DE2950411C2 - Gleichrichtervorrichtung mit gesiebter Ausgangsspannung - Google Patents
Gleichrichtervorrichtung mit gesiebter AusgangsspannungInfo
- Publication number
- DE2950411C2 DE2950411C2 DE2950411A DE2950411A DE2950411C2 DE 2950411 C2 DE2950411 C2 DE 2950411C2 DE 2950411 A DE2950411 A DE 2950411A DE 2950411 A DE2950411 A DE 2950411A DE 2950411 C2 DE2950411 C2 DE 2950411C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- rectifier
- storage
- capacitor
- choke
- mains
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4266—Arrangements for improving power factor of AC input using passive elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
- H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/05—Capacitor coupled rectifiers
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Description
Die Erfindung geht aus von einer Gleichrichtervorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und von
einer Gleichrichtervorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 3.
so Die meisten Gleichstromverbraucher werden heute über entsprechende Gleichrichter aus dem Wechselstromnetz
gespeist. Ohne besondere Maßnahmen hat die von den vorzugsweise verwendeten Einphasen-Doppelweggleichrichtern
gelieferte Spannung eine Pulsation von 100%, d.h. ihre Höhe ändert sich mit doppelter
Netzfrequenz zwischen Null und ihrem Maximalwert. Für die meisten Anwendungsfälle ist diese hohe Pulsation
nicht zulässig, z. B. für die gesamte Halbleiterelektronik und für gleichstrombetriebene Gasentladungslampen; in
der Regel liegt die zulässige Pulsation unter 20%. Bei der Leistungselektronik z. B. ist eine möglichst niedrige
Pulsation der Gleichspannung erforderlich, um die Verluste in den Transistoren klein zu halten; bei für Gleichstrombetrieb
vorgesehenen Hochdrucklampen sinkt die Lebensdauer bei zunehmender Pulsation stark ab.
Nach dem derzeitigen Stand der Technik werden zwei Möglichkeiten zur Verminderung der Pulsation
getrennt oder gemeinsam angewandt, und zwar der Einsatz von Mehrphasengleichrichtern und/oder die Glättung
der Gleichspannung hinter dem Gleichrichter. So liefert'z. B. ein Drehstromgleichrichter in Brückenschaltung
ohne jede Glättung eine Spannung mit nur 13,4% Pulsation. Bei Einphasen-Doppelweggleichrichtern wird
von der zweiten Möglichkeit Gebrauch gemacht, nämlich der Glättung der Gleichspannung hinter dem eigentlichen
Gleichrichter mit Hilfe eines Siebkondensators oder auch durch Anwendung der Kombination von Ladekondensator,
Siebdrossel und Siebkondensator. Die vom Drehstromgleichrichter gelieferte Spannung mit 13,4%
Pulsation kann ebenfalls hinter dem Gleichrichter geglättet werden, um auf diesem Weg die Pulsation weiter zu
vermindern.
Beide Methoden weisen gravierende Nachteile auf. — Drehstrom steht in vielen Fällen nicht zur Verfugung,
so daß Einphasengleichrichter mit ihrer hohen Grundpulsation von 100% eingesetzt werden müssen. Die
notwendige Glättung erfolgt dann mit Hilfe von Siebkondensatoren hoher Kapazität Je besser die Glättung sein
muß, desto kleiner wird der Stromflußwinkel und um so höher der Stromscheitelwert auf der Wechselstromseite.
Dies hat eine hohe Oberwelligkeit des Netzstromes zur Folge, was wiederum einen niedrigen Leistungsfaktor
ergibt
Insbesondere in der AHgemeinbeleuchtung ist eine Lösung der hier aufgezeigten Probleme von großem
Interesse. Es wird derzeit nach technischen Möglichkeiten gesucht, die die wirtschaftliche Einführung des
Tonfrequenzbetriebes bei Entladungslampen in großem Umfang erlauben. — Bekanntlich erreichen z. B.
Leuchtstofflampen, die mit Tonfrequenz von stwa 20 kHz gespeist werden, eine bis zu 10% höhere Lichtausbeute
als an Netzfrequenz betriebene Lampen. — Tonfrequenzgeräte benötigen als Stromversorgung Gleichstrom
kleiner Pulsation, der in der Regel durch einen Netzgleichrichter mit Siebung erzeugt wird. Die Nachteile dieser
(bekannten) Gleichrichter wurden bereits vorstehend erläutert Daneben treten bei guten verlustarmen Tonfrequenzgeräten
auch starke Rundfunkstörungen auf.
Zur Zeit gelten für elektronische Geräte noch keine einschränkenden Bedingungen bezüglich Oberwelligkeit
des Netzstromes und des Netzleistungsfaktors. Kommen derartige Geräte in größerem Umfang zum Einsatz,
dann ist damit zu rechnen, daß- die Elektrizitätsversorgungsunternehmen in Verbindung mit VDE und IEC eine
Begrenzung der Oberwelligkeit wie für AHgemeinbeleuchtung und einen Mindestleistungsfaktor in derselben
Höhe wie für andere elektrische Verbraucher fordern.
Nach der DE-OS 27 19 805 ist eine Gleichrichtervorrichtung bekannt, bei der der üblicherweise auf der
Gleichstromseite zur Siebung verwendete Kondensator auf die Wechselstromseite verlegt w~ -den ist und mit
einer ebenfalls auf der Wechselstroinseite befindlichen Drossel als Netzfilter wirkt Die Abstimmung dieses
LC-GIiedes ist so vorgenommen, daß die Resonanzfrequenz größer als die Netzfrequenz, aber kleiner als die
Pulsfrequenz des Stromrichters ist Dies bedeutet bei dem verwendeten Brückengleichrichter, daß die Resonanzfrequenz
unter der doppelten Netzfrequenz liegt Dieser Kondensator auf der Wechselstromseite muß eine
ebenso große Kapazität aufweisen, wie sie auch ein entsprechender Kondensator auf der Gleichstromseile hätte.
Zusätzlich ist aber auf der Gleichstromseite (für den fehlenden Siebkondensator) noch eine weitere Drossel
notwendig, die, um eine ausreichende Siebwirkung erzeugen zu können, verhältnismäßig große Abmessungen
haben muß. Eine solche Gleichrichtervorrichtung ist nicht für Vorschaltgeräte zum Betreiben von Entladungslampen
geeignet, da es hier insbesondere auf kleine, leichte und billige sowie verlustarme Geräte ankommt.
Neben der zusätzlich erforderlichen Drossel auf der Gleichstromseite werden bei dem LC-Glied auf der
Wechselstromseite durch die Abstimmung der Resonanzfrequenz auf einen Wert unter der doppelten Netzfrequenz
große Drosselabmessungen notwendig. Eine größer dimensionierte Drossel bedingt aber höhere Verluste
und somit einen schlechteren Wirkungsgrad. Ein Netzleistungsfaktor über 0,9 kann mit einer solchen Anordnung
nicht erreicht werden.
Bei einer Gleichrichtervorrichtung mit Stelldrossel gemäß der DE-AS 11 52 755 sind die beanspruchten
Saugkreise einem Transformator oder der Arbeitswicklung der Steüdrossel unmittelbar parallelgeschaltet. Mit js
dieser Vorrichtung wird insbesondere eine definierte Siebwirkung angestrebt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Gleichrichtervorrichtung — mit entsprechendem Glied zur
Glättung der gelieferten Gleichspannung — zu schaffen, die bei wirtschaftlich vertretbarem Aufwand die
Oberwelligkeit des Netzstromes innerhalb der nach VDE 0712 und IEC zulässigen Grenzen hält und den
Netzleistungsfaktor auf über 0,9 erhöht Eine solche Gleichric.itervorrichtung sollte insbesondere für die Versorgung
von Tonfrequenzgeräten zum Betreiben von Entladungslampen geeignet sein. Das die Glättung der
Gleichspannung bewirkende Glied ist dabei so auszubilden, daß die von elektronischen Schaltungen bzw. von
Entladungslampen erzeugten Rundfunkstörspannungen beseitigt bzw. stark gedämpft werden.
Die Aufgabe wird bei einer Gleichrichtervorrichtung nach dem Oberbegriff des Anpruchs 1 dadurch gelöst,
daß — für die Versorgung von Tonfrequenzgeräten zum Betreiben von Entladungslampen — die Resonanzfrequenz
der Kombination Speicherdrossel (D) und Speicherkondensator (CY) größer als die 2fache und kleiner als
die 3fache Netzfrequenz ist. Wie im weiteren näher dargeiegt, hat sich eine Resonanzfrequenz, die gleich der 2,2-bis
2,6fachen Netzfrequenz ist, als besonders vorteilhaft erwiesen.
Bei einer Gleichrichtervorrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 3 wird dagegen die Aufgabe dadurch
gelöst, daß die direkt dem Netz nachgeordnete Speicherdrossel (D) und der Speicherkondensator (CY) sowie
der Eingang des Gleichrichterteils in Reihe geschaltet sind und dabei — für die Versorgung von Tonfrequenzgeräten
zum Betreiben von Entladungslampen — die Resonanzfrequenz der Kombination Speicherdrossel (D) und
Speicherkondensator (C Y) etwa gleich der Netzfrequenz ist.
Durch ein solches LC-Glied ist zum einen für eine gute Glättung der Gleichspannung gesorgt, zom andern
wird durch die entsprechende Umformung der Netzspannung in eine Spannung mit relativ steilen Flanken
erreicht, daß der Stromflußwinkel des Netzstromes deutlich vergrößert wird. Letzteres hat eine Verminderung
der Netzstromoberwelligkeit bei gleichzeitiger Verbesserung des Leistungsfaktors — auf Werte von über 0,9 —
zur Folge.
Es haben sich zwei Grundschaltungen bewährt Bei beiden sind die direkt dem Netz nachgeordnete Speicherdrossel
(D) und der Eingang des Gleichrichterteils in Reihe geschaltet. Unterschiedlich ist die Anordnung des ω
Speicherkondensators (CY), der eine der Drosselimpedanz angepaßte Kapazität hat. Bei der einen Schaltungsanordnung
liegt der Speicherkondensator (CY) parallel zum Gleichrichtereingang; Speicherdrossel (D) und
Speicherkondensator (C 1) bilden ein sog. T-Glied. Mit dieser Schaltungsanordnung erreicht man die gewünschte
Verminderung der Netzstromoberwelligkeit. Die Netzstromoberwellen liegen damit innerhalb der nach iEC
bzw. VDE zulässigen Grenzen. Gleichzeitig erfolgt eine Anhebung des Netzleistungsfaktors auf einen Wert von
0,94. Bei der zweiten Schaltungsanordnung sind Speicherdrossel (D) und Speicherkondensator (Ci) in Reihe
geschaltet, sie bilden ein Reihenresonanzglied. Eine derartige Reihenresonanzanordnung ergibt bereits eine
ausreichende Verminderung der Netzstrom-Oberwelligkeit und eine Anhebung des Leistungsfaktors auf Werte
von knapp 0,9, wobei eine induktive Phasenverschiebung auftritt. Um die Schaltung noch zu verbessern, wird ein
Korrekturkondensator (C3) parallel zum Eingang des Gleichrichterteiles angeordnet. Als Ergebnis zeigt sich
eine weitere Verminderung der Netzstrom-Oberwelligkeit und die Anhebung des Leistungsfaktors auf Werte
um 0,95.
Es sind auch Untersuchungen mit einer Gleichrichtervorrichtung vorgenommen worden, bei der Speicherdrossel
(Djund Speicherkondensator (Cl) als Parallelresonanzkreis angeordnet waren. 2s hat sich gezeigt.daß
mit dem einfachen Parallelresonanzkreis nicht die nach IEC und VDE geforderten niedrigen Werte für alle
Harmonischen des Netzstromes realisierbar sind. Der Parallelresonanzkreis vermindert die Intensität der Harmonischen,
auf die er abgestimmt ist — z. B. die 3. — sehr stark, jedoch läßt er die übrigen Oberwellen, vor allem
ίο die höherzahligen, praktisch ungedämpft durch. Um die entsprechenden Vorschriften bezüglich der Netzstrom-Oberwellen
erfüllen zu können, müßten mehrere Parallelresonanzkreise hintereinander geschaltet werden, was
zu einer teuren und komplizierten Ausführung des Gleichrichters führen würde, die nicht mehr wirtschaftlich ist.
Die Anordnungen von Speicherdrossel (D) und Speicherkondensator (C 1) als T-Glied und als Reihenresonanzglied
dagegen gestatten es, mit einem wirtschaftlich vertretbaren Aufwand Gleichrichtervorrichtungen zu
bauen, die die gestellten Anforderungen erfüllen. Mit Hilfe von Berechnungen sind entsprechende Glieder
entwickelt und ihre optimale Auslegung bezüglich Wirksamkeit und Wirtschaftlichkeit auf empirischem Weg
ermittelt worden.
Die Auslegung des oberwellenarmen Netzgleichrichters — dieser soil insbesondere zur Speisung elektronischer
Geräte geeignet sein, die für den Betrieb von Gasentladungslampen vorgesehen sind — unterliegt den
folgenden Kriterien:
Sowohl beim T-Glied (F i g. 3) als auch beim Reihenresonanzglied (F i g. 5) wird die Größe der Speicherdrossel
(Dadurch die Forderung bestimmt, die 3. Harmonische des Netzstromes auf max. 25% zu begrenzen, wobei der
Netzleistungsfaktor mindestens 0,9 sein muß. Da die magnetische Energie die Stromversorgung während der
Zeiten zu kleiner Momentanwerte der Netzspannung zum größten Teil (je nach zulässiger Pulsation) sicherstellen
muß, ist die erforderliche Scheinleistung direkt proportional der der Gleichrichtervorrichtung entnommenen
Wirkleistung. Mit Rücksicht auf Gewicht, Kosten und Verlustleistung sollte die Speicherdrossel (D) eine möglichst
geringe Scheinleistung aufweisen. Auf empirischem Weg warde ermittelt, daß eine Drossel (D), deren
Scheinleistung bei Netzfrequenz etwa das 0,6fache der zu liefernden Wirkleistung beträgt, einerseits die Oberwelligkeit
des Netzstromes ausreichend niedrig zu halten gewährleistet und andererseits in Verbindung mit
einem relativ kleinen Siebkondensator (C2) die Pulsation der Gleichspannung auf Werte zwischen 10 und 15%
herabsetzt. Bei der Konzipierung der Speicherdrossel (D) ist ferner zu beachten, daß ihre Kennlinie bei Nenn-NetZjpannung
bis zum Nennstrom annähernd geradlinig sein muß; bei gekrümmter Kennlinie tritt eine Vergrößerung
der ?.. Harmonischen ein.
Die Kriterien für die Auslegung des Speicherkondensators (C \) sind für T-Glied und Reihenresonanzglied unterschiedlich. Beim T-Glied (F i g. 3) ergibt sich die Kapazität des Kondensators (C 1) aus der Forderung, daß die Resonanzfrequenz der Speicherdrossei (D) in Verbindung mit dem Speieherkondcnsator (Ci) kleiner als 150 Hz und größer als 1CO Hz sein muß. Als günstiger Wert hat sich eine Resonanzfrequenz von 120 Hz ergeben, gute Ergebnisse sind in einerr Bereich von 110... 130 Hz zu erzielen. Wird die Resonanzfrequenz von 130 Hz überschritten, dann steigt die 3. Harmonische des Netzstromes an, unterschreitet sie 110 Hz, dann nimmt das Gerät kapazitiven Blindstrom auf und der Netzleistungsfaktor sinkt ab. Diese Angaben beziehen sich auf Netzgleichrichter für 50 Hz-Netze. Bei abweichenden Netzfrequenzen ändern sich die Werte für die Resonanzfrequenz entsprechend. Es ist deshalb besser zu fordern, daß die Resonanzfrequenz im Bereich der 2,2 ... 2,6fachen Netzfrequenz liegen muß, wobei die günstigen Ergebnisse mit der 2.4fachen Netzfrequenz erzielt werden.
Die Kriterien für die Auslegung des Speicherkondensators (C \) sind für T-Glied und Reihenresonanzglied unterschiedlich. Beim T-Glied (F i g. 3) ergibt sich die Kapazität des Kondensators (C 1) aus der Forderung, daß die Resonanzfrequenz der Speicherdrossei (D) in Verbindung mit dem Speieherkondcnsator (Ci) kleiner als 150 Hz und größer als 1CO Hz sein muß. Als günstiger Wert hat sich eine Resonanzfrequenz von 120 Hz ergeben, gute Ergebnisse sind in einerr Bereich von 110... 130 Hz zu erzielen. Wird die Resonanzfrequenz von 130 Hz überschritten, dann steigt die 3. Harmonische des Netzstromes an, unterschreitet sie 110 Hz, dann nimmt das Gerät kapazitiven Blindstrom auf und der Netzleistungsfaktor sinkt ab. Diese Angaben beziehen sich auf Netzgleichrichter für 50 Hz-Netze. Bei abweichenden Netzfrequenzen ändern sich die Werte für die Resonanzfrequenz entsprechend. Es ist deshalb besser zu fordern, daß die Resonanzfrequenz im Bereich der 2,2 ... 2,6fachen Netzfrequenz liegen muß, wobei die günstigen Ergebnisse mit der 2.4fachen Netzfrequenz erzielt werden.
Beim Reihenresonanzglied (F i g. 5) ergibt sich die Kapazität des Speicherkondensators (Cl) aus der Forderung,
daß die Resonanzfrequenz der Speicherdrossel (D)in Verbindung mit dem Speicherkondensator (Cl) der
Netzfrequenz entspricht. Jede Abweichung der Resonanzfrequenz von der Netzfrequenz hat ansteigende Netzstrom-Oberwellen
zur Folge. Die erforderliche Nennspannung des Speicherkondensators (C 1) ist 115 ... 120 V
bei 220 V Netzspannung.
Für den Korrekturkondensator (C3) beim Reihenresonanzglied (F i g. 5) wurde auf empirischem Weg ermittelt
daß die günstigsten technischen und wirtschaftlichen Ergebnisse dann erzielt werden, wenn die Kapazität
des Kondensators (C3) etwa 5% der Kapazität des Speicherkondensators (Cl) beträgt. Die erforderliche
Spannungsfestigkeit ist etwa 220 V.
Der auf der Gleichstromseite verbleibende Siebkondensator (C 2) ist bei einer bestimmten Restpulsation
beträchtlich kleiner, ais er ohne die wechselstromseitig angeordnete Kombination Speicherdrossel (D) und
Speicherkondensator (Cl) sein müßte. Die Kapazität des Siebkondensators (C2) wird durch die zulässige
höchste Pulsation bestimmt. Für eine Gleichrichtervorrichtung mit T-Glied (Fig.3) ist ein Siebkondensator
(C2) erforderlich, dessen Kapazität 03 \iF pro 1 W abzugebender Wirkleistung ist. Dieser Wert gilt für Gleichrichter,
deren Versorgungsspannung 220 V beträgt. Bei abweichenden Spannungen ändert sich die erforderliche
Kapazität mit dem Quadrat der Spannung. Die Kapazität des Kondensators (C2) ist in weitem Bereich unkritisch,
sie beeinflußt praktisch nur die Restpulsation der Gleichspannung, während die Netzstromoberwelligkeit,
der Netzleistungsfaktor und die abgegebene Wirkleistung nahezu unbeeinflußt bleiben. Eine Verminderung der
Kapazität auf 0.15 μΡ/W, also die Hälfte des empfohlenen Wertes, ergibt immer noch Betriebswerte, die
innerhalb der zulässigen Grenzen liegen.
Eine Gleichrichtervorrichtung mit Reihenresonanzglied (F i g. 5) benötigt einen Siebkondensator (C2), dessen
Kapazität etwa 0,5 μΡ pro 1 W abzugebender Leistung beträgt, eine Netzspannung von 220 V und eine Netzfrequenz
von 50 Hz vorausgesetzt. Bei abweichender Spannung ändert sich die erforderliche Kapazität mit dem
Quadrat der Spannung und linear mit der Frequenz. Die Kapazität des Siebkondensators ist ebenso wie bei der
Gleichrichlcrvorrichtung mit T-Glied unkritisch.
Die vorstehend beschriebene Dimensionierung ist — wie bereits erwähnt — insbesondere für oberwellenarme
Netzgleichnchter zur Speisung elektronischer Geräte konzipiert, die für den Betrieb von Gasentladungslampen
vorgesehen sind; eine derartige dimensionierte Ausführung ist besonders wirtschaftlich darstellbar. Werden
an die Gleichrichtervorrichtung höhere Anforderungen bezüglich Oberwellenfreiheit des Netzstromes oder
eine besonders niedrige Pulsation der Gleichspannung gestellt, so sind auch diese erfüllbar. Es ist z. B. möglich,
die jv'jmme aller Harmonischen des Netzstromes auf unter 3% zu begrenzen und/oder die Pulsation auf Werte
unter 3% herabzusetzen. Für den ersten Fall. Verminderung der Netzstromoberwelligkeit, ist der Einsatz einer
größeren Speicherdrossel (D) mit höherer Impedanz erforderlich, wobei die Kapazität des Speicherkondensators
(C 1) so weit zu vermindern ist, daß die Resonanzfrequenz beim T-Glied im Bereich der 2,2 ... 2,6fachen
Netzfrequenz liegt bzw. beim Reihenresonanzglied gleich der Netzfrequenz ist, wobei der hohe Leistungsfaktor
erhalten bleibt.
Die Verkleinerung der Pulsation ist ebenfalls durch eine etwas größere Speicherdrossel (D) in Verbindung mit
einem Siebkondensator (C2) größerer Kapazität möglich. Auch in diesem Fall sind die günstigsten Ergebnisse
dann erreichbar, wenn die entsprechenden Bedingungen für die Resonanzfrequenz zwischen Speicherdrossel
(D) und Speicherkondensator (C 1) erfüllt sind.
Elekronische Vorschaltgeräte zum Betrieb von Entladungslampen erzeugen erhebliche Funkstörspannungen,
die in der Regei um so höher werden, je niedriger die Gciäieverlüsie sind, je besser also das Gerät ist. Diese
Störungen können durch den oberwellenarmen Netzgleichrichter dadurch gedämpft werden, daß die Speicherdrossel
(D) in zwei Hälften unterteilt wird, die jeweils in eine Netzzuleitung zum (eigentlichen) Gleichrichterteil
geschaltet werden. Hierdurch wird eine beträchtliche Verminderung sowohl der leitungsgerichteten als auch der
abgestrahlten Funkstörspannung erreicht. Die Aufteilung der Speicherdrossel (D) kann auf zwei Arten erfolgen,
und zwar entweder durch Aufbringen von zwei Wicklungshälften auf einen Kern (F i g. 7a und 9a) oder durch
Verwendung von zwei Speicherdrosseln (magnetisch getrennte Teildrosseln) mit jeweils der halben Induktivität
bzw. Scheinleistung (Fig. 7b und 9b). Letztere Ausführung ergibt eine bessere Entstörung, während erstere
kostengünstiger ist.
Wie bekannt, erzeugen auch Drehstromgleichrichter der bisherigen Bauart im Netzstrom erhebliche Oberwellen
und lassen vom Verbraucher evtl. erzeugte Funkstörspannungen ungedämpft durch. Die vorstehend
beschriebene Schaltungsanordnung für einen oberwellenarmen und funkstördämpfenden Einphasengleichrichter
lassen sich auch für einen Drehstromgleichrichter anwenden (Fig. 10 und 11). Die Auslegungsgrundlagen
sind dabei die gleichen wie für die Einphasengleichrichter.
Die Erfindung wird anhand der folgenden Figuren — diese zeigen vorteilhafte Ausführungsbeispiele — näher
erläutert.
Fig. la und Ib Schaltungen von herkömmlichen Einphasengleichrichtern mit nachgeschaltetem Glättungsglied.
F i g. 2 Diagramm des zeitlichen Verlaufs von Netzspannung und Netzstrom an einem Gleichrichter gemäß
den F i g. 1 a und 1 b.
F i g. 3 Schaltung eines Netzgleichrichters in einphasiger Ausführung mit vorgeschaltetem, die Netzstrom-Oberwellen
verminderndem Glied (T-Anordnung).
Fig.4a und 4b Diagramme des zeitlichen Verlaufs charakteristischer Spannungen und Ströme an einem
Gleichrichter gemäß der F i g. 3.
Fig.5 Schaltung eines Netzgleichrichters in einphasiger Ausführung mit vorgeschaltetem, die Netzstrom-Oberwellcn
verminderndem Glied (Reihenresonanz-Anordnung).
Fig.6a und 6b Diagramme des zeitlicher. Verlaufs charakteristischer Spannungen und Ströme an einem
Gleichrichter gemäß der Fi g. 5.
Fi g. 7a und 7b Schaltungen von Netzgleichrichtern in einphasiger Ausführung mit einem auch die Funkstörspannung
dämpfenden Glied (T-Anordnung).
F i g. 8a und 8b Diagramme der Funkstörspannungs-Messung an Gleichrichtern gemäß den F i g. 7a und 7b.
F i g. 9a und 9b Schaltungen von Netzgleichrichtern in einphasiger Ausführung mit einem auch die Funkstörspannung
dämpfenden Glied (Reihenresonanz-Anordnung).
Fig. 10 Schaltung eines Netzgleichrichters in dreiphasiger Ausführung (T-Anordnung).
F i g. 11 Schaltung eines Netzgleichrichters in dreiphasiger Ausführung (Reihenresonanz-Anordnung).
In den Fig. la und Ib ist ein Einphasen-Doppelweggleichrichter wiedergegeben, bei dem in herkömmlicher
Art die Glättung der Gleichspannung hinter dem eigentlichen Gleichrichterteil 1 erfolgt; letzteres besteht aus
der Anordnung mehrerer Gleichrichterventile 2. Auf der Gleichstromseite ist ein Siebkondensator 3 (Fi g. la)
bzw. eine Kombination von Ladekondensator 4, Siebdrossel 5 und Siebkondensator 6 (Fig. Ib) angeordnet.
Auch die von einem Drehstromgleichrichter (nicht dargestellt) gelieferte Spannung, die bereits eine verhältnismäßig
geringe Pulsation aufweist, wurde bisher, falls erforderlich, auf diese Weise weiter geglättet.
In Fi g. 2 ist der zeitliche Verlauf von Netzspannung 7 und Netzstrom eines solchen herkömmlich ausgeführten
Einphasen-Doppelweggleichrichters gezeigt der der Stromversorgung einer Halbleiterschaltung für den
Tonfrequenzbetrieb von Gasentladungslampen — mit einer Wirkleistung von etwa 135 W — dient. Die Pulsation
der Gleichspannung ist mit Hilfe eines Siebkondensators auf 16% herabgesetzt, der Netzleistungsfaktor
beträgt 0,56 und der Netzstrom 8 weist infolge des kleinen Stromflußwinkels von nur 44° el hohe Oberwellenanteiie
auf: Die 3. Harmonische beträgt 88%, die 5. Harmonische 65%, die 7. Harmonische 38% der Grundwelle
usw. Auch der Drehstromgleichrichter hat ohne weitere Glättung auf der Gleichstromseite einen Stromflußwinkel
von nur 60° el, welcher bei zusätzlicher Glättung weiter verkleinert wird; er weist also die ähnlichen
Nachteile auf wie der Einphasengleichrichter, wenn auch in etwas vermindertem Maße.
Die weiteren Figuren geben dann erfindungsgemäße Ausführungen und Betriebsdiagramm von oberwellenar-
Z | 163 Ω (bei 50 Hz) |
Ps = | 90VA |
C | 3,4 μΡ |
C | 40 μΡ |
Un = | 220 V |
In = | 0,74 A |
/i^ = | 0,94 |
3.H = | 20% |
5.H = | 6% |
7. H = | 2% |
> 7. H = | < 1% |
P | 12% |
Pl - | 135 W |
/Vjt = | 15 W |
men Netzgleichrichtern mit Glättung wieder. — In Fig. 3 ist ein Einphasen-Doppelweggleichrich'.er gezeigt.
Zwischen Netz 9,10 und Gleichrichtereingang 11, 12 ist eine entsprechend der gewünschten Leistungsabgabe
des Gleichrichters dimensionierte Speicherdrossel (D) 13 geschaltet. Bei dem hier vorliegenden einphasigen
Netz 9, 10 ist die Speicherdrossel (D) 13 in der phasenführenden Netzzuleitung 14 angeordnet. Parallel zum
Gleichrichtereingang 11, 12 liegt der Speicherkondensator (Ci) 16 mit einer der Drosselimpedanz angepaßten
Kapazität (Anordnung als T-Glieci). Auf der Gleichstromseite des Gleichrichters 1 ist der Siebkondensator (C2)
17 angeordnet, dessen Kapazität für eine bestimmte zulässige Pulsation beträchtlich kleiner sein kann, als sie
ohne wechselstromseitiges Umformglied sein müßte. Der Siebkondensator 17 liegt in üblicher Schaltung parallel
zum Ausgang 18,19 des Gleichrichterteils 1.
Für ein elektronisches Vorschaltgerät, bestimmt zum Tonfrequenzbetrieb von Entladungslampen mit einer
Leistung von 135 W, wurde ein Netzgleichrichter in der vorstehend beschriebenen Anordnung (F i g. 3) gebaut
und so ausgelegt, daß die Oberwellen des Netzstromes die nach !EC bzw. VDE 0712 Teil 2 zulässigen Werte
nicht überschreiten. Dieses Gerät weist folgende charakteristische Werte auf:
15 Impedanz der Drossel D
Scheinleistung der Drossel D Speicherkondensator Cl
Siebkondensator C'2
Netzspannung
20 Netzstrom
Netzspannung
20 Netzstrom
Netzleistungsfaktor
3. Harmonische des Netzstromes 5. Harmonische des Netzstromes 7. Harmonische des Netzstromes 25 > 7. Harmonische des Netzstromes
3. Harmonische des Netzstromes 5. Harmonische des Netzstromes 7. Harmonische des Netzstromes 25 > 7. Harmonische des Netzstromes
Pulsation der Gleichspannung Lampenleistung
gesamte Geräteverluste
gesamte Geräteverluste
Die Netzstromoberwellen liegen alle gut innerhalb der zulässigen Grenzen und der Netzleistungsfaktor
konnte mit 0,94 auf einen sehr hohen Wert angehoben werden. Die Verluste des elektronischen Vorschaltgerätes
wurden infolge der niedrigeren Pulsation um etwa 3 W vermindert, wodurch die durch die Speicherdrossel (D)
hervorgerufenen Verluste zum Teil kompensiert werden und die Gesamtverluste nur 15 W betragen, woraus
sich ein Gesamtwirkungsgrad von 0,9 ergibt.
In den Fig.4a und 4b sind die Betriebsoszillogramme dieser oberwellenarmen Gleichrichtervorrichtung
(nach F i g. 3) gezeigt, der Übersichtlichkeit wegen in zwei Tcilbüder aufgeteilt. Die Kurve 20 stellt die Netzspannung,
die Kurve 21 den Netzstrom dar. Der von den Gleichrichterventilen aufgenommene Wechselstrom ist mit
der Kurve 22 wiedergegeben. Des weiteren zeigt die Kurve 23 die Spannung des Speicherkondensators (C 1), die
Kurve 24 die Spannung der Speicherdrossel (D) und die Kurve 25 den Strom des Speicherkondensators (C 1).
In F i g. 5 ist die zweite wirtschaftliche Schaltungsmöglichkeit eines oberwellenarmen Netzgleich: ichters —
mit Glättung der Gleichspannung — gezeigt. Zwischen Netz 9,10 und Gleichrichterteil 1 ist ein Reihenresonanzkreis
geschaltet, bestehend aus der Speicherdrossel (D) 26 und dem Speicherkondensator (C \) 27, dessen
Kapazität der Drosselimpedanz angepaßt ist. Auf der Gleichstromseite des Gleichrichterteils 1 liegt der Siebkondensator
(C2) 28, dessen Kapazität ebenso wie bei der ersten mit T-Glied arbeitenden Schaltung (F i g. 3) für
eine bestimmte zulässige Pulsation der Gleichspannung beträchtlich kleiner sein kann als sie ohne wechselstromseitiges
Umformglied erforderlich wäre. Die Schaltung kann in ihrer Wirkung — bezüglich Netzstrom-Oberwelligkeit
und Leistungsfaktor — noch verbessert werden, wenn ein zusätzlicher Korrekturkondensator
(C 3) 29 zum Gleichrichtereingang 11,12 parallel geschaltet wird.
Für ein elektronisches Vorschaltgerät, bestimmt zum Tonfrequenzbetrieb von Entladungslampen mit einer
Leistung von 135 W1 wurde ein Netzgleichrichter in der vorstehend beschriebenen Anordnung (F i g. 5) gebaut
und getestet. Folgende charakteristische Werte sind zu nennen:
Impedanz der Drossel D
Scheinleistung der Drossel D 55 Speicherkondensator C1
Siebkondensator C2
Korrekturkondensator C 3
Netzspannung
Netzstrom
60 Gesamtleistung
60 Gesamtleistung
Lampenleistung
Netzleistungsfaktor
Pulsation der Gleichspannung
3. Harmonische des N'etzstromes
65 5. Harmonische des Netzstromes
7. Harmonische des Netzstromes
9. Harmonische des Netzstromes
> 9. Harmonische des Netzstromes
Z | 166 Ω (bei 50 Hz) |
Ps = | 90VA |
C | 19,2 μΡ |
C | 45 μΡ |
C | 0,95 μΡ |
Un = | 220 V |
In = | 72OmA |
Pc = | 150W |
Pl = | 135 W |
An = | 0,95 |
P | 12% |
3.H = | 23% |
5.H = | 5,8% |
7.H = | 3,1% |
9. H = | 1,6% |
> 9. H = | < 1% |
Die Neustrom-Oberwellen siiid ähnlich wie bei der ersten Gleichrichterausführung mit T-Glied (entsprechend
F i g. 3), das gleiche gilt für die Geräteverlusie mit insgesamt 15 W, etwas günstiger ist der Netzleistungsfaktor
mit 0,95 gegenüber 0,94. Die erforderliche Größe der Speicherdrossel fD^ist in beiden Fällen die gleiche,
desgleichen die für den Speicherkondensator (C I) erforderliche Scheinleistung, wobei im Falle der Anwendung
desT-Gliedesdie Kondensatorspannung 310 V und seine Kapazität 3,4 μΡ, bei Anwendung des Reihern esonanzkreises
die Kondensatorspannung 115 V und seine Kapazität 19,2 n.F beträgt. Etwas aufwendiger ist die zweite
Schaltung infolge des Korrekturkondensators (CS), der zwar nicht unbedingt notwendig ist, jedoch eine deutliche
Verbesserung der erreichbaren Gleichrichtereigenschaften ergibt, die sonst mit einer Vergrößerung der
Speicherdrossel erkauft werden müßte.
Die Hauptunterschiede der beiden Schaltungen nach F i g. 3 und 5 bestehen darin, daß beim Gleichrichter mit
dem T-Glied (F i g. 3) die abgegebene Gleichspannung 300... 320 V ist, während sie bei dem Gleichrichter mit
Reihenresonanzkreis (F i g. 5) nur 225 ... 235 V (bei 220 V Netzspannung) beträgt. Die Gleichrichtervorrichtung
mit der Anordnung des T-Gliedes ist in den meisten Fällen vorteilhafter.
In den Fig.6a und 6b sind die Betriebsoszillogramme der oberwellenarmen Gleichrichtervorrichtung mit
Reihenresonanzkreis (nach F i g. 5) gezeigt, der Übersichtlichkeit wegen in zwei Teilbilder aufgeteilt. Die Kurve
30 stellt den Netzstrom, die Kurve 31 die Netzspannung dar. Des weiteren zeigt die Kurve 32 die Spannung der
Speicherdrossel (D), die Kurve 33 die Spannung über Speicherdrossel (D) und Speicherkondencator (C\) und
Hip Kurve 34 die Spannung des Speicherkondensators CCl). Mit der Kurve 35 ist die Spannung und mit der
Kurve 36 d;r Strom des Korrekturkond'ensators (C3) dargestellt. Der von den Gleichrichterventilen aufgenommene
Wechselstrom ist durch die Kurve 37 wiedergegeben.
Die Schaltungen eines oberwellenarmen Netzgleichrichters (Einphasengleichrichter) für gleichzeitige Verminderung
der Funkstörspannung sind in den Fig. 7a und 7b gezeigt (Ausführungen entsprechend der Anordnung
mit T-Glied). — In F i g. 7a besteht die Speicherdrossel (D) 38 aus zwei Teilwicklungen 39, 40 auf einem
gemeinsamen Kern 41. Der Speicherkondensator (C 1) 42 liegt zum Gleichrichtereingang 11, 12 parallel; der
Siebkondensator (C2) 43 überbrückt den Ausgang 18, 19 des Gleichrichterteils 1. In F i g. 7b ist die Speicherdrossel
(D) in zwei Teildrosseln 44, 45 — mit jeweils der halben Induktivität bzw. Scheinleistung — unterteilt.
Speicherkondensator (C 1) 46 und Siebkondensator (C2) 47 sind wie in Fig. 7a angeordnet. — In den F i g. 8a
und 8b ist die Funkstörspannung (FS) bzw. der Funkstörspannungs-Pegel (FS-P) in Abhängigkeit von der
Frequenz (n) für ein elektronisches Vorschaltgerät, belastet mit Gasentladungslampen von 135 W Leistung,
aufgetragen. Das Vorschaltgerät mit oberwellenarmen Netzgleichrichter (Verlustleistung 15 W) ist an 220 V/
50 Hz betrieben; die Betriebsfrequenz für die Lampen beträgt 25 kHz. Die Meßkurven 1 bis V sind in die
üblichen Datenblätter für Funkstörspannungs-Messung eingetragen (ei ist nur der grafische Teil des Blattes
wiedergegeben). Die Kurve I zeigt in beiden Figuren die Funkstörspannung bei Speisung des Gerätes mit Hilfe
eines der heute üblichen Gleichrichter, während die Kurven II und IV die Funkstörspannung bei Verwendung
des oberwellenarmen Netzgleichrichters darstellen, und zwar die Kurve II in Fig. 8a bei Verwendung einer
Speicherdrossel (D) mit unterteilter Wicklung (nach Fig. 7a) und die Kurve IV in Fig. 8b bei Unterteilung der
Speicherdrossel (D) in zwei Teildrosseln (nach Fig.7b). Der Speicherkondensator hat jeweils eine Kapazität
von 3,4 μF. Die Kurven IH und V zeigen die Funkstörspannung einer durch ein zusätzliches Ennstörglied
vorschriftsmäßig entstörten Leuchte, wobei der oberwellenarme Netzgleichrichter mit in zwei Tei.ldrosseln
unterteilter Speicherdrossel (D) — entsprechend Kurve V — ein beträchtlich kleineres Entstörglied benötigt als
bei Einsat/ einer Speicherdrossel (D) mit unterteilter Wicklung — entsprechend Kurve III. Die Daten der
verwendeten Entstörglieder sind für die F i g. 8a: »0,03 μΡΧ + 2 χ 2500 pFY -f 2 χ 4 mH« und für die F i g. 8b:
»0,03 μΡΧ + 2 χ 2500 pFY + 2x1 mH«.
In den F i g. 9a und 9b sind weitere Schaltungen eines oberwellenarmcn Netzgleichrichters (Einphasengleichrichter)
für gleichzeitige Verminderung der Funkstörspannung gezeigt (Ausführungen entsprechend der Anordnung
mit Reihenresonanzglied). In F i g. 9a besteht die Speicherdrossel (D)48 aus zwei Teilwicklungen 49,50 auf
einem gemeinsamen Kern 51, wobei die Teilwicklungen 49,50 jeweils in eine Netzzuleitung 14 bzw. 115 geschaltet
sind. Der Speicherkondensator (C \) 52 liegt mit der Speicherdrossel (D) 48 in Reihe. Ein zusätzlicher
Korrekturkondensator (C3) 53 kann dem Gleichrichtereingang 11,12 parallel geschaltet sein. Der Siebkondensator
(C2) 54 ist wie üblich angeordnet. In Fig.9b ist die Speicherdrossel (D)in zwei Teildrosseln 55, 56 — mit
jeweils der halben Induktivität bzw. Scheinleistung — unterteilt. Speicherkondensator (C \) 57, möglicher
Korrekturkondensator (C3) 58 und Siebkondensator (Cl) 59 sind entsprechend in Fig. 9a angeordnet. — Die
Kurven für die Restfunkstörung in Abhängigkeit von der angewendeten Schaltung sind annähernd die gleichen,
wie sie die Gleichrichter mit dem T-Glied ergeben haben (F i g. 8a und 8b).
Die Fi g. 10 und 11 geben die Schaltbilder eines oberwellenarmen und funkstördämpfenden Netzgleichrichters
für Drehstrom wieder. Es ist ein übliches Gleichrichterteil 60 gezeigt, das aus den entsprechend angeordneten
Gleichrichterventilen 61 besteht. Dieser Drehstromgleichrichter hat drei Eingänge 62, 63,64 und die beiden
Ausgänge 65,66. Bei der Anordnung in F i g. 10 ist in jede der drei phasenführenden Netzzuleitungen 67,68,69
— diese sind mit dem Drehstromnetz 70, 71, 72 verbunden — eine Speicherdrossel (D) 73, 74, 75 geschaltet,
wobei jeweils zwei Gleichrichtereingänge von einem Speicherkondensator (C\) 76, 77, 78 überbrückt sind
(entspricht der Ausführung mit T-Glied). Da ein solcher Drehstromgleichrichter bereits eine recht geringe
Pulsation am Ausgang 65,66 aufweist, ist ein Siebkondensator (C2) 79 nicht unbedingt erforderlich. Durch einen
solchen kann jedoch die Pulsation weiter vermindert werden. In F i g. 11 ist eine Ausführung mit Re:ihenresonanzgliedern
gezeigt. Die Speicherdrosseln (D)SO, 81,82 sind wie in F i g. 10 angeordnet; des weiteren ist in jede
der drei Gleichrichterzuleitungen 67, 68, 69 ein Speicherkondensator (C \) 83, 84, 85 geschaltet. Bei dieser
Anordnung können noch Korrekturkondensatoren (C3) 86,87,88 vorhanden sein. Der Siebkondensator (C2) 89
ist wie üblich angeordnet. ..
Hierzu 8 blatt Zeichnungen
Claims (13)
1. Gleichrichtervorrichtung mit gesiebter Ausgangsspannung, die eine Anordnung von Gleichrichterventilen
(Gleichrichterteil) sowie einen deren Ausgang überbrückenden Siebkondensator enthält, und bei der auf
der Wechselstromseite die Kombination einer Speicherdrossel (D) und eines Speicherkondensators (C 1)
vorgesehen ist wobei die direkt dem Netz nachgeordnete Speicherdrossel (D) und der Eingang des Gleichrichterteils
in Reihe geschaltet sind und der Speicherkondensator (Ci) zum Gleichrichtereingacg parallel
liegt, dadurch gekennzeichnet, daß — für die Versorgung von Tonfrequenzgeräten zum Betreiben
von Entladungslampen — die Resonanzfrequenz der Kombination Speicherdrossel (D) und Speicherkondensator
(C 1) größer als die 2fache und kleiner als die 3fache Netzfrequenz ist
2. Gleichrichtervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz der
Kombination Speicherdrossel (D) und Speicherkondensator (CI) gleich der 2,2- bis 2,6fachen Netzfrequenz
ist
3. Gleichrichtervorrichtung mit gesiebter Ausgangsspannung, die eine Anordnung von Gleichrichterventilen
(Gleichrichterteil) sowie einen deren Ausgang überbrückenden Siebkondensator enthält und bei der auf
der Wechselstromseite die Kombination einer Speicherdrossel (D) und eines Speicherkondensators (Ci)
vorgesehen ist dadurch gekennzeichnet daß die direkt dem Netz nachgeordnete Speicherdrossel (D) und
der Speicherkondensator (C 1) sowie der Eingang des Gleichrichterteils in Reihe geschaltet sind und dabei —
für die \fc-isorgung von Tonfrequenzgeräten zum Betreiben von Entladungslampen — die Resonanzfrequenz
der Kombination Speicherdrossel (D) und Speicherkondensator (Ci) etwa gleich der Netzfrequenz ist.
4. Gleichrichtervorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet daß ein Korrekturkondensator
(C3) vorgesehen ist der zum Gleichrichtereingang parallel liegt.
5. Gleichrichtervorrichtung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet daß bei einphasigem Netz
die Speicherdrossel (D) in die phasenführende Netzzuleitung geschaltet ist
6. Gleichrichtervorrichtung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet daß bei einphasigem Netz
die Speicherdrossel (D) in zwei Teildrosseln unterteilt ist die jeweils in eir ~ Oletzzuleitung geschaltet sind.
7. Gleichrichtervorrichtung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet daß bei einphasigem Netz
die Speicherdrossel (D) aus zwei Teilwicklungen auf einem gemeinsamen Kern besteht, und daß die Teilwicklungen
jeweils in eine Netzzuleitung geschaltet sind.
e^GleicVirichtervorrichtung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei dreiphasigem Netz
in jede der drei Netzzuleitungen eine Speicherdrossel (D) geschaltet ist.
9. Gleichrichtervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei dreiphasigem Netz in jede
der drei Netzzuleitungen eine Speicherdrossel (D) geschaltet ist und jeweils zwei Gleichrichtereingänge von
einem Speicherkondensator (C 1) überbrückt sind.
10. Gleichrichtervorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei dreiphasigem Netz in jede
der drei Netzzuleitungen eine Speicherdrossel (D) mit in Reihe liegendem Speicherkondensator CCI) geschaltet
ist
11. Gleichrichtervorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß jeveils zvei Gleichrichtereingänge
von einem Korrekturkondensator (C3) überbrückt sind.
12. Gleichrichtervorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet,
daß die Scheinleistung der Speicherdrossel (D) bei Netzfrequenz etwa das 0,6fache der zu liefernden
Wirkleistung beträgt.
13. Gleichrichtervorrichtung nach Anspruch 4 oder 11, dadurch gekennzeichnet daß die Kapazität des
Korrekturkondensators (C3) etwa 5% der Kapazität des Speicherkondensators (C 1) beträgt.
Priority Applications (12)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE2950411A DE2950411C2 (de) | 1979-12-14 | 1979-12-14 | Gleichrichtervorrichtung mit gesiebter Ausgangsspannung |
AT0513480A AT376073B (de) | 1979-12-14 | 1980-10-16 | Gleichrichtervorrichtung mit gesiebter ausgangsspannung |
CH8133/80A CH656753A5 (de) | 1979-12-14 | 1980-10-31 | Gleichrichtervorrichtung mit gesiebter ausgangsspannung. |
NO803442A NO159509C (no) | 1979-12-14 | 1980-11-14 | Likeretterinnretning med filtrert utgangsspenning. |
IT68773/80A IT1129878B (it) | 1979-12-14 | 1980-11-19 | Dispositivo raddrizzatore con tensione filtrata d'uscita |
US06/212,118 US4369490A (en) | 1979-12-14 | 1980-12-02 | Low-ripple power rectifier system |
FR8025652A FR2471695B1 (fr) | 1979-12-14 | 1980-12-03 | Dispositif redresseur a tension de sortie filtree |
BE0/203036A BE886488A (fr) | 1979-12-14 | 1980-12-04 | Dispositif redresseur a tension de sortie filtree |
JP17331580A JPS5694970A (en) | 1979-12-14 | 1980-12-10 | Rectifying circuit device |
GB8039841A GB2065996B (en) | 1979-12-14 | 1980-12-12 | Rectifying device with a smooth autput voltage |
SE8008773A SE452226B (sv) | 1979-12-14 | 1980-12-12 | Likriktaranordning med filtrerad utgangsspenning |
FI803875A FI78201C (fi) | 1979-12-14 | 1980-12-12 | Likriktaranordning med filtrerad utgaongsspaenning. |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE2950411A DE2950411C2 (de) | 1979-12-14 | 1979-12-14 | Gleichrichtervorrichtung mit gesiebter Ausgangsspannung |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2950411A1 DE2950411A1 (de) | 1981-06-19 |
DE2950411C2 true DE2950411C2 (de) | 1986-07-03 |
Family
ID=6088530
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2950411A Expired DE2950411C2 (de) | 1979-12-14 | 1979-12-14 | Gleichrichtervorrichtung mit gesiebter Ausgangsspannung |
Country Status (12)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4369490A (de) |
JP (1) | JPS5694970A (de) |
AT (1) | AT376073B (de) |
BE (1) | BE886488A (de) |
CH (1) | CH656753A5 (de) |
DE (1) | DE2950411C2 (de) |
FI (1) | FI78201C (de) |
FR (1) | FR2471695B1 (de) |
GB (1) | GB2065996B (de) |
IT (1) | IT1129878B (de) |
NO (1) | NO159509C (de) |
SE (1) | SE452226B (de) |
Families Citing this family (53)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
AT375498B (de) * | 1983-01-03 | 1984-08-10 | Zumtobel Ag | Tiefpassfilter fuer elektrische verbraucher, wie ac/dc-wandler |
DE3303223A1 (de) * | 1983-02-01 | 1984-08-09 | Silcon Elektronik As | Stromversorgungsvorrichtung |
JPS6059978A (ja) * | 1983-09-12 | 1985-04-06 | Toshiba Corp | 空気調和機 |
US4896078A (en) * | 1985-05-06 | 1990-01-23 | Nilssen Ole K | Distributed ballasting system for sun tanning apparatus |
DE3532758A1 (de) * | 1985-09-13 | 1987-03-19 | Graesslin Feinwerktech | Schaltungsanordnung zur stromversorgung fuer elektrische und elektronische steuer- oder regelgeraete |
US5113335A (en) * | 1986-07-23 | 1992-05-12 | Steve Smith | Harmonic currents isolating network |
US4888675A (en) * | 1987-08-26 | 1989-12-19 | Harris Corporation | Switching power supply filter |
US4831508A (en) * | 1987-10-20 | 1989-05-16 | Computer Products Inc. | Power supply system having improved input power factor |
US4914559A (en) * | 1988-01-19 | 1990-04-03 | American Telephone And Telegraph Company | Power factor improving arrangement |
CA2010691A1 (en) * | 1989-03-14 | 1990-09-14 | David M.. Lusher | Surge eliminator for switching converters |
US4930061A (en) * | 1989-04-07 | 1990-05-29 | At&T Bell Laboratories | Method and network for enhancing power factor of off-line switching circuit |
US4959766A (en) * | 1989-07-07 | 1990-09-25 | National Research Council Of Canada/Conseil National De Recherches Du Canada | AC/DC converter using resonant network for high input power factor |
US4961044A (en) * | 1989-09-01 | 1990-10-02 | Melvin Kravitz | Power factor correction circuit for power supplies |
DE4020517A1 (de) * | 1990-06-27 | 1992-01-02 | Holzer Walter | Einrichtung zur versorgung von geraeten mit gleichstrom, insbesondere zum betrieb von gasentladungslampen |
WO1992002074A1 (en) * | 1990-07-23 | 1992-02-06 | Henri Courier De Mere | Self-integration voltage converter |
DE59202786D1 (de) * | 1991-04-27 | 1995-08-10 | Barmag Barmer Maschf | Galette zum Erhitzen eines laufenden Fadens. |
US5224029A (en) * | 1991-08-16 | 1993-06-29 | Newman Jr Robert C | Power factor and harmonic correction circuit including ac startup circuit |
US5148359A (en) * | 1991-12-23 | 1992-09-15 | Gte Products Corporation | Network for obtaining high power and low total harmonic distortion |
US5148360A (en) * | 1992-01-29 | 1992-09-15 | Gte Products Corporation | Fourth order damped lowpass filter for obtaining high power factor and low total harmonic distortion |
US5237492A (en) * | 1992-06-23 | 1993-08-17 | The University Of Toledo | AC to DC converter system with ripple feedback circuit |
US5416687A (en) * | 1992-06-23 | 1995-05-16 | Delta Coventry Corporation | Power factor correction circuit for AC to DC power supply |
US5345164A (en) * | 1993-04-27 | 1994-09-06 | Metcal, Inc. | Power factor corrected DC power supply |
WO1995001670A1 (en) * | 1993-06-29 | 1995-01-12 | Square D Company | Ac to dc power conversion system |
DE19533556C1 (de) * | 1995-09-11 | 1996-12-12 | Siemens Ag | Dreiphasen-Gleichrichterschaltung |
US5703438A (en) * | 1996-01-22 | 1997-12-30 | Valmont Industries, Inc. | Line current filter for less than 10% total harmonic distortion |
JP2001268913A (ja) * | 2000-03-17 | 2001-09-28 | Daikin Ind Ltd | 三相整流装置 |
DE10118285A1 (de) * | 2001-04-12 | 2002-11-07 | Philips Corp Intellectual Pty | Schaltung zur Umwandlung von Wechselspannung in Gleichspannung |
US6608770B2 (en) | 2001-08-31 | 2003-08-19 | Vlt Corporation | Passive control of harmonic current drawn from an AC input by rectification circuitry |
US6774758B2 (en) * | 2002-09-11 | 2004-08-10 | Kalyan P. Gokhale | Low harmonic rectifier circuit |
EP1774652B1 (de) * | 2004-07-23 | 2017-04-26 | Schaffner Emv Ag | Emc-filter |
US10655837B1 (en) | 2007-11-13 | 2020-05-19 | Silescent Lighting Corporation | Light fixture assembly having a heat conductive cover with sufficiently large surface area for improved heat dissipation |
TWM332893U (en) * | 2007-12-13 | 2008-05-21 | Princeton Technology Corp | Power supply device |
US8564218B2 (en) * | 2008-03-05 | 2013-10-22 | Koninklijke Philips N.V. | Driving a light-emitting diode |
US20100238691A1 (en) * | 2009-03-23 | 2010-09-23 | Tsung-Ein Tsai | Ac-to-dc power supply circuit |
US9066378B2 (en) * | 2009-06-29 | 2015-06-23 | Tai-Her Yang | Lighting device with optical pulsation suppression by polyphase-driven electric energy |
US8664876B2 (en) * | 2009-06-29 | 2014-03-04 | Tai-Her Yang | Lighting device with optical pulsation suppression by polyphase-driven electric energy |
CN103168480B (zh) | 2010-06-14 | 2016-03-30 | 乌龟海岸公司 | 改善的参量信号处理和发射器系统及相关方法 |
US8665618B2 (en) * | 2010-07-08 | 2014-03-04 | Switching Power, Inc. | Passive three phase input current harmonic reduction and power factor correction circuit for power supplies |
WO2013106596A1 (en) | 2012-01-10 | 2013-07-18 | Parametric Sound Corporation | Amplification systems, carrier tracking systems and related methods for use in parametric sound systems |
DE102012201992A1 (de) * | 2012-02-10 | 2013-08-14 | Siemens Aktiengesellschaft | Kombinationswandleranordnung und Schaltgerät |
US9313849B2 (en) | 2013-01-23 | 2016-04-12 | Silescent Lighting Corporation | Dimming control system for solid state illumination source |
US9036381B2 (en) * | 2013-02-01 | 2015-05-19 | Arbl Co., Ltd | Additional electric power receiving method and device replacing conventional grounding with negative voltage source |
US9192001B2 (en) * | 2013-03-15 | 2015-11-17 | Ambionce Systems Llc. | Reactive power balancing current limited power supply for driving floating DC loads |
US8988911B2 (en) * | 2013-06-13 | 2015-03-24 | Turtle Beach Corporation | Self-bias emitter circuit |
US9332344B2 (en) | 2013-06-13 | 2016-05-03 | Turtle Beach Corporation | Self-bias emitter circuit |
RU2570800C2 (ru) * | 2014-03-20 | 2015-12-10 | Александр Георгиевич Кузнецов | Многофидерный бесперебойный источник постоянного тока для импульсных блоков питания |
US9410688B1 (en) | 2014-05-09 | 2016-08-09 | Mark Sutherland | Heat dissipating assembly |
US9380653B1 (en) | 2014-10-31 | 2016-06-28 | Dale Stepps | Driver assembly for solid state lighting |
US10014680B2 (en) * | 2014-12-09 | 2018-07-03 | Electronic Systems Protection, Inc. | Overvoltage notching of electricity delivered to an electrical load |
US11374502B2 (en) | 2017-03-31 | 2022-06-28 | Case Western Reserve University | Power management for wireless nodes |
JP2020523789A (ja) * | 2017-06-12 | 2020-08-06 | ザ ユニバーシティ オブ ホンコン | パッシブ型3相発光ダイオードドライバ |
CN109088556B (zh) * | 2018-10-29 | 2024-03-15 | 成都信息工程大学 | 一种谐振式整流电路及其控制方法、发电机、变压器 |
US11042175B2 (en) * | 2019-08-06 | 2021-06-22 | Hamilton Sundstrand Corporation | Variable frequency voltage regulated AC-DC converters |
Family Cites Families (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB473276A (en) * | 1936-03-10 | 1937-10-11 | Alan Dower Blumlein | Improvements in and relating to rectifiers for alternating current |
FR882540A (fr) * | 1941-07-28 | 1943-06-07 | Procédé et appareillage pour l'alimentation des redresseurs de courants alternatifs | |
GB770896A (en) * | 1953-11-20 | 1957-03-27 | British Thomson Houston Co Ltd | Improvements in and relating to rectifier circuits |
DE1152755B (de) * | 1955-08-05 | 1963-08-14 | Siemens Ag | Stromversorgungsanlage, bei der ein Gleich-stromverbraucher von einem Wechsel-stromnetz ueber eine gleichstromvormagneti-sierte Stelldrossel und einen Gleichrichter mit Glaettungsgliedern gespeist wird |
US3688179A (en) * | 1970-10-26 | 1972-08-29 | Motorola Inc | Conducted noise rectifying filter |
GB1394736A (en) * | 1971-05-18 | 1975-05-21 | Hewlett Packard Co | Rectifier bridge circuits |
SU418849A1 (de) * | 1972-02-02 | 1974-03-05 | ||
CH567344A5 (de) * | 1973-07-13 | 1975-09-30 | Zellweger Uster Ag | |
JPS5112630A (de) * | 1974-07-22 | 1976-01-31 | Hitachi Ltd | |
NL7607558A (nl) * | 1976-07-08 | 1978-01-10 | Friesland Condensfab | Inrichting voor het vervaardigen van soft-ice. |
DE2719805C2 (de) * | 1977-04-28 | 1986-06-26 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Netzfilteranordnung für einen Pulsstromrichter |
US4127893A (en) * | 1977-08-17 | 1978-11-28 | Gte Sylvania Incorporated | Tuned oscillator ballast circuit with transient compensating means |
GB1601589A (en) * | 1977-09-06 | 1981-11-04 | Migatronic Svejsemask | Arc welding apparatus |
US4222096A (en) * | 1978-12-05 | 1980-09-09 | Lutron Electronics Co., Inc. | D-C Power supply circuit with high power factor |
US4188661A (en) * | 1979-02-23 | 1980-02-12 | Gte Sylvania Incorporated | Direct drive ballast with starting circuit |
-
1979
- 1979-12-14 DE DE2950411A patent/DE2950411C2/de not_active Expired
-
1980
- 1980-10-16 AT AT0513480A patent/AT376073B/de not_active IP Right Cessation
- 1980-10-31 CH CH8133/80A patent/CH656753A5/de not_active IP Right Cessation
- 1980-11-14 NO NO803442A patent/NO159509C/no unknown
- 1980-11-19 IT IT68773/80A patent/IT1129878B/it active
- 1980-12-02 US US06/212,118 patent/US4369490A/en not_active Expired - Lifetime
- 1980-12-03 FR FR8025652A patent/FR2471695B1/fr not_active Expired
- 1980-12-04 BE BE0/203036A patent/BE886488A/fr not_active IP Right Cessation
- 1980-12-10 JP JP17331580A patent/JPS5694970A/ja active Granted
- 1980-12-12 GB GB8039841A patent/GB2065996B/en not_active Expired
- 1980-12-12 FI FI803875A patent/FI78201C/fi not_active IP Right Cessation
- 1980-12-12 SE SE8008773A patent/SE452226B/sv not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CH656753A5 (de) | 1986-07-15 |
DE2950411A1 (de) | 1981-06-19 |
FI78201B (fi) | 1989-02-28 |
JPS5694970A (en) | 1981-07-31 |
NO803442L (no) | 1981-06-15 |
IT1129878B (it) | 1986-06-11 |
SE452226B (sv) | 1987-11-16 |
ATA513480A (de) | 1984-02-15 |
FI78201C (fi) | 1989-06-12 |
BE886488A (fr) | 1981-04-01 |
GB2065996B (en) | 1984-01-04 |
US4369490A (en) | 1983-01-18 |
NO159509B (no) | 1988-09-26 |
IT8068773A0 (it) | 1980-11-19 |
AT376073B (de) | 1984-10-10 |
FR2471695A1 (fr) | 1981-06-19 |
GB2065996A (en) | 1981-07-01 |
FI803875L (fi) | 1981-06-15 |
SE8008773L (sv) | 1981-06-15 |
NO159509C (no) | 1989-01-04 |
JPS6367435B2 (de) | 1988-12-26 |
FR2471695B1 (fr) | 1985-08-23 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2950411C2 (de) | Gleichrichtervorrichtung mit gesiebter Ausgangsspannung | |
EP0244644B1 (de) | Schaltungsanordnung zum hochfrequenten Betrieb einer Niederdruckentladungslampe | |
DE2649910C3 (de) | Versorgungsspannungsanordnung für fernsehtechnische Geräte | |
EP1249923A2 (de) | Schaltung zur Umwandlung von Wechselspannung in Gleichspannung | |
DE3623749A1 (de) | Schaltungsanordnung zum betrieb von niederdruckentladungslampen | |
EP0152002B1 (de) | Phasenschieber | |
DE10118040A1 (de) | DC-DC Konverter | |
DE4431050B4 (de) | Gleichspannungswandler | |
DE3223409A1 (de) | Speisesystem | |
DE19914505A1 (de) | Schaltung zur Korrektur des Leistungsfaktors | |
EP0600340B1 (de) | Passive Schaltungsanordnung zur Verbesserung des Leistungsfaktor | |
DE60127452T2 (de) | Verbesserte steuerschaltung für leistungsfaktorverbesserte elektronische vorschaltgeräte und stromversorgungen | |
EP0634087B2 (de) | Elektronisches vorschaltgerät für eine gasentladungslampe | |
DE102019205946A1 (de) | Filterschaltung zum Reduzieren von Rückwirkungen eines Verbrauchers auf eine Energieversorgung | |
DE4403707A1 (de) | Geregelte Stromversorgungseinheit mit einem elektronischen Transformator | |
EP0263936B1 (de) | Sekundärseitig schaltbares Netzgerät | |
DE202006018439U1 (de) | Vorrichtung zur Verringerung von Erdableitströmen | |
DE2852066C2 (de) | ||
DE3342011C2 (de) | Tiefpaßfilter für elektrische Verbraucher | |
DE892148C (de) | Modulator | |
DE598762C (de) | Anordnung zur Verminderung der stoerenden Einfluesse der Stroeme hoeherer Frequenzen im Gleichstromkreis von Gleichrichter- und aehnlichen Anlagen durch einen Sperrkreis | |
DE10108431A1 (de) | Schaltung zur Umwandlung von Wechselspannung in Gleichspannung | |
DE2718598A1 (de) | Stoerstromreduzierende stromrichterbeschaltung | |
DE673691C (de) | Steuerung fuer Umrichter | |
DE2755584A1 (de) | Lastschaltung fuer leuchtstofflampen |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |