DE102010041618A1 - Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen - Google Patents

Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen Download PDF

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen, aufweisend: – einen elektrischen Energiewandler, der – eine pulsierende Gleichspannung oder eine Wechselspannung ausgibt, – mindestens zwei in eine Stromrichtung sperrende Gleichrichter mit je einem Eingangsanschluss, einem Ausgangsanschluss und einem Bezugspotential, – mindestens zwei Betriebsstrange, die mit den Eingangen der Gleichrichter verbunden sind, wobei die Betriebsstrange mit dem elektrischen Energiewandler gekoppelt sind, und wobei – die Halbleiterlichtquellen jeweils zwischen die Ausgangsanschlusse der Gleichrichter und das Bezugspotential geschaltet sind, und wobei – in einen der Betriebsstrange ein Serienkondensator zwischen den elektrischen Energiewandler und die Eingangsanschlusse der Gleichrichter geschaltet ist. Die Halbleiterlichtquellen der mindestens zwei Betriebsstrange werden ohne eigene Regelung immer mit gleichem Strom betrieben.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen.
  • Hintergrund
  • Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen nach der Gattung des Hauptanspruchs.
  • Die Stromsymmetrierung uber stromkompensierte Drosseln ist im Stand der Technik bekannt, siehe z. B. die EP 1788 850 B1 der Anmelderin. Dort ist eine Schaltungsanordnung offenbart, in der mehrere stromkompensierte Drosseln kaskadenformig ineinandergeschaltet sind. Fur n Betriebsstränge werden n – 1 stromkompensierte Drosseln benotigt.
  • Aus der US 7408308 B2 ist ebenfalls eine Schaltungsanordnung bekannt, die mittels kaskadenformig verschalteter stromkompensierter Drosseln eine Stromsymmetrierung der an die stromkompensierten Drosseln angeschlossenen Betriebsstrange erreicht.
  • Aus der EP 1 286 572 A2 ist ebenfalls eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der Strome in Leuchtstofflampen bekannt, die dafur eine stromkompensierte Drossel einsetzt.
  • Diese bekannten Schaltungen haben jedoch den Nachteil, dass die stromsymmetrierenden Maßnahmen in eine bestehende Schaltung integriert wird, so dass zusatzliche Bauteilekosten anfallen. Dies macht das Produkt durch die zusatzlichen Bauteile großer und verursacht hohe Kosten.
  • Aus der Baddela, S. M.; Zinger, D. S. „Parallel connected LEDs operated at high to improve current sharing", Conference Record of the IEEE Industry Applications Conference, 39th IAS Annual Meeting, 2004, 3–7 Oct. 2004, pp. 1677–1681, Vol. 3 ist eine Symmetrierung von LED-Stromen mittels Kondensatoren in Reihe zu Gleichrichtern bekannt. Allerdings wird hier der kapazitive Blindwiderstand der Kondensatoren genutzt, der ja frequenzabhangig ist. Dies ist insofern Nachteilig, da in verschiedenen Anwendungen aufgrund bestimmter Rahmenbedingungen die Betriebsfrequenz der Halbleiterlichtquellen nicht festgelegt sein kann.
  • Aufgabe
  • Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen anzugeben, die obige Nachteile nicht mehr aufweist.
  • Zusammenfassung
  • Die Losung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einer Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen, aufweisend:
    • – einen elektrischen Energiewandler, der
    • – eine pulsierende Gleichspannung oder eine Wechselspannung ausgibt,
    • – mindestens zwei in eine Stromrichtung sperrende oder kurzschließende Gleichrichter mit je einem Eingangsanschluss, einem Ausgangsanschluss und einem Bezugspotential,
    • – mindestens zwei Betriebsstränge, die mit den Eingangen der Gleichrichter verbunden sind, wobei die Betriebsstränge mit dem elektrischen Energiewandler gekoppelt sind, und wobei
    • – die Halbleiterlichtquellen jeweils zwischen die Ausgangsanschlüsse der Gleichrichter und das Bezugspotential geschaltet sind, und wobei
    • – in einen der Betriebsstrange ein Serienkondensator zwischen den elektrischen Energiewandler und die Eingangsanschlusse der Gleichrichter geschaltet ist.
  • In der erfindungsgemaßen Anordnung wird der Serienkondensator so groß gewahlt, dass sein Blindwiderstand bei der Betriebsfrequenz nicht nennenswert ist und dieser nur dazu dient einen Gleichstrom zu unterdrucken.
  • Es wird ein quasi-paralleler Betrieb von mehreren Leuchtdioden und/oder mehreren Leuchtdiodenstrangen mittels eines elektrischen Energiewandlers vorgeschlagen, der pro Leuchtdiodenstrang einen in eine Stromrichtung sperrenden oder kurzschließenden Gleichrichter aufweist, wobei die Stromstarken des durch die Leuchtdioden fließenden Stroms naherungsweise identisch sind. Es muss lediglich auf den Strom in einer Leuchtdiode bzw. in einem Strang von Leuchtdioden geregelt werden. Hierzu wird ein Wandler verwendet, der eine pulsierende Gleichspannung oder eine Wechselspannung ausgibt.
  • Durch die erfindungsgemäße Ausfuhrung der Leuchtdiodenstromversorgung konnen mehrere an einem Wandler betriebene Leuchtdioden auf ein Bezugspotenzial gelegt werden, was eine bessere Kühlung ermöglicht, da beispielsweise alle Leuchtdioden direkt auf Kupfer gelotet werden können, und da zugleich mehrere oder alle Leuchtdiodenstrange mit ein- und demselbem Wandler betrieben werden konnen. Bei der Verwendung von Leuchtdiodensträngen kann die Anzahl der Leuchtdioden so gewählt werden, dass die verwendete Isolationsfestigkeit optimal ausgenutzt wird. Es können erfindungsgemäß auch Strange mit unterschiedlicher Anzahl an Leuchtdioden parallel geschaltet werden. Dabei ist nur ein Gleichspannungswandler zum Betrieb aller Leuchtdioden erforderlich. Ein weiterer Vorteil ist der deutlich geringere schaltungstechnische Aufwand im Vergleich zum Stand der Technik, bei dem bisher ein eigener Wandler für jede Leuchtdiode bzw. jeden Leuchtdiodenstrang notwendig war.
