DE19946428A1

DE19946428A1 - Einrichtung und Verfahren zum Erzeugen von Bremsdrehmomenten in einem Wechselstromantrieb

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Publication number: DE19946428A1
Application number: DE19946428A
Authority: DE
Inventors: Peter W Hammond; Mukul Rastogi
Original assignee: Robicon Corp
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1998-10-02
Filing date: 1999-09-28
Publication date: 2000-04-27
Anticipated expiration: 2019-09-29
Also published as: JP2000116166A; CN1259774C; CN1250245A; IT1308237B1; US20010019253A1; AU754287B2; GB9922582D0; GB2343306A; GB2343306B; AU5012699A; ITRM990603A0; NL1013189C2; CA2282802A1; BR9904417A; US6417644B2; CA2282802C; US6262555B1; NL1013189A1; DE19946428B4; ITRM990603A1

Abstract

Mit der Erfindung werden eine Einrichtung und ein Steuer- bzw. Regelverfahren zum Erzeugen eines Bremsdrehmoments entgegen der Motordrehung zur Verfügung gestellt. Ein Wandler führt dem Motor Mehrfrequenz-Wechselstromleistung zu. Eine erste Frequenz wird bei bzw. mit der normalen Betriebsfrequenz/Geschwindigkeit zugeführt. Eine zweite Frequenz, die unterschiedlich von der normalen Betriebsfrequenz ist, wird zum Erzeugen von Bremsdrehmoment zugeführt. Das Niveau des Bremsens kann so gesteuert bzw. geregelt werden, daß generell einiges oder das gesamte Bremsen bzw. dessen Energie in der Einrichtung oder dem Motor verbraucht wird. Es kann mehr als eine Bremsfrequenz verwendet werden. Außerdem kann die Beziehung zwischen der normalen Frequenz und der Bremsfrequenz (den Bremsfrequenzen) aufrechterhalten werden, um die Motorpulsation zu begrenzen.

Description

Diese Erfindung betrifft das Bremsen eines Motors und dessen zugeordneter Last in einem Wechselstrommotorantrieb. In dem Motorantrieb wird eine Steuerung bzw. Regelung einstellbarer Frequenz für wenigstens einen Teil der Steuerung bzw. Regelung eines Wechselstrommotors verwendet. Die Erfindung ist im be sonderen an Antriebe von nichtregenerativen Arten anpaßbar bzw. auf solche Antriebe anwendbar.

Antriebe variabler Frequenz werden oft dazu benutzt, die Ge schwindigkeit eines Wechselstrominduktionsmotors zu verändern. Solche Antriebe können, ausgehend von einer Wechselstromlei stung fester Frequenz, wie sie beispielsweise von einer Strom versorgungsgesellschaft, z. B. über das öffentliche Stromnetz, erhältlich ist, betrieben werden, indem daraus eine Ausgangs leistung variabler Frequenz für den Motor erzeugt wird. In derartigen Antrieben können Leistungshalbleitereinrichtungen, die als EIN- oder AUS-Schalter gesteuert werden, dazu benutzt werden, um eine einstellbare Geschwindigkeitssteuerung bzw. -regelung vorzusehen. Viele dieser Antriebe können nur einen Leistungsfluß in den Motor aufnehmen bzw. bewerkstelligen. In folgedessen können sie keine regenerative Bremsung bzw. Nutz bremsung vorsehen. Bei den nichtregenerativen Antrieben wird in vielen derselben eine zweistufige Leistungsumwandlung ange wandt. In der ersten Stufe wird Wechselstromeingangsleitung zu einer Zwischen-Gleichstromquelle umgewandelt. In der zweiten Stufe werden Halbleiterschalter dazu benutzt, als Inverter zu wirken, welche die Gleichstromleistung in einen Ausgangswech selstrom einstellbarer Frequenz umwandeln. Es ist üblich, daß die zweite Umwandlungs- oder die Ausgangs-Gleichstrom-zu-Wech selstrom-Umwandlungsstufe fähig ist, Nennleistung in jeder Richtung durchzulassen. Jedoch sind die in der ersten Umwand lungsstufe oder der Eingangs-Wechselstrom-zu-Gleichstrom-Um wandlungsstufe verwendeten Schaltungen ziemlich oft nur dazu fähig, Leistung in einer Richtung durchzulassen, nämlich von der hereinkommenden Wechselstromleitung zu dem Gleichstrom glied-Ausgang.

In vielen Fällen erfordert die Anwendung des Motorantriebs ge legentlich einen Leistungsfluß in der entgegengesetzten Rich tung, z. B. für das Bremsen oder Verzögern einer Last hoher Trägheit. In solchen Fällen ist es übliche Praxis, einen Lei stungswiderstand und einen weiteren Halbleiterschalter in ei ner dynamischen Bremsanordnung hinzuzufügen. In einer solchen Anordnung kann der Schalter den Widerstand quer über die Gleichstromglied-Spannung zum Absorbieren der von der Gleich strom-zu-Wechselstrom-Umwandlung zurückgeführten Energie schalten. Im dynamischen Bremsen benutzt man einen Widerstand, welcher die Energie absorbiert, die in dem Motor und der Last trägheit gespeichert worden ist. Die Energie von der Last her wird in dem Widerstand in Wärme umgesetzt. Im regenerativen Bremsen unter Verwendung von Widerständen ist ein Hochstrom schalter erforderlich, der aus Halbleitern und einem Wider stand von genügender Größe zusammengesetzt ist, um die erzeug te Wärme zu absorbieren.

In anderen Methoden kann, wenn Motorbremsen erforderlich ist, die Steuerung so ausgelegt sein, daß Bremsleistung durch Zu rückführen der Leistung zurück in die hereinkommende Wechsel stromleitung wiedergewonnen wird. In solchen Fällen, in denen ein Eingangs-Wechselstrom-zu-Gleichstrom-Wandler vorhanden ist, kann der Wechselstrom-zu-Gleichstrom-Wandler so ausgebil det sein, daß darin zusätzliche Halbleiterschalter verwendet werden, um den Wandler fähig zu machen, Leistung in beiden Richtungen durchzulassen. Jedoch ist dieses Verfahren auch teurer, da es zusätzliche Schaltereinrichtungen zur Handhabung von hohem Strom erfordert. Da in Antrieben höherer Leistung generell Drei-Phasen-Strom benutzt wird, können die obigen Verfahren des Vorsehens einer Bremsung eine große Anzahl von Schaltern erfordern, weil es erwünscht ist, alle drei Phasen auszugleichen. Ein solches dynamisches Bremsen oder regenera tives Bremsen oder Nutzbremsen kann wegen der Notwendigkeit zusätzlicher Leistungsschaltungselemente teuer sein.

Wenn das Erfordernis umgekehrten Leistungsflusses selten oder nur maßvoll ist, gibt es hierfür einige Antriebe, welche diese vorerwähnten Kosten durch Benutzung des Stromversorgungsaus gangsstroms bei einer Nullfrequenz vermeiden, was im wesentli chen bedeutet, daß den Motorwicklungen Gleichstromleistung zu geführt wird. Dieses erzeugt ein stationäres magnetisches Feld in dem Motorluftspalt. Wenn die sich schnell drehenden Rotor wicklungen mit diesem Feld in. Wechselwirkung treten, wird eine Spannung in den Wicklungen induziert, die bewirkt, daß ein Ro torstrom fließt. Der Rotorstrom seinerseits tritt mit dem ma gnetischen Feld in Wechselwirkung, so daß ein negatives Brems drehmoment erzeugt wird. Eine solche Methode wird manchmal als "Gleichstrominjektionsbremsung" bezeichnet. In Antrieben, in denen die Steuer- bzw. Regelfunktionen in einem Mikroprozessor ausgeführt werden, der durch Software gesteuert wird, werden durch die Gleichstrominjektion keine zusätzlichen Komponenten hinzugefügt, und die Kosten des Grundantriebs werden nur wenig erhöht. Jedoch gibt es zwei spezifische Nachteile bei der Gleichstrominjektionsbremsung. Der erste Nachteil besteht dar in, daß das verfügbare Drehmoment bei hohen Geschwindigkeiten ziemlich niedrig ist. Dieses resultiert aus dem hohen Schlupf in dem Motor und dem daraus folgenden geringen Drehmoment, das pro Ampere verfügbar ist. Wenn z. B. der injizierte Gleichspan nungsstrom auf 100% des Motornennstroms beschränkt ist (um den Antrieb zu schützen), kann das Drehmoment, das bei der Nennge schwindigkeit erzeugt wird, nur 3% des Motornenndrehmoments betragen. Der zweite Nachteil besteht darin, daß die Steuerung bzw.. Regelung die Geschwindigkeit des Motors nicht bewerten bzw. berechnen kann, während Gleichstrominjektion stattfindet; wenn infolgedessen eine plötzliche Rückkehr zum Vorwärtsdreh moment erwünscht ist, während sich der Motor schnell dreht, ist eine Verzögerung notwendig, um die Motorgeschwindigkeit erneut zu bestimmen, bevor wieder eine Beschleunigungswechsel stromspannung einstellbarer Frequenz an die Motoranschlüsse angelegt werden kann. Die Gleichstrominjektionsbremsung ist daher weder dort wünschenswert, wo hohe Bremsdrehmomentniveaus bei oder in der Nähe der normalen Betriebsgeschwindigkeit er forderlich sind, noch dort, wo es gewünscht wird, den Motor nur auf eine niedrigere Betriebsgeschwindigkeit, die nicht Null ist, zu bremsen.

