DE19703404B4

DE19703404B4 - Kapazitiver Reaktions- Elektronikschaltkreis

Info

Publication number: DE19703404B4
Application number: DE19703404A
Authority: DE
Inventors: Byron Hersey Hourmand
Original assignee: Nartron Corp
Current assignee: UUSI, LLC, REED CITY, US; UUSI, LLC, US
Priority date: 1996-01-31
Filing date: 1997-01-30
Publication date: 2007-03-15
Anticipated expiration: 2017-01-31
Also published as: US5796183A; DE19703404A1

Abstract

Kapazitiver Reaktionselektronikschaltkreis, umfassend:
einen Oszillator, der ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 50 kHz oder Größer zur Verfügung stellt;
ein Substrat, das eine Vielzahl an Eingabeberührungsterminals aufweist, welches einen Bereich für einen Bediener definiert, um eine Eingabe durch Annäherung und berührungsabhängig bezüglich einer Körperkapazitanz eines Bedieners zur Erde vorzusehen, wie diese mittels der Eingabeberührungsterminals erfasst wird; eine Abdeckplatte, die das Substrat überdeckt und in Kontakt mit dem Substrat steht; und
einen Erfassungsschaltkreis, der zur Aufnahme des Ausgangssignales von dem Oszillator mit dem Oszillator gekoppelt ist und der mit den Eingabeberührungsterminals gekoppelt ist, wobei der Erfassungsschaltkreis auf Signale von dem Oszillator sowie die Anwesenheit der Kapazitanz eines Körpers eines Bedieners reagiert, der mit einem der Berührungsterminals gekoppelt ist, wenn es durch einen Bediener angenähert oder berührt wird, um ein Steuerungsausgangssignal zu erzeugen, wobei der Erfassungsschaltkreis Mittel umfasst, um das Steuersignal zu erzeugen, falls die erfasste Kapazitanz eines...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen elektronischen Schaltkreis, insbesondere einen kapazitiven Reaktions-Elektronikschaltkreis, der eingesetzt wird, um einen manuellen, elektronischen „Null-Kraft" Schalter zu ermöglichen.
Manuelle Schalter sind aus dem Stand der Technik in den bekannten Formen von herkömmlichen Kipplichtschaltern, Druckknopfschaltern und Tastaturschaltern unter anderen wohl bekannt. Der größte Teil derartiger Schalter nutzt einen mechanischen Kontakt, der den zu schaltenden Schaltkreis „öffnet" und „schließt", wenn der Schalter in einen geschlossenen oder einem offenen Zustand bewegt wird.
Schalter, die durch einen mechanischen Kontakt arbeiten, haben eine Reihe von wohlbekannten Problemen. Erstens macht die mechanische Bewegung von Komponenten innerhalb eines jeden Mechanismus diese Komponenten anfällig für Abnutzung, Alterung und Lockerung. Dies ist ein fortschreitendes Problem, welches mit der Nutzung auftritt und eventuell zu einem Ausfall führt, wenn eine hinreichende Anzahl von Bewegungen aufgetreten ist.
Zweitens produziert ein plötzliches „Schließen" oder „Öffnen" typischerweise einen elektrischen Bogen zwischen leitenden Kontakten, wenn die Kontakte in unmittelbare Nähe zueinander kommen. Die Bogenbildung erzeugt sowohl Funkfrequenzemissionen als auch Hochfrequenzrauschen auf der geschalteten Leitung.
Drittens setzt die Separation von Kontakten, die bei jeder Unterbrechung auftritt, die Kontaktflächen der Korosion und Kontamination aus. Ein besonderes Problem tritt auf, wenn der mit einem „Schließen" oder „Öffnen" auftretende Lichtbogen in einer oxidierenden Atmosphäre auftritt. Die Hitze des Lichtbogens in der Anwesenheit von Sauerstoff erleichtert die Bildung von Oxiden auf den Kontaktflächen. Einmal freigelegt, sind die Kontaktflächen von mechanischen Schaltern auch anfällig für Verschmutzungen. Wasservermischbare Kontaminate wie Fette und Salze können ein besonderes Problem auf den Kontaktflächen von Schaltern sein. Ein verwandtes Problem tritt auf, indem die wiederholte Lichtbogenbildung mechanischer Kontakte zu einer Migration von Kontaktmaterial aus dem Bereich des mechanischen Kontaktes führen kann. Die unabhängig voneinander oder in Kombination wirkende Korosion, Kontamination und Migration führt oftmals zu einem eventuellen Schalterausfall, bei dem der Schalter in einem geschlossenen oder geöffneten Zustand verbleibt.
Ein zusätzliches Problem entsteht aus der für die Betätigung eines mechanischen Schalters notwendigen mechanischen Kraft. Dieses Problem tritt in Systemen auf, in denen ein menschlicher Bediener notwendig ist, um einen gegebenen Schalter oder eine Anzahl von Schaltern wiederholt zu betätigen. Derartige wiederholte Betätigungen treten im allgemeinen bei der Bedienung von elektronischen Tastaturen, wie den bei Computern eingesetzten auf, sowie bei industriellen Schaltern, wie sie bei Formgebungs- und Montageeinrichtungen unter anderen Anwendungen verwendet werden. Ein herkömmlicher Typ eines industriellen Schalters ist der Handflächenknopf, der bei Preß- und Einsetzeinrichtungen zu sehen ist. Aus Sicherheitsgründen muß der Bediener den Schalter drücken, bevor ein Einsetzen oder Pressen erfolgen kann. Dies stellt sicher, daß die Hand (die Hände) des Bedieners auf dem Knopf (den Knöpfen) liegt und nicht im Bewegungsbereich der angeschlossenen Maschinerie. Es stellt auch sicher, daß die mechanische Bewegung zu einem gewünschten und kontrollierbaren Zeitpunkt auftritt. Die Schwierigkeit ergibt sich aus der Bewegung und Kraft, die von dem Bediener gefordert wird. In den letzten Jahren stellte man fest, daß wiederholte menschliche Bewegungen in einer Schwächung und schmerzvollen Abnutzung von Gelenken und weichen Geweben führen kann, was Arthritis ähnliche Symptome hervorruft. Eine derartige wiederholte Bewegung kann zu einer Schwellung und Verkrampfung des Muskelgewebes führen, welches mit Umständen wie dem Karpal-Tunnel-Syndrom verbunden ist. Maschinenkonstrukteure bekämpfen diese wiederholte Bewegung oder kummulativen Traumastörungen durch die Einführung ergonomischer Konstruktionen, die in vorteilhafter Weise den Bereich, den Winkel, die Anzahl und die Kraft von Bewegungen steuert, die von einem Bediener gefordert werden, wie auch die Anzahl der Muskelgruppen des Bedieners, die in den notwendigen Bewegungen involviert sind. Prosthetik und Tests werden ebenso eingesetzt, um eine Belastungssenkung der Muskeln, Gelenke und Glieder des Bedieners zu erreichen.
Bei mechanischen Schaltern kann die zur Bedienung des Schalters notwendige Kraft durch eine Reduzierung der Federkräfte und Reibkräfte zwischen beweglichen Teilen minimiert werden. Die Reduzierung dieser Kräfte macht derartige Schalter jedoch anfälliger für Ausfälle. Schwächere Federn senken beispielsweise typischerweise den Druck zwischen Kontakten in einem „Schließzustand". Die ser geringere Kontaktdruck erhöht den Widerstand in dem Schalter, was zu einer fatalen Aufheizung in dem Schalter und/oder einem Verlust der an der zu schaltenden Last angelegten Spannung führen kann. Eine Reduzierung der Reibkräfte in dem Schalter durch einen erhöhten Einsatz von Schmiermitteln ist nicht wünschenswert, da Schmiermittel kriechen und die Kontaktflächen verschmutzen können. Ein Schalterkonstrukteur kann ebenso die Reibung reduzieren, indem er lockerere Passungen zwischen beweglichen Teilen vorsieht. Lockerere Passungen tendieren jedoch dazu, die Abnutzung zu erhöhen und tragen zu einem frühzeitigen Schalterausfall bei. Ein Konstrukteur kann die Reibkräfte ebenso durch die Verwendung qualitativ höherwertigerer und teurerer Oberflächenqualitäten an den Teilen reduzieren. Wie sich aus der vorhergehenden Beschreibung daher ergibt, reduzieren die Maßnahmen, die zu einer Verminderung der Betätigungskraft in mechanischen Schaltern ergriffen werden, die Zuverlässigkeit und Leistung des Schalters und/oder erhöhen die Kosten des Schalters.

Bei Anwendungen wie Computertastaturen oder Gerätesteuerungen kann die durch einen gegebenen Schalter geschaltete elektrische Last relativ gering in bezug auf Strom und/oder Spannung sein. In derartigen Fällen ist es möglich, Niederkraftmembranschalter wie in dem US-Patent 4,503,294 beschrieben, einzusetzen. Derartige Schalter können die Bedienerbelastung verringern und sind nicht so anfällig für die Probleme der Lichtbogenbildung, da sie nur geringe Lasten schalten. Die flexible Membrane bleibt jedoch anfällig gegenüber Abnutzung, Korosion und Verschmutzung. Obwohl derartige Schalter eine geringe Bedienungskraft benötigen, basieren sie dennoch auf mechanischen Prinzipien und zeigen daher dieselben Probleme wie alle anderen mechanischen Schalter.

Eine jüngere Erfindung ist die Entwicklung von „Nullkraft"-Berührungsschaltern. Diese Schalter haben keine beweglichen Teile und keine Kontaktflächen, die die Last direkt schalten. Diese Schalter arbeiten vielmehr durch eine Erfassung der Berührung des Bedieners und nutzen dann die Festkörperelektronik, um die Lasten zu schalten oder aktivieren mechanische Relays oder Triacs um sogar größere Lasten zu schalten. Versuche umfassen optische Näherungs- oder Bewegungsdetektoren zur Erfassung der Anwesenheit oder Bewegung eines Körperteiles wie bei automatischen Kontrollen, die in Urinalen, in einigen öffentlichen Toiletten oder wie im US-Patent 4,942,631 offenbart, eingesetzt werden. Obwohl diese kontaktfreien Schalter aufgrund ihrer Natur tatsächlich keinerlei Kraft erfordern, sind sie dennoch unpraktisch, wenn eine Vielzahl von Schaltern in einem begrenzten Bereich, wie in einer Tastatur, erforderlich sind. Neben anderen Problemen leiden diese kontaktfreien Schaltern unter den vergleichsweise hohen Kosten der Elektrooptik und unter Falscherfassungen, wenn die Hand oder ein anderes Körperteil des Bedieners ungewollt in die Nähe des Erfassungsbereiches des Schalters kommt. Einige optische Berührungstastaturen wurden vorgeschlagen, aber keine wurde aufgrund der Leistung und/oder Kostenbetrachtungen zu einem kommerziellen Erfolg.

Eine weitere Lösung war es, die Berührung des Bedieners über die elektrische Leitfähigkeit der Haut des Bedieners zu erfassen. Ein derartiges System ist im US-Patent Nummer 3,879,618 beschrieben. Probleme mit diesem System resultieren aus Änderungen in der elektrischen Leitfähigkeit von unterschiedlichen Bedienern aufgrund der Unterschiede im Schweiß, den Hautfetten oder der Trockenheit und anderen variablen Umgebungsbedingungen wie z.B. der Feuchtigkeit. Ein weiteres Problem besteht darin, daß die Berührungsfläche des Schalters, welche der Bediener berührt, sauber genug bleiben muß, um einen elektrisch leitenden Pfad zu dem Bediener vorzusehen. Derartige Flächen können anfällig für Verschmutzung, Korosion und/oder Abnutzung des leitenden Materiales sein. Diese Schalter arbeiten auch nicht, wenn der Bediener einen Handschuh trägt. Sicherheitsbedenken entstehen darüberhinaus aufgrund dessen, daß die Bediener ihren Körper in elektrischen Kontakt mit der Schalterelektronik bringen. Ein weiteres Problem entsteht daraus, daß derartige Systeme anfällig für einen Kontakt mit Materialien sind, die ebenso leitfähig oder leitfähiger sind als die menschliche Haut. Beispielsweise kann die Kondensation von Wasser ei nen Leitpfad entstehen lassen, der ebenso gut ist wie derjenige der Haut eines Bedieners, was zu einer Falschaktivierung führt.

Eine bekannte Lösung um einen Nullkraftberührungsschalter zu erzielen, war der Einsatz der Kapazitanz des menschlichen Bedieners. Derartige Schalter, die im folgenden als kapazitive Berührungsschalter bezeichnet werden, nutzen eine von zumindest drei unterschiedlichen Methoden. Die erste Methode umfaßt die Erfassung von Radiofrequenzrauschen oder von Rauschen höherer Frequenz, welches ein menschlicher Bediener kapazitiv mit einem Berührungsterminal verbinden kann, wenn der Bediener einen Kontakt herstellt, wie es im US-Patent Nummer 5,066,898 beschrieben ist. Eine gebräuchliche Quelle des Rauschens ist das 60 Hz-Rauschen, welches von kommerziellen Stromleitungen abgestrahlt wird. Ein Nachteil dieses Ansatzes ist, daß das abgestrahlte elektrische Rauschen in seiner Intensität von Lokalität zu Lokalität variieren kann und dadurch Variationen in der Schalterempfindlichkeit bewirken kann. In einigen Fällen beruhen installierte Einrichtungen, die diese erste Methode nutzen, auf einem leitenden Kontakt zwischen dem Bediener und dem Berührungsterminal des Schalters. Wie bereits bemerkt, unterliegen derartige Flächen der Verschmutzung, der Korrosion und der Abnutzung und arbeiten nicht mit behandschuhten Händen. Ein zusätzliches Problem kann aus der Anwesenheit von Feuchtigkeit entstehen, wenn eine Mehrzahl von Schaltern in einer dichten Anordnung, wie z.B. einer Tastatur eingesetzt wird. In derartigen Fällen möchte der Bediener unter Umständen ein Berührungsterminal berühren, aktiviert aber unabsichtlich andere über den leitenden Pfad, der durch Feuchtigkeitskontamination erzeugt wird.

Eine zweite Methode für die Implementierung von kapazitiven Berührungsschaltern ist es, die Kapazitanz des Bedieners mit einem variablen Oszillatorschaltkreis zu koppeln, der ein Signal abgibt, welches eine Frequenz hat, die mit der an dem Berührungsterminal auftretenden Kapazitanz variiert. Ein Beispiel eines derartigen Systemes ist in US-Patent Nummer 5,235,217 beschrieben. Probleme mit einem derartigen System können entstehen, wenn ein leitender Kontakt mit dem Bediener notwendig ist und wenn der durch eine Berührung hervorgerufene Frequenzwechsel nahe den Frequenzwechseln liegt, die aus einer ungewollten Berührung mit dem Berührungsterminal resultieren würden.

Andere Methoden zur Implementierung von kapazitiven Berührungsschaltern beruhen auf dem Wechsel der kapazitiven Kopplung zwischen einem Berührungsterminal und der Erde. Systeme, die eine derartige Methode einsetzen, sind im US-Patent Nummer 4,758,735 und US-Patent Nummer 5,087,825 beschrieben. Nach dieser Methodenlehre besteht der Erfassungsschaltkreis aus einem Oszillator (oder einem Wechselstromspannungsderivat) der ein Signal an ein Berührungsterminal abgibt, dessen Spannung dann durch einen Detektor überwacht wird. Das Berührungsterminal wird mit anderen Komponenten elektrisch in Reihe geschaltet, die teilweise als Ladungspumpe wirken. Die Berührung eines Bedieners erzeugt über die Kapazität des Körpers des Bedieners selbst einen kapazitiven Kurzschluß mit der Erde, was die Amplitude der Oszillatorspannung, die an dem Berührungsterminal auftritt, senkt. Ein großer Vorteil dieser Methodenlehre ist, daß der Bediener nicht in leitenden Kontkat mit dem Berührungsterminal kommen muß, sondern nur in unmittelbare Nähe zu diesem. Ein weitere Vorteil ist, daß das System nicht auf abgestrahlten Emissionen beruht, die durch den Körper des Bedieners aufgenommen werden und die abhängig von der Lokalität variieren können, sondern stattdessen auf der Kapazitanz des menschlichen Körpers beruht, die über einen akzeptablen Berich von 20 pF bis 300 pF variieren kann.

Einer zusätzliche Betrachtung bei der Benutzung von Nullkraftschaltern unterliegen die Schwierigkeiten, die aus dem Versuch entstehen, eine dichte Anordnung von derartigen Schaltern einzusetzen. Berührungsschalter, die keinen physischen Kontakt mit dem Bediener erfordern, sondern stattdessen auf der unmittelbaren Nähe des Bedieners beruhen, können zu ungewollten Betätigungen führen, wenn die Hand des Bedieners oder andere Körperteile in unmittelbarer Nähe zu den Berührungsterminals vorbeigeführt werden. Das obengenannte US-Patent Nummer 5,087,825 setzt leitende Schutzringe um die leitenden Felder eines jeden Berührungsterminals ein, um aneinandergrenzende Berührungsfelder zu entkoppeln und Mehrfachbedienungen zu vermeiden, wenn nur eine Einfachbedienung gewünscht ist. Im Zusammenhang mit den Schutzringen ist es auch möglich, die Erfassungssensitivität durch eine Einstellung der Schwellspannung zu justieren, mit der die erfaßte Spannung verglichen wird. Die Empfindlichkeit kann auf diese Weise auf einen Punkt eingestellt werden, bei dem das Körperteil des Bedieners, beispielsweise ein Finger, ein Berührungsterminal vollständig überdecken muß und in Kontakt mit dessen dielektrischer Abdeckplatte kommen muß, bevor eine Betätigung auftritt. Obwohl diese Methoden (Schutzringe und Sensitivitätsjustierung) eine beträchtliche Strecke auf dem Weg zu der Möglichkeit zurückgelegt haben, Berührungsschalter in vergleichsweise großer Nähe zueinander anzuordnen, bleibt die Anfälligkeit der Oberflächenverschmutzung ein Problem. Hautfette, Wasser und andere Verschmutzungen können leitende Filme bilden, die aneinandergrenzende Felder oder Mehrfachberührungsfelder überlagern und kapazitiv koppeln. Ein Bediener, der einen Kontakt mit dem Film herstellt, kann dann mehrere Berührungsfelder mit der Kapazitanz seines oder ihres Körpers sowie dessen kapazitiver Kopplung mit der Erde koppeln. Dies kann zu einer Mehrfachbedienung führen, wenn nur eine einzelne Bedienung gewünscht ist. Kleine Berührungsterminals, die notwendigerweise in unmittelbarer Nähe angeordnet sind, erfordern empfindliche Erfassungsschaltkreise, die in einigen Fällen vorzugsweise von Interferenzen mit den damit zusammenhängenden Lastschaltkreisen isoliert sind, welche sie aktivieren.

Wie bemerkt, können Schalter bei industriellen Steuerungen eingesetzt werden, um die Betätigungszeit zu kontrollieren und sicherzustellen, daß die Hand (die Hände) des Bedieners oder andere Körperteile sich außerhalb des Bewegungsfeldes der angeschlossenen Maschinerie befinden. Ein gebräuchlicher bei dieser Anwendung eingesetzter Schalter ist der Handflächenknopf. Der Knopf ist groß genug, so daß der Bediener seine oder ihre Hand schnell in Kontakt mit dem Knopf bringen kann, ohne daß Zeit verloren gehen muß, die notwendig wäre, um einen kleineren Schalter zu erfassen und den Finger mit diesem auszurichten. Nullkraftberührungsschalter sind ebenso wünschenswert bei diesen Anwendungen, da wiederholte Bewegungen oder kumulative Traumastörungen ein Problem bei Bedienern waren, die Handflächenknöpfe benutzten – insbesondere diejenigen Handflächenknöpfe, die gegen eine Federkraft betätigt werden müssen. In diesem Bereich sind ebenfalls kapazitive Berührungsschalter eingesetzt worden. Das US-Patent Nummer 5,233,231 ist ein Beispiel einer derartigen Anwendung. Aufgrund des großen Potentiales der Maschinerie, Verletzungen hervorzurufen, sind Falschbetätigungen bei derartigen Anwendungen von besonderer Tragweite.

Kapazitive Berührungsschalter, die eine Anfälligkeit für abgestrahltes elektromagnetisches Rauschen zeigen oder die bei einer Nähe des Bedieners arbeiten, laufen Gefahr aktiviert zu werden, wenn die Hand (die Hände) des Bedieners nicht an der gewünschten Position auf dem Handflächenknopf (der Knöpfe) liegt. Im allgemeinen begegnet man dem durch die Anwendung von Redundanzen. In der US-Patent Nummer 5,233,231 wird ein separater Detektor eingesetzt, um das Radiofrequenzrauschen zu messen und das System in einen sicheren Zustand zu deaktivieren, wenn ein übermäßiges Radiofrequenzrauschen vorhanden ist. Andere Systeme, wie z.B. UltraTouch, welches durch Pinnacle System, Inc. verkauft wird, nutzen redundante Erfassungsmethoden. Beim UltraTouch werden sowohl optische als auch kapazitive Sensoren eingesetzt, wobei eine Betätigung nur dann erfolgt, wenn beide Sensorarten die Hand des Bedieners an dem gewünschten Ort erfassen. Diese Implementationen haben eine Anzahl von Nachteilen. Im Falle von Erfassungssystemen des Radiofrequenzrauschens ist das System bei Vorhandensein des Radiofrequenzrauschen nicht einsetzbar. Dies zwingt den Bediener dazu, ein mechanisches Notfallschaltsystem einzusetzen oder den Funktionsverlust bei der Anwesenheit von Radiofrequenzrauschen zu akzeptieren. Das zweite System ist weniger zuverlässig und teurer, da es zwei Sensorsysteme zur Erfüllung derselben Aufgabe benötigt, d.h. um den Bediener zu erfassen. Derartige Systeme können gegebenenfalls unter dem einem optischen System innewohnenden Problemen leiden, namentlich der Anfälligkeit gegenüber der Blockierung des optischen Pfades und der Notwendigkeit spezifische optische Ausrichtungen herzustellen und aufrechtzuerhalten. Ein weiteres Problem ist, daß dieses System den Winkel und die Bewegungsrichtung, die der Bediener bei der Betätigung des Schalters einhalten muß, beträchtlich einschränkt.

Derzeit existieren verschiedene Nullkrafthandflächenknöpfe am Markt. Diese Produkte nutzen eine optische und/oder kapazitive Kopplung zur Aktivierung eines normal geschlossenen (NC) oder eines normal offenen (NO) Relays, wobei 110 V Wechselstrom, 220 V Wechselstrom oder 24 V Gleichstrom auf die Maschinensteuerung geschaltet wird. Der UltraTouch von Pinnacle Systems, Inc. setzt zwei Sensoren ein (infrarot und kapazitiv) mit isolierten Schaltkreisen, um ein Relay zu aktivieren, wenn ein Maschinenbediener seine Hand in einen U-förmigen Sensoraktivierungstunnel steckt. Die Firma behauptet, daß aufgrund der Tatsache, daß man dem Maschienenbediner erlaubt, die Maschine ohne Kraft oder Druck und mit der Hand und dem Handgelenk des Bedieners in der ergonomisch neutralen Position zu aktivieren (d.h. 0° Handgelenkwinkel und 100 % Handkraftposition wie in Figur 1.0-1 gezeigt), Belastungen der Hand, des Handgelenkes und des Armes minimiert werden und zum Karpal-Tunnel-Syndrom beitragende Elemente vermieden werden. Nachdem ein Maschinenzyklus eingeleitet wurde, muß der Bediener eine anfangs eingenommene Haltung aufrechterhalten, bis der Zyklus beendet ist. Eine typische Zykluszeit dauert ungefähr 1 bis 2 Sekunden und wird ca. 3000 Mal täglich wiederholt. Dies addiert sich zu ca. 1 ½ Stunden pro Tag, während derer der Bediener in dieser Haltung ist. Während dieses Modul die Belastung auf das Handgelenk und die Hand reduziert, belastet es die Muskeln im Vorderarm. Aufgrund des begrenzten Raumes, in die der Bediener seine Hand stecken kann, belastet es den Bediener auch mental und reduziert die Produktivität, indem es Ermüdung hervorruft. Darüberhinaus beruhen die Infrarotemitter und -detektoren auf dem Vorhandensein eines freien Weges zwischen dem Transmitter und dem Emfänger und arbeiten nicht korrekt, wenn Verschmutzungen den Lichtstrahl blockieren.

Kapazitive Reaktionselektronikschaltkreise und berührungsgesteuerte Schaltkreise sowie deren Arbeitsweisen sind beispielsweise auch in den Patentschriften DE 30 29 717 A1 , US 5,012,124 und GB 2 205 950 A beschrieben. Der in der DE 30 29 717 A1 beschriebene Berührungsschalter weist jedoch das Problem des Übersprechens oder des falschen Empfangs infolge eines erhöhten Potentials auf. Dies drückt sich dadurch aus, dass ein LC-Oszillator, der eine Kontaktelektrode umfasst, seine Oszillationsamplitude verändert, wobei sich die Spannungsladung an einer Kapazität steigert. Wünschenswert wäre daher dieses erhöhte Potential für Übersprechen oder falsches Aufnehmen zu vermeiden. Der in der GB 2 205 950 A beschriebene kapazitive Näherungssensor weist den Nachteil einer nicht vorhandenen Steuerungsmöglichkeit der Sensitivität auf, was sich aus dem in dieser Patentschrift offenbarten Schaltungsentwurf ergibt. Dieser Mangel an Steuerung kann zu falschen negativen oder sogar falschen positiven Ausgangssignalen führen. Wünschenswert wäre daher eine Möglichkeit zur Steuerung der Sensitivität. Die in der US 5,012,124 beschriebene berührungssensitive Steuerkonsole weist den Nachteil einer Lücke zwischen dem Berührungsfeld und der dielektrischen Abdeckung auf. Daher ist diese Steuerkonsole empfindlich gegen Verschmutzung und noch empfindlicher gegen Feuchtigkeit, die sich in dem Luftspalt ansammeln können. Dies führt zu einer erniedrigten Aufnahmekapazitanz, wodurch sich falsche Aufnahmesignale und Übersprechen häufen. Hierdurch ist es möglicherweise nicht mehr möglich, zwischen dem menschlichen Handballen und der Berührung durch einen menschlichen Finger zu unterscheiden. Wünschenswert ist es daher einen solchen Lückenbereich zu vermeiden.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die zuvor beschriebenen Nachteile im Stand der Technik zu beheben. Die Lösung dieser technischen Aufgabe soll zudem kostengünstig sein.

Diese Aufgabe wird gelöst durch einen kapazitiven Reaktionselektronikschaltkreis bzw. einen berührungsgesteuerten Schaltkreis gemäß Anspruch 1 bzw. einem der nebengeordneten Ansprüche und durch ein Verfahren gemäß Anspruch 21. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Die vorliegende Erfindung löst die obengenannten Probleme durch den Einsatz der Methode der Erfassung der Körperkapazitanz zur Erde, im Zusammenhang mit redundanten Erfassungsschaltkreisen. Zusätzliche Verbesserungen werden durch die Konstruktion von Berührungsterminals (Handflächenknöpfen) selbst geboten sowie durch den Erfassungsbereich der Körperkapazitanz zur Erde, was die Anfälligkeit gegen Hautfett und andere Verschmutzungen minimiert. Die Erfindung erlaubt es dem Bediener darüberhinaus, das System mit oder ohne Handschuhe zu bedienen, was von besonderem Vorteil in einer industriellen Umgebung ist.

Die spezifische Berührungserfassungsmethode der vorliegenden Erfindung ähnelt der Vorrichtung nach US-Patent Nummer 4,758,735 und US-Patent Nummer 5,087,825. Signifikante Verbesserungen werden jedoch in der Art der Erfassung und bei der Entwicklung eines Gesamtsystemes zur Anwendung von Berührungsschaltern in einer dichten Anordnung geboten und in einem verbesserten Nullkrafthandflächenknopf. Der Berührungserfassungsschaltkreis der vorliegenden Erfindung arbeitet bei Frequenzen von 50 kHz oder darüber, bzw. bei vorzugsweise bei 800 kHz oder darüber, um die Effekte der Oberflächenverschmutzung durch Materialien wie Hautfette und Wasser zu minimieren. Er bietet darüberhinaus Verbesserungen in der Erfassungssensitivität, die eine genaue Steuerung des Annäherungsgrades erlauben (idealer Weise sehr starke Annäherung), die für eine Betätigung notwendig ist und um einen Einsatz einer Vielzahl von Berührungsterminals geringer Größe in einer physikalischen Anordnung, wie z.B. einer Tastatur zu ermöglichen. Die Verschaltung der vorliegenden Erfindung minimiert die für die menschlichen Bedienerbewegungen notwendige Kraft und eliminiert ungünstige Winkel und andere Beschränkungen dieser Bewegungen. Die äußere Fläche des Berührungsschalters besteht typischerweise aus einer kontinuierlichen dielektrischen Schicht, wie Glas oder Polykarbonat, ohne mechanische oder elektrische Durchleitung. Die Oberfläche kann ohne Vertiefungen ausgebildet sein, die organisches Material einfangen oder halten würden. Aus diesem Grunde läßt sie sich leicht reinigen und sauberhalten und ist so ideal für hygienische Anwendungen wie medizinische Einrichtungen oder Einrichtungen zur Verarbeitung von Nahrungsmitteln.

In einer ersten bevorzugten Ausführungsform bietet der Schaltkreis eine verbesserte Erfassungssensitivität, um einen zuverlässigen Betrieb mit kleinen (fingergroßen) Berührungsfeldern zu ermöglichen. Die Anfälligkeit gegenüber Änderungen der Versorgungsspannung und gegenüber Rauschen werden durch den Einsatz von getrennter Masse und Versorgung minimiert, die dem Oszillatorsignal folgen, um den Erfassungsschaltkreis zu betreiben. Die verbesserte Sensitivität erlaubt den Einsatz eines Oszillatorsignales mit einer Amplitude von 26 V oder weniger, die an das Berührungsterminal und den Erfassungsschaltkreis angelegt wird. Diese geringere Spannung (im Vergleich zu der Vorrichtung nach US-Patent Nummer 4,758,735) beugt dem Bedarf an teuren UL genemigten Hochspannungskonstruktionsmaßnahmen und Tests vor, um zu handhaben, was anderenfalls Spannungen einer Größenordnung wären, um Sicherheitsbedenken hervorzurufen. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung wird in der Art und Weise gesehen, in der der Berührungsterminalerfassungsschaltkreis mit den Berührungsterminals und externen Steuerungssystemen verbunden ist. Ein hierfür vorgesehener auf das unabhängige Netz und Masse bezogener Microporzessor des Erfassungsschaltkreises kann eingesetzt werden, um eine Anzahl von Berührungsterminalerfassungsschaltkreisen kostengünstig zu multiplexen und die Ausgangssignale der damit verbundenen Berührungsterminals über einen mit zwei Leitungen versehenen optischen Bus zu einem hierfür bestimmten Microprozessor zu vervielfältigen, der auf eine feste Spannung und wahre Masse bezogen ist. Ein zusätzlicher Vorteil des Microprozessors ist eine erweiterte Fähigkeit der Erfassung von Fehlern, d.h. eines Feldes, das für einen zu großen Zeitraum berührt wird, was von vornherein als unwahrscheinliche Betriebsbedingung angesehen wird oder zwei oder mehrere Felder, die zur gleichen Zeit oder in falscher Abfolge berührt werden. Zusätzlich kann der Microprozessor eingesetzt werden, um eine gewünschte Vielzahl von Berührungsfeldern simultan oder sequentiell zu unterscheiden, d.h. zwei oder mehr Schalter, die in einer gegebenen Reihenfolge innerhalb eines gegebenen Zeitraumes berührt werden. Der Microprozessor kann eingesetzt werden, um darüberhinaus eine Systemdiagnose durchzuführen. Der Microprozessor erlaubt auch den Einsatz von visuellen Indikatoren wie z.B. LEDs oder Meldegeräten, wie Glocken oder Tongeneratoren, um die Betätigung eines gegebenen Berührungsschalters oder einer Mehrzahl von Schaltern zu bestätigen. Dies ist besonders nützlich in den Fällen, in denen eine Sequenz von Betätigungen notwendig ist, bevor eine Wirkung eintritt.

