DE2540836C3 - Demodulator für 16-wertige ASPK-Signale - Google Patents
Demodulator für 16-wertige ASPK-SignaleInfo
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- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 42
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 42
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 13
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 29
- 238000000034 method Methods 0.000 description 23
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 12
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 6
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 2
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 2
- 241001123862 Mico Species 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
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Description
Die Ei-findung betrifft einen Demodulator für
löwertige amplituden- und phasenumgetastete Signale (APSK-Signale) der im Oberbegriff des Anspruchs 1
angegebenen Gattung.
Für die Übertragung von digital dargestellten Informationen bzw. Daten ist eine Vielzahl von
Modulationsverfahren entwickelt worden, so beispielsweise das sogenannte »ASK-Verfahren«, das mit
Amplitudenumtastung arbeitet, das »PSK-Verfahren«, das mit Phasenumtastung arbeitet sowie das »FSK-Verfahren«,
das mit Frequenzumtastung arbeitet. Von diesen Verfahren ist das Vierphasen-Umtastverfahren
oder 4-PSK-Verfahren am häufigsten eingesetzt worden; dieses Verfahren hat jedoch den speziellen
Nachteil, daß die mittels des Verfahrens übertragene Information nur zwei Bit pro Symbol beträgt. Das
Vierphasen-Umtastverfahren stellt also kein sehr effektives Modulationsverfahren dar.
Um den Wirkungsgrad des Vierphasen-Umtastverfahrens za verbessern, wird manchmal die Zahl der
Modulationsphasen auf 8,16 usw. erhöht; die dadurch herbeigeführte Verbesserung führt jedoch in bezug auf
das Rauschen schnell zu einer Verschlechterung im Randbereich, wenn die Zahl der Modulationsphasen
stark erhöht wird. Bei einem weiteren Verfahren zur Verbesserung des Wirkungsgrades des Amplitudenmodulationsverfahrens
wird die Zahl der verwendeten Pegel auf 4, 8 usw. erhöht; aber auch dieses Verfahren
führt in bezug auf das Rauschen schnell zu einer Verschlechterung im Randbereich, wenn die Zahl der
verwendeten Pegel zu hoch wird.
Aus den US-PS 36 19 503 und 38 05 191 sind Verfahren bekannt, die die oben erläuterten Nachteile
durch gleichzeitige Modulation der Amplitude und der Phase zu vermeiden. Diese Verfahren werden auch als
Amplituden- und Phasenumtastung oder APSK-Verfahren bezeichnet; im Vergleich mit den herkömmlichen
Amplituden- und Phasenmodulationsverfahren liegt der Vorteil dieses Verfahrens darin, daß die Phasen-Amplituden-Ebene
in sehr wirksamer Weise genutzt wird, so daß digital dargestellte Informationen einwandfrei
f.«; übertragen werden können.
Bei der Amplituden- und Phasenumtastung muß das Referenzsignal, dessen Phase genau synchron mit der
des in einem Sender erzeugten Trägers ist, zur
Demodulierung des empfangenen Signals in einem Empfänger erzeugt werdea Im Vergleich zur Phasenmodulation
ist es jedoch, abgesehen von einem besonderen Fall der Amplituden- und Phasenumtastung,
äußerst schwierig, das Bezugssignal von dem empfangenen Signal abzutrennen. Um die herkömmlichen
Amplituden- und Phasenumtastverfahren durchzuführen, müssen logische Schaltungen und Digital/Analog-Umsetzer
mit kompliziertem Aufbau verwendet werden, so daß keine schnelle Signalübertrag>ing möglich
ist Obwohl also die Amplituden- und Phasenumtastverfahren theoretisch ausgezeichnete (femmeldetechnische)
Übertragungsverfahren sind, wurden sie aus den obenerwähnten Gründen bisher in der Praxis noch nicht
eingesetzt Dies gilt insbesondere für die sehr schnelle Amplituden- und Phasenumtastung.
Aus der Zeitschrift »Frequenz«, 25 (1971), Heft 11, Seiten 340 bis 350, 352, ist ein Demodulator der
angegebenen Gattung bekannt Das empfangene PSK-Signal wird abgefühlt, indem der abgeleitete
Referenzträger verwendet wird; die Gnindbandimpuiszüge
werden regeneriert, indem das abgefühlte Signal zu jedem Zeitpunkt diskriminiert wird. Bei Vierphasen-Umtastung
können nur zwei Bit pro Symbol übertragen werden; dieses Modulationsverfahren ist also nicht sehr
effektiv. Wie erwähnt, läßt sich durch Erhöhung der Modulationsphasen zwar die Übertragungsgeschwindigkeit
steigern, jedoch muß dies mit einer Frhöhung des Rauschens im Randbereich erkauft werden, d. h., die
Übertragungsqualität sinkt.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrvnde, einen Demodulator der angegebenen Gattung zu
schaffen, der trotz der durch die Verwendung von 16wertigen APSK-Signalen möglichen Steigerung der
Übertragungsgeschwindigkeit eine einwandfreie Übertragungsqualität gewährleistet.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen
Merkmale gelöst.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile beruhen insbesondere darauf, daß gleichzeitig wenigstens zwei
4wertige PSK-Signale übertragen werden können, da der Demodulator in zwei Schritten arbeitet: Dabei wird
zunächst ein großes 4wertiges PSK-Signal (erster Signalzweig) in dem empfangenen, zwei 4wertige
PSK-Signale enthaltenden Signal demoduliert, und dann wird ein kleines 4wertiges PSK-Signal (der zweite
Signalzweig) durch das große demodulierte Signal (oder das durch dieses demodulierte Signal regenerierte
Trägerimpulssignal) sowie auch durch ein empfangenes Signal demoduliert.