Diese Erfindung, die das Bremsen eines elektrischen Wechsel strommotors betrifft, bezieht sich im Gegensatz zu einer me chanischen Bremsung oder Reibungsbremsung auf ein elektrisches Mittel bzw. eine elektrische Einrichtung zum Vorsehen eines Bremsdrehmoments. Ein Ziel der Erfindung ist es, ein elektri sches Bremssystem zur Verfügung zu stellen, das hohe Brems drehmomentniveaus bei Nenngeschwindigkeit liefert. Ein anderes Ziel der Erfindung ist es, ein Bremsdrehmoment in nichtregene rativen Wandlern ohne die Notwendigkeit der Verwendung von zu sätzlichen teuren Halbleitereinrichtungen zur Verfügung zu stellen. Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, ein Mittel zum Abführen der Bremsenergie als Wärme zur Verfügung zu stel len, ohne daß die Notwendigkeit des Vorsehens von dynamischen Bremswiderständen besteht. Gegenstand der Erfindung ist es au ßerdem, ein elektrisches Bremsverfahren hohen Drehmoments zur Verfügung zu stellen, das insbesondere selten bzw. maßvoll als ein Mittel zur Reduzierung der Geschwindigkeit des Motors be nutzt werden kann.

In gewissen bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung wird wenigstens eine Leistungsumwandlungseinheit verwendet, die ei nen Eingangs-Wechselstrom-zu-Gleichstrom-Wandler und einen Gleichstrom-zu-Wechselstrom einstellbarer Frequenz-Ausgangs wandler hat. Eine solche Art von Antrieb ist in der US-Pa tentschrift 5 625 545 beschrieben, und der Inhalt dieser Pa tentschrift wird hierdurch mittels Bezugnahme in den Inhalt der vorliegenden Anmeldung einbezogen.

In einigen Testeinrichtungen des Standes der Technik (siehe z. B. Grantham et al.: "Dynamic Braking of Induction Motors", Journal of Electrical and Electronical Engineering Australia, Band 6, Nr. 3, September 1986) werden mehrere bzw. eine Viel zahl von Frequenzen auf einen Wechselstrommotor angewandt, um eine Last während des Testens zu simulieren. In einer derarti gen Testeinrichtung werden jedoch die mehreren bzw. vielen in jizierten Frequenzen nicht dazu benutzt, die Geschwindigkeit eines Motors zu steuern, wie die Geschwindigkeit eines rotie renden Rotors auf eine niedrigere Geschwindigkeit zu bremsen oder dieselbe zu stoppen.

Andere Vorschläge, speziell Jansen et al in der US-Patent schrift 5 729 113, benutzen zwei Frequenzen in einer Impuls breitenmodulationssteuerung für das Abfühlen und die Berech nung der Geschwindigkeit.

Wenn es gewünscht wird, die Geschwindigkeit eines Wechsel strommotors durch Anwendung von Bremsdrehmoment von einem An trieb variabler Frequenz her zu vermindern, bestehen die übli chen Verfahren darin, ein dynamisches Bremsen mit einem Wider stand oder eine regenerative Leistungsschaltung zu benutzen.

Die vorliegende Erfindung umfaßt das Vorsehen eines Bremsdreh moments in einem Wechselstrommotor dadurch, daß gleichzeitig zwei unterschiedliche Frequenzen auf den Motor angewandt wer den, wenn ein Bremsen erwünscht ist. Das Ergebnis besteht dar in, daß die zum Bremsen des Motors/der Lastträgheit verwendete Energie in dem Motor selbst abgeführt bzw. umgewandelt wird. Es ist weder ein externer Bremswiderstand erforderlich, noch ist eine vollständige regenerative Leistungsschaltung erfor derlich. Die Erfindung ist im besonderen wünschenswert, wenn sie bei einer nichtregenerativen Leistungsschaltung verwendet wird. Es werden Drehmomentpulsationen bei bzw. mit der Diffe renz zwischen der normalen Frequenz und der verlustinduzieren den Bremsfrequenz erzeugt, aber bei angemessener Steuerung und/oder Regelung kann dieses bei einer generell konstanten Pulsationsfrequenz aufrechterhalten werden. Die Pulsationsfre quenz kann so gewählt werden, daß sie nicht kritisch ist, und sie kann einstellbar sein, um die Bremssteuerung und/oder -regelung auf die spezielle Einrichtung "abzustimmen". In An trieben, die einen steuer- und/oder regelbaren Ausgang haben, kann der Betrag des Bremsens auch gesteuert und/oder geregelt werden. Die Erfindung gestattet es, die Motorgeschwindigkeit selbst während des Bremsbetriebs zu bewerten bzw. zu berechnen bzw. abzuschätzen bzw. auszuwerten.

Die vorstehenden sowie weitere Ziele, Vorteile und Merkmale der Erfindung seien nachstehend anhand einiger besonders be vorzugter Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die Figuren der Zeichnung näher beschrieben und erläutert; es zeigen:

Fig. 1a eine modulare Wechselstromantriebsschaltung ein stellbarer Frequenz für höhere Leistungsniveaus, die ähnlich jener ist, welche in der US-Patentschrift 5 625 545 gezeigt ist; wobei jedoch die Fig. 1a Steu er- bzw. Regeleinrichtung(en) zum Vorsehen einer elektrischen Bremsung an einem Induktionsmotor ent hält, und Fig. 1b Einzelheiten der Leistungszellen der Fig. 1a zeigt;

Fig. 2 einen typischen nichtmodularen Wechselstromantrieb einstellbarer Frequenz, wie er üblicherweise bei niedrigen Leistungsniveaus verwendet wird, der je doch zusätzlich eine elektrische Bremssteuerung bzw. -regelung hat;

Fig. 3 eine schematische Darstellung, die eine Schaltung zeigt, welche äquivalent der Lastseite eines Wech selstromantriebs ist, der einfache Sinusgrößen er zeugt;

Fig. 4 eine Schaltung, die der Lastseite eines Wechselstro mantriebs äquivalent ist, welcher zwei gleichzeitige Sinusgrößen erzeugt;

Fig. 5 eine Kurvendarstellung, welche die Verluste in Ab hängigkeit von der Frequenz der verlustinduzierenden Spannung in einem Wechselstrominduktionsmotor von 1000 PS zeigt;

Fig. 6 die Zuordnung der normalen und der verlustinduzie renden Spannung in Abhängigkeit von der Geschwindig keit, welche eine optimale Bremsleistungsfähigkeit ergibt;

Fig. 7 den normalen und den verlustinduzierenden Strom in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit, die aus der Spannungszuordnung der Fig. 6 resultieren;

Fig. 8 das normale und das verlustinduzierende Drehmoment sowie das Gesamtdrehmoment in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit, welche aus der Spannungszuordnung der Fig. 6 resultieren;

Fig. 9 einen Vergleich der Bremsdrehmomente, die durch die vorliegende Erfindung und die Gleichstrominjektion verfügbar sind;

Fig. 10 eine schematische Darstellung einer bevorzugten Steuer- und/oder Regeleinrichtungsausführungsform, in welcher das elektrische Bremssystem der vorlie genden Erfindung verwendet wird;

Fig. 11 eine schematische Darstellung einer alternativen Steuer- und/oder Regeleinrichtungsausführungsform, in der das elektrische Bremssystem der vorliegenden Erfindung verwendet wird;

Fig. 12 eine andere Ausführungsform einer zweiten alternati ven Steuer- und/oder Regeleinrichtungsausführungs form, in der das elektrische Bremssystem der vorlie genden Erfindung benutzt wird;

Fig. 13 eine andere Ausführungsform einer dritten Alternati ve einer Steuer- und/oder Regeleinrichtungsausfüh rungsform, in welcher das elektrische Bremssystem der vorliegenden Erfindung mit Raumvektormodulation verwendet wird;

Fig. 14 eine Darstellung einer experimentellen kurvenartigen Aufzeichnung von Befehlssignalen, Motorgeschwindig keit und Strom;

Fig. 15 eine auseinandergezogene kurvenartige Darstellung der Signale der Fig. 14; und

Fig. 16 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform von einer Art des Steuer- und/oder Regelsystems.

Obwohl die Erfindung so beschrieben wird, wie sie bei einer speziellen Antriebstopologie, wie sie in Fig. 1 oder Fig. 2 gezeigt ist, benutzt werden kann, versteht es sich, daß die Einrichtung und das Verfahren der vorliegenden Erfindung auch in anderen Wechselstromantriebskonfigurationen benutzt werden können. Die in den Fig. 1 und 2 gezeigten Antriebe sind nicht regenerativ und haben daher gewisse vorteilhafte Erfor dernisse für die Verwendung der Erfindung. Es ist klar, daß die Erfindung auch bei anderen Antriebstopographien und -kon figurationen verwendet werden kann.

