DE19538309A1

DE19538309A1 - Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und einem oder mehreren Hindernissen

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Publication number: DE19538309A1
Application number: DE19538309A
Authority: DE
Inventors: Ernst Dipl Ing Lissel; Ralf Dipl Ing Mende; Hermann Prof Rohling
Original assignee: Volkswagen AG
Current assignee: Volkswagen AG
Priority date: 1995-10-14
Filing date: 1995-10-14
Publication date: 1997-04-17
Anticipated expiration: 2015-10-15
Also published as: DE19538309C2; GB2306262B; US5757308A; FR2739940B1; GB9621249D0; GB2306262A; FR2739940A1

Description

Die Erfindung betrifft ein CW-Radarverfahren zur gleichzeitigen Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und einem oder mehreren Hin dernissen, bei dem das Sendesignal aus frequenzkonstanten, ohne zeitlichen Abstand zueinander folgenden Bursts oder Abschnitten besteht.

Die Radartechnik hat zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten bislang primär im Luftverkehr Anwendung gefunden. Dort geht es um die Erfassung eines Abstandsbereichs zwischen einigen Hundert Metern bis zu vielen Kilometern. Demgegen über erfordern die besonderen Verhältnisse im Straßenverkehr die Erfassung eines Abstandsbereichs von weniger als einem Meter bis zu über hundert Metern. Darüber hin aus müssen entsprechende fahrzeugautarke Abstandswarn- und Sicherungsanlagen angesichts der üblicherweise gegenüber Luftverkehrsstrecken unübersichtlichen und komplizierten Straßenszene relativ viele Hindernisse gleichzeitig mit möglichst vielen cha rakteristischen Daten erfassen können. Grundsätzlich ist die Erfassung von drei Daten, nämlich Abstand zwischen Fahrzeug und Hindernis, Relativgeschwindigkeit zwischen Fahrzeug und Hindernis und Amplitude des am Hindernis reflektierten Sendesignals zur Gewinnung einer Aussage über die Größe des Hindernisses erwünscht. Eine weitere Anforderung an ein fahrzeugautark durchzuführendes Radarverfahren besteht in einer kostengünstigen Realisierung, da andernfalls ein Serieneinsatz im Fahrzeug wirtschaftlich nicht zu vertreten ist.

Bekannte Radarverfahren, die eine gleichzeitige Abstands- und Relativgeschwindigkeits messung von mehreren Hindernissen gestatten (Kleinheubacher Berichte 1991, Band 35, Seite 731 bis 740), sind demgegenüber nur mit extrem hohem Aufwand zu realisieren, da durch hohe Frequenzhube hohe Differenzfrequenzen entstehen mit einer zu verarbei tenden Bandbreite, die für kommerzielle Signalprozessoren zu groß ist.

Zur Umgehung dieses Nachteils wird in der deutschen Offenlegungsschrift DE 42 44 608 A1 ein CW-Radarverfahren vorgeschlagen, bei dem das von einem Oszillator erzeug te Sendesignal in frequenzkonstante, ohne Abstand aufeinander folgende Bursts (Abschnitte) zerlegt ist. Das an den Hindernissen reflektierte Empfangssignal wird dabei in einem zweikanaligen IQ-Mischer mit dem Sendesignal in das Basisband herunterge mischt. Der IQ-Mischer liefert ein komplexes, relativ niederfrequentes Mischerausgangs signal, welches zur Gewinnung von Signalen für die Abstände und Relativgeschwindig keiten mehrerer Hindernisse genutzt wird.

Während eines Meßzyklusses werden bei dem beschriebenen Verfahren vier Messungen mit unterschiedlichen Sendesignalen durchgeführt. In einer ersten Messung erzeugt der Oszillator zeitlich aufeinander folgende Bursts mit einer Folge von einem Minimal- auf einen Maximalwert linear inkremental ansteigender Frequenz und danach eine Folge von Bursts mit von dem Maximalwert auf den Minimalwert linear inkremental abfallender Frequenz, wobei in beiden Messungen am Ende jedes reflektierten Bursts ein komplexer Abtastwert erfaßt und durch Mischen mit den Sendesignal-Bursts erste bzw. zweite Inphase- und Quadraturphasesignale für die Abstände und die die Relativgeschwindigkei ten gewonnen werden. Während einer dritten Messung besteht das Sendesignal aus fre quenzgleichen Bursts. Hier wird am Ende jedes reflektierten Bursts ein komplexer Abtast wert zur Gewinnung dritter Inphase- und Quadraturphasesignale für die Relativge schwindigkeiten zwischen dem Fahrzeug und den Hindernissen durch Mischen mit den Bursts des Sendesignals erfaßt. Alle Mischerausgangssignale der drei Messungen wer den mit Fouriertransformationen in relativgeschwindigkeits- und abstandsabhängige Fre quenzwerte umgewandelt, die in einem Relativgeschwindigkeits-Abstands-Diagramm drei Scharen sich schneidender Geraden darstellen, deren Schnittpunkte potentielle Hinder nisse wiedergeben. Dabei kann es sich um tatsächliche Hindernisse oder aber auch um Geisterhindernisse handeln, die durch die mathematische Verknüpfung hervorgerufen wurden. Aus diesem Grund wird während einer vierten Messung ein Sendesignal ausgesendet, dessen Bursts jedoch nicht monoton einander folgen, sondern entspre chend den Koeffizienten eines Restklassen-Codes angeordnet sind. Das während der vierten Messung reflektierte Empfangssignal setzt sich aus der Überlagerung sämtlicher Objektreflexionen mit unterschiedlicher Amplitude und Phase zusammen. Die Überprü fung auf Richtigkeit und Eindeutigkeit aller Schnittpunktparameter der Geraden im Geschwindigkeits-Abstands-Diagramm, die sich aus den ersten drei Messungen ergeben, erfolgt dadurch, daß für jedes der potentiellen Hindernisse ein Mischerausgangssollsignal für das Sendesignal der vierten Messung generiert wird, das dann mit dem Istmischerausgangssignal der vierten Messung korreliert wird. Die besonderen Korrela tionseigenschaften des Restklassen-Codes liefern nur für reale Hindernisse einen hohen Korrelationswert und einen niedrigen für Geisterhindernisse. Die Korrelation beginnt mit dem amplitudenstärksten Objekt. Wird ein reales Hindernis ermittelt, so wird das ent sprechende Mischerausgangssollsignal vom Istmischerausgangssignal subtrahiert und die Korrelation in fallender Reihenfolge der Amplitude fortgesetzt, wobei während der Korre lation mit einer normierten Amplitude des Mischerausgangssollsignals gearbeitet wird und nur der Phasenanteil der komplexen Signale betrachtet wird.

Der bei dem bekannten Verfahren verwendete IQ-Mischer zur Gewinnung von Inphase- und Quadraturphasesignalen bedingt jedoch eine Reihe von Fehlern, so beispielsweise Offsetfehler, Übersprechen des Modulationssignals auf dem I- und Q-Ausgang, Unsymmetrien der Empfindlichkeit von I- und Q-Ausgang und Orthogonalfehlern zwi schen dem I- und Q-Ausgang, so daß eine komplizierte Vorbehandlung der Radardaten im Zeitbereich sowie eine Fehlerkalibrierung notwendig wird.

Dementsprechend besteht die Aufgabe der Erfindung darin, das bekannte CW-Radarver fahren derart weiter zu entwickeln, daß eine aufwendige Fehlerkalibrierung und Vorbe handlung der Radar-Daten vermieden wird und eine vereinfachte Radareinrichtung zum Einsatz kommen kann.

Die Erfindung wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs gelöst, vorteilhafte Aus- und Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen dargestellt.

Erfindungsgemäß erfolgt eine kohärente Demodulation der an den Hindernissen reflektier ten Empfangssignale mit Hilfe der ausgesendeten Sendesignale durch nur einen Mischer, dessen Ausgangssignal nicht das Signal einer Phasen- sondern einer Amplitudenkurve ist, das wiederum die Grundlage für eine ihrer Struktur, gegenüber dem bekannten Ver fahren, neuen Signalauswertung bildet.

Die Erfindung besteht demzufolge darin, aus dem Sendesignal durch Anwendung einer abgestimmten Sendesignalform mit Hilfe von nicht komplex abgetasteten Radar-Rohda ten die Ermittlung von Zielparametern (Abstand und Relativgeschwindigkeit zu einem oder mehreren Hindernissen) durchführen zu können und diese Zielparameter unter Zuhilfenahme eines besonderen Berechnungsverfahrens als richtig oder falsch einstufen zu können. Mit dem vorliegenden Verfahren können deshalb in einer typischen Nahbe reichs-Radaranwendung Hindernisse mit hoher Wahrscheinlichkeit und darüber hinaus mit einer sehr niedrigen Falschalarmrate detektiert werden. Die entscheidenden Vorteile des neuartigen Radarverfahrens begründen sich vor allem durch den einfachen Aufbau der Radareinrichtung. Dadurch ist auch die Signalverarbeitung weit weniger komplex als bei dem herkömmlichen, zweikanalig arbeitenden Verfahren. Die dort strukturbedingt auftretenden typischen Probleme, wie zum Beispiel Nichtorthogonalitäten oder Ampli tudendifferenzen der Mischer sind nicht vorhanden, so daß eine komplizierte Vorbehand lung der Radar-Rohdaten im Zeitbereich vermieden werden kann.

Gemäß einer vorteilhaften Ausbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird während einer ersten Messung der Oszillator der Radareinrichtung im Sinne der Erzeugung zeitlich ohne Abstand aufeinander folgender, frequenzkonstanter Bursts mit in dieser Folge von einem Minimal- auf einen Maximalwert linear inkremental ansteigender Frequenz und mit durch die gewünschte Auflösung gegebener Anzahl angesteuert. Während einer zweiten Messung wird der Oszillator im Sinne der Erzeugung entsprechender Bursts mit von dem Maximalwert auf den Minimalwert linear inkremental abfallender Frequenz angesteuert, wobei durch Mischen der Bursts des Sende- und Empfangssignals der beiden Messungen jeweils reelle Mischerausgangssignale einer Amplitudenkurve für Abstände und die Rela tivgeschwindigkeiten zu den Hindernissen erhalten werden. Während einer dritten Mes sung wird demgegenüber der Oszillator im Sinne der Erzeugung frequenzkonstanter Bursts gleicher Frequenz angesteuert und durch Mischen des Sendesignals mit dem reflektierten Empfangssignal ein reelles Mischerausgangssignal einer Amplitudenkurve für die Relativgeschwindigkeit zwischen dem Fahrzeug und den Hindernissen erhalten. Die reellen Mischerausgangssignale der ersten drei Messungen werden nun mittels Fourier transformationen in relativgeschwindigkeits- und abstandsabhängige Frequenzwerte verwandelt, die in einem Relativgeschwindigkeit-Abstands-Diagramm Scharen sich schneidende Geraden darstellen, deren Schnittpunkte potentielle Hindernisse wiederge ben. Diese potentiellen Hindernisse können sowohl reale als auch durch die mathematische Verknüpfung entstandene Geisterhindernisse darstellen.

Zur Eliminierung der Geisterhindernisse wird während einer vierten Messung der Oszilla tor im Sinne der Erzeugung zeitlich aufeinander folgende Bursts mit Frequenzen einer Korrelationscodierung angesteuert und durch Mischen der frequenzcodierten Bursts des Sende- und Empfangssignals ein reelles Mischerausgangssignal erfaßt und ein Vergleich des Mischerausgangssignals mit von den Schnittpunkten im Relativgeschwindigkeits- Abstands-Diagramm abgeleiteten Mischersollausgangssignalen durchgeführt.

Vorzugsweise wird während der vierten Messung der Oszillator im Sinne der Erzeugung seitlich aufeinander folgender Bursts eines Restklassen-Codes gemäß der Beziehung:

f_n4(t) = f_t + f_inkr (Aⁿmod (P))

mit n = 0 . . . N-1, worin N = P-1, P = Primzahl, A = natürliche Zahl, die für die jewei lige Länge N so gewählt ist, daß N unterschiedliche Koeffizienten entstehen, f_t = Trägerfrequenz des Oszillators und f_inkr = Frequenzinkrement, angesteuert.

Zur Eliminierung der während der Verknüpfung der relativgeschwindigkeits- und abstandsabhängigen Frequenzwerte aus den ersten drei Messungen entstandenen Geister hindernisse wird aus den den Schnittpunkten im Relativgeschwindigkeits-Entfer nungs-Diagramm zugeordneten Geschwindigkeiten und Abständen jeweils ein Mischer sollausgangssignal unter Einbeziehung des Sendesignals der vierten Messung ermittelt und mit dem tatsächlichen Mischerausgangssignal (Istwert) der vierten Messung derart korreliert, daß bei einem realen Hindernis ein über einem vorgegebenen Schwellwert lie gender Korrelationswert und bei einem Geisterhindernis ein unterhalb des Schwellwerts liegender Korrelationswert erhalten wird.

Da durch den Einsatz eines einkanaligen Mischers nur ein Mischerausgangssignal einer Amplitudenkurve erhalten wird, die Korrelation jedoch mit dem Phasenanteil des Mischersollausgangssignal durchgeführt wird, erfolgt die Lösung dieses Problems, indem die Korrelation bei verschiedenen angenommenen Anfangs- bzw. Grund-Phasenwinkeln vorgenommen wird, bis der größte Korrelationswert gefunden ist. Trotz dieser Näherung entsteht bei einem Geisterhindernis kein hoher Korrelationswert.

Das tatsächliche Mischerausgangssignal der vierten Messung beinhaltet die Summe aller reflektierten Empfangssignale sämtlicher Ziele. Aus diesem Grund erfolgt die Korrelation mit den Mischersollausgangssignalen aller potentiellen Hindernisse iterativ, d. h. es wird mit dem amplitudenstärksten Hindernis begonnen und dessen Mischersollausgangssignal vom tatsächlichen Mischerausgangssignal subtrahiert, wenn es sich bei diesem Hindernis um ein reales Hindernis gehandelt hatte. Die Korrelation mit dem Mischersollausgangssignal des nächsten Hindernisses erfolgt nun mit dem neuen Mischerausgangssignal. Der Vorgang wird in fallender Reihenfolge so lange fortgesetzt, bis ein gesetzter Schwellwert unterschritten wird.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels näher beschrieben.

Die zugehörigen Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild einer bei dem erfindungsgemäßen Verfahren benutzten Radareinrichtung,

Fig. 2 den Verlauf des Sendesignals während eines Meßzyklusses,

Fig. 3 die Verläufe des Sende- und Empfangssignale der Messungen A und B und

Fig. 4 die während der Messungen A, B und C ermittelten Frequenzen in einem Geschwindigkeits-Abstands-Diagramm.

Betrachtet man zunächst das Blockschaltbild der Fig. 1 so gliedert sich die Radarein richtung in einen Hochfrequenz- oder Mikrowellenteil H und einen Signalverarbeitungsteil S. Der spannungsgesteuerte Oszillator 1, der in üblicher Weise ein kontinuierliches Mikrowellensignal erzeugt, dessen Frequenz beispielsweise mittels einer Varactordiode über mehrere 150 MHz proportional zu einer Steuer-Modulationsspannung f(t) verändert werden kann, dient bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Erzeugung eines Sende signals s_n(t) mit jeweils frequenzkonstanten Bursts, die über den Koppler 2 und den Zir kulator 3, dessen Arbeitsrichtung durch den Pfeil angegeben ist, zur Sende- und Emp fangs-Antenne 4 gelangen. Mit 5 ist ein auf der Fahrbahn vor dem mit der Radareinrich tung ausgerüsteten Fahrzeug befindliches Hindernis bezeichnet. Die Wege der Sende signale s_n(t) und der Empfangssignale e_n(t) sind durch Pfeile gekennzeichnet.

Der Zirkulator 3 trennt die Sendesignale s_n(t) von den reflektierten Empfangssignalen e_n(t), so daß nur die Empfangssignale zu dem rechten Eingang des einkanaligen Mischers 6 gelangen, während zu dem in der Figur linken Eingang die durch den Koppler 2 ausge koppelten Sendesignale s_n(t) geführt werden. Der einkanalige Mischer 6 bildet die Diffe renzfrequenz zwischen Sende- und Empfangssignal als reelles Mischerausgangssignal m_n(t), das zunächst in analoger Form vorliegt. In dem nachgeschalteten Analog-Digital- Wandler 7 erfolgt eine Umsetzung in digitale Signale, die der Signalverarbeitungseinrich tung 9 zugeführt werden, an deren Ausgänge 10 bis 12 dann Signalwerte für den jeweiligen Abstand, die Relativgeschwindigkeit und die Amplitude, d. h. die Hindernis größe vorliegen. Die Signalverarbeitungseinheit 9, der der Taktgeber 13 zugeordnet ist, dient seinerseits über den Code-Generator 14 zur Erzeugung der Steuerspannung f(t) für den Oszillator 1.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird das in frequenzkonstante Bursts ohne zeitli chen Abstand zueinander zerlegte Sendesignal s_n(t), dessen Sendefrequenz f über der Zeit t in Fig. 2 dargestellt ist in vier unterschiedlichen Blöcken A-D ausgesendet, wobei die Messungen in den Blöcken A, B und C zur Erfassung der Hindernisse und die sich anschließende Messung im Block D zur Aussortierung von dabei erzeugten Scheinhindernissen dient. Das einmalige Aussenden aller vier Blöcke A-D (Meßzyklus) umfaßt im Ausführungsbeispiel insgesamt einen Zeitraum vom 9,21 Millisekunden. Der Meßzyklus wird dabei zyklisch ausgestrahlt, wobei die maximale Wiederholfrequenz demnach 108,5 Hz beträgt.

Alle vier Messungen erfolgen sequentiell, d. h. es erfolgt zunächst die Messung A dann entsprechend die Messung B und sofort. Während der Messung A wird der Oszillator 1 der Radareinrichtung gemäß Fig. 1 durch eine entsprechende Steuerspannung so angesteuert, daß er ausgehend von einer Mindestfrequenz eine linear inkremental auf einen Maximalwert ansteigende Folge von Bursts erzeugt. Die Frequenz des modulierten Sendesignals kann dabei mit folgender Formel:

f_n1(n) = f_t + n·f_i

angegeben werden, wobei n im Bereich von 0 bis 255 liegt, die Trägerfrequenz f_t = 76 GHz beträgt und der kleinste mögliche Frequenzsprung im modulierten Sendesignal

ist.

Während der Messung B erzeugt der Oszillator 1 dagegen nunmehr ausgehend von der Maximalfrequenz, eine lineare Folge von Bursts mit entgegengesetzter Steigung, so daß schließlich wieder die Mindestfrequenz erreicht wird. Die Frequenz des modulierten Sendesignals läßt sich dabei wie folgt angeben:

f_n2 (n) = f_t + (255-n)·f_i

Demgegenüber erfolgt während der Messung C die Aussendung von 256 Bursts, die alle dieselbe Frequenz besitzen:

f_n3(n)= f_t + 128·f_i

Während des Blocks D entspricht die Frequenz des modulierten Sendesignals einem Restklassencode, im Ausführungsbeispiel der Formel:

f_n4(n) = f_t + 110·f_i + (5^m mod 37)·f_i,

wobei n im Bereich von 0 bis 71 und

ist.

Das während der ersten drei Messungen A, B, C reflektierte Empfangssignal e_n(t), das mit der Formel

e_n(t) = a·cosω_et,

wobei a der nomierte Empfangspegel ist, angegeben werden kann, wird mit dem Sende signal s_n(t) der Formel

s_n(t) = cosω_nt mit ω_n = 2πf_n

abgemischt. Das entsprechende Mischerausgangssignal m_n(t) hat dann die Formel:

wobei T_r die Signallaufzeit, f_d die Dopplerfrequenz und ω_d = 2π f_d die Dopplerkreisfrequenz ist.

Für den Signalblock der Messung A hat es beispielsweise die Formel:

Durch die Abtastung zum Zeitpunkt t_a und den diskreten Sendefrequenzverlauf lautet die Gleichung nunmehr in zeitdiskreter Schreibweise:

wobei ω_n1 = ω_t + n·ω_i mit n = 0 bis 255, und T_a = Abtastperiode ist.

Die Terme ω_tT_r und ω_dT_r werden für die Dauer einer Messung A, B oder C als konstant angenommen. Sie stellen eine konstante, für die weiteren Betrachtungen nicht wesent liche Anfangsphase dar. Tatsächlich sind diese Annahmen gerechtfertigt, da eine Drift der Trägerfrequenz nur über einen längeren Zeitraum erfolgt und der Term ω_dT_r durch die begrenzten Relativgeschwindigkeiten und -beschleunigungen bei Kraftfahrzeugen wäh rend eines Meßzyklusses vernachlässigbare Veränderungen erfährt.

Ausgegangen wird daher von dem Mischerausgangssignal:

mit ω_i = 2 πf_i.

Unter Einführung von N = 256, n = 0 . . . N-1,

läßt sich die Gleichung erneut umformen:

Der Term k = f_dT_block kann Werte zwischen 0 und 127 annehmen. Für I = f_hubT_r gilt das ebenso, k entspricht einem von 128 Toren, in die der Geschwindigkeits-Eindeutig keitsbereich unterteilt ist, I ist die Nummer des Entfernungstores, die der tatsächlichen Entfernung eines Reflexionsobjektes entspricht.

Die während der ersten drei Messungen A, B und C gebildeten Mischerausgangssignale m_n(t) werden jeweils mit einem Hammingfenster gewichtet und mittels Fouriertransfor mationen

r= 0 . . . 127, I = Messung A, B oder C, werden die Rohdaten in den Frequenzbereich transformiert, dabei ermöglichen die beiden ersten Messungen A und B für ein Hindernis, das sich durch eine hohe Reflexionsintensität hervorhebt, die gleichzeitige Messung von Abstands- und Relativgeschwindigkeit. In Fig. 3 sind in einem Frequenz-Zeit-Diagramm die Verläufe des Sendesignals s_n(t) und des reflektierten Empfangssignals e_n(t) der Messungen A und B wiedergegeben. Mit L ist die Echolaufzeit, mit Δf_Doppler die Dopp lerfrequenz bezeichnet. Daraus sowie aus den Frequenzdifferenzen Δf_up und Δf_down ergeben sich für die Relativgeschwindigkeit und den Abstand bzw. die Entfernung die Beziehung

Messung A und B liefern infolge der Mehrdeutigkeit der mathematischen Beziehungen kein eindeutiges Ergebnis für mehr als 1 Ziel. Messung C trägt dazu bei, die Mehrdeutig keiten stark einzuschränken.

Jede nach den Messungen A, B und C ausgeführte Fouriertransformation liefert im Aus führungsbeispiel 128 spektrale Fenster. Dabei sind auftretende Spektrallinien durch Reflexionen von Hindernissen begründet. Bezüglich der ersten und zweiten Messung gelten die angegebenen Bezeichnungen. In Messung C sind die durch die Maxima ange zeigten Frequenzen gleich den Dopplerfrequenzen der Hindernisse.

Die durch die Fouriertransformation entstehenden Amplituden-Spektren werden, um ein deutige Entfernungs- und Geschwindigkeitsbereiche zu erhalten, erweitert und verscho ben. Algorithmen, die relative und absolute Maxima suchen und diese mit einer adapti ven Schwelle vergleichen, die für jeden Block des erhaltenen Empfangssignals während der Messungen A, B und C separat gebildet wird, führen zu Listen von relevanten Spektrallinien, deren Lage im Spektrum durch die Parameter k und l eines jeden Hinder nisses bestimmt ist. Ausgehend davon erfolgt die Suche nach potentiellen Hindernissen in einem Geschwindigkeits-Entfernungs-Diagramm (Fig. 4), wobei k = Relativge schwindigkeit zwischen Fahrzeug und Hindernis und l = der Abstand zum Hindernis ist.

In dem Geschwindigkeits-Entfernungs-Diagramm werden die in den drei Messungen A, B, C ermittelten Frequenzen durch Scharen sich schneidender Geraden gekennzeichnet, die jeweils potentielle Hindernispositionen darstellen. Die Geraden A1, A2 und A3 beziehen sich auf die Messung A, die Geraden B1, B2 und B3 auf die Messung B und die Geraden C1, C2 und C3 auf die Messung C. Nach Verknüpfung der Meßergebnisse kommen als potentielle Hindernisse nur noch die Dreifach-Schnittpunkte der Geraden A1 bis C3 in Frage. Dabei kann es sich um tatsächliche Hindernisse H1, H2 und H3 oder aber um ein Geisterhindernis H4 handeln, das durch die mathematische Verknüpfung hervorgerufen wurde.

Die Liste der in den Messungen A, B und C ermittelten, vermeintlichen Ziele H1-H4 wird einer iterativen, auf einer Korrelation basierenden Überprüfung unterzogen, indem das Mischerausgangssignal m_n4(t) der Messung D mit zu der gemessenen Entfernung l und Relativgeschwindigkeit k passenden errechneten Mischersollausgangssignal der Schnittpunkte H1-H4 korreliert wird. Die Korrelation beginnt mit dem amplitudenstärk sten Hindernis, wobei als Amplitudenmaß das Minimum aus den Messungen A, B oder C verwendet wird. Diese Vorgehensweise schließt mit großer Sicherheit fehlerhaft detektierte Ziele und solche, die außerhalb des relevanten Entfernungs- und Geschwindigkeitsbereiches liegen, aus. Für diese Korrelationsüberprüfung steht das Mischerausgangssignal m_n4(t) der Messung D zur Verfügung. Mit ihm wird das Mischer ausgangssollsignal korreliert, das zu den Koordinaten des pegelstärksten Hindernisses (H1-H4) paßt. Handelt es sich um ein reales Hindernis H1 bis H3, dann wird das Pro dukt aus Mischerausgangssignal und Mischersollausgangssignal einen entsprechend der Zielamplitude hohen Korrelationswert W zur Folge haben. Handelt es sich andererseits um ein Geisterhindernis H4, wird die Korrelation mit dem Mischersollausgangssignal einen kleinen Korrelationswert ergeben.

Im weiteren wird das Korrelationsverfahren zur Eliminierung der Geisterhindernisse näher beschrieben.

Ein reales Hindernis mit der Nummer p = 0 . . . P-1 erzeugt bei der vierten Messung D ein Mischerausgangssignal

mit T_rp = Signallaufzeit und ω_dp = Dopplerkreisfrequenz das näherungsweise wegen

ω_n4(n) = ω_t + 110·ω_i + (5^m mod 37)·ω_i

ω_m4(m) = ω_t + 110·ω_i + (5^m mod 37)·ω_i

und

auch angegeben werden kann mit

wobei ω_dp und T_rp die Kenngrößen dieses Hindernisses sind. Nach dem Einsetzen der Frequenzcodierung x(n) für das Sendesignal s_n4(t) erhält man

Der konstante Phasenterm wird dabei abgekürzt mit

ϕ_cp = ω_dpT_rp + ω_tT_rp + 110·ω_iT_rp

somit wird

Das Argument bildet dabei eine Phasenfolge ϕ_np (n) mit n = 0 . . . 71 bzw. ϕ_mp (m) mit m = 0 . . . 35, die durch x(n), ω_pd und T_rp bestimmt ist. Sie entsteht im empfangenen Signal nur dann, wenn tatsächlich ein reelles Hindernis (Reflexionsobjekt) mit der Laufzeit T_rp und der Dopplerkreisfrequenz ω_dp vorliegt. Das stationäre Einzelziel mit der Nummer p = 0 im Abstand

erzeugt zum Beispiel die Phasenfolge:

Ein Geisterziel erzeugt dagegen nur eine stochastische Phasenfolge.

Der Anfangswinkel ϕ_co kann aus den gemessenen Zielkoordinaten des Hindernisses nicht bestimmt werden, da kein exakter Wert für die Trägerfrequenz ε_t zur Verfügung steht. Eine nur geringe Drift derselben verursacht jedoch eine erhebliche Veränderung des Anfangswinkels ϕ_co. Das Problem wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Korrelation mehrfach mit verschiedenen Winkel ϕ_co, beispielsweise in Schritten von 15 Grad-30 Grad vorgenommen wird, bis der größte Korrelationswert für das Hindernis gefunden ist. Trotz dieser Näherung ist nicht davon auszugehen, daß auch bei einem Geisterhindernis ein hoher Korrelationswert entsteht. Die Summierung über 72 Abtast werte der Messung D stellt eine ausreichende Mittelung dar, die für das stochastische Pseudo-Reflexionssignal eines Geisterhindernisses selbst bei einem optimierten ϕ_cp sehr kleine Werte liefert.

Betrachtet wurde bisher nur das Mischerausgangssignal m_n4p(t) eines Hindernisses. Das tatsächliche Mischerausgangssignal m_n4(t) am Mischer ist jedoch eine Summe der reflektierten Empfangssignale m_n4p sämtlicher erfaßter Hindernisse P:

Das Mischerausgangssignal besteht aus 72 reellen Abtastwerten. Dabei verändert sich die Sendefrequenz f_n4(t) nur nach jedem zweiten Abtastwert, so daß frequenzkonstante Bursts mit einer Länge von zwei Abtastperioden ausgesendet werden. Durch diese Maß nahme wird das Einschwingen der Empfangseinheit auf die Reflexionssituation künstlich verlängert, so daß die Empfangssignale e_n(t) mit hoher Qualität eingelesen werden kön nen.

Es folgt für das größte Hindernis P = 0, das heißt für das Hindernis mit der größten Amplitude, die Korrelation mit dem Mischersollausgangssignal, welches aus den Geschwindigkeits- und Abstandswerten des Hindernisses im Geschwindigkeits- Abstands-Diagramm berechnet wurde:

Der konstante Phasenterm ϕ_co muß, wie oben beschrieben, für jedes Hindernis durch eine Suche nach dem größten Korrelationswert ermittelt werden. Der entstandene Korre lationswert W₀ beträgt demnach

Es erfolgt eine Normierung und der Vergleich mit dem für das Hindernis gefundenen, normierten Signalpegel a₀.

Liegt ein reales Hindernis vor, wird sein Mischersollausgangssignal von dem Mischeraus gangssignal m_n4(nT_a) subtrahiert:

m_n4(nT_a) = m_n4(nT_a)-a₀cos (ω_d0nT_a-x(n)·ω_iT_r0-ϕ_c0) n = 0 . . . 71.

Das Verfahren wird auf alle potentielle Hindernisse H1-H4 iterativ angewendet.

Bezugszeichenliste

1 Spannungsgesteuerter Oszillator
2 Koppler
3 Zirkulator
4 Sende- und Empfangsantenne
5 Hindernis
6 Mischer
7 Analog-Digitalwandler
9 Signalverarbeitungseinrichtung
10 Ausgang
11 Ausgang
12 Ausgang
13 Taktgeber
14 Code-Generator
H Hochfrequenzteil
S Signalverarbeitungsteil
f(t) Steuer-Modulationsspannung
s_n(t) Sendesignal
e_n(t) Empfangssignal
m_n(t) Mischerausgangssignal
A Messung
B Messung
C Messung
D Messung
L Echolaufzeit
Δf_Doppler Frequenzdifferenz
Δf_up Frequenzdifferenz
Δf_down Frequenzdifferenz
k Relativgeschwindigkeit
l Abstand
A1, A2, A3 Geraden der Messung A
B1, B2, B3 Geraden der Messung B
C1, C2, C3 Geraden der Messung C

Claims

1. Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und einem oder mehreren Hindernissen mit folgenden Merkmalen:

- Aussenden mittels eines Oszillators (1) erzeugter kontinuierlicher, in frequenzkon stante frequenzcodierte Bursts ohne zeitlichen Abstand zueinander zerlegter Sende signale (s_n(t))
- während des Aussendens der kontinuierlichen Sendesignale (s_n(t)) gleichzeitiges Empfangen an den Hindernissen (5) reflektierter Empfangssignale (e_n(t))
- Mischen der an den Hindernissen (5) reflektierten Empfangssignale (e_n(t)) mit den in frequenzcodierte Bursts zerlegten Sendesignalen (s_n(t)) in einem einkanaligen Mischer (6) zur Gewinnung eines reellen Mischerausgangssignals (m_n(t)) (Differenzfrequenz zwischen Sende- und Empfangssignal) als Mischprodukt von Sende- und Empfangssignalen (s_n(t)) und (e_n(t)) und
- Verarbeiten der reellen Mischerausgangssignale (m_n(t)) in einer Signalverarbei tungseinrichtung (9) zum Erhalt von Signalwerten für die Abstände (1) der Hinder nisse (5) zu dem Fahrzeug und die Relativgeschwindigkeiten (k) zwischen dem Fahrzeug und den erfaßten Hindernissen (5).

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß während einer ersten Mes sung (A) der Oszillator (1) im Sinne der Erzeugung zeitlich ohne Abstand aufeinander folgender, frequenzkonstanter Bursts mit in dieser Folge von einem Minimal- auf einen Maximalwert linear inkremental ansteigender Frequenz (f_n1(t)) und mit durch die gewünschte Auflösung gegebener Anzahl angesteuert wird, daß während einer zwei ten Messung (B) der Oszillator im Sinne der Erzeugung entsprechender Bursts mit von dem Maximalwert auf den Minimalwert linear inkremental abfallender Frequenz (f_n2(t)) angesteuert wird, wobei durch Mischen der Bursts des jeweiligen Sende- und Empfangssignals (s_n(t)) und e_n(t)) ein reelles Mischerausgangssignal (m_n(t)) einer Amplitudenkurve (Differenzfrequenz zwischen Sende- und Empfangssignal) für die Abstände zu den Hindernissen (5) und die Relativgeschwindigkeiten zwischen dem Fahrzeug und den Hindernissen (5) erhalten werden, daß während einer dritten Mes sung (C) der Oszillator im Sinne der Erzeugung frequenzkonstanter Bursts gleicher Frequenz (f_n3(t)) angesteuert wird und durch Mischen des Sendesignals (s_n(t)) mit dem reflektierten Empfangssignal (e_n(t)) ein reelles Mischerausgangssignal (m_n(t)) einer Amplitudenkurve für die Relativgeschwindigkeiten zwischen dem Fahrzeug und den Hindernissen (5) erhalten werden, daß die reellen Mischerausgangssignale (m_n(t)) der Messungen (A-C) mittels Fouriertransformation in relativgeschwindigkeits- und abstandsabhängige Frequenzwerte umgewandelt werden, die in einem Relativgeschwindigkeits-Abstands-Diagramm Scharen sich schneidender Geraden darstellen, deren Schnittpunkte (H1-H4) Hindernisse wiedergeben, daß zur Eliminierung von Geisterhindernissen während einer vierten Messung (D) der Oszillator im Sinne der Erzeugung zeitlich aufeinanderfolgender Bursts mit Frequenzen (f_n4(t)) einer Korrelationscodierung angesteuert wird, durch Mischen der frequenzco dierten Bursts des Sende- und Empfangssignals (s_n(t), e_n(t)) ein reelles Mischeraus gangssignal (m_n4(t)) erfaßt wird und ein Vergleich der den Hindernissen (5) in der vierten Messung (D) zugeordneten Mischerausgangssignale (m_n4(t)) mit von den Schnittpunkten (H1-H4) im Relativgeschwindkeits-Abstands-Diagramm abgeleiteten Mischersollausgangssignalen erfolgt.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für jedes Burst des Sende signals (s_n(t)) und des Empfangssignals (e_n(t)) während einer Dauer eines reflektierten Bursts des Empfangssignals nur ein Abtastwert dem Mischer (6) zugeführt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß während der vierten Messung (D) der Oszillator (1) im Sinne der Erzeugung zeitlich aufeinanderfolgender Bursts mit Frequenzen (f_n4(t)) gemäß der Beziehung: f_n4(t) = f_t + f_inkr (Aⁿ mod (P))mit n = 0 . . . N-1, worin N = P-1 und P = Primzahl, A = natürliche Zahl, die für die jeweilige Länge N so gewählt ist, daß N unterschiedliche Koeffizienten entstehen, f_t = Trägerfrequenz des Oszillators, f_inkr = Frequenzinkrement, angesteuert wird.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß aus den den Schnittpunkten (H1-H4) im Geschwindigkeits-Entfernungsdiagramm zugeordne ten Geschwindigkeiten (k) und Abständen (e) jeweils ein Mischersollausgangssignal unter Einbeziehung des Sendesignals (s_n(t)) der vierten Mesung (D) ermittelt wird und mit dem Mischerausgangssignal (m_n4(t)) der vierten Messung (D) derart korreliert wird, daß bei einem realen Hindernis ein über einen vorgegebenen Schwellwert lie gender Korrelationswert (W) und bei einem Geisterhindernis ein unterhalb des Schwellwertes liegender Korrelationswert (W) erhalten wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase (ϕ_co) des Mischerausgangssignals (m_n4(t)) der vierten Messung derart ermittelt wird, daß eine Korrelation mit verschiedenen Winkeln (ϕ_co) durchgeführt wird, und der Winkel (ϕ_co) mit dem größten Korrelationswert (W) als tatsächliche Phase des Mischerausgangs signals (m_n4(t)) angenommen wird.

7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei Ermittlung eines Hindernisses (H1-H4) mit einem Korrelationswert oberhalb des Schwellwertes auf das zugehörige fiktive Mischerausgangssignal (m_n4p(t)) rückgeschlossen und dieses vom Mischerausgangssignal (m_n4(t)) subtrahiert wird und die Korrelation mit dem Mischersollausgangssignal eines weiteren Schnittpunktes (H2-H4) durchgeführt wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das fiktive Mischeraus gangssignal das Mischersollausgangssignal des Hindernisses ist.