Während also bei der bekannten Trägerableitung eine sehr aufwendige, nicht im einzelnen dargestellte
Schaltungsanordnung erforderlich wäre, um PSK-Signale abzuleiten, die mit mehr als vier Phasen arbeiten,
hat der Demodulator nach der vorliegenden Erfindung einen sehr einfachen Aufbau, so daß mit geringem
Aufwand auch 16wertige APSK-Signale übertragen, abgeleitet und demoduliert werden können. Weiterhin
arbeitet dieser Demodulator aufgrund seines einfachen Aufbaus sehr zuverlässig und störungsfrei, so daß er
insbesondere für den Einsatz in Zwischenverstärkern geeignet ist, die nicht ohne weiteres zugänglich sind.
Lind schließlich können mit dem hier erläuterten Prinzip auch noch höherwertige Signale demoduliert werden.
Die Phasen des ersten Signals und des empfangenen Signals werden miteinander verglichen, um eine
Synchronisierung zwischen den Phasen des Referenzträgers und des empfangenen Signals zu ermöglichen.
Als Alternative hierzu kann die Synchronisierung auch durch einen Vergleich zwischen der Phase des
Referenzträgers und der Phase des Ausgangssignals erfolgen, das durch die Remodulation des empfangenen
Signals mit den Grundbandimpulszügen des ersten Signals erhalten wird. Das zweite Signal kann durch
Vektorsubtraktion des ersten, durch die Remodulation erzeugten Signals von dem Eingangssignal und dann
ίο mittels der Vierphasen-Signal-Fühlschaltung erhalten werden, wobei die das zweite Signal darstellenden
Grundbandimpulszüge regeneriert werden können. Andererseits können die Grundbandimpulszüge des
zweiten Signals durch logische Operationen der is Grundbandimpulszüge des ersten Signals und des
Ausgangssignals eines Phasenkomparators wieder erzeugt
werden, an dem das erste, durch die Remodulation erhaltene Signal und das empfangene Eingangssignal
angelegt werden.
Die Erfindung wird im folgenden anhand ven Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die
schematischen Zeichnungen näher erläutert Es zeigen
F i g. 1 bis 4 Schaltungen und graphische Darstellungen zur Erläuterung des Modulationssystems, das in
Verbindung mit dem Demodulator nach der Erfindung verwendet wird, wobei in F i g. 1 ein Blockschaltbild
einer Vierphasen-Modulationsschaltung, in F i g. 2 ein Vektordiagramm der Ausgangssignale der in F i g. 1
dargestellten Vierphasen-Modulationsschaltung, in F i g. 3 ein Blockschaltbild einer Modulationsschaltung
zur Erzeugung der 16wertigen APK-Signale und in F i g. 4 ein Vektordiagramm der Ausgangssignale dieser
Modulationsschaltung dargestellt sind, Fig. 5 ein Blockschaltbild einer ersten Ausfiihrungsform
des Demodulators nach der Erfindung,
Fig.6 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform
eines Demodulators nach der Erfindung,
F i g. 7 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform eines Demodulators nach der Erfindung,
Fig.8 und 9 Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise dieser Demodulatoren,
Fig. 10 ein Blockschaltbild einer vierten Ausführungsform
eines Demodulators nach der Erfindung,
Fig. 11 ein Blockschaltbild einer fünften Ausführungsform eines Demodulators nach der Erfindung,
Fig. 12 ein Schaltbild einer bei einem solchen Demodulator verwendeten Phasenschieberschaltung,
Fig. 13 eine Tabelle zur Erläuterung der Funktionsweise
des Demodulators nach der fünften Ausführungsform,
F i g. 14 und 15 Blockschaltbilder eines Demodulators nach einer sechsten bzw. siebten Ausführungsform der
Erfindung und
Fig. 16 bis 18 Diagramme bzw. Aufstellungen zur Erläuterung des Demodulators nach der siebten, in
Fig. 15dargestellten Ausführungsform.
In den einzelnen Figuren werden die gleichen Bezugszeichen zur Bezeichnung gleicher bzw. entsprechender
Bauelemente verwendet. Vor der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen des Demodulators
nach der Erfindung wird anhand der F i g. 1 bis 4 eine Modulationsschaltung zur Erzeugung der digitalen
Trägersignale beschrieben.
In Fig. 1, in welcher ein Blockschaltbild einer Vierphasen-Modulationsschaltung dargestellt ist, wird,
wenn der Träger von einer Trägerquelle t über einen Λ/2-Phasenschieber 3 an eine erste 0 bis π-Zweiphascn-
ModulatorschaltunE 2 und an eine zweite 0 bis
jT-Zweiphasen-Modulatorschaltung 4 angelegt wird, das
modulierte Signal, d.h. (0), (1) auf der in F i g. 2 dargestellten X-Achse, am Ausgangsanschluß 5 des
ersten Modulators entsprechend dem Zustand 0 oder 1 des an einen Signaleingangsanschluß ch I angelegten
Basisband-Impulses erhalten. In ähnlicher Weise wird entsprechend dem an einen zweiten Signaleingangsanschluß
ch 2 angelegten Basisband-Impuls das modulierte Signal, d. h. (0) oder (1) auf der in Fi g. 2 dargestellten
V-Achse, am Ausgangsanschluß 6 des zweiten Modulators 4 erhalten. Wenn diese zwei modulierten Signale
zusammengesetzt oder vereinigt werden, wird an einem Ausgangsanschluß 7 entsprechend der Kombination (0,
0) (1, 0), (1, 1) oder (0, 1) der Zustände der an die
Eingangsanschlüsse ch 1 und ch 2 angelegten Basisband-Signale
das modulierte Vierphasensignal von π/4, 3π/4,5π/4 oder 7π/4 erhalten.
Anhand von Fig. 3 wird eine Modulationsschaltung beschrieben, welche zwei der anhand von F i g. 2
vorstehend beschriebenen Modulatoren aufweist, um das 16fache APK-Signal (das 16fache APSK-Signal) zu
erzeugen. Das heißt, der Träger von der Trägerquelle 1 wird an eine erste und zweite Vierphasen-Modulationsschaltung
8 und 9 angelegt, und die Basisband-Signale werden an die Eingangsanschlüsse ch 1 und ch 2
angelegt. Die anhand von F i g. 2 beschriebenen, modulierten Vierphasensignale werden an einem
Ausgangsanschluß 10 in der vorbeschriebenen Weise erhalten und sind durch ausgezogene Linien in F i g. 4
dargestellt. Das Ausgangssignal der ersten Modulationsschaltung 8 wird in der folgenden Beschreibung als
das auf einem ersten Weg erzeugte Signal bzw. als das erste Signal bezeichnet.
In ähnlicher Weise wird entsprechend den Basisband-Impulsen, welche an Signaleingangsanschlüsse cA3 und
ch 4 der zweiten Modulationsschaltung 9 angelegt sind, das modulierte Vierphasensignal an deren Ausgangsanschluß
erhalten; das demodulierte Ausgangssignal wird jedoch durch eine Dämpfungseinrichtung 11 (in Form
eines Widerstands) gedämpt, so daß die modulierten, durch gestrichelte Linien in F i g. 4 dargestellten
Vierphasensignale am Ausgangsanschluß 12 erhalten werden. Das modulierte Ausgangssignal der zweiten
Modulationsschaltung wird in der folgenden Beschreibung als das »auf einem zweiten Weg geschaffene
Signal« bzw. als das »zweite Signal« bezeichnet.
Wenn die ersten und zweiten Signale durch eine Hybridschaltung oder einen Richtungskoppler einander
überlagert werden, werden die 16fachen APK-Signale am Ausgangsanschluß 13 erhalten, wie in dem
Signaldiagramm in F i g. 2 dargestellt ist Wie durch die ausgezogenen Linien in F i g. 4 gezeigt ist, ist das erste
Signal das Signal, das in Form eines Vektors wiedergegeben und um π/4, 3jt/4, 5π/4 oder 7jt/4
phasenmoduliert ist, während das zweite Signal der modulierte Signalvektor ist, welcher so dargestellt ist,
daß er sich von dem Ende des Vektors des ersten Signals aus erstreckt und um π/4, 3w/4, 5x14 oder 7πΙ4
moduliert ist Wenn diese ersten und zweiten Signalvektoren zusammengefaßt werden, können 16 modulierte
Signalvektoren erhalten werden. Wenn die Amplitude des zweiten Signals in einem bestimmten Bereich liegt,
erstreckt sich der Vektor, der sich bei der Addition des zweiten Signalvektors mit dem ersten Signalvektor
ergibt, der in einem der vier Quadranten liegt, nicht
außerhalb des Quadranten, in welchem der erste Signalvektor vorhanden ist
Anhand von F i g. 5 wird nunmehr die erste Ausführungsform einer Demodulationsschaltung gemät
der Erfindung beschrieben. Das 16fache APK-Signa wird von einem Eingangsanschluß 14 aus an eine
Vierphasen-Signalfühlschaltung 16 in einer Trägerrück gewinnungsschaltung 15 (ein durch gestrichelte Linier
gekennzeichneter Block) angelegt, um es kohären zusammen mit den Bezugsträgern der in F i g.
dargestellten X- und K-Achsenphase zu fühlen, welch« mittels eines spannungsgesteuerten Oszillators Ii
erzeugt wird. Der gefühlte Ausgang wird dann mittel; einer Regenerationsschaltung 18 diskriminiert bzw
unterschieden, um den Quadranten zu fühlen unc festzustellen, in welchem der Signalvektor vorhanden is
(siehe F i g. 4); die an Ausgangsanschlüssen 19 und 2i
is erhaltenen Ausgänge entsprechen den Basisband-lm
pulsen, welche an die in F i g. 3 dargestellten Eingangs anschlüsse ch 1 und ch 2 angelegt werden.
Die Ausgänge der Regenerationsschaltung 18 werder auch an eine Remodulations- bzw. Modulationsübertra
gungsschaltung 21 angelegt, um den Bezugsträger vor dem Oszillator 17 in ein moduliertes Vierphasensigna
zu modulieren, welches dem durch das ausgezogem Liniensegment in Fig.4 dargestellten Signalvektoi
entspricht. Das heißt, das erste Signal ist regeneriert Das erste Signal wird dann an einen Phasenvergleichei
22 angelegt, an welchen auch das Eingangssigna angelegt ist, welches durch eine Verzögerungsleitung 23
um eine Zeit verzögert worden ist, welche gleich dei Signalübertragungs-Verzögerungszeit von dem Eingangsanschluß
zum Ausgang der Remodulationsschaltung 21 ist. Der Ausgang des Phasenvergleichers 22
welcher die Phase zwischen dem ersten Impulssigna und dem Eingangssignal von dem Eingangsanschluß 14
vergleicht, wird über ein Schleifenfilter 24 als Steuer
spannung an den Oszillator 17 angelegt. Da eines dei zwei an den Phasenvergleicher 22 angelegten Eingangssignale das erste Signal ist, während das andere Signa
das sich aus der Addition der ersten und zweiter Signalvektoren ergebende oder das Summensignal ist
stimmen ihre Amplituden und Phasen nicht genau überein; jedoch kann das zweite Signal als eir
Interferenz- oder Überlagerungssignal zu dem ersten Signal betrachtet werden, so daß, wenn der Pegelunterschied
zwischen den ersten und zweiten Signaler entsprechend gewählt ist, ein entsprechender Betrieh
der den Oszillator 17 steuernden Schleife gewährleistet werden kann.
Der Ausgang der Modulationsübertragungs- bzw Remodulationsschaltung 21 wird auch an eine Subtraktionsschaltung
25 angelegt, wo er vektoriell von denn Eingangssignal am Eingangsanschluß 14 subtrahiert
wird. Der Ausgang der Subtraktionsschaltung 25 ist das zweite Signal, welches dem durch das gestrichelte
Liniensegment in Fig.4 dargestellten Signalvektoi entspricht Das zweite Signal wird an eine Vierphasen-Demodulationsschaltung
26 angelegt, so daß das Vierphasen-PSK-SignaL welches den an die Eingangs
anschlüsse ch3 und chA in Fig.3 angelegten Basis
band-Impulsen entspricht, an Ausgangsanschlüssen 27
und 28 erhalten werden kann.
Die in Fig.6 dargestellte zweite Ausführungsform
entspricht im Aufbau im wesentlichen der ersten ir Fig.5 dargestellten Ausfuhrungsform, außer daß eine
weitere Remodulationsschaltung 29, eine Subtraktionsschaltung 30 und eine Vierphasen-Demodulationsschal
tung 31 zusätzlich vorgesehen sind. Infolgedessen kanr in der zweiten Ausführungsform ein 64faches APK-Signal
demoduliert werden. Das heißt, wenn die
modulierten Vierphasensignale, welche durch die Remodulationsschaltungen 2! und 29 regeneriert sind,
zusammengefaßt werden, wird das in F i g. 4 dargestellte I6fache APK-Signal erhalten. Wenn das 64fache
APK-Signal,d. h. das Eingangssignal, vektoriell von dem
regenerierten löfachen APK-Signal in der Subtraktionsschaltung 30 subtrahiert wird, wird das dritte
Signal, d. h. das modulierte Vierphasensignal, erhalten,
da das 64fache APK-Signal in Form des Vektors vorliegt, der sich durch die Vektoraddition des löfachen
APK-Signals und des modulierten Vierphasensignals ergibt. Durch Demoduliereii des modulierten Vierphasensignals
mittels der Vierphasen-Demodulationsschaltung 31 werden die dem dritten Signal entsprechenden
Basisband-Impulse regeneriert.
Wie vorstehend beschrieben, kann im allgemeinen
das 22<*+2>fache APK-Signal durch eine Schaltungsanordnung
demoduliert werden, welches eine Anzahl von k in Kaskade geschalteter Einheiten oder Grundschaltungen
aufweist, welche jeweils aus einer Remodulations-, einer Subtraktion- und einer Vierphasen-Demodulationsschaltung
bestehen.
In der vorbeschriebenen ersten Ausführungsform sind genaue Amplituden- und Phaseneinstellungen
sowie Steuerungen erforderlich, um die Vektorsubtraktion durchzuführen; darüber hinaus werden die Operationen
durch Umgebungsbedingungen, wie eine Temperaturänderung, nachteilig beeinflußt. Ferner ist der
Aufbau kompliziert, da zwei Vierphasen-Demodulationsschaltungen verwendet werden müssen.
In der dritten in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform sind die vorerwähnten Nachteile in der ersten
Ausführungsform beseitigt. In Fig. 7 entspricht der
Aufbau der Trägerrückgewinnungsschaltung 15 im wesentlichen dem der ersten in F i g. 5 dargestellten
Ausführungsform. Das heißt, die an die Eingangsanschlüsse ch 1 und ch 2 in F i g. 3 angelegten Basisband-Impulse
werden regeneriert und an den Ausgangsanschlüssen 19 und 20 erhalten; der Ausgang der
Remodulationsschaltung 21 ist das modulierte Vierphasensignal oder das erste Signal, welches dem durch das
ausgezogene Liniensegment in F i g. 4 dargestellten Signalvektor entspricht.
Zu einem bestimmten Zeitpunkt soll nunmehr einer der vier Signalvektoren, weiche zu dem ersten
Quadranten des 16fachen, in Fig.4 dargestellten APK-Signais gehören, erhalten werden, wie in Fig. 8
dargestellt ist. Die Trägerrückgewinnungsschaltung 15 ist dann auf eine der vier Phasen des ersten Signals
synchronisiert; eines der vier Paare von Basisband-Impulsen (0, 0), (1,0), (1, 1) und (0,1) (siehe F i g. 2) werden
von den Ausgangsanschlüssen 19 und 20 erhalten, und der Ausgang von der Remodulationsschaltung 21
entspricht einem der vier ausgezogenen Segmente oder der modulierten Vierphasen-Signalvektoren, die in
F i g. 2 dargestellt sind. Als nächstes soll nunmehr der
Ausgang der Remodulationsschaltung 21 das Signal sein, welches dem durch das ausgezogene Liniensegment in dem ersten Quadranten in F i g. 2 dargestellten
Signalvektor entspricht, wenn die Phase des wiedergewonnenen Trägers in der Trägerrückgewinnungsschaltung 15 0 (Null) ist.
Dieses Ausgangssignal wird dann nicht nur an eine
erste Phasendetektorschaltung 33, sondern über einen Phasenschieber 32 auch an eine zweite Phasendetektorschaltung 34 angelegt, so daß die Vektoren der
Eingangssignale an den ersten und zweiten Phasendetektoren 33 und 34 um 90° außer Phase sind. Diese
Vektorsignale werden als Bezugsträger verwendet, um das empfangene Signal zu fühlen, das von dem
ningangsanschluß 14 an die ersten und zweiten Phasendetektoren 33 und 34 übertragen wird. In einer
^ Regenerationsschall.ung 35 werden die Ausgänge der ersten und zweiten Phasendetektoren 33 und 34
bezüglich der Schwellenwertpegel A und B (siehe Fi g. 8) diskriminier! bzw. unterschieden, welche sich in
horizontaler und vertikaler Richtung über das Ende des
■ o Vektors des ersten Signals hinaus erstrecken, wobei
eines der vier Paare von an die Eingangsanschlüsse ch 3 und ch 4 angelegten Basisband-1 mpulse (0,0), (0,1), (1,1)
und (1, 0). welche den gestrichelten, in Fig.8 dargestellten Linien Segmentvektoren entsprechen,
\f, regeneriert werden'kann.
Wenn die Phase des wiedergewonnenen. Trägers
außer 0 eine der anderen drei Phasen ist, unterscheidet sich die Zusammensetzung der von der Regenerationsschaltung 35 erhaltenen Ausgangsimpulse von der,
ία welche erhalten wird, wenn die Phase des wiedergewonnenen
Trägers 0 ist, wie in Tabelle 1 der Fig. 9 dargestellt ist. Die Zusammensetzungen der in Tabelle 1
dargestellten Impulsausgänge sind der Gray-Kode, so daß die Ausgänge unabhängig von der Phase des durch
die Trägerrückgewinnungsschaltung 15 wiedergewonnenen Trägers durch die Modul-4-Addition des
Gray-Kodes mittels einer logischen Schaltung 36 erhalten werden können.
In F i g. 10 moduliert der Ausgang der Regenerationsschaltung 18, d. h. die regenerierten Basisband-Impulse des ersten Signals das Eingangssignal von dem Eingangsanschluß 14 umgekehrt bzw. zurück, das an eine Umkehr- bzw. Rückmodulationsschaltung 37 in der Trägerrückgewinnungsschaltung 15 angelegt wird, und die Ausgangsphase der Rückmodulationsschaltung 37 wird mit der Phase des Bezugsträgers von dem spannungsgesteueren Oszillator 17 in dem Phasenvergleicher 22 verglichen, wodurch die Synchronisierung der Trägerrückgewinnungsschaltung 15 erreicht werden kann. Entsprechend dem Bezugsträger von dem Oszillator 17 und dem Ausgang der Rückmodulationsschaltung 37 erzeugt eine Vierphasen- Demoduiationsschaltung 38 die dem zweiten Signal entsprechenden Basisband-Impulse wieder, und die Basisband- bzw. Modulationsfreque:iz-Impulse der Vierphasen-Demodulationsschaltung werden in einer logischen Schaltung 36 zu den Basisband-impuisen des ersten Signals von der Regenerationssichaltung 18 hinzuaddiert, wobei die an die Eingangsanschlüsse ch3 und ch4 angelegten
In F i g. 10 moduliert der Ausgang der Regenerationsschaltung 18, d. h. die regenerierten Basisband-Impulse des ersten Signals das Eingangssignal von dem Eingangsanschluß 14 umgekehrt bzw. zurück, das an eine Umkehr- bzw. Rückmodulationsschaltung 37 in der Trägerrückgewinnungsschaltung 15 angelegt wird, und die Ausgangsphase der Rückmodulationsschaltung 37 wird mit der Phase des Bezugsträgers von dem spannungsgesteueren Oszillator 17 in dem Phasenvergleicher 22 verglichen, wodurch die Synchronisierung der Trägerrückgewinnungsschaltung 15 erreicht werden kann. Entsprechend dem Bezugsträger von dem Oszillator 17 und dem Ausgang der Rückmodulationsschaltung 37 erzeugt eine Vierphasen- Demoduiationsschaltung 38 die dem zweiten Signal entsprechenden Basisband-Impulse wieder, und die Basisband- bzw. Modulationsfreque:iz-Impulse der Vierphasen-Demodulationsschaltung werden in einer logischen Schaltung 36 zu den Basisband-impuisen des ersten Signals von der Regenerationssichaltung 18 hinzuaddiert, wobei die an die Eingangsanschlüsse ch3 und ch4 angelegten
so Basisband-Impulse regeneriert werden können.
Die in F i g. 11 dargestellte, fünfte Ausführungsform
ist im Aufbau ziemlich einfach und weist die Trägerrückgewinnungsschaltung 15, einen Phasenvergleicher
39, einen F'hasenschieber 40, eine Phasenschieberschaltung 41 sowie zwei Regenerationsschaltungen
42 und 43 auf und ist in der Lage, das 16fache APK-Signal zu demodulieren.
Wenn der Ausgang von der Remodulationsschaltung 21 in der Trägerrückgewinnungsschaltung 15, d. h. das
modulierte Vierphasensignal des ersten Signals und das an dem Eingangsanschluß 14 erhaltene Signal, an den
Phasenvergleicher 22 angelegt werden, gibt letzterer das Ausgangssignal mit der Information des zweiten
Signals ab, da das empfangene Signal das überlagerte
zweite Signal aufweist Der Ausgang der Remodulationsschaltung 21 wird auch an einen Phasenschieber 40
angelegt und der Ausgang des Phasenschiebers 40, welcher bezüglich des Eingangs um π/2 in der Phase
verschoben ist, wird an den Phasenvergleicher 39 angelegt, wo er mit dem am Eingangsanschluß 14
empfangenen Signal verglichen wird. Die Ausgänge der Phasenvergleicher 23 und 39 werden an die Phasenschieberschaltung41
angelegt.