Die Fig. 1 zeigt einen modularen Wechselstromantrieb, der am Eingang einen Transformator 2 hat. Primärwicklungen 1 erregen eine Anzahl von Sekundärwicklungen 3-11. Der Ausgang von jeder Sekundärwicklung wird einer separaten Leistungszelle 12-20 zu geführt. Diese Leistungszellen sind in einer Reihenanordnung in jedem Zweig verbunden, welcher seinerseits einen Drei-Pha sen-Wechselstrominduktionsmotor 21 speist. Ein zentrales Steu er- bzw. Regelsystem 22 sendet Befehlssignale zu lokalen Steu er- bzw. Regeleinrichtungen 23 in jeder Zelle über Faseropti ken 95. Die Topographie scheint ähnlich jener zu sein, welche in der US-Patentschrift 5 625 545 gezeigt ist, jedoch ist vor liegend ein Bremssteuer- bzw. -regelsystem 24 zum Vorsehen von elektrischer Bremsung, wie es hier näher beschrieben ist, zu der Standardsteuerung bzw. -regelung 22 hinzugefügt. Die Be triebsweise der Leistungsschaltungen in Fig. 1 ist in der US- Patentschrift 5 625 545 insoweit beschrieben, als diejenigen Aspekte betroffen sind, welche nicht die vorliegende Erfindung ausmachen. Der Eingangswandler in jeder Zelle hat, wie in Fig. 1 gezeigt ist, ein Gleichstromglied (Diodengleichrichter brücke), welches es nicht gestattet, Energie zurück in die Stromversorgungsleitung fließen zu lassen.

Die Fig. 2 zeigt einen typischen nichtmodularen Wechselstrom antrieb, der eine Drei-Phasen-Eingangsleitung hat, deren Span nung durch die Diodenbrücke 51a-51c, 52a-52c gleichgerichtet wird. Die Kondensatoren 53a und 53b am Ausgang der Gleichrich tungsbrücke sehen ein Glätten vor und speichern Energie, so daß eine Gleichstromversorgungsquelle für einen Inverter 49 gebildet ist. In dem Inverter werden Halbleiterschalterelemen te Q1-Q6 verwendet. Jedes Schalterelement ist mittels einer Diode D1-D6 nebengeschlossen. Diese Steuerung bzw. Regelung einstellbarer Frequenz hat einen Drei-Phasen-Ausgang 54, 55 und 56. Die Fig. 2 zeigt zwar einen Drei-Phasen-Ausgang, aber in anderen Ausführungsformen des Antriebs können auch Ausgänge mit einer anderen Anzahl von Phasen verwendet werden. Wie ge zeigt ist, speist der Drei-Phasen-Ausgang der Fig. 2 einen Induktionsmotor 60. In Fig. 2 ist eine Bremssteuer- bzw. -regeleinrichtung 66 zu der Standardsteuer- bzw. -regelein richtung 65 hinzugefügt. Der in Fig. 2 gezeigte Eingangswand ler hat ein Gleichstromglied (Diodengleichrichterbrücke), wel ches es nicht gestattet, Energie zurück in die Stromversor gungsleitung fließen zu lassen.

Die Fig. 3 zeigt die äquivalente Schaltung für die Lastseite eines Wechselstromantriebs wie entweder gemäß Fig. 1 oder Fig. 2. Die Wirkung des Antriebs auf den Motor ist äquivalent einem Satz von Drei-Phasen-Spannungsquellen VA1, VB1 und VC1. Der Motor zieht Drei-Phasen-Ströme IA1, IB1 und IC1 in Anspre chung auf diese Spannungen. Für den normalen Motorbetrieb sollten diese Ströme ausgeglichene Drei-Phasen-Sinusgrößen sein. Jedoch ist jede der Leistungsschaltungen in den Fig. 1 oder 2 fähig, andere Wellenformen zu erzeugen.

Die Fig. 4 zeigt einen möglichen Satz von alternativen Wel lenformen. Der Antrieb kann Spannungen an den Motor anlegen, die äquivalent der Summe von zwei separaten Sinusgrößen mit unterschiedlichen Frequenzen sind. Die Wirkung auf den Motor ist äquivalent dazu, daß man einen Satz von Drei-Phasen-Span nungsquellen VA1, VB1 und VC1 in Reihe mit einem anderen Satz von Drei-Phasen-Spannungsquellen VA2, VB2 und VC2 hat. Der Spitzenwert der summierten Spannungen darf nicht die Antriebs spannungsfähigkeit bzw. -kapazität übersteigen. Der Motor zieht Ströme, die die Summe der Komponenten aufgrund jeder der Quellen sind; nämlich IA1+IA2, IB1+IB2 und IC1+IC2. Der Spit zenwert der summierten Ströme darf auch die Antriebsstromfä higkeit bzw. -kapazität nicht übersteigen.

Die vorliegende Erfindung benutzt diese Fähigkeit des An triebs, zwei gleichzeitige Spannungen anzulegen, um zu bewir ken, daß die Bremsenergie in dem Motor selbst abgeführt bzw. umgewandelt wird. Extra-Verluste werden in dem Motor durch An legen eines zweiten Satzes von verlustinduzierenden Drei-Pha sen-Spannungen an den Motor zusätzlich zu den normalen Span nungen, die für die Geschwindigkeitssteuerung bzw. -regelung verwendet werden, induziert. Die zu dem Gleichstromglied (z. B. an den Kondensatoren 53a-b in Fig. 2) durch den normalen Spannungssatz zurückgeführte Energie wird dazu benutzt, den zweiten Satz von verlustinduzierenden Spannungen zu erzeugen, so daß die Energie dann in dem Motor als Wärme abgeführt bzw. zerstreut wird. In vielen modernen Antrieben wird ein Impuls breitenmodulationsausgang (PWM-Ausgang) in der Inverterstufe angewandt, um Gleichstrom in Wechselstrom umzuwandeln. Diese Impulsbreitenmodulationssteuerungen bzw. -regelungen sind fä hig, komplizierten Spannungsbefehlen zu folgen, was es ermög licht, die Erfindung ohne die Kompliziertheit des Hinzufügens von zusätzlichen Leistungskomponenten anzuwenden. Viele An triebe sind fähig, die Erfindung mit nur Softwaremodifikatio nen zu benutzen. Dem Impulsbreitenmodulator werden Befehlswel lenformen für jede Phase gegeben, welche die Summe des ge wünschten Normalspannungssatzes und des verlustinduzierenden Spannungssatzes sind. Die Summe dieser Wellenformen darf gene rell nicht die Spitzenspannungskapazität des Ausgangskonver ters übersteigen.

Der zweite Satz von verlustinduzierenden Spannungen sollte so gewählt werden, daß die Drehmomentpulsationen aufgrund der Wechselwirkung des zweiten Satzes von Motorströmen mit dem normalen oder ersten Satz der Motorströme minimiert werden, und daß die Störung des Betriebs der vorhandenen Steuerung bzw. Regelung minimiert wird. In vielen Anwendungen Äst es wünschenswert, den zweiten Satz von verlustinduzierenden Span nungen so zu wählen, daß die in dem Motor erzeugten Verluste maximiert werden, ohne daß die Stromfähigkeit bzw. -kapazität des Antriebs überschritten wird. Ein bevorzugtes Verfahren des Praktizierens der Erfindung besteht darin, einen einzigen bzw. einzelnen Satz von ausgeglichenen Drei-Phasen-Spannungen höhe rer Frequenz für das Induzieren von Verlusten zu benutzen, und zwar mit einer Phasensequenz, die entgegengesetzt der Rotati onsrichtung ist. Die Fig. 5 zeigt eine Kurvendarstellung der Wirkung eines solchen gegenrotierenden Spannungssatzes bei ei nem 4-Pol-Motor von 1000 PS, 4000 V, 60 Hz, der sich mit 1800 UpM schnell vorwärts dreht. Diese Verluste repräsentieren das potentielle Bremsen der dem Motor auferlegten mechanischen Last. Die Kurven repräsentieren das Stationärzustandsverhalten des Motors einschließlich der Hochfrequenzeffekte, und sie wurden von einem empirischen Stationärzustandsmodell für einen Induktionsmotor abgeleitet, welcher nichtlineare Tiefnuteffek te aufwies. Die in Fig. 5 gezeigte Kurvendarstellung reprä sentiert einen einzelnen bzw. einzigen Gegenrotationsspan nungssatz, der bei 0,1, 1, 2, 10, 30, 60, 120, 180 und 240 Hz simuliert wurde. In jedem Falle wurde die Amplitude so einge stellt, daß die Nenneffektivamperes (angenähert 127 A) erhal ten wurden. Fig. 5 zeigt die zum Erreichen des Nennstroms er forderliche Spannungsamplitude und die demgemäß erhaltenen Verluste. Es ist klar, daß die Verluste konsistent zunehmen, wenn die Frequenz von etwa 17,5 kW bei 0,1 Hz bis über 100 kW bei 240 Hz erhöht wird. 100 kW ist mehr als 13% der Nennlei stung. Es ermöglicht 13% Bremsdrehmoment bei Nenngeschwindig keit, oder 100% Bremsdrehmoment bei 13% Geschwindigkeit. Der Grund für diese Erhöhung von Verlusten pro Ampere in Abhängig keit von der Frequenz ist der Skineffekt der Rotorleiter. Bei höherer Frequenz dringt der Strom nicht gleichförmig durch ei nen Leiter ein, und kann dahingehend betrachtet werden, daß er sich an oder nahe der Oberfläche oder Haut des Leiters konzen triert. Dieses vermindert die effektive Querschnittsfläche des Leiters und erhöht daher den scheinbaren Widerstand des Lei ters. Der Rotor eines Induktionsmotors ist für niedrige Span nung und hohen Strom gewickelt, so daß die Rotorleiter eine größere Querschnittsfläche als die Statorleiter haben. Daher ist der Skineffekt viel wichtiger in den Rotorleitern eines Induktionsmotors als in den Statorleitern. Höhere Widerstände führen zu höheren Verlusten (besseres Bremsen) bei dem glei chen Stromniveau. Durch Verwenden eines Gegenrotationssatzes, d. h. eines gegenrotierenden Satzes, von Spannungen zum Indu zieren von Verlusten wird die Frequenz des Rotorstroms sogar weiter bis zu der Summe der angewandten Frequenz und der ef fektiven Geschwindigkeitsfrequenz (UpM mal Anzahl der Pole ge teilt durch 120) erhöht.

In Fig. 5 ist die zum Erreichen des Nennstroms bei 240 Hz er forderliche Spannung etwa 2080 V. Dieses entspricht etwa 8,7 V pro Hz, verglichen mit 67 V pro Hz für Nennbedingungen (4.000 V bei 60 Hz). Dieses bedeutet, daß der in dem Motor durch den verlustinduzierenden Spannungssatz erzeugte Magnetfluß nur 13% des Nennflusses ist, und das unterstützt die Ziele des Mini mierens der Störung der normalen Steuerung bzw. Regelung und des Minimierens der Drehmomentpulsationen. Es bedeutet außer dem, daß eine Extra-Spannungskapazität in dem Antrieb zum Er zeugen der normalen Spannungen übrigbleibt.

Das Vorhandensein von zwei Sätzen von Strömen in dem Motor bei zwei unterschiedlichen Frequenzen bewirkt eine Wechselwirkung zwischen ihnen, wodurch Drehmomentpulsationen erzeugt werden. Die Pulsationsfrequenz ist die Differenz zwischen den beiden angewandten Frequenzen. Da eine Frequenz positiv ist und die andere negativ ist, ist die Differenz gleich der Summe der Ab solutwerte. Zum Beispiel ist die Pulsationsfrequenz bei 60 Hz Vorwärtssequenz (normal) und 240 Hz umgekehrter Sequenz (ver lustinduzierend) 300 Hz. Da sich die Geschwindigkeit des Mo tors aufgrund des Bremsens verlangsamt, reduziert sich auch die Pulsationsfrequenz, wenn die verlustinduzierende Frequenz konstant bleibt, während die normale Frequenz abnimmt. Eine hohe Pulsationsfrequenz hat die Tendenz, die Wahrscheinlich keit des Erregens von Torsionsresonanz in der angetriebenen Last zu vermindern, obwohl eine solche mechanische Resonanz unter gewissen Konfigurationen kein Problem sein mag. Jedoch wird es, um die Resonanz zu begrenzen, bevorzugt, daß die ne gative, verlustinduzierende Frequenz zunehmen sollte, wenn die Geschwindigkeit (und die normale Frequenz) abnimmt, so daß da durch eine konstante Pulsationsfrequenz aufrechterhalten wird. In Ausführungsformen, in denen eine generell feste Pulsations frequenz verwendet wird, kann es wünschenswert sein, daß die individuellen Antriebe die Fähigkeit haben, die konstante Pulsationsfrequenz (über einen schmalen Bereich) einzustellen, so daß sie eine Einstellung des speziellen Antriebs so gestat ten, daß irgendeine Torsionsresonanz durch Abstimmen des An triebs auf eine nichtresonante Frequenz vermieden werden kann.

Die Daten in Fig. 5 sind optimistisch, weil sie von der An nahme ausgehen, daß der volle Nennstrom zum Induzieren von Verlusten geopfert werden kann. In der Praxis muß einiges von der Antriebsstromfähigkeit bzw. -kapazität dem normalen Strom gewidmet sein. Die Leistungsfähigkeitsbegrenzungen des Verfah rens dieser Erfindung wurden daher mittels desselben Statio närzustands-Induktionsmotormodells untersucht, wie es für die Fig. 5 verwendet wurde. Die verwendeten Modellparameter re präsentieren den gleichen Motor wie in Fig. 5, mit Nennwerten von 1000 PS, 4.000 Volt, 60 Hz und 1780 UpM. Die Drehmoment pulsationsfrequenz wurde auf 300 Hz festgesetzt. Die verlust induzierende Frequenz war daher gleich der Pulsationsfrequenz minus der normalen Frequenz; z. B. 300 Hz bei Stillstand, 240 Hz bei Nenngeschwindigkeit, und 180 Hz bei zweifacher Nennge schwindigkeit. Für jede Geschwindigkeit wurden die Amplituden der normalen und der verlustinduzierenden Spannung für maxima les Bremsdrehmoment eingestellt, während die induzierten Ver luste auf die absorbierte Bremsleistung abgestimmt wurden, und während verhindert wurde, daß die Gesamtspannung und der Ge samtstrom 100% des Nennwerts überschreiten (4000 V, 127 A). Die Ergebnisse dieser Beschränkungsstudie sind in den Fig. 6, 7 und 8 für einen maximalen Gesamtstrom von 100% des Nenn werts gezeigt.

Die Fig. 6 zeigt die beiden Spannungsamplituden in Abhängig keit von der Geschwindigkeit. Für jede Geschwindigkeit ober halb von 60% des Nennwerts ist es klar, daß die Gesamtspannung immer 100% ist. Unter 60% der Nenngeschwindigkeit folgt die normale Spannung der Geschwindigkeit so, daß das Nennverhält nis von V pro Hz aufrechterhalten wird. Fig. 7 zeigt die bei den Ströme, die aus der Spannung der Fig. 6 resultieren, in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit. Für alle Geschwindigkei ten ist es klar, daß der Gesamtstrom immer 100% ist. Bei Hoch geschwindigkeit ist das meiste des verfügbaren Stroms der ver lustinduzierenden Frequenz zugeordnet, da selbst ein kleines Bremsdrehmoment große Verluste erfordert. Wenn die Geschwin digkeit abnimmt, wird der verlustinduzierende Strom progres siv vermindert und der normale Strom wird erhöht. Wenn einmal der Nennfluß in dem Motor erreicht ist, geht der Prozeß wei ter, aber mit einer unterschiedlichen Rate bzw. Geschwindig keit. Fig. 8 zeigt die beiden Drehmomente plus das Gesamt drehmoment in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit. Bei allen Geschwindigkeiten wird das meiste des Drehmoments durch die normale Frequenz erzeugt, obwohl das Drehmoment aus der ver lustinduzierenden Frequenz bei hoher Geschwindigkeit signifi kant wird. Das verfügbare Gesamtbremsdrehmoment ist etwa 6% bei 200% Geschwindigkeit, 11% bei 100% Geschwindigkeit und 30% bei 20% Geschwindigkeit.

Die Motorimpedanz bei der verlustinduzierenden Frequenz wird durch die Streureaktanz dominiert. Bei hoher Geschwindigkeit wird die verlustinduzierende Frequenz und demgemäß die Impe danz vermindert, wobei die zum Forcieren bzw. Erzwingen des großen verlustinduzierenden Stroms benötigte Spannung abnimmt. Wenn die Geschwindigkeit abnimmt, nimmt die verlustinduzieren de Frequenz zu, aber der erforderliche Strom nimmt ab. Diese Effekte tendieren dazu, sich auszugleichen und eine nahezu konstante verlustinduzierende Spannung über den größten Teil des Geschwindigkeitsbereichs zu erzeugen.

Das gleiche Modell kann auch zum Vorhersagen des Bremsdrehmo ments benutzt werden, welches durch Anwenden eines Gleichspan nungsstroms auf den Motor erzeugt wird. Fig. 9 vergleicht das Drehmoment von der Gleichstrominjektion gegenüber einer Dual frequenzwechselstrominjektion gemäß dieser Erfindung, wenn beide Verfahren auf einen Spitzenstrom von 100% des Nennwerts beschränkt sind. Über den größten Teil des Geschwindigkeitsbe reichs hinweg ist das Bremsdrehmoment aus der Dualfrequenz wechselstrominjektion das Vier- bis Fünffache des Werts von der Gleichstrominjektion.