  • Das Konzept ist auf beliebige Gleichspannungswandlertopologien übertragbar (hoch- und/oder tiefstellende Wandlertopologien). Das Dimmen einzelner Leuchtdioden ist mittels jeweils eines parallel zur Leuchtdiode geschalteten Transistors, der mit pulsweitenmoduliertem Signal angesteuert wird, möglich. Alle Ausgange des Wandlers sind durch die Stromregelung und Stromsymmetrierung kurzschlussfest. Die Schaltung ist tolerant gegenuber Toleranzen in den Flussspannungen der Leuchtdioden. Dabei ist das Schaltungsprinzip für beliebige Eingangsspannungen anwendbar, und kann z. B. von 6 Vdc (Taschenlampe), 12 Vdc (KFZ), 24 Vdc (LKW) bis zu 277 Vac angewendet werden. Die Schaltung ist entsprechend anzupassen, und der gegebenenfalls enthaltene Transformator kann eine, mehrere oder alle der nachfolgend aufgezahlten Aufgaben ubernehmen:
    • – Spannungsanpassung
    • – Isolierung, um die evtl. relevanten Sicherheitsanforderungen einzuhalten und/oder um die Rückfuhrung des einen Leuchtdiodenstrommeßsignals auf die Primärseite des elektrischen Energiewandlers zu erleichtern
    • – Ausnutzung seiner Streuinduktivität als Resonanzelement
    • – Ausnutzung seiner Haupt- bzw. Magnetisierungsinduktivitat als elektrischen Energiespeicher
  • Der elektrische Energiewandler weist in dieser Ausfuhrungsform bevorzugt mindestens einen Transformator am Ausgang auf. Diese Maßnahme tragt weiter zur Angleichung der Betriebsströme in den mindestens zwei Betriebszweigen bei. Durch den Transformator kann die Spannung der Betriebsstrange besser an die Eingangsspannung angepasst werden, und auch eine galvanische Trennung realisiert werden, indem jeder der im elektrischen Energiewandler enthaltenen Transformatoren mindestens eine jeweils zur Primärseite des Energiewandlers hin isolierte Sekundärwicklung aufweist, wobei an jedes Wicklungsende der Eingangsanschluss eines Gleichrichters angeschlossen sein kann. Dadurch kann die Spannung der Betriebsstrange besser an die Eingangsspannung angepasst werden, und auch eine galvanische Trennung kann realisiert werden.
  • Die beiden mit einer Sekundarwicklung verbundenen Gleichrichter und je mindestens eine daran angeschlossene Halbleiterlichtquelle weisen bevorzugt ein gemeinsames Bezugspotential auf. Dadurch konnen die Halbleiterlichtquellen erheblich besser gekühlt werden, da die Anschlusse mit Bezugspotenzial elektrisch nicht voneinander isoliert werden mussen. Die Gleichrichter konnen dabei in eine Stromrichtung kurzschließende Gleichrichter sein. Deren Eingangsanschlusse konnen dabei an je ein Ende der Serienschaltung aus Sekundärwicklung und Serienkondensator geschaltet sein. Mindestens einer der darin enthaltenen Gleichrichter weist bevorzugt einen parallel zu seinem Ausgang geschalteten Filterkondensator und wiederum dazu parallel eine Serienschaltung aus zwei gleich orientierten Dioden auf, wodurch sich eine sogenannte asymmetrische Spannungsverdopplung ergibt. Der Mittelpunkt dieser zwei Dioden mit einer Kathode und einer Anode bildet den Eingangsanschluß des betreffenden Gleichrichters, die Anode der ersten Diode ist mit dem dazugehörigen Bezugspotenzial verbunden, und die Kathode der zweiten Diode ist mit dem Ausgangsanschluß des betreffenden Gleichrichters verbunden. Durch diese Maßnahme ist eine optimale Funktion bei minimalem Kostenaufwand gegeben. Durch diese Maßnahme wird der Stromripple, der durch die Halbleiterlichtquellen fließt, effizient reduziert. Idealerweise weisen beide an besagter Sekundarwicklung angeschlossenen Gleichrichter jeweils eine Filterspule und eine einzige Diode auf, die zwischen den Eingangsanschluß und das Bezugspotenzial des betreffenden Gleichrichters geschaltet ist, und schließen zugleich ihren Eingangsstrom in der gleichen Richtung kurz.
  • Die Gleichrichter sind bevorzugt in eine Stromrichtung kurzschließende Gleichrichter. Die in eine Stromrichtung kurzschließenden Gleichrichter, die nach obigem Prinzip der asymmetrischen Spannungsverdopplung arbeiten, konnen ihren Eingangsstrom jeweils in der gleichen Richtung kurzschließen. In einer weiteren Ausführungsform ist die Serienschaltung aus Sekundarwicklung und Serienkondensator zwischen die Eingänge der beiden in eine Stromrichtung kurzschließenden Gleichrichter geschaltet. Dies stellt eine effektive Maßnahme zur Stromsymmetrierung dar.
  • Die Halbleiterlichtquellen sind bevorzugt organische oder nichtorganische Leuchtdioden. Diese benotigen für gleiche Helligkeit ublicherweise gleiche Betriebsstrome, deswegen ist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung für diesen Typ Halbleiterlichtquellen optimal geeignet.
  • In einer weiteren Ausfuhrungsform weisen beide an ein- und derselben Sekundärwicklung angeschlossenen Gleichrichter einen einzigen Filterkondensator zwischen ihrem Ausgang und dem Bezugspotential sowie eine einzige Diode auf, und sperren die ihren Eingangsstrom jeweils in entgegengesetzter Stromrichtung. Durch diese Maßnahme ist eine gleichmäßige Lichtabgabe und Stromaufnahme uber beide Halbwellen gewahrleistet. Diese Ausfuhrungsform verzichtet ganzlich auf eine Filterspule und ist somit für viele Anwendungen die noch günstigere Variante.
  • In dieser Variante sind die Eingange beider Gleichrichter bevorzugt uber einen Knoten zusammengeschaltet, und die Serienschaltung aus Sekundärwicklung und Serienkondensator ist zwischen den Knoten und das Bezugspotential geschaltet.
  • In einer weiteren Ausführungsform schließen beide Gleichrichter ihren Eingangsstrom in entgegen gesetzter Richtung kurz.
  • Besonders bevorzugt weist der elektrische Energiewandler in einer weiteren Ausfuhrungsform mehrere im Wesentlichen baugleiche Transformatoren mit jeweils einer einzigen Primarwicklung und einer jeweils einzigen Sekundarwicklung auf, deren Primarwicklungen alle in Serie geschaltet sind.
  • In einer weiteren Ausführungsform weist der elektrische Energiewandler bevorzugt einen Transformator mit mehreren voneinander isolierten Sekundarwicklungen, die mit Sekundarkreisen gekoppelt sind, auf, wobei benachbarte erste und zweite Sekundärkreise jeweils eine stromkompensierte Drossel enthalten, deren eine Wicklung in Serie zum Eingang des zweiten Gleichrichters des ersten Sekundarkreises und deren andere Wicklung in Serie zum Eingang des ersten Gleichrichters des zweiten Sekundärkreises geschaltet ist.
