll.

Die Dioden D₁, D₂ dienen dazu, die Amplituden der Rauschspitzen am Ausgang des Filters zu begrenzen. In der Versorgungsleitung kann Rauschen in wechselnden Pegeln von mehreren 10 Volt bis zu mehreren 100 Volt im Falle von Schaltstößen auftreten.

Die Dioden begrenzen die Amplitude am Filterausgang auf eine Spannung von ungefähr 1,2 V Spitze zu Spitze. R₂ wird dann zur Erhöhung des Dämpfungskoeffizienten so gewählt, daß die Schwingungen des Filters im Gefolge einer Rauschspitze nicht mehr als 15 Zyklen umfassen, bevor ihre Amplitude unter 200 mV (Spitze zu Spitze) sinkt. Überlicherweise liegen die Schwingungen, welche von einem Triac-Schalter eines Lampendimmers verursacht werden, näher bei 10 Zyklen.

Das Ausgangssignal des Filters wird in einen Vorverstärker 2 eingegeben, der aus einem Transistor TR 1, den Widerständen R₃ bis R₆ und dem Kondensator C₃ besteht. Der Vorverstärker weist einen Verstärkungsfaktor 20 auf und verstärkt das 200-mV-Signal des Eingangsfilters zu einem 4-V-Signal am Kollektor des TR 1. Die angegebenen Werte gelten für einen Betrieb mit einer 5-V-Stromquelle, so daß ein Spitzensignal von 4 V das maximale Signal ist, das der Vorverstärker erzeugen kann. Das bedeutet, daß das Signal an der Versorgungsleitung, oder ein Rauschen, das stärker als 35 mV ist, kein stärkeres Signal aus dem Vorverstärker ausgeben kann als ein Signal von 35 mV.

Der Demodulator 3 besteht aus den Kondensatoren C₄ und C₅, den Dioden D₃, D₄, den Widerständen R₆, R₇ und dem Transistor TR 2 und erfüllt die folgenden Funktionen:

a) Ausgeben eines hohen Pegels nur, wenn ein Träger über einen vorbestimmten Zeitraum vorhanden war.
b) Zum Aufrechterhalten des Ausgangssignals muß der Träger weiterhin vorhanden sein - jegliche Unterbrechung für mehr als wenige Zyklen verursacht ein Absinken des Ausgangssignals. Wird der Träger nach einer Unterbrechung wiederhergestellt, muß er wieder über einen gewissen Zeitraum vorhanden sein, bevor das Ausgangssignal wieder ansteigt. Der für den neuerlichen Anstieg des Ausgangssignals benötigte Zeitraum ist, bis zu einem Maximalwert, im wesentlichen proportional zur Länge der Unterbrechung.
c) Signale, die wesentlich unterhalb der Trägerfrequenz liegen, können keinen Anstieg des Ausgangssignals verursachen - selbst wenn sie einen Spitzenwert von 4 V am Kollektor des TR 1 aufweisen.
d) Der Ausgangspegel des Demodulators ist direkt proportional zum Eingangsspitzenpegel, vorausgesetzt, daß die vorgenannten Kriterien erfüllt sind.

Um zu verstehen, wie diese Funktionen erzielt werden, können die Komponenten D₃, D₄ und C₄ als ein Spannungsverdoppler angesehen werden, der zur Ausgabe von Ladung auf C₅ anstatt zur Verdopplung der Spannung an C verwendet wird. Zum besseren Verständnis der Arbeitsweise dienen die in den Fig. 2a bis 2c, und, in kleinerem Maßstab, in den Fig. 3a bis 3d gezeigten Wellenformen an den Punkten A, B und C. Fig. 3d zeigt das Signal an Punkt D. Erfolgt kein Signaleingang, liegt an Punkt A ungefähr 2,5 V an, Punkt B liegt eine Dioden- Abfallspannung unterhalb V _cc (d. h. bei ungefähr 4,5 V) und Punkt C liegt zwei Dioden-Abfallspannungen unterhalb V _cc, das heißt bei ungefähr 4 V. Der Basis- Emitter-Übergang des TR 2 ist in Sperrichtung vorgespannt, so daß TR 2 gesperrt ist und das Ausgangslevel D auf Null liegt. Der Kollektor des TR 1 ist in Ruhe nahe V _cc/2 vorgespannt, ist jedoch ein Signal vorhanden, veranlassen negative Ausschläge D₃, C₄ zu laden und B auf 4,5 V zu halten.