Die Fig. 10 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform zum Hinzu fügen der verlustinduzierenden Befehle zu der Antriebssteue rung bzw. -regelung. Sie kann bei einem Antrieb wie dem in den Fig. 1 oder 2 gezeigten verwendet werden. Die Erfindung kann entweder in Hardware oder Software ausgeführt sein, aber in den meisten modernen Ausführungen wird Software zum Erzeu gen der Befehlssignale verwendet. Außerdem enthalten die mei sten Antriebe auch einen Stromregulator oder eine andere Aus rüstung, welche die Funktion vorsieht, die an den Motor ange legte Spannung in einer solchen Art und Weise zu steuern bzw. zu regeln, daß die Motorströme gezwungen werden, einem Satz von Strombefehlen zu folgen. Die Fig. 10 zeigt eine Drei- Phasen-Wechselstromeingangsleitung 25, die einen Wechselstrom zu-Gleichstrom-Wandler 26 speist. Glättung und Energiespeiche rung wird durch die Verwendung eines Kondensator oder mehrere Kondensatoren 27 erreicht. Der Wandler umfaßt außerdem einen Ausgangsteil, welcher ein Inverter 28 zum Umwandeln von Gleichstrom in Wechselstrom ist. Der steuer- bzw. regelbare Wechselspannungs-Strom wird in den Induktionsmotor 29 einge speist. Stromsensoren 30a, 30b, 30c speisen einen Drei-Phasen zu-Zwei-Phasen-Wandler 34, der seinerseits einen Ausgang hat, welcher zweiphasig ist. Dieser Ausgang wird einem Stationär zu-Drehend-Wandler 35 zugeführt. Im normalen Betrieb wird ein erster Satz oder normaler Satz von Steuer- bzw. Regelstrombe fehlen 37 mit dem Motorstromsignal von 35 verglichen, und die Fehler werden einem Stromregulator 36 zugeführt. In Fig. 10 wird ein zweiter Satz oder verlustinduzierender Satz von Span nungsbefehlen 38 zu dem Ausgang des Stromregulators 36 hinzu gefügt. Die kombinierten Spannungsbefehle werden dann einem Drehend-zu-Stationär-Wandler 33 zugeführt und dann mittels des Wandlers 32 von Zwei-Phasen- zu Drei-Phasen-Signalen umgesetzt. Die Drei-Phasen-Signale werden einer Impulsbreitenmodulations steuerung bzw. -regelung 31 zugeführt, welche in an sich be kannter Art und Weise zum Steuern bzw. Regeln von Schaltern, wie beispielsweise Q1-Q6 in Fig. 2, betrieben wird.

Der Stromregulator 36 wird gewöhnlich, wie gezeigt, so konfi guriert, daß er auf Zwei-Phasen-Quantitäten in einem Koordi nantensystem, das sich mit der Geschwindigkeit der Motorvaria blen dreht, operiert. Dieses Verfahren wird als Vektorsteue rung bzw. -regelung bezeichnet, und es wird dadurch ermög licht, den Strom in drehmomenterzeugende und flußerzeugende Komponenten zu separieren. Außerdem ermöglicht es dieses Ver fahren dem Stromregulator, mit Null-Frequenz-Variablen umzuge hen, was eine gute Genauigkeit bei vernünftigen Verstärkungs faktoren gestattet. In der in Fig. 10 gezeigten Ausführungs form werden die verlustinduzierenden Befehle zu dem Spannungs befehlsausgang der Stromregulatoren 36 hinzugefügt. Das wird in dem Moment getan, bevor die Signale zurück in stationäre Koordinaten transformiert und in eine Drei-Phasen-Form umge wandelt werden. Durch diese Ausführungsform wird vermieden, daß es erforderlich ist, daß die Stromregulatoren auf die hö here Frequenz der verlustinduzierenden Befehle ansprechen. Diese Ausführungsform ermöglicht es außerdem, die verlustindu zierenden Befehle bei der festen Frequenz anzuwenden, die für die Drehmomentpulsationen ausgewählt ist, weil die Drehend-zu- Stationär-Umsetzung automatisch die effektive Geschwindig keitsfrequenz zu der verlustinduzierenden Frequenz addiert. Wenn diese effektive Geschwindigkeitsfrequenz dann, wie vorher beschrieben, innerhalb des Motors subtrahiert wird, ist das Ergebnis eine generell feste Pulsationsfrequenz bei bzw. mit dem gewählten Wert. Die Steuerung bzw. Regelung kann z. B. in der Hauptsteuer- bzw. -regeleinrichtung 22 oder 65 lokalisiert sein.

Die Fig. 10 zeigt nicht mehrere Steuer- bzw. Regelfunktionen höheren Niveaus, welche vorhanden sein können. Es ist generell ein Detektor vorhanden, um anzuzeigen, wenn die verlustindu zierenden Befehle erforderlich sind. Diese verlustinduzierende Befehlssteuerung bzw. -regelung stellt die Amplitude der ver lustinduzierenden Befehle ein, wie es durch die spezielle Bremsanwendung erfordert wird. Es ist vorzugsweise außerdem eine Schaltung oder Software zum Begrenzen der normalen Befeh le einbezogen so, daß die Spitzengesamtspannung oder der Spit zengesamtstrom, die bzw. der auf den Motor angewandt wird, nicht die Kapazitäten der Leistungsumsetzer übersteigt. Zu sätzliche Steuer- bzw. Regelfunktionen können leicht in Syste men, die auf Software basieren, dadurch erreicht werden, daß eine zusätzliche Kodierung zum Vorsehen dieser Funktionen hin zugefügt wird. In anderen Systemen, welche nicht auf Software basieren, können bekannte Steuer- bzw. Regelelemente als Hard ware dazu benutzt werden, um diese oder andere wünschenswerte Operationen auszuführen.

Die Fig. 11 zeigt, wie die verlustinduzierenden Befehle zu einer anderen Steuer- bzw. Regelkonfiguration hinzugefügt wer den könnten. In der Steuer- bzw. Regelkonfiguration der Fig. 11 werden weder Transformationen von Drei-Phasen zu Zwei- Phasen noch von stationären zu rotierenden Koordinaten ange wandt.

Die Konfiguration der Fig. 11 benutzt die Stromregulatoren 39 zum operieren mit Drei-Phasen-Wechselstrom-Quantitäten. Daher werden die verlustinduzierenden Strombefehle 40 einfach direkt zu dem normalen Satz von Drei-Phasen-Strombefehlen 37 hinzuge fügt. Wie vorher diskutiert worden ist, können Steuer- bzw. Regelfunktionen höheren Niveaus, wie Pulsationssteuerung bzw. -regelung, die Steuerung bzw. Regelung der verlustinduzieren den Befehle, die Amplitudeneinstellung des Motorsignals und die Spitzenspannungsfunktionen vorgesehen sein bzw. angewandt werden, sie sind jedoch zur Klarheit der Darstellung aus dem in Fig. 11 gezeigten Blockschaltbild weggelassen worden.

Die Fig. 12 zeigt eine Ausführungsform, in der die verlustin duzierenden Befehle zu einer dritten Steuer- bzw. Regelkonfi guration hinzugefügt werden können. Diese Steuer- bzw. Regel konfiguration wendet weder Stromregulatoren noch die Transfor mation von drei Phasen zu zwei Phasen noch die Transformation von stationären zu rotierenden Koordinaten an. In dieser Kon figuration wird die Spannung an dem Motor 29 statt dessen von dem Strom in einer offenschleifigen Art und Weise gesteuert. Der verlustinduzierende Spannungsbefehlssatz 38 wird einfach direkt zu dem normalen Satz von Spannungsbefehlen 41 hinzuge fügt, und die Summe wird der Impulsbreitenmodulationssteuer- bzw. -regeleinrichtung 31 zugeführt. Die gleichen Steuer- bzw. Regelfunktionen höheren Niveaus, die vorher beschrieben worden sind, können auch in der Ausführungsform der Fig. 12 vorgese hen sein.

Die Fig. 13 zeigt eine andere Ausführungsform, in der ver lustinduzierenden Befehle verwendet werden. In dieser Steuer- bzw. Regelkonfiguration wird ein Raum-Vektor-Verfahren be nutzt. In der Konfiguration der Fig. 13 werden die Volt- Sekunden an dem bzw. auf den Motor gesteuert bzw. geregelt. Die verlustinduzierenden Volt-Sekunden-Befehle 43 werden ein fach direkt zu dem normalen Satz von Volt-Sekunden-Befehlen 42 hinzugefügt. Die Summen der beiden Sätze von Befehlen werden dann dem Vektormodulator 44 zugeführt, welcher den Ausgang des Gleichstrom-zu-Wechselstrom-Wandlerabschnitts 28 steuert bzw. regelt. Funktionen, die vorher mit Bezug auf Steuerungen bzw. Regelungen höheren Niveaus beschrieben worden sind, können auch zu der Konfiguration der Fig. 13 hinzugefügt werden.

Das Steuer- bzw. Regeldiagramm in Fig. 16 zeigt eine bevor zugte Ausführungsform der Bremssteuer- bzw. -regeleinrichtung (Block 98), die gleichartig bzw. ähnlich der Fig. 10 ist, je doch in mehr Einzelheiten, wobei diese Ausführungsform Funk tionen höheren Niveaus und die Steuerung bzw. Regelung für normalen Motorbetrieb (Block 99) umfaßt. Die Rückkopplungs signale bestehen aus Motorspannungen und Motorströmen im sta tionären Bezugsrahmen. Die gemessenen Rückkopplungssignale sind von Drei-Phasen-Quantitäten in Zwei-Phasen-Quantitäten (bezeichnet mit den Subskripten α und β in Fig. 16) durch in Fig. 10 gezeigte Mittel umgewandelt worden. Die Motor-Volt- Sekunden werden von den Motorspannungen und -strömen (Block 122) gemäß den folgenden Gleichungen abgeleitet:

λ_α= ∫ (V_α - R_SI_α) dt
λ_β= ∫ (V_β - R_SI_β) dt
worin R_S der Statorwiderstand des Motors ist. Die Motor-Volt- Sekunden werden auch als Statorfluß bezeichnet. Eine phasen verriegelte Schleife, oder auch entsprechend dem englischen Ausdruck PLL genannt (Block 100), wird dazu benutzt, die Größe λ_ds, die Frequenz ω_S und den Winkel Θ_S des Statorflusses abzu schätzen bzw. zu berechnen. Dieses ist in verschiedenen Veröf fentlichungen [R1] beschrieben. Die Motorstromsignale in dem stationären Bezugsrahmen werden in einen Bezugsrahmen (Block 101) umgewandelt, der sich synchron mit dem Statorfluß dreht. Diese Transformation wird durch die folgenden Gleichungen be schrieben:

Die Ausgangsgrößen des Blocks 101 repräsentieren den Motorma gnetisierungsstrom I_ds und den Motordrehmomentstrom I_qs. Diese Stromkomponenten werden unabhängig durch Regulatoren 102 und 103 gesteuert bzw. geregelt. Der Eingang zum Regulator 102 be steht aus der Differenz zwischen dem Befehl I_ds,ref und dem ge messenen Wert des Magnetisierungsstroms. Der Magnetisierungs strombefehl wird (im Block 104) aus dem gewünschten Statorfluß in einer offenschleifigen Art und Weise berechnet, oder er kann mit einem Regulator bestimmt werden, welcher den gemesse nen Statorfluß auf ein gewünschtes Niveau steuert bzw. regelt. Der Regulator 103 operiert auf bzw. über die Differenz zwi schen dem befohlenen (I_qs,ref) und gemessenen (I_qs) Drehmoment stromkomponenten. Der Drehmomentstrombefehl wird durch einen Geschwindigkeitsregulator (Block 105) erzeugt, welcher einen eingestellten Geschwindigkeitsbefehl ω_r,ref mit der abgeschätz ten bzw. berechneten Geschwindigkeit ω_r vergleicht. Ein einfa ches Verfahren zum Abschätzen bzw. Berechnen der Statorge schwindigkeit durch in Fig. 16 nicht gezeigte Mittel kann be schrieben werden als

ω_r = ω_s - ω_slip, ω_slip= k_t I_qs

worin ω_slip die Schlupfgeschwindigkeit des Motors ist und k_t eine Konstante ist. Es sind auch andere Verfahren zum Abschät zen bzw. Berechnen der Motorgeschwindigkeit veröffentlicht worden, worin k_t keine Konstante, sondern eine Variable ist, die, in Abhängigkeit von Betriebsbedingungen, modifiziert ist [R2].

In einem Motorantrieb mittlerer Leistungsfähigkeit bilden die Ausgangsgrößen der Stromregulatoren (Blöcke 102 und 103) die Spannungsbefehle in dem sich synchron drehenden Rahmen. Diese werden unter Verwendung einer umgekehrten Transformation (Block 107), wie unten angegeben, in den stationären Bezug transformiert.

Für Hochleistungsantriebe können Zuführungs-Vorwärts-Ausrücke zu den Ausgangsgrößen der Stromregulatoren hinzugefügt werden, um die Übergangsleistungsfähigkeit des Antriebs zu verbessern. In Fig. 16 ist ein Zuführungs-Vorwärts-Ausdruck nur an dem Ausgang des Drehmomentstromregulators (V_ff) gezeigt und wird mit der Ausgangsgröße des Drehmomentstromregulators unter Ver wendung des Blocks 106 summiert.

Die Steuer- bzw. Regeleinrichtung (Block 98) für dynamisches Bremsen benutzt die gleichen Rückkopplungssignale wie in der normalen Steuerung bzw. Regelung, aber verarbeitet diese Si gnale weiter, um Information über den Motor bei der verlustin duzierenden Frequenz zu extrahieren. Während des Dualfrequenz bremsens enthalten die gemessenen Signale zwei interessierende Frequenzen, nämlich die normale Betriebsfrequenz ω_S und die verlustinduzierende Frequenz ω_inj. Die Transformation dieser Rückkopplungssignale in den synchron rotierenden (Statorfluß) Flußrahmen verschiebt die normalen Frequenzen zu Gleichstrom und die verlustinduzierende Frequenz zu der Pulsationsfrequenz ω_p (= ω_S - ω_inj). Dieses bedeutet, daß während des Bremsens die Signale λ_ds, ω_S, I_ds und I_qs eine Gleichstromkomponente enthalten, welche der normalen Betriebsfrequenz entspricht, und eine Komponente bei bzw. mit der Pulsationsfrequenz, wel che der verlustinduzierenden Frequenz entspricht. Eine weitere Drehung um den Pulsationsfrequenzwinkel Θ_p transformiert die Pulsationsfrequenzkomponente in Gleichstromquantitäten. Dieses geschieht unter Verwendung der Blöcke 108 und 109, die gleich artig bzw. ähnlich 101 sind. Der Pulsationsfrequenzwinkel Θ_p wird aus der Pulsationsfrequenz ω_p unter Verwendung eines ein fachen Integrators 115 bestimmt. Es ist zu beachten, daß ω_p eine Zahl ist, die von dem Benutzer gewählt worden ist.

Eine der Eingangsgrößen zum Block 108, λ_qs, ist im wesentlich ten Null, weil die PLL (phasenverriegelte Schleife) (Block 100) den Statorfluß vollständig längs der d-Achse abfluchtet. Die Filter 110 bis 113 entfernen die Wechselstromquantitäten in den Eingangsgrößen, was zu Ausgangsgrößen führt, welche verlustinduzierende Frequenzkomponenten repräsentieren (be zeichnet mit dem Subskript fil). Andererseits entfernen die Filter 118 und 119 die verlustinduzierenden Frequenzkomponen ten (Wechselstrom-Komponenten) und weisen Ausgangsgrößen auf, welche die normalen Betriebsfrequenzkomponenten repräsentie ren. Diese Filter können Tiefpaßfilter oder Synchronfilter sein, welche Daten über einen Zyklus der Pulsationsfrequenz mitteln.

Die verlustinduzierende Frequenz ω_inj wird unter Verwendung des Summationsblocks 123 berechnet, wobei die Eingangsgrößen der gefilterte Wert der normalen Betriebsfrequenz und die Pulsationsfrequenz ω_p sind. Die in dem Motor umgewandelte bzw. abgeführte Leistung bei der verlustinduzierenden Frequenz P_inj und der Motoräquivalenzwiderstandswert R_inj sowie die Reaktanz X_inj bei jener Frequenz werden unter Verwendung der Mittelwer te des Flusses und des Stroms und der verlustinduzierenden Frequenz berechnet (Block 114). Basierend auf der Leistung, die bei der normalen Betriebsfrequenz und der Motoräquivalenz schaltung bei der verlustinduzierenden Frequenz absorbiert wird, werden die verlustinduzierenden Spannungsbefehle (V_dp,ref und V_qp,ref) berechnet (Block 116). Ohne Verlust der Allgemein heit (und zur Leichtigkeit der Berechnung) kann die q-Achsen komponente V_qp,ref zu Null gemacht werden, und die Gesamtheit der berechneten verlustinduzierenden Spannung kann der d-Ach senkomponente zugeeignet werden. Der verlustinduzierende Span nungsbefehl wird (im Block 116) auf nicht mehr als einen vor eingestellten Wert begrenzt, wie z. B. 50% der Nenninverter spannung. Diese Befehle werden dann in den synchron rotieren den (Statorfluß) Bezugsrahmen transformiert, wie im Block 117 gezeigt ist, und mit den Betriebsfrequenzbefehlen, gleichartig bzw. ähnlich der Fig. 10, zum Bilden der Spannungsbefehle summiert. Diese werden dann weiter im Block 107 in den statio nären Bezugsrahmen transformiert und zu dem Impulsbreitenmodu lator geschickt.

Die im Motor umgewandelte bzw. abgeführte Leistung wird im Block 120 dazu benutzt, einen ersten Minimumbremsstromgrenzbe fehl 121 zu erstellen, der an den Ausgang des Geschwindig keitsregulators (Block 105) angelegt wird. Wenn das Bremsen eingeleitet wird und die Größe der verlustinduzierenden Span nung klein ist, wird die erste Grenze unter Verwenden eines Werts für P_inj, der höher als sein durch P_delta berechneter Wert ist, berechnet. Dieses ermöglicht es der Steuerung bzw. Regelung mit Injektion zu beginnen und das maximale Bremsen zu erreichen, das benötigt wird. Eine zweite Bremsstromgrenze wird aus der Inverterstromkapazität abgeleitet, die für den Drehmomentstrom verfügbar ist. Diese zweite Grenze wird aus dem Inverternennstrom und dem Strom, der bei der verlustindu zierenden Frequenz abgeschätzt bzw. berechnet wurde, bestimmt.

Die Minimumdrehmomentstromgrenze (121), welche zu niedrigstem Inverterstrom führt, wird unter diesen beiden Grenzen ausge wählt.

Wenn Bremsen bei höheren Geschwindigkeiten erforderlich ist, kann der Motorfluß zu vermindern sein, um Raum für die ver lustinduzierende Spannung zu schaffen. Dieses geschieht durch Herabsetzen des Magnetisierungsstroms auf einen geeigneten Wert, der eine Funktion der Betriebsgeschwindigkeit vor dem Bremsen ist. Wenn dieses einmal vollendet ist, werden die Stromregulatorverstärkungsfaktoren in den Blöcken 102 und 103 reduziert, um die Regulatoren immun gegen Wechselstromkompo nenten in den Rückkopplungssignalen zu machen. Wenn die Ge schwindigkeit abnimmt, gibt es zunehmenden Raum für die norma len Betriebsspannungen, und demgemäß wird der Magnetisierungs strombefehl erhöht, um den Konverter bzw. Wandler optimal zu nutzen (Block 104).

Die Fig. 14 zeigt Motorvariable während experimentellen Te stens einer Mehrfrequenzbremsoperation. Der Antrieb und der Motor hatten 10 PS Nennleistung bei 460 V, 60 Hz. Die Steuer- bzw. Regelstruktur folgte der Fig. 10. Die Kurvendarstellung umfaßt einen ersten Kanal, der den Spannungsbefehl an den Mo dulator zeigt. Der zweite Kanal zeigt die Motorgeschwindig keitsabschätzung bzw. -berechnung. Der dritte Kanal zeigt den Motorstrom. Der Motor, wie er in Fig. 14 abgebildet ist, ar beitete unbelastet bei 45 Hz, als das Bremsen eingeleitet wur de. Diese Figur zeigt die gesamte Verzögerung von angenähert 1350 UpM (Vier-Pol-Motor bei 45 Hz) bis zum Stillstand. Der Motor war an eine generell gleich bemessene Gleichstrommaschine angekoppelt, so daß die Gesamtträgheit wenigstens 200% der Mo torträgheit war. Die Verzögerung, Kanal 2, beginnt bei etwa 1/2-Teilung (100 ms) von dem linken Rand der Kurvendarstellung aus und nimmt neun Teilungen ein, die 1,8 Sekunden repräsen tieren.

Die Fig. 15 zeigt die ersten beiden 100 Millisekunden des gleichen Ereignisses, die so gedehnt sind, daß sie die gesamte Kurvendarstellung ausfüllen. Das Diagramm in Fig. 15 zeigt, daß selbst vor dem Bremsen der normale Spannungsbefehl (Kanal 1) nicht sinusförmig ist, weil er eine Nullsequenz (üblicher Modus)-Komponente aus bzw. von der Spitzenreduktionsfunktion enthält. Der Motor spricht aufgrund der Drei-Draht-Verbindung nicht auf die Nullsequenz-Komponente an, so daß der Motorstrom vor dem Bremsen sinusförmig ist (Kanal 3). Im Moment, in dem das Bremsen beginnt, wird die verlustinduzierende Spannung (angenähert 150 V bei 240 Hz) der normalen Spannung (angenä hert 345 V bei 45 Hz) überlagert. Dieses ist im Kanal 1 der Fig. 15 gezeigt. Diese Überlagerung bewirkt, daß der Motor strom auch beide Frequenzen im Kanal 3 zeigt. Die Motorge schwindigkeitsabschätzung bzw. -berechnung im Kanal 2 ist von der Motorspannung abgeleitet. Wenn die verlustinduzierende Spannung der normalen Antriebsspannung überlagert wird, stört sie die Geschwindigkeitsabschätzung bzw. -berechnung, wobei sie das Erscheinen einer Welligkeit mit angenähert 240 Hz be wirkt. Jedoch ist der Mittelwert der Geschwindigkeitsabschät zung bzw. -berechnung in dieser Art von Anordnung noch kor rekt.

Wie vorher beschrieben worden ist, stellt die Erfindung eine Einrichtung und ein Verfahren zur Verfügung, worin ein zweiter Satz von Spannungswerten einem arbeitenden Motor zusätzlich zu den normalen Spannungen überlagert wird, um ein effektives Bremsdrehmoment zu erzeugen, in dem die Energie innerhalb des Motors selbst umgewandelt bzw. abgeführt wird. Die Erfindung ist zwar in Verbindung mit gewissen Ausführungsformen und ge gebenen Topographien beschrieben worden. Es versteht sich je doch, daß die vorliegende Erfindung auch unter Verwendung von anderen Antriebstopographien bzw. -strukturen praktiziert wer den kann, welche die Mehrfrequenzbremsmotorsteuerung bzw. -regelung benutzen. Gewisse Ausführungsformen sind gezeigt und beschrieben worden, wobei das Verständnis des Fachmanns leicht daraus erkennt, daß die Erfindung auch in anderen Antriebsto pographien bzw. -strukturen und/oder bei anderen Steuer- bzw. Regelstrukturen zusätzlich zu oder anstelle von jenen, die hier gezeigt worden sind, benutzt werden kann. Es versteht sich weiter, daß die beschriebenen Strom- und Spannungsbe schränkungen Beispiele sind, und daß die Antriebsfähigkeiten bzw. -kapazitäten nicht gleich den Motornennwerten zu sein brauchen, um das erfindungsgemäße Verfahren und die Einrich tung nach der Erfindung anzuwenden.

Mit der Erfindung werden eine Einrichtung und ein Steuer- bzw. Regelverfahren zum Erzeugen eines Bremsdrehmoments entgegen der Motordrehung zur Verfügung gestellt. Ein Wandler führt dem Motor Mehrfrequenz-Wechselstromleistung zu. Eine erste Fre quenz wird bei bzw. mit der normalen Betriebsfrequenz/Ge schwindigkeit zugeführt. Eine zweite Frequenz, die unter schiedlich von der normalen Betriebsfrequenz ist, wird zum Er zeugen von Bremsdrehmoment zugeführt. Das Niveau des Bremsens kann so gesteuert bzw. geregelt werden, daß generell einiges oder das gesamte Bremsen bzw. dessen Energie in der Einrich tung oder dem Motor verbraucht wird. Es kann mehr als eine Bremsfrequenz verwendet werden. Außerdem kann die Beziehung zwischen der normalen Frequenz und der Bremsfrequenz (den Bremsfrequenzen) aufrechterhalten werden, um die Motorpulsa tion zu begrenzen.

Claims

1. Antriebsbremssteuer- und/oder -regeleinrichtung zum Er zeugen von Gegenrotationsdrehmoment in einem Wechselstrommo tor, umfassend:
einen Wandler, der Wechselstromleistung (26, 28) mehrfacher Frequenz zu dem Motor zuführt;
wobei die Steuer- und/oder Regeleinrichtung eine Normalfre quenzausgangsgröße an den Motor (21; 29; 60) mit einer ersten Frequenz liefert;
wobei die Steuer- und/oder Regeleinrichtung gleichzeitig we nigstens eine zweite, verlustinduzierende Frequenzausgangsgrö ße an den Motor (21; 29; 60) zum Erzeugen eines Niveaus von gewünschter Bremsung der Motorgeschwindigkeit liefert; und die wenigstens zweite Frequenz unterschiedlich von der ersten Frequenz ist.

2. Antrieb nach Anspruch 1, worin die zweite Frequenz höher als die erste Frequenz ist.

3. Antrieb nach Anspruch 1 oder 2, worin die zweite Frequenz gegenüber der ersten Frequenz gegendrehend ist.

4. Antrieb nach Anspruch 1, 2 oder 3, worin die Steuer- und/ oder Regeleinrichtung (24; 66) weiter das Steuern und/oder Re geln der Differenz zwischen der ersten Frequenz und der zwei ten Frequenz bei oder auf einem vorher bestimmten Wert umfaßt.

5. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die kombinierten Ausgangsspannungen und -ströme von der ersten und zweiten Frequenz unterhalb voreingestellter Grenzen gehal ten werden.

6. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die Steuer- und/oder Regeleinrichtung weiter so ausgebildet ist, daß die Amplitude bei der zweiten Frequenz so gesteuert und/oder geregelt wird, daß generell die während des Bremsens absorbierte Energie verbraucht wird.

7. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin zwei oder mehr verlustinduzierende Frequenzen gleichzeitig an gewandt werden.

8. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin eine kontinuierliche Abschätzung oder Berechnung der Motorge schwindigkeit während des Bremsens aufrechterhalten wird, um eine prompte Rückkehr zu einer positiven Drehmomenterzeugung zu ermöglichen.

9. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die Amplituden der Spannungen sowohl der ersten als auch we nigstens der zweiten Frequenz so gesteuert und/oder geregelt werden, daß das gegendrehende Drehmoment maximiert wird, wäh rend induzierte Verluste auf die absorbierte Energie abge stimmt werden.

10. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin verlustinduzierende Befehle in ein sich drehendes Koordinaten system eingeführt werden, wobei eine gewünschte Drehmoment pulsationsfrequenz, die generell einer gegebenen Drehmoment pulsation entspricht, so verwendet wird, daß sich die ver lustinduzierende Frequenz, die aktuell auf den Motor (21; 29; 60) angewandt wird, automatisch mit der Geschwindigkeit des Motors (21; 29; 60) ändert, so daß die Differenz zwischen der normalen und der verlustinduzierenden Frequenz generell gleich der gewünschten Drehmomentpulsationsfrequenz gehalten wird.

11. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die Steuer- und/oder Regeleinrichtung (24; 66) weiter das Steuern und/oder Regeln der Differenz zwischen der ersten Fre quenz und der zweiten Frequenz auf einen vorher bestimmten Wert umfaßt.

12. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die kombinierten Ausgangsspannungen und -ströme von der ersten und zweiten Frequenz unter voreingestellten Grenzen gehalten werden.

13. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die Amplitude bei der zweiten Frequenz so gesteuert und/oder geregelt wird, daß generell die Energie verbraucht wird, wel che während des Bremsens absorbiert wird.

14. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin eine kontinuierliche Abschätzung oder Berechnung der Motorge schwindigkeit während des Bremsens aufrechterhalten wird, um eine prompte Rückkehr zur positiven Drehmomenterzeugung zu er möglichen.

15. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die Amplituden der Spannungen sowohl der ersten als auch der zweiten Frequenz so gesteuert und/oder geregelt werden, daß das gegendrehende Drehmoment maximiert wird, während induzier te Verluste auf die absorbierte Energie abgestimmt werden und während im allgemeinen die Strom- und Spannungsfähigkeiten oder -kapazitäten des Antriebs nicht überschritten werden.

16. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die verlustinduzierenden Befehle in ein rotierendes Koordina tensystem eingeführt werden, wobei eine gewünschte Drehmoment pülsationsfrequenz, die generell einer gegebenen Drehmoment pulsation entspricht, so benutzt wird, daß die verlustinduzie rende Frequenz, die aktuell auf den Motor (21; 29; 60) ange wandt wird, sich automatisch mit der Geschwindigkeit des Mo tors (21; 29; 60) so ändert, daß die Differenz zwischen der normalen und der verlustinduzierenden Frequenz gleich der ge wünschten Drehmomentpulsationsfrequenz gehalten wird.

17. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die kombinierten Ausgangsspannungen und -ströme von der ersten und zweiten Frequenz unter voreingestellten Grenzen gehalten werden.

18. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die Amplitude bei der wenigstens zweiten Frequenz und/oder weiteren verlustinduzierenden Frequenz(en) so gesteuert und/oder geregelt wird, daß generell die während des Bremsens absorbierte Energie verbraucht wird.

19. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin eine kontinuierliche Abschätzung oder Berechnung der Motorge schwindigkeit während des Bremsens aufrechterhalten wird, um eine prompte Rückkehr zur positiven Drehmomenterzeugung zu er möglichen.

20. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die Amplituden der Spannungen sowohl der ersten als auch der zweiten Frequenz und/oder weiterer verlustinduzierender Fre quenz(en) so gesteuert und/oder geregelt werden, daß das ge gendrehende Drehmoment maximiert wird, während generell indu zierte Verluste auf die absorbierte Energie abgestimmt werden, und während generell die Strom- und Spannungsfähigkeiten oder -kapazitäten des Antriebs nicht überschritten werden.

21. Antrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die verlustinduzierenden Befehle in ein rotierendes Koordina tensystem eingeführt werden, wobei eine gewünschte Drehmoment pulsationsfrequenz, die generell einer gegebenen Drehmoment pulsation entspricht, so verwendet wird, daß die verlustindu zierende(n) Frequenz(en), die aktuell auf den Motor (21; 29; 60) angewandt wird (werden), sich automatisch mit der Ge schwindigkeit des Motors (21; 29; 60) ändert (ändern), so daß die Differenz zwischen der normalen und der (den) verlustindu zierenden Frequenz(en) generell gleich der gewünschten Drehmo mentpulsationsfrequenz gehalten wird.

22. Verfahren des Bremsens zum Erzeugen eines gegendrehenden Drehmoments in einem Wechselstrommotor, umfassend:
Liefern einer normalen Frequenzausgangsgröße an den Motor (21; 29; 60) bei oder mit einer ersten Frequenz;
gleichzeitiges Liefern von wenigstens einer zweiten, ver lustinduzierenden Frequenzausgangsgröße an den Motor (21; 29; 60) zum Erzeugen von Bremsdrehmoment an dem Motor (21; 29; 60); und
wobei die zweite(n) Frequenz(en) mit einer Frequenz (Frequen zen) vorgesehen wird (werden), die unterschiedlich gegenüber der ersten Frequenz ist (sind).

23. Verfahren nach Anspruch 22, worin die zweite(n) Fre quenz(en) höher als die ersten Frequenz ist (sind).

24. Verfahren nach Anspruch 22 oder 23, worin die zweite(n) Frequenz(en) gegendrehend gegenüber der ersten Frequenz vorge sehen wird (werden).

25. Verfahren nach Anspruch 22, 23 oder 24, weiter umfassend das Steuern und/oder Regeln der Differenz zwischen der ersten Frequenz und der (den) zweiten Frequenz (en) auf einem (mehreren) vorher bestimmten Wert(en).

26. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Aufrechterhalten von kombinierten Ausgangsspannungen und -strömen von der ersten und der (den) zweiten Frequenz(en) unter voreingestellten Grenzen.

27. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Steuern und/oder Regeln der Amplitu de der zweiten Frequenz(en) so, daß generell die während des Bremsens absorbierte Energie verbraucht wird.

28. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Anwenden von zwei oder mehr verlust induzierenden Frequenzen gleichzeitig.

29. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend die kontinuierliche Abschätzung oder Be rechnung der Motorgeschwindigkeit während des Bremsens, um ei ne prompte Rückkehr zur positiven Drehmomenterzeugung zu er möglichen.

30. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Steuern und/oder Regeln der Amplitu den der Spannungen von sowohl der ersten als auch der zweiten Frequenz(en) zum Maximieren des gegendrehenden Drehmoments, während induzierte Verluste auf die absorbierte Energie bei einem oder auf einen Wert abgestimmt werden, der generell nicht die Strom- und Spannungsfähigkeiten oder -kapazitäten des Antriebs übersteigt.

31. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Einführen von verlustinduzierenden Befehlen in ein rotierendes Koordinatensystem unter Verwendung einer (von) gewünschten Drehmomentpulsationsfrequenz(en), die generell einer gegebenen Drehmomentpulsation entspricht (ent sprechen), so daß die verlustinduzierende Frequenz(en), die aktuell auf den Motor (21; 29; 60) angewandt wird (werden), automatisch mit der Geschwindigkeit des Motors (21; 29; 60) variiert (variieren), um die Differenz zwischen der normalen und der (den) verlustinduzierenden Frequenz(en) generell gleich der (den) gewünschten Drehmomentpulsationsfrequenz(en) zu halten.

32. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Steuern und/oder Regeln der Diffe renz zwischen der ersten und der (den) zweiten Frequenz(en) bei einem oder auf einen vorher bestimmten Wert.

33. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, worin die kombinierten Ausgangsspannungen und -ströme von der ersten und zweiten Frequenz unterhalb voreingestellter Grenzen gehalten werden.

34. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Steuern und/oder Regeln der Amplitu de der zweiten Frequenz so, daß generell Energie, die während des Bremsens absorbiert worden ist, verbraucht wird.

35. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend die kontinuierliche Abschätzung oder Be rechnung der Motorgeschwindigkeit während des Bremsens, um ei ne prompte Rückkehr zur positiven Drehmomenterzeugung zu er möglichen.

36. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Steuern und/oder Regeln der Amplitu den der Spannungen von sowohl der ersten als auch der zweiten Frequenz zum Maximieren des gegendrehenden Drehmoments; wäh rend generell induzierte Verluste auf die absorbierte Energie abgestimmt werden, und während generell die Strom- und Span nungsfähigkeiten oder -kapazitäten des Antriebs nicht über schritten werden.

37. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Einführen von verlustinduzierenden Befehlen in ein rotierendes Koordinatensystem und Verwenden einer gewünschten Drehmomentpulsationsfrequenz, die generell einer gegebenen Drehmomentpulsation entspricht, so daß die verlustinduzierende Frequenz, die aktuell auf den Motor (21; 29; 60) angewandt wird, automatisch mit der Geschwindigkeit des Motors (21; 29; 60) variiert, um die Differenz zwischen der normalen und der verlustinduzierenden Frequenz gleich der gewünschten Drehmomentpulsationsfrequenz zu halten.

38. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Aufrechterhalten von kombinierten Ausgangsspannungen und -strömen von der ersten und zweiten Frequenz unterhalb voreingestellter Grenzen.

39. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Steuern und/oder Regeln der Amplitu de der zweiten Frequenz so, daß generell die während des Brem sens absorbierte Energie verbraucht wird.

40. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Aufrechterhalten einer kontinuierli chen Abschätzung oder Berechnung der Motorgeschwindigkeit wäh rend des Bremsens, um eine prompte Rückkehr zu positiver Dreh momenterzeugung zu ermöglichen.

41. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Steuern und/oder Regeln der Amplitu den der Spannungen von sowohl der ersten als auch der zweiten Frequenz zum Maximieren des gegenrotierenden Drehmoments, wäh rend generell induzierte Verluste auf die absorbierte Energie abgestimmt werden, und während generell die Strom- und Span nungsfähigkeiten oder -kapazitäten des Antriebs nicht über schritten werden.

42. Verfahren nach einem der vorhergehenden Verfahrensansprü che, weiter umfassend das Einführen der verlustinduzierenden Befehle in ein rotierendes Koordinatensystem unter Verwendung einer gewünschten Drehmomentpulsationsfrequenz, die generell einer gegebenen Drehmomentpulsation entspricht, so daß die verlustinduzierende Frequenz, die aktuell auf den Motor (21; 29; 60) angewandt wird, automatisch mit der Geschwindigkeit des Motors (21; 29; 60) variiert, um generell die Differenz zwischen der normalen und der verlustinduzierenden Frequenz allgemein gleich der gewünschten Drehmomentpulsationsfrequenz zu halten.