  • Parallel zu den Halbleiterlichtquellen kann ein Schalter geschaltet sein, der mit einer Pulsweitenmodulation zum Dimmen der Halbleiterlichtquellen angesteuert wird. Damit können in unterschiedlichen Strangen unterschiedliche Helligkeiten realisiert werden.
  • Normalerweise wird eine Gleichspannung als Eingangsspannung in den elektrischen Energiewandler eingegeben. Bei bestimmten Anwendungen ist es aber auch ohne weiteres moglich, dass eine Wechselspannung als Eingangsspannung in den elektrischen Energiewandler eingegeben wird.
  • Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemaßen Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen ergeben sich aus weiteren abhangigen Anspruchen und aus der folgenden Beschreibung.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
  • Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausfuhrungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
  • 1 das Prinzip der Verwendung einer stromkompensierten Drossel Lcm zur Symmetrierung der beiden LED-Ströme Io1 und Io2,
  • 2 die Symmetrierung der beiden Ausgangsströme Io1 und Io2 durch die stromkompensierte Drossel Lcm in weiten Grenzen unabhangig von den LED-Flussspannungen Vo1 und Vo2,
  • 3 die Symmetrierung der beiden Ausgangsstrome Io1 und Io2 trotz stark unterschiedlicher Lasten,
  • 4 die Automatische Uberbrückung von D2 im Open-Circuit-Fehlerfall,
  • 5 die Symmetrierung der beiden Ausgangsströme Io1 und Io2 durch die stromkompensierte Drossel Lcm in weiten Grenzen unabhangig von den Belastungen durch R1 und R2,
  • 6 den Verzicht auf eine Gleichrichtung und einen bei unsymmetrischer Belastung der Stromquelle Diskontinuierlichen Stromfluss durch die Leuchtdioden,
  • 7 den Verzicht auf eine Gleichrichtung und einen bei symmetrischer Belastung der Stromquelle Diskontinuierlichen Stromfluss durch die Leuchtdioden,
  • 8a die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstrange mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemäß einer Schaltungsvariante A (Baumstruktur),
  • 8b die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstrange mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemaß einer Schaltungsvariante B (Ringstruktur),
  • 8c eine Ausfuhrungsform der Schaltungsvariante B ohne Lcm5,
  • 8d eine Ausfuhrungsform der Schaltungsvariante B ohne Lcm5 mit unsymmetrischer Verdopplerschaltung als Gleichrichter und ZVS-Halbbrückenschaltung zur Realisierung der Wechselstromquelle,
  • 8e eine Ausführungsform der Schaltungsvariante B ohne Lcm5 mit unsymmetrischer Verdopplerschaltung als Gleichrichter und Class-E-Wandler zur Realisierung der Wechselstromquelle, der zudem die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln als Resonanzinduktivitaten nutzt,
  • 8f die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstränge mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemäß einer Schaltungsvariante C (Serienparallelstruktur),
  • 8g die Symmetrierung mehrerer Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstrange mittels mehrer verschalteter stromkompensierter Drosseln gemaß einer Schaltungsvariante C mit besonders vorteilhafter Strommessschaltung,
  • 9 eine ungleiche Aufteilung der Leuchtdiodenstrome im Verhaltnis 3:5 durch entsprechende Verschaltung dreier stromkompensierter Drosseln Lcm1 ... Lcm3 mit einem Windungsverhältnis von jeweils 1:1,
  • 10a einen Drossel-Abwärtswandler mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgangen, die jeweils eine nicht zur eigentlichen Wandlertopologie gehorende Flussdiode aufweisen, und mit induktiver Auskopplung des Leuchtdiodenstrommeßwertes,
  • 10b den Drossel-Abwartswandler mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen nach 10a mit ohmscher Ermittlung des LED-Strommeßwertes und Komparator Cmp1 zur Erkennung eines lückenden Stroms in der Wandlerinduktivitat L1,
  • 10c einen Drossel-Abwärtswandler mit Stromsymmetrierung und drei Ausgängen,
  • 11 die Strom-Symmetrie an dem Drossel-Abwartswandler mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgangen,
  • 12 eine genauere Darstellung der Strom-Symmetrie,
  • 13 eine besonders vorteilhafte Ausfuhrungsform des Drossel-Abwärtswandlers mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen, der die Streuinduktivität der stromkompensierten Drossel als Wandlerinduktivität nutzt,
  • 14 weitere Messungen des Drossel-Abwärtswandlers mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgängen im Vergleich,
  • 15 die Erhöhung der Ausgangsstrome an der besonders vorteilhaften Ausfuhrungsform des Drossel-Abwärtswandlers mit Stromsymmetrierung und zwei Ausgangen durch Erhohen der Eingangsspannung,
  • 16a einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen basierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante A1,
  • 16b einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgangen basierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante A2, bei der die beiden Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drossel die Wandlerausgangsinduktivitäten bilden,
  • 17a einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgangen basierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante B1, die nur eine Wandlerausgangsinduktivitat, dafür aber pro Ausgang eine nicht zur eigentlichen Wandlertopologie gehorende Flussdiode aufweist,
  • 17b einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgängen basierend auf einem Cuk-Wandler in einer Variante B2, bei der die Wandlerausgangsinduktivitat durch die Streuinduktivitaten der stromkompensierten Drossel gebildet ist, und bei der jeder Ausgang eine nicht zur eigentlichen Wandlertopologie gehörende Flussdiode aufweist,
  • 18a einen Auf-Abwartswandler mit zwei Ausgangen basierend auf einem SEPIC-Wandler in einer ersten Variante,
  • 18b einen Auf-Abwärtswandler mit zwei Ausgangen basierend auf einem SEPIC-Wandler in einer zweiten Variante, bei der die Wandlerausgangsinduktivitaten durch die Streuinduktivitaten der stromkompensierten Drossel gebildet werden.
  • 19 einen Halbbrucken-Wechselrichter mit resonantem Ausgangskreis bestehend aus Lr, Cr1 und Cr2 realisiert eine Wechselstromquelle in der Anordnung ähnlich der Schaltungsvariante B ohne Lcm5 aus 8c,
  • 20a einen Halbbrucken-Wechselrichter mit rückwarts kurzschließenden Gleichrichtern bzw. unsymmetrischen Spannungsverdopplern, (identisch mit 8d!)
  • 20b eine andere Darstellung des Halbbrücken-Wechselrichters mit ruckwärts kurzschließenden Gleichrichtern, wobei jede stromkompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transformator und zwei Streuinduktivitaten Ls ersetzt ist, und wobei die Streuinduktivitaten in Serie zur Resonanzinduktivitat Lr wirken,
  • 20c eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrucken-Wechselrichters mit rückwarts kurzschließenden Gleichrichtern, bei der die Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, und bei der pro Gleichrichtereingang ein Resonanzkondensator angedeutet ist, um die Schaltung zum multiresonanten Halbbrückenwandler weiterzubilden,
  • 21a einen Halbbrucken-Wechselrichter mit drei rückwarts sperrenden und drei vorwärts sperrenden Gleichrichtern,
  • 21b eine andere Darstellung des Halbbrucken-Wechselrichters aus 21a, wobei jede stromkompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transformator und zwei Streuinduktivitaten Ls ersetzt ist, und wobei die Streuinduktivitaten in Serie zur Resonanzinduktivitat Lr wirken,
  • 21c eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrucken-Wechselrichters aus 21b, bei der die Gesamtheit der Streuinduktivitaten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollstandig übernehmen, und bei der pro Gleichrichtereingang ein Resonanzkondensator angedeutet ist, um die Schaltung zum multiresonanten Halbbrückenwandler weiterzubilden,
  • 21d eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrucken-Wechselrichters aus 21c, bei der die Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig ubernehmen, mit einem zusatzlichen Transformator Tr, der zur galvanischer Trennung und/oder zur Spannungsanpassung dient,
  • 21e eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrücken-Wechselrichters aus 21d mit primarseitiger Strommessung,
  • 21f eine vorteilhafte Weiterbildung des Halbbrucken-Wechselrichters mit lauter ruckwarts sperrenden Gleichrichtern und dem zusätzlichen Transformator Tr, der zur galvanischer Trennung und/oder zur Spannungsanpassung dient, wobei der Transformator zwei Sekundarwicklungen ns1 und ns2 aufweist, die gegensinnig gepolt sind,
  • 22 einen Pulsweitenmodulationsregler mit einer festfrequenten Pulsweitenmodulation,
  • 23 einen Pulsweitenmodulationsregler mit Betrieb an der Luckgrenze, wobei weder Schaltfrequenz noch Ein- oder Ausschaltdauer konstant sind,
  • 24 einen auf einem Current-Mode Control Prinzip basierender Regler,
  • 25 eine weitere Ausfuhrung eines Drossel-Abwartswandlers mit drei Ausgangen und mit Stromrichtungs- und Stromnulldurchgangserkennung,
  • 26 einen Drossel-Aufwartswandler mit zwei Ausgangen, bei dem die stromkompensierte Drossel an einer Stelle des Wandlers sitzen muß, die nicht fur eine Induktivität gedacht ist, weshalb ein mit der Wandlereingangsinduktivitat gekoppelter zusatzlicher Spannungsbegrenzungszweig erforderlich ist,
  • 27 einen Drossel-Inverswandler mit einer entsprechenden Uberwachung der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln,
  • 28a das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Laststrome I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator C0 bei zwei rückwarts kurzschließenden Gleichrichtern mit Spannungsverdopplung (Schaltungstyp VVD) in Serienschaltung,
  • 28b das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 uber dem Kondensator C0 bei zwei rückwärts kurzschließenden Gleichrichtern mit Stromausgang (Schaltungstyp CD) in Serienschaltung,
  • 28c die Situation bei Typ VVD fur den Fall Ii > 0,
  • 28d die Situation bei Typ VVD fur den Fall Ii = 0,
  • 28e die Situation bei Typ VVD fur den Fall Ii < 0,
  • 28f Ausgewahlte Strom- und Spannungsverlaufe der Schaltung nach 28a,
  • 28g das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Laststrome I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 uber dem Kondensator C0 im Versorgungsspannungspfad bei einem rückwarts und einem vorwarts sperrendem Gleichrichter mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung,
  • 28h die Situation bei Typ VD gemäß 28k für den Fall Ii > 0,
  • 28i die Situation bei Typ VD gemaß 28k für den Fall Ii = 0,
  • 28j die Situation bei Typ VD gemäß 28k für den Fall Ii < 0,
  • 28k das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Laststrome I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 uber dem Kondensator C0, der zwischen die Spannungsquelle und das Bezugspotenzial geschaltet ist, bei einem ruckwärts und einem vorwärts sperrendem Gleichrichter mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung,
  • 29a eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Strome I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp VVDa),
  • 29b eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Strome I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp CDa),
  • 29c eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Strome I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp VDa),
  • 29d eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last mit unterschiedlichen Gleichrichterpaaren (Schaltungstyp CDVVDVDa),
  • 30a eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Strome I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp VVDb),
  • 30b eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Strome I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp CDb),
  • 30c eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last (Schaltungstyp VDb),
  • 30d eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Ströme I11, I12, ..., I32 trotz unterschiedlicher Last mit unterschiedlichen Gleichrichterpaaren (Schaltungstyp CDVVDVDb),
  • 31 eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der LED-Strome I1, I2, I3 und I4 trotz unterschiedlicher und geschalteter Last (Schaltungstyp VVDb),
  • 32 einen Klasse-E-Wandler als Quelle zur Speisung der Schaltung nach 31,
  • 33 eine prinzipielle Wandleranordnung mit stromkompensierter Drossel Lcm als Stromverteilernetzwerk,
  • 34 die Moglichkeiten A) bis C) als „Building-Blocks” von Wandlern, wobei mittels zwei Kondensatoren ein Gleichstrom durch die stromkompensierten Drossel Lcm verhindert wird,