Weist der Kollektor des TR 1 einen positiven Ausschlag auf, wird die in C₄ akkumulierte Ladung über D₄ auf C₅ übertragen, was einen Anstieg des Spannungsniveaus in C verursacht. Angenommen, der Spannungsanstieg in C₅ ist gering, kehrt B beinahe auf sein vorheriges Niveau zurück und die Menge der übertragenen Ladung ist ungefähr C₄ · V _p, wobei V _P der Spannungshub von Spitze zu Spitze am Kollektor des TR 1 ist. Fällt die Spannung am Kollektor des TR 1 zu Beginn des nächsten Signalzyklus wieder unter 2,5 V, wiederholt sich der gleiche Prozeß, und, wenn man annimmt, daß die Spannungsveränderung in C₅ im Vergleich mit V _p gering ist, ist die auf C₅ pro Zyklus übertragene Ladung beinahe konstant und würde einen Anstieg der Spannung bei C um

in jedem Zyklus verursachen.

Sobald jedoch die Spannung V _c bei C über ihren Ruhepunkt ansteigt, beginnen die Dioden D₃ und D₄ zu sperren, so daß sie keinen Strom durch R₆ liefern können. R₆ beginnt nun C₅ zu entladen und entnimmt deshalb während eines Zyklus eine Ladungsmenge von

wobei f die Frequenz des Signals bezeichnet.

Infolgedessen erhöht sich die Nettoladung an C₅ um

pro Zyklus, so daß sich die Spannung an C₅ um

pro Zyklus erhöht.

Es kann nachgewiesen werden, daß die Spannung an C sich im Vergleich zu der Spitzenspannung V _p des Signals nicht stark verändert. In Ruhe beträgt der Wert von V _c ungefähr 4 Volt (2 Diodenabfallspannungen unter V _cc). War das Signal über einen ausreichenden Zeitraum vorhanden, steigt V _c schließlich auf V _cc, plus der Basis-Emitter-Schwelle des TR 2, an welchem Punkt der in Basisschaltung geschaltete Transistor TR 2 leitend wird und jeder Überstrom in den Emitter von TR 2 einfließt. Somit kann V _c nie unter 4 V und über 5,6 V abweichen, was einer Veränderung von 1,6 V entspricht. Da hauptsächlich die Antwort auf Signale von 35 mV oder mehr (3,5 bis 4 V Spannung von Spitze zu Spitze bei A) in der Netzleitung interessiert, kann man annehmen, daß jede Veränderung in V _c im Vergleich zu V _p gering ist. In jedem Fall besteht der Effekt eines Anstiegs von V _c mit der Zeit, nachdem ein Signal aufgetreten ist, darin, daß die pro Zyklus übertragene Ladung geringfügig abnehmen würde und jeglichen Zeitraum des Anstiegs von V _c geringfügig länger werden ließe, als diese Berechnungen zeigen. Es kann ebenfalls angenommen werden, daß die Stromentnahme durch R₆ konstant und gleich

ist, während ein Signal vorhanden ist.

Ausgehend von den in Fig. 1 angegebenen Werten, kann man annehmen, daß V _c (Durchschnitt) etwa 5 V beträgt und einen Strom von 5 Mikroampere durch R₆ schickt. So läßt sich die Gleichung 1 wie folgt vereinfachen:

Da C₅ mit 1,6 V geladen werden muß, bevor der Basis- Emitter-Übergang des TR 2 in Durchlaßrichtung vorgespannt werden und Strom an den Ausgang D zur Erzeugung einer Ausgangsspannung geleitet werden kann, beträgt die Anzahl der dazu erforderlichen Signalzyklen

und daher beträgt die hierzu erforderliche Zeit

Einfach ausgedrückt besagt Gleichung 2:

Die zum Laden von C₅ mit 1,6 V benötigte

Gleichung 2 verdeutlicht, daß für jeden Wert des durch R₆ gehenden Entladestroms die Verzögerungszeit des Demodulators, für die ein Träger vorhanden sein muß, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, durch das Verhältnis von C₅ zu C₄ gesteuert wird. In der gezeigten Schaltung beträgt diese Zeit 220 Mikrosekunden für ein 120-kHz-Signal, das am Kollektor des TR 1 ein 4-V-Signal erzeugt.

Sobald V _c V _cc+0,6 V erreicht hat, ist der TR 2 vollständig leitend und, jeder zusätzliche Ladestrom geht als Kollektorstrom durch TR 2, um eine Spannung an R₇ aufrechtzuerhalten. Sobald V _d V _cc erreicht hat, falls das durch den Demodulator gehende Signal von ausreichend hoher Frequenz ist, um mehr Ladestrom zu erzeugen als durch R₆ und R₇ geleitet werden kann, ist der TR 2 gesättigt, und der zusätzliche Strom wird als erhöhter Basisstrom weitergeleitet. Anders ausgedrückt: TR 2 begrenzt V _c auf 0,6 bis 0,7 V über V _cc. Sobald das Signal aufhört, entlädt R₆ C₅, bis schließlich V _c ungefähr 1 V unter V _cc liegt und die Dioden D₃ und D₄ wieder zu leiten beginnen. Die Rate, mit der R₆ C₅ entlädt, ist beinahe linear, da die Spannungsänderung bei V _c im Vergleich mit V _c gering ist. Sobald das Signal aufhört, wird die Rate mit der V _c angegeben wird durch

ausgedrückt.

Entsprechend den in Fig. 1 angegebenen Werten, nimmt V _c um 0,3 Volt pro Mikrosekunden ab. Da V _c üblicherweise lediglich von seinem Höchstwert V _cc+0,7 auf V _cc+0,55 abfallen muß, bevor TR 2 sperrt, hat eine Signalunterbrechung von ungefähr 50 Mikrosekunden ein Abfallen der Ausgangsspannung bei D auf Null zur Folge. Danach, bei fortgesetzter Signalunterbrechung, fällt V _c um weitere 0,3 V pro 100 Mikrosekunden. Aus Gleichung 2 wird deutlich, daß, sobald das Signal zurückkehrt, die Zeitspanne, die zum Laden von C₅ auf V _cc+0,6 V benötigt wird, direkt proportional zum Betrag ist, um die V _c während der Unterbrechung gefallen ist. Kurze Signalunterbrechungen von mehr als 50 Mikrosekunden verursachen daher einen Abfall des Ausgangssignals des Demodulators auf Null und danach ist die zur Wiederherstellung des Ausgangssignals erforderliche Zeitspanne, sobald das Signal zurückkehrt, direkt proportional zur Länge der Unterbrechung.

Gleichung 2 verdeutlicht, daß je niedriger die Frequenz des Signals ist, desto länger die zur Erzeugung eines Ausgangssignals bei D erforderliche Zeit ist, bis schließlich bei ausreichend geringen Frequenzen kein Ausgangssignal mehr erzeugt wird. Dies wird noch besser verständlich, wenn man C₄ als eine Ladestromquelle für C₅ betrachtet. In erster Annäherung ist die durch C₄ geleitete Strommenge

i = C₄ · f · V _p

wobei V _p das Signal A (Spitze zu Spitze) am Kollektor von TR 1 ist. Um ein Ausgangssignal bei D aufrechtzuerhalten, muß dieser Strom ausreichend groß sein, um V _c bei V _cc+0,6 V und das Ausgangssignal bei D nahe V _cc zu halten. Angenommen, der von Punkt D zu treibende Mikroprozessoranschluß hat eine logische Schwelle von V _cc/2, so beträgt die von C₄ zu erzeugende minimale Strommenge

Deshalb gilt für die in Fig. 1 angegebenen Werte

C₄ · f · V _p = 2,5 A + 5,6 A

Somit muß die Frequenz eines Signals von 4 V am Kollektor von TR 1 mindestens

betragen. Anderenfalls kann das Ausgangssignal an D nicht aufrechterhalten werden.

In der Praxis hat sich gezeigt, daß die minimale Abschaltfrequenz näher an 70 kHz liegt, was möglicherweise auf Spannungsverluste in D₃, D₄ zurückzuführen ist. Durch Veränderung von R₆, R₇ kann die untere Abschaltfrequenz entsprechend der jeweiligen Anwendung modifiziert werden.

Um zu zeigen, daß das Ausgangssignal an D proportional zu der Spitze-Spitze-Amplitude des Signals an A bei eingeschaltetem TR 2 ist, läßt sich aus Gleichung 3 entnehmen, daß

ist, was bezogen auf die angegebenen Werte (bei 120 kHz) entspricht:

V _dZ = 3,96 × V _p - 5,6

Für ein 35-mV-Signal, daß ein V _p von 4 V erzeugt, entspricht V _d 10 V. Dies zeigt, daß C₄ mehr Strom erzeugt, als benötigt wird um V _d auf 5 V und V _c auf 5,6 V zu halten. Der zusätzliche Strom wird von der Basis des TR 2 während der Sättigung absorbiert.

Für ein 20-mV-Signal jedoch, das 2,28 Volt V _p erzeugt, wird

V _c = 3,4 V

und liegt nahe dem Bereich, in dem der Mikroprozessor es nicht als einen logischen Zustand "1" liest. In diesem Bereich dominiert der konstante Ausdruck in der obigen Gleichung für V _d, und weitere geringfügige Abfälle des Signals verursachen ein schnelles Absinken von V _d auf Null.

Die Arbeitsweise des Slave-Empfängers als Ganzes wird im folgenden mit Bezug auf die Fig. 4, 5 und 6, die sich auf drei unterschiedliche Situationen beziehen und von denen jede die Wellenformen an A, C und D darstellt, zusammengefaßt.

Das Eingangsfilter 1 enthält einen Dioden-Begrenzer zum Absorbieren der Energie von Rauschspitzen und zum Begrenzen der Amplituden starker Signale im Netz. Es ist darüberhinaus gedämpft, so daß die Anzahl der Zyklen der Schwingungen, die durch eine starke Rauschspitze verursacht werden, 10 bis 15 Zyklen, gemessen an der Schwellenamplitude, nicht übersteigt.

Der Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers 2 ist derart eingestellt, daß er ein Signal an der vom System zu erkennenden Minimumamplitude auf einen Punkt nahe dem Sättigungspunkt des Verstärkers verstärkt. Dadurch wird gewährleistet, daß stärkere Signale und Rauschstörungen mit größeren Amplituden amplitudenmäßig kein größeres Gewicht erhalten - ähnlich dem bei der Frequenzdemodulationstechnik verwendeten Verfahren.

Der Demodulator 3 gibt keinen hohen Pegel aus, bis das Signal kontinuierlich für eine vorbestimmte Anzahl von Zyklen vorhanden ist. Bei einem 120 kHz-Signal entspricht dies ungefähr 26 Zyklen (oder 220 µs), während dies bei 70 kHz 40 Zyklen (ungef. 570 µs) entspricht. Dies stellt einen wirksamen Diskriminator gegen Rauschen dar, das normalerweise nicht kontinuierlich ist, und ist dem Effekt des Trägerzählverfahrens des oben erwähnten Patents ähnlich, in dem ein Signal 48 Impulse in einem Fenster erzeugen muß, um einen logischen Zustand "1" zu erzeugen. Das Fenster wird in der vorliegenden Erfindung durch den dekodierenden Mikroprozessor bestimmt und kann dem Fenster des genannten Patents gleich sein, zum Beispiel 600 msek. Auch das Verhältnis zwischen C₅ und C₄ bestimmt, wie viele Impulse zur Erzeugung eines Ausgangssignals benötigt werden. In diesem Beispiel wurde die Zahl 26 als ausreichend gewählt, jedoch kann die Zahl beliebig gewählt werden.

Der Demodulator 3 läßt keine Signale mit einer Frequenz unter einem bestimmten Wert (und unterhalb der betreffenden Trägerfrequenz) passieren. Diese Grenzfrequenz wird durch C₄ und die Werte von R₆ und R₇ bestimmt. In dem angegebenen Beispiel liegt die Grenzfrequenz bei ungefähr 70 kHz, doch sie kann nötigenfalls ohne Schwierigkeiten erhöht werden. Es wird der gleiche Effekt wie beim digitalen Zählverfahren erzielt, das 48 Impuls in einem Fenster von 600 Mikrosekunden benötigt, um einen Bitwert "1" zu registrieren, was einem Rauschsignal von 80 kHz entspricht (das das Eingangsfilter noch passieren könnte). Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Effekt, wie zuvor beschrieben, durch eine Umwandlung der Frequenz des Signals in Spannung, und durch das Einstellen einer Schwelle, unterhalb der keine Spannung ausgegeben wird, erreicht. Dieses Verfahren ist unabhängig von der Fensterbreite, im Gegensatz zum digitalen Zählverfahren, und es ermöglicht eine von der Grenzfrequenz unabhängige Breite des für den Mikroprozessor gewählten Fensters.

Das Ausgangssignal des Demodulators 3 fällt nach einer Signalunterbrechung von 50 Mikrosekunden auf Null. Nach der Rückkehr des Signals muß dieses kontinuierlich über einen Zeitraum vorhanden sein, bevor der Demodulator wieder ein Ausgangssignal abgibt. Diese Zeit für einen neuen Start ist direkt proportional zu der Länge der Unterbrechung, bis zu einer maximalen Verzögerung des neuen Starts von 200 bis 250 Mikrosekunden. Das bedeutet, daß ein diskontinuierliches Signal, wie es für Rauschstörungen typisch ist, noch weiter ausgefiltert wird. Das Beispiel in Fig. 5 zeigt, in einem Fenster von 600 Mikrosekunden, ein Rauschsignal, das in einem 200 µs Burst von 120 kHz mit einer Spannung von 4 V (Spitze zu Spitze) am Kollektor von TR 1 resultiert, der von einer Lücke von 100 µs gefolgt wird, dem sich ein weiterer Burst von 200 µs anschließt. Dieses Signal reicht aus, um nach dem digitalen Zählverfahren als Bitwert "1" registriert zu werden. Unter Verwendung des Demodulators 3 würde dies ein Hoch-Ausgangssignal von ungefähr 190 Mikrosekunden ergeben (der erste Burst ergibt kein Ausgangssignal, die folgende Unterbrechung von 100 Mikrosekunden verursacht eine zusätzliche Verzögerung um 50 Mikrosekunden in dem zweiten Burst von 200 Mikrosekunden). Im letzten Fall wurde ein Signal, das insgesamt 400 Mikrosekunden andauerte, auf ein Signal mit einer Dauer von 190 Mikrosekunden in dem Fenster von 600 Mikrosekunden reduziert.

Mit dieser Rauschreduzierung auf weniger als 50 Prozent ist es einfach, den Mikroprozessor zum Unterscheiden zwischen diesem Rauschmuster und einem wirklichen Signal zu programmieren, das über einen Zeitraum von 400 Mikrosekunden (Fig. 4) vorhanden ist. Ähnlich würde eine Wellenform mit Burst von 100 Mikrosekunden (12 Zyklen von Schwingungen mit 120 kHz), die alle 170 Mikrosekunden auftreten (Fig. 6), wie es bei beabstandeten Zündimpulsen einer Triac- Schaltung zu erwarten ist, in einem Fenster von 600 Mikrosekunden ein Signal von kaum 50 Mikrosekunden erzeugen und in einem Fenster von 1 Millisekunde lediglich ein Signal von 290 Mikrosekunden. Dies bedeutet wiederum eine Rauschreduzierung auf weniger als 50 Prozent in einem Signal, das von dem digitalen Zählsystem ermittelt worden wäre.

Wie zum Beispiel in Fig. 7 gezeigt, ist die Programmierung des Mikroprozessors zur Unterscheidung zwischen dem wirklichen Signal und dem Rauschsignal bei einer Rauschreduzierung in diesem Umfang einfach. In diesem Beispiel entspricht ein Zählvorgang des Datenzählers einem Zählvorgang des Fensterzählers. Diese Zeit ist die Ausführungszeit der Zähl- und Abtastschleife. Die Abtastrate kann zum Beispiel 120 µsek (6 Abtastungen in einem Fenster von 600 Mikrosekunden) betragen und ein Wert "1" kann ausgegeben werden, wenn der Datenzähler "3" oder eine größere Zahl anzeigt, anderenfalls ein Wert "0" ausgegeben wird.

Sobald das Signal (ein wirkliches oder ein Rauschsignal) auf einen kritischen Wert absinkt, 35 mV bei 120 kHz, beginnt das Ausgangssignal des Demodulators linear dazu zu fallen, bis unterhalb von 20 mV (bei 120 kHz) kein Signal aus dem Demodulator ausgegeben wird. Dieser kritische Wert steigt bei niedrigeren Frequenzen, bis unterhalb der Grenzfrequenz kein Ausgangssignal mehr möglich ist. Auf diese Weise werden Signale mit geringer Amplitude, die unter dem jeweiligen Level liegen, unterdrückt.

Die mit 4 bezeichnete Schaltung ist in der Lage zu erkennen, wann die Netzspannung durch Null geht oder nahe Null wird, und zwischen Rauschstörungen und einem digitalen Signal zu unterscheiden. Sie besteht aus drei Dioden D₅-D₇ und den Widerständen R₈ und R₉, die an einen Mikroprozessor gekoppelt sind. Somit kann ein Fenster nahe oder an dem Null-Durchgang gewählt werden und der Mikroprozessor kann zwischen einer Rauschstörung und einem wirklichen Signal unterscheiden. Der Wert des Mega-Ohm-Widerstandes kann verändert werden, um die Spannung am Eingangsanschluß auf die Hälfte zwischen dem logischen Zustand "1" und dem logischen Zustand "0" zu bringen, wenn die Netzspannung 0 V beträgt.

Claims

1. Slave-Empfänger zum Ermitteln von Befehlen in Form von auf einen zyklischen Träger aufmodulierten digitalen Signalen, wobei der Empfänger eine auf den Träger antwortende Vorrichtung aufweist zum Bestimmen der Digitalwerte in Abhängigkeit von der Anzahl der Zyklen von Trägern in den durch den Empfänger definierten Zeitfenstern, dadurch gekennzeichnet, daß die antwortende Vorrichtung eine Eingangsschaltung (1, 2, 3) mit einer Ausgangsstufe (TR 2), die zwischen zwei Zuständen schaltbar ist zur Erzeugung eines Binärsignals, und eine kapazitive Vorrichtung (C₅) mit Lade- und Entladeschaltungsvorrichtungen (D₅, D₄, C₅) aufweist, die derart auf den Träger antworten, daß:

(a) die Ausgangsstufe (TR 2) einen ersten Zustand aufweist, wenn der Träger abwesend ist;
(b) wenn der Träger oberhalb einer vorgegebenen Frequenz und für eine erste vorgegebene Zeit anwesend war, sich in der kapazitiven Einrichtung (C₅) ausreichend Ladung akkumuliert, um die Ausgangsstufe (TR 2) in ihren zweiten Zustand zu bringen;
(c) eine nachfolgende Unterbrechung im Träger von einer Dauer länger als eine zweite vorgegebene Zeit (wesentlich kürzer als die erste Zeit), eine Veränderung der Ladung an der kapazitiven Vorrichtung (C₅) verursacht, um die Ausgangsstufe (TR 2) in ihren ersten Zustand zu bringen,
(d) wenn der Träger anschließend wiederhergestellt ist, bleibt das Ausgangssignal für eine Zeit, im ersten Zustand, die direkt mit der Länge des Bruchs verbunden ist, bevor wieder ausreichend Ladung akkumuliert, um den Zustand in den zweiten Zustand zu verändern; und
(e) ein zyklisches Signal mit einer Frequenz, die wesentlich unterhalb der vorgegebenen Frequenz liegt, kann nicht ausreichend Ladung akkumulieren lassen, um die genannte Ausgangsstufe (TR 2) zu veranlassen ihren zweiten Zustand einzunehmen, wobei der Empfänger des weiteren eine Vorrichtung (4) zum Verarbeiten des Binärsignals innerhalb der genannten Zeitfenster aufweist, um daraus die Binärwerte zu bestimmen.

2. Slave-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsstufe derart ausgebildet ist, daß ihr Ausgangssignal bis zu einer vorgegebenen Grenze in direktem Bezug zur Spitzenwerthöhe des Trägers steht.

3. Slave-Empfänger nach Anspruch 1 oder 2 zum Ankoppeln an ein Versorgungsnetz, um von diesem digitale Signale zu empfangen, die von einem auf die Versorgungsleitung aufmodulierten Träger übermittelt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Fenster mit den Null- Durchgängen der Versorgungsleitung synchronisiert sind.

