DE102010041632A1

DE102010041632A1 - Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen

Info

Publication number: DE102010041632A1
Application number: DE102010041632A
Authority: DE
Inventors: Bernhard Siessegger; Felix Franck
Original assignee: Osram GmbH
Current assignee: Osram GmbH
Priority date: 2010-09-29
Filing date: 2010-09-29
Publication date: 2012-03-29
Also published as: US20130187561A1; CN103155703A; WO2012041783A1; EP2526738A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen, aufweisend: – einen elektrischen Energiewandler, mit – mindestens einem Schalter, wobei – der elektrische Energiewandler eine pulsierende Gleichspannung oder eine Wechselspannung ausgibt, – mindestens zwei Betriebsstränge, von denen jeder einen in eine Stromrichtung sperrenden oder kurzschließenden Gleichrichter mit einem Eingangsanschluß, einem Ausgangsanschluß und einem Bezugspotential aufweist, wobei die Betriebsstränge mit dem elektrischen Energiewandler gekoppelt sind, – mindestens eine stromkompensierte Drossel, wobei die stromkompensierte Drossel zwischen den Schalter und die mindestens zwei Gleichrichter geschaltet ist, – mindestens zwei Halbleiterlichtquellen, die jeweils zwischen den Ausgangsanschluss des zugehörigen Gleichrichters und dessen Bezugspotential geschaltet sind, wobei der elektrische Energiewandler als Resonanzwandler mit einer Resonanzzelle ausgelegt ist, und die Streuinduktivität der stromkompensierten Drossel als Resonanzinduktivität dieser Resonanzzelle genutzt wird.

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen. Die Halbleiterlichtquellen werden dabei in unterschiedlichen Betriebssträngen und mit dem gleichen Strom betrieben.
Hintergrund
Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Die Stromsymmetrierung über stromkompensierte Drosseln ist im Stand der Technik bekannt, siehe z. B. die EP 1788 850 B1 der Anmelderin. Dort ist eine Schaltungsanordnung offenbart, in der mehrere stromkompensierte Drosseln kaskadenförmig ineinandergeschaltet sind. Für n Betriebsstränge werden n – 1 stromkompensierte Drosseln benötigt.
Aus der US 7408308B2 ist ebenfalls eine Schaltungsanordnung bekannt, die mittels kaskadenförmig verschalteter stromkompensierter Drosseln eine Stromsymmetrierung der an die stromkompensierten Drosseln angeschlossenen Betriebsstränge erreicht.
Aus der EP 1 286 572 A2 ist ebenfalls eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der Ströme in Leuchtstofflampen bekannt, die dafür eine stromkompensierte Drossel einsetzt.
Diese bekannten Schaltungen haben jedoch den Nachteil, dass die stromsymmetrierenden Maßnahmen in eine bestehende Schaltung integriert wird, so dass zusätzliche Bauteilekosten anfallen. Dies macht das Produkt durch die zusätzlichen Bauteile größer und verursacht hohe Kosten.
Aus der Schrift Baddela, S. M.; Zinger, D. S. „Parallel connected LEDs operated at high frequency to improve current sharing", Conference Record of the IEEE Industry Applications Conference, 39th IAS Annual Meeting, 2004, 3–7 Oct. 2004, pp. 1677–1681, Vol. 3 ist eine Symmetrierung von LED-Strömen mittels Kondensatoren in Reihe zu Gleichrichtern bekannt. Allerdings wird hier der kapazitive Blindwiderstand der Kondensatoren genutzt, der ja frequenzabhängig ist. Dies ist insofern Nachteilig, da in verschiedenen Anwendungen aufgrund bestimmter Rahmenbedingungen die Betriebsfrequenz der Halbleiterlichtquellen nicht festgelegt sein kann.
In allen diesen Applikationen werden die verwendeten Spannungswandler entweder hartschaltend oder mit einfachem ZVS (Zero Voltage switching) betrieben. Dies hat den Nachteil einer schlechteren Effizienz.
Aufgabe
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen anzugeben, die oben genannte Nachteile nicht mehr aufweist.
Zusammenfassung
Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einer Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen, aufweisend:

– einen elektrischen Energiewandler, mit
– mindestens einem Schalter, wobei
– der elektrische Energiewandler eine pulsierende Gleichspannung oder eine Wechselspannung ausgibt,
– mindestens zwei Betriebsstränge, von denen jeder einen in eine Stromrichtung sperrenden oder kurzschließenden Gleichrichter mit einem Eingangsanschluss, einem Ausgangsanschluss und einem Bezugspotential aufweist, wobei die Betriebsstränge mit dem elektrischen Energiewandler gekoppelt sind,
– mindestens eine stromkompensierte Drossel, wobei die stromkompensierte Drossel zwischen den Schalter und die mindestens zwei Gleichrichter geschaltet ist,
– mindestens zwei Halbleiterlichtquellen, die jeweils zwischen den Ausgangsanschluss des zugehörigen Gleichrichters und dessen Bezugspotential geschaltet sind, wobei der elektrische Energiewandler als Resonanzwandler mit einer Resonanzzelle ausgelegt ist, und die Streuinduktivität der stromkompensierten Drossel als Resonanzinduktivität dieser Resonanzzelle genutzt wird. Durch diese Maßnahme können Bauteilekosten und Bauvolumen eingespart werden, und der Wandler läuft mit hoher Effizienz, so dass das Bauvolumen weiter reduziert werden kann.

Die Resonanzzelle weist bevorzugt eine Serienschaltung aus der Streuinduktivität der stromkompensierten Drossel und mindestens einer Kapazität auf. Die Kapazität ist dabei bevorzugt mit dem Bezugspotenzial verbunden. Durch diese Maßnahme kann eine multiresonante Betriebsweise erreicht werden.
In einer Ausführungsform ist der elektrische Energiewandler ein Class E Wandler. Dies ist eine einfache effiziente Wandlertopologie für hohe Frequenzen.
In einer weiteren Ausführungsform ist der elektrische Energiewandler ein Halbbrückenwandler. Diese Wandlertopologie kann auch für niedrige Frequenzen verwendet werden und arbeitet mit gutem Wirkungsgrad. Es werden aber zwei Schalter benötigt, wovon einer ein sogenannter Highside-Schalter ist, dessen Bezugspotenzial von dem des zweitens Schalters zeitweise erheblich abweichen kann.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der elektrische Energiewandler ein multiresonanter Zellwandler, der sich ähnlich wie obiger Class-E-Wandler dadurch auszeichnet, dass er nur einen einzigen aktiven Schalter auf seiner Eingangsseite aufweist. Jeder solche Wandler außer dem Class-E-Wandler wird auch als Einzelschalter-Gleichspannungswandler bezeichnet. Diese Zellwandler arbeiten durch die resonante Betriebsweise sehr effizient. Die Zellwandler gibt es in Ausführungsformen als tiefsetzende (Buck), hochsetzende (Boost) oder hoch- und tiefsetzende Ausführungsformen (Buckboost oder Drosselinverswandler, 'Cuk, Zeta, SEPIC).
Bevorzugt ist parallel zu jedem von der Wandlertopologie umfassten Leistungshalbleiter ein Resonanzkondensator geschaltet. Dies bewirkt eine erhebliche Schaltentlastung, so dass der Leistungshalbleiter im ZVS-Modus arbeiten kann, also ohne Spannung schaltet. Solche Wandler werden in der Regel als multiresonante Wandler, die im Doppel-ZVS-Modus arbeiten, bezeichnet.
Im Gegensatz zu den nicht-resonanten oder hartschaltenden Einzelschalter-Gleichspannungswandlern, deren aktiver Halbleiterschalter meist mit festfrequenter oder on-time-orientierter PWM angesteuert wird, erfordert ein multiresonanter Zellwandler die Ansteuerung seines aktiven Schalters durch eine spezielle, zustandsabhängige und frequenzvariable PWM. Die Spannung über dem aktiven Schalter wird beobachtet, und er wird erst dann wieder eingeschaltet, wenn seine Spannung nach dem letzten Ausschaltvorgang das erste Mal wieder zu Null wird oder das erste Mal ein Minimum aufweist.
Die Resonanzkondensatoren parallel zu den Dioden auf der Ausgangsseite der Zellwandler begrenzen erstens zuverlässig deren Sperrspannung, zweitens deren Einschaltstrom und drittens deren Aus- und Einschaltspannungssteilheiten. Eine gesonderte Überwachung derart beschalteter Dioden ist nicht nötig, da sie in „natürlichem ZVS” arbeiten. Jeder multiresonante Zellwandler produziert auch ohne Regelung eine definierte und stabile Leerlauf-Ausgangsspannung. Viertens vergrößern diese Resonanzkondensatoren parallel zu den Wandlerausgangsdioden den Arbeitsbereich, in dem der aktive Schalter in korrektem ZVS schalten kann, im Vergleich zu ansonsten gleichen Zellenwandlern ohne diese.
Es wird ein quasi-paralleler Betrieb von mehreren Leuchtdioden und/oder mehreren Leuchtdiodensträngen mittels eines gemeinsamen elektrischen Energiewandlers mit einem in eine Richtung sperrenden oder kurzschließenden Gleichrichter pro Leuchtdiodenstrang vorgeschlagen, wobei die Stromstärken des durch die Leuchtdioden fließenden Stroms näherungsweise identisch sind. Es muss lediglich auf den Strom in einer Leuchtdiode bzw. in einem Strang von Leuchtdioden geregelt werden. Hierzu wird ein Wandler verwendet, der eine pulsierende Gleichspannung oder eine Wechselspannung ausgibt.
Dadurch können mehrere an einem Wandler betriebene LEDs auf ein Bezugspotenzial gelegt werden, was eine bessere Kühlung ermöglicht, da beispielsweise alle Leuchtdioden direkt auf Kupfer gelötet werden können, und mehrere Leuchtdiodenstränge mit einem Wandler betrieben werden können. Bei der Verwendung von Leuchtdiodensträngen kann die Anzahl der Leuchtdioden so gewählt werden, dass die verwendete Isolationsfestigkeit optimal ausgenutzt wird. Es können erfindungsgemäß auch Stränge mit unterschiedlicher Anzahl an Leuchtdioden parallel geschaltet werden. Dabei ist nur ein Gleichspannungswandler zum Betrieb aller Leuchtdioden erforderlich. Ein weiterer Vorteil ist der deutlich geringere schaltungstechnische Aufwand im Vergleich zum Stand der Technik, bei dem bisher ein eigener Wandler für jede Leuchtdiode bzw. jeden Leuchtdiodenstrang notwendig war.
Das Konzept ist auf beliebige Gleichspannungswandlertopologien übertragbar (hoch- und/oder tiefstellende Wandlertopologien). Das Dimmen einzelner Leuchtdioden ist mittels jeweils eines parallel zur Leuchtdiode geschalteten Transistors der mit pulsweitenmoduliertem Signal angesteuert wird möglich. Alle Ausgänge des Wandlers sind durch die Stromregelung und Strom-Symmetrierung kurzschlussfest. Die Schaltung ist tolerant gegenüber Abweichungen in den Flussspannungen der Leuchtdioden. Dabei ist das Schaltungsprinzip für beliebige Eingangsspannungen anwendbar, und kann z. B. von 6 Vdc (Taschenlampe), 12 Vdc (KFZ), 24 Vdc (LKW) bis hin zu 277 Vac angewendet werden. Die Schaltung ist entsprechend anzupassen, und der gegebenenfalls enthaltene Transformator wird auch zur Spannungsanpassung und gegebenenfalls auch zur Isolation, um die entsprechenden Sicherheitsanforderungen einzuhalten, verwendet.
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
1 das Prinzip der Verwendung einer stromkompensierten Drossel Lcm zur Symmetrierung der beiden LED-Ströme Io1 und Io2,
2 die Symmetrierung der beiden Ausgangsströme Io1 und Io2 durch die stromkompensierte Drossel Lcm in weiten Grenzen unabhängig von den LED-Flussspannungen Vo1 und Vo2,
3 die Symmetrierung der beiden Ausgangsströme Io1 und Io2 trotz stark unterschiedlicher Lasten,
4 die Automatische Überbrückung von D2 im Open-Circuit-Fehlerfall,
5 die Symmetrierung der beiden Ausgangsströme Io1 und Io2 durch die stromkompensierte Drossel Lcm in weiten Grenzen unabhängig von den Belastungen durch R1 und R2,
6 den Verzicht auf eine Gleichrichtung und einen bei unsymmetrischer Belastung der Stromquelle Diskontinuierlichen Stromfluss durch die Leuchtdioden,
7 den Verzicht auf eine Gleichrichtung und einen bei symmetrischer Belastung der Stromquelle Diskontinuierlichen Stromfluss durch die Leuchtdioden,
8a die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstränge mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemäß einer Schaltungsvariante A (Baumstruktur),
8b die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstränge mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemäß einer Schaltungsvariante B (Ringstruktur),
8c eine Ausführungsform der Schaltungsvariante B ohne Lcm5,
8d eine Ausführungsform der Schaltungsvariante B ohne Lcm5 mit unsymmetrischer Verdopplerschaltung als Gleichrichter und ZVS-Halbbrückenschaltung zur Realisierung der Wechselstromquelle,
8e eine Ausführungsform der Schaltungsvariante B ohne Lcm5 mit unsymmetrischer Verdopplerschaltung als Gleichrichter und Class-E-Wandler zur Realisierung der Wechselstromquelle, der zudem die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln als Resonanzinduktivitäten nutzt,
8f die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstränge mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemäß einer Schaltungsvariante C (Serienparallelstruktur),
8g die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstränge mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemäß einer Schaltungsvariante C mit besonders vorteilhafter Strommessschaltung,
9 eine ungleiche Aufteilung der Leuchtdiodenströme im Verhältnis 3:5 durch entsprechende Verschaltung dreier stromkompensierter Drosseln Lcm1...Lcm3 mit einem Windungsverhältnis von jeweils 1:1,
10a einen Drossel-Abwärtswandler mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen, die jeweils eine nicht zur eigentlichen Wandlertopologie gehörende Flussdiode aufweisen, und mit induktiver Auskopplung des Leuchtdiodenstrommeßwertes,
10b den Drossel-Abwärtswandler mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen nach 10a mit ohmscher Ermittlung des LED-Strommeßwertes und Komparator Cmp1 zur Erkennung eines lückenden Stroms in der Wandlerinduktivität L1,
10c einen Drossel-Abwärtswandler mit Stromsymmetrierung und drei Ausgängen,
11 die Strom-Symmetrie an dem Drossel-Abwärtswandler mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen,
12 eine genauere Darstellung der Strom-Symmetrie,
13 eine besonders vorteilhafte Ausführungsform des Drossel-Abwärtswandlers mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen, der die Streuinduktivität der stromkompensierten Drossel als Wandlerinduktivität nutzt,
14 weitere Messungen des Drossel-Abwärtswandlers mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen im Vergleich,
15 die Erhöhung der Ausgangsströme an der besonders vorteilhaften Ausführungsform des Drossel-Abwärtswandlers mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen durch Erhöhen der Eingangsspannung,
16a einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen basierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante A1,
16b einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen basierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante A2, bei der die beiden Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel die Wandlerausgangsinduktivitäten bilden,
17a einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen basierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante B1, die nur eine Wandlerausgangsinduktivität, dafür aber pro Ausgang eine nicht zur eigentlichen Wandlertopologie gehörende Flussdiode aufweist,
17b einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen basierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante B2, bei der die Wandlerausgangsinduktivität durch die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel gebildet ist, und bei der jeder Ausgang eine nicht zur eigentlichen Wandlertopologie gehörende Flussdiode aufweist,
18a einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen basierend auf einem SEPIC-Wandler in einer ersten Variante,
18b einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen basierend auf einem SEPIC-Wandler in einer zweiten Variante, bei der die Wandlerausgangsinduktivitäten durch die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel gebildet werden.
19 einen Halbbrücken-Wechselrichter mit resonantem Ausgangskreis bestehend aus Lr, Cr1 und Cr2 realisiert eine Wechselstromquelle in der Anordnung ähnlich der Schaltungsvariante B ohne Lcm5 aus 8c,
20a einen Halbbrücken-Wechselrichter mit rückwärts kurzschließenden Gleichrichtern bzw. unsymmetrischen Spannungsverdopplern, (identisch mit 8d!)
20b eine andere Darstellung des Halbbrücken-Wechselrichters mit rückwärts kurzschließenden Gleichrichtern, wobei jede stromkompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transformator und zwei Streuinduktivitäten Ls ersetzt ist, und wobei die Streuinduktivitäten in Serie zur Resonanzinduktivität Lr wirken,
20c eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken-Wechselrichters mit rückwärts kurzschließenden Gleichrichtern, bei der die Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, und bei der pro Gleichrichtereingang ein Resonanzkondensator angedeutet ist, um die Schaltung zum multiresonanten Halbbrückenwandler weiterzubilden,
21a einen Halbbrücken-Wechselrichter mit drei rückwärts sperrenden und drei vorwärts sperrenden Gleichrichtern,
21b eine andere Darstellung des Halbbrücken-Wechselrichters aus 21a, wobei jede stromkompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transformator und zwei Streuinduktivitäten Ls ersetzt ist, und wobei die Streuinduktivitäten in Serie zur Resonanzinduktivität Lr wirken,
21c eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken-Wechselrichters aus 21b, bei der die Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, und bei der pro Gleichrichtereingang ein Resonanzkondensator angedeutet ist, um die Schaltung zum multiresonanten Halbbrückenwandler weiterzubilden,
21d eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken-Wechselrichters aus 21c, bei der die Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, mit einem zusätzlichen Transformator Tr, der zur galvanischer Trennung und/oder zur Spannungsanpassung dient,
21e eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken-Wechselrichters aus 21d mit primärseitiger Strommessung,
21f eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken-Wechselrichters mit lauter rückwärts sperrenden Gleichrichtern und dem zusätzlichen Transformator Tr, der zur galvanischer Trennung und/oder zur Spannungsanpassung dient, wobei der Transformator zwei Sekundärwicklungen ns1 und ns2 aufweist, die gegensinnig gepolt sind,
22 einen Pulsweitenmodulationsregler mit einer festfrequenten Pulsweitenmodulation,
23 einen Pulsweitenmodulationsregler mit Betrieb an der Lückgrenze, wobei weder Schaltfrequenz noch Ein- oder Ausschaltdauer konstant sind,
24 einen auf einem Current-Mode Control Prinzip basierender Regler,
25 eine weitere Ausführung eines Drossel-Abwärtswandlers mit drei Ausgängen und mit Stromrichtungs- und Stromnulldurchgangserkennung,
26 einen Drossel-Aufwärtswandler mit zwei Ausgängen, bei dem die stromkompensierte Drossel an einer Stelle des Wandlers sitzen muß, die nicht für eine Induktivität gedacht ist, weshalb ein mit der Wandlereingangsinduktivität gekoppelter zusätzlicher Spannungsbegrenzungszweig erforderlich ist,
27 einen Drossel-Inverswandler mit einer entsprechenden Überwachung der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln,
28a das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator C0 bei zwei rückwärts kurzschließenden Gleichrichtern mit Spannungsverdopplung (Schaltungstyp VVD) in Serienschaltung,
28b das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator C0 bei zwei rückwärts kurzschließenden Gleichrichtern mit Stromausgang (Schaltungstyp CD) in Serienschaltung,
28c die Situation bei Typ VVD für den Fall Ii > 0,
28d die Situation bei Typ VVD für den Fall Ii = 0,
28e die Situation bei Typ VVD für den Fall Ii < 0,
28f Ausgewählte Strom- und Spannungsverläufe der Schaltung nach 28a,
28g das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator C0 im Versorgungsspannungspfad bei einem rückwärts und einem vorwärts sperrendem Gleichrichter mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung,
28h die Situation bei Typ VD gemäß 28k für den Fall Ii > 0,
28i die Situation bei Typ VD gemäß 28k für den Fall Ii = 0,
28j die Situation bei Typ VD gemäß 28k für den Fall Ii < 0,
28k das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator C0, der zwischen die Spannungsquelle und das Bezugspotenzial geschaltet ist, bei einem rückwärts und einem vorwärts sperrendem Gleichrichter mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung,
29a eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp VVDa),
29b eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp CDa),
29c eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp VDa),
29d eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last mit unterschiedlichen Gleichrichterpaaren (Schaltungstyp CDVVDVDa),
30a eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp VVDb),
30b eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp CDb),
30c eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp VDb),
30d eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last mit unterschiedlichen Gleichrichterpaaren (Schaltungstyp CDVVDVDb),
31 eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I1, I2, I3 und I4 trotz unterschiedlicher und geschalteter Last (Schaltungstyp VVDb),
32 einen Klasse-E-Wandler als Quelle zur Speisung der Schaltung nach 31,
33 eine prinzipielle Wandleranordnung mit stromkompensierter Drossel Lcm als Stromverteilernetzwerk,
34 die Möglichkeiten A) bis C) als „Building-Blocks” von Wandlern, wobei mittels zwei Kondensatoren ein Gleichstrom durch die stromkompensierten Drossel Lcm verhindert wird,
35 die Vereinigung der Möglichkeiten A) bis C) aus
34 in einer Abbildung, zur Resonanzzelle erweitert, wobei optionale Resonanzkondensatoren Cr (hier beispielhaft gegen Masse geschaltet) dargestellt sind,
36 die Allgemeine Darstellung des Building Blocks gemäß 35,
37 die Schaltung gemäß der 2, mit eingezeichneter Resonanzzelle CCC1,
38 einen ZVS-Halbbrückenwandler, der die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln nutzt,
39a die Grundstruktur des Tiefsetzstellers oder Buck-Wandlers mit angedeuteten Positionen für ZVS-ermöglichende Resonanzelemente,
39b die Grundstruktur des Hochsetzstellers oder Boost-Wandlers mit angedeuteten Positionen für ZVS-ermöglichende Resonanzelemente,
39c die Grundstruktur des Cúk-Wandlers mit angedeuteten Positionen für ZVS-ermöglichende Resonanzelemente,
40 einen multiresonanten Cúk-Wandler, der die stromkompensierten Drossel Lcm1 zur Symmetrierung der beiden LED-Ströme Io1 und Io2 verwendet, und der die Streuinduktivität von Lcm1 als Resonanzinduktivität nutzt,
41 Spannungs- und Stromformen des multiresonanten Cúk-Wandlers,
42 einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden SEPIC-Wandler,
43 einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Zeta-Wandler,
44 einen inhärent stromsymmetrierenden Class-E-Wandler mit hartschaltenden Gleichrichterdioden,
45 einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Class-E-Wandler,
46 einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Buck-Wandler,
47 einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Boost-Wandler,
48 einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Drosselinverswandler,
49 einen multiresonanten Cúk-Wandler mit 4 inhärent stromsymmetrierenden Ausgängen durch 3 stromkompensierte Drosseln in Baumschaltung,
50 einen multiresonanten Cúk-Wandler mit 3 inhärent stromsymmetrierenden Ausgängen durch 3 stromkompensierte Drosseln in symmetrischer Ringschaltung,
51 einen multiresonanten Cúk-Wandler mit 2 Ausgängen, deren Ströme sich durch 3 stromkompensierte Drosseln inhärent im Verhältnis 3:5 zueinander einstellen,
52 einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Flyback-Wandler,
53a einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Cúk-Wandler in isolierender Form mit gemeinsamem Pluspol der Ausgänge,
53b einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Cúk-Wandler in vollständig isolierender Form,
54a einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Zeta-Wandler in isolierender Form mit gemeinsamem Minuspol der Ausgänge,
54b einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Zeta-Wandler in vollständig isolierender Form,
55a einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden SEPIC-Wandler in vollständig isolierender Form mit aufgeteiltem Blockkondensator.
55a einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden SEPIC-Wandler in vollständig isolierender Form mit gemeinsamen Blockkondensator.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
1 zeigt das Prinzip der Erfindung der LED-Strom-Symmetrierung mittels einer stromkompensierten Drossel, wie man sie zur Dämpfung von Gleichtaktstörungen sog. Common Mode Störungen in Netzfilter einsetzt. Im Gegensatz zu derartigen Anwendungen als Filter sind jedoch hier immer 2 Anschlüsse der stromkompensierten Drossel miteinander verbunden. Die Wechselstromquelle liefert den Strom Ii, der von der stromkompensierten Drossel Lcm in zwei identische Ströme Icm1 und Icm2 aufgeteilt wird. Diese werden durch die Gleichrichter Re1 und Re2 gleichgerichtet. Die sich ergebenden Gleichströme Io1 und Io2 besitzen ebenfalls die gleiche Stärke und speisen die Leuchtdioden D1 und D2. Die Gleichströme Io1 und Io2 sind in sehr guter Näherung unabhängig von den Flussspannungen Vo1 und Vo2 der verwendeten Dioden. Die Spannung an der Wechselstromquelle Vi stellt sich entsprechend dem eingeprägten Strom Ii und den verwendeten Gleichrichteranordnungen samt Lasten, d. h. Leuchtdioden ein.
2 zeigt eine konkrete Ausführung des Gleichrichters als unsymmetrische Spannungsverdoppler-Schaltung. Anstelle der unsymmetrischen Spannungsverdoppler-Schaltung könnten auch andere Gleichrichterschaltungen, wie etwa eine Einweggleichrichtung, ein symmetrischer Spannungsverdoppler oder eine mehrstufige Spannungsvervielfacherschaltung, auch als Kaskadenschaltung oder Cockroft-Walton-Schaltung bezeichnet, verwendet werden.
Wichtig ist dabei generell, dass die beiden Ströme Icm1 und Icm2 während jeder Periode durch null gehen sollten bzw. müssen, damit sich der Kern der stromkompensierten Drossel wieder abmagnetisiert. Andernfalls verliert nach wenigen Perioden die stromkompensierte Drossel ihre symmetrierende Wirkung, da der Kern aufgrund eines Gleichspannungsanteils in Sättigung geht und dann zwei nicht miteinander gekoppelte Spulen, jeweils mit einer Induktivität die der Streuinduktivität entspricht, übrig bleiben.
3a zeigt eine weitere Ausführung der in 2 dargestellten Schaltung, wobei stark unterschiedliche Lasten an den beiden Ausgängen vorhanden sind. Im Gegensatz zur 2 wird nun an einem Ausgang ein Leuchtdiodenstrang, bestehend aus zwei Leuchtdioden verwendet, wohingegen eine einzelne Leuchtdiode am zweiten Ausgang zeitweise mittels des Transistors Q1 kurzgeschlossen werden kann. Mittels des Steuersignals V lässt sich über den Pulsweitenmodulator PWM ein Dimmen der Leuchtdiode D2 realisieren.
Die Stromquelle wird dabei mit einem Sinusgenerator mit einer Frequenz von 48 kHz und einem Serienwiderstand von 50 Ohm realisiert. Je nach Amplitude des Signalgenerators ergeben sich die Fälle 1 bis 3 wie sie in der nachfolgend dargestellten Tabelle aufgeführt sind. In den Fällen 1 und 2 ist der Transistor Q1 ausgeschaltet (0% Tastgrad), wohingegen im Fall 3 der Transistor eingeschaltet ist (100% Tastgrad). Man erkennt die sehr gute Symmetrierung der beiden Ausgangsströme Io1 und Io2 trotz stark unterschiedlicher Belastung der beiden Ausgänge.

Fall Io1 [mA] Io2 [mA] Vo1 [V] Vo2 [V]

1 1,06 1,06 3,051 1,526

2 15,33 15,33 3,410 1,768

3 17,06 17,13 3,429 0

Tabelle 1: Messwerte zur Schaltung nach Fig. 3
Im Folgenden soll ein Ausfall einer Leuchtdiode in einer solchen Schaltungsanordnung betrachtet werden. Fällt eine Leuchtdiode mit einem Kurzschluss aus, so werden alle anderen Leuchtdioden von der Schaltung weiterhin mit Nennstrom betrieben, was als ”optimales Verhalten im Fehlerfall” zu betrachten ist. Fällt hingegen eine Leuchtdiode mit einer Unterbrechung aus, steigt die Spannung über dieser Leuchtdiode auf ein Mehrfaches der Flussspannung an und zudem werden alle anderen Leuchtdioden mit zu geringen Strömen betrieben. Eine Symmetrierung ist nur noch teilweise gegeben. Die hohe Spannung über der defekten Leuchtdiode kann jedoch andererseits als Vorteil gewertet werden, da dies eine Detektion der defekten Leuchtdiode sehr vereinfacht und eine automatische Überbrückung dieser Leuchtdiode mittels des für das Dimmen ohnehin vorhandenen Schalters bzw. Transistors ermöglicht. In sicherheitsrelevanten Anwendungen wie etwa im Automobilbereich kann damit in beiden Fehlerfällen – Unterbrechung und Kurzschluss – ein Notbetrieb sichergestellt werden.
In 4 ist der Ausschnitt um die Diode D2 aus einer erweiterten Schaltung gemäß der 3 dargestellt. Fällt die Leuchtdiode D2 durch eine Unterbrechung aus, wird aufgrund der hohen Spannung über D2, die durch die stromkompensierte Drossel generiert wird, der Komparator kippen, das beim Einschalten der Schaltung zurückgesetzte Flip-Flop setzen, und damit Q1 dauerhaft einschalten.
Prinzipiell funktioniert diese Art der Strom-Symmetrierung nicht nur für Leuchtdioden, sondern für beliebige Lasten, so wie sie beispielsweise in 5 dargestellt sind. Hier sind beliebige denkbare Lasten als R1 und R2 dargestellt. Da symmetrische Lasten angenommen werden, können die Gleichrichterschaltungen Re1 und Re2 inklusive der enthaltenen Glättungskondensatoren weggelassen werden. 6 zeigt solch eine Schaltung mit Leuchtdioden als Last. Die Folge ist ein diskontinuierlicher Stromfluss durch die Leuchtdioden – nur in der positiven Halbschwingung der Stromquelle fließt Strom durch die beiden Leuchtdioden. In der negativen Halbschwingung sperren die beiden Leuchtdioden. Die Sperrspannung entspricht der Leerlaufspannung der nicht-idealen Stromquelle.
Im Fall einer idealen Stromquelle, die eine unendlich hohe Leerlaufspannung besitzt, muss die Schaltung nach 7 verwendet werden, um eine Zerstörung der Leuchtdioden aufgrund einer zu hohen Sperrspannung zu verhindern. Anstelle jeweils einer Leuchtdiode werden jeweils zwei antiparallel geschaltete Leuchtdioden an den beiden Ausgängen von Lcm verwendet. Nun wird die Stromquelle für beide Polaritäten belastet.
Die Funktion der Strom-Symmetrierung durch die stromkompensierte Drossel ist sowohl im Fall der 6 wie auch der 7 gegeben, da sichergestellt ist, dass die beiden Drosselströme während einer Periode wieder durch Null gehen, dass heißt eine Abmagnetisierung des Kerns der stromkompensierten Drossel wird ermöglicht; damit ist die oben aufgestellt Forderung erfüllt. Allerdings ist das Weglassen der Gleichrichterschaltung nicht empfehlenswert, nachdem dies bedingt durch die hohe Welligkeit des Leuchtdiodenstroms zu einer Reduktion der Lichtausbeute der Leuchtdioden führt.
Sollen im Gegensatz zur Darstellung in 1 mehr als zwei Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstränge betrieben werden, ist dies mit mehreren stromkompensierten Drosseln möglich. 8a zeigt eine erste Schaltungsvariante A, 8b zeigt eine zweite Schaltungsvariante B, in welcher Art und Weise die stromkompensierten Drosseln miteinander verschaltet werden können, um mehrere Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstränge mit den gleichen Strömen zu versorgen.
Die Variante B hat gegenüber Variante A den Vorteil, dass einerseits die Anzahl der Ausgänge, sofern man durch alle Leuchtdioden den gleichen Strom fordert, keine Potenz von 2 sein muss (zumindest dann, wenn nur 1:1 Drosseln verwendet werden sollen und man den gleichen Strom durch alle Leuchtdioden fordert) und andererseits alle stromkompensierten Drosseln für den gleichen Laststrom auszulegen sind.
Die stromkompensierte Drossel Lcm5 ist optional und führt zu einem ”Ringschluss”, was die symmetrische Aufteilung der Ströme auf die Ausgänge verbessert. Dies ist jedoch eher theoretisch zu sehen, da sich dieser Effekt in der Praxis nicht zuletzt wegen der ohnehin sehr guten Symmetrierung jedoch nicht signifikant auswirkt. Daher wird man aus Kosten- und Effizienzgründen, denn ein zusätzlicher ohmscher Widerstand verursacht Verluste, die Drossel Lcm5 in den üblichen Anwendungen nicht einsetzen. Die Variante A benötigt n Drosseln bei n Ausgängen, die Variante B ”ohne Ringschluss” benötigt n – 1 Drosseln bei n Ausgängen.
Die 8c zeigt eine konkrete Ausführungsform der 8b wobei die stromkompensierte Drossel Lcm5 weggelassen wurde und als Gleichrichter lediglich einfache Einweggleichrichter zur Anwendung kommen.
Die 8d zeigt eine weitere Konkretisierung der Schaltungsvariante B analog der 8b, allerdings ohne Lcm5, wobei eine unsymmetrische Verdopplerschaltung als Gleichrichter und eine ZVS-Halbbrückenschaltung zur Realisierung der Wechselstromquelle verwendet wird.
Eine weitere Ausführungsform der Schaltungsvariante B gemäß der 8b, allerdings ohne Lcm5, zeigt die 8e. Dabei wird eine unsymmetrische Verdopplerschaltung als Gleichrichter und ein Class-E-Wandler zur Realisierung der Wechselstromquelle genutzt. Zudem werden die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln als Resonanzinduktivitäten genutzt.
In 8f ist eine Variante C dargestellt, welche bereits aus dem Stand der Technik, der DE 10 2006 040 026 und WO 2005/038828 A2 , für Kaltkathodenlampen bekannt ist. Die Variante C besitzt die gleichen Vorteile wie die Variante B, allerdings sind n Drosseln erforderlich. Im Bereich der Kaltkathodenlampen ist es stand der Technik mittels eines in den Sekundärkreisen angeordneten Messwiderstands Rsh die Funktion der Schaltungsanordnung zu überprüfen. Dies kann analog in LED-Schaltungen erfolgen, was durch die Potenzialtrennung erleichtert wird. Allerdings fließen bei stromkompensierten Drosseln mit einem Übersetzungsverhältnis von 1:1 entsprechend hohe Sekundärströme Is, so dass man aus Gründen der Verlustleistung nur kleine Widerstandswerte für Rsh verwenden wird, was die Schwierigkeit kleiner Messspannungen mit sich bringt. Die Anordnung nach 8g eliminiert diesen Nachteil wie auch den Nachteil, dass der Regelung eine hochfrequente Wechselspannung zur Verfügung gestellt wurde, durch den Einsatz eines Stromtransformators Tr samt zugehöriger Beschaltung für die Strommessung.
Die Anordnungen gemäß den 8a, 8b und 8f erlauben auch unterschiedliche große Ströme durch die Leuchtdioden beziehungsweise Leuchtdiodenstränge, allerdings ist immer nur eine Aufteilung der Leuchtdiodenströme in festen Verhältnissen möglich. So stehen beispielsweise der Strom durch die Leuchtdiode D1 und der durch die Leuchtdiode D2 in 9 im Verhältnis 3 zu 5. Eine solche Anordnung kann insbesondere für den Betrieb von mehreren Leuchtdioden unterschiedlichen Typs z. B. in einer Leuchte vorteilhaft sein, z. B. mit einer Kombination zu einer warmweißen Lichtquelle hoher Lichtausbeute durch die Kombination von kaltweißen Leuchtdioden sowie roten Leuchtdioden mit jeweils hoher Lichtausbeute.
Die Schaltung gemäß der 10a basiert auf einem Drossel-Abwärtswandler, bestehend aus einem Eingangskondensator C1, einem Schalttransistor Q1, einer Tiefsetzdrossel L1 und einer Diode D3, um einen pulsierenden Gleichstrom durch die Drossel L1 zu erzeugen. Dieser Strom wird mittels der stromkompensierten Drossel Lcm1 auf beiden Gleichrichter bestehend aus D1, C1 und D2, C2 aufgeteilt und letztlich an den beiden Ausgängen den Leuchtdioden D11 und D12 bereitgestellt. Einer der beiden Leuchtdiodenströme wird dabei mittels der Strommesseinrichtung Im erfasst und der Regelung Crtl zugeführt, die entsprechend das Tastverhältnis des Transistors Q1 verändert. Anstelle von zwei Ausgängen könnten, analog zu den obigen Schaltungen, auch mehrere Ausgänge generiert werden. Ebenso könnten anstelle einzelner Leuchtdioden auch Leuchtdiodenstränge verwendet werden.
10b zeigt eine Weiterentwicklung der Schaltung der 10a, wobei die Strommessung mittels des Shunts Rs erfolgt. Wesentlicher ist jedoch der Komparator Cmp1, an dessen Ausgang F („Freilaufsignal”) ein Low Signal generiert wird, solange die Diode D1 leitet. Ein Leiten von D1 ist gleichbedeutend damit, dass die Drossel L1 freiläuft, d. h. sich die Stromstärke in L1 abbaut, da in L1 gespeicherte Energie in die Kondensatoren C1 und/oder C2 übertragen wird. Ist L1 stromfrei, muss wegen der beiden Dioden D1 und D2 auch die stromkompensierte Drossel Lcm1 stromfrei sein. Daher kann die Detektion der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drossel Lcm1 dadurch erfolgen, dass nach dem Öffnen des Schalters Q1 und dem anschließenden Schalten auf Low des Komparatorausgangs F mindestens so lange gewartet wird, bis F wieder High wird.
Die 10c zeigt einen Drossel-Abwärtswandler mit drei Ausgängen, wobei nur noch die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln als Speicherdrosseln des Wandlers verwendet werden. Die Strom-Messeinrichtung Imea bestimmt einen der Ausgangsströme und liefert ein zu diesem Ausgangsstrom proportionales und auf GND bezogenes Messsignal. Der Komparator Cmp1 wird zur Detektion der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln Lcm1 und Lcm2 genutzt. Die Mess-Signale Im und F werden der nicht dargestellten Regelung zugeführt, die ihrerseits hieraus das Ansteuersignal Dr für den Leistungsschalter generiert.
Die 11 und 12 zeigen Messungen der Strom-Symmetrie an einer Schaltung gemäß der 10a. Idealerweise sollte das Verhältnis Io1/Io2 = 1 unabhängig vom Verhältnis der beiden Ausgangsspannungen Vo1/Vo2 sein.
Für die Messung wurde die Regelung außer Kraft gesetzt und der Transistor mit einem konstanten Tastgrad von 50% sowie konstanter Frequenz angesteuert, um Effekte durch die Regelung sowie die Änderung des Tastgrads ausschließen zu können, und damit die Wirkung der Symmetrierung besonders einfach untersuchen zu können. Die Schaltfrequenz wurde in drei Messreihen zwischen 12, 24 und 48 kHz variiert. Die Eingangsspannung wurde konstant auf 10 V gehalten und die Belastung am 2. Ausgang verändert, wohingegen die am 1. Ausgang (mit 150 Ohm) unverändert blieb. Die Drossel L1 hat in dieser Ausführungsform einen Wert von 100 uH. Die verwendete stromkompensierte Drossel ist vom Typ EPCOS B82721-K2701-N20 mit einer Induktivität von 2 × 10 mH, einem Serienwiderstand von 2 × 0,60 Ohm und einem Nennstrom von 0,7 A.
Man erkennt aus der 12, dass bei geringerer Schaltfrequenz die Strom-Symmetrie auch für geringere Verhältnisse von Vo1/Vo2 und damit für größere Belastungen noch gewährleistet ist. Der Grund hierfür ist, dass der Wandler bei geringerer Schaltfrequenz erst bei einer höheren Belastung in den kontinuierlichen Betrieb übergeht.
Die Kurve 81 stellt die Funktion der Anordnung unter Beweis – hier wurde die stromkompensierte Drossel durch zwei Widerstände mit je 0,68 Ohm ersetzt, um zu veranschaulichen, welche symmetrierende Wirkung durch den Serienwiderstand der stromkompensierten Drossel allein erreicht wird.
13 zeigt eine besonders vorteilhafte Ausführung des Wandlers gemäß der 10a. Dabei wird die Strommessung durch Auswertung des Spannungsabfalls über dem Shunt Rs realisiert. Wesentlicher ist jedoch die ”Einsparung” der ”eigentlichen Tiefsetzsteller-Drossel” L1 – stattdessen werden die beiden ohnehin vorhandenen Streuinduktivitäten Ls1 und Ls2 der stromkompensierten Drossel hierfür verwendet. Diese Maßnahme führt zudem zu einer besseren Symmetrierung der beiden Ausgangsströme wie aus 14 hervorgeht.
Der Wandler gemäß 13 wurde, wie bei allen hier angeführten Messungen, mit deaktivierter Stromregelung betrieben, um zu zeigen, inwieweit die Symmetrierung der Ausgangsströme mit zunehmenden Ausgangsströmen abnimmt. Hierzu wurde der Wandler mit R1 = 75 Ohm und R2 = 150 Ohm belastet und die Eingangsspannung schrittweise erhöht. 15 zeigt das Verhältnis der beiden Ausgangsströme Io1/Io2 über dem mittleren Ausgangsstrom (Io1 + Io2)/2. Man erkennt, dass bis zu einem mittleren Strom von 350 mA die ”Unsymmetrie” unter 5% bleibt. Dies entspricht dem halben Nennstrom von 700 mA der verwendeten stromkompensierten Drossel.
In den 16 und 17 sind zwei erfindungsgemäße Ausführungsformen basierend auf dem Cuk-Wandlerkonzept dargestellt. Die in den 16a und 16b dargestellten Schaltungen verwenden die Kondensatoren C31 und C32 um einen Gleichstromfluss, der sich durch die stromkompensierte Drossel aufgrund der unterschiedlichen Ausgangsspannungen einstellen würde, zu verhindern. Die Schaltungen der 17a und 17b nutzen hierfür die Dioden D1 und D2 analog zur Realisierung in den bereits beschriebenen Drosselwandlern.
Wie beim oben erläuterten Drossel-Abwärtswandler kann die ausgangsseitige Drossel L2 in der 17a oder die Drosseln L21 und L22 in der 16a weggelassen werden, wie dies in den 16b und 17b dargestellt ist, wobei dann die Streuinduktivitäten Ls1 und Ls2 der stromkompensierten Drossel deren Aufgabe mit übernehmen.
Im Fall eines Wandlers mit n Ausgängen sind in der Realisierung gemäß der 16 n Kondensatoren und n Dioden in den Ausgangskreisen nötig (C31, ..., C3n und D31, ..., D3n). Im Fall einer Realisierung gemäß der 17 sind dies 1 Kondensator (C3) und n + 1 Dioden (D3 und D1, ..., Dn). Die erstere Realisierung hat den besseren Wirkungsgrad, da hier weniger Dioden im Ausgang erforderlich sind, wohingegen die zweite mit weniger Bauteilen auskommt.
Die 18a und 18b zeigen zwei erfindungsgemäße Ausführungsformen basierend auf dem SEPIC-Wandlerkonzept, wobei in der Ausführung der 18b die Streuinduktivitäten Ls1 und Ls2 der stromkompensierten Drossel die Aufgabe der beiden Drosseln L10 und L20 mit übernehmen.
Die 19 zeigt eine erfindungsgemäße Realisierung eines Wechselrichters, basierend auf einer schaltentlasteten Halbbrückenschaltung mit resonantem Ausgangskreis bestehend aus Lr, Cr1 und dem optionalen Cr2, die eine Wechselstromquelle realisiert. Die Halbbrücke ist nullspannungsschaltend. Diese Wechselstromquelle speist eine Anordnung ähnlich der in 8b bis 8e offenbarten.
Dabei ermöglichen die sogenannten ”Trapezkondensatoren” C1 und C2 ein näherungsweise spannungsfreies Abschalten der Transistoren Q1 und Q2. Die Transistoren Q1 und Q2 besitzen ein festes, zeitlich unveränderliches Tastverhältnis, werden also nicht mit einer Pulsweitenmodulation angesteuert. Dieses ist so gewählt, dass nie Q1 und Q2 gleichzeitig leitend sind. Die Tastgrade der beiden Transistoren müssen nicht gleich groß sein. So kann Q1 einen Tastgrad von 60% und Q2 einen Tastgrad von 35% besitzen.
Die Stromregelung Ctrl verwendet den Spannungsabfall über den Widerstand Rs um den gewünschten Sollstrom durch die Leuchtdiode D5, und damit durch alle Leuchtdioden, durch eine Veränderung der Schaltfrequenz der Transistoren Q1 und Q2, einzustellen. Dieser Sollstrom könnte beispielsweise durch eine übergeordnete Steuerung eines Lichtmanagementsystems vorgegeben werden (nicht dargestellt).
Aus Gründen der Übersichtlichkeit wurde in der 19 auf die Darstellung eines Eingangsfilters (vor dem Eingangskondensator Ci), zur Unterdrückung von elektromagnetischen Störungen verzichtet. Auch in allen nachfolgenden Schaltungen wird hierauf verzichtet.
Wegen der beiden Kondensatoren Cr1 und Cr2 kann der in die Gleichrichterschaltungen Re1 bis Re5 fließende Strom Ii keinen Gleichanteil besitzen. Es sind daher nur Gleichrichterschaltungen sinnvoll, die an ihrem Eingang einen reinen Wechselstrom aufnehmen. Werden solche Gleichrichterschaltungen verwendet ist eine magnetische Sättigung der stromkompensierten Drosseln Lcm1 bis Lcm4 sicher verhindert. Beispielsweise können Gleichrichterzellen basierend auf der unsymmetrischen Spannungsverdoppler-Schaltung verwendet werden, wie sie in 2 dargestellt sind. Eine beispielhafte Ausführung mit diesen rückwärtsleitenden Gleichrichterschaltungen zeigt 20a.
20b ist eine andere Darstellung der erfindungsgemäßen Schaltung nach 20a wobei jede stromkompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transformator und zwei Streuinduktivitäten Ls ersetzt ist.
Bei entsprechender Dimensionierung der Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln kann die Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, wie dies die modifizierte Ausführung gemäß der 20c darstellt. Die Wirkung des optionalen Resonanzkondensators Cr2 wird nun durch die optionalen Resonanzkondensatoren Cr21 bis Cr25 erzielt. Nachdem die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln ohnehin vorhanden sind, lässt sich in dieser Ausführung eine kostengünstigere und kompaktere Bauweise realisieren.
21a zeigt eine abgewandelte Variante der Schaltung gemäß 19 bzw. 20a, die mit rückwärtssperrenden Gleichrichterschaltungen auskommt. Die Gleichrichterschaltungen sind dabei so verschaltet, dass kein Gleichanteil im Strom Ii verursacht wird, so dass die Gleichstromfreiheit durch die beiden Kondensatoren Cr1 und Cr2 gewährleistet wird. Beispielhaft sind Re1 und Re4 als Einweggleichrichter dargestellt. Dabei besitzen Re1 bis Re3 und Re4 bis Re6 die gleiche Eingangsstromrichtung bzw. Polarität der verwendeten Dioden. Vorteilhaft an dieser Schaltungsvariante ist die symmetrische Ausnutzung beider Halbschwingungen welche durch die Brückenschaltung bereitgestellt wird sowie die Eigenschaft, dass nur n – 2 stromkompensierte Drosseln zur Bereitstellung von n Ausgängen erforderlich sind und weniger Dioden für die rückwärtssperrenden Gleichrichterschaltungen erforderlich sind als für die rückwärtsleitenden Gleichrichterschaltungen, was zudem zumeinst einen höheren Wirkungsgrad mit sich bringt.
Die Schaltung der 21a hat jedoch den Nachteil, dass nicht alle Leuchtdioden bzw. Leuchtdiodenstränge mit dem gleichen Anschluss, z. B. der Kathode, auf GND bzw. das gemeinsame Bezugspotenzial gelegt werden können, was dazu führt, dass bei der Verwendung gleichartiger Leuchtdioden diese unterschiedlich gut gekühlt werden. Dies ist insbesondere im Fall von High-Power-Leuchtdioden ein großer Nachteil. Die Anwendung der Schaltung gemäß der 21a erscheint daher insbesondere für Low-Power-Leuchtdioden, z. B. Radiale Leuchtdioden, oder Arrays aus diesen sinnvoll. Im Fall von High-Power-Leuchtdioden könnte die Verwendung von zwei unterschiedlichen Leuchtdiodenbauformen Abhilfe schaffen, wobei einmal die Kathode und einmal die Anode eine besonders gute thermische Anbindung and das verwendete Leuchtdiodengehäuse aufweist. Diese beiden unterschiedlichen Ausführungen erfordern jedoch unterschiedliche Leuchtdioden-Chip-Strukturen, die im allgemeinen Fall jedoch unterschiedliche Eigenschaften (z. B. Farbe) aufweisen, was oftmals unerwünscht ist. Im beispielhaften Fall eines MAGGIE-Konzepts werden jedoch bewusst zwei unterschiedliche farbige Leuchtdiodentypen (mint/blaugrün und amber/bernsteinfarben) verwendet, so dass in einer solchen Anwendung die Schaltung sinnvoll erscheint. Allerdings besitzen die beiden unterschiedlichen Leuchtdiodentypen auch ein unterschiedliches Temperaturverhalten, insbesondere eine Farbverschiebung mit der Temperatur, so dass die Möglichkeit unterschiedliche Betriebsströme in beiden Leuchtdiodentypen einstellen zu können wünschenswert erscheint, was jedoch für die Schaltung gemäß der 21a ohne erheblichen Aufwand durch eine entsprechende Zusatzbeschaltung nicht möglich ist. Es bleibt damit bei der Feststellung, dass die Schaltung gemäß der 21a primär für Low-Power-Leuchtdioden vorteilhaft erscheint.
Die 21b zeigt eine andere Darstellung der Schaltung gemäß der 21a wobei jede stromkompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transformator und zwei Streuinduktivitäten Ls ersetzt ist.
Bei entsprechender Dimensionierung der Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln kann die Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, wie dies die modifizierte Ausführung gemäß der 21c darstellt. Die Wirkung des optionalen Resonanzkondensators Cr2 wird nun durch die optionalen Resonanzkondensatoren Cr21 bis Cr26 erzielt. Nachdem die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln ohnehin vorhanden sind, lässt sich in dieser Ausführung eine kostengünstigere und kompaktere Bauweise realisieren.
Die 21d zeigt eine weitere vorteilhafte Weiterbildung analog zur der Schaltungsanordnung gemäß der 21c, nun jedoch mit Transformator Tr, der zur galvanischen Trennung und/oder zur Spannungsanpassung dient. Dabei übernimmt gegebenenfalls die Streuinduktivität des Transformators zusammen mit der Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig. Um eine galvanische Trennung zu realisieren wird mittels einer Optokopplerschaltung Opto das Strommesssignal entsprechend vom sekundärseitigen auf den primärseitigen Teil der Schaltung übertragen.
Der Aufwand der galvanisch getrennten Übertragung des Strommesssignals gemäß der 21d entfällt bei der Schaltung Gemäß der 21e, da hier der Primärstrom des Transformators anstelle eines Leuchtdiodenstroms gemessen wird. Unter der Voraussetzung dass ein Transformator verwendet wird, der in seinen Eigenschaften dem eines idealen Transformators sehr nahe kommt, d. h. der Transformator Tr sollte eine große Hauptinduktivität und gute Kopplung aufweisen, ist der sich ergebende Fehler vernachlässigbar klein. Zur Vereinfachung der Darstellung wurden die optionalen Kondensatoren Cr21 bis Cr26 nicht dargestellt, obwohl diese auch in dieser Schaltung unverändert genutzt werden könnten.
Die 21f zeigt eine weitere vorteilhafte Weiterbildung analog zur der nach 21e, wobei der Transformator Tr mit zwei Sekundärwicklungen ns1 und ns2 ausgeführt ist. Diese Schaltung vermeidet den Nachteil, dass nicht alle Leuchtdioden bzw. Leuchtdiodenarrays mit der gleichen Polarität gegenüber dem gemeinsamen Bezugspotenzial, z. B. des Kühlkörpers, ausgeführt werden können. Daher eignet sich diese Schaltungsanordnung insbesondere auch für High-Power-Leuchtdioden.
Die dargestellten magnetischen Bauelemente können vorteilhafterweise in einem magnetischen Bauelement integriert werden, insbesondere in einem keramischen Bauelement das beispielsweise in LTCC-Technologie hergestellt wird.
Die Nutzung der Streuinduktivitäten ist insbesondere bei der Integration mehrerer funktional unterschiedlicher magnetischer Bauelemente in einem magnetischen Bauelement von Vorteil, da sich hier im Vergleich zu konventioneller Verwendung mehrerer diskreter Bauelemente meistens durch die Integration verhältnismäßig große Streuinduktivitäten ergeben, sie sich nun vorteilhaft nutzen lassen.
Die Konstruktion der stromkompensierten Drossel ist vorteilhafter Weise so zu realisieren, dass sie eine definierte Streuinduktivität besitzt und die stromkompensierte Drossel auch bei hohen Stromstärken nicht in Sättigung geht. Hierzu werden vorteilhafterweise Konstruktionen verwendet, wie sie in der EP 0 275 499 A1 oder der DE 36 21 573 A1 beschrieben sind. Für den Einsatz zu Beleuchtungszwecken erscheint insbesondere eine Ausführung gemäß der DE 3621573 A1 vorteilhaft.
Die DE 36 21 573 löst im Wesentlichen die gleiche Aufgabenstellung wie die EP 0 275 499 A1 : Es wird die Realisierung für eine stromkompensierte Drossel mit großer zusätzlicher Streu-Induktivität zur Unterdrückung symmetrischer Störungen vorgestellt. Im Gegensatz zur EP 0 275 499 A1 wird in der DE 36 21 573 nicht für jeden „außen liegenden” Leiter ein eigener „Außenkern” benutzt, sondern nur ein Außenkern für alle. Hierzu werden zwei luftspaltlose Ringkerne für die Stromkompensierte Drossel verwendet, wobei zunächst der erste Kern gleichmäßig über den gesamten Umfang, um ein geringes äußeres Magnetfeld zu erhalten, bewickelt wird. Dann wird konzentrisch über diesen ersten Ringkern aus Ferrit ein zweiter Eisenpulverkern aus Carbonyleisen gelegt. Nun wird durch beide Ringkerne mit der gleichen Windungszahl und gegebenenfalls etwas dickerem Draht für gleiche Kupferwiderstände der beiden Wicklungen die zweite Wicklung gewickelt. Durch die Wahl der Kernquerschnitte lassen sich die Nenninduktivität der Stromkompensierten Drossel und die gegen symmetrische Störungen wirkende Streu-Induktivität getrennt voneinander einstellen.
Eine erste Ausführung der Regelung für den Wandler gemäß der 10c ist der in 22 dargestellte Pulsweitenmodulationsregler. Er realisiert eine festfrequente Pulsweitenmodulation. Dieser Regler besteht aus dem Fehlerverstärker Op1 der das Fehlersignal Vea als PID-Regler aus dem gemessenen Ausgangsstrom und dem zum Sollstrom gehörigen Referenzsignal Vref erzeugt. Dieses wird im PWM-Komparator Cmp2 mit einer Rampenspannung verglichen. Bei einem herkömmlichen Pulsweitenmodulationsregler würde das erzeugte Signal P dem Gatetreiber Drv des Leistungsschalters zugeführt werden. Mittels der zusätzlichen Logik FWC wird jedoch sichergestellt, dass eine Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln erfolgt ist bevor der Q1 erneut eingeschaltet werden kann, d. h. ggfs. wird durch das Freilaufsignal F die Einschaltdauer beschnitten: Geht das eigentliche PWM-Signal P auf Low wird das RS-FlipFlop durch die fallende Flanke gesetzt. Das RS-Flip-Flop „merkt” sich, dass die Schaltung in der Abmagnetisierungsphase begriffen ist. Würde in dieser Phase das PWM-Signal wieder High werden, so würde das Und-Gatter ein High werden des Ausgangs Dr verhindern. Erst wenn das Abmagnetisierungssignal in Form eines High werden des Mess-Signals F eintrifft, wird das FF über den R-Eingang zurück gesetzt. Um einen sicheren Betrieb der Schaltung, insbesondere einen sicheren Anlauf der Schaltung, zu ermöglichen, ist der Timer Tmr vorgesehen, dessen Zeitwert der maximal denkbaren Abmagnetisierungsdauer entspricht. Ist das FF länger als diese Zeitdauer gesetzt, geht der Ausgang des Timers auf High und führt zu einem automatischen Rücksetzen des Flip-Flops. Greift die zusätzliche Logik FWC ein, so führt dies dazu, dass der Regelkreis geöffnet wird und der eigentliche Regler Op1 an die Grenze läuft, so dass P ein Signal mit maximalem Tastgrad wird. Dieses Öffnen des Regelkreises und die damit einhergehende Abweichung des geforderten Ausgangsstroms vom Sollwert wird jedoch in Kauf genommen um die Symmetrierung der Ausgangsströme sicherstellen zu können.
Anstelle des Reglers nach 22, der festfrequente Pulsweitenmodulation realisiert, kann auch der in 23 dargestellte Regler für die Schaltung nach 10c zum Einsatz kommen, der einen Betrieb an der Lückgrenze (Boundary Conduction Mode) sicherstellt, wobei weder Schaltfrequenz noch Ein- oder Ausschaltdauer konstant sind. Im Gegensatz zur obigen Ausführung wird hier nicht mit einer konstanten Schaltfrequenz gearbeitet, sondern mit einer variablen: Sobald der Strom durch die Drossel null erreicht, wird der Transistor wieder eingeschaltet. Der Fehlerverstärker und der Pulsweitenkomparator sind wie in 22 mittels Op1 und Comp2 realisiert.
Ist eine Abmagnetisierung der Drosseln erfolgt, so führt der Low-High-Übergang von F dazu, dass der Rampengenerator Ramp beginnt eine neue Rampe zu erzeugen. Diese wird mit dem Fehlersignal vom Komparator Cmp2 verglichen. Je höher das Fehlersignal ist, umso länger bleibt P bzw. Dr im High Zustand und folglich Q1 eingeschaltet, bevor Cmp2 auf Low kippt. Ein Low an Dr hat eine Abmagnetisierung der Drosseln zur Folge bis irgendwann die Abmagnetisierung durch einen erneuten Low-High-Übergang von F bestätigt wird, was zur Erzeugung einer neuen Rampe führt.
Um einen sicheren Betrieb der Schaltung, insbesondere einen sicheren Anlauf der Schaltung, zu ermöglichen, ist der Timer Tmr vorgesehen, dessen Zeitwert der maximal denkbaren Abmagnetisierungsdauer entspricht. Ist der Ausgang länger als diese Zeitdauer auf Low, so wird eine neue Rampe generiert, und es wird nicht weiter auf einen Low-High-Übergang von F gewartet.
Einen auf einem Current-Mode Control Prinzip basierender Regler für die Schaltung nach 25 stellt 24 dar. Auch dieser Regler realisiert einen Betrieb an der Lückgrenze (Boundary Conduction Mode). Der Regelverstärker Op1 erzeugt an seinem Ausgang das Signal Vea das mit dem aktuellen Strommesswert Im2 verglichen wird. Übersteigt der Wert von Im2 den von Vea führt der High-Low-Übergang von P zum Rücksetzen des Flip-Flops und damit zum Abschalten von Q1. In der nachfolgenden Abmagnetisierungsphase bleibt F zunächst auf High, da der aktuelle Stromwert größer Null ist. Ist die Abmagnetisierung erfolgt, so kommt es (aufgrund einer parasitären Schwingung, die kurzzeitig Icm negativ werden lässt) zum unter Umständen mehrfachen Kippen des Komparators Cmp1, wobei der High-Low-Übergang von F das Setzen des Flip-Flops bewirkt und damit Q1 wieder eingeschaltet wird. Wie bei den obigen Schaltungen auch, ist ein zusätzlicher Timer Tmr vorgesehen, der nach langer Dauer des Flip-Flops im ungesetzten Zustand dieses setzt und so das „Anlaufen” gewährleistet
25 illustriert eine andere Ausführung eines Drossel-Abwärtswandlers mit drei Ausgängen. Im Gegensatz zur Schaltung gemäß 10c erfolgt nun die Strommessung mittels des Shunts Rs am gemeinsamen Speise-Anschluss des Stromverteilnetzwerkes anstelle an einem der Ausgänge der Schaltung. Die Strom-Messeinrichtung Imea wird durch einen Differenzverstärker realisiert, der ein zum zu messenden Strom Icm proportionales und auf GND bezogenes Messsignal liefert, nachdem das Signal Im2 dem entsprechend verstärkten und Masse-bezogenen Spannungsabfall über dem Shunt Rs entspricht. Der zeitliche Mittelwert des Spannungsabfalls über Rs entspricht dem zeitlichen Mittelwert der Summe aller LED-Ströme. Um der Regelung den zeitlichen Mittelwert der Ausgangsströme zur Verfügung stellen zu können, ist der Tiefpass LP vorhanden. Wie in der Schaltung gemäß der 10c wird der Komparator Cmp1 zur Detektion der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln Lcm1 und Lcm2 genutzt. Als Regelschaltung können die Schaltungen gemäß den 22, 23 und 24 zur Anwendung kommen
26 zeigt einen Drossel-Aufwärtswandler mit zwei Ausgängen. Der eigentliche Aufwärtswandler besteht dabei aus der Speicherdrossel L1, dem Schalttransistor Q1 und den Dioden D1 bzw. D2. Wie beim oben beschriebenen Abwärtswandler kann auch bei einem Aufwärtswandler die Regelung auf einen der beiden Ausgangsströme oder auf den Strom erfolgen, der in den Speise-Anschluss des Stromverteilnetzwerkes hinein fließt. In der hier betrachteten Schaltung erfolgt die Regelung auf einen der Ausgangsströme. Zusätzlich kann ein unterlagerter Stromregelkreis im Sinne einer ”current mode contol” verwendet werden, die den Schalterstrom – erfasst mittels des Widerstands Rq – zur Regelung heranzieht.
Die beim Drossel-Abwärtswandler vorteilhaft nutzbaren Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel Ls1 und Ls2 sind beim Aufwärtswandler unerwünscht, da diese zu hohen Spannungsspitzen beim Abschalten des Transistors Q1 führen: Ls1 und Ls2 verhindern, dass die Strome in den Ausgangskreisen von 0 auf den jeweils halben Stromwert des Drosselstromes durch L1 zum Zeitpunkt des Abschaltens des Transistors springen können. Daher ist ein Snubber-Netzwerk vorzusehen, was die Schalterspannung begrenzt. Dieses kann dissipativ in Form eines RDC-Netzwerkes paralllel zu Q1 ausgeführt sein, oder als optionaler Klemmkreis für die Transistor-Spannung aus Ld und D3 bestehen und nicht-dissipativ sein. Der dargestellte Klemmkreis begrenzt die Schalterspannung direkt nach dem Öffnen von Q1 auf einen Wert der sich aus dem Übersetzungsverhältnis des durch Ld und L1 gebildeten Transformators sowie der Eingangsspannung ergibt. Ld und L1 sollten möglichst gut miteinander magnetisch verkoppelt sein. Angenommen, die Eingangsspannung betrage 10 V und Ld besteht aus doppelt so vielen Windungen wie L1, so würde die Transistorspannung auf einen Wert der der doppelten Eingangsspannung, folglich 20 V, begrenzt werden, da dann die Diode D3 zu leiten beginnt und die Spannung am Transistor klemmt.
Im Gegensatz zum Abwärtswandler gibt es beim Aufwärtswandler keine Einschränkung bezüglich lückendem und kontinuierlichem Betrieb, zumindest solange die Streuinduktivitäten vernachlässigbar klein sind. Unabhängig vom Betriebsmodus wird während Q1 eingeschaltet ist die stromkompensierte Drossel entmagnetisiert, der Strom durch die stromkompensierte Drossel wird also zu Null und durch das nachfolgende Sperren der beiden Dioden D1 und D2 bleibt dieser Zustand bis zum nächsten Abschalten von Q1 erhalten.
Daher ist beim Boost-Wandler keine der oben beschriebenen Regelschaltungen erforderlich, denn selbst wenn der Wandler im kontinuierlichen Betrieb bezüglich der Drossel L1 arbeit, ist aufgrund der Topologie immer sichergestellt, dass das Stromverteilungsnetzwerk im diskontinuierlichen Betrieb betrieben wird und folglich immer eine Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln im Netzwerk gegeben ist.
Wie beim Abwärtswandler ist auch beim Drossel-Inverswandler eine entsprechende Überwachung bzw. Regelung erforderlich, so dass die Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln sicher gewährleistet wird. Die 27 zeigt einen solchen Wandler, der wie der oben beschriebene Aufwärtswandler einen optionalen Klemmkreis für die Transistor-Spannung – aus Ld und D3 bestehend – enthält.
Um die Abmagnetisierung der Drosseln zu detektieren sind unterschiedliche Schaltungsgrößen nutzbar. Unter anderem kann eine Strommessung des Stromes durch L1 oder eine Strommessung des in das Stromverteilungsnetzwerk hinein fließenden Stroms erfolgen. Es kann auch mittels zweier Spannungsmessungen überprüft werden, dass die Dioden D1 und D2 sperren. Auch kann auf jede der stromkompensierten Drosseln eine zusätzliche dritte Wicklung aufgebracht werden und dann ausgewertet werden, dass alle diese Spannungen zu Null geworden sind. Alternativ kann auch die Spannung über dem Schalttransistor ausgewertet werden. Nach dem ursprünglichen hohen Wert welcher durch den Klemmkreis bestimmt wird, fällt während der Abmagnetisierungsphase die Spannung am Schalter auf die Summe aus Eingangsspannung und dem Mittelwert der Beträge der beiden Ausgangsspannungen um dann nochmals auf die Eingangsspannung, sobald alle Drosseln abmagnetisiert sind, abzufallen. Dieser zweite Abfall der Schalterspannung kann ebenfalls für die Detektion genutzt werden.
In der Ausführung gemäß 27 wird jedoch eine weitere Möglichkeit für die Detektion verwendet: Hierfür wird die Spannung über der Drossel Ld verwendet werden, denn ist diese auf Null abgefallen, sind alle Drosseln abmagnetisiert und es kann ab diesem Zeitpunkt der Schalter Q1 wieder eingeschaltet werden. Analog zu den obigen Regelschaltungen gemäß den 22 bis 24 lassen sich auch für den Inverswandler entsprechende Regelschaltungen ausführen.
Die folgenden Figuren betrachten eine weitere Variante der Strom-Symmetrierung bei mehreren Zweigen. Die Strom-Symmetrierung wird durch die Reihenschaltung eines Kondensators, einer Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsquelle sowie zweier entgegengesetzt verschalteter, rückwärts leitender Gleichrichterschaltungen, welche jeweils eine oder mehrere in Reihe geschaltete Leuchtdioden beinhalten, realisiert. Jede dieser Schaltungsanordnungen liefert zwei auf ein gemeinsames Potenzial (z. B. Masse) bezogene ,Leuchtdiodenausgänge'. Es können mehrere dieser Schaltungsanordnungen verwendet werden, sofern mehr als zwei ,Leuchtdiodenausgänge' benötigt werden.
Die 28a und 28b zeigen Ausführungen solcher Schaltungsanordnungen. In den beiden Figuren werden die Schaltungstypen VVD und CD dargestellt. Der Schaltungstyp VVD basiert auf einer Spannungsverdopplungsschaltung und der Schaltungstyp CD basiert auf einer einfachen Stromglättungsschaltung.
Die Funktionsweise der Schaltung gemäß der 28a illustrieren die 28c bis 28e. Im Folgenden wird zur Vereinfachung der Erklärung die Annahme getroffen, dass alle Bauelemente ideal seien, d. h. insbes. die Dioden verhalten sich als ideale Schalter.
Die Quelle Q arbeitet dabei als Stromquelle. Wird von der Quelle Q ein positiver Strom Ii geliefert, so zeigt 28c die für die Funktion relevanten Bauelemente: Der Strom Ii fließt durch die Diode D11, teilt sich dann auf C11 und R1 auf, um dann über die zum einfacheren Verständnis eingezeichnete Masseverbindung M, die Diode D22 und den Kondensator C0 zur Quelle zurück zu fließen. Die Last R2 wird während dieses Zeitbereichs durch den Kondensator C2 versorgt. Die Stärke des Stromes Ii > 0 hat nur Einfluss auf den Laststrom I1, nicht jedoch auf I2.
Fließt kein Strom Ii durch die Quelle Q, so illustriert 28d, dass die Lasten R1 bzw. R2 von den zugehörigen Kondensatoren C1 bzw. C2 mit Energie versorgt werden. Nachdem die Kondensatorspannungen V1 und V2 positiv sind, teilt sich die jeweilige Kondensatorspannung über den beiden Dioden D11 und D12 bzw. D21 und D22 auf und alle Dioden sperren.
Die 28e zeigt entsprechend die relevanten Bauelemente in dem Fall, dass die Quelle Q einen negativen Strom liefert. Hier ist das Verhalten der beiden Gleichrichter genau umgekehrt: Für Q ist nun effektiv nur GR2 vorhanden wohingegen GR1 nicht sichtbar ist. Die Stärke des Stromes Ii < 0 hat nur Einfluss auf den Laststrom I2, nicht jedoch auf I1.
Aufgrund des Kondensators C0 kann durch die Quelle kein Gleichstrom fließen bzw. Ii kann keinen Gleichanteil besitzen, da der Kondensator C0 als Blockkondensator oder Symmetrierkondensator wirkt. Nachdem der positive Anteil des Stromes von Ii letztlich den Laststrom I1 bestimmt (da der positive Anteil von Ii von D12 gesperrt wird, muss er durch D11 fließen und da durch C1 kein Gleichstrom fließen kann, muss der zeitliche Mittelwert des positiven Anteils von Ii gleich dem zeitlichen Mittelwert von I1 entsprechen) und der in negative Anteil von Ii den Laststrom I2 bestimmt, müssen die zeitlichen Mittelwerte der Lastströme I1 und I2 gleich groß sein. Es werden also beide Lasten R1 und R2 mit dem gleichen Strom betrieben (Strom-Symmetrierung).
Die 28f stellt beispielhafte Strom- und Spannungsverläufe der Schaltung nach 28a dar. Dabei wurden der Einfachheit halber rechteckförmige Stromverläufe angenommen. Zur Illustration wurde ein Tastverhältnis von 2:1 angenommen.
Für die Darstellung der auftretenden Spannungen in der unteren Hälfte der Abbildung wurde neben der Annahme idealer Bauelemente eine ideale Glättung der Lastströme angenommen, was unendlich große Kondensatoren C1 und C2 bedingt, so dass die Ausgangspannungen V1 und V2 keine Welligkeit aufweisen. Zudem wurde davon ausgegangen, dass keine Zeitbereiche mit Ii = 0 auftreten. Es werden zwei unterschiedlich große Lasten mit R1 = 3 Ohm und R2 = 4 Ohm angenommen. Damit ergeben sich die Ausgangsspannungen V1 = I1·R1 = 2·3 = 6 V und V2 = I2·R2 = 2·4 = 4 V, sowie die dargestellten zeitlichen Verläufe von V12, V22, V0 und Vi.
Betrachtet man die Masche {Masse – D12 – Q – C0 – D22 – Masse}, so muss die folgende Maschengleichung erfüllt sein: V12(t) = Vi(t) + V0(t) + V22(t).
Aus 28f geht hervor, dass diese zu jedem Zeitpunkt, und damit auch für die gestrichelt eingetragenen zeitlichen Mittelwerte (mit Überstrich gekennzeichnet), erfüllt ist.
Vorteilhafterweise wird die Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsquelle durch die Sekundärwicklung eines Transformators gebildet, da dies eine besonders einfache Möglichkeit ist, eine potenzialfreie Quelle zu erzeugen.
Die 28g zeigt das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator C0 im Versorgungsspannungspfad bei einem rückwärts sperrendem Gleichrichter GR1 und einem vorwärts sperrendem Gleichrichter GR2 mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung. Der Kondensator C0 unterdrückt einen Gleichstromanteil im Versorgungsstrom Ii. Da Vi eine reine Wechselspannungsquelle ist, kann die Summe aus der Spannung über der Wechselspannungsquelle Vi und der Spannung über dem Kondensator C0 einen Gleichanteil enthalten. Dieser Anteil entspricht der tatsächlichen Spannungsdifferenz der beiden Gleichrichter GR1 und GR2. Da ein Gleichrichter vorwärts sperrt und der andere Gleichrichter rückwärts sperrt, wird jeder Gleichrichter jeweils mit einer Halbwelle des Wechselstroms Ii versorgt. Durch den Gleichanteil der Spannungen Vi + V0 wird auch eine unterschiedliche Leistung in den beiden Betriebssträngen zugelassen, so dass der Strom in beiden Strängen gleich groß sein kann. Würde z. B. der Strom I11 im ersten Betriebsstrang im Mittel größer werden als der Strom I21 im zweiten Betriebsstrang, so würde sich der Kondensator C0 entladen und die Spannung V0 sinken, so dass auch die Spannung V1 sinken und gleichzeitig die Spannung V2 betragsmäßig steigen würde, was dem unterschiedlichen Stromfluss entgegenwirkt und somit die Stromhöhen symmetriert.
28k zeigt das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator C0, der zwischen die Spannungsquelle und das Bezugspotenzial geschaltet ist, bei einem rückwärts und einem vorwärts sperrendem Gleichrichter mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung. Die Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung ist gleich der Funktionsweise der Schaltungsanordnung gemäß der 28g. Hier ist lediglich der Kondensator C0 an einer anderen Stelle im Strompfad eingefügt, was aber die Wirkungsweise nicht beeinträchtigt.
Die 28h zeigt das Phasenschaltbild der 28k für den Fall Ii > 0, die 28i zeigt das Phasenschaltbild der 28k für den Fall Ii = 0, und die 28j das Phasenschaltbild der 28k für den Fall Ii < 0. Die jeweils sperrenden Dioden sind durch eine Leitungsunterbrechung gekennzeichnet, die jeweils leitenden Dioden sind ordnungsgemäß dargestellt. Im Fall Ii = 0 ist die Spannungsquelle durch eine weitere Leitungsunterbrechung gekennzeichnet.
Werden mehr als zwei Leuchtdiodenausgänge benötigt, verwendet man vorteilhafter Weise

a) mehrere Transformatoren, die primärseitig in Reihe geschaltet sind, die insbesondere bei stark unterschiedlichen Lasten bzw. Leuchtdioden möglichst ideale Eigenschaften aufweisen,
b) einen Transformator mit mehreren Sekundärwicklungen, und insbesondere bei stark unterschiedlichen Lasten bzw. Leuchtdioden zusätzliche stromkompensierte Drosseln, die die Sekundärströme untereinander symmetrieren,
c) eine Kombination aus den Punkten a) und b).

Primärseitig wird der Transformator durch eine der üblichen leistungselektronischen Schaltungen, beispielsweise einen Halbbrücken-, Vollbrücken-, Gegentakt- oder Class-E-Wandler angesteuert. Vorteilhafterweise handelt es sich hierbei um eine schaltentlastete Schaltung, die das ZVS- oder ZCS-Prinzip nutzt.
Eine Integration mehrerer induktiver Bauelemente (Trafos, stromkompensierter Drosseln oder eine Kombination von solchen Bauelementen) in ein Bauelement erscheint aufgrund der möglichen Reduktion der Baugröße des Gerätes wie auch in der Komplexität in der Fertigung, Prüfung und Beschaffung besonders vorteilhaft. Insbesondere beim Schaltungstyp CD können zudem die erforderlichen Induktivitäten (z. B. L1, L2 in ) ebenfalls mit integriert werden (z. B. mit dem erforderlichen Transformator). Auch eine Integration der Symmetrierungs-Kondensatoren (z. B. C0) mit magnetischen Bauelementen in einem gegebenenfalls monolithisch integrierten Bauelement z. B. in LTCC-Technik ist möglich und könnte je nach Anwendung und Anforderungen an das Produkt (z. B. Automotive-Applikation) eine weitere Volumen und Kosten-Reduktion ermöglichen.
Die Gleichrichterschalter können als Synchrongleichrichter ausgeführt werden, insbesondere können die in der Schaltung ohnehin vorhandenen Transformatoren für die Ansteuerung der Halbleiterschalter des Synchrongleichrichters verwendet werden.
Die 29a, 29b, 29c und 29d und die 30a, 30b, 30c und 30d zeigen einen Schaltungsaufbau, bei dem in allen Fällen eine ZVS-betriebene Halbbrücke mehrere Leuchtdioden bzw. Leuchtdiodenstränge mit dem gleichen Strom versorgt. Je nach Auslegung kann der Kondensator Cr2 vorhanden sein. In den 29a, 29b, 29c und 29d werden gemäß der obigen Aufzählung unter Punkt a) mehrere Transformatoren verwendet, wohingegen die 30a, 30b, 30c und 30d jeweils eine Schaltung gemäß Punkt b) angibt. Die Schaltungen nach den 29a, 30a basieren auf dem Schaltungstyp VVD (analog zu 28a), wohingegen die Schaltungen nach den 29b, 30b auf dem Schaltungstyp CD (analog zu 28b) beruhen. Die 29c und 30c zeigen Schaltungen, die auf dem Schaltungstyp VD analog der 28k basieren, wohingegen die 29d eine Mischform darstellt, bei der jede Gruppe zweier an eine Sekundärwicklung eines Transformators Tr1..Tr3 angeschlossenen Gleichrichter jeweils nach einem der oben beschriebenen Schaltungstypen arbeitet, die Gruppe an Transformator TR1 nach dem Schaltungstyp CD, die Gruppe an Transformator TR2 nach dem Schaltungstyp VVD, und die Gruppe an Transformator TR3 nach dem Schaltungstyp VD. Bei der 30d ist die Situation analog zu 29d, lediglich wird ein gemeinsamer Transformator mit einer Primärwicklung und drei Sekundärwicklungen verwendet, bei denen die Gruppe an der ersten Sekundärwicklung (von oben gezählt) nach dem Schaltungstyp CD, die Gruppe an der zweiten Sekundärwicklung nach dem Schaltungstyp VVD, und die Gruppe an der dritten Sekundärwicklung nach dem Schaltungstyp VD arbeitet.
In allen Figuren wurden Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstränge als Last der Gleichrichter GR dargestellt, die mit der Kathode auf GND liegen. Dies muss nicht zwingend der Fall sein – es kann auch die Anode bei entsprechender Schaltungsanpassung auf GND gelegt werden. Dies könnte insbesondere dann von Vorteil sein, wenn die Gehäuse der verwendeten LEDs jeweils mit der Anode des LED-Chips verbunden sind, da dann alle LED-Gehäuse auf einen gemeinsamen elektrisch mit Masse verbundenen Kühlkörper gelegt werden können, was zu einer besonders guten Kühlung der Leuchtdioden führt.
31 zeigt einen Schaltungsaufbau bei dem ein Transformator mit zwei Sekundärwicklungen, entsprechend dem Punkt b) in der obigen Aufzählung, zum Betrieb von 4 Leuchtdiodenausgängen verwendet wird. Mittels der stromkompensierten Drossel Tr12 wird die Symmetrierung der beiden Sekundärströme sichergestellt. Zum Dimmen der LEDs werden die elektronischen Schalter S11 bis S41 mit einem PWM-Signal angesteuert. Die nachfolgende Tabelle 1 zeigt die Verhältnisse bei 0% bzw. 100% Tastgrad der Schalter.
Als Signalquelle Q diente eine Funktionsgenerator mit f = 50 kHz. Die Widerstände R1 bis R4 sind zur Strommessung, jedoch für die eigentliche Funktion nicht erforderlich. Es wurden folgende Bauelemente verwendet:
Tr1: Trafo 1:1:1, Lp = Ls1 = Ls2 = 1 mH, fres = 750 kHz, RDC < 1R0
Tr12: Stromkompensierte Drossel EPCOS 882721-K2701-N20, 2 × 10 mH, 2 × 0R60 typ. RDC
Alle Dioden: SS34 (3 A, 40 V, Schottky)
Weiße Leuchtdioden
alle Kondensatoren: 10 uF, 25 V, X7R, TDK
R1..R4: 10R, 1%, 0805
32 zeigt den „vorderen” Teil der Schaltung nach 31, allerdings wird nun als Generator ein Klasse-E-Wandler verwendet. Dieser hat den Vorteil mit einem einzigen Leistungstransistor Q1 auszukommen und zudem wird dieser mit ZVS (Nullspannungsschalten) betrieben. Entgegen des üblichen Nachteils des Klasse-E-Wandlers eine mit anderen Schaltungstopologien sehr hohe Schalterspitzenspannung zu erfordern, ist dieser Nachteil hier etwas abgemildert, da die Gleichrichter bzw. die Leuchtdioden aufgrund ihres nichtlinearen Verhaltens eine Abflachung der Drain-Schwingung bewirken, so dass ein Transistor mit geringerer maximal zulässiger Drain-Spannung verwendet werden kann, 5 als man dies für eine vergleichbare ohmsche Last erwarten würde.
Die in der Tabelle 1 dargestellten Messwerte konnten auch mit dieser Quelle analog gemessen werden. Es wurden folgende Bauelemente verwendet:
Q1: IRFR110
DQ: nicht bestückt (optional, wenn ein MOSFET als Q1 verwendet wird, da dann bei Nicht-Bestückung die Body-Diode Funktion übernimmt; zwingend erforderlich, wenn Q1 ein Bipolar-Transistor oder IGBT ist)
RG: 10R, 1%, 0805
CR: 1 nF, 100 V
CS: 10 uF, 25 V, X7R, TDK
Die folgenden Figuren betrachten eine dritte Variante der 20 Stromsymmetrierung.
Auch in dieser Ausführungsform wird ein quasi-paralleler Betrieb von mehreren Leuchtdioden und/oder mehreren LED-Strängen mittels eines DC/DC-Wandlers vorgeschlagen, wobei die Stromstärken des durch die Leuchtdioden fließenden Stroms näherungsweise identisch sind. Es muss lediglich auf den Strom in einer Leuchtdiode bzw. in einem Strang von Leuchtdioden geregelt werden. Der Wandler besitzt ein Stromverteilungsnetzwerk welches eine oder mehrere stromkompensierte Drosseln in einer prinzipiellen Verschaltung gemäß 1 enthält. Um die gewünschte Funktionsweise des Stromverteilungsnetzwerkes garantieren zu können, wird vorgeschlagen, das Stromverteilnetzwerk mit Kondensatoren zu erweitern, so dass sich Resonanzzellen aus Stromkompensierten Drosseln und Kondensatoren ergeben, wie dies in den 34 bis 36 dargestellt ist. Die zusätzlichen Kondensatoren unterbinden einen Gleichstromfluss durch die stromkompensierten Drosseln, so dass die stromkompensierten Drosseln nur von Wechselstrom durchflossen werden was zumindest in jedem Nulldurchgang des Stromes eine vollständige Abmagnetisierung der Drosseln ermöglicht, was für deren Funktionsweise von entscheidender Bedeutung ist.
Gehen die Ströme durch alle Wicklungen der stromkompensierten Drosseln periodisch auf Null zurück, so hat dies die gewünschte gute Symmetrierung der Leuchtdiodenströme zur Folge, da dann die stromkompensierten Drosseln im Stromverteilnetzwerk in der gewünschten Weise wirken. Die Funktionsweise von stromkompensierten Drosseln beruht darauf, dass jede Wicklung der Drossel eine sehr hohe Impedanz aufweist. Durch entsprechende Stromflüsse in beiden Wicklungen heben sich die generierten magnetischen Flüsse im Kern und damit die hohen Impedanzen gegenseitig auf. Für eine gute Funktion einer stromkompensierten Drossel sind daher hohe Induktivitätswerte der Wicklungen erforderlich, weshalb üblicherweise Kerne aus hochpermeablem Magnetmaterial ohne Luftspalt zum Einsatz kommen, die verhältnismäßig geringe Sättigungsströme bedingen. Um eine Sättigung des magnetischen Kern der stromkompensierten Drossel aufgrund eines dauerhaften Gleichstroms zu vermeiden wird daher eine periodische Stromfreiheit der beiden Wicklungen im Sinne der Erfindung realisiert.
Die bisher beschriebene Strom-Symmetrierung mittels stromkompensierter Drosseln ist insbesondere dann anwendbar, sofern ein periodischer Stromfluss vorliegt bzw. erzeugt wird, der – wie bereits erwähnt – immer wieder auf null zurückgeht. Mit sehr vielen geschalteten leistungselektronischen Schaltungen lassen sich derartige Stromflüsse erzeugen. So kann die in den bisherigen Figuren dargestellte Wechselstromquelle durch einen beliebigen Wechselrichter realisiert werden. Diesem folgen Gleichrichter, um die Leuchtdioden mit einem Gleichstrom mit möglichst geringer Welligkeit zu versorgen.
33 zeigt eine solche prinzipielle Wandleranordnung mit stromkompensierter Drossel Lcm als Stromverteilernetzwerk die als Gleichspannungswandler aufgefasst werden kann. Es sind unterschiedlichste Arten von Gleichspannungswandlern, basierend auf hoch- und/oder tiefsetzenden Wandlerkonzepten bekannt, die sich mit Stromverteilnetzwerken zum Betrieb von Leuchtdioden modifizieren lassen.
Erfindungsgemäß werden Wandlerstrukturen verwendet, die keinen Gleichstrompfad durch die stromkompensierte Drossel aufweisen, d. h. die arithmetische Mittelwerte der Ströme Icm1 und Icm2 in 1 sind aufgrund schaltungstechnischer Maßnahmen Null. Als gleichstromunterbindende Bauelemente werden insbesondere mindestens 2 Kondensatoren jeweils in Reihe zu einem der drei Anschlüsse der stromkompensierten Drossel verwendet. Das heißt die erfindungsgemäße Realisierung weist eine der in 34 dargestellten Möglichkeiten A) bis C) als Bestandteil des Wandlers auf.
Die in 34 dargestellten Resonanzzellen enthalten mindestens 2 Kondensatoren, können dabei Teil der Wechsel- oder Gleichrichter sein und können neben der Gleichstrom unterbindenden Funktion weitere Funktionen im zugehörigen Wechsel- oder Gleichrichter wahrnehmen. In einem Halbbrücken-Wechselrichter kann der Kondensator die Aufgabe des Resonanzkondensators besitzen. In Gleichrichtern des Typs unsymmetrischer Verdoppler oder Kaskadenschaltungen ist dieser Kondensator der Eingangskondensator bzw. der erste Kondensator der Schubsäule.
Die Vereinigung der Möglichkeiten A) bis C) aus der 34 ist in einer 35 dargestellt, wobei die stromkompensierte Drossel durch die Ersatzschaltung aus zwei fest gekoppelten (mit einem Kopplungsfaktor von eins) Induktivitäten Lt1 und Lt2 und den beiden Streuinduktivitäten Ls1 und Ls2 dargestellt ist. Einer der beiden Kondensatoren C1 bis C3 kann – wie oben bereits ausgeführt – entfallen, ohne dass hierdurch die inhärente Gleichstromfreiheit durch die beiden Wicklungen der stromkompensierten Drossel beeinflusst werden. Diese Gleichstromfreiheit wird auch nicht durch weitere, beliebig in der Schaltung einfügbare Kondensatoren beeinflusst. So zeigt die 35 noch optionale Kondensatoren Cr (gestrichelt), die beispielhaft gegen Masse geschaltet dargestellt sind. Diese Kondensatoren sind vorteilhafterweise Resonanzkondensatoren, die zusammen mit den Streuinduktivitäten Ls1 und Ls2 wirken und beispielsweise für die Schaltentlastung innerhalb des Wandlers genutzt werden können.
Weitere Abwandlungen der Resonanzzellen (auch als „Building Blocks” bezeichnet) sind zulässig, sofern die Gleichstromfreiheit nicht beeinträchtigt wird. Daher können neben zusätzlichen Kondensatoren auch beliebige Bauelemente in Reihe zu den Wicklungen der stromkompensierten Drossel und den Kondensatoren geschaltet werden. Insbesondere ist die Reihenschaltung der Wicklungen einer oder mehrerer weiterer stromkompensierter Drosseln sinnvoll, sofern der Wandler mehr als zwei Ausgänge besitzen soll. Die 36 zeigt einen für die Praxis relevanten Fall eines sehr allgemeinen Building Blocks.
Die 37 zeigt die Schaltung gemäß der 2, die ebenfalls die Resonanzzellenstruktur enthält. Diese wurde zur Illustration eingezeichnet und mit CCC1 gekennzeichnet. Nachdem die Schaltungen gemäß den 3 und 5 auf dem gleichen Schaltungsprinzip basieren, enthalten auch diese die entsprechende Konfiguration.
Weitere Beispiele für Wandler die eine solche Konfiguration enthalten sind neben den in 8d angegebenen Halbbrückenwandler auch der in 8e angegebene Class-E-Wandler.
Die 38 zeigt einen ZVS-Halbbrückenwandler der die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln als Resonanzinduktivität nutzt.
Die folgenden Figuren betrachten eine weitere Variante der Stromsymmetrierung mehrerer Leuchtdiodenstränge mit multiresonanten Zellwandlern.
Die 39a, 39b und 39c zeigen die Grundschaltungen eines Tiefsetzstellers oder Buck-Wandlers (39a), eines Hochsetzstellers oder Boost-Wandlers (39b) und eines Cúk-Wandlers (39c). Letzterer kann im Gegensatz zu den ersten beiden Wandlern Ausgangsspannungen produzieren, deren Betrag kleiner oder größer als seine momentane Eingangsspannung sein kann. Alle drei Topologien gehören zur Gruppe der Einzelschalter-Gleichspannungswandler. Dargestellt ist jeweils ihre hart schaltende Variante, deren Wechselrichterschalter nach bekannten Pulsweitenmodulationsverfahren angesteuert werden. Nicht dargestellt sind jeweils die Details zur Ansteuerung des Wechselrichterschalters Q1 bzw. S1 und zur Reglerstruktur, die bestimmte Ausgangsgrößen zur Ansteuerung des Wechselrichters zurückführt. Der Strommesswiderstand RS ist angedeutet.
Ferner sind gestrichelt angedeutet diejenigen Positionen (C1, Lcm1, C11), an denen die (mindestens) drei Resonanzelemente hinzugefügt werden müssen, um obige hartschaltenden Grundtopoliegen in ihre doppeltnullspannungsschaltenden (Double ZVS) multiresonanten Äquivalente abzuändern. Aquivalente deshalb, weil ein multiresonanter Buck-Wandler nur tiefsetzen kann, ein multiresonanter Boost-Wandler nur hochsetzen kann und ein multiresonanter Cúk-Wandler eben beides kann. Solche Schaltungen sind besonders dann sinnvoll, wenn unvermeidliche Streuinduktivitäten vorliegen und gleichzeitig hoher Wirkungsgrad, hohe Baudichte sowie eine gute elektromagnetische Verträglichkeit gefordert sind: Die Streuinduktivitäten bilden den induktiven Teil eines Resonanzkreises, der auf die Betriebsfrequenz abgestimmt ist.
Jede stromkompensierte Drossel hat auch einen nicht kompensierten Streuanteil, auf dieser Tatsache beruht die Erfindung. Um die Schaltungsanordnung gemäß der 39c für mehrere Leuchtdiodenstränge weiterzubilden ist die Stromkompensierte Drossel dort einzufügen, wo der Cúk-Wandler als Vorraussetzung für das Nullspannungsschalten eine Induktivität benötigt, also z. B. an der Stelle der Induktivität Lcm1.
Gemäß der Erfindung werden die Streuinduktivitäten der mindestens einen stromkompensierten Drossel dazu verwendet, Resonanzkreise zu erzeugen, die es erlauben, die Leistungsschalter innerhalb der Wandlerschaltungen schaltentlastet zu betreiben.
Es wird ein quasi-paralleler Betrieb von mehreren Leuchtdioden und/oder mehreren Leuchtdiodensträngen mittels eines Wandlers vorgeschlagen, der nur einen Wechselrichter besitzt, und wobei alle Leuchtdioden vom gleichen Strom durchflossen werden. Es muss lediglich auf den Strom in einer Leuchtdiode bzw. in einem Strang von Leuchtdioden geregelt werden.
Oben genannter gemeinsamer Wechselrichter besteht hier grundsätzlich aus nur einem elektronischen Leistungsschalter und mindestens einer Speicherinduktivität. Der Leistungsschalter kann eine ungesteuerte antiparallele Diode (Inversdiode) enthalten, und wird mittels einer speziellen frequenzvariablen und zustandsabhängigen PWM angesteuert. Die oben genannte Stromkompensierte Drossel ist dabei ausdrücklich nicht als Speicherinduktivität anzusehen. Damit kommen als grundsätzliche Wandlertopologien alle sechs bekannten Einzelschalter-Gleichspannungswandler in Frage, der Buck-, der Boost-, der Drosselinvers-, der Cúk-, der Zeta- und der SEPIC-Converter.
Die erfindungsgemäß mehreren Gleichrichter enthalten genauso viele Dioden, wie Leuchtdiodenstränge vorgesehen sind. Also sind bei N Leuchtdiodensträngen genau N Gleichrichterdioden aufzufinden. Die Anzahl der schon erwähnten Speicherinduktivitäten beträgt in Buck-, Boost- oder Drosselinvers-Topologie ebenfalls genau N, in Cúk-, SEPIC- oder Zeta-Topologie N + 1. Deren Induktivitätswerte sind im betrachteten Multi-Output-Wandler in etwa gleich. Im Gegensatz zu manchen speziellen Einzelschalter-Gleichspannungswandlern, beispielsweise solchen mit Eingangs- oder Ausgangs-Ripplestromkompensation, darf bei den hier vorgestellten inhärent stromsymmetrierenden Multi-Output-Wandlern keine dieser Speicherinduktivitäten mit einer der anderen Speicherinduktivitäten gekoppelt sein.
Im Unterschied zu obigen Ausführungsformen arbeiten alle hier vorgestellten Wandler in allen ihren Zweigen im „Double ZVS Multiresonant Conduction Mode”. Vorteilhaft an dieser Betriebsweise ist die resonante Schaltentlastung aller Schaltflanken aller beteiligten Gleichrichterdioden sowie der Einschaltflanke des Wechselrichterschalters. Ferner kann bei den drei Wandlern mit Stromausgang (Buck, Cúk und Zeta) zur Speisung von Leuchtdioden der sonst übliche Ausgangsfilterkondensator weggelassen werden, was insbesondere die Regelbarkeit eines möglichen übergeordneten Beleuchtungssystems erleichtert.
Die oben schon erläuterten Resonanzzellen spielen auch hier eine Schlüsselrolle. Bei N vorgesehenen inhärent stromsymmetrierenden Ausgängen umfasst die Resonanzzelle zusätzlich zur mindestens einen stromkompensierten Drossel mindestens N Kondensatoren in Reihe zu den Anschlüssen der stromkompensierten Drossel.
Erfindungsgemäß wird die stromkompensierte Drossel immer dort eingefügt, wo bei der Überleitung eines hartschaltenden CCM- in einen multiresonanten Doppel-ZVS-Einzelschalterwandler die zusätzliche Resonanzinduktivität verschaltet wird. Die links oder rechts davon erforderlichen Serienkondensatoren sind in der vorgesehenen Wandlertopologie entweder schon vorhanden, oder sie werden ebenfalls neu hinzugefügt als N Resonanzkondensatoren jeweils parallel zu einer der N Gleichrichterdioden. Wenn auch nicht direkt ersichtlich, bleibt die Serienschaltung zur stromkompensierten Drossel auch in dieser Konfiguration bestehen. Die Kapazität dieser neuen N „Gleichrichterkondensatoren” ist jeweils ungefähr gleich. Schließlich wird parallel zum Wechselrichterschalter noch ein weiterer Resonanzkondensator, der sogenannte Wechselrichterkondensator, geschaltet. Das Kapazitätsverhältnis zwischen diesem Wechselrichterkondensator und der Summe aller N Gleichrichterkondensatoren bildet ein wichtiges Designkriterium für diese multiresonanten Wandler.
Bei N Gleichrichterdioden innerhalb der betrachteten Wandlertopologien für N stromsymmetrierende Ausgänge sind immer – wie oben schon beschrieben – mindestens N Speicherinduktivitäten vorhanden. Zusätzlich werden immer entsprechend viele Block- oder Filterkondensatoren verwendet, die sich dann auch auf die unterschiedlichen Ausgangsspannungen pro Zweig unterschiedlich aufladen können. Da die jeweilige Ausgangsspannung sich in der Sperrspannung der zugehörigen Gleichrichterdiode widerspiegelt, ist zusätzlich zur Freiheit, pro Ausgangszweig einen unabhängigen Kondensator sich individuell aufladen lassen zu können, die „wechselspannungsmäßige Elastizität” durch mindestens N unabhängige Speicherinduktivitäten die zweite Grundvoraussetzung für inhärente Stromsymmetrierung in den multiresonanten Einzelschalter-Gleichspannungswandlern. Da analog zu den Gleichrichterdioden auch über diesen Speicherinduktivitäten die Spannungen pro Zweig unterschiedlich sein können, dürfen diese Speicherinduktivitäten, wie oben schon erwähnt, weder untereinander noch mit einer evtl. vorhandenen Eingangsspeicherinduktivität verkoppelt sein.
Es ergeben sich schaltentlastete Wandler, in welchen sowohl der Schalter S als auch die Dioden schaltentlastet, vorzugsweise beide nullspannungsgeschaltet, betrieben werden.
Dies führt zu einer Reduktion der Verluste, insbesondere der Schaltverluste, wesentlich geringeren elektromagnetischen Störungen, und wegen der kleineren nötigen EMV-Filter zu einem höheren Gesamtwirkungsgrad der betrachteten Schaltung. Aufgrund der stark reduzierten Schaltverluste lassen sich diese Wandler mit höherer Schaltfrequenz betreiben, was wiederum zu einer Reduktion der Baugrößen der Energiespeicher, also der Drosseln und Kondensatoren führt und damit Wandler mit geringerem Bauvolumen ermöglicht. Im Gegensatz zu den pulsweitenmodulierten Wandlern, welche die Ausgangsbasis bilden, werden die multiresonanten Wandler nicht mit konstanter, sondern mit veränderlicher Frequenz zu Regelung der Ausgangsleistung betrieben, was wiederum zur Verbesserung ihrer EMV beiträgt.

Die 40 zeigt einen, wie oben beschrieben erweiterten multiresonanten Cúk-Wandler. Dabei wurde die Schaltung gemäß der 39c um die Resonanzelemente C1, C11 und C21 erweitert, die sich parallel zu dem nullspannungsgeschalteten Schalter S und den Dioden D10 und D20 befinden. Die Induktivitäten für die Resonanzkreise, welche das entlastete Schalten bewerkstelligen, sind als stromkompensierte Drossel in Form der beiden Streuinduktivitäten Ls1 und Ls2 ausgebildet. Die Blockkondensatoren C10 und C20 bilden mit Lcm1 eine Resonanzzelle. Die folgende Tabelle zeigt eine beispielhafte Dimensionierung sowie die Betriebsdaten, welche mit den Strom- und Spannungsverläufen gemäß korrespondieren:

Ci	10 μF
L1	500 μH
S1, D1	IRFR120N (MOSFET und dessen Body-Diode)
C1	50 nF
Lcm1	Lt1 = Lt2 = 10 mH, Ls1 = Ls2 = 100 uH
C10, C20	10 μF
D10, D20	Schottky Diode SS36
L10, L20	100 μH
C11, C12	8 nF
C12, C22	10 μF
D11	eine weiße LED, Typ OSRAM Dragon
D21	Reihenschaltung zwei weiße LEDs, Typ wie D11

Betriebsdaten des Cúk-Wandlers:

Vi	18 V
f	100 kHz
D	50%
Io1	–737 mA
Io2	–743 mA

Gemäß der seit 1988 bekannten Theorie der Einzelschalter-Gleichspannungswandler sind die äußeren Größen sowie alle Strom- und Spannungszeitverläufe im inneren der sogenannten Wandlerzelle (bestehend aus S1, D1, C1, Lcm1, D10, C11, D20, C21) eines Cúk-Wandlers annähernd identisch mit denen eines Drosselinvers-, SEPIC- oder Zeta-Wandlers, wenn besagte Wandlerzelle gleich dimensioniert ist und S1 gleichermaßen angesteuert wird. Daher kann auf die separate Dimensionierung und Simulation dieser drei anderen Topologien (siehe die 42, 43 und 48) verzichtet werden.
Diese Wandlertheorie ermöglicht es auch, bei gleicher Dimensionierung besagter Wandlerzelle und annähernd gleichen Zeitverläufen in dieser Wandlerzelle die äußeren Größen eines rein tiefsetzenden oder eines rein hochsetzenden Wandlers zu berechnen. Die folgende Tabelle zeigt die entsprechenden Ergebnisse für die sogenannten „zellgleichen” Buck- und Boost-Wandler. Dabei entsprechen die Ausgangsspannungen des Tiefsetzers denjenigen des Cúk-Wandlers, jedoch bei höheren LED-Strömen und höherer Eingangsspannung. Im multiresonanten Hochsetzer stimmen die Eingangsspannung und die mittleren LED-Ströme mit denen des Cúk-Wandlers überein, allerdings erzeugt ein solcher Hochsetzer dann im Mittel 24 V an seinen Ausgängen. Betriebsdaten Buck multiresonant

Vi 24 V

f 100 kHz

D 50%

Io1 0,98 A

Io2 0,94 A

Betriebsdaten Boost multiresonant

Vi 18 V

f 100 kHz

D 50%

Vo mittl. 24 V

Io mittl. 740 mA
42 zeigt einen multiresonanten SEPIC-Wandler mit zwei sich inhärent symmetrierenden Ausgängen. Den entsprechenden multiresonanten Zeta-Wandler zeigt die 43. Hierzu sind zu allen Schaltern (d. h. Transistoren und Dioden) entsprechende Kapazitäten parallel zu schalten, so dass sich zusammen mit den Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel die Resonanzzeile mit den entsprechenden Resonanzkreisen für die Schaltentlastung ergibt.
Die 44 zeigt einen Class-E-Wandler mit hartschaltenden Gleichrichterdioden am Ausgang. Diese wurden ebenfalls durch das Hinzufügen entsprechender paralleler Kapazitäten in einen entsprechenden Multiresonanten Class-E-Wandler gemäß der 45 überführt.
Auffällig ist die Ähnlichkeit dieser 45 zu 40: Der einzige sichtbare Unterschied ist die Polung der Gleichrichterdioden. Im Gegensatz zum Cúk-Wandler sind im Class-E-Wandler der Wechselrichterkondensator C1 und ein resonantes Anpassungsnetzwerk vor dem Gleichrichter, das hier exakt aus der Resonanzelle besteht, schon immer feste Schaltungsbestandteile gewesen, weshalb aus einem annähernd idealen Sinusstrom heraus gleichgerichtet wird, was natürlich in beiden Polaritäten geschehen kann. Nicht sichtbar ist, dass im Class-E-Wandler die Kondensatoren C10 und C20 deutlich kleinere Kapazitäten haben als im Cúk-Wandler, da sie in ersterem ja als Resonanzelemente wirken sollen, in letzterem „nur” als Blockkondensatoren.
46 zeigt den multiresonanten, inhärent stromsymmetrierenden Buck-Wandler oder Tiefsetzsteller, 47 den entsprechenden Boost-Wandler oder Hochsetzsteller, 48 schließlich den entsprechenden Drosselinverswandler.
49 zeigt einen multiresonanten Cúk-Wandler mit 4 inhärent stromsymmetrierenden Ausgängen in Baumschaltung der drei stromkompensierten Drosseln. In der dargestellten Weise ist die Strombelastung zwischen Lcm1...Lcm3 im Mittel ausgeglichen, jedoch „sehen” die beiden mittleren Ausgangszweige auf jeden Fall mehr Serieninduktivität als die beiden äußeren. Dies lässt sich beheben, indem die Punkte C und D sowie die Punkte E und F jeweils kurzgeschlossen werden, und indem die beiden Verbindungen zwischen G und C sowie zwischen H und F weggelassen werden. Dann ist allerdings zu beachten, dass Lcm1 mit der doppelten Strombelastung konfrontiert ist im Vergleich zu den beiden nachgeschalteten stromkompensierten Drosseln Lcm2 und Lcm3. In
50 ist ein multiresonanter Cúk-Wandler mit drei Ausgängen und symmetrischer Ringschaltung der drei stromkompensierten Drosseln dargestellt, in 51 schließlich ein multiresonanter Cúk-Wandler mit zwei Ausgängen und drei stromkompensierten Drosseln, die so verschaltet sind, dass sich die Ströme zwischen Ausgang 1 und 2 im Verhältnis 3:5 aufteilen. Hier ist zu beachten, dass sich die Strombelastungen der drei stromkompensierten Drosseln Lcm1, Lcm2 und Lcm3 im Verhältnis 4:2:1 einstellen. Das Verhältnis zwischen den Kapazitäten von C11 und C21 muss ebenfalls 3:5 betragen, das zwischen den Kapazitäten der Blockkondensatoren C10 und C20 kann 3:5 betragen, das zwischen den Filterinduktivitäten L10 und L20 kann umgekehrt 5:3 betragen. Ohne dies durch weitere Figuren zu belegen, gilt dennoch, dass sich solche komplexeren Symmetrierschaltungen auch untereinander kombinieren lassen, und dass sie ebenso auf die anderen Topologien der 42 bis 48 übertragbar sind.
In 52 ist die isolierende Variante des Drosselinverswandlers dargestellt, der multiresonante inhärent stromsymmetrierende Flyback-Converter. Die 53a und 53b zeigen entsprechende Cúk-Wandler, die 54a und 54b isolierende multiresonante Zeta-Wandler und 55 schließlich die entsprechende Form des SEPIC-Converters, dargestellt mit jeweils 2 Ausgängen. Es versteht sich von selbst, dass in diesen Topologien jeweils auch bewusst asymmetrische Ausgänge und/oder mehr als 2 Ausgänge gemäß den 49 bis 51 möglich sind. Den Forward-Konverter, der oft als isolierender Tiefsetzsteller betrachtet wird, bewusst übergehend, weil er aufgrund seiner zusätzlichen Dioden eher eine Art „Viertelbrücke” ist, lassen sich der Tief- und der Hochsetzsteller in ihrer Grundform nicht isolieren. Bei den anderen vier Topologien addieren sich die Streuinduktivitäten von Isolierungstransformatoren und stromkompensierten Drosseln in ihrer Wirkung als Resonanzinduktivität. Dadurch wird ein prinzipielles Problem dieser Multiresonanzwandler, nämlich dass die sich „natürlich” ergebenden Streuinduktivitäten oft zu klein geraten, entschärft. Bei großer erforderlicher mittlerer Spannungsübersetzung kann das Windungsverhältnis im Isolierungstransformator von 1:1 abweichen.
Aufgrund seiner topologischen Symmetrie nimmt der Cúk-Wandler gemäß 53a und 53b eine Sonderstellung ein: Er kann nur durch Aufspalten seines Blockkondensators C10, C20 in einen primärseitigen C9 und in die sekundärseitigen C'10, C'20 und durch Einfügen eines Transformators T1 genau an diesem neu entstandenen Knoten isoliert werden. Daher kommen auch nur im Cúk-Wandler in seiner isolierenden Form die zwei Komponenten C9 und T1 neu hinzu. Allerdings ist auch nur dort T1 rein wechselstrommäßig beansprucht. Theoretisch ließen sich SEPIC & Zeta genauso isolieren. Beim SEPIC entstünde dann aber ein Kreis aus Trafosekundärwicklung, Block-C und Speicherspule. Von ihrer Wirkung her „degeneriert” eine solche Schaltung in eine 2-Wicklungs-Speicherspule und in einen wieder vereinigten Block-C auf der Primärseite. Beim Zeta geschieht dies analog, nur primär- und sekundärseitig vertauscht. Daher sind in den 54 und 55 nur diese vereinfachten Topologien dargestellt, und die Isolierungstransformatoren tragen die Bezeichnungen der Speicherspulen der Ursprungstopologien, aus denen sie hervorgegangen sind.
Grundsätzlich gibt es bei allen 4 Topologien jeweils drei Möglichkeiten zu isolieren, jeweils vom Eingang aus gesehen: Kommt die stromkompensierte Drossel als erstes, ist pro Ausgang jeweils ein unabhängiger Isoliertransformator nötig; die Flyback- und SEPIC-Wandler gemäß den 52 und 55 sind so dargestellt. Kommt die stromkompensierte Drossel erst nach der Isolierungslinie wie beispielsweise anhand des Cúks und des Zetas dargestellt, genügt ein gemeinsamer Isolierungstrafo, bei gemeinsamem Sekundärpotenzial mit einer Sekundärwicklung gemäß den 53a und 54a, bei vollständiger Isolierung mit je einer unabhängigen Sekundarwicklung pro Ausgang gemäß den 53b und 54b.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

EP 1788850 B1 [0003]
US 7408308 B2 [0004]
EP 1286572 A2 [0005]
DE 102006040026 [0134]
WO 2005/038828 A2 [0134]
EP 0275499 A1 [0165, 0166, 0166]
DE 3621573 A1 [0165, 0165]
DE 3621573 [0166, 0166]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

Baddela, S. M.; Zinger, D. S. „Parallel connected LEDs operated at high frequency to improve current sharing”, Conference Record of the IEEE Industry Applications Conference, 39th IAS Annual Meeting, 2004, 3–7 Oct. 2004, pp. 1677–1681, Vol. 3 [0007]

Claims

Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen, aufweisend: – einen elektrischen Energiewandler (L1, S1, D1), mit – mindestens einem Schalter (S1), wobei – der elektrische Energiewandler (L1, S1, D1) eine pulsierende Gleichspannung oder eine Wechselspannung ausgibt, – mindestens zwei Betriebsstränge, von denen jeder einen in eine Stromrichtung sperrenden oder kurzschließenden Gleichrichter (D10, C11, L10, D20, C21, L20) mit einem Eingangsanschluss, einem Ausgangsanschluss (B) und einem Bezugspotential aufweist, wobei die Betriebsstränge mit dem elektrischen Energiewandler (L1, S1, D1) gekoppelt sind, – mindestens eine stromkompensierte Drossel (Lcm1), wobei die stromkompensierte Drossel (Lcm1) zwischen den Schalter (S1) und die mindestens zwei Gleichrichter (D10, C11, L10, D20, C21, L20) geschaltet ist, – mindestens zwei Halbleiterlichtquellen (D11, D21), die jeweils zwischen den Ausgangsanschluss (B) des zugehörigen Gleichrichters und dessen Bezugspotential geschaltet sind, wobei der elektrische Energiewandler (L1, S1, D1, C1) als Resonanzwandler mit einer Resonanzzelle (C1, Ls1, C11, Ls2, C21) ausgelegt ist, und die Streuinduktivität (Ls1, Ls2) der stromkompensierten Drossel (Lcm1) als Resonanzinduktivität (Ls1, Ls2) dieser Resonanzzelle (C1, Ls1, C11, Ls2, C21) genutzt wird.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzzelle (C1, Ls1, C11, Ls2, C21) eine Serienschaltung aus der Streuinduktivität (Ls1, Ls2) der stromkompensierten Drossel (Lcm1) und mindestens einer Kapazität (C1, C11, C21) aufweist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzzelle mindestens eine Kapazität (C11, C21) aufweist, die mit dem Bezugspotenzial verbunden ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Energiewandler ein Class E Wandler ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Energiewandler ein Halbbrückenwandler ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu jedem von der Wandlertopologie umfassten Leistungshalbleiter ein Resonanzkondensator (C1, C2) geschaltet ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Energiewandler ein multiresonanter Zellwandler ist.