  • 35 die Vereinigung der Moglichkeiten A) bis C) aus 34 in einer Abbildung, zur Resonanzzelle erweitert, wobei optionale Resonanzkondensatoren Cr (hier beispielhaft gegen Masse geschaltet) dargestellt sind,
  • 36 die Allgemeine Darstellung des Building Blocks gemaß 35,
  • 37 die Schaltung gemaß der 2, mit eingezeichneter Resonanzzelle CCC1,
  • 38 einen ZVS-Halbbruckenwandler, der die Streuinduktivitaten der stromkompensierten Drosseln nutzt,
  • 39a die Grundstruktur des Tiefsetzstellers oder Buck-Wandlers mit angedeuteten Positionen fur ZVS-ermoglichende Resonanzelemente,
  • 39b die Grundstruktur des Hochsetzstellers oder Boost-Wandlers mit angedeuteten Positionen für ZVS-ermoglichende Resonanzelemente,
  • 39c die Grundstruktur des Cúk-Wandlers mit angedeuteten Positionen für ZVS-ermoglichende Resonanzelemente,
  • 40 einen multiresonanten Cúk-Wandler, der die stromkompensierten Drossel Lcm1 zur Symmetrierung der beiden LED-Strome Io1 und Io2 verwendet, und der die Streuinduktivitat von Lcm1 als Resonanzinduktivität nutzt,
  • 41 Spannungs- und Stromformen des multiresonanten Cúk-Wandlers,
  • 42 einen multiresonanten inharent stromsymmetrierenden SEPIC-Wandler,
  • 43 einen multiresonanten inharent stromsymmetrierenden Zeta-Wandler,
  • 44 einen inhärent stromsymmetrierenden Class-E-Wandler mit hartschaltenden Gleichrichterdioden,
  • 45 einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Class-E-Wandler,
  • 46 einen multiresonanten inharent stromsymmetrierenden Buck-Wandler,
  • 47 einen multiresonanten inharent stromsymmetrierenden Boost-Wandler,
  • 48 einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Drosselinverswandler,
  • 49 einen multiresonanten Cúk-Wandler mit 4 inhärent stromsymmetrierenden Ausgängen durch 3 stromkompensierte Drosseln in Baumschaltung,
  • 50 einen multiresonanten Cúk-Wandler mit 3 inharent stromsymmetrierenden Ausgängen durch 3 stromkompensierte Drosseln in symmetrischer Ringschaltung,
  • 51 einen multiresonanten Cúk-Wandler mit 2 Ausgängen, deren Strome sich durch 3 stromkompensierte Drosseln inhärent im Verhältnis 3:5 zueinander einstellen,
  • 52 einen multiresonanten inharent stromsymmetrierenden Flyback-Wandler,
  • 53a einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Cúk-Wandler in isolierender Form mit gemeinsamem Pluspol der Ausgange,
  • 53b einen multiresonanten inharent stromsymmetrierenden Cúk-Wandler in vollstandig isolierender Form,
  • 54a einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden Zeta-Wandler in isolierender Form mit gemeinsamem Minuspol der Ausgange,
  • 54b einen multiresonanten inharent stromsymmetrierenden Zeta-Wandler in vollstandig isolierender Form,
  • 55a einen multiresonanten inhärent stromsymmetrierenden SEPIC-Wandler in vollstandig isolierender Form mit aufgeteiltem Blockkondensator.
  • 55a einen multiresonanten inharent stromsymmetrierenden SEPIC-Wandler in vollstandig isolierender Form mit gemeinsamen Blockkondensator.
  • Bevorzugte Ausführung der Erfindung
  • 1 zeigt das Prinzip der Erfindung der LED-Strom-Symmetrierung mittels einer stromkompensierten Drossel, wie man sie zur Dämpfung von Gleichtaktstorungen sog. Common Mode Störungen in Netzfilter einsetzt. Im Gegensatz zu derartigen Anwendungen als Filter sind jedoch hier immer 2 Anschlusse der stromkompensierten Drossel miteinander verbunden. Die Wechselstromquelle liefert den Strom Ii, der von der stromkompensierten Drossel Lcm in zwei identische Strome Icm1 und Icm2 aufgeteilt wird. Diese werden durch die Gleichrichter Re1 und Re2 gleichgerichtet. Die sich ergebenden Gleichströme Io1 und Io2 besitzen ebenfalls die gleiche Starke und speisen die Leuchtdioden D1 und D2. Die Gleichstrome Io1 und Io2 sind in sehr guter Naherung unabhangig von den Flussspannungen Vo1 und Vo2 der verwendeten Dioden. Die Spannung an der Wechselstromquelle Vi stellt sich entsprechend dem eingepragten Strom Ii und den verwendeten Gleichrichteranordnungen samt Lasten, d. h. Leuchtdioden ein.
  • 2 zeigt eine konkrete Ausführung des Gleichrichters als unsymmetrische Spannungsverdoppler-Schaltung. Anstelle der unsymmetrischen Spannungsverdoppler-Schaltung konnten auch andere Gleichrichterschaltungen, wie etwa eine Einweggleichrichtung, ein symmetrischer Spannungsverdoppler oder eine mehrstufige Spannungsvervielfacherschaltung, auch als Kaskadenschaltung oder Cockroft-Walton-Schaltung bezeichnet, verwendet werden.
  • Wichtig ist dabei generell, dass die beiden Strome Icm1 und Icm2 während jeder Periode durch null gehen sollten bzw. müssen, damit sich der Kern der stromkompensierten Drossel wieder abmagnetisiert. Andernfalls verliert nach wenigen Perioden die stromkompensierte Drossel ihre symmetrierende Wirkung, da der Kern aufgrund eines Gleichspannungsanteils in Sattigung geht und dann zwei nicht miteinander gekoppelte Spulen, jeweils mit einer Induktivität die der Streuinduktivität entspricht, ubrig bleiben.
  • 3a zeigt eine weitere Ausfuhrung der in 2 dargestellten Schaltung, wobei stark unterschiedliche Lasten an den beiden Ausgangen vorhanden sind. Im Gegensatz zur
  • 2 wird nun an einem Ausgang ein Leuchtdiodenstrang, bestehend aus zwei Leuchtdioden verwendet, wohingegen eine einzelne Leuchtdiode am zweiten Ausgang zeitweise mittels des Transistors Q1 kurzgeschlossen werden kann. Mittels des Steuersignals V lasst sich über den Pulsweitenmodulator PWM ein Dimmen der Leuchtdiode D2 realisieren.
  • Die Stromquelle wird dabei mit einem Sinusgenerator mit einer Frequenz von 48 kHz und einem Serienwiderstand von 50 Ohm realisiert. Je nach Amplitude des Signalgenerators ergeben sich die Falle 1 bis 3 wie sie in der nachfolgend dargestellten Tabelle aufgeführt sind. In den Fallen 1 und 2 ist der Transistor Q1 ausgeschaltet (0% Tastgrad), wohingegen im Fall 3 der Transistor eingeschaltet ist (100% Tastgrad). Man erkennt die sehr gute Symmetrierung der beiden Ausgangsstrome Io1 und Io2 trotz stark unterschiedlicher Belastung der beiden Ausgange.
    Fall Io1 [mA] Io2 [mA] Vo1 [V] Vo2 [V]
    1 1,06 1,06 3,051 1,526
    2 15,33 15,33 3,410 1,768
    3 17,06 17,13 3,429 0
    Tabelle 1: Messwerte zur Schaltung nach Fig. 3
  • Im Folgenden soll ein Ausfall einer Leuchtdiode in einer solchen Schaltungsanordnung betrachtet werden. Fällt eine Leuchtdiode mit einem Kurzschluss aus, so werden alle anderen Leuchtdioden von der Schaltung weiterhin mit Nennstrom betrieben, was als ”optimales Verhalten im Fehlerfall” zu betrachten ist. Fallt hingegen eine Leuchtdiode mit einer Unterbrechung aus, steigt die Spannung uber dieser Leuchtdiode auf ein Mehrfaches der Flussspannung an und zudem werden alle anderen Leuchtdioden mit zu geringen Stromen betrieben. Eine Symmetrierung ist nur noch teilweise gegeben. Die hohe Spannung uber der defekten Leuchtdiode kann jedoch andererseits als Vorteil gewertet werden, da dies eine Detektion der defekten Leuchtdiode sehr vereinfacht und eine automatische Uberbruckung dieser Leuchtdiode mittels des fur das Dimmen ohnehin vorhandenen Schalters bzw. Transistors ermoglicht. In sicherheitsrelevanten Anwendungen wie etwa im Automobilbereich kann damit in beiden Fehlerfallen – Unterbrechung und Kurzschluss – ein Notbetrieb sichergestellt werden.
  • In 4 ist der Ausschnitt um die Diode D2 aus einer erweiterten Schaltung gemäß der 3 dargestellt. Fallt die Leuchtdiode D2 durch eine Unterbrechung aus, wird aufgrund der hohen Spannung uber D2, die durch die stromkompensierte Drossel generiert wird, der Komparator kippen, das beim Einschalten der Schaltung zurückgesetzte Flip-Flop setzen, und damit Q1 dauerhaft einschalten.
  • Prinzipiell funktioniert diese Art der Strom-Symmetrierung nicht nur fur Leuchtdioden, sondern fur beliebige Lasten, so wie sie beispielsweise in 5 dargestellt sind. Hier sind beliebige denkbare Lasten als R1 und R2 dargestellt. Da symmetrische Lasten angenommen werden, konnen die Gleichrichterschaltungen Re1 und Re2 inklusive der enthaltenen Glattungskondensatoren weggelassen werden. 6 zeigt solch eine Schaltung mit Leuchtdioden als Last. Die Folge ist ein diskontinuierlicher Stromfluss durch die Leuchtdioden – nur in der positiven Halbschwingung der Stromquelle fließt Strom durch die beiden Leuchtdioden. In der negativen Halbschwingung sperren die beiden Leuchtdioden. Die Sperrspannung entspricht der Leerlaufspannung der nicht-idealen Stromquelle.
  • Im Fall einer idealen Stromquelle, die eine unendlich hohe Leerlaufspannung besitzt, muss die Schaltung nach 7 verwendet werden, um eine Zerstörung der Leuchtdioden aufgrund einer zu hohen Sperrspannung zu verhindern. Anstelle jeweils einer Leuchtdiode werden jeweils zwei antiparallel geschaltete Leuchtdioden an den beiden Ausgangen von Lcm verwendet. Nun wird die Stromquelle für beide Polaritaten belastet.
  • Die Funktion der Strom-Symmetrierung durch die stromkompensierte Drossel ist sowohl im Fall der 6 wie auch der 7 gegeben, da sichergestellt ist, dass die beiden Drosselstrome wahrend einer Periode wieder durch Null gehen, dass heißt eine Abmagnetisierung des Kerns der stromkompensierten Drossel wird ermoglicht; damit ist die oben aufgestellt Forderung erfüllt. Allerdings ist das Weglassen der Gleichrichterschaltung nicht empfehlenswert, nachdem dies bedingt durch die hohe Welligkeit des Leuchtdiodenstroms zu einer Reduktion der Lichtausbeute der Leuchtdioden führt.
  • Sollen im Gegensatz zur Darstellung in 1 mehr als zwei Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstrange betrieben werden, ist dies mit mehreren stromkompensierten Drosseln möglich. 8a zeigt eine erste Schaltungsvariante A, 8b zeigt eine zweite Schaltungsvariante B, in welcher Art und Weise die stromkompensierten Drosseln miteinander verschaltet werden können, um mehrere Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstrange mit den gleichen Stromen zu versorgen.
  • Die Variante B hat gegenüber Variante A den Vorteil, dass einerseits die Anzahl der Ausgange, sofern man durch alle Leuchtdioden den gleichen Strom fordert, keine Potenz von 2 sein muss (zumindest dann, wenn nur 1:1 Drosseln verwendet werden sollen und man den gleichen Strom durch alle Leuchtdioden fordert) und andererseits alle stromkompensierten Drosseln für den gleichen Laststrom auszulegen sind.
  • Die stromkompensierte Drossel Lcm5 ist optional und führt zu einem ”Ringschluss”, was die symmetrische Aufteilung der Ströme auf die Ausgange verbessert. Dies ist jedoch eher theoretisch zu sehen, da sich dieser Effekt in der Praxis nicht zuletzt wegen der ohnehin sehr guten Symmetrierung jedoch nicht signifikant auswirkt. Daher wird man aus Kosten- und Effizienzgrunden, denn ein zusätzlicher ohmscher Widerstand verursacht Verluste, die Drossel Lcm5 in den ublichen Anwendungen nicht einsetzen. Die Variante A benotigt n Drosseln bei n Ausgangen, die Variante B ”ohne Ringschluss” benotigt n – 1 Drosseln bei n Ausgängen.
  • Die 8c zeigt eine konkrete Ausfuhrungsform der 8b wobei die stromkompensierte Drossel Lcm5 weggelassen wurde und als Gleichrichter lediglich einfache Einweggleichrichter zur Anwendung kommen.
  • Die 8d zeigt eine weitere Konkretisierung der Schaltungsvariante B analog der 8b, allerdings ohne Lcm5, wobei eine unsymmetrische Verdopplerschaltung als Gleichrichter und eine ZVS-Halbbruckenschaltung zur Realisierung der Wechselstromquelle verwendet wird.
  • Eine weitere Ausfuhrungsform der Schaltungsvariante B gemaß der 8b, allerdings ohne Lcm5, zeigt die 8e. Dabei wird eine unsymmetrische Verdopplerschaltung als Gleichrichter und ein Class-E-Wandler zur Realisierung der Wechselstromquelle genutzt. Zudem werden die Streuinduktivitaten der stromkompensierten Drosseln als Resonanzinduktivitaten genutzt.
  • In 8f ist eine Variante C dargestellt, welche bereits aus dem Stand der Technik, der DE 10 2006 040 026 und WO 2005/038828 A2 , fur Kaltkathodenlampen bekannt ist. Die Variante C besitzt die gleichen Vorteile wie die Variante B, allerdings sind n Drosseln erforderlich. Im Bereich der Kaltkathodenlampen ist es stand der Technik mittels eines in den Sekundarkreisen angeordneten Messwiderstands Rsh die Funktion der Schaltungsanordnung zu überprüfen. Dies kann analog in LED-Schaltungen erfolgen, was durch die Potenzialtrennung erleichtert wird. Allerdings fließen bei stromkompensierten Drosseln mit einem Ubersetzungsverhaltnis von 1:1 entsprechend hohe Sekundarstrome Is, so dass man aus Grunden der Verlustleistung nur kleine Widerstandswerte fur Rsh verwenden wird, was die Schwierigkeit kleiner Messspannungen mit sich bringt. Die Anordnung nach 8g eliminiert diesen Nachteil wie auch den Nachteil, dass der Regelung eine hochfrequente Wechselspannung zur Verfugung gestellt wurde, durch den Einsatz eines Stromtransformators Tr samt zugehoriger Beschaltung für die Strommessung.
  • Die Anordnungen gemaß den 8a, 8b und 8f erlauben auch unterschiedliche große Ströme durch die Leuchtdioden beziehungsweise Leuchtdiodenstränge, allerdings ist immer nur eine Aufteilung der Leuchtdiodenstrome in festen Verhaltnissen möglich. So stehen beispielsweise der Strom durch die Leuchtdiode D1 und der durch die Leuchtdiode D2 in 9 im Verhaltnis 3 zu 5. Eine solche Anordnung kann insbesondere für den Betrieb von mehreren Leuchtdioden unterschiedlichen Typs z. B. in einer Leuchte vorteilhaft sein, z. B. mit einer Kombination zu einer warmweißen Lichtquelle hoher Lichtausbeute durch die Kombination von kaltweißen Leuchtdioden sowie roten Leuchtdioden mit jeweils hoher Lichtausbeute.
  • Die Schaltung gemaß der 10a basiert auf einem Drossel-Abwärtswandler, bestehend aus einem Eingangskondensator C1, einem Schalttransistor Q1, einer Tiefsetzdrossel L1 und einer Diode D3, um einen pulsierenden Gleichstrom durch die Drossel L1 zu erzeugen. Dieser Strom wird mittels der stromkompensierten Drossel Lcm1 auf beiden Gleichrichter bestehend aus D1, C1 und D2, C2 aufgeteilt und letztlich an den beiden Ausgangen den Leuchtdioden D11 und D12 bereitgestellt. Einer der beiden Leuchtdiodenstrome wird dabei mittels der Strommesseinrichtung Im erfasst und der Regelung Crt1 zugefuhrt, die entsprechend das Tastverhältnis des Transistors Q1 verandert. Anstelle von zwei Ausgangen konnten, analog zu den obigen Schaltungen, auch mehrere Ausgange generiert werden. Ebenso konnten anstelle einzelner Leuchtdioden auch Leuchtdiodenstrange verwendet werden.
  • 10b zeigt eine Weiterentwicklung der Schaltung der 10a, wobei die Strommessung mittels des Shunts Rs erfolgt. Wesentlicher ist jedoch der Komparator Cmp1, an dessen Ausgang F („Freilaufsignal”) ein Low Signal generiert wird, solange die Diode D1 leitet. Ein Leiten von D1 ist gleichbedeutend damit, dass die Drossel L1 freilauft, d. h. sich die Stromstarke in L1 abbaut, da in L1 gespeicherte Energie in die Kondensatoren C1 und/oder C2 übertragen wird. Ist L1 stromfrei, muss wegen der beiden Dioden D1 und D2 auch die stromkompensierte Drossel Lcm1 stromfrei sein. Daher kann die Detektion der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drossel Lcm1 dadurch erfolgen, dass nach dem Öffnen des Schalters Q1 und dem anschließenden Schalten auf Low des Komparatorausgangs F mindestens so lange gewartet wird, bis F wieder High wird.
  • Die 10c zeigt einen Drossel-Abwartswandler mit drei Ausgangen, wobei nur noch die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln als Speicherdrosseln des Wandlers verwendet werden. Die Strom-Messeinrichtung Imea bestimmt einen der Ausgangsstrome und liefert ein zu diesem Ausgangsstrom proportionales und auf GND bezogenes Messsignal. Der Komparator Cmp1 wird zur Detektion der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln Lcm1 und Lcm2 genutzt. Die Mess-Signale Im und F werden der nicht dargestellten Regelung zugefuhrt, die ihrerseits hieraus das Ansteuersignal Dr fur den Leistungsschalter generiert.
  • Die 11 und 12 zeigen Messungen der Strom-Symmetrie an einer Schaltung gemaß der 10a. Idealerweise sollte das Verhältnis Io1/Io2 = 1 unabhängig vom Verhaltnis der beiden Ausgangsspannungen Vo1/Vo2 sein.
  • Fur die Messung wurde die Regelung außer Kraft gesetzt und der Transistor mit einem konstanten Tastgrad von 50% sowie konstanter Frequenz angesteuert, um Effekte durch die Regelung sowie die Änderung des Tastgrads ausschließen zu konnen, und damit die Wirkung der Symmetrierung besonders einfach untersuchen zu konnen. Die Schaltfrequenz wurde in drei Messreihen zwischen 12, 24 und 48 kHz variiert. Die Eingangsspannung wurde konstant auf 10 V gehalten und die Belastung am 2. Ausgang verandert, wohingegen die am 1. Ausgang (mit 150 Ohm) unverandert blieb. Die Drossel L1 hat in dieser Ausführungsform einen Wert von 100 uH. Die verwendete stromkompensierte Drossel ist vom Typ EPCOS B82721-K2701-N20 mit einer Induktivitat von 2 × 10 mH, einem Serienwiderstand von 2 × 0,60 Ohm und einem Nennstrom von 0,7 A.
  • Man erkennt aus der 12, dass bei geringerer Schaltfrequenz die Strom-Symmetrie auch für geringere Verhältnisse von Vo1/Vo2 und damit für größere Belastungen noch gewährleistet ist. Der Grund hierfür ist, dass der Wandler bei geringerer Schaltfrequenz erst bei einer hoheren Belastung in den kontinuierlichen Betrieb ubergeht.
  • Die Kurve 81 stellt die Funktion der Anordnung unter Beweis – hier wurde die stromkompensierte Drossel durch zwei Widerstände mit je 0,68 Ohm ersetzt, um zu veranschaulichen, welche symmetrierende Wirkung durch den Serienwiderstand der stromkompensierten Drossel allein erreicht wird.
  • 13 zeigt eine besonders vorteilhafte Ausführung des Wandlers gemaß der 10a. Dabei wird die Strommessung durch Auswertung des Spannungsabfalls uber dem Shunt Rs realisiert. Wesentlicher ist jedoch die ”Einsparung” der ”eigentlichen Tiefsetzsteller-Drossel” L1 – stattdessen werden die beiden ohnehin vorhandenen Streuinduktivitaten Ls1 und Ls2 der stromkompensierten Drossel hierfur verwendet. Diese Maßnahme fuhrt zudem zu einer besseren Symmetrierung der beiden Ausgangsstrome wie aus 14 hervorgeht.
  • Der Wandler gemaß 13 wurde, wie bei allen hier angeführten Messungen, mit deaktivierter Stromregelung betrieben, um zu zeigen, inwieweit die Symmetrierung der Ausgangsströme mit zunehmenden Ausgangsstromen abnimmt. Hierzu wurde der Wandler mit R1 = 75 Ohm und R2 = 150 Ohm belastet und die Eingangsspannung schrittweise erhöht. 15 zeigt das Verhaltnis der beiden Ausgangsstrome Io1/Io2 uber dem mittleren Ausgangsstrom (Io1 + Io2)/2. Man erkennt, dass bis zu einem mittleren Strom von 350 mA die ”Unsymmetrie” unter 5% bleibt. Dies entspricht dem halben Nennstrom von 700 mA der verwendeten stromkompensierten Drossel.
  • In den 16 und 17 sind zwei erfindungsgemaße Ausführungsformen basierend auf dem Cuk-Wandlerkonzept dargestellt. Die in den 16a und 16b dargestellten Schaltungen verwenden die Kondensatoren C31 und C32 um einen Gleichstromfluss, der sich durch die stromkompensierte Drossel aufgrund der unterschiedlichen Ausgangsspannungen einstellen wurde, zu verhindern. Die Schaltungen der 17a und 17b nutzen hierfür die Dioden D1 und D2 analog zur Realisierung in den bereits beschriebenen Drosselwandlern.
  • Wie beim oben erlauterten Drossel-Abwartswandler kann die ausgangsseitige Drossel L2 in der 17a oder die Drosseln L21 und L22 in der 16a weggelassen werden, wie dies in den 16b und 17b dargestellt ist, wobei dann die Streuinduktivitaten Ls1 und Ls2 der stromkompensierten Drossel deren Aufgabe mit übernehmen.
  • Im Fall eines Wandlers mit n Ausgangen sind in der Realisierung gemaß der 16 n Kondensatoren und n Dioden in den Ausgangskreisen nötig (C31, ..., C3n und D31, ..., D3n). Im Fall einer Realisierung gemaß der 17 sind dies 1 Kondensator (C3) und n + 1 Dioden (D3 und D1, ..., Dn). Die erstere Realisierung hat den besseren Wirkungsgrad, da hier weniger Dioden im Ausgang erforderlich sind, wohingegen die zweite mit weniger Bauteilen auskommt.
  • Die 18a und 18b zeigen zwei erfindungsgemaße Ausfuhrungsformen basierend auf dem SEPIC-Wandlerkonzept, wobei in der Ausfuhrung der 18b die Streuinduktivitäten Ls1 und Ls2 der stromkompensierten Drossel die Aufgabe der beiden Drosseln L10 und L20 mit ubernehmen.
  • Die 19 zeigt eine erfindungsgemäße Realisierung eines Wechselrichters, basierend auf einer schaltentlasteten Halbbrückenschaltung mit resonantem Ausgangskreis bestehend aus Lr, Cr1 und dem optionalen Cr2, die eine Wechselstromquelle realisiert. Die Halbbrucke ist nullspannungsschaltend. Diese Wechselstromquelle speist eine Anordnung ahnlich der in 8b bis 8e offenbarten.
  • Dabei ermoglichen die sogenannten ”Trapezkondensatoren” C1 und C2 ein naherungsweise spannungsfreies Abschalten der Transistoren Q1 und Q2. Die Transistoren Q1 und Q2 besitzen ein festes, zeitlich unveränderliches Tastverhältnis, werden also nicht mit einer Pulsweitenmodulation angesteuert. Dieses ist so gewählt, dass nie Q1 und Q2 gleichzeitig leitend sind. Die Tastgrade der beiden Transistoren mussen nicht gleich groß sein. So kann Q1 einen Tastgrad von 60% und Q2 einen Tastgrad von 35% besitzen.
  • Die Stromregelung Ctrl verwendet den Spannungsabfall über den Widerstand Rs um den gewunschten Sollstrom durch die Leuchtdiode D5, und damit durch alle Leuchtdioden, durch eine Veranderung der Schaltfrequenz der Transistoren Q1 und Q2, einzustellen. Dieser Sollstrom konnte beispielsweise durch eine übergeordnete Steuerung eines Lichtmanagementsystems vorgegeben werden (nicht dargestellt).
  • Aus Grunden der Übersichtlichkeit wurde in der 19 auf die Darstellung eines Eingangsfilters (vor dem Eingangskondensator Ci), zur Unterdruckung von elektromagnetischen Storungen verzichtet. Auch in allen nachfolgenden Schaltungen wird hierauf verzichtet.
  • Wegen der beiden Kondensatoren Cr1 und Cr2 kann der in die Gleichrichterschaltungen Re1 bis Re5 fließende Strom Ii keinen Gleichanteil besitzen. Es sind daher nur Gleichrichterschaltungen sinnvoll, die an ihrem Eingang einen reinen Wechselstrom aufnehmen. Werden solche Gleichrichterschaltungen verwendet ist eine magnetische Sattigung der stromkompensierten Drosseln Lcm1 bis Lcm4 sicher verhindert. Beispielsweise konnen Gleichrichterzellen basierend auf der unsymmetrischen Spannungsverdoppler-Schaltung verwendet werden, wie sie in 2 dargestellt sind. Eine beispielhafte Ausfuhrung mit diesen ruckwartsleitenden Gleichrichterschaltungen zeigt 20a.
  • 20b ist eine andere Darstellung der erfindungsgemäßen Schaltung nach 20a wobei jede stromkompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transformator und zwei Streuinduktivitaten Ls ersetzt ist.
  • Bei entsprechender Dimensionierung der Streuinduktivitaten der stromkompensierten Drosseln kann die Gesamtheit der Streuinduktivitaten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollstandig ubernehmen, wie dies die modifizierte Ausfuhrung gemaß der 20c darstellt. Die Wirkung des optionalen Resonanzkondensators Cr2 wird nun durