DE2408151C3 - Fernsteuersystem zur Übertragung von Signalen über ein Starkstromnetz - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Fernsteuersystem zur Übertragung von Signalen über ein Starkstromnetz, bei dem sendeseitig winkelmodulierte Signale mit vorgebbarem Frequenzhub und vorgebbarer Bandbreite gebildet und in das Starkstromnetz eingekoppelt werden und die Empfänger Einrichtungen aufweisen, die den Pegel des empfangenen Signals und den Pegel von Störungen bewerten und miteinander vergleichen und die Ausführung eines Schaltbefehls nur dann zulassen, wenn der Signalpegel über dem Störpegel liegt

Solche Fernsteuersysteme sind bereits bekannt (DE-AS 12 37 669). Dort ist vorgesehen, daß Hochfre quenzimpulse unter Verwendung der bekannten Frequenzmodulation mit im Vergleich zu der Signalband breite am Ausgang verhältnismäßig großem Frequenz hub und großer Bandbreite übertragen werden un innerhalb des Empfanget» zur sicheren Unterscheidun zwischen Schaltbefehl und Störungen Einrichtunge verwendet werden, die den Pegel des Befehlssignals un< den Pegel der Störungen bewerten und miteinande

vergleichen und die Ausführung eines Schaltbefehls nur dann zulassen, wenn der Signalpegei entsprechend weit über dem Störpegel liegt Bei diesem mit Hochfrequenzimpulsen arbeitenden System ist ungünstig, daß eine Schalterbetätigung nur dann erfolgen kann, wenn der Signalpegel entsprechend weit über dem Störpegel liegt und demgemäß mit relativ hoher. Signalpegeln gearbeitet werden muß, Vfnn eine Differenzierung bezüglich gleichfrequenter Störsignale aus einem Nachbarnetz gewährleistet werden muß.

Bekannt sind auch bereits Rundsteuersysteme, bei welchen mittels einer vorzugsweise in einem Unterwerk eines Energieversorgungsneizes vorgesehene Sendeeinrichtung Steuerbefehle in der Form von Wechselstromsignalen bzw. -Impulsseqücnzen einem zugehörigen Starkstromnetz überlagert werden. An beliebigen Orten des Starkstromnetzes können die genannten Steuerbefehle von an das Starkstromnetz angeschlossenen Empfangen) selektiv empfangen werdea Mittels solcher Rundsieuereinrichtungen können bestimmte Gruppen von Stromverbrauchern, wie Boiler, Süüßenbeleuchtungen usw. ferngesteuert eingeschaltet oder ausgeschaltet werden. Auch können mit solchen Rundsteuereinrichtungen Sonderbefehle beispielsweise für die Feuerwehr oder für Luftschutz usw. übertragen werden.

Obwohl sich die bekannten Rundsteuerverfahren im allgemeinen gut bewährt haben, treten mitunter erhebliche Schwierigkeiten dadurch auf, daß die einem Starkstromnetz überlagerten Steuerbefehle sich nicht nur nach vorwärts, d. h. in Richtung des Energieflusses zu den dem betreffenden Unterwerk zugeordneten Verbrauchern ausbreiten, sondern daß sie rückwärts über Speisetransformatoren des betreffenden Unterwerkes in ein übergeordneten Hochspannungsnetz übertreten und über dieses übergeordnete Hochspannungsnetz und über weitere Speisetransformatoren unerwünschterweise in ein einem benachbarten Unterwerk zugeordnetes Starkstromnetz gelangen. Dieser Störungsfall tritt besonders bei Verwendung relativ tiefer Sendefrequenzen, beispielsweise etwa 300 Hz, auf, da die genannten Speisetransformatoren in den Unterwerken für so tiefe Frequenzen nur eine relativ kleine Dämpfung aufweisen, im Hinblick darauf, daß das übergeordnete Starkstromnetz, welches den störenden Übertragungsweg darstellt, beispielsweise eine Spannung von 50 KV oder mehr aufweist und für hohe Leistungen ausgelegt ist, versteht es sich von selbst, daß frequenzselektive Sperrmittel sehr kostspielig werden und auch aus Gründen der starkstromtechnischen Betriebssicherheit unerwünschte Elemente darstellen. Ohne solche Sperrmittel besteht jedoch infolge dieses unerwünschten Signrlübertrittes in ein benachbartes Starkstromnetz die Gefahr des fälschlichen Ansprechens von Rundsteuerempfängern in einem benachbarten Netz auf netzfremde Steuerbefehle.

Aus dem Bulletin des Schweizerischen Elektrotechnischen Vereins Nr. 57 (1966) 9, Seiten 414 bis 421 ist auch bereits die Bindung der Sendefrequenzen und der Empfängerabstimmung an die Netzfrequenz unter Verwendung schmalbandiger Filter bekannt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Fernsteuersystem der eingangs genannten Art so zu verbessern, daß es in erhöhtem Maß immun ist gegen ein fälschliches Ansprechen auf gleichfrequente Störungssignale, welche aus einem benachbarten Starkstromnetz kommen. Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, -hß die winkelmodulierten Signale niederfrequent und der Frequenzhub sowie die Bandbreite klein sind, daß die Frequenzen der gesendeten Signale in fester Beziehung zur Netzfrequenz des Starkstromneues stehen, und daß die Empflngeransprechfrequenz sowie die Diskriminatorfrequenzcharakteristik des Empfangers in Abhängigkeit von der Netzfrequenz gesteuert sind und deren Schwankungen in gleicher Weise wie die Signalfrequenzen folgen.

Dadurch wird vorteilhafterweise erreicht, daß selbst mit einem nur knapp Ober dem Störpegel liegenden Signal eine hohe Störimmunität und damit eine entsprechend hohe Übertragungssicherheit gewährleistet wird. Der im eigenen Starkstromnetz erzeugte Signalpegel muß dabei nur gerade mindestens um den Geräuschunterdrückungsfaktor des Empfängers höher sein als der Signalpegel von ggf. eindringenden gleichfrequenten Störsignalcn aus einem Nachbarnetz.

Im folgenden wird ein Ausführun/^beispiel der Erfindung an Har.d der Zeichnungen näher erläutert. Dabei zeigt

F i g. { ein vereinfacht gezeichnetes Prinzipschaltbild eines elektrischen Energieversorgungsnetzes,

F i g. 2 ein Blockschaltbild einer Sendeeinrichtung, F i g. 3 den Aufbau eines Modulators, F i g. 4 eine Tabelle über Parameter des Modulators. F i g. 5 ein Schallbild eines Phasendiskriminators, F i g. 6 Inipulsdiagramme des Phasendiskriminators. F i g. 7 ein Schaltbild einer Empfangseinrichtung,

Fig. 8 eine Durchlaßcharakteristik eines Empfangsfilters.

Fig. 9 Durchlaßcharakteristiken eines RC- und eines N- Pfad- Filters.

Fig. 10 ein Schaltbild eines Begrenzers, und F i g. 11 ein Schaltbild eines Diskriminalors.

Vorgängig der Beschreibung eines Ausführungsbeispiels wird an Hand der F i g. 1 das hier ijgrunie liegende Problem näher erläutert Die F i g. 1 zeigt ein vereinfacht gezeichnetes Prinzipschaltbild eines elektrischen iinergieversorgungsnetzes. Der Einfachheit halber ist das Schaltbild einphasig gezeichnet Üblicherweise sind solche Netze jedoch dreiphasig aufgeb&ut, was jedoch für die nachfolgende Erläuterung belanglos ist.

Eine beispielsweise 50 Kv führende Hochspannungsleitung a speist zwei Unterwerke b und c In jedem dieser Unterwerke ist ein Speisetransformator d bzw. e vorgesehen, welcher die Spannung von 50 KV auf beispielsweise 15 KV transformiert. Ein solcher Speisetransformator hat beispielsweise eine Leistung von 25 MVA. Der Speisetransformator d bzw. e ist mit seiner Primärseite an die 50-KV-Hochspannungsleitung a a;i3estwlc!ssen. Seine Sekundärseite ist über einen in einer Starkstromleitung k bzw. m angeordneten Kopplungstransformator /bzw. g mit der Sammf !schiene k * bzw. m * des betreffenden Unterwerkes b bzw. c verbunden. An diese Sammelschiene Ar" bzw. m^# sind die dem betreffenden Unterwerk b bzw. c zugehörigen Mittelspar.nungs-Starkstromleitungen des ihnen zugehörigen Starkstromnetzes angeschlossen. Über den Kopplungstransformator / werden die von einer Sendeeinrichtung h stammenden, die Steuerbefehle darstellenden, Steuersignale in das vom Unterwerk b versorgte Starkstromnr ·ζ eingekoppelt Die Sendeeinrichtung Λ besteht im wesentlichen aus einer Befehlseingabevorrichtung Λι, einem von ihr gesteuerten Modulator Λ? und einem vom Modulator A₂ beeinflußten Sender hy. In entsprechender Weise ist an den Kopplungstransformator g des Unterwerkes c eine Sendteinrichtung /

angeschlossen. Auch die Sendeeinrichtung /besteht aus einer Befehlseingabeeinrichtung /Ί, einem Modulator h und einem Sender /j.

Aus verschiedenen Gründen, so insbesondere auch aus Gründen der Frequenzökonomie werden in benachbarten Unterwerken üblicherweise die gleichen Sendefrequenzen benützt. Die auf der Sekundärseite f₂ durch die Sendeeinrichtung Λ erzeugte Spannung Ik addiert sich zu der von der Sekundärseite des Speisetransformators (/gelieferten Netzspannung. Es ist nun zu beachten, daß zufolge der Spannung LO auch ein signalfrequenter Strom Ober den Speisetransformator d zum übergeordneten Hochspannungsnetz, d. h. zur Hochspannungsleitung a abfließt. Dies ist durch einen Pfeil η angedeutet. Ein Teil dieses Stroms, in der F i g. 1 mit einem Pfeil n' angedeutet, fließt über die Hochspannungsleitung a und gelangt schließlich über den Speisetransformator e in das Starkstromnetz des Unterwerkes c, was in Fig. 1 durch einen Pfeil n" angedeutet ist. Hierdurch entsteht nun in dem an das Unterwerk c angeschlossenen Starkstromnetz eine fernsteuerfrequente Störspannung. Diese kann gegebenenfalls an das Starkstromnetz des Unterwerkes c angeschlossene Empfänger fälschlicherweise auch auf aus dem Unterwerk b stammende Steuerbefehle ansprechen lassen. Das Entsprechende gilt natürlich auch für Steuerbefehle aus dem Unterwerk c, welche über den Speisetransformator e, die Hochspannungsleitung a und den Speisetransformator d in das Starkstromnetz des Unterwerkes b eindringen können. Die praktische Erfahrung zeigt, daß die Dämpfung für solcher Art übertragene Störsignale für Frequenzen unter etwa 300 Hz nur etwa 10 db beträgt. Im Hinblick auf die praktisch stets vorhandenen Toleranzen des Ansprechpegels der verschiedenen Empfänger einerseits und der in einem Starkstromnetz möglichen Pegelschwankungen der Fernsteuersignale, beispielsweise zufolge Spannungsüberhöhungen andererseits, ist es leicht verständlich, daß es zufolge dieser beschriebenen Störung zu fälschlichem Ansprechen von Empfängern auf Steuerbefehle aus einem benachbarten Starkstromnetz kommen kann. Wie bereits erwähnt, ist die Anordnung von Sperrmitteln in der Hochspannungsleitung a aus verschiedenen Gründen unerwünscht, so daß man bisher die genannte als »spill-over« bezeichnete Störung in Kauf nehmen mußte.

In bekannten Fernsteuersystemen, insbesondere Rundsteuersystemen, welche eine Starkstromleitung bzw. ein Starkstromnetz als Übertragungskanal benutzen, wird mi' tonfrequenten Steuersignalen gearbeitet, wobei die A!-Modulation zur Anwendung kommt. Das Ausgangssignal des Fernsteuersenders ist daher in seiner Amplitude im Rhythmus der zu übertragenden Impulssequenzen getastet Die Information wird durch die beiden binären Werte 1 und 0 dargestellt, wobei die Information in an sich beliebiger Weise kodiert sein kann.

Im Hinblick auf den Störpegel des Starkstromneues sowie des Empfängers und insbesondere im Hinblick auf die möglichen Schwankungen des Störpegels muß bei Anwendung der Al-Modulation ein so hoher Signalpegel verwendet werden, daß sich auch im ungünstigsten Fall der binäre Wert 1 noch mit ausreichender Sicherheit vom binären Wert 0 unterscheidet Dem Empfänger wird eine Ansprechschwelle zugeordnet, derart, daß alle Signale unterhalb dieser Schwelle als binär 0 und Signale oberhalb derselben als binär 1 gewertet werden. Es erfolgt also eine Amplituden

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bewertung des empfangenen Signals. Eine allgemeine Erhöhung des Sendepegels erlaubt zwar eine Verbesserung bezüglich des eigenen Störpegels des Starkstromnetzes, dagegen ist sie wirkungslos bezüglich der früher genannten »spill-overw-Störung, da durch die entsprechende Erhöhung des Sendepegels im Nachbarunterwerk eine entsprechend erhöhte Übertrittsspannung entsteht und dadurch diese »spill-overw-Störung selbstverständlich nicht vermindert wird.

Im Zusammenhang mit dem beschriebenen System wird für die Signalübermittlung über eine Starkstromleitung bzw. ein Starkstromnetz die Winkelmodulation angewendet. Darunter fallen sowohl die Frequenz- als auch die Phasenmodulation. Beide Modulationsarten sind bekanntlich miteinander verwandt. Die im folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiele beziehen sich auf Frequenzmodulation.

Im folgenden wird zunächst eine Sendeeinrichtung für eine mit Frequenzmodulation arbeitende Fernsteuervorrichtung der genannten Art beschrieben. Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild dieser Sendeeinrichtung. Diese besteht aus einem Codierer I₁ welcher das für die Sendung benötigte Impulstelegramm bildet Der Codierer 1 ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel dazu vorgesehen, ein Impulstelegramm zu bilden, welches aus einem Startbit und vier anschließenden Informationsbits bes'eht Dementsprechend weist der Codierer 1 eine Starttaste St und vier Umschalter 2, 3, 4 und 5 auf, mittels welcher den zugehörigen Klemmen 2', 3', 4' und 5' des Codierers je nach der Einstellung der genannten Umschalter 2... 5 entweder das Nullpotential oder eine positive Spannung Ui, welche an einer Klemme 6 liegt, zugeführt werden kann.

Der Codierer 1 gibt nach Betätigung der Starttaste Si an seinem Ausgang 7 ein mit einem Startbit beginnendes Impulstelegramm ab, in welchem die Lage der Impulse und impuisiocken durch die Stellung der Umschalter 2... 5 bestimmt sind.

Das genannte Impulstelegramm wird vom Ausgang 7 des Codierers 1 über eine Leitung 8 einem Steuereingang 9 eines Modulators 10 zugeführt Der Aufbau und die Wirkungsweise des Modulators 10 wird später an Hand der F i g. 6... 12 noch näher erläutert Vorerst sei lediglich erwähnt, daß der Modulator 10 an seinem Ausgang 11 ein frequcn/hubgetastetes Impulstelegramm abgibt. Das Impulstelegramm am Ausgang Il des Modulators 10 weist die gleiche Taktscquen/ auf wie das Impulstelegramm am Ausgang 7 des Codierers 1. Der Modulator 10 ordnet dem ihm an seinem Steucreingang 9 zugeführten Impulstelegramm ein«. Frequenz ji b/w. f, zu. je nachdem, ob das Impulstelegramm an seinem F.mgang9den logischen Wert ! bzw. 0 aufweist.

Die Frequenzen /Ί und Λ werden in je eine bestimmte feste Beziehung zur Netzfrequenz fs des Starkstromnetzes gebracht, wie dies später noch erläutert wird. Zu diesem Zwecke wird einem weiteren Eingang 12 des Modulators 10 ein an eine Klemme 13 geführtes Referenzsignal L/,v mit der Netzfrequenz £v zugeführt.

Die Wahl der beiden Frequenzen /i und /j soll einerseits im Hinblick auf eine sinnvolle Frequenzplanung und andererseits im Hinblick auf nachrichtensystemtechnische Gesichtspunkte erfolgen. Um einerseits eine große Anzahl von Nachrichtenkanälen zu ermöglichen, wäre ein möglichst geringer Frequenzhub erwünscht, damit nämlich die Systembandbreite möglichst klein gehalten werden kann. Andererseits wäre ebenfalls aus systcmtcchnischen Gründen ein großer Frequenzhub erwünscht, dies um einen möglichst hohen Modulations-

inde\ zu erreichen. Citlinde fur einen grollen Frequenzhub sind beispielsweise einerseits die geringeren Anforderungen an die Frequenzprazision im Sende- und l-.mpfangsteil und andererseits die geringere Störung durch sogenannte 1Ί equen/jitter, d. h. sporadische Frequenzsprunge. wie sie bei den I requcnzen f\ und /.■ aus Gründen der tcvf.nischen Unvollkonimcnhcit der betreffenden Gerate auftreten können. Bei großem Frequenzhub w ird jedoch die erforderliche Kanalbreite für praktische Bedürfnisse unter Umständen zu groß. Es ist nämlich zu bedenken, daü man bei über das Starkstromnetz arbeitenden Fernsteuereinrichtungen vorzugsweise jeweils im Frequenzbereich zwischen zwei benachbarten Netzfrequen/harmonischen arbeitet.

Zur Erzielung einer hohen Übertragungssicherheil bzw, kleinen Fehlerwahrscheinlichkeit trägt auch ein Arbeiten mit sehr kleinem Modulationsindex, vorzugsweise kleiner als 1, bei.

Mit der Systembandbreite kann dabei bis zur Nyquist-Bandbreite heruntergegangen werden.

Für das vorliegende Ausführungsbeispiel wurden folgende Systemparameter angenommen:

Tabelle

Netzfrequenz	Λ	= 50Hz
Sendefrequenz für Bit »log. 0«	/,	= 124,333Hz
Sendefreq'ienz für Bit »log. 1«	/2	= 125,667 11/
Bitdauer	Ά	= 0,6 Sek.
Modulationsfrequenz (höchste)		= 0,833Hz
Schrittgeschwindigkeit		= 1,6 Baud
Modulationsindex	m	= 0,8
Svstembandbreite	B	= LoIIz

wobei die Frequenzen /Ί und /'.· in fester Beziehung zur Netzfrequenz fs gehalten werden. Durch diese Bindung der Sendefrequenzen an die Nel/frequenz liegen diese auch bei schwankender Netzfiequenz immer relativ gleich zwischen den Harmonischen der Neizfrequenz.

Der Modulator 10 gibt das von ihm erzeugte frequenzhubgetastete Impulstelegramm von dessen Ausgang 11 über eine Leitung 12 an einen Steuereingang 13 eines Senders 14. Als Sender eignet sich beispielsweise ein Verstärker ausreichender Leistung oder ein durch das frequenzhubgetastete Impulstelegramm gesteuerter statischer Wechselrichter. Das Blockschaltbild der F i g. 2 ist nur für eine Phase dargestellt. Selbstverständlich kann in an sich bekannter Weise aus dem Impulstelegramm des Codierers 1 oder des Modulators 10 ein dreiphasiges Steuersignal gewonnen werden.