Wie in Fig. 12 dargestellt, weist die Phasenschieberschaltung
41 zwei Eingangsanschlüsse 44 und 45, zwei Ausgangsanschlüsse 50 unf 51 und vier Widerstände 46
bis 49 auf. Der Ausgang des Phasenvergleichers 22 wird
an den Eingangsanschluß 44 angelegt und über die Widerstände 46 und 49 an die Ausgangsanschlüsse 50
und 51 übertragen. Der Ausgang des Phasenvergleichers 39 wird an den Eingangsanschluß 45 angelegt und
über die Widerstände 48 und 49 an die Ausgangsanschlüsse 50 unf 51 übertragen. Die Widerstände 46 bis 49
sind so gewählt, daß sie die Werte cos Φ, sin Φ, sin Φ
bzw. —cos Φ haben.
Das 16fache APK-Signal M(t) und das Vierphasen-PSK-Signal
P(t) können durch folgende Gleichungen ausgedrückt werden:
P(O = X .4, sinM +
wobei Ai und A? die Amplituden der ersten bzw. zweiten
Signale, ω die Trägerfrequenz Θ1,, und 0-„ gleich 0, π/2,
π oder -.τ/2 sind.
Die Ausgänge χ(ή\ιηά y(t) des Phasenvergleichers 22
können durch die Gleichungen ausgedrückt werden:
A-(i) = ^ \A\ sin(W), -W),)-f .4,/I2Sm(W2,- W)1)J,
,«. y{t) = Σ i-4τ COS(W)1 - W)1) τ -4,.4,COs(W; - W)1)! .
,«. y{t) = Σ i-4τ COS(W)1 - W)1) τ -4,.4,COs(W; - W)1)! .
Wenn diese Ausgänge in einem entsprechenden
Verhältnis zwischen cos Φ und sin Φ in der Phasenschieberschaltung
41 zusammengefaßt werden, können die Ausgänge P\ und Pi in den folgenden Ausdrücken an den
Ausgangsanschlüssen 50 bzw.51 erhalten werden:
Λ = Σ Μί sin (W), - β\ + φ) + /I1 ,l,sin(W?, - W), + Φ)\,
Pi = Σ MiCOs(W), + Φ) + /1,/I2COS(W;, - W), + Φ)\ .
Wenn Φ = τ/4 ist, dann ergibt sich:
P1 = ^i'4 + A1A2 sin ((-ή, - Wn + τ/4) .
P1 = ^i'4 + A1A2 sin ((-ή, - Wn + τ/4) .
_ ν
Diese zwei Fühl- oder Nachweisausgänge werden in den Regenerationsschaltungen 42 und 43 in der Weise
diskriminiert und unterschieden, daß die letzteren in Abhängigkeit davon, ob die Fühl- oder Nachweisausgänge
einen Pegel haben, welcher höher oder niedriger als ein Schwellenwertpegel
(A2J \a
ist, einen Basisband-Impuls 0 oder 1 erzeugen. Auf diese Weise werden die Basisband-Impulse in Abhängigkeit
von der Beziehung zwischen den Phasen θ'π und B2„
regeneriert, wie in Tabelle 2 in F i g. 13 dargestellt ist.
Die in der logischen Schaltung durchgeführte Modul-4-Additior der Ausgänge der Regenerationsschaltungen 42 und 43 und des Ausgangs der
Regenerationsschaltung 18 führt zu einer Regeneration der Basisband-Impulse, weiche an die Eingangsanschlüsse
ch 3 und ch 4 in F i g. 4 angelegt werden.
Die sechste in Fig. 14 dargestellte Ausführungsform weist die Trägerrückgewinnungsschaltung 15 auf,
weiche unter anderem die in Fig. 10 dargestellte Umkehr- bzw. Rückmodulationsschaltung 37 und die
Schaltungsanordnung aus der logischen Schaltung 36, dem Phasenvergleicher 39, dem Phasenschieber 40, der
Phasenschieberschaltung 41 und den Regenerationsschaltungen 42 und 43 aufweist, wie sie in F i g. 11
dargestellt sind.
In der Umkehr- bzw. Rückmodulationsschaltung 37 wird das am Eingangsanschluß 14 empfangene Signal
zusammen mit dem Ausgangsimpuls der Regenerationsschaltung 18, d. h. die regenerierten Basisband-Impulse
des ersten Signals, umgekehrt bzw. rückmoduliert. Der Ausgang der Umkehr- oder Rückmodulationsschaltung
37 wird an den Phasenvergleicher 22 angelegt; da der
35 Ausgang der Rückmodulationsschaltung 37 die Infor-
_ W + t/4) mation des zweiten Signals enthält, weist der Ausgang
des Vergleichers 22 die Basisband-Impuls-Information des zweiten Signals auf. Der Ausgang des Oszillators 17
wird durch den Phasenschieber 40 um π/2 verzögert und an den zweiten Phasenvergleicher 39 angelegt, wo
er mit dem umgekehrt bzw. rückmodulierten Ausgang verglichen wird, so daß der Ausgang, welcher bezüglich
des Ausgangs des Phasenvergleichers 22 um 90° außer Phase ist, von dem zweiten Phasenvergleicher erhalten
werden kann. Wie bei dem fünften, in F i g. 11 dargestellten Ausführungsbeispiel beschrieben ist, werden
die Ausgänge der ersten und zweiten Phasenvergleicher 22 und 39 von der Phasenschieberschaltung 41,
den Regenerationsschaltungen 42 und 43 und der logischen Schaltung 36 verarbeitet, so daß die
Basisband-Impulse des zweiten Signals regeneriert und an den Ausgangsanschlüssen 27 und 28 erhalten werden
können.
In der siebten, in Fig. 15 dargestellten Ausführungsform weist die Trägerrückgewinnungsschaltung 15 die
Vierphasen-Signalfühlschaltung 16, den spannungsgesteuerten Oszillator 17, zwei Regenerationsschaltungen
18Λ und 18Ä, die Remodulationsschaltung 21, den Phasenvergleicher 22, die Verzögerungsleitung. 23 sowie
das Schleifenfilter 24 auf. Da, wie oben bereits ausgeführt, das 16fache APK-SignaJ aus modulierten
Vierphasensignalen, d.h. aus den ersten und zweiten Signalen, weiche einander überlagert sind, besteht, kann
das zweite Signal als eine Art Interferenzsignal zu dem ersten Signal betrachtet werden. Wenn folglich der
Pegel des Interferenz- oder zweiten Signals bis zu einem gewissen Grad niedriger ist als der des ersten Signals,
wird die Trägerrückgewinnungsschaltung 15 in Phase zu
dem ersten Signal synchronisiert. Infolgedessen können, wie in den Kurven bzw. Diagrammen in F i g. 16 gezeigt
ist, die in Phase liegenden und um 90° in der Phase versetzten Komponenten des !6fachen APK-Signals
von der Vierphasen-Signalfühlschaltung 16 erhalten werden. Die ersten Regenerationsschaitungen 18/4 und
18ß haben einen Schwellenwert, welcher gleich dem in Fig. 16dargestellten Mittenpegel 53 ist.
In der siebten Ausführungsform sind die Ausgangsanschlüsse der Fühlschaltung 16 ferner mit Regenerationsschaltungen 55 bis 58 verbunden, deren Schwellenwertpegel
sich jeweils von dem der ersten Regenerationsscbaltungen 18Λ und 18ß unterscheidet. Das heißt, die
Regenerationsschaltungen 55 und 56 weisen die Schwellenwertpegel 52 und die Regenerationsschaltungen
57 und 58 weisen die Schwellenwertpegel 54 auf. wie in Fig. 16 dargestellt ist. Die Ausgänge der
Regenerationsschaltungen 55 und 57 werden an die logische Schaltung 36Λ angelegt, während die Ausgänge von den Regenerationsschaltungen 56 und 58 an die
logische Schaltung 36ß angelegt werden. Entsprechend den Ausgängen der Regenerationsschaltungen 18/4 und
18ß werden die logischen Schaltungen 36Λ und 36ß so gesteuert, daß sie den entsprechender. Eingang wählen
und die Ausgänge an die Ausgangsanschlüsse 27 bzw. 28 abgeben.
Wie in Fig. 17 dargestellt, sind die Vektoren der 16
einzelnen Signale der 16fachen APK-Signale mit den Bezugsziffern 100 bis 103,200 bis 203,300 bis 303 sowie
400 bis 403 bezeichnet. Die Signale mit den Bezugsziffern 100 bis 103 entsprechen den Signalvektoren in dem
ersten, in F i g. 4 dargestellten Quadranten und stellen die Kombinationen der Basisband-Impulse (0000),
(0001), (0011) und (0010) da.. In ähnlicher Weise entsprechend die Signale mit den Bezugsziffern 200 bis
203. 300 bis 303 und 400 bis 403 den Vektoren in dem zweiten, dritten bzw. vierten Quadranten in F i g. 4 und
stellen die Basisband-Impulskombinationen dar, welche in Fig. 17 in Klammern angegeben sind. Um das
16fache APK-Signal mit Hilfe der drei verschiedenen Schwellenwertpegel zu unterscheiden, wird die Phasen-
Amplitudenebene in 16 Bereiche 100-403 unterteilt, welche jeweils den 4-Sit-Kodes entsprechen, wie in
Fig. 17 dargestellt ist.
Wenn der Fühlausgang der Fühlschaltung 16 höher als die Schwellenwertpegel 52, 53 bzw. 54 ist, sind die
Ausgänge der Regenerationsschaltungen 18Λ, 18ß, 55 bis 58 0; wenn dagegen der Ausgang der Fühlschaltung
kleiner ist als die Schwellenwertpegel 52 bis 54, sind die Ausgänge !. Die Kombinationen der Ausgänge der
Regenerationsschaltungen 18Λ, 18ß, 55 bis 58, welche
ίο den in Fig. 17 dargestellten Signalen, d.h. sechs
Impulsreihen, entsprechen, können infolgedessen regeneriert werden, wie in Fig. 18 dargestellt ist. Um die
impulskodierten, in Fig. 17 in Klammer dargestellten
Signale zu erhalten, werden die Ausgänge von den Regenerationsschaltungen 18A, 18ß, 55 und 56 für die
16fachen APK-Signale in dem ersten Quadranten erhalten; die Ausgänge der Regenerationsschaltungen
IS/4, 18ß, 55 und 58 werden von Jen löfachen
APK-Signalen in dem zweiten Quadranten erhalten; die Ausgänge der Regenerationsschaltungen 18Λ, 18ß, 57
und 58 werden für die Signale in dem dritten Quadranten und die Ausgänge der Regenerationsschaltungen
18/4, 18ß, 57 und 56 werden für die Signale in dem vierten Quadranten erhalten. Das heißt, wenn der
Ausgang der Regenerationsschaltung 18.4 0 ist, wird der Ausgang der Regenerationsschaltung 55 gewählt, wenn
dagegen der Ausgang 1 ist, wird der Ausgang der Regenerationsschaltung 57 gewählt. In ähnlicher Weise
wird in Abhängigkeit davon, ob der Ausgang der Regenerationsschaltung 18ß 0 oder 1 ist, der Ausgang
der Regenerationsschaltung 56 oder 58 gewählt. Danach können dann die Ausgänge der zwei gewählten Reihen
verarbeitet werden, um den demodulierten Signalausgang zu erhalten. Infolgedessen läßt die logische
Schaltung 36/4 den Ausgang der Regenerationsschaltung 55 durch, wenn der Ausgang der Regeneratior.sschaltung
18Λ 0 ist, sie läßt dagegen den Ausgang der
Regenerationsschaltung 57 durch, wenn der Ausgang der Schaltung 18/4 1 ist. Dasselbe gilt für die logische
Schaltung 36ß. Auf diese Weise können dann vier Basisband-Impulszüge oder -reihen an den Ausgangsanschlüssen
19,20,27 und 28 erhalten werden.
Hierzu 14 Blatt Zeichnungen
Claims (6)
1. Demodulator für 16wertige amplituden- und phasenumgetastete Signale (APSK-Signale) mit
einer Trägerableitungseinrichtung, die eine Vierphasen-Signal-Fühlschaltung für das empfangene Eingangssignal
mit dem Referenzträger, eine Regeneriereinrichtung für das Ausgangssignal der Vierphasen-Signal-Fühlschaltung
zur Regenerierung der beiden Grundbandimpulszüge des ersten Signalzweiges in dem empfangenen Eingangssignal, eine
Remodulationsschaltung für die Remodulierung des Referenzträgers mit den beiden regenerierten
Grundbandimpulszügen zur Regenerierung des Vierphasen-PSK-Signals des ersten Signalzweiges,
einen Phasenkomparator, der die Phase des Vierphasen-PSK-Signals des ersten Signaizweigs
mi; der eines empfangenen lowertigen APSK-Signals vergleicht, und einen spannungsgesteuerten
Oszillator aufweist, der die Phase des Referenzträgers mit dem Ausgangssignal von dem Phasenkomparator
steuert, gekennzeichnet durch eine Vierphasen-PSK-Demodulationsschaltung (26) zur
Regenerierung der beiden Grundimpulszüge des Vierphasen-PSK-Signals im zweiten Signalzweig
aus dem Vierphasen-PSK-Signal im ersten Signalzweig und dem empfangenen 16wertigen APSK-Eingangssignal.
2. Demodulator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine den ersten Signalzweig von der
Remodulationsschaltung (21) von dem empfangenen Eingangssignal subtrahierende Subtraktionsschaltung
(25), wobei die Phase des Ausgangssignals der Subtraktionsschaltung (25) in der Vierphasen-PSK-Demodulationsschaltung
(26) demoduliert wird.
3. Demodulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ^-Einrichtungen, die jeweils
eine Remodulationsschaltung (21), eine Subraktionsschaltung (25) und eine Vierphasen-PSK-Demodulationsschaltung
(26) enthalten, zur Demodulation von 22(Ar+2)wertigen APK-Signalen in Kaskade geschaltet
sind.
4. Demodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Regeneriereinrichtung
einen ersten Phasenkomparator (22), der die Phase des ersten Signalzweigs von der Remodulationsschaltung
(21) mit der Phase des empfangenen Eingangssignals vergleicht, einen zweiten Phasenkomparator
(39), der die Phase des empfangenen Eingangssignals mit der Phase des ersten Signalzweigs
vergleicht, dessen Phase um n/2 verschoben ist, und eine logische Schaltung (36) aufweist, welche
die Grundbandimpulszüge des ersten Signalzweigs und die Ausgangssignale des ersten und zweiten
Phasenvergleichers (22, 39) logisch miteinander verknüpft.
5. Demodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Regeneriereinrichtung
eine Phasenschieberschaltung (41), die das Ausgangssignal des Phasenkomparators (39) und das
Ausgangssignal, dessen Phase bezüglich des Ausgangssignals des Phasenkomparators (39) um 90°
verschoben ist, im Verhältnis eines sin Φ und eines cos Φ zusammenfaßt, wobei Φ eine beliebige
Konstante ist, weiterhin eine Regenerierschaltung (42,43), die das Ausgangssignal der Phasenschieberschaltung
(41) unterscheidet, sowie eine logische Schaltung (36) aufweist, welche das Ausgangssignal
der Regenerationsschaltung (42, 43) und die Grundbandimpulszüge des ersten Signalzweigs
miteinander verknüpft
6. Demodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur
Regenerierung des zweiten Signalzweigs mehrere zusätzliche Regeneriereinrichtungen (18Λ, 18ß, 55
bis 58), die jeweils mit den Ausgängen der Vierphasen-Signal-Fühlschaltung (16) verbunden
sind und jeweils einen Schwellwertpegel aufweisen, der sich von dem der ersten Regeneriereinrichtung
(18) unterscheidet, sowie mehrere logische Schaltungen (36Λ, 36B) aufweist, die wahlweise die
Ausgangssignale der zusätzlichen Regeneriereinrichtung (18Λ, 18ß, 55 bis 58) entsprechend den
Grundbandimpulszügen des ersten Signalzweigs von der ersten Regeneriereinrichtung (18) durchlassen.
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- 1975-09-12 DE DE2540836A patent/DE2540836C3/de not_active Expired
- 1975-09-12 IT IT27224/75A patent/IT1042543B/it active
- 1975-09-12 FR FR7528045A patent/FR2285014A1/fr active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2285014B1 (de) | 1978-12-01 |
DE2540836A1 (de) | 1976-04-01 |
GB1519968A (en) | 1978-08-02 |
US4039961A (en) | 1977-08-02 |
CA1076219A (en) | 1980-04-22 |
NL173461C (nl) | 1984-01-16 |
NL173461B (nl) | 1983-08-16 |
FR2285014A1 (fr) | 1976-04-09 |
NL7510728A (nl) | 1976-03-16 |
IT1042543B (it) | 1980-01-30 |
DE2540836B2 (de) | 1977-09-22 |
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8328 | Change in the person/name/address of the agent |
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