DE2954451C2 - - Google Patents

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DE2954451C2
DE2954451C2 DE19792954451 DE2954451A DE2954451C2 DE 2954451 C2 DE2954451 C2 DE 2954451C2 DE 19792954451 DE19792954451 DE 19792954451 DE 2954451 A DE2954451 A DE 2954451A DE 2954451 C2 DE2954451 C2 DE 2954451C2
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DE19792954451
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Mitsuo Kokubunji Tokio/Tokyo Jp Matsumoto
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Shibaura Machine Co Ltd
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Toshiba Machine Co Ltd
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Steuerverfahren für einen dreiphasigen, umrichtergespeisten Asynchronmotor, bei dem sinusförmige Umrichter-Steuerspannungen auf einen Maximalwert begrenzt werden und die Differenz zwischen dem Wert der begrenzten und der unbegrenzten Steuerspannung von den Steuerspannungen der jeweils beiden anderen Phasen subtrahiert wird.
Bei einem bekannten Steuerverfahren der gattungsgemäßen Art (US-PS 39 42 091) wird die Differenz zwischen begrenzter und unbegrenzter Sinus-Steuerspannung von den Steuerspannungen der jeweils anderen Phasen subtrahiert. Bei der zu begrenzenden Phase wird direkt in einem Summationsverstärker begrenzt. Das bekannte Verfahren beruht auf der Überlegung, daß der entstehende Strom dreifacher Frequenz keinen Einfluß auf das magnetische Grundfeld und damit das Drehmoment hat, ebenso wie eine Verschiebung des Sternpunktpotentials bei einer Spannungssteuerung.
Steuerungen, die in gleicher Weise die Spannungsbegrenzung und damit das Sternpunktpotential verändern, sind aus der DE-OS 22 35 766 oder der US-PS 38 89 174 bekannt. Bei der DE-OS 22 35 766 ist eine Schaltung zur Ausfilterung der dritten Harmonischen vorhanden, wobei das dem Sternpunktpotential entsprechende Signal auf drei Signalgeneratoren wirkt. Die genaueren Wirkzusammenhänge, insbesondere, ob dieses Signal den Sinussignalen hinzuaddiert oder von diesen subtrahiert wird, ist daraus nicht zu entnehmen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein einfaches Steuerverfahren für spannungsgesteuerte Umrichter anzugeben.
Erfindungsgemäß ist diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die begrenzten Steuerspannungen die Ausgangs-Phasenspannungen des Umrichters steuern, daß je ein jeder Phase zugeordnetes Schwellwertglied mit toter Zone aus der unbegrenzten Steuerspannung die Differenz ermittelt und daß die Begrenzung durch Subtraktion der Differenz von der Steuerspannung erfolgt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung ausführlicher beschrieben. Es zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild einer Steuervorrichtung für einen dreiphasigen Asynchronmotor, bei der einige Einrichtungen zur Ausführung des erfindungsgemäßen Steuerverfahrens fehlen,
Fig. 2 ein Diagramm, das den Verlauf der Ausgangsspannungen und Steuerspannungen von Leistungsverstärkern in der Steuervorrichtung nach Fig. 1 zeigt, und
Fig. 3 ein Schaltbild einer nach dem erfindungsgemäßen Steuerverfahren arbeitenden Steuervorrichtung.
Zum besseren Verständnis des erfindungsgemäßen Steuerverfahrens werden nachstehend anhand der Fig. 1 und 2 zunächst eine Steuervorrichtung und deren Wirkungsweise beschrieben, wobei in dieser Steuervorrichtung einige Einrichtungen zur Durchführung des erfindungsgemäßen Steuerverfahrens fehlen.
Die Steuervorrichtung nach Fig. 1 dient zur Steuerung eines dreiphasigen Asynchronmotors 5 mit drei Statorwicklungen 5 a, 5 b und 5 c.
Eine sinusförmige Eingangsspannung i 1a * bestimmt den Strom I a , der durch die Statorwicklung 5 a fließt. Dieser Phasenstrom I a wird in eine Spannung I a umgewandelt, die dem Strom I a entspricht, und zwar mit Hilfe eines Stromdetektors 18. Die Differenz zwischen der Eingangsspannung i 1a * und der rückgekoppelten Größe von I a * wird durch einen Leistungsverstärker 15 verstärkt, dessen Ausgangsspannung V a die Phasenspannung der Statorwicklung 5 a bildet.
Der Leistungsverstärker 15 steuert seine Ausgangsspannung V a so, daß die Differenz zwischen i 1a * und I a * stets gleich null, also I a = i 1a * ist.
In ähnlicher Weise wird die Ausgangsspannung V b eines Leistungsverstärkers 16 der Statorwicklung 5 b zugeführt, um den Phasenstrom I b zu regeln, so daß die Differenz zwischen einer sinusförmigen, gegenüber i 1a * um 120° phasenverschobenen Eingangsspannung i 1b * und der Ausgangsspannung I b * des Stromdetektors 19 des Phasenstroms I b stets gleich null ist.
Die Ausgangsspannung V c eines Leistungsverstärkers 17 wird der Statorwicklung 5 c zugeführt, so daß ein Phasenstrom I c fließt. Für die Summe der Ströme, die durch die drei Statorwicklungen 5 a , 5 b und 5 c fließen, gilt:
I a + I b + I c = 0.
Solange daher die Statorströme I a und I b so geregelt werden, daß sie gleich den Eingangsspannungen i 1a * und i 1b * sind, unabhängig von dem Wert von V ct , erfüllt der Strom I c automatisch die Beziehung:
I c = -(I a + I b ).
Es ist vorteilhaft, die Ausgangsspannung V c des Leistungsverstärkers 17 so zu regeln, daß die Gleichung
V a + V b + V c =0
stets erfüllt ist.
Da die Statorwicklungen 5 a , 5 b und 5 c in Stern geschaltet sind, wie Fig. 1 zeigt, kann die Impedanz jeder Wicklung mit Z bezeichnet werden, wobei angenommen wird, daß der Rotorstrom null ist. Die betreffenden Statorströme können durch die folgende Gleichung angegeben werden, in der VN die Spannung am (neutralen) Sternpunkt bezeichnet:
Wenn die Bedingung V a + V b + V c = 0 und I a + I b + I c = 0 in der Gleichung (1) eingesetzt wird, so ist die Spannung VN = 0, so daß
I a = V a /Z. (2)
Der Strom I a wird daher zu einer Funktion der Spannung V a allein und hängt nicht von V b und V c ab. Infolgedessen kann der Strom I a , der durch den Leistungsverstärker 15 verstärkt wird, stabil durch eine Stromrückkopplungsschleife gesteuert werden, ohne daß eine Störung durch die Spannungen V b und V c eintritt.
Wenn die Bedingung V a + V b + V c = 0 nicht eingehalten wird, wird die Steuerung des Stromes I a unstabil, infolge der Störungen durch die Spannungen V b und V c .
Um eine Steuerung von V c = - (V a + V b ) durchzuführen, werden die Spannungen V a und V b - nach einer Verstärkung in Eingangsverstärkern 21 und 22 - als Steuerspannungen e a und e b den beiden Additionseingängen eines Operationsverstärkers 32 zugeführt, so daß die Ausgangsspannung e c durch die Gleichung wiedergegeben wird:
e c = - (V a + V b ).
Diese Ausgangsspannung e c steuert die Ausgangsspannung V c des Leistungsverstärkers 17, so daß V c gleich e c wird.
Fig. 1 zeigt PBM-Leistungsverstärker (Pulsbreitenmodulations- Leistungsverstärker) als Ausführungsbeispiel der Leistungsverstärker 15, 16 und 17, die dazu benutzt werden, um die Statorströme I a , I b und I b zu erzeugen.
Nachdem der Statorstrom I a durch den Stromdetektor 18 in eine Spannung I a * umgeformt, zurückgeführt und mit der Eingangsspannung i 1a * verglichen wurde, wird die Differenzspannung durch den Eingangsverstärker 21 verstärkt, um als Ausgangsspannung die Steuerspannung e a zu erzeugen, die in einem Komparator 23 mit einer dreieckförmigen Spannung e t verglichen wird, die durch einen Dreieckwellengenerator 33 erzeugt wird und einen Maximalwert ± e m nach Fig. 2(a) hat. Wenn e a < e t , wird ein Leistungstransistor 26 ein- und ein Leistungstransistor 27 ausgeschaltet. Umgekehrt wird, wenn e a < e t , der Transistor 26 aus- und der Transistor 27 eingeschaltet.
In der gleichen Weise wird die Eingangsspannung i 1b * mit der Ausgangsspannung I b * des Stromdetektors 19 verglichen, die dem Statorstrom I b entspricht. Die Differenz zwischen i 1b * und I b * wird durch einen Eingangsverstärker 22 verstärkt, um als Ausgangsspannung die Steuerspannung e b zu erzeugen, die mit der Dreieckspannung e t verglichen wird. Wenn e b < e t , wird ein Leistungstransistor 28 ein- und ein Leistungstransistor 29 ausgeschaltet, während, wenn e b < e t ist, der Leistungstransistor 28 aus- und der Leistungstransistor 29 eingeschaltet wird. Die Spannungen e a und e b werden den beiden Additionseingängen des Operationsverstärkers 32 zugeführt, so daß die Ausgangsspannung e c gleich -(e a + e b ) wird. Wenn e c < e t ist, schaltet die Ausgangsgröße des Komparators 25 einen Leistungstransistor 30 ein und einen Leistungstransistor 31 aus. Wenn umgekehrt e c < e t ist, wird der Leistungstransistor 30 aus- und der Leistungstransistor 31 eingeschaltet.
Die Kollektoren der Leistungstransistoren 26, 28 und 30 sind mit dem positiven Anschluß +E und die Emitter der Leistungstransistoren 27, 29 und 31 mit dem negativen Anschluß -E einer Gleichspannungsquelle 34 verbunden.
Der Emitter des Transistors 26 und der Kollektor des Transistors 27 sind miteinander verbunden, um eine Spannung V at als Ausgangsgröße des Leistungsverstärkers 15 zu erzeugen. Diese Ausgangsspannung treibt den Statorstrom I a der Statorwicklung 5 a über einen Stromdetektor 18.
Wie schon erwähnt, steuert der rückgekoppelte Leistungsverstärker 15, der durch den Verstärker 21, den Komparator 23 und die Leistungstransistoren 26 und 27 gebildet wird, den Statorstrom I a so, daß er gleich der Eingangsspannung i 1a * ist.
In ähnlicher Weise sind der Emitter des Transistors 28 und der Kollektor des Transistors 29 miteinander verbunden, um eine Spannung V bt am Ausgang des Leistungsverstärkers 16 zu erzeugen, der den Statorstrom I b der Statorwicklung 5 b über den Stromdetektor 19 treibt. Auf diese Weise steuert der rückgekoppelte Leistungsverstärker 16, der durch den Verstärker 22, den Komparator 24 und die Leistungstransistoren 28 und 29 gebildet wird, den Statorstrom I b so, daß er gleich der Eingangsspannung i 1b * ist. Der Emitter des Transistors 30 und der Kollektor des Transistors 31 sind miteinander verbunden, um eine Spannung V ct am Ausgang des Leistungsverstärkers 17 zu erzeugen, der durch den Komparator 25 und die Leistungstransistoren 30 und 31 gebildet wird, um den Strom I c der Statorwicklung 5 c zuzuführen.
Wenn die Spannungen e a , e b und e c sich wie einander gleiche Dreiphasenspannungen nach Fig. 6a ändern, ist die Ausgangsspannung V at des Leistungsverstärkers 15 nach Fig. 1 eine Rechteckwelle, deren Impulsbreite mit der zwischen +E und -E schwankenden Ausgangsgröße des Dreieckwellengenerators 33 moduliert ist.
In der gleichen Weise ändern sich die Ausgangsspannungen V bt und V ct der Leistungsverstärker 16 und 17 nach Fig. 2(c) und 2(d). Wenn diese Rechteckspannungen V at , V bt und V ct den betreffenden Phasenwicklungen 5 a , 5 b und 5 c des Asynchronmotors 5 zugeführt werden, werden die Ströme I a , I b und I c durch die Induktivitäten der Stator- und Rotorwicklungen des Motors geglättet, so daß höhere Harmonische der Ausgangsspannung des Dreieckwellengenerators 33 unterdrückt werden.
Die Statorströme I a , I b und I c entsprechen daher den mittleren Spannungen V a , V b und V c der Rechteckspannungen V at , V bt und V ct , die einer Impulsbreitenmodulation unterzogen und aus denen die höheren Harmonischen der Ausgangsspannung des Dreieckwellengenerators 33 beseitigt sind. Wie sich aus den Spannungsverläufen der Fig. 2(a) bis 2(d) ergibt, sind die Mittelwerte V a , V b und V c der Rechteckspannungen V at , V bt und V ct das E/e m - fache der Spannungen e a , e b und e c . Da der Verstärker 32 die Spannung e c so steuert, daß sie die Beziehung e a + e b + e c = 0 erfüllt, ist auch die Bedingung V a + V b + V c = 0 erfüllt.
Wie sich aus Fig. 2(a) bis 2(d) ergibt, in der auch die Ausgangsspannungen V at , V bt und V ct der Leistungsverstärker dargestellt sind, hat die Spannung e a im Zeitpunkt t₁ einen maximalen positiven Wert +e m , während der Mittelwert V a der Spannung V at einen positiven Maximalwert +E hat. Wenn man annimmt, daß sich die Spannung e a bei der Schaltung nach Fig. 1 im Zeitpunkt t₁ über +e m hinaus erhöht, kann die Schaltung dennoch keine Spannung e a steuern, die größer als +e m ist, da der Leistungsverstärker 15 keine größere Mittelwertspannung V a als +E erzeugen kann.
Bei den anderen Phasen jedoch, sind im Zeitpunkt t₁ die Mittelwerte V b und V c nur gleich -1/2E, da e b = e c = -1/2 e m ist. Mit anderen Worten: Im Zeitpunkt t₁ können die Leistungsverstärker 16 und 17 Ausgangsgrößen erzeugen, die größer als der negative Maximalwert -E sind. Auf diese Weise arbeiten von den drei Leistungsverstärkern 15, 16 und 17 die letzteren beiden unterhalb ihrer vollen Leistung. Dies ist deshalb der Fall, weil die Schaltung nach Fig. 1 so ausgebildet ist, daß sie die Spannung V c so steuert, daß die Beziehung
V a + V b + V c = 0
erfüllt ist.
Fig. 3 zeigt eine Steuervorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Steuerverfahrens mit abgeänderten Leistungsverstärkern 15-17, die in der Lage sind, eine Spannung e a zu steuern, die größer als e m ist, um die volle Ausgangsleistung der Leistungsverstärker auszunutzen. Die Steuervorrichtung nach Fig. 3 ist derjenigen nach Fig. 1 ähnlich, mit der Ausnahme, daß eine Schaltung hinzugefügt ist, die Schwellwertglieder 35, 36 und 37 mit toter Zone sowie Dioden 41, 42, 43, 44, 45 und 46 enthält, um eine Spannung e n aus den Spannungen e a , e b und e c zu bilden, und die ferner Subtraktionsschaltungen 38, 39 und 40 enthält, die die Spannung e n von den Spannungen e a , e b und e c abziehen, um Spannungen e a - e n , e b - e n und e c - e n zu bilden.
Der Verstärker 32 nach Fig. 3 steuert die Spannung e c ebenfalls so, daß die Gleichung
e a + e b + e c = 0
erfüllt ist.
Die Ausgangsspannungen e a - e n , e b - e n und e c - e n der Subtraktionsschaltungen 38, 39 und 40 werden den Komparatoren 23, 24 und 25 zugeführt, so daß die Mittelwerte V a , V b und V c der Ausgangsspannungen V at , V bt und V ct der Leistungsverstärker 15, 16 und 17 durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden können, wobei angenommen ist, daß e a - e n , e b - e n und e c - e n sich innerhalb des Bereiches von ± e m befinden.
Da die Schaltung nach Fig. 3 die Bedingungen erfüllt:
e a + e b + e c = 0
I a + I b + I c = 0
ergibt sich bei Einführung dieser Bedingungen in die Gleichungen (1) und (2):
Ohne Rücksicht auf den Wert der Spannung e n wird die Rückkopplungsschleife des Leistungsverstärkers 15 in Fig. 3, die den Strom I a steuert, unabhängig von den Spannungen e b und e c , so daß sich eine stabile Steuerung frei von Störungen der Spannungen e b und e c ergibt. Auch der Strom, der die Rückkopplungsschleife für den Strom I b steuert, ist frei von Störungen durch die Spannungen e a und e c , so daß sich eine stabile Steuerung ergibt.
In der Schaltung der Fig. 3 wird die Spannung e n so gesteuert, daß die Spannungen e a - e n , e b - e n und e c - e n , die den Komparatoren 23 bzw. 24 und 25 zugeführt werden, in einem engen Bereich von ± e m liegen (dem Maximalwert der Ausgangsspannung des Dreieckwellengenerators 33).
Die Schwellwertglieder 35, 36 und 37 in Fig. 3 sind so geschaltet, daß sie die Spannungen e a , e b und e c aufnehmen und Ausgangsspannungen erzeugen, die der Differenz zwischen der Eingangsspannung und ±e m entsprechen. Die Dioden 41 bis 46 arbeiten so, daß, wenn am Ausgang eines der Schwellwertglieder eine Ausgangsspannung auftritt, die Dioden diese Ausgangsspannung in eine Spannung e n umwandeln. Diese Spannung e n wird von den Spannungen e a , e b und e c durch die Subtraktionsschaltungen 38, 39 und 40 subtrahiert, um die Spannungen e a - e n , e b - e n und e c - e n zu bilden. Wenn man nun annimmt, daß die Spannungen e b und e c im Bereich von ±e m liegen und die Spannung e a größer als +e m wird, würde das Schwellwertglied 35 eine Spannung e a - e m erzeugen. Beim Auftreten dieser Ausgangsspannung wandelt die Diode 41 die Spannung e a - e m in e n um. Die Ausgangsspannung der Subtraktionsschaltung 38 ist demnach:
e a - e n = e m .
Dies bedeutet, daß selbst wenn e a größer als +e m wird, die Spannung V a auf einem konstanten Wert von +E gehalten wird.
Wenn e a größer als e m wird, so daß die Spannung e n zunimmt, verändern sich die Ausgangsspannungen e b - e n und e c - e n der Subtraktionsschaltungen 39 und 40 in das Negative. Außer wenn die Ausgangsspannungen e b - e n und e c - e n den Wert -e m erreichen, ist es möglich, die Statorströme I a , I b und I c zu steuern, ohne daß eine Beeinflussung durch die Spannungssättigung der Leistungsverstärker eintritt.
Wenn jedoch einer der Werte e b - e n und e c - e n den Wert -e m erreicht, gerät einer oder der andere der Leistungsverstärker 16 und 17 nach Fig. 3 in die Sättigung.
Solange die Spannungen e a , e b und e c nach Fig. 3 im Bereich von ±e m gehalten werden, ist die Spannung e n gleich null, genau wie bei der Schaltung nach Fig. 1. Wenn jedoch einer der Werte e a , e b und e c den Wert +e m übersteigt, werden die Mittelwerte V a , V b und V c der Phasenspannungen, die den Wert +e m überschritten haben, auf dem Sättigungswert ±E festgehalten, während die Spannung der anderen Phase nicht den Sättigungswert erreicht und benutzt wird, um die Spannungen der gesättigten Phasen zu kompensieren, so daß die Aussteuerbereiche der Leistungsverstärker voll ausgenutzt werden.
Bei einer Steuervorrichtung nach Fig. 1, die der Bedingung V a + V b + V c = 0 gehorcht, tritt eine Spannungssättigung des Leistungsverstärkers 15 im Zeitpunkt t₁ nach Fig. 2 ein, so daß die Zwischenphasenspannung des Motors den Wert 1,5E überschreiten würde, über den hinaus Sättigung eintritt. Andererseits ist bei der Schaltung nach Fig. 3 die maximale Zwischenphasenspannung 2E, so daß bei einer Benutzung von Leistungsverstärkern 26 bis 31 mit der gleichen Durchschlagsspannung in Fig. 1 und 3 bei der Schaltung nach Fig. 3 die Ausgangsnennspannung im Verhältnis 2 : 1,5 im Vergleich mit der Schaltung nach Fig. 1 erhöht werden kann.

Claims (1)

1. Steuerverfahren für einen dreiphasigen, umrichtergespeisten Asynchronmotor, bei dem sinusförmige Umrichter- Steuerspannungen auf einen Maximalwert begrenzt werden und die Differenz zwischen dem Wert der begrenzten und der unbegrenzten Steuerspannung von den Steuerspannungen der jeweils beiden anderen Phasen subtrahiert wird, dadurch gekennzeichnet, daß die begrenzten Steuerspannungen die Ausgangs-Phasenspannungen des Umrichters steuern, daß je ein jeder Phase zugeordnetes Schwellwertglied mit toter Zone aus der unbegrenzten Steuerspannung die Differenz ermittelt und daß die Begrenzung durch Subtraktion der Differenz von der Steuerspannung erfolgt.
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