Die durch ein visuelles oder akustisches Anzeigengerät erzeugte Rückmeldung an den Bediener, die durch den Microprozessor in Abhängigkeit von unterbrochenen Berührungen in einer notwendigen Sequenz aktiviert wird, kann den Zeitverlust und/oder die Frustration auf seiten des Bedieners aufgrund von falschen Bedienungen durch Teilberührungen oder Falschbetätigungen durch eine Berührung des falschen Feldes in einer gegebenen notwendigen Sequenz oder Kombination von Berührungen minimieren. Der zweite Microprozessor kann eingesetzt werden, um mit dem Steuerungssystems des Benutzers zu kommunizieren. Zusätzliche Merkmale umfassen einen „Schlafmodus" um die Energieaufnahme während Zeiträumen der Nichtbenutztung oder Energieausfällen zu reduzieren sowie redundante Steuerschaltkreise, um eine „fail to safe"-Bedienung zu erleichtern. Eine weitere Verbesserung ergibt sich aus dem Vorgehen, einen Großteil der Kosten des Systems in vereinfachte herkömmliche integrierte Schaltkreise zu lenken, die eine einfache Sensitivitätsjustierung und Montage erlauben.

In einem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel kommt ein verbesserter Handflächenknopf zum Einsatz. Durch den Einsatz einer dielektrischen Hülle, kann ein großes metallisches Berührungsterminal eingesetzt werden, welches zwischen der Berührung eines Fingers oder der teilweisen Berührung und der vollen Berührung einer Handfläche unterscheidet. Auf diese Weise vermeidet das System eine Falschaktivierung aufgrund von ungewollten Fingerberührungen oder einem Streifkontakt mit der Handfläche vor oder nach einer gewollten Be rührung. Die zweite Ausführungsform umfaßt auch redundante Kontrollschaltkreise, um eine „fail to safe"-Bedienung zu erleichter.

Um diese und andere Vorteile zu erzielen und in Übereinstimmung mit dem Zweck der Erfindung wie ausgeführt und hier beschrieben, umfaßt der kapazitive Reaktionselektronikschalterkreis einen Oszillator, der ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 50 kHz oder größer erzeugt, ein Eingabeberührungsterminal, welches einen Bereich für die Eingabe durch Berührung eines Bedieners definiert und einen Erfassungsschaltkreis, der mit dem Oszillator gekoppelt ist, um das periodische Ausgangssignal des Oszillators aufzunehmen und der ebenfalls mit dem Eingabeberührungsterminal verbunden ist. Der Erfassungsschaltkreis reagiert auf die Signale von dem Oszillator und die Anwesenheit der Kapazitanz des Körpers eines Bedieners, welche mit dem Berührungsterminal gekoppelt ist, wenn es durch einen Bediener berührt wird, um ein Ausgangssteuersiganl zu erzeugen. Vorzugsweise erzeugt der Oszillator ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 800 kHz oder mehr.

Dieses und andere Merkmale, Gegenstände und Vorteile der Erfindung können mittels der Einrichtungen und Kombinationen realisiert und erzielt werden, die in der Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen sowie den beigefügten Zeichnungen besonders hervorgehoben werden.
1 ist ein elektrisches Schema eines Testschaltkreises, welcher eingesetzt wird, um die Impedanz eines menschlichen Klrpers zu messen;
2 ist ein elektrisches Schema eines Testschaltkrieses, der eingesetzt wird, um die Impedanz von Wasser zu messen;
3 ist ein elektrisches Schema eines äquivalenten Schaltkreismodelles für die Analyse eines menschlichen Körpers in Kontakt mit Glas, das mit Wasser bedeckt ist;
4 ist ein Blockdiagramm eines kapazitiven Reaktionselektronikschaltkreises, der in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist;
5 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Spannungsregulatorschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Reaktionselektronikschaltkreis wie in 4 gezeigt;
6 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Oszillatorschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Elektronikschaltkreis nach 4;
7 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten unabhängigen Massegeneratorschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Reaktionselektronikschaltkreis nach 4;
8 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Berührungsschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Reaktionselektronikschaltkreis nach 4;
9 ist ein dreidimensionales Balkendiagramm, welches das Verhältnis von Signal zu Rauschen gegenüber der Körperkapazitanz bei T = 105°C darstellt;
10 ist ein dreidimensionales Balkendiagramm, welches das Verhältnis von Signal zu Rauschen gegenüber der Körperkapazitanz bei T = 22°C darstellt;
11 ist ein Blockdiagramm eines kapazitiven Reaktionselektronikschaltkreises, der in Übereinstimmung mit einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist;
12 ist ein Blockdiagramm eines kapazitiven Reaktionselektronikschaltkreies, der in Übereinstimmung mit einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist;
13 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Spannungsregulators, Oszillators und Berührungsschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Reaktionselektronikschaltkreis, der in 12 gezeigt ist;
14 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Treiberschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Elektronikschaltkreis, der in 12 gezeigt ist;
15A bis C sind jeweils Drauf-, Seiten- und Vorderansichten eines Beispieles eines flachen Handflächenknopfes, der in Übereinstimmung mit der vorliegend Erfindung konstruiert ist;
16 ist eine Schnittansicht eines Beispieles eines domförmigen Handflächenknofpes, der in Übereinstimmung der vorliegenden Erfindung konstruiert ist;
17 ist ein elektrisches Schema eines Berührungsschaltkreises der vorliegenden Erfindung, der in einem herkömmlichen integrierten Schaltkreis implementiert ist;
18 ist eine elektrisches Schema eines Oszillators mit einem Abschaltschaltkreis für den Einsatz in dem kapazitiven Elektronikschaltkreis der vorliegenden Erfindung;
19 ist eine bildliche Ansicht einer Vorrichtung, die zwei Handflächenknöpfe und ein Anzeigenlicht aufweist, das in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung betrieben wird; und
20A bis C sind bildliche Ansichten einer anderen Ausführungsform der Vorrichtung wie in 19 gezeigt.
Wie sich aus der obigen Zusammenfassung ergibt, arbeitet der Berührungsschaltkreis der vorliegenden Erfindung bei höheren Frequenzen als bekannte Berührungserfassungsschaltkreise. Der Schritt zu einem Hochfrequenzbetrieb (50 bis 800 kHz) ist keine einfache Wahl bezogen auf den Niederfrequenzbetrieb (60 bis 1000 Hz), wie er in dem Stand der Technik wie dem US-Patent Nummer 4,758,735 und US-Patent Nummer 5,087,825 gesehen wird. Höhere Frequenzen erfordern im allgemeinen kostenaufwendigere, schnellere Teile und führen oftmals zu zusätzlichen Kosten spezieller Entwurfsmaßnahmen um die elektronischen Emissionen und die Einleitung von Hochgeschwindigkeitsrauschen in Stromversorgungslinien zu minimieren. Der Vorzug derartiger Hochfrequenzen basiert auf einer Studie, die ausgeführt wurde, um zu stimmen, ob der Hochfrequenzbetrieb die Berührung eines Bedieners und eine Leitung über Oberflächenverschmutzungsfilme, wie Feuchtigkeit erlaubt, wobei ein leitender Pfad von einem nicht berührten Bereich zu einem berührten Bereich hergestellt wird. Die Studie bestimmt darüberhinaus, ob ein Hochfrequenzberührungsschaltkreis über einen ausreichend breiten Temperaturbereich arbeiten, eine Zusammenstellung von überlagernden dielektrischen Schichtdicken und Materialien und in Anwesenheit von wahrscheinlichen Energieversorgungsfluktuationen könnte. Die folgenden Berechnungen und Messungen sind das Resultat dieser Studie. Die Resultate fassen die Forschung zusammen, welche durchgeführt wurde, um die Kreuzkopplung auf dem dielektrischen Teil (Glas) aufgrund der Kondensation von Wasser zu reduzieren. Durch eine Erhöhung der Betriebsfrequenz wird die Impedanz des Glaskörpers im Verlgeich zur Impedanz von Wasser zwischen den Berührungsfeldern reduziert. Der äquivalente Schaltkreis der Körperimpedanz wurde unter Benutzung des in 1 gezeigten Testschaltkreises 10 gemessen. Der Testschaltkreis 10 umfaßt einen Oszillator 20, der zwischen eine externe Masseplatte und einen seriellen 100 kΩ Widerstand 22 gekoppelt ist sowie parallel zu einem 10 MΩ Widerstand 24, einem 21 pF Kondensator 26 und Kontakten zur Verbindung mit einem menschlichen Körper, der in der Figur als eine Impedanzlast 15 identifiziert ist, die ein Impedanz ZB hat, welche die Impedanz des Körpers representiert.
Zwei Arten von Messungen wurden vorgenommen. Eine mit der getesteten Person, stehend auf einer großen Bodenplatte, d.h. einer Betonplatte; und eine andere stehend auf einem Unterboden. Der Unterboden wurde eingesetzt, um ein typisches nordländisches Haus zu simulieren, d.h. Holzbalken mit Sperrholzverschalung. Als zusätzliche Isolationsschicht wurde ein Teppich eingesetzt. Die folgende Tabelle 1 zeigt den gemessenen Körperwiderstand und die Kapazitanz für fünf verschiedene Individuen. Tabelle 1
Wie sich aus der obigen Tabelle 1 und der folgenden Diskussion ergibt, kann die Impedanz des Körpers eines Menschen durch eine serielle Kombination eines 20 bis 300 pF Kondensators und eines 1 k bis 2 kΩ Widerstandes representiert werden. Die Impedanz von Wasser, welches im wesentlichen einen Widerstand darstellt, wurde unter Einsatz des Testschaltkreises 30 wie in 2 gezeigt, gemessen. Der Testschaltkreis 30 umfaßt einen Oszillator 40, der seriell mit einem 1 Ω Widerstand 42 sowie Kontakten gekoppelt ist, über die Wasser gegeben wird, um eine Impendanzlast 35 zu definieren, mit einer Impendanz ZW, was die Im pedanz von Wasser representiert. Ein echter RMS Spannungsmesser 45 ist über alle Kontakte der Impedanzlast 35 verbunden.
Der Widerstand von Leitungswasser in einem Bereich von 1 × 1 Zoll und einer Tiefe von 1/32 Zoll wurde mit ungefähr 160 kΩ gemessen.
Die folgende Kalkulation steht für den Widerstand von Regenwasser, wobei c die Leitfähigkeit von Regen ist:
Die Dicke einer auf einer Oberfläche von Glas kondensierten Wasserschicht ist jedoch wesentlich geringer als ein 1/32 Zoll und sein Widerstand ist höher als der von Leitungswasser. Zu Entwurfszwecken wurde ein Widerstandswert von 1 MΩ eingesetzt, um kondensiertes Wasser zu simulieren.
Die Kapazitanz eines Glasstückes mit den Maßen ½ Zoll × ½ Zoll × ¼ Zoll ist ungefähr 2 pF.
Die folgende Tabelle 2 zeigt die dielektrische Konstante für unterschiedliche Arten von Glas: Tabelle 2
Der äquivalente Schaltkreis 50 eines das Glas berührenden Körpers bei der Anwesenheit von Wasser ist in 3 gezeigt. Wie gezeigt, umfaßt der äquivalente Schaltkreis 50 eine Polykarbon (PCB) Platte 50 mit zumindest zwei darauf ausgebildeten Feldern 57 und 59, eine Glasplatte 60 angrenzend an die PCB-Platte 55, Wasser 65 auf der Glasplatte 60, das zumindest zwei Berührungsfeldbereiche überdeckt und einen Körper 70 in Kontakt mit dem Wasser 65 und der Glasplatte 60 in einem Berührungsfeldbereich. Die Impedanzglasplatte 60 wird durch zwei 2 pF Kondensatoren 62 und 64 angenähert, die mit den Feldern 57 und 59 jeweils verbunden sind. Das Waser 65 wird durch einen 1 MΩ Widerstand 68 angenähert, der zwischen den Kondensatoren 62 und 64 angeschlossen ist. Der Körper wird durch einen 20 bis 300 pF Kondensator 72 repräsentiert, der an einem Ende mit dem Wasserwiderstand 68 und dem Glasplattenkondensator 62 gekoppelt ist und durch einen 1 bis 2 kΩ Widerstand, der mit den andern Enden des Kondensators 72 und einer externen Erde gekoppelt ist.
Bezogen auf 3 ist ersichtlich, daß die menschliche Berührung des gegenüberliegenden Feldes 57 das Feld 57 über den Kondensator des Glases 62 mit der Erde und den seriellen Kontakt mit der Impedanz des menschlichen Körpers gekoppelt ist, welche durch den 20 bis 300 pF Kondensator und den 1 k bis 2 kΩ Widerstand eines typischen menschlichen Körpers zur Verfügung gestellt wird. Dies hat den Effekt des Saugens jeglicher Spannung auf dem Feld zur Erde. Das Feld 59 wird eensprechend betroffen sein, wobei seine Kopplung mit der Erde nicht nur durch die Kapazitanz 64 und die serielle Kapazitanz und den Widerstand des menschlichen Körpers erfolgen wird sondern auch durch den ohmschen Widerstand von Wasser auf der Glashülle zwischen der nahen Anordnung des Feldes 59 und des berührten Feldes 57 zueinander. Da die menschliche Kapazitanz bedeutend größer ist als die 2 pF Kapazitanz des Glases wird die Impedanz des Pfades zur Erde für die Felder 57 und 59 durch die Impedanzen des Glases und des Wassers dominiert sein. Wenn die Impedanz des Wasserpfades im Vergleich zu derjenigen des Glases von Bedeutung ist, wird der Effekt einer Berührung des Feldes 57 bedeutender sein als die des Feldes 59. Um den Effekt der Kondensation oder möglichen Wasserverschüttens zu umgehen, wird die Impedanz des Glases vorzugsweise so klein gemacht, wie es im Vergleich zur Prakti kanz des Wassers praktikabel erscheint. Dies erlaubt eine Unterscheidung zwischen berührenden und angrenzenden Feldern. Da die Wasserimpedanz vordergründig einen Widerstand bildet und die Glasimpedanz vordergründig kapazitiv ist, wird die Impedanz des Glases mit der Frequenz fallen.
3A zeigt die maximale und minimale Glasimpedanz als Funktion der Frequenz. Die gezeigten maximalen und minimalen Glasimpedanzen wurden wie folgt berechnet. e. = 8.854 × 10–12C2/(nm2) Kgmin = 6 Kgmax = 10 A = 0.25in2 L = 0.25in Cmax = Kgmaxe0A/L Cmax = 2.249 pF Cmin = Kgmine0A/L Cmin = 1.349 pF Zgminfrequency= 1/(2πCmaxfrequency) Zgmaxfrequency = 1/(2πCminfrequency)
Wie zu erkennen ist, ist die kapazitive Impedanz des Glases bei 1 kHz wesentlich größer als die nominalen 1 MΩ der Wasserbrücke zwischen den Feldern. Als Folge dessen, bestünde bei 1 kHz eine kleine Differenz zwischen den Impedanzpfaden der zwei aneinandergrenzenden Felder zur Erde, wenn eines von beiden berührt wird. Dies würde dazu führen, daß die Spannung auf beiden Feldern in vergleichbaren Mengen zur Erde gesaugt würde. Umgekehrt fällt die Glasimpedanz bei 100 kHz auf ungefähr 1 MΩ, was dazu führt, daß die Impedanz des Fades zur Erde für das Feld 59 doppelt so groß ist, wie diejenige des berührten Feldes 57. In Fällen, wo das Hintergrundrauschen und die Temperaturschwankung vergleichsweise klein sind, würde eine 100 kHz Oszillatorfrequenz einen ausreichend niedrigen Erfassungsschwellwert zulassen, der einzustellen wäre, um zwischen dem Signalwechsel zu differenzieren, die durch eine menschliche Berührung beider Felder im Gegensatz zu einem einzelnen Feld induziert werden. Bei 800 kHz fällt die Impedanz des Glases auf 200 kΩ oder weniger, was zu einem Verhältnis der Impedanzdifferenz von mehr als 5 zu 1 zwischen den Pfaden zur Erde des berührten Feldes 57 und des angrenzenden Feldes 59 führt. Schließlich kann das Impedanzverhältnis 10 zu 1 übersteigen, wie in der folgenden Kalkulation dargestellt. Dies läßt eine Einstellung des Erfassungsschwellwertes für das berührte Feld unterhalb desjenigen für ein angrenzendes Feld zu, was zu einer wesentlich geringern Wahrscheinlichkeit einer ungewollten Betätigung angrenzter Berührungsfelder in Bezug auf das Berührungsfeld führt. Idealerweise würde die Betriebsfrequenz bei 800 kHz der bevorzugten Ausführungsform oder sogar höher gehalten. Wie bereits früher bemerkt, erfordert eine höhere Betriebsfrequenz jedoch den Einsatz von kostspieligeren Komponenten und Konstruktionen. Für Anwendungen, bei denen die Temperaturschwankungen und das Niveau des elektronischen Rauschens niedrig ist, könnte ein Betrieb bei oder in der Nähe von 100 kHz möglich sein. Bei 10 kHz und niederiger wird die Impedanz des Glases jedoch sehr viel größer als diejenige von möglichen Wasserbrücken zwischen den Feldern, was dazu führt, daß aneinandergrenzende Felder ebenso durch eine Berührung betroffen sind, wie das berührte Feld selbst. Obwohl die bevorzugte Frequenz vorzugsweise bei oder über 100 kHz liegt, bzw. weiter bevorzugt bei 800 kHz oder darüber, ist es denkbar, daß Frequenzen herab bis zu 50 kHz eingesetzt werden könnten, vorausgesetzt, daß die Frequenz eine Differenz in den Impedanzfaden aneinandergrenzender Felder erzeugt, die ausreichend ist, um genau zwischen einer gewollten Berührung und der Berührung eines angrenzenden Feldes zu unterscheiden. Der Einsatz von Frequenzen herunter bis zu 50 kHz kann auch abhängig von der Art des Glases der Hülle oder der Dicke dedselben, die für das Berührungsfeld eingesetzt werden, möglich sein. In Fällen, bei denen jedoch wenig oder keine Oberflächenverschmutzung auftritt, kann die Betriebsfrequenz sehr wohl unter 50 kHz fallen. Die gewählte Frequenz wird letztendlich eine Abwägung zwischen der Wahrscheinlichkeit einer Oberflächenverschmutzung und den Kosten eines Betriebes bei höheren Frequenzen sein, um eine Kreuzkopplung aufgrund einer derartigen Verschmutzung zu vermeiden. Die folgende Analyse illustriert ein Beispiel, wie eine Frequenz auf der Basis typischer Parameter, die eingesetzt werden, um einen Berührungsschalter zu konstruieren und der typischen Impedanz einer Verschmutzung, wie z.B. Regenwasser kalkuliert werden kann. In der folgenden Analyse versucht man ein 10:1 Verhältnis der Impedanz von Wasser zu Glas zu erreichen.
Um eine Kreuzkopplung aufgrund der Kondensation von Wasser auf dem Glas zu eliminieren, muß die Kombination der Impedanz des Körpers (Z_B) und Glas (Z_G) sehr viel niedriger sein als die Impedanz von Wasser (Z_W). Da die Impedanz von Glas sehr viel höher ist als die Körperimpedanz, wird ausschließlich C_g berücksichtigt.
Nachdem eine Basis für die Benutzung höherer Frequenzen vorgesehen wurde, wird nun die Basiskonstruktion des elektronischen Schaltkreises, der in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist, mit Bezug auf 4 beschrieben. Der elektronische Schaltkreis umfaßt einen Spannungsregeler 100 einschließlich einer Eingangsleitung 101 und 102 zur Aufnahme einer 24 V Wechselstrom-Leitungsspannung und einer Leitung 103 zur Erdung des Schaltkreises relativ zu einer externen Erde, wie beispielsweise dem tatsächlichen Boden. Der Spannungsregler 100 konvertiert die aufgenommene Wechselstromspannung in eine Gleichstromspannung und liefert über die Leitungen 104 und 105 einen regulierten 5 Volt Gleichstrom an einen Oszillator 200. Der Spannungsregler versorgt über die Leitung 106 auch den Oszillator 200 mit einem 26 Volt Gleichstrom. Die Details des Spannungsreglers 100 sind im folgenden mit Bezug auf 5 beschrieben.
Indem der Oszillator 200 durch den Spannungsregler 100 gespeist wird, generiert er eine Rechteckwelle mit einer Frequenz von 50 kHz und vorzugsweise größer als 800 kHz und hat eine Amplitudenspitze von 26 V. Die durch den Oszillator 200 generierte Rechteckwelle wird über eine Leitung 201 an den getrennte Masse Generator 300, eine Berührungsfeldschildplatte 460, einen Berührungsschaltkreis 400 und einen Microcontroller 500 übermittelt. Der Oszillator 200 wird im folgenden mit Bezug auf 6 beschrieben.
Der getrennte Masse Generator 300 empfängt die Rechteckwelle mit 26 V Spitzenamplitude von dem Oszillator 200 und gibt eine regulierte getrennte Masse ab, die 5 V unterhalb des Rechteckwellenausgangs des Oszillators 200 liegt und dieselbe Phase und Frequenz wie die aufgenommene Rechteckwelle hat. Der Ausgang dieser getrennten Masse wird über eine Leitung 301 an den Berührungsschaltkreis 400 und den Microcontroller 500 gegeben, so daß die Ausgangsrechteckwelle des Oszillators 200 und der getrennte Masseausgang des getrennte Masse Generators 300 Strom an den Berührungsschaltkreis 400 und den Microcontroller 500 liefern. Details des getrennte Masse Generators 300 werden im folgenden mit Bezug auf 7 beschrieben.
Der Berührungsschaltkreis 400 erfaßt die Kapazitanz eines Berührungsfeldes 450 über die Leitung 451 und gibt über die Leitung 401 ein Signal an den Micro controller 500, wenn am Berührungsfeld 450 eine Kapazitanz erfaßt wird, die den Schwellwert übersteigt. Details des Berührungsschaltkreises 400 werden im folgenden mit Bezug auf 8 beschrieben.
Wenn eine Indikation von dem Berührungsschaltkreis 400 empfangen wird, das eine ausreichende Kapazitanz (typischerweise zumindest 20 pF) am Berührungsfeld 450 anliegt, gibt der Microcontroller 500 über die Leitung 501, bei der es sich vorzugsweise um einen optischen Zweiwegkopplungsbus handelt, ein Signal an den laststeuernden Microcontroller 600 ab. Der Microcontroller 600 reagiert dann auf eine vorbestimmte Art und Weise, um eine Last 700 zu steuern.
Nachdem die Basiskonstruktion der ersten Ausführungsform im allgemeinen beschrieben worden ist, wird mit Bezug auf die 5 bis 8 die bevorzugte Detailkonstruktion der gezeigten Komponenten beschrieben. In Fällen, in denen die Anzahl der zu schaltenden Leitungen klein ist, kann der Microcontroller 600 durch zusätzliche optische Kopplungsleitungen ersetzt werden. Die Anzahl der zu schaltenden Leitungen bestimmt, ob es kosteneffektiver ist über einen optischen Bus mit zwei Leitungen, wie die Leitung 501, zu multiplexen und einen Microcontroller zum Demultiplexen einzusetzen, oder eine Vielzahl von optischen Kopplungsleitungen zu verwenden. Andere Betrachtungen wie die Zuverlässigkeit und Energieaufnahme können diese Wahl ebenso beeinflussen. In diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Einsatz eines einzelnen Paares von optischen Kopplungspfaden (Leitung 501) und eines Microcontrollers 600 gezeigt, um die Möglichkeiten hervorzuheben, eine große Anzahl von Leitungen zu schalten.
Ein bevorzugter Schaltkreis für die Implementierung eines Spannungsreglers 100 ist in 5 gezeigt. Der Spannungsregler 100 umfaßt vorzugsweise einen Wechselstrom/Gleichstromkonverter 110, um auf Leitung 119 einen nicht regulierten Gleichstrom von 29 V bis 36 V zu generieren. Dieser nicht regulierte Gleichstrom wird an einen 5 Volt Gleichstromregler 120 und einen 26 V Gleich stromregler 130 gegeben. Der Wechselstrom/Gleichstromkonverter 110 umfaßt die Dioden 112, 114 und 116 und 118, die den zur Verfügung gestellte 24 V Wechselstrom gleichrichten, die auf den Stromleitungen 101 und 102 zur Verfügung gestellt werden. Die Anode der ersten Diode 112 ist mit der Stromleitung 101 und mit der Kathode der zweiten Diode 114 gekoppelt. Die Kathode der ersten Diode 112 ist mit der Ausgangsleitung 119 gekoppelt. Die Anode der zweiten Diode 114 ist über die Leitung 103 mit der Erde gekoppelt und mit der Anode der vierten Diode 118. Die Anode der ersten Diode 116 ist mit der Kathode der vierten Diode 118 und mit der Stromleitung 102 gekoppelt. Die Kathode der dritten Diode 116 ist mit der Leitung 119 und mit der Kathode der ersten Diode 112 gekoppelt. Die Anode der vierten Diode 118 ist über die Leitung 103 mit der Erde gekoppelt. Die Dioden 112, 114, 116 und 118 sind vorzugsweise Dioden mit der Teilnummer 1N4002 von LITEON. Der Wechselstrom/Gleichstromkonverter 110 umfaßt vorzugsweise auch einen Kondensator 115 zur Filterung der gleichgerichteten Abgabe der Dioden. Der Kondensator 115 ist vorzugsweise ein 1000 μF Kondensator, der über die Leitung 103 zwischen die Ausgangsleitung 119 und die Erde gekoppelt ist.
Der 5 V Regler 120 umfaßt vorzugsweise einen 500 Ω Widerstand 120, der zwischen die Leitung 119 und die 5 Volt Ausgangsleitung 104 gekoppelt ist, und eine Zenerdiode 124, einen ersten Kondensator 126 und einen zweiten Kondensator 128, die parallel angeordnet sind und zwischen die Ausgangsstromleitungen 104 und 105 geschaltet sind. Die Zenerdiode 124 ist vorzugsweise eine 5.1 Volt Zenerdiode mit der Teilenr. 1N4733A von LITEON, der erste Kondensator 126 hat eine Kapazitanz von 10 μF, der zweite Kondensator 128 hat eine Kapazitanz von 0,1 μF.
Der 26 V Regler 130 umfaßt vorzugsweise einen Transistor 134 mit einem Kollektor, der über einen ersten Widerstand 132 mit der Leitung 119 verbunden ist, eine Basis, die über einen zweiten Widerstand 136 mit der Leitung 119 verbunden ist und einen Emitter, der mit der regulierten 26 V Ausgangsstromleitung 106 gekoppelt ist. Der 26 V Regler 130 umfaßt vorzugsweise auch einen Kondensator 137 und eine Zenerdiode 138, die parallel zwischen die Basis des Transistors 134 und die Erdeleitung 103 geschaltet sind. Vorzugsweise ist der erste Widerstand 132 ein 20 Ω, 0,5 W Widerstand, der zweite Widerstand 136 ist ein 1 kΩ 0,5 W Widerstand, der Kondensator 137 ist ein 0,1 μF Kondensator und die Zenerdiode 138 ist eine 27 V, 0,5 W Diode mit der Teilnummer 1N5254B von LITEON. Wie sich für den Fachmann ergibt, können verschiedene Komponenten des Spannungsreglers 100 hinzugefügt oder fortgelassen werden, abhängig von der zur Verfügung stehenden Stromquelle zur Versorgung des Oszillators 200. Wenn beispielsweise die zur Verfügung stehende Energie eine kommerzielle 110 V, Wechselstrom, 60 Hz Stromleitung ist, kann ein Transformator zugefügt werden, um die 110 V Wechselstromspannung auf 24 V Wechselstrom zu konvertieren. Wird alternativ dazu eine Gleichstrombatterie eingesetzt, kann der Wechselstrom/Gleichstromkonverter neben anderen Komponenten eliminiert werden.
Ein bevorzugtes Beispiel eines 800 kH Oszillators ist in 6 gezeigt. Der Oszillator 200 umfaßt vorzugsweise einen Rechteckwellengenerator 210, der durch einen 5 V Regler 120 über die Leitungen 104 und 105 versorgt wird, um eine Rechteckwelle mit 5 V Amplitudenspitze zu generieren, die die gewünschte Frequenz hat sowie einen Pufferschaltkreis 230, der über die Leitung 106 durch den 26 V Regler 130 versorgt wird, um die Abgabe des Rechteckwellengenerators 210 zu puffern und seine Amplitudenspitze von 5 V auf 26 V zu erhöhen, während die bevorzugte Frequenz beibehalten wird. Der Rechteckwellengenerator 210 ist vorzugsweise ein astabiler Multivibrator, der mit zumindest zwei seriell verschalteten Invertierungsgates 212 und 214 konstruiert ist sowie optional einem dritten seriell verschalteten Invertierungsgate 216. Die Invertierungsgates 212, 214 und 216 sind vorzugsweise in einem einzelnen integrierten Schaltkreis vorgesehen, bei dem das Teil 74HC04 von National Semiconductor vorgesehen ist. Der Ausgang des ersten Invertierungsgates 212 ist über die Widerstände 218 und 222 mit seinem Eingang gekoppelt und ist über den Kondensator 224 mit dem Ausgang des zweiten Invertierungsgates 214 gekoppelt. Der Eingang des zweiten Invertie rungsgates 214 ist mit dem Ausgang des ersten Invertierungsgates 212 gekoppelt und der Ausgang des zweiten Invertierungsgates 214 ist mit dem Ausgang des Einganges des optionalen dritten Invertierungsgates 213 gekoppelt. Um einen 800 kHz Ausgang zu erzeugen, hat der Widerstand 218 vorzugsweise einen Wert von 10.0 kΩ, der Widerstand 222 hat vorzugsweise einen Wert von 1.78 kΩ und der Kondensator 224 ist vorzugsweise ein 220 pF Kondensator.
Die Rechteckwelle mit 5 V Amplitudenspitze, die durch den Rechteckwellengenerator 210 generiert wird, wird entweder durch den Ausgang des Invertierungsgates 214 oder den Ausgang des optionalen Invertierungsgates 216 über einen ersten Widerstand 232, der mit einem Kondensator 234 parallel verbunden ist, an die Basis eines ersten Transistors 238 geleitet. Die Basis des ersten Transistors 238 ist über einen zweiten Widerstand 236 mit der 26 V regulierten Gleichstromleitung 106 verbunden. Der Kollektor des ersten Transistors 238 ist über einen dritten Widerstand 240 mit der 26 V Stromleitung 106 und der Basis eines zweiten Transistors 244 verbunden. Der Emitter des ersten Transistors 238 ist mit der Erde verbunden sowie über einen vierten Widerstand 242 mit seinem eigenen Kollektur und der Basis des zweiten Transistors 244. Der Kollektor des zweiten Transistors 244 ist direkt mit der 26 V Stromleitung 106 verbunden und der Emitter des zweiten Transistors 244 ist über einen fünften Widerstand 246 mit der Erde verbunden. Der zweite Transistor 244 gibt einen Rechteckwellenausgang mit 26 V Amplitudenspitze an die Leitung 201, die mit seinem Emitter verbunden ist. Im Betrieb veranlaßt das an die Basis des Transistors 238 gegebene Rechteckwellensignal den Kollektor des Transistors 231 dazu, zwischen der Gleichstromversorgungsspannung 106 und der Kollektor-Emittersättigungsspannung zu schwingen. Der Kondensator 234 ist vorgesehen, um das Abschalten des Transistors 238 zu verbessern. Der Transistor 244 zusammen mit den Widerständen 242 und 246 werden eingesetzt, um das Rechteckwellensignal, welches durch den Transistor 238 generiert wird, zu puffern. In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Werte der Widerstände und des Kondensators wie folgt: Der erste Widerstand 232 hat 5,1 kΩ, der Kondensator 234 hat 0,0047 μF, der zweite Widerstand 236 hat 1 MΩ, der dritte Widerstand 240 hat 1,6 kΩ, der vierte Widerstand 242 hat 100 kΩ und der fünfte Widerand 246 hat 4.7 kΩ. Vorzugsweise sind die Transistoren 238 und 244 diejenigen, die durch die Teilenummern ZTX600 identifiziert sind und die von ZETEX erhältlich sind. In dieser Konfiguration erzeugt der Oszillator 200 80 mA, um getrennte 5 V Gleichstrom zu generieren und versorgt die Berührungsschaltkreise 400, den Microcontroller 500 und die Schmitt getriggerten Gates 420 (8). Wie sich für den Fachmann ergibt, können die Werte der Widerstände und Kondensatoren, wie im Osizillator 200 eingesetzt, von den oben offenbarten abweichen, um andere Oszillatorausgangsfrequenzen vorzusehen. Wie weiter oben besprochen, ist der Oszillator 200 jedoch vorzugsweise so konstruiert, daß er eine Ausgangsrechteckwelle mit einer Frequenz von 50 kHz oder größer abgibt, und noch weiter bevorzugt 800 kHz oder größer. In einigen Fällen kann es notwendig sein, Transistoren oder eine Filterung mit einem geringeren Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt einzusetzen, um ein weiches Abrollen von den Rechteckkanten zu erzielen, um die Rauschemissionen hoher Frequenzen zu reduzieren. Wenn dies erfolgt ist, muß die Amplitude der Oszillatorspannung erhöht werden, um zu kompensieren.
Die bevorzugte Konstruktion des getrennten Massegenerators 300 ist in 7 gezeigt und umfaßt vorzugsweise eine Zenerdiode 310 mit einer Kathode, die mit dem Oszillatorausgang auf Leitung 201 verbunden ist sowie eine Anode, die mit der Ausgangsleitung 301 der getrennten Masse verbunden ist und über den Widerstand 316 und die Diode 318 mit der Erde. Der Generator 300 für die getrennte Masse umfaßt vorzugsweise auch einen ersten Kondensator 312 und einen zweiten Kondensator 314, die parallel mit der Zenerdiode 310 verbunden sind. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Zenerdiode 310 eine 5.1 V Zenerdiode, welche durch die Teilnummer 1N4733A identifiziert wird und von LITEON erhältlich ist. Der Kondensator 312 ist ein 47 μF Tantal Kondensator, der Kondensator 314 ist ein 0.1 μF Kondensator, der Widerstand 316 ist ein 270 Ω Wi derstand und die Diode 318 ist eine Diode, die durch die Teilnummer 1N914B identifiziert ist und von LITEON erhältlich ist.
Der Berührungsschaltkreis 400, wie in 8 gezeigt, umfaßt vorzugsweise einen Transistor 410 mit einer Basis, die über den Widerstand 413 und die Leitung 451 mit dem Berührungsfeld 450 verbunden ist und einen Emitter, der mit der Oszillatorausgangsleitung 201 verbunden ist und einen Kollektor, der über einen Impulsstreckerschaltkreis 417 mit der Leitung 301 der getrennten Masse verbunden ist, wobei der Impulsstreckerschaltkreis einen Widerstand 416 und einen Kondensator 418 einschließt, die parallel zwischen den Kollektor des Transistors 410 und die Leitung 301 der getrennten Masse geschaltet sind. Um die Anfälligkeit gegen Rauschen zu minimieren, muß die physikalische Länge des Pfades zwischen dem Berührungsfeld 450 und der Basis des Transistors 410 minimal gehalten werden. Zusätzlich können in der Leitung 401 RC Filter zwischen dem Ausgang des Berührungsschaltkreises 400 und dem Eingang des Microcontrollers 500 angeordnet sein, um eine zusätzliche EMI/RFI Immunität vorzusehen. Zusätzlich ist das Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt, das vom Transistor 410 benötigt wird, umso höher, je höher die Frequenz ist. Das Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt muß ausreichend sein, um zu garantieren, daß der Oszillator während hoher Oszillatorimpulse anspringt. Eine weitere Abwägung ist es, ein höheres Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt zu nutzen, um niedrigere Oszillatorspannungen zu ermöglichen oder höhere Oszillatorspannungen um den Einsatz eines Transistors mit einem geringeren Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt zu ermöglichen. Die Kombination aus Oszillatorspannung, Frequenz und Transistor-Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt, welches eingesetzt wird, wird zwangsläufig mit den Kosten, den Sicherheits- und Zuverlässigkeitsanforderungen einer gegebenen Anwendung variieren. Die vorliegende Kombination wurde gewählt, um die Oszillatorspannung niedrig zu halten und einen Betrieb bei 800 kHz zur Minimierung einer Kreuzkopplung zu ermöglichen. Bei höheren Frequenzen wären höhere Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt-Transistoren in sowohl dem Oszillator 200 als auch den Er fassungsschaltkreisen 400 notwendig. Der Berührungsschaltkreis 400 umfaßt vorzugsweise auch eine Diode 414 mit einer Anode, die mit der Basis des Transistors 410 und dem Widerstand 413 verbunden ist und eine Kathode, die mit dem Emitter des Transistors 410 verbunden ist sowie mit einem Widerstand 412, der parallel mit der Diode 414 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 410 geschaltet ist. Der Impulsstreckerschaltkreis 417 wird als solcher bezeichnet, da die Sensitivität des Berührungsschaltkreises durch eine Änderung des Widerstandes 416 angehoben oder abgesenkt werden kann. Der Widerstand 413 wird eingesetzt, um den Basisstrom zu begrenzen.
Der Berührungsschaltkreis 400 kann zusätzlich zumindest ein Schmitt getriggertes Gate 420 einschließen, welches durch die Spannungsdifferenz zwischen den Oszillatorleitungen 201 und 301 versorgt wird und einen Eingangspol hat, welcher mit dem Kollektor des Transistors 410 gekoppelt ist sowie einen Ausgang, der mit dem Microcontroller 500 über die Ausgangsleitung 401 gekoppelt ist. Das Schmitt getriggerte Invertierungsgate 420 ist optional vorgesehen, um die Anstiegszeit des Berührungsschalterausganges zu verbessern und den Ausgang zu puffern. Vorzugsweise handelt es sich bei dem Transistor 410 um die Teilenummer BC858CL von Motorola, der Widerstand 412 ein 12 MΩ Widerstand, die Diode 410 ist die Teilenummer 1N914B von Diodes, Inc., der Widerstand 416 ist ein 470 kΩ Widerstand, der Kondensator 418 ist ein 0,001 μF Kondensator und der Widerstand 413 ist ein 10 kΩ Widerstand.
Wie oben ausgeführt, hat der Körper des Bedieners eine Kapazitanz, die sich bei einer typischen Person zwischen 20 und 300 pF bewegen kann. Der Basispol des Transistors 410 ist über den Widerstand 412 mit seinem Emitter gekoppelt, so daß wenn keine Kapazitanz des Bedieners, der das Berührungsfeld 450 berührt, vorhanden ist, der Transistor 410 nicht vorwärts betrieben wird und nicht leitet. Wenn das Berührungsfeld 450 daher nicht berührt wird, hat das Ausgangssignal am Kollektorpol des Transistors 410 und über den Impulsdehnerschaltkreis 417 einen Wert von 0 V. Wenn eine Person jedoch das Berührungsfeld 450 berührt, koppelt die Kapazitanz des Körpers der Person die Basis des Transistors 410 über den Widerstand 413 mit der Erdung 103, wodurch der Transistor 410 vorwärts betrieben wird und leitet. Dies lädt den Kondensator 418, der eine positive Gleichstromspannung bezüglich der Leitung 301 zur Verfügung stellt und den Ausgang des Schmitttriggers 420 veranlaßt, herabzugehen. Die Diode 414 ist über die Basis mit dem Emitter-Basis-Zonenübergang des Transistors 410 gekoppelt, um die Basisemitterumkehrspannung auf –0,7 V festzulegen, wodurch die Vorwärtserholzeit und die Anspringzeit reduziert wird.
Das Berührungsfeld 450 umfaßt ein Substrat, auf dem eine Vielzahl von elektrisch leitenden Plattenteilen auf einer Fläche desselben befestigt sind. Das Substrat ist ein Isolator und die Platten sind voneinander beabstandet, um die Platten voneinander und von der Erde zu isolieren. Ebenfalls auf dem Substrat ist ein Sicherheitsband positioniert, im allgemeinen mit 460 bezeichnet. Das Sicherheitsband 460 ist ein Gitter aus Leitersegmenten, die sich zwischen aneinandergrenzenden Paaren von Plattenteilen erstrecken. Alle Leitersegmente sind physikalisch miteinander verbunden, um eine Vielzahl von Räumen zu definieren, mit einem Plattenteil, das zentral innerhalb jedes Raumes positioniert ist. Komponenten des Berührungsschaltkreises können auf der Seite des Substrates angeordnet sein, die gegenüber den Plattenteilen und dem Sicherheitsband 460 liegt.
Ein ebenes dielektrisches Teil ist von den in Richtung des Substrates gerichteten Platten beabstandet. Das dielektrische Teil ist aus einem nicht porösen Isolationsmaterial, wie Polycarbonat oder Glas gemacht. Eine Vielzahl von elektrisch leitenden Federkontakten ist zwischen der inneren Fläche des dielektrischen Teiles um dem Substrat angeordnet. Eine Induzierungsschicht kann an der inneren Fläche des dielektrischen Teiles befestigt sein, um eine Indikation der Funktion eines jeden Eingabebereiches vorzusehen.
Wie oben bemerkt, ist die Schnittstelle zwischen dem dielektrischen Teil und einer leitenden Platte ein metallischer Federkontakt, der auf der Rückseite des dielektrischen Teiles befestigt ist. Der Federkontakt bietet Vorteile bei extrem hohen Temperaturen. Für ausreichend enge Temperaturbereiche werden jedoch bevorzugt leitende Polymerschaumkissen eingesetzt, die auf die Größe der Berührungsfelder geschnitten sind, um den Spalt zwischen der leitenden Fläche und der dielektrischen Schicht zu füllen. Die Funktion der Federkontakte oder leitenden Schaumkissen ist es, den kapazitiven Beitrag des luftgefüllten Spaltes zwischen den leitenden Feldern und der darüberliegenden dielektrischen Schicht zu eliminieren.
Ein Problem der kapazitiv reagierenden Tastaturen ist die Tendenz der Schalter, die in einem Tastatursystem eng angeordnet sind, ungewollterweise aktiviert zu werden, obwohl der Benutzer einen angrenzenden Schalter berührt. Dieses Problem wird darüber hinaus durch die Anwesenheit von Verschmutzungen auf der äußeren Fläche des dielektrischen Teiles stark verschlimmert. Eine Verschmutzung wie Hautfett oder Feuchtigkeit verursacht einen fehlerhaften Tastaturbetrieb, wobei eine Vielzahl von Schaltern anspringt, obwohl nur ein Schalter berührt wird. Durch einen Betrieb bei hohen Frequenzen wie 100 kHz oder 800 kHz wird die Impedanz der seriellen Kombination aus Körper und Glaskapazitanz im Vergleich zur Impedanz der Kontamination auf dem Glas gesenkt, wodurch die Kreuzkopplung reduziert wird.
Wenn die Glasdicke geringer als 3/16 Zoll ist, wird der Berührungsschaltkreis anfälliger für die Körperkapazitanz. Es existieren zwei Wege, um die Sensitivität so zu justieren, daß die Kreuzkopplung nicht auftritt: Entfernung der Diode 414 und/oder Reduzierung des Widerstandswertes des Widerstandes 416. Eine Steigerung des Widerstandswertes des Widerstandes 416 würde den Einsatz eines dickeren Glases zulassen. Dieser Widerstand sollte jedoch vorzugsweise nicht über 750 kΩ gehen. Dies liegt an der maximalen niedrigen Eingangsspannung von 0,8 V und dem Eingangsleckstrom von 1 μA an dem Schmitt getriggerten Gate 420.
Die Oszillatorverschaltung, wie in 6 gezeigt, ist über den Temperaturbereich von –40°C bis 150°C sehr stabil. Der Ausgang der Berührungsschalterverschaltung fällt mit einer Geschwindigkeit von ungefähr 40 mV/°C, wenn die Temperatur unter 0°C fällt. Wenn die Anwendung einen Betrieb bei niedrigen Temperaturen (–40°C) erfordert, können die folgenden drei Methoden eingesetzt werden, um den Ausgang des Schalters zu erhöhen: Erhöhung der regulierten Versorgungsspannung des Oszillators, Erhöhung des Widerstandswertes des Widerstandes 416 und der Einsatz eines Transistors 410 mit einem höheren Verstärkungsfaktor. Alle diese Methoden würden die Sensitivität bei hohen Temperaturen erhöhen. Ein anderer Weg zur Korrektur dieses Problemes ist der Einsatz eines Thermistors, um die regulierte Versorungsspannung als Funktion der Temperatur zu variieren.
Da die Eingangsleistung auf 26 V Gleichstrom reguliert ist, beeinflußt eine Variation der Leistung (24 V Wechselstrom ± 10 % oder 29 V Gleichstrom bis 36 V Gleichstrom) nicht den Schaltkreisbetrieb. Die folgende Tabelle 3 zeigt die gemessene Ausgangsspannung des Schalters für unterschiedliche Versorgungsspannungen. Tabelle 3
Um den Einfluß der Körperkapazitanz auf den Schaltkreisbetrieb zu bestimmen, wurde der Schaltkreis nach 3 eingesetzt, um Glas, Wasserwiderstand und Körperkapazitanz zu simulieren. Die folgenden zwei Bedingungen wurden simuliert und getestet:

1. – Maximale Körperkapazitanz, die keine Kreuzkopplung bewirkt, bei Temperatur = 105°C Versorgungsspannung = 36 V Gleichstrom Glaskapazitanz = 2 pf Wasserwiderstand = 330 k bis 1 MΩ
2. – Minimale Kapazitanz zum Anschalten eines Schalters, bei Temperatur = 0°C Versorgungsspannung = 29 V Gleichstrom Glaskapazitanz = 2 pF
3. – Betrieb bei Raumtemperatur

Die folgende Tabelle 4 zeigt die Signale und Rauschspannungen beim Schalterausgang für unterschiedliche Werte der Körperkapazitanz und des Widerstandes der Verschmutzung. Tabelle 4

S = Signal (Berührung)
N = Rauschen (keine Berührung)
Versorgungsspannung = 36 V Gleichstrom
Temperatur = 105°C

Bei einem Verschmutzungswiderstand von 1 MΩ oder mehr, reagiert der Schaltkreis nicht auf Variationen der Körperkapazitanz und hat ein minimales Verhältnis von Signal zu Rauschen von –34 dB. Ohne Verschmutzung liegt das Verhältnis von Signal zu Rauschen bei ungefähr –54 dB. Das Diagramm in 9 zeigt das Verhältnis von Signal zu Rauschen gegenüber der Körperkapazitanz, für unterschiedliche Werte des Verschmutzungswiderstandes bei 105°C. Die minimale Körperkapazitanz zum Anschalten eines Schalters ist 20 pF.
Bei Raumtemperatur nimmt die Kreuzkopplung aufgrund eines Abfallens des Verstärkungsfaktors des Transistors 210 ab. Die folgende Taballe 5 zeigt dies bei Raumtemperatur, wobei der Schaltkreis eine Verschmutzung mit 205 kΩ abweist, unabhängig von der Körperkapazitanz. Unterhalb 250 kΩ beeinflußt die Körperkapazitanz die Kreuzkopplung. Tabelle 5

S = Signal (Berührung)
N = Rauschen (keine Berührung)
Versorgungsspannung = 36 V Gleichstrom
Temperatur = 25°C

Das Diagramm in 10 zeigt das gemessene Verhältnis von Signal zu Rauschen gegenüber der Körperkapazitanz, für unterschiedliche Widerstandswerte der Verschmutzung bei Raumtemperatur.
Die besonderen Vorteile des vorhergehenden Schaltkreises gegenüber demjenigen existierender Berührungserfassungsschaltkreise wie im US Patent 4,758,735 offenbart, sind der Einsatz von Dioden 414 (ausgewählt für Hochgeschwindigkeit), um die Vorwärtserholzeit zu minimieren, statt nur einen Umkehrpolaritätsschutz vorzusehen (wie bei den langsameren Typen von Dioden, wie sie in existierenden Schaltkreisen eingesetzt werden) und die Vermeidung eines Kondensators, der über die Basis mit dem Emitter-Basis-Zonenübergang des Erfassungstransistors 410 gekoppelt ist, um den Schaltkreis empfindlicher und bei einer geringeren Oszillatoramplitude sowie höheren Oszillatorfrequenzen betreibbar zu machen. Diese Merkmale zusammen mit einer geeigneten Wahl der Komponentenwerte macht einen Betrieb bei deutlich höheren Frequenzen (>50 kHz) möglich, als sie dem existierenden Stand der Technik zu entnehmen sind (60 bis 1000 Hz). Bei Frequenzen von oder in der Nähe von 800 kHz zeigt die durch den menschlichen Körper vorhandene 20 bis 30 pF Kapazitanz zur Erde eine wesentliche geringere Impedanz als die vordergründig einen Widerstand bildende Impedanz von Hautfetten oder Wasserfilmen, die auf den dielektrischen Schichten auftreten können, welche die leitenden Berührungsfelder überlagern. Dies macht es möglich, daß die Spitzenspannung eines berührten Feldes wesentlich näher an die Erde kommt als angrenzende Felder, die einen Spannungsabfall über jede Verschmutzungsfilmschicht haben werden, die einen leitenden Pfad zum berührten Bereich vorsieht. Die verbesserte Empfindlichkeit, welche durch die Unterdrückung eines Kondensators zwischen der Basis und dem Emitter des Erfassungstransistors 410 geboten wird, macht eine Einstellung der Erfassungsschwelle wesentlich näher an der Erde möglich, als es auf andere Weise der Fall wäre. Dies erlaubt eine Unterscheidung zwischen dem berührten Feld und angrenzenden Feldern, die über den durch den Verschmutzungsfilm gebildeten leitenden Pfad zur Berührung zur Erde gezogen werden könnten. Dieser Hochfrequenzbetriebsbereich bietet einen beträchtlichen Vorteil gegenüber dem bekannten Stand der Technik bezüglich der Immunität gegenüber Oberflächenverschmutzungen wie Hautfett und Feuchtigkeit.
Ein in Übereinstimmung mit der zweiten Ausführungsform konstruierter Mehrfachberührungsschaltkreis ist in 11 gezeigt. In der zweiten Ausführungsform der 11 sind Komponenten ähnlich denen der ersten Ausführungsform nach 4 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht detailliert besprochen. Der Mehrfachberührungsfeldschaltkreis ist eine Variation der ersten Ausführungsform, wobei er eine Anordnung von Berührungsschaltkreisen einschließt, bezeichnet als 900₁ bis 900_nm , die wie gezeigt, sowohl den Berührungsschaltkreis 400, gezeigt in den 4 und 8 sowie das Eingabeberührungsterminalfeld 451 (4) einschließen. Der Microcontroller 500 selektiert jede Reihe der Berührungsschaltkreise 900₁ bis 900_nm durch das Vorsehen des Signals vom Oszillator 200 zu ausgewählten Reihen von Berührungsschaltkreisen. Auf diese Weise kann der Microcontroller 500 die Berührungsschaltkreisreihen aktivieren und die von den Spalten der Anordnung empfangenen Eingaben mit den aktivierten Berührungsschaltkreisen verbinden. Um die Pfadlänge zwischen dem Berührungsfeld 451 und der Basis des Erfassungstransistors 410 minimal zu halten, sind die Erfassungsschaltkreise 900 physisch direkt neben den Erfassungsfeldern angeordnet. Um die Montage zu vereinfachen, kann für diesen Zweck eine flexible Platine wie durch die Sheldahl, Inc. or Circuit Etching Technics, Inc. verwendet werden. Idealerweise ist der gedruckte Schaltkreis direkt an der Fläche (typischerweise Glas) befestigt, die die leitenden Berührungsfelder trägt, um Luftspalte und die Notwendigkeit von leitenden Schaumkissen und Federkontakten zu eliminieren, die eingesetzt wurden, um die Luftspalte zu füllen.
Für diese zweite Ausführungsform kann der Oszillator 200 der ersten Ausführungsform leicht gegenüber der in 6 gezeigten Form modifiziert werden, so daß er einen (nicht gezeigten) Transistor einschließt, der zwischen den Oszillatorausgang und die Erde geschaltet ist, wobei seine Basis mit dem Microcontroller 600 verbunden ist, so daß der Microcontroller 600 selektiv den Ausgang des Oszillators 200 abschalten kann.
Der Einsatz einer hohen Frequenz in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung bietet bestimmte Vorteile für Schaltkreise wie diejenige des Mehrfachberührungsfeldschaltkreises der vorliegenden Erfindung, aufgrund der Weise in welcher die Kreuzkopplung im wesentlichen reduziert wird, ohne eine physische Struktur zur Isolierung der Berührungsterminal notwendig zu machen. Darüber hinaus erlaubt die Reduzierung der Kreuzkopplung, wie durch die vorliegende Erfindung ermöglicht, eine nähere Anordnung der Berührungsterminals in der Anordnung zueinander.
Eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Berührungsschaltkreisredundanz vorsieht, ist im folgenden mit Bezug auf die 12 bis 14 beschrieben. Wie in 12 gezeigt, umfaßt der Schaltkreis gemäß der dritten Ausführungsform einen Spannungsregler 1100 zur Regelung der über 24 V Gleichstromenergieleitungen 1101 und 1102 zur Verfügung gestellten Energie sowie eine Masse relativ zur Erde 1103 und um den regulierten Strom über die Leitungen 1104 und 1107 an einen Oszillator 1200 zu geben.
Der Oszillator 1200 gibt über die Leitung 1201 ein kontinuierliches und periodisches Signal an die Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b. Vorzugsweise beträgt die Frequenz des Oszillatorausgangsignals zumindest 100 kHz und weiter bevorzugt zumindest 800 kHz. Die zwei Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b sind von identischer Konstruktion und empfangen beide den Ausgang des Berührungsterminals 1450 über die Leitung 1451. Eine detaillierte Beschreibung des bevorzugten Spannungsreglerschaltkreises 1100, des Oszillators 1200 und der Berührungsschaltkreis 1400a und 1400b ist im folgenden mit Bezug auf 13 nach der Beschreibung der verbleibenden Teile der dritten Ausführungsform gegeben.
Der Ausgang des ersten Berührungsschaltkreises 1400a wird über die Leitung 1401a an einen ersten Treiberschaltkreis 1500 gegeben, während der Ausgang des zweiten Berührungsschaltkreises 1400b über die Leitung 1401b an einen zweiten Treiberschaltkreis 1600 gegeben wird. Die beiden Treiberschaltkreise 1500 und 1600 sind vorgesehen, um erste und zweite seriell verbundene Schalttransistoren 1700 und 1710 zu treiben. Die Schalttransistoren 1700 und 1710 müssen beide leitend sein, um Energie an einen Relaisschalter 1800 zu geben. Wenn einer der Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b daher nicht die Berührung eines Berührungsterminals 1450 erfaßt, leitet einer der Schalttransistoren 1700 und 1710 nicht und es wird keine Energie an den Relaisschalter 1800 gegeben. Die bevorzugte Konstruktion der Treiberschaltkreise 1500 und 1600 sowie des Relaisschalters 1800 sind im folgenden mit Bezug auf 14 beschrieben.
Wie in 13 gezeigt, kann der Spannungsregler 1100 durch das Vorsehen eines ersten Kondensators 1110 und eines Varistors 1112 konstruiert sein, die parallel über die Eingangsstromterminals 1101 und 1102 verbunden sind. Vorzugsweise ist das Rückgabestromterminal 1102 mit der relativen Erdmasse 1303 verbunden. Der Varistor 1112 wird eingesetzt, um den Schaltkreis vor Überspannungsbedingungen zu schützen. Ebenfalls parallel zu dem ersten Kondensator 1110 und dem Varistor 1112 ist die seriell geschaltete Kombination einer Sicherung 1114, einer Diode 116, eines Widerstandes 1118 und zwei parallel geschalteter Kondensatoren 1120 und 1122 geschaltet. Der Spannungsregler 1100 ist durch die Diode 1116 und einen durch den Widerstand 1118 begrenzten Strom umkehrpolaritätsgeschützt. Die Kondensatoren 1120 und 1122 bilden eine Filterung.
Der Spannungsregler 1100 umfaßt darüber hinaus eine Zenerdiode 1128, deren Kathode mit einem Knoten zwischen dem Widerstand 118 und dem Kondensator 1120 und 1122 sowie mit der AusgangsStromleitung 1104 verbunden ist. Die Anode der Zenerdiode 1128 ist mit der AusgangsStromleitung 1107 gekoppelt sowie über zwei seriell geschaltete Widerstände 1124 und 1126 mit der relativen Masseleitung 1103. Die Zenerdiode 1128 und die Widerstände 1124 und 1126 generieren einen regulierten 15 V Gleichstrom. Zwei Kondensatoren 1130 und 1132 sind zwischen den Energieleitungen 1104 und 1107 parallel zur Zenerdiode 1128 geschaltet. Die Kondensatoren 1130 und 1132 bilden jeweils eine Filterung und Entkopplung. Vorzugsweise hat der Kondensator 1110 eine Kapazitanz von 1000 pF, 1000 V, bei demr Varistor 1112 handelt es sich um die Teilnummer S14K25 von Siemens, die Sicherung 11114 ist eine ¼ A Sicherung, die Diode 116 ist die Teilnummer 1N4002 von LITEON, der Widerstand 1118 hat einen Widerstand von 10 Ω, ½ W, der Kondensator 1120 hat eine Kapazitanz von 22 μF, 35 V, der Kondensator 1122 hat eine Kapazitanz von 0,1 μF, die Zenerdiode 1128 ist die Teilnummer 1N4744A von LITEON, der Widerstand 1124 hat einen Widerstandswert von 220 Ω, der Widerstand 1126 hat einen Widerstandswert von 220 Ω, der Kondensator 1130 hat eine Kapazitanz von 1 μF, 25 V und der Kondensator 1132 hat eine Kapazitanz von 0,1 μF.
Der Oszillator 1200 besteht vorzugsweise aus einem ersten Invertierungsgate 1210, dessen Eingang über die Widerstände 1214 und 1216 mit seinem Eingang verbunden ist und ein zweites Invertierungsgate 1212, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Invertierungsgates 1210 gekoppelt ist und dessen Ausgang über einen Kondensator 1218 und einen Widerstand 1216 mit seinem Eingang gekoppelt ist. Der oszillierende Ausgang des zweiten Invertierungsgates 1212 wird über den Transistor 1226 gepuffert, dessen Basis über den Widerstand 1220 und den Kondensator 1222 mit dem Ausgang des zweiten Invertierungsgates 1212 verbunden ist, wobei der Widerstand 1220 und der Kondensator 1222 zwischen diesen parallel geschaltet sind. Die Basis des Transistors 1226 ist über einen Widerstand 1224 auch mit der Stromleitung 1104 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 1226 ist mit der Stromleitung 1104 verbunden und der Kollektor ist über einen Widerstand 1230 mit einer Stromleitung 1107, mit der Anode der Diode 1228 und mit der Oszillatorausgangsleitung 1201 verbunden. Die Diode 1228 hat eine mit der Stromleitung 1104 verbundene Kathode und wird eingesetzt, um den Transistor 1226 zu schützen.
Vorzugsweise werden die Invertierungstors 1210 und 1212 durch die Teilenummer CD40106B von Harris gestellt, der Widerstand 1214 hat einen Widerstand von 10 kΩ, der Widerstand 1216 hat einen Widerstand von 1,18 kΩ, 1 %, der Kondensator 1218 hat eine Kapazitanz von 220 pF, der Widerstand 1220 hat einen Widerstand von 4,7 kΩ, der Kondensator 1122 hat eine Kapazitanz von 220 pF, der Widerstand 1124 hat einen Widerstand von 100 kΩ, der Transistor 1226 ist die Teilnummer MMBTA70L von Motorola, die Diode 1228 ist die Teilnummer RLS4448 von LITEON, und der Widerstand 1230 hat einen Widerstand von 3,3 kΩ.
Zwei Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b sind parallel vorgesehen, um eine Redundanz zu schaffen, so daß, wenn einer ausfällt, die Relaisschalter abgeschaltet werden. Da die Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b identisch sind, wird nur einer der Berührungsschaltkreise beschrieben. Der Berührungsschaltkreis 1400a umfaßt vorzugsweise zwei Widerstände 1410a und 1412a, die seriell zwischen die Berührungsterminalausgangsleitung 1451 und die Basis des Transistors 1420a gekoppelt sind. Der Emitter des Transistors 1420 ist mit der Ausgangsleitung 1201 des Oszillators verbunden und sein Kollektor ist über den Widerstand 1422a mit der Stromleitung 1107 verbunden. Der Berührungsschaltkreis 1400a umfaßt darüber hinaus eine Diode 1414a, einen Kondensator 1416a und einen Widerstand 1418a, die alle parallel zwischen der Basis des Transistors 1420a und dem Emitter desselben geschaltet sind, der mit der Oszillatoraus gangsleitung 1201 verbunden ist. Der Berührungsschaltkreis 1400a umfaßt auch eine Diode 1424a, deren Anode mit dem Kollektor des Transistors 1420a verbunden ist und dessen Kathode über den Widerstand 1426a mit der Berührungsschaltkreisausgangsleitung 1401a verbunden ist.
Der Widerstand 1410a hat vorzugsweise einen Widerstand von 5.1 kΩ, der Widerstand 1412a hat einen Widerstand von 5.1 kΩ, die Diode 414a ist die Teilenummer RLS 4448 von LITEON, der Kondensator 1416a hat eine Kapazitanz von 240 pF, der Widerstand 1418a hat einen Widerstand von 12 MΩ, der Transistor 1420a ist die Teilenummer BD857CL von Motorola, der Widerstand 1422a hat einen Widerstand von 100 kΩ, die Diode 1424 ist die Teilenummer RLS4448 von LITEON und der Widerstand 1426a hat einen Widerstand von 100 kΩ.
Die bevorzugte Detailkonstruktion des ersten und zweiten Treiberschaltkreises 1500 und 1600 wird nun mit Bezug auf 14 beschrieben. Im ersten Treiberschaltkreis 1500 ist die Ausgangsleitung 1401a des ersten Berührungsschaltkreises 1400a über den Widerstand 1510 und auch über den Kondensator 1512 mit der Stromleitung 1107 verbunden, die parallel dazwischengeschaltet sind. Die Ausgangsleitung 1400a ist auch mit dem negativen Pol eines Operationsverstärkers 1514 verbunden. Der positive Pol des Operationsverstärkers 1514 ist mit der Leitung 1502 verbunden, die zwischen dem ersten und zweiten Treiberschaltkreis 1500 und 1600 verläuft und ist über den Widerstand 1626 mit der Stromleitung 1104 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1514 ist über den Widerstand 1518 mit der Stromleitung 1104 und dem Eingang eines Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1516 verbunden. Der Ausgang des Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1516 ist über einen Widerstand 1520 mit dem Eingang eines zweiten Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1526 verbunden. Eine Diode 1522 ist parallel mit dem Widerstand 1520 geschaltet, dessen Kathode mit dem Ausgang des Invertierungsgates 1516 verbunden ist und dessen Anode mit dem Eingang des Invertierungsgates 1526 und über den Kondensator 1524 mit der Stromleitung 1107 verbunden ist. Der Ausgang des Invertierungsgates 1526 ist über den Widerstand 1528 mit der Basis des Schalttransistors 1700 verbunden. Die Basis des Transistors 1700 ist auch über einen Kondensator 1532 und über einen Widerstand 1530 mit der Stromleitung 1107, mit der Stromleitung 1104 sowie seinem Emitter verbunden.
Vorzugsweise hat der Widerstand 1510 einen Widerstand von 10 MΩ, der Kondensator 1512 hat eine Kapazitanz von 0,01 μF, der Operationsverstärkervergleicher 1514 ist die Teilenumer LM393 von National Semiconductor, das Invertierungsgate 1516 ist die Teilenummer CD40106B von Harris, der Widerstand 1518 hat einen Widerstand von 10 kΩ, der Widerstand 1520 hat einen Widerstand von 1 MΩ, die Diode 1522 ist die Teilenummer RLS4448 von LITEON, der Kondensator 1524 hat eine Kapazitanz von 0,22 μF, das Invertierungsgate 1526 ist die Teilenummer CD40106 von Harris, der Widerstand 1528 hat einen Widerstand von 12 kΩ, der Widerstand 1530 hat einen Widerstandswert von 100 kΩ, der Kondensator 1532 hat eine Kapazitanz von 0,01 μF und der Transistor 1700 ist die Teilenummer MMBTA56L von Motorola.
Beim zweiten Treiberschaltkreis 1600 ist die Ausgangsleitung 1401b des zweiten Berührungsschaltkreises 1400b über den Widerstand 1610 und auch über den Kondensator 1612 mit der Stromleitung 1107 verbunden, die parallel dazwischengeschaltet sind. Die Ausgangsleitung 1401b ist auch mit dem negativen Pol eines Operationsverstärkers 1614 verbunden. Der positive Pol des Operationsverstärkers 1614 ist mit der Leitung 1502 verbunden, die über den Widerstand 1626 mit der Stromleitung 1104 verbunden ist. Der positive Pol des Operationsverstärkers 1614 ist über den Kondensator 1616 und einen Widerstand 1618 auch mit der Stromleitung 1107 verbunden, die parallel geschaltet sind. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1614 ist über einen Widerstand 1639 mit der Stromleitung 1104 verbunden und mit den gekoppelten Eingängen eines Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1628. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1614 ist auch über einen Widerstand 1624 mit seinem positiven Eingangspol verbunden. Der Ausgang des Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1628 ist mit dem Eingang eines zweiten Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1638 über einen Widerstand 1632 verbunden. Eine Diode 1634 ist parallel mit dem Widerstand 1632 geschaltet, wobei seine Kathode mit dem Ausgang des Invertierungsgates 1628 verbunden ist und seine Anode mit dem Eingang des Invertierungsgates 1638 und mit der Stromleitung 1107 über den Kondensator 1636 verbunden ist. Der Ausgang des Invertierungsgates 1638 ist mit der Basis des Schalttransistors 1710 über den Widerstand 1640 verbunden. Die Basis des Transistors 1710 ist über den Kondensator 1642 auch mit der Stromleitung 1107 verbunden sowie über den Widerstand 1644 mit der Stromleitung 1104. Der zweite Treiberschaltkreis 1600 umfaßt vorzugsweise auch den Kondensator 1620 und 1622, die parallel zwischen ihren Verbindungen mit den Energieleitungen 1104 und 1107 geschaltet sind.
Der Widerstand 1610 hat vorzugsweise einen Widerstand von 10 MΩ, der Kondensator 1612 hat eine Kapazitanz von 0,01 μF, der Operationsverstärkervergleicher 1614 ist die Teilenummer LM393 von National Semiconductor, der Kondensator 1616 hat eine Kapazitanz von 0,01 μF, der Widerstand 1618 hat einen Widerstand von 20 kΩ, der Kondensator 1620 hat eine Kapazitanz von 0,1 μF, der Kondensator 1622 hat eine Kapazitanz von 0,1 μF, der Widerstand 1624 hat einen Widerstand von 100 kΩ, der Widerstand 1626 hat einen Widerstand von 10 kΩ, das NAND Invertierungsgate 1628 ist die Teilenummer CD4093B von Harris, der Widerstand 1630 hat einen Widerstand von 10 kΩ, der Widerstand 1632 hat einen Widerstand von 1 MΩ, die Diode 1634 ist die Teilenummer RLS4448 von LITEON, der Kondensator 1636 hat eine Kapazitanz von 0,22 μF, das NAND Invertierungsgate 1638 ist die Teilenummer CD4093B von Harris, der Widerstand 1640 hat einen Widerstand von 12 kΩ, der Kondensator 1642 hat eine Kapazitanz von 0,01 μF, der Widerstand 1644 hat einen Widerstand von 100 kΩ und der Transistor 1710 ist die Teilenummer MMBTA56L von Motorola.
Im Betrieb wird der am Kollektor gemessene Ausgang des Konsistors 1420a (13) durch die Diode 1424a gleichgerichtet und durch die Widerstände 1426a und 1510 und den Kondensator 1512 wird ein Gleichstromlevel generiert (ein Gleichstromlevel des Ausganges des Kondensators 1420b wird durch die Widerstände 1426b und 1610 und den Kondensator 1612 generiert). Wenn dieser Gleichstromlevel die obere Schwellwertspannung eines Operationsverstärkervergleichers 514 (1614) übersteigt, geht der Ausgang des Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1516 (1628) hoch, was den Kondensator 1524 (1636) über den Widerstand 1520 (1632) lädt. Die Gates 1516 und 1526 (1628 und 1638), der Widerstand 1520 (1632) und der Kondensator 1524 (1536) vermeiden einen Spannungssprung auf die konventionelle Weise. Die Diode 1522 (1634) wird eingesetzt, um eine schnelle Lösung zu ermöglichen, wenn die Handfläche der Hand von dem Schalter 1450 genommen wird. Der Ausgang der Verschaltung zur Vermeidung eines Spannungssprunges treibt den Transistor 1700 (1710). Der Widerstand 1528 (1640) und der Kondensator 1532 (1642) werden eingesetzt, um ein Rauschen zu filtern. Beide Berührungsschaltkreise müssen funktionieren, um den Relaisschalter 1800 zu betreiben. Ebenso wird das Relais nicht aktiviert, wenn einer der Transistoren 1700 oder 1710 ausfällt.
Der Relaisschalter 1800 kann ein konventionelles Relais sein. Das Beispiel eines derartigen Relais ist in 14 gezeigt. Der Relaisschalter 1800 kann eine Relaisspule 1810 einschließen, die zwischen der selektiven Energieversorgung 1711 der Transistoren 1700 und 1710 und der Erde geschaltet ist sowie ein Paar von magnetisch reagierenden Schaltern, die von normalerweise geöffneten Polen 1805 und 1807 zu normal offenen Polen 1801 und 1803 schalten, wenn die Relaisspule mit Energie versorgt wird. Eine Zenerdiode 1815 kann in Serie mit einer Diode 1820 geschaltet sein, um die Belastung auf der Relaisspule 1810 zu reduzieren und um den Transistor 1710 zu schützen, wenn die Transistoren 1700 und 1710 abschalten.
Obwohl die Berührungsschaltkreise der dritten Ausführungsform so beschrieben sind, daß sie ein Relaisschalter über Treiberschaltkreise betreiben, ist es für den Fachmann offensichtlich, daß die Ausgänge der Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b in der weiter oben bezüglich der ersten Ausführungsform beschriebenen Weise an einen Microcontroller gegeben werden können.
Der Handflächenknopfschalter der vorliegenden Erfindung nutzt zwei redundante Berührungsschaltkreise, wie in 12 gezeigt, um die Relaistreiber abzuschalten, wenn einer ausfällt und eine redundante Verschaltung, um ein Relais abzuschalten, wenn eines ausfällt.
Alternativ dazu könnte die Verschaltung wie in 4 gezeigt, eingesetzt werden. In einer anderen Ausführungsform ist die Methode zur Vermeidung von ungewollten Betätigungen ein Mehrstufenprozeß. Bezüglich 19 ist eine Vorrichtung gezeigt, die einen ersten Handflächenkopf 2201 hat, einen zweiten Handflächenknopf 2202 und ein Indikatorlicht 2201, das zunächst aktiviert werden muß woraufhin zweitens der Knopf 2202 innerhalb eines Zeitfensters von 2 Sekunden aktiviert werden muß, bevor eine gewünschte Betätigung auftritt. Die 90° Ausrichtung der zwei Knöpfe macht es extrem schwierig, beide zusammen mit einem Arm und einem Ellenbogen oder einer anderen physikalischen Kombination zufällig zu berühren. Ein zusätzlicher Vorteil ist, daß die notwendige Bewegung zur Bewegung der Hand vom Knopf 2201 zum Knopf 2202 eine gewisse Erschöpfungsentlastung im Vorderarm erzeugen kann, durch die resultierende Muskeldrehung, die andererseits nicht auftreten würde, wenn die Hand für längere Zeiträume in der Nähe eines einzelnen Knopfes gehalten werden müßte. Eine weitere Redundanz kann erzielt werden, indem man einen gleichzeitigen Betrieb zweier solcher Vorrichtungen, eine für jede Hand, erforderlich macht. Dies bildet weitere Sicherheiten gegen ungewollte Betätigungen und zwingt den Bediener dazu, beide Hände in einer gewünschten sicheren Anordnung zu halten, wenn eine gewünschte Betätigung auftritt. Eine weitere Option ist das Vorsehen einer oder mehrerer LEDs 2205 und akustischen Meldegeräten für eine visuelle oder hörbare Rückmeldung für den Bediener. Im spezielleren wird die LED 2205 in 19 angehen, wenn der Knopf 2201 erfolgreich aktiviert wurde, um den Bediener darauf hinzuweisen, daß es Zeit ist, sich zu Knopf 2202 zu bewegen. Wenn notwendig, kann eine zweite LED mit einer anderen Farbe als die erste (gelb für die erste LED und rot für die zweite) vorgesehen werden, um eine visuelle Bestätigung vorzusehen, daß der zweite Knopf 2202 aktiviert wurde oder daß die erforderliche Kombination der zwei Knöpfe aktiviert wurde. Zwei unterschiedlich hörbare Töne oder Tongeneratoren könnten ebenso eingesetzt werden, anstelle der LEDs, um eine Rückmeldung für den Bediener zu erzeugen. In industriellen oder anderen fordernden Umgebungen, ist das Gehäuse aus einem hochstabilen Polycarbonat (oder einem anderen hochstabilen nichtmetallischen Material) gemacht, um hohe Schlag- und Vibrationserfordernisse zu erfüllen, vorzugsweise NEMA 4. Eine weitere Option ist, eine Beleuchtung für die Schalter vorzusehen, um einen Betrieb in der Dunkelheit zu ermöglichen.
In einer Abwandlung des Mehrstufenprozesses werden zwei Berührungsplatten innerhalb eines Gehäues (eine Vertikale und eine Horizontale) eingesetzt, um ein Zweistufenanschalten zu erzielen. Bezüglich der 20A bis C wird der erste Schritt zur Betätigung des Ausgangrelays 2310 eingeleitet, wenn der Bediener seine Hände einführt und den vertikalen Berührungssensor 2310 mit der Rückseite der Hände berührt. Eine gelbe LED 2304 auf der Vorrichtung zeigt die erfolgreiche Vervollständigung des ersten Schrittes. Der zweite Schritt ist das Umdrehen der Hand und die Berührung des horizontalen Berührungssensors 2302 mit der Innenseite der Hand. Eine rote LED 2305 oben auf der Vorrichtung zeigt die Vervollständigung des Zweischrittanschaltens und die Aktivierung des Ausgangsrelays 2310. Die Umdrehbewegung der Hand im zweiten Schritt veranlaßt den Muskel des Vorderarmes sich zu strecken, wodurch Steifigkeit und Ermüdung reduziert wird. Darüberhinaus können die Hände und Arme auf einer Ablage ruhen, bis der Maschinenzyklus vervollständigt ist. Der zweite Schritt des Zweistufenanschaltens muß innerhalb einer vorbestimmten Zeit (beispielsweise 2 Sekunden) nach dem Loslassen des vertikalen Berührungssensors erfolgen oder der erste Schritt muß wiederholt werden. In dieser vorgeschlagenen Ausführungsform stellt der zweite Schritt eine zusätzliche Stimulierung dar und reduziert die Bedienfehler aufgrund mentaler und physischer Ermüdung. Die obere Hülle vermeidet eine Betätigung von zwei Einrichtungen mittels einer Hand und eines Ellenbogens desselben Armes, wie durch den ASNI-Standard B11.19-1990 gefordert. Die Umhüllung muß ein hochstabiles Polykarbonatmodul sein, um die hohen Stoß- und Vibrationsanforderungen der Industrie vorzugsweise NEMA 4 zu erfüllen. In beiden Ausführungsformen wird ein Hochfrequenzschalten eingesetzt, um die Einheit gegen Feuchtigkeit und Verschmutzungen zu desensibilisieren, die einen Pfad zwischen dem Knopf und der geerdeten Struktur erzeugen könnten. Der Handflächenknopf kann als der in den 15A bis C gezeigte flache Handflächenknopf ausgebildet sein oder als ein domförmiger Handflächenknopf, gezeigt in 16. Der Knopf ist aus einer Messingplatte 1910 (1930) gemacht und kann mit einer Plasstik oder Glashülle 1925 (19334) oder Membrane abgedeckt sein, um die Einheit noch weiter gegen Verschmutzungen und andere ungewollte Betätigungen zu desensibilisieren. Die Plastikhülle 1925 (1933) dient als Dielektrikum und die Kapazitanz wird als Funktion des berührten Bereiches des Plastiks variiert. Wenn der Knopf durch einen Finger berührt wird, wird daher eine kleinere Kapazitanz generiert, als wenn der Knopf durch die Handfläche einer Hand berührt wird. Diese Kapazitanz wird mit der Kapazitanz des Körpers gekoppelt, wenn der Knopf berührt wird. Da die Kapazitanz des Körpers sehr viel größer ist als die durch den Knopf generierte Kapazitanz, ist die Funkitionalität der Einheit unabhängig von den Variationen der Körperkapazitanz von Person zu Person. Der andere hier zu berücksichtigende Faktor ist der Körperwiderstand. Wenn der Knopf nicht durch einen Isolator wie z.B. Plastik abgedeckt ist, wird die Einheit emfpindlich gegen den Körperwiderstand. Der Körperwiderstand zur Erde ändert sich als Funktion der Feuchtigkeit in dem Bearbeitungsfeld, der Trockenheit der Haut, der Bodenstruktur und der Schuhe. Durch die Nutzung einer Plastikhülle wird die Einheit unempfindlich gegen Variationen des Körperwiderstandes und dessen Kapazitanz gemacht. Die Form des Körpers ist ebenso ein bei der Empfindlichkeit zu berücksichtigender Faktor, Wenn der Knopf flach ist, würde ein kleinerer Knopfbereich durch die Handlfäche der Hand abgedeckt, als im Fall eines domförmigen Knopfes, der der Kontur der Handfläche entspricht. Wenn der Knopf domförmig ist, kann die Einheit daher noch weiter gegen unbeabsichtigte Betätigungen desensibilitsiert werden.
Indem man einen großen Raum für das Einführen der Hand und die Betätigung des Schalters vorsieht sowie einen flachen oder domförmigen Knopf, auf dem die Handfläche der Hand ruht, während der Maschinenzyklus abläuft, wird die Belastung der Vorderame ergonomisch reduziert. Der Handflächenknopf der vorliegenden Erfindung kann mit oder ohne Handschuhe betätigt werden. Der Nullkrafthandflächenknopf der vorliegenden Erfindung kann eingesetzt werden, um elektrische, pneumatiche, luftgekoppelte und hydraulische Einrichtungen, wie z.B. Stanzpressen, Einspritzmaschinen, etc. zu aktivieren.
Wie in den 15A bis C zeigt, kann der flache Handflächenknopf ein Plastikgehäuse 1917 einschließen, mit einer optionalen metallischen Umhüllung 1922 zur Oberflächenbefestigung. Der Knopf kann auch eine ebene Montagefläche 1915 einschließen sowie einen optionalen Schutz 1920.
Die Schaltkreisplatine 1935, die mit dem Handflächenknopf der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird, kann auf zwei gedruckten Schaltkreisplatinen angeordnet sein. Eine Platine für Energie und Übertragung und die andere für Berürhungsschalter und Relaytreiber. Berührungsschaltkreis auf der Berührungsschalterplatine besitzt eine Schnittstelle zu dem Knopf über eine Schraube, die auch den Knopf an Ort und Stelle hält. Die Energie-/Relayplatine besitzt eine Schnittstelle zu der Berührungsschalterplatine über einen rechtwinkligen Dreistiftverbinder. Die Verkabelung mit der Einheit erfolgt über eine mit sieben Positionen versehenen Polblock auf der Energie-/Relayplatine. Die Energie-/Relayplatine ist für eine 24 V Gleichstromeingangsleistung ausgelegt und weist Zweiwegübertragungskontakte auf. Es kann jedoch für die Aufnahme unterschiedlicher Eingangsleistungen und Schalterausgänge modifiziert werden. Beispielsweise kann der Energieplatine ein Transformator hinzugefügt werden, so daß die Einheit durch 110 V Wechselstrom/220 V Wechselstrom anstelle von 24 V Gleichstrom versorgt wird. Ebenso können die Relays mit anderen Ausgängen, wie z.B. digitalen oder 4–20 mA Ausgängen ersetzt werden.
Die Berührungsschaltkreiskomponenten können in einem herkömmlichen IC 2000 integriert werden, wie in 17 gezeigt, um die Herstellung zu erleichtern und Kosten zu reduzieren. Die Komponenten 413, 412, 414, 410, 418 und 420 ähneln denen des Schaltkreises 400, gezeigt in 8. Vorzugsweise hat der Widerstand 204 einen Widerstand von 74 kΩ und die Diode 2002 hat Charakteristika ähnlich denen der Teilnummer 1 N4148 von LITEON. Die Widerstände 2008 und 2006 werden eingesetzt, um die Empfindlichkeit jeweils abzusenken und anzuheben. Die Diode 2002 am Ausgang von 420 erlaubt den Einsatz des IC in Anwendung, bei denen eine Multiplexierung mehrerer Berührungsschaltkreis-IC's erfolgt.
Wie in 18 gezeigt, kann dem Oszillatorschaltkreis 200 ein Schlafzustandschaltkreis 2100 hinzugefügt werden, um es dem Microcontroller 600 zu ermöglichen, den Oszillatorschaltkreis 200 abzuschalten. Die Abschaltung des Oszillatorschaltkreises 200 erfolgt, um das Ablaufen des Kondensators 126 in den Reglerschaltkreis 120 während Energieverringerungen zu vermeiden. Das Schaltkreisdiagramm, gezeigt in 18, ist eine modifizierte Version des Schaltkreises 200 nach 6. Während des normalen Betriebes zieht der Microcontroller 600 den Eingang des Gates 2116 zur Erde und veranlaßt den Ausgang des Gates 2116 dazu, hochzugehen (Energieladung 104). Der Transistor 2110 ist daher Vorwärtsbetrieben und der Oszillator 200 ist funktional. Im Schlafzustand zieht der Microcontroller 600 den Eingang des Gates 2116 nach oben und veranlaßt den Ausgang des Gates 2116 abzusinken, was den Transistor 2110 abschaltet und den Eingang des Gates 212 herabzieht. Der Oszillator wird daher aufhören zu oszillieren und der Ablauf des Kondensators 126 nimmt deutlich ab.

Claims

Kapazitiver Reaktionselektronikschaltkreis, umfassend: einen Oszillator, der ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 50 kHz oder Größer zur Verfügung stellt; ein Substrat, das eine Vielzahl an Eingabeberührungsterminals aufweist, welches einen Bereich für einen Bediener definiert, um eine Eingabe durch Annäherung und berührungsabhängig bezüglich einer Körperkapazitanz eines Bedieners zur Erde vorzusehen, wie diese mittels der Eingabeberührungsterminals erfasst wird; eine Abdeckplatte, die das Substrat überdeckt und in Kontakt mit dem Substrat steht; und einen Erfassungsschaltkreis, der zur Aufnahme des Ausgangssignales von dem Oszillator mit dem Oszillator gekoppelt ist und der mit den Eingabeberührungsterminals gekoppelt ist, wobei der Erfassungsschaltkreis auf Signale von dem Oszillator sowie die Anwesenheit der Kapazitanz eines Körpers eines Bedieners reagiert, der mit einem der Berührungsterminals gekoppelt ist, wenn es durch einen Bediener angenähert oder berührt wird, um ein Steuerungsausgangssignal zu erzeugen, wobei der Erfassungsschaltkreis Mittel umfasst, um das Steuersignal zu erzeugen, falls die erfasste Kapazitanz eines Körpers zur Erde einen Schwellwert übersteigt.
Schaltkreis nach Anspruch, wobei der Oszillator ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 800 kHz oder größer vorsieht.
Schaltkreis nach Anspruch 1, der darüber hinaus eine Gleichstromversorgung einschließt, als Versorgung für den Oszillator und als Referenz bezüglich einer externen Masse.
Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei das periodische Ausgangssignal, welches durch den Oszillator vorgesehen wird, ein Rechteckwellenausgangssignal ist, wobei der Oszillator einen Rechteckwellengenerator zur Erzeugung einer Rechteckwelle einschließt sowie eine Vielzahl von aktiven Elementen, die mit einem Ausgang des Rechteckwellengenerators gekoppelt sind, um die Kontur des Rechteckwellenausganges desselben zu puffern und zu verbessern.
Schaltkreis nach Anspruch 1, der darüber hinaus einen getrennte Massengenerator einschließt, der mit dem Oszillator gekoppelt ist, um das Rechteckwellen ausgangssignal aufzunehmen, wobei der getrennt Massegenerator einen getrennten Massebezug für den Erfassungsschaltkreis generiert, die auf eine feste darunterliegende Spannung gesetzt ist und dem Rechteckwellenausgangssignal folgt.
Schaltkreis nach Anspruch 5, wobei der Erfassungsschaltkreis durch das Rechteckwellenausgangssignal des Oszillators und der getrennten Massereferenz des getrennte Massegenerators versorgt wird, um die Empfindlichkeit des Erfassungsschaltkreises gegenüber der Berührung eines Berührungsterminals durch den Körper eines Bedieners zu erhöhen.
Schaltkreis nach Anspruch 6, wobei der Erfassungsschaltkreis einen Microcontroller und einen Ladungspumpenschaltkreis einschließt, der zwischen den Eingabeberührungsterminals und den Microcontroller geschaltet ist.
Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei der Erfassungsschaltkreis einen Microcontroller und einen Ladungspumpenschaltkreis einschließt, der zwischen den Eingabeberührungsterminals und den Microcontroller geschaltet ist.
Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei der Erfassungsschaltkreis einen Microcontroller und einen Berührungsschaltkreis einschließt, der zwischen den Eingabeberührungsterminals und den Microcontroller geschaltet ist.
Schaltkreis nach Anspruch 9, der darüber hinaus eine Vielzahl von Berührungsschaltkreisen hat, die jeweils mit den Eingabeberührungsterminals verbunden sind.
Schaltkreis nach Anspruch 10, wobei der Microcontroller das periodische Ausgangssignal, welches er von dem Oszillator erhält, selektiv an jeden der Berührungsschaltkreise anlegt, um jeden Berührungsschaltkreis separat zu aktivieren.
Berührungsgesteuerter Schaltkreis, umfassend: einen Oszillator, der ein Rechteckwellenausgangssignal mit einer Frequenz von 50 kHz oder mehr zur Verfügung stellt; ein Berührungsterminal, das eine dielektrische Abdeckung aufweist, welches ein Eingabeterminal für die Kopplung an die Körperkapazitanz eines Bedieners zur Erde definiert; und einen Ladungspumpenschaltkreis, der mit dem Oszillator gekoppelt ist, um das Rechteckwellenausgangssignal zu empfangen und der mit dem Berührungster minal gekoppelt ist, wobei der Ladungspumpenschaltkreis einen Ausgangspol besitzt, der ein Ausgangssignal mit einer Spannung abgibt, die variiert, wenn das Berührungsterminal durch den Körper eines Bedieners berührt oder angenähert wird, wobei die Spannung des Ausgangssignals als eine Funktion des Bereichs des Berührungsterminals, das vom Bediener angenähert oder berührt wird, variiert; wobei der Ladungspumpenschaltkreis zumindest eine Hochgeschwindigkeitsdiode einschließt, die zwischen den Oszillator und das Berührungsterminal geschaltet ist, um eine Empfindlichkeit gegenüber höheren Frequenzen zu verbessern, bei denen die Ladungspumpe auf eine feste Körperkapazitanz zur Erde an dem Berührungsterminal reagiert.
Berührungssteuerungsschaltkreis nach Anspruch 12, der darüber hinaus eine Gleichstromversorgung einschließt, um den Oszillator und eine Referenz gegenüber einer externen Masse mit Energie zu versorgen.
Berührungssteuerungsschaltkreis nach Anspruch 12, wobei der Oszillator einen Rechteckwellengenerator zur Erzeugung einer Rechteckwelle einschließt sowie eine Vielzahl von aktiven Elementen, die mit einem Ausgang des Rechteckwellengenerators verbunden sind, um die Kontur des Rechteckwellenausganges desselben zu puffern und zu verbessern.
Berührungssteuerungsschaltkreis nach Anspruch 12, der darüber hinaus einen getrennte Massegenerator einschließt, der mit dem Oszillator zur Aufnahme des Rechteckwellenausgangssignals gekoppelt ist, wobei der getrennte Massegenerator eine getrennte Massenreferenz für den Ladungspumpenschaltkreis generiert, die auf eine niedrigere feste Spannung gesetzt ist und das Rechteckwellenausgangssignal verfolgt.
Berührungssteuerungsschaltkreis nach Anspruch 15, wobei der Ladungspumpenschaltkreis durch ein Rechteckwellenausgangssignal versorgt wird, welches durch den Oszillator und die getrennte Massenreferenz, welche durch den getrennte Massegenerator zur Verfügung gestellt wird, versorgt wird, um die Empfindlichkeit des Ladungspumpenschaltkreises gegenüber einer Berührung des Berührungsterminals durch den Körper eines Bedieners zu erhöhen.
Berührungssteuerungsschaltkreis nach Anspruch 12, wobei der Oszillator ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 800 kHz oder mehr erzeugt.
Kapazitiver Reaktionselektronikschaltkreis, umfassend: einen Oszillator, der ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 50 kHz oder mehr zur Verfügung stellt, wobei ein Substrat eine Vielzahl von Eingabeberührungsterminals aufweist, die einen Bereich für einen Bediener bestimmen, um eine Eingabe durch Annäherung und Berührung zur Verfügung zu stellen, die aus der Kapazitanz des Körpers eines Bedieners zur Erde resultiert, wie diese durch die Eingabeberührungsterminals erfasst wird; eine Abdeckung, die das Substrat überdeckt und in Kontakt mit dem Substrat ist; und einen Erfassungsschaltkreis, der mit dem Oszillator zur Aufnahme des periodischen Signales von dem Oszillator gekoppelt ist und der mit den Eingabeberührungsterminals verbunden ist, wobei der Erfassungsschaltkreis auf Signale von dem Oszillator und die Anwesenheit der Körperkapazitanz eines Bedieners reagiert, die mit den Berührungsterminals gekoppelt ist, wenn sie durch einen Bediener angenähert oder berührt werden, um ein Steuerungsausgangssignal zu erzeugen, wobei der Erfassungsschaltkreis Mittel zum Erzeugen des Steuersignals umfasst, wenn die erfasste Kapazitanz eines Körpers zur Erde einen Schwell- wert übersteigt.
Schaltkreis nach Anspruch 18, wobei der Oszillator ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 800 kHz oder mehr zur Verfügung stellt.
Kapazitiver Reaktionselektronikschaltkreis, umfassend: einen Oszillator, der ein periodisches Ausgangssignal mit einer vorbestimmten Frequenz zur Verfügung stellt; ein kuppelförmiges Berührungsterminal, welches einen Bereich für einen Bediener definiert, um eine Eingabe durch Annäherung und Berührung vorzusehen, wobei die Kuppelform des Berührungsterminals in einer Weise konstruiert ist, um der Handfläche einer menschlichen Hand ergonomisch zu entsprechen und ein Erfassungsschaltkreis, der mit dem Oszillator zur Aufnahme des periodi schen Ausgangssignales von dem Oszillator gekoppelt ist und der mit den Eingabeberührungsterminals verbunden ist, wobei der Erfassungsschaltkreis auf Signale von dem Oszillator und die Anwesenheit der Körperkapazitanz eines Bedieners reagiert, die mit dem Berührungsterminals gekoppelt ist, wenn sie durch einen Bediener berührt werden, um ein Steuerungsausgangssignal zu erzeugen, wobei der Erfassungsschaltkreis Unterscheidungsmittel zum Unterscheiden zwischen einer Annäherung und einer Berührung des kuppelförmigen Berührungsterminals durch die Handfläche einer menschlichen Hand und eine Annäherung und Berührung durch einen menschlichen Finger umfasst.
Kapazitives Reaktionselektronikschaltverfahren umfassend: Zur Verfügung stellen eines Oszillators, der ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 50 kHz oder größer aufweist; aufweisen einer Vielzahl von Eingabeberührungsterminals auf einem isolierenden Substrat, um einen Bereich für einen Bediener zu bestimmen, um eine Eingabe durch Annäherung und Berührung mit dem Oszillator zur Verfügung zu stellen; Abdecken der Vielzahl der Eingabeberührungsterminals mit einer Abdeckung, die das isolierende Substrat berührt; und Feststellen des periodischen Ausgangssignals des Oszillators und Darstellen von Änderungen in dem Ausgangssignal als Antwort auf die Anwesenheit der Kapazitanz eines Körpers eines Bedieners, die mit dem Berührungsterminal, falls es durch den Bediener angenähert oder berührt wird, verbunden ist; und Erzeugen eines Steuerausgangssignals von der Erfassungsschaltung wenn die Kapazitanz des Körpers, die mit dem Berührungsterminal verbunden ist, einen Schwellwert überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei der Oszillator ein periodisches Ausgangssignal zur Verfügung stellt, dass eine Frequenz von 800 kHz oder mehr aufweist.
Verfahren nach Anspruch 21, ferner umfassend das zur Verfügung stellen von Energie an den Oszillator aus einer DC-Energieversorgung.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei das periodische Ausgangssignal, das von dem Oszillator zur Verfügung gestellt wird, ein Rechteckwellenausgangssignal ist und wobei eine Vielzahl von aktiven Elementen mit einem Ausgang des Rechteckwellengenerators verbunden sind und den Rechteckwellenausgang davon puffern und formen.
Verfahren nach Anspruch 24, ferner umfassend das Erzeugen eines getrennten Massebezugs für den Erfassungsschaltkreis, der unterhalb einer festen Spannung festgesetzt wird und dem Rechteckwellenausgangssignal folgt.
Verfahren nach Anspruch 25, wobei der Erfassungsschaltkreis von dem Rechteckwellenausgangssignal mit Energie versorgt wird, der von dem Oszillator zur Verfügung gestellt wird, und der getrennte Massebezug von dem getrennten Masse Generator zur Verfügung gestellt wird, um die Sensitivität des Erfassungsschaltkreises bei der Berührung des Berührungsterminal durch einen Körper eines Bedieners zu erhöhen.
Verfahren nach Anspruch 21, ferner umfassend das zur Verfügung stellen einer Vielzahl von Eingabeberührungsterminals bzw. einer Vielzahl von Berührungsschaltkreisen, die mit der Vielzahl von Eingabeberührungsterminals verbunden sind.
Verfahren nach Anspruch 27, umfassend selektiv an jedes der Berührungsschaltkreise abgegebene periodische Ausgangssignale, die von dem Oszillator erhalten werden, um jeden Berührungsschaltkreis separat zu aktivieren.