4. Slave-Empfänger nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur Verarbeitung zwischen Rauschen und Digitalwerten auf der Basis des Zeitraums, in dem der zweite Zustand in den Fenstern besteht, unterscheidet.

5. Slave-Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung umfaßt:

- einen Eingang (TR 1) zum Empfang des Signals;
- einen Stromflußweg mit zwei in gleicher Durchlaßrichtung in Reihe geschalteten Dioden (D₃, D₄) und einer ersten Kapazität (C₄), die den Eingang mit der Verbindung zwischen den beiden Dioden koppelt, einer zweiten Kapazität (C₅), die an Dioden (D₃, D₄) angeschlossen ist; und
- eine Ausgangsstufe mit einer Schaltvorrichtung, deren Steuereingang an die zweite Kapazität (C₅) angeschlossen ist, so daß der Zustand der Schalteinrichtung (TR 2) von der Ladung der zweiten Kapazität (C₅) abhängt.

6. Slave-Empfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenschaltung einen Widerstand enthält.

7. Slave-Empfänger nach Anspruch 5 oder 6, gekennzeichnet durch einen Vorverstärker (2), der den Eingang an die erste Kapazität (C₄) koppelt.

8. Slave-Empfänger nach einem der Ansprüche 5, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung, die Reihenschaltung und der Vorverstärker (2) zwischen Stromversorgungspunkten der Schaltung geschaltet sind.

9. Slave-Empfänger nach einem der Ansprüche 5, 6, 7 oder 8 gekennzeichnet durch eine Eingangsstufe mit einem Eingangsfilter (1) zum Ankoppeln an das Netz, um von diesem ein auf das Netz aufmoduliertes Trägersignal zu empfangen, und einen Begrenzer (2) zum Begrenzen des Spitzenwertes des an die Eingangsstufe (TR 1) abgegebenen Trägersignals.

10. Slave-Empfänger zum Ankoppeln an eine Versorgungsleitung, um von dieser digitale Signale zu empfangen, welche durch einen auf die Versorgungsleitung aufmodulierten Träger übermittelt werden, wobei die Digitalwerte empfangener Signale von der Anzahl der Trägerzyklen innerhalb von mit den Null-Durchgängen der Versorgungsleitung synchronisierten Fenstern abhängt, wobei der Empfänger einen Demodulator, dessen Eingang an eine Versorgungsleitung koppelbar ist, um aus dieser ein Trägersignal mit einer vorgegebenen Frequenz zu entnehmen, und Begrenzungsvorrichtungen zum Begrenzen der Amplitude des entnommenen Signals aufweist, gekennzeichnet durch

- eine kapazitive Anordnung, die in Abhängigkeit vom Vorhandensein und Nichtvorhandensein von Zyklen des entnommenen Signals aufladbar und entladbar ist, und
- einen Ausgang, der in Abhängigkeit von dem Ladungsniveau in der kapazitiven Anordnung einen von zwei Zuständen annimmt, wobei der Demodulator so ausgebildet ist, daß der Ausgang bei Nichtvorhandensein eines entnommenen Signals den ersten Zustand annimmt und den zweiten Zustand bei Vorhandensein eines im wesentlichen kontinuierlichen entnommenen Signals (bei der genannten vorgegebenen Frequenz) zumindest für eine vorgegebene Zeitspanne annimmt und aufrecht erhält, und wieder den ersten Zustand annimmt, sobald Lücken in den Zyklen des entnommenen Signals über einen längeren als einen vorgegebenen Zeitraum existieren oder die Frequenz des entnommenen Signals unter einer zweiten Frequenz liegt, die niedriger als die vorgegebene Frequenz ist, um durch das Trägersignal zu demodulieren und es gleichzeitig von Rauschstörungen der Versorgungsleitung zu unterscheiden.

11. Slave-Empfänger nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch Recheneinrichtungen, welche die Zustände ermitteln und welche derart programmiert sind, daß sie zwischen Rauschen und den von dem Träger im Fenster übermitteltem beabsichtigten Digialwerten auf der Basis des Zeitraums, in dem der zweite Zustand in den Fenstern besteht, unterscheiden.