Die zufolge der gewählten Systemparameter gegenüber bekannten mit Al-Modulation arbeitenden Fernsteuersystemen über Starkstromnetze beträchtlich gesteigerte Übertragungssicherheit sowie insbesondere die hohe Immunität gegenüber der »spill-ovcrrt-Siörung gestatten gegenüber den bekannten Fernstcuersystemen auf Starkstromnetzen mit einem um etwa 20—30 db niedrigeren Spannungspegel zu arbeiten. Dadurch ergibt sich ein weiterer Vorteil des beschriebenen Systems. Während nämlich beispielsweise in einem 25-MW-Starkstromnetz bisher etwa 25 ... 50 kW Signalleistung vorgesehen werden mußte, genügt beim vorliegenden System eine wesentlich kleinere Leistung von beispielsweise einigen Hundert Watt. Dies bei Verwendung einer Einkopplungseinrichtuiig mit hohem Wirkungsgrad und etwa 1 ... 2 kW bei einer L'inkopplungseinrii'htting mit einem relativ kleinen Wirkungsgrad.

Als Sender 14 kann beispielsweise ein statischer Wechselrichter bekannter Art benutzt werden. Die vom Sender 14 erzeugte Sendeleistung wird von dessen Ausgang 15 über eine Leitung 16 einem Hingang 17 einer Einkopplungsemrichtung 18 zugeführt. Die Einkopplungscinrichtung 18 ist einerseits an den Sender 14 angeschlossen und andererseits in die von der Sekundärseite des .Speisetransformators d zur Sammelschiene k* des Unterwerkes b führenden Leitung k eingeschaltet (vgl. hierzu auch I- i g. 1).

Anhand der Fig. 3 und 4 wird nunmehr der Aufbau und die Wirkungsweise eines Modulators 10 (vgl. hierzu auch F i g. 2 und Tabelle) erläutert. Vom Codierer 1 wird von seinem Ausgang 7 über die Leitung 8 den Steuereingang 9 des Modulators iOuie aus impulsen unu Impuislücken bestehende Impulsfolge abgegeben. Aufgabe des Modulators 10 ist es nun. an seinem Ausgang 11 ein Signal mil der Frequenz. /Ί, in unserem Beispiel 124,333 Hz. abzugeben, wenn in der genannten Impulsfolge eine Impulslücke, also ein Bit mil dem logischen Wert 0 auftritt, hingegen ein Signal mit der Frequenz A>, in unserem Beispiel 125,666 Hz, abzugeben, wenn in der genannten Impulsfolge ein Impuls, also ein Bit mit dem logischen Wert I auftritt.

Hierfür je einen Oszillator für die Frequenz /i und /j vorzusehen und diese entsprechend der Impulsfolge am Eingang 9 des Modulators 10 durch eine Tastvorrichtung abwechselnd an den Ausgang 11 des Modulators 10 anzuschalten, erweist sich im vorliegenden Fall als untauglich. Auch eine direkte Frequenzumtastung eines Oszillators, beispielsweise durch Kapazitäts- oder Induktivitätsveränderung, erweist sich als untauglich.

Ein übertragungssystem der einleitend beschriebenen Art, insbesondere beim Arbeiten mit einer durch die Nyquist-Bandbreite festgelegten Systembandbreite, erfordert auf der Empfangsseite die Anwendung relativ schmalbandiger Selektionsmittel, wenn die einem solchen System inhärenten Vorteile erreicht werden sollen. Bei der Umtastung zwischen zwei Oszillatoren unterschiedlicher Frequenz bzw. bei der direkten Umtastung durch Beeinflussung der Induktivität oder Kapazität eines frequenzbestimmenden Schwingkreises des Oszillators entstehen nämlich in den hier notwendigen schmalbandigen Filtern auf der Empfangsseite sehr störende Einschwingvorgänge sowohl bezüglich der Amplitude als auch der Frequenz. Diese Einschwingvorgänge würden die Übertragungsqualität erheblich beeinträchtigen und insbesondere zu einer erhöhten Fehlerwahrscheiniichkeit bei der Übertragung binär frequenzmodulierter Signale führen.

Im Hinblick auf mögliche Frequenzvariationen der Netzfrequenz fs des zur Übertragung dienenden Starksiromnclz.es werden die Sendefrequenzen f\ und Λ in starrer Beziehung zur Netzfrequenz Λ, gehalten. Hierdurch wird nämlich erreicht, daß diese Frequenzen auch bei Netzfrequenzänderungen ihre relative Lage ¹ innerhalb des durch die Netzfrequenz f_s und ihre Harmonischen gegebenen Frequenzrasters unverändert beibehalten.

Die beiden Frequenzen /i und h werden stets in starrer Beziehung zur Netzfrequenz fs gehalten. Die > Erzeugung dieser beiden Frequenzen f_x und /j erfolgt mittels einer Anordnung gemäß F i g. 3.

Der Modulator 10 besteht im wesentlichen aus zwei Teilen, nämlich einem Referenzfrequenzgenerator 10Λ

und einer Frequenzschubtast-Einrichtung 10Ä Der Referenzfrequenzgenerator 10/4 erzeugt aus dem der Klemme 12 des Modulators 10 (vgl. hierzu auch F i g. 2) zugeführten Signal U_n mit der Frequenz fs an einer Ausgangsklemme 201 des Referenzfrequenzgenerators 10/4 eine starr an die Netzfrequenz fs gebundene erste Referenzfrequenz f/t ι, in unserem Beispiel 5000 Hz.

Die an d;r Klemme 12 liegende Netzspannung Us wird über einen Spannungsteiler bestehend aus den Widerständen 202 und 203 so geteilt, daß am Spannungsteilerpunkt 204 ein für die elektronischen Bauteile des Modulators 10 zuträglicher Wert auftritt. Die am Spannungsteilerpunkt 204 liegende netzfrequente Spannung wird über eine Diode 205 einem Widerstand 206 und einer parallel geschalteten Zenerdiode 207 zugeführt, dies um am Schaltungspunkt 208 eine 50-Hz-Rechteck-Impulsfolge zu erhalten. Über ein NAND-Gatter 209 erfolgt eine Impulsformung zur Erzielung einer besseren Flankensteilheit der am Ausgang 210 des NAND-Gatters 209 auftretenden SO-Hz-Rechteck-Impulsfolge.

Ober eine Leitung 211 wird diese 50-Hz-Rechteck-Impulsfolge einem ersten Eingang 212 eines Phasendiskriminators 213 zugeführt

Ein durch eine Steuerspannung Us \ in seiner -'"> Frequenz steuerbarer Referenzoszillator 214 erzeugt eine erste Referenzfrequenz fm. Es ist nun im Referenzfrequenzgenerator 10/4 dafür Sorge getragen, daß diese erste Referenzfrequenz /«ι stets in bestimmter starrer Beziehung zur Netzfrequenz fs gehalten «> wird, in unserem Beispiel ist

gewählt Wenn also die Netzfrequenz fs auf ihrem Nominalwert 50 Hz liegt, so ist f/tι gleich 5000 Hz. r>

Mit der Steuerspannung l/s ι am Steuereingang 215 des Refcrenzosziiiators 2i4 kann die Frequenz dieses Referenzfrequenzoszillators 214 in einem bestimmten Bereich nach oben und unten verschoben werden. An seinem Ausgang 216 gibt der Referenzfrcquenzoszillator 214 ein im wesentlichen sinusförmiges Signal LIn \ mit der Frequenz fit ι ab, welches über eine Leitung 217 einem Eingang 218 eines als Impulsformer wirkenden Schmitt-Trigger 219 zugeführt wird. Der Schmitt-Trigger 219 gibt an seinem Ausgang 220 eine Rechteck-Im- -n pulsfolge Wr ι mit der Repetitionsfrequen/ /« ι. im vorliegenden Fall 5000 Hz ab. Diese Rechteck-Impulsfolge wird über eine Leitung 221 einerseits dem Ausgang 201 des Referenzfrequenzgenerators 10.4 und andererseits einem Eingang 222 eines ersten Frequenzteilers 223 be- > <> kannter Art zugeführt. Die Frequenz fit ι wird mittels des ersten Frequenzteilers 223 mit dem Divisor D geteilt, im vorliegenden Beispiel ist D= 100.

An einem Ausgang 224 des ersten Frequenzteilers 223 erscheint daher eine Rechteck-Impulsfolge Ur 2 mit der Frequenz /#2. welche Dmal kleiner ist ais die erste Referenzfrequenz fm. In unserem Beispiel wird somit eine zweite Referenzfrequenz f/t 2 von 5000 Hz : 100 - 50 Hz gebildet

Die zweite Referenzfrequenz /«2 am Ausgang 224 des oo Frequenzteilers 223 wird Ober eine Leitung 22S einem zweiten Eingang 226 des Phasendiskriminators 213 zugeführt An seinem Ausgang 214 gibt der Phasendiskriminator 213, welcher anhand der F i g. 9 und 10 noch erläutert wird ein impuisdauermoduliertes Signal Up ab. hi dessen Mittelwert annähernd proportional zum Phasenunterschied zwischen den den beiden Eingängen und 226 des Phasendiskriminators 213 zugeführten Rechteck-Inpulsfolgen ist. Über eine Leitung 228 wird dieses impulsdauermodulierte Signal Up einem Eingang 229 eines Tiefpaßfilters 230 zugeführt Die Übertragungscharakteristik dieses Tiefpaßfilters 230 ist so gewählt, daß an seinem Ausgang 231 im wesentlichen nur noch der Gieichspannungsantei! des impulsdauermodulierten Signals als ein Steuersignal t/s 1 auftritt. Dieses Steuersignal Us \ ist ein Maß für die Phasenabweichung zwischen der Netzfrequenz fs und der zweiten Referenzfrequenz f/ti. Das Steuersignal Us ι wird nun über eine Leitung 232 dem Steuereingang 215 des steuerbaren Referenzfrequenzoszillators 214 zugeführt Der Verlauf der Steuerspannung Us\ in Funktion der genannten Phasendifferenz sowie die Frequenzabhängigkeit des Referenzfrequenzoszillators 214 von seiner Steuerspannung t/s 1 ist so gewählt, daß eine auftretende Phasenabweichung die Frequenz des Referenzfrequenzoszillators 214 in einem solchen Sinne ändert, daß die genannte Phasendifferenz verschwindet Die vorstehend beschriebene Anordnung für den Referenzfrequenzgenerator 10/4 weist folgende Vorteile auf:

1. Die erste Referenzfrequenz fm ist an die Netzfrequenz fs gebunden und bietet dadurch die Möglichkeit, wie anschließend noch gezeigt wird, die Sendefrequenzen f_t und /j ebenfalls an die Netzfrequenz fszu binden.

2. Die solcher Art an die Netzfrequenz gebundene erste Referenzfrequenz f_Ri, im Beispiel 5000 Hz (bei nominal 50 Hz Netzfrequenz) folgt zwar der Netzfrequenz fs, jedoch ist sie zufolge der Zeitkonstanten des Regelvorganges, insbesondere des Tiefpaßfilters 230 von kurzzeitigen Schwankungen der Netzfrequenz bzw. ihrer momentanen Phasenlage unbeeinflußt Würde man die erste Referenzfrequenz ig \ durch bloße starre Multiplikation der Netzfrequenz fs erzeugen, so wurden Phasensprünge der Netzfrequenz wie sie in einem Starkstromnetz recht häufig auftreten, auch Sprünge der Momentanfrequenz einer solcher Art erzeugten Referenzfrequenz bewirken. Echte Frequenzänderungen der Netzfrequenz, wie sie durch eine Änderung der Tourenzahl der Generatoren zustande kommen kann, sind von Natur aus relativ langsame Vorgänge und diesen folgt die Anordnung gemäß F i g. J getreu.

Auf die erste Referenzfrequenz fn 1. wie sie am Aus gang 201 des Referenzfrequenzgenerators 10/4 verfüg bar ist. werden nun die beiden zu erzeugenden Sende frequenzen /Ί und Λ bezogen.

Die Frequenzhubtast-Einrichtung JOS dient dazu die Frequenz f\ zu erzeugen, wenn das ihr zugeführte Impulstelegramm momentan den binären Wert 0 aufweist, hingegen die Frequenz /2 zu erzeugen, wenn das ihr zugeführte Impulstelegramm momentan den binären Wert 1 aufweist Zu diesem Zweck ist der Steuereingang 9 über eine Leitung 233 mit einem Steuereingang 234 eines auf einen Divisor Eh\ bzw. Du umschaltbaren Frequenzteiler 235 verbunden. Der umschaltbare Frequenzteiler 235 ist Teil eines Phasenregelkreises 236, welcher einem durch ein Steuersignal U's in seiner Frequenz steuerbarem Oszillator zugeordnet ist

Ein Ausgang 238 des steuerbaren Oszillators 237 ist über eine Leitung 239 mit dem Eingang 210 eines ersten starren Frequenzteilers 241 verbunden. Der erste starre

Frequenzteiler 241 weist den Divisor A auf. Im Beispiel is? D\ gleich ICO gewählt. Ein Ausgang 242 des ersinn sUrren Frequenzteilers 241 ist Ober einen Schaltungspunkt 243 einerseits mit einem Eingang 244 eines zweiten starren Teilers 245 verbunden. Der zweite starre Teiler 245 weist den Divisor Ch auf. Im Beispiel ist Lh gleich 600 gewählt. Der Ausgang 246 des zweiten starren Teilers 245 ist über eine Leitung 247 mit der Aüsgangskiemme 11 des Modulators 10 verbunden.

Phasenregelkreises und Kopplung der beiden Phasenregelkreise über einen Phasendiskriminator 252 ist hier von besonderem Vorteil. Eine solch schnelle Umtastung wäre mit einem direkt auf der Frequenz /Ί hiw. ft schwingenden Oszillator praktisch nicht er-eichbar. Der Zwischenschritt der Erzeugung einer Referenzfrequenz fm von hier 5000 Hz, welche selbst an die Netzfrequenz fngebunden ist, erlaubt auch eine praktisch viel leichtere Realisierung der erforderlichen Filtereigenschaften des

Der Ausgang 238 des steuerbaren Oszillators 237 ist ιυ Tiefpaßfilters 256, als dies bei unmittelbarer Bezugnah

über eine Leitung 248 andererseits mit einem Eingang 249 des umschaltbaren Frequenzteilers 235 verbunden. Je nachdem, cb dem Steuereingang 234 das binäre Signal 0 bzw. 1 zugeführt wird, weist der umschaltbare Frequenzteiler 235 den Divisor Eh\ bzw. Dn auf. Im Beispiel ist D_n gleich 1492und Obgleich 1508gewählt.

Ein Aasgang 250 des umschaltbaren Frequenzteilers 255 ist mit einem ersten Eingang 25i eines Phasendiskriminators 252 der Frequenzschubtast-Einrichtung verbunden. Ein zweiter Eingang 253 dieses Phasendiskriminators ist mit dem Ausgang 201 des Referenzfrequenzgenerators 10Λ verbunden. Ein Ausgang 254 des Phasendiskriminators 252 der Frequenzschubtast-Einrichtung 10ß führt ein impulsdauermoduliertes Signal Wp, dessen Gleichstromanteil abhängig ist von der 2-ί Phasendifferenz der an den ersten und zweiten Eingang 251 bzw. 253 zugeführten Signale.

Der Ausgang 254 des Phasendisr.riminators 252 ist mit dem Eingang 255 eines Tiefpaßfilters 256 verbunden, dessen Ausgang 257 über eine Leitung 258 ein dem κ> genannten Gleichstromanteil entsprechendes Steuersignal U's einem Steuereingang 259 des steuerbaren Oszillators 237 zuführt Der dem steuerbaren Oszillator 237 zugeordnete Phasenregelkreis umfaßt somit den umschaltbaren Frequenzteiler 235, den Phasendiskrimi- i^r>

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Es ist darauf hinzuweisen, daß als Tiefpaßfilter 256 vorzugsweise ein solches mit phasenlinearer Übertragungscharakteristik angewendet wird.

Die harte Umtastung des umschaltbaren Frequenztei- ■>» lers 235 mittels der steilen Flanken des am Steuereingang 9 angelegten Impulstelegramms ergibt am Ausgang 254 des Phasendiskriminators 252 der Frcquenzhubtast-Einrichtung 10ß für jeden durch die Umtastung erzeugten Phasensprung einen Spannungs- ^ sprung des Ausgangssignals Wp des Phasendiskriminators 252. Nur wenn dieses Signal phasenlinear im Tiefpaßfilter 256 verarbeitet wird, ergibt sich eine korrekte Frequenzumtastung des steuerbaren Oszillators 237. Wurden im Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 256 Oberschwingvorgänge auftreten, so wurden diese Spannungsschwankungen als Schwankungen des Steuersignals Ws dem Steuereingang 259 des in seiner Frequenz steuerbaren Oszillators 237 zugeführt Hierdurch ergäben sich bei jeder Umtastung Frequenz- M Schwankungen, welche eine einwandfreie Auswertung der davon abgeleiteten Sendefrequenzen f\ unr¹ \ erschweren. Selbstverständlich muß die von der Hilfsfrequenz /h herrührende Welligkeit im Steuersignal Ws, welches dem steuerbaren Oszillator 237 zugeführt ^M wird, ausreichend klein sein. GemUß Beispiel weist das Tiefpaßfilter 256 bei einer Grenzfrequenz von etwa 500 Hz für die Frequenz f_H von 5000 Hz eine Dämpfung von etwa 50 db auf.

Die Kombination einer sehr schnell arbeitenden ^b5 Umtasteinrichtung mit einem umschaltbaren Frequenzteiler mit einem an die Netzfrequenz gebundenen Referenzfrequenzgenerator unter Verwendung je eines me auf die Netzfrequenz 50 Hz als Referenzfrequenz der Fall wäre.

Anhand der F i g. 5 und b wird der Aufbau und die Wirkungsweise eines Phasendiskriminators 213 bzw. 252 (vgl. I" i g. 3) beschrieben. Für beide Diskriminatoren kann die genau gleiche Schaltungsanordnung benützt werden. (In F i g. 5 sind die in Klammern eingetragenen uC/.c-iCMMüi'igiMi iüi Jen Diskriminator 252 gemäß F i g. 3 gültig.)

Dem Phasenciskriminator 213 wird an den Eingang 212 eine Impulsfolge mit der Frequenz f_N und an den anderen Eingang 226 eine Impulsfolge mit der Frequenz /r2 zugeführt Beide Impulsfolgen weisen rechteckigen Verlauf mit einem !mpuls-/Pauseverhältnis von wenigstens annähernd 1 :1 auf.

Der Eingang 212 ist über eine Leitung 401 mit dem Takteingang 402 eines Flip-Flops 403 verbunden. Dem Dateneingang 404 dieses Flip-Flops 403 wird über eine Leitung 405 dauernd eine positive Spannung von einer Klemme 406 als Signal logisch 1 zugeführt Der φ-Ausgang 407 des Flip-Flops 403 ist über zwei in Serie geschaltete als Verzögerungsglied wirkende Inverter 408 und 409 mit dem Löscheingang 410 des Flip-Flops 403 verbunden.

In analoger Weise ist der Eingang 226 über eine LiCiiUn^ ti ■ ΓΠϊί uciTi ι aiCicirigaP.g ti* CiHCS ι iip-i iOpS

413 verbunden. Dem Dateneingang 414 dieses Flip-Flops 413 wird über eine Leitung 415 dauernd eine positive Spannung von einer Klemme 416 als Signal logisch 1 zugeführt Der ^-Ausgang 417 des Flip-Flops 413 ist über zwei in Serie geschaltete als Verzögerungsglied wirkende Inverter 418 und 419 mit K.-.m Löscheingang 420 des Flip-Flops 413_verbunden.

Über eine Leitung 421 ist der (^-Ausgang 407 des ■ Flip-Flops 403 mit dem Takteingang 422 eines weiteren Flip-Flops 423 verbunden. Über eine Leitung 424 ist der φ-Ausgang 417 des Flip-Flops 413 mit dem Setzeingang 425 des Flip-Flops 423 verbunden. Der ^Ausgang des Flip-Flops 423 ist über eine Leitung 427 mit dem Ausgang 226 des Phasendiskriminators 213 verbunden. Am Ausgang 226 gibt der Phasendiskriminator 223 ein impulsdauermoduliertes Signal Up ab, dessen Gleichstromanteil von der Phasendifferenz der beiden den Eingängen 212 bzw. 226 zugeführten Impulsfolgen abhängig ist

Die F i g. 6 zeigt einen beispielsweisen zeitlichen Verlauf von Signalen an bestimmten Schaltungspunkten des Phasendiskriminators nach F i g. 5. wie sie aufgrund der gewählten Schaltung und der zugeführten Impulsfolgen auftreten. Die Zeile A zeigt den Verlauf der am Eingang 212 zugeführten Impulsfolge mit der Frequenz fN ■ Tn ist dabei gleich der Periodendauer der Netzfrequenz /m die Zeile B zeigt den Verlauf des Signales am Q»-Ausgang 407 des Fiip-Fiops 403. An diesem (^-Ausgang 407 erscheint im wesentlichen zum Zeitpunkt einer ansteigenden Flanke der Impulsfolge gemäß Zeile A ein kurzer nach logisch 0 gerichteter Impuls, dessen Impulsdauer im wesentlichen durch die

Verzögerungszeit des durch die beiden Inverter 408 und 409 gebildeten Verzögerungsgliedes und die Laufzeit des Flip-Flops 403 bestimmt ist

In analoger Weise zeigt die Zeile C den Verlauf der am Eingan/ 226 zugefübrten Impulsfolge mit der Frequenz /«2. 7* ist dabei gleich der Periodendauer der zweiten Referenzfrequenz /_Ä2. Die Zeile D zeigt den Verlauf des Signals am ^-Ausgang 417 des Flip-Flops 413. An diesem ^-Ausgang 417 erscheint im wesentlichen zum Zeitpunkt einer ansteigenden Flanke der Impulsfolge gemäß Zeile C ein kurzer nach logisch 0 gerichteter Impuls, dessen Impulsdauer im wesentlichen durch die Verzögerungszeit des durch die beiden Inverter 418 und 419 gebildeten Verzögerungsgliedes und die Laufzeit des Flip-Flops 413 bestimmt ist

Die Signale gemäß den Zeilen B bzw. D werden dem Takteingang 422 bzw. Setzeingang 425 des F.ip-Flops 423 zugeführt, wodurch dieses an seinem O-Ausgang 426 eine Impulsfolge gemäß Zeile F abgibt. Wie aus der Fic.6 ersichtlich ist, hängt die Impulsdauer der in dieser Impulsfolge auftretenden Impulse von der relativen Lags der steigenden Flanken der beiden dem Phasendiskriminator 213 zugeführten Impulsfolgen gemäß Zeilen A und Cab. Das Signal Uρ am Q- Ausgang 426 des Flip-Flops 423 ist somit eine impulsdauermodulierte Impulsfolge.

Vorzugsweise wird diese Impulsfolge noch verstärkt, vgl. Zeile F. Das verstärkte Signal gemäß Zeile F wird sodann über ein Tiefpaßfilter 230 (vgl. hierzu F i g. 6) geführt um ein von der relativen Phasenlage zwischen den beiden Impulsfolgen der Zeilen A und Cabhängiges Gleichspannungssignal Us\ zu erhalten. (Im Fall des Phasendiskriminators 254 wird sein Ausgangssignal dem Tiefpaßfilter 256 zugeführt)

Das solcher Art gewonnene Steuersignal Us\ bzw. t/'s steuert die Frequenz des gesteuerten Oszillators 214 bzw. 237 (vgl. F i g. 3). Es ist daher erforderlich, die Welligkeit Us 1 des Steuersignals Us 1 ausreichend klein zu halten, um eine unerwünschte Stör-Frequenzmodulation zu vermeiden. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel kann das Tiefpaßfilter 230 als ÄC-Glied ausgeführt werden. Im Hinblick auf die harte Frequenzumtastung des steuerbaren Oszillators 237 erweist sich aber für das Tiefpaßfilter 256 ein phasenlineares Filter dritten Grades als vorteilhafter als ein ÄC-Glied.

Die F i g. 7 zeigt ein Blockschaltbild eines Fcrnstcuerempfängers 600. welcher lür den F.mpfung und die Auswertung der winkelmodulierten, in unserem Beispiel frequenzschubgetasietcn ['crnstcucrsignalc geeignet ist. Eine Eingangsklemme 601 des f'crnsteucrcmpfängers 600 ist an einen Phasenleiicr P des Energieverteilungsnetzes angeschlossen. An der Eingangsklemme 60t liegen deshalb sowohl die Netzspannung (/,%■ mit der Frequenz fs als auch ihre in Starkstroinnetzcn üblicherweise auftretenden Harmonischen sowie die der Netzspannung Un überlagerten Fcrnstcuersignalc mit den Frequenzen /Ί und /j. Alle diese Frequenzen werden über eine Leitung 602 einem Eingang 603 eines Eingangsfilters 604 zugeführt. Aufgabe des Eingangsfilters 604 ist es nun. an seinem Ausgang 605 im wesentlichen nur Signale im Bereich von (\ ... I) abzugeben, hingegen alle anderen Signale möglichst soweit abzuschwächen, daß sie am Ausgang 605 des Eingangsfiliers 604 einen tieferen Pegel aufweisen, als die Fernsiciiersignalc mit den Frequenzen (\ und Λ.

Die am Ausgang 605 des Eingangsfilters 604 auftretenden Signale werden über eine Leitung 606 dem Eingang 607 eines Begrenzers 608 zugeführt. Am Ausgang 609 des Begrenzers 608 auftretende Signale überschreiten einen bestimmten Pegel nicht und sie werden über eine Leitung 610 einem Eingang 611 eines Diskriminators 612 zugeführt Im Diskriminator 612 ■; wird aus den empfangenen winkelmodulierten Fernstcuersignalep. wieder eine Impulsfolge gewonnen, welche vom Ausgang 613 des Diskriminators 612 über eine Leitung 614 einem Informationseingang 615 eines ^: Schieberegisters 616 zugeführt wird. ;;"■

Dem Schieberegister 616 ist eine Auswerteeinrich- j:i tung 617 zugeordnet, welche beispielsweise aus einer i den einzelnen Stufen des Schieberegisters 616 zugeordneten Relaisanordnung bestehen kann. *

Im Hinblick auf die im vorliegenden Fall relativ ^! "· geringe Systembandbreite erweist es sich als vorteilhaft, die Übertragungscharakteristik mindestens eines Teiles des Eingangsfilters 604 in Abhängigkeit vom tatsächlichen Wert der Netzfrequenz fs zu steuern. Zu diesem Zweck ist dem Eingangsfilter 604 ein Taktfrequenzgenerator 618 zugeordnet dessen Steuereingang 619 über eine Leitung 620 mit der Eingangsklemme 601 verbunden ist so daß dem Steuereingang 619 unter anderem ein netzfrequentes Steuersignal zugeführt wird. An einem Taktausgang 621 gibt der Taktf requenz- -'' generator 618 über eine Leitung 622 an einen weiteren Eingang 623 des Eingangsfilters 604 eine Taktimpulsfolge ab, welche in bestimmter Beziehung zur Netzfrequenz is stellt und beispielsweise für den Betrieb eines im Eingangsfilter 604 enthaltenen N-Pfad-Filters be-)<> stimmt ist

Im Hinblick auf den vorgesehenen geringen Frequenzhub wird der Diskriminator 612 bezüglich seiner Frequenzcharakteristik in starrer Beziehung an die Netzfrequenz f_N gebunden, da auch die beiden Fern- !■> Steuerfrequenzen Λ und f; in starrer Bindung zur Netzfrequenz fs gehalten werden.

Zu diesem Zwecke ist ein weiterer Taktfrequenzgenerator 624 dem Diskriminator 612 zugeordnet Dem weiteren Taktfrequenzgenerator 624 wird über die *< > Leitung 620 ebenfalls ein netzfrequentes Steuersignal an seinen Steuereingang 625 zugeführt Auch der weitere Taktfrequenzgenerator 624 gibt an seinem Ausgang 626 über eine Leitung 627 an einen weiteren Eingang 628 des Diskriminators 612 eine Taktimpulsfolge ab, zur *~> Steuerung der Durchlaßcharakteristik des Diskriminators 612.

Schließlich ist dem Schieberegister 616 ein Schiebetaktgenerator 629 zugeordnet Dem Schiebetaktgenera- '_f tor 629 wird über die Leitung 620 an einen ersten ''" Steuercingang 630 ein netzfrequentes Steuersignal und an einen weiteren Steuereingang 631 über eine Leitung 632 die am Ausgang 613 des Diskriminators 612 erscheinende Impulsfolge zugeführt. Zur Steuerung des Schieberegisters 616 ist ein Taktausgang 633 des '·"· Schiebetaktgenerators 629 über eine Leitung 634 mit einem Takteingang 635 des Schieberegisters 616 verbunden.

An den Fernsteuerempfänger 600 werden ungewöhnlich hohe Ansprüche gestellt, weil an der Eingangsklem-^M me 601 des Fernsteuerempfängers €00 außer den Fernsteuersignalen mit den Frequenzen f\ und 6 und einem Nutzsignalpegel von nur etwa 100 mV Fremdspannungen von erheblich größerer Stärke auftreten. So liegen auch die Netzspannung Un von beispielsweise *>'> 220 V und 50 Hz und deren Harmonische in der Größenordnung von bis zu einigen 10 V am Eingang des Empfängers 600.

Es wurde angenommen, daß die Nutzsignale die

Frequenzen /i - 124,333 Hz und /₂ - 125,666 Hz aufweisen. Am nächsten benachbart liegen die zweite und dritte Harmonische der Netzspannung auf 100 und 150Hz, wobei üblicherweise die dritte Harmonische wesentlich stärker auftritt und beispielsweise bis zu 30 V Spannung aufweist Außer diesen diskreten Frequenzen treten noch die von Schaltvorgängen im Starkstromnetz herrührenden Geräuschspannungen auf, welche bezogen auf die hier angenommene Systembandbreite von 1,6 Hz etwa 10... 50 mV betragen.

Im Hinblick auf die geringe Systembandbreite und vorteilhafterweise geringen Bandbreite des Empfangsfilters 604 ist es zweckmäßig die Durchlaßcharakteristik des Eingangsfilters allfälligen Schwankungen der Netzfrequenz und damit der Fernsteuerfrequenzen /i und /j nachzuführen.

Der Fernsteuerempfänger 600 bzw. dessen Empfangsfilter 604 muß im Hinblick auf die großen Pegelunterschiede zwischen Fremd- und Nutzsignalen eine «uBcföfuciiuich hohe Dynamik sufcciscr. und außerdem eine sehr hohe Selektivität bei geringer Bandbreite besitzen. Eire besonders vorteilhafte Filteranordnung besteht in einer Kombination mindestens eines aktiven ÄC-Filters und mindestens eines Abtastfilters, beispielsweise N-Pfad-Filters oder Digital-Filters. Aus Fertigungsgründen ist es zudem erwünscht den Aufwand für Abstimmarbeiten an Filtern möglichst klein zu halten und im Hinblick auf Alterungseffekte von Filterbesundteilen ist es bei der hier sehr kleinen Systembandbreite erwünscht eine solchen Alterungseffekten nur wenig unterworfene Schaltung zu wählen.

Zur Erfüllung der hohen Anforderungen weist das Emplangsfilter 604 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Kaskadenschaltung eines zweipoligen, aktiven ÄC-Füters und eines N-Pfad-Filters mit netzfrequenzabhlngiger Taktimpulsfolge auf. Hierfür geeignete aktive ÄC-Filter sind beispielsweise beschrieben in den deutschen Offenlegungsschriften 23 06 452 und 23 06 453. FQr den vorliegenden Zweck geeignete N-Pfad-Filter sind beispielsweise beschrieben in den deutschen Offenlegungsschriften 22 25 507 und 23 18 259.

Die F i g. 8 zeigt einen Verlauf der Durchlaßcharakteristik des Empfangsfilters 604 wie er für den vorliegenden Zweck erwünscht ist Man erkennt die mit 1,6 Hz markierte Systembandbreite bzw. -3-dB-Bandbreite sowie die verlangte Dämpfung von 60 dB bei 100 bzw. 150 Hz und die verlangte Dämpfung von 80 dB bei der Netzfrequenz 50 Hz.

In der Fig.9 ist in gleichem Abszissen- und Ordinaten-Maßstab wie bei Fig. 8 die mittels eines aktiven ßC-Filters der genannten Art und die mittels eines N-Pfad-Filters erreichbare Durchlaßcharakteristik »RC« bzw. »Mr dargestellt Man erkennt ohne weiteres, daß durch Kombination beider Charakteristiken die gemäß Fig. 15A gewünschte Durchlaßcharakteristik realisiert werden kann. Das aktive RC-Filter hat zwar eine -3-dB-Bandbreite von 5 Hz, dafür eine hohe Wcilabselektivitat, Man erkennt auch den bei einem N-Pfad- Filter relativ hohen eigenen Geräuschpegel CP, welcher hier nur etwa 40 db unter dem Nutzpegel liegt Dieser Mangel würde die Realisierung der in Fig. 8 dargestellten Übertragungscharakteristik nur mittels eines N-Pfad-Filters verunmöglichen. In Kombination des N-Pfad-Filiers mit einem vorgeschalteten zweipoligen, aktiven /?C-Filter stört jedoch dieser hohe Geräuschpegel des N- Pfad- Filters nicht Für das im Empfangsfilter 604 vorgesehene N-Pfad-Filter ist

N - 4 angenommen und als Resonanzfrequenz /· ein Wert von 125 Hz gewählt Dieser Wert von 125 Hz liegt in der Mitte zwischen den beiden Signalfrequenzen /i und 4 Als Repetitionsfrequenz für die Taktimpulsfolge zur Steuerung dieses N-Pfad-Filters ergibt sich somit eine Frequenz von

N ■/* - 4 · 125 Hz - 500 Hz.

Um nun die Resonanzfrequenz /· ebenso wie es für die Signalfrequenzen /Ί und h der Fall ist an die Netzfrequenz ivzu binden, wird dem Taktgenerator des N-Pfad-Filtcrs eine Steuerfrequenz von nominell (d. h. bei exakt 50 Hz Netzfrequenz) 500 Hz zugeführt Diese Steuerfrequenz wird mittels eines Phasenregelkreises wie er bereits anhand der F i g. 3 beschrieben worden ist an die Netzfrequenz A/ gebunden. Dabei sind die Zeitkonstanten der Phasenregelkreise genau gleich gewählt, damit sich die Resonanzfrequenz /* jederzeit in genau gleicher Weise wie die Signalfrequenz /ι bzw. h den Änderungen der Netzf rsquenz f„ anpaßt

Anhand der Fig. 10 wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel für einen Begrenzer 608 (vgl. Fig. 7) beschrieben. Der Begrenzer 608 hat im Empfänger 600 alle am Ausgang des Emptangsfilters 604 auftretenden Signale auf einen definierten Amplitudenwert zu begrenzen. Dabei soll die Begrenzung bei »Ilen Eingangspegeln symmetrisch erfolgen, d. h. es soll keine Verfälschung der zeitlichen Verhältnisse der Nulldurchgänge des Eingangssignals erfolgen. Die Begrenzung soll weiterhin bereits für Eigengeräuschspannungen des vorgeschalteten Empfangsfilters 604 wirksam sein. Damit ist gewährleistet, daß auch sehr kleine Nutzspannungen, welche das auf die Bandbreite des Empfangsfilters 604 bezogene Eigengeräusch nur sehr wenig, beispielsweise 1... 2 db, übertreffen, bereits einwandfrei begrenzt und dadurch vom Empfänger erkannt werden. Hierdurch sind gute Geräuschunterdrückungseigenschaften des Empfängers 600 sichergestellt, außerdem werden gleichfrequente Störsignale unschädlich gemacht (»capture«-Effekt).

Es wäre /war möglich, frequenzhubgetastete Fernstcuersignalc auch ohne die Anwendung eines Begrenzers zu empfangen und auszuwerten. Die Anwendung einer wirksamen Amplitudenbegrenzung bringt jedoch den zusätzlichen Vorteil einer Verminderung der Fehlerwahrscheinlichkeit empfangener Fernsteuersignale.

Das Ausgangssignal des Empfangsfilters 604 (vgl. F i g. 7) wird dem Begrenzer 608 an dessen Eingang 607 zugeführt Der Begrenzer 608 ist zweistufig ausgeführt Jede Stu'e weist einen Verstärker 650 bzw. 651 auf. Als Verstärker eignen sich beispielsweise Operationsverstärker.

Jeder dieser Verstärker weist einen ohmschen Gegenkopplungspfad bestehend aus den Widerständen 652 und 653 bzw. 654 und 655 auf. Dem Verstärker 650 ist ein Lastwiderstand 656 und dem Verstärker 651 ein Lastwiderstand 657 zugeordnet

Die an einer Klemme 658 liegende positive Speisespannung wird den genannten Verstärkern über eine Leitung 659 und die an einer Klemme 660 liegende negative Speisespannung wird den genannten Verstärkern Ober eine Leitung 661 zugeführt Die angewendete ohmsche Gegenkopplung stabilisiert die Verstärkung jedes Verstärkers auf einen Wert von etwa 100. Zur Vermeidung unerwünschter Arbeitspunktverschiebungen sind beide Stufen des Begrenzers gleichstrommäßig voneinander durch einen Kondensator 662 entkoppelt. Eine solche Gleichstromentkopplung ist im vorliegen-

den Falle wegen des nur sehr schmalen zu verarbeitenden Frequenzbandes, nämlich 125 Hz ±0,6 Hz zulassig. Ober einen weiteren Kondensator 663 ist der Ausgang des zweiten Verstärkers 651 mit dem Ausgang 609 des Begrenzers verbunden, an welchem das in seiner Amplitude begrenzte Ausgangssignal des Begrenzers 60β erscheint

Anhand der Fig. 11 wird nun ein Ausführungsbeispiel für den Diskriminator 612 (vgl. Fig. 7) beschrieben, der aus den ihm vom Begrenzer 608 zugeführten begrenzten Signal das Auftreten des Signals Λ und h erkennen bzw. eine Gleichstromimpulsfolge bilden soll welche möglichst genau den gleichen zeitlichen Verlauf aufweist, wie die auf der Sendeseitc im Codierer 1 gebildete Impulsfolge.

Mit Rücksicht auf die relativ kleine Systembandbreite und den kleinen Frequenzschub und außerdem mit Rücksicht darauf, daß die Signalfrequenzen U und h in fester Beziehung zur Netzfrequenz fn stehen und deshalb ihre Schwankungen proportional mitmachen, ist auch die Frequenzcharakteristik des Diskriminaiors 612 in analoger Weise in eine feste Beziehung zur Netzfrequenz gebracht. Ein festabgestimmier Frcquenzdiskriminator üblicher Bauart würde nämlich bei den durch Schwankungen der Netzfrequenz fa bedingten Schwankungen der Signalfrequenzc ι /Ί bzw. f₂ zufolge Wanderung auf der Diskriminatorkennlinie Pegelvcrschiebungen aufweisen, welche für die sichere Bildung der gewünschten Gleichstromimpulsfolge nachteilig wären.

Da es sich im vorliegenden Fall um eine binäre Frequenzmodulation handelt, wobei also die eine Frequenz (f\) dem .binärer/ Wert »0« und die andere Frequenz (h) dem bictren Wert »1« entspricht und da im übrigen der Sender dauer: i in Betrieb ist, und in den Informationspausen die dem binären Wert »0« entsprechende Frequenz f\ aussendet, genügt es, für die Erkennung der zu übertragenden Information im Diskriminator 612 lediglich Mittel vorzusehen, für die Erkennung des Auftretens von Signalen mit der Frequenz /j, in unserem Fall also 125,666 Hz. Immer wenn /i nicht festgestellt wird, wird angenommen, daß f\ entsprechend dem binären Wert »0« gesendet werde.

Zufolge der exakten Begrenzung durch den vorgeschalteten Begrenzer 606 wird dem Diskriminator 612 stets eine konstante Signalleistung angeboten, gleichgültig, ob diese auf eine diskrete Frequenz falle oder als Rauschspannung breitbandig auftrete. Wird nun beispielsweise eine diskrete Frequenz allein von dem Empfangsfilter 604 dem Begrenzer 608 zugeführt, so ist die ganze vom Begrenzer 608 dem Diskriminator 612 angebotene Leistung in der genannten Spektrallinie dieser diskreten Frequenz konzentriert enthalten. Wird dagegen beispielsweise dem Begrenzer weißes Rauschen (oder ein anderes Leistungsspektrum) zugeführt, so wird die am Ausgang des Begrenzers verfügbare Leistung über die ganze Kanalbreite (und deren Oberwellen) verteilt Die Oberwellen des Ausgangssignals des Begrenzers bilden zufolge der selektiven Wirkung des Diskriminator praktisch kein Problem. Bei Diskfiminatoren, bei welchen die Oberwellen des begrenzten Signals eine Rolle spielen, kann durch ein einfaches Oberwellenfilter Abhilfe geschaffen werden.

Die Wirkungsweise des Diskriminators 612 beruht im vorliegenden Ausführungsbeispiel lediglich auf einer einfachen Spektralbewertung. Ist nämlich die vom Begrenzer angebotene Leistung in einer einzigen Spektrallinie konzentriert und fällt diese Spektrallinie in den Durchlaßbereich des als frequenzselektives Diskriminatorelement vorgesehenen Filters, so gibt dieses Filter offensichtlich eine relativ hohe Ausgangsspannung ab. Ist dagegen die dem Diskriminator angebotene Leistung gleichmäßig über einen größeren Frequenzbereich verteilt so fällt zufolge der voraussetzungsgemäß gegenüber der Bandbreite des Begrenzers kleineren Bandbreite des Diskriminatorfilters der Hauptteil des das Begrenzerausgangssignal darstellenden Frequenzgemisches nicht mehr in den Diskriminatordurchlaßbe-

in reich. Das hat zur Folge, daß das Ausgangssignal des Diskriminatorfilters nun deutlich kleiner ist, als bei Zuführung des auf die Spektrallinie des Filters konzentrierten Begrenzersignals. Dadurch ist eine eindeutige Erkennung des binären Wertes »1«, welcher

ι', sich durch die auf die Frequenz h konzentrierte Leistung auszeichnet, sichergestellt Die absolute Ausgangsspannung des Diskriminatorfilters kann als Maß für die spektrale Leistungsdichte genommen werden und demzufolge kann zur Bewertung des Ausgangssignals

des Diskriminators eine Schwellwerteinrichtung vorgesehen werden zur cindtuiig-.-n Erkennung des binären Wertes »1«. Die Einstellung des Schwellwertes ist dabei völlig unkritisch und unabhängig von den Empfängereingangsspannungswerten, weil dazwischen eine schar-

r, fe Amplitudenbegrenzung liegt Es werden durch die genannte Anordnung nur die Frequenzen des Eingangssignals bewertet, während dessen Amplitude unberücksichtigt bleibt Die Ausbildung der Schwellwerteinrichtung gestaltet sich praktisch sehr einfach, beispielsweise

ίο gibt der Begrenzer unabhängig von der Signalstärke stets eine auf 24 Voltpp begrenzte Spannung ab, so daß also auch mit einem konstanten Schwellwert gearbeitet werden kann.

Die Fig. 17 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungs-

i'> beispiels des Diskriminators 612. Das Ausgangssignal des Begrenzers 608 wird dem Diskriminator 612 an dessen Eingangsklemme 611 zugeführt, von wo es übe eine Leitung 664 einem Eingang 665 eines N-Pfad-Fil ters 666 zugeführt.wird Das //-Pfad-Filter 666 ist

«ο ausgebildet daß es mit einer Bandbreite von etwa 1 H im wesentlichen nur die Frequenz /j, in unserem FaI also 125,666 Hz, durchläßt Im Hinblick auf die deutsch Offenlegungsschrift 22 25 507 und deutsche Offenle gungsschrift 23 18 259 können weitere Ausführunge;

*^r> bezüglich des NPfad-Filters 666 unterbleiben, desse zugehöriger Taktimpulsgenerator 624 entsprechend der gewünschten Durchlaßfrequenz von 125,666 Hz und deij hier angenorrmenen Anzahl von 4 Pfaden (N — 4) eine Frequenz von

4 · 125,666 Hz - 502,668 Hz

abgeben muß. Dabei soll diese Frequenz den Schwan kungen der Netzfrequenz in proportional folgen. Zi diesem Zweck weist der Taktimpulsgeber 624 einer Phasenregelkreis auf, welcher einem steuerbarer Oszillator von 5,02668 MHz zugeordnet ist. In dei

ho bereits beschriebenen Weise wird durch Frequenztei lung aus der Frequenz des steuerbaren Oszillators di gewünschte Frequenz in unserem Fall 502,6668 H erzeugt. Zu diesem Zwecke ist ein Frequenzteiler mi dem Divisor 10 000 erforderlich. Anderseits wird di

b5 Frequenz 5,02668 MHz dureh eir.sn festprogrammie ten Frequenzteiler mit dem Divisor 10 053 auf den We 500,018Hz geteilt, was praktisch gleich dem Zehnfi chen des Sollwertes der Netzfrequenz entsprich

Mittels des erwähnten Phasenregelkreises wird diese lurch Teilung mit dem Divisor 10 053 erhaltene Frequenz mit einer aus der Netzfrequenz gewonnenen Referenzfrequenz von 500 Hz verglichen und über einen Phasendiskriminator und ein Tiefpaßfilter eine Steuerspannung für den steuerbaren Oszillator gebildet, derart, daß dieser bei einer Netzfrequenz von 50,0018 Hz, also praktisch beim Sollwert der Net/frequenz auf 5,02668 MHz schwingt Auf diese Weise wird mittels eines unkritischen Aufbaues ein sehr selektives Diskriminutorfilter erhalten, wobei ais wesentlicher Vorteil gegenüber Diskriminatoren mit abstimmbaren Resonanzkreisen keinerlei Abstimmarbeit erforderlich ist und auch keine Verstimmungen durch alternde Filterbauteile auftreten.

Dem Ausgang 667 des MPfad-Filters 666 ist ein auf den Verstärkungsfaktor+1 gegengekoppelter Trennvers'ärker 668 nachgeschaltet, welcher eine hohe Eingangs- jedoch eine geringe Ausgangsimpedanz aufweist und daher einerseits das ,VPiad-Filter €66 praktisch nicht belastet und andererseits eine nie;erohmige Quelle für das weiter zu verarbeitende Signal darstellt Am Ausgang 669 d:s Verstärkers 668 erscheint beim Empfang eines Signals mit der Frequenz h eine Wechselspannung der Frequenz /j mit einer von der Höhe des Eingangssignals unabhängigen jedoch definierten Größe. Liegt am Empfanger 600 jedoch ein Eingangssignal mit der Frequenz /Ί an, so erscheint am Ausgang 669 eine Wechselspannung mit deutlich kleinerem PegeL Das Ausgangssignal des Verstärkers 668 wird Ober einen Kopplungskondensator 670 einer Gleichrichterstufe 671 bestehend aus einer Diode 672 und den Widerstanden 673 und 674 und einem Kondensator 675 zugeführt Die Zeitkonstante dieser Gleichrichterstufe ist im wesentlichen durch das aus dem Widerstund 674 und dem Kondensator 675 gebildeten ÄC-Glied bestimmt Vorzugsweise wird diese Zeitkonstante etwa zehnmal größer gewählt als die Periodendtauer der gleichzurichtenden Frequenz. Im gewählten Beispiel ist Z₂-125 Hz und als Zeitkonstante ist ein Wert von 80 ms gewählt

Der Gleichrichterstufe 671 ist nun noch eine Schwellwertstufe 676 nachgeschaltet Die Schwellwertstufe 676 besteht aus einer Zenerdiode 677, einem Basiswiderstand 678, einem Transistor 679 mit einem Kollektorwiderstand 680.

Nur Eingangsspannungen deren Amplitude größer ist als die Zenerspannung der Zenerdiode 677 vermehrt um die Anlaufspannung des Transistors 679 vermögen den Transistor 679 durchzusteuern. Kleinere Eingangsspannungen bleiben wirkungslos. Die Zenerspannung wird nun vorzugsweise so gewählt, daß sie etwa in der Mitte zwischen den Spanrvjngswerten am Kondensator 675 liegt, welche sich bei einem Eingangssignal mit der Frequenz h und U am Eingang 601 des Empfängers ergeben. Die Kollektorspannung des Transistors 679 ist während des Auftretens eines Eingangssignals mit der Frequenz h, und nur dann, d. h. bei durchgesteuertem Transistor 679 gleich »0«, hingegen für andere Eingangssignale oder bei Abwesenheit eines Signals zufolge der dann auftretenden Rauschspannung wegen anderer Spektralverteilung gleich der Speisespannung Ub an der Klemme 681. Dieser Wert möge als Signal logisch »1« geltea An der mit dem Kollektor des Transistors 679 verbundenen Ausgangsklemme 613 erscheint somit eine zur gesendeten Impulsfolge inverse Impulsfolge mit den Signalwcrtcn logisch »0« und loeisch »I«. Für die spätere Auswertung dieser Impulsfol

ge ist diese Inversion zu berücksichtigen bzw. durch einen Inverter rückgängig zu machen.

Zusammenfassend kann gesagt werden, daß das beschriebene System erhebliche Vorteile gegenüber ■> bekannten Einrichtungen aufweist, so insbesondere die folgenden:

1. Dank Anwendung der Winkelmodulation insbesondere der Frequenzschubtastung und eines empfängerseitigen Begrenzers wird die »spill-over«- Störung einwandfrei beseitigt

2. Die Anwendung der genannten äußerst schmalbandigen Empfangseinrichtung insbesondere der schmalbandige Diskriminator macht die Einrichtungen auch praktisch immun gegen variable Störfrequenzen, wie sie in Starkstromnetzen durch anlaufende Motoren erzeugt werden können, da die Verweilzeit der von solchen Motoren erzeugten Störungen frequenzmäßig innerhalb <Jer Bandbreite des Diskriminators erfshrungsgent^sß zu klein ist, um Störungen zu verursachen.

3. Durch die sendeseitige und empfangsseitige Nachführung, d.h. Bindung der Frequenzen bzw. Durchlaßcharakteristiken an die Netzfrequenz, ist nicht nur ein sehr schmalbandiges und daher störimmunes Übertragungssystem geschaffen worden, vielmehr ergeben sich auch erhebliche fabrikatorische Vorteile, da die bei den üblicherweise verwendeten LC-Filtern erforderlichen mühsamen und kostspieligen Abstimmarbeiten vollständig wegfallen und die an sich sehr schmalbandigen Filter alterungsbeständig sind.

4. Der Empfänger weist eine außerordentlich hohe Dynamik bezüglich des Eingangssignals auf, so daß die bei Rundsteueranlagen üblicher Bauart bekannten Schwierigkeiten bei der Projektierung bezüglich minimaler und maximaler Ansprechpegel der Empfänger- und Sendepegel an verschiedenen Stellen des Netzes vollständig dahinfellen.

5. Der Sendepegel kann trotz wesentlich verbesserter Übertragungssicherheit drastisch gesenkt werden, beispielsweise von bisher üblicherweise 25-50 kW pro Unterwerk auf etwa 100 ... 2000 W je nach dem Wirkungsgrad der vorgesehenen Einkopplungsvorrichtung. Dies hat auch einen wesentlich geringeren Aufwand auf der Sendeseite sowohl anlagemäßig als auch betriebsmäßig zur Folge.

6. Zu Folge des drastisch reduzierten Sendepegels auf dem Starkstromnetz, es müssen beispielsweise nur etwa 1OW Signalleistung in das Starkstromnetz eingespeist werden, kann die Einspeisung mittels eir.is Stabstromwandlers erfolgen, wodurch eine praktisch vollkommen kurzschlußfeste Einkopplungsmethode erreicht ist, was von hoher Bedeutung für die Betriebssicherheit der starkstromtechnischen Anlagen ist.

Hierzu 10 Blatt Zeichnungen

Claims (17)

Patentansprüche:

1. Fernsteuersystem zur Übertragung von Signalen Ober ein Starkstromnetz, bei dem sendeseitig winkelmodulierte Signale mit vorgebbarem Fre- s quenzhub und vorgebbarer Bandbreite gebildet und in das Starkstromnetz eingekoppelt werden und die Empfinger Einrichtungen aufweisen, die den Pegel des empfangenen Signals und den Pegel vom Störungen bewerten und miteinander vergleichen in und die Ausführung eines Schaltbefehls nur danin zulassen, wenn der Signalpegel über dem Störpegel liegt, dadurch gekennzeichnet, daß die winkelmodulierten Signale niederfrequent und der Frequenzhub sowie die Bandbreite klein sind, daß die Frequenzen der gesendeten Signale in fester Beziehung zur Netzfrequenz des Starkitromnetzes stehen, und daB die Empfängeransprechfrequenz sowie die Diskriminatorfrequenzcharakteristik des Empfängers in Abhängigkeit von der Netzfrequenz gesteuert sind und deren Schwankungen in gleicher Weise wie die Signalfrequenzen folgen.

2. Fernsteuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der gewählte Modulationsindex kleiner als »1« ist 2-.

3. Fernsteuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig zum Zweck der Frequenzdiskriminierung eine Spektralbewertung des empfangenen und begrenzten Empfangssignalls erfolgt jo

4. Femsteuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, v'aß de» Signalsendepegel auf der Sendeseite mindestens 60 db unter der Nennleistung des zur Übertragung vorg »ehenen Starkstromnetzes liegt

5. Fernsteuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die empfangsseitige 3-db-Bandbreite höchstens gleich dem I'/2-fachen Frequenzhub gewählt ist.

6. Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 1 «0 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig ein erster steuerbarer Oszillator (214) mit einem zugeordneten Phasenregelkreis zur Erzeugung einer an die Netzfrequenz gebundenen Referenzfrequenz (fm) vorgesehen ist

7. Fernsteuersystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig ein zweiter steuerbarer Oszillator (237) mit einem diesem zugeordneten Phasenregelkreis (236) vorgesehen ist, der ϊιιγ Erzeugung einer an die Referenzfrequenz und damit v) an die Netzfrequenz gebundenen ersten bzw. zweiten Sendefrequenz (f\, /j) vorgesehen ist, wobei zur Erzeugung der ersten Sendefrequenz (f\) ein im Phasenregelkreis vorgesehener Frequenzteiler (23:5) auf einem ersten Divisor (Du) und für die Erzeugung π der zweiten Sendefrequenz (fi) auf einem zweiten Divisor (D27) umschaltbar ist

8. Fernsteuersystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzteiler (235) elektronisch durch ein seinem Steuereingang (214) w zugeführtes Steuersignal umschaltbar ist, wobei der Steuereingang (234) des Frequenzteilers (235) mit dem Ausgang (7) eines Kodierers (1) verbunden i:st, der eine der zu übertragenden Information entsprechende Impulsfolge liefert. b5

9. Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfänger (600) ein Amplitudenbegrenzer (608) für das aus dem Starkstromnetz ausgekoppelte Empfangssignal vorgesehen ist

10. Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein empfangsseitig vorgesehener Diskriminator (612) ein Filter (€66) aufweist, dessen Resonanzfrequenz mit einer der beiden bei Frequenzhub'.astung auftretenden Sendefrequenz zusammenfallt und dessen Übertragungscharakteristik schmalbandiger ist als diejenige eines ihm vorgeschalteten Empflnger-Eingangsfilters(604).

11. Fernsteuersystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß dem schmalbandigeren Filter (666) des Diskriminators (612) eine Schweliwerteinrichtung (677, 678,679, 680) zur Amplitudenbewertung des Ausgangssignals dieses Filters nachgeschaltet ist

i?„ Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsfilter (604) des Empfangers (600) ein durch eine Taktimpuisfolge eines Taktgebers (618) steuerbares Abtastfilter ist

13. Fernsteuersystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das am Empfängereingang vorgesehene Abtastfilter ein W-Pfad-Filter ist

14. FernstÄjiersystem nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß dem am Empfängereingang vorgesehenen /v"-Pfad-Filter ein aktives .RC-Filter zugeordnet ist

15. Fernsteuersystem nach einem der Anspräche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der dem am Empfängereingang vorgesehenen Abtastfilter zugeführten Taktimpulsfolge in fester Beziehung zur Netzfrequenz steht

16. Fernsteuersystem nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das schoialbandigere Filter (666) des Diskriminators (612) ein durch eine Taktimpulsfolge steuerbares Abtastfilter ist und daß dessen Taktgeber (624) eine Taktimpulsfolge liefert, deren Frequenz in fester Beziehung zur Netzfrequenz steht

17. Fernsteuersystem nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtastfilter des Diskriminators (612) aus einem /V-Pfad-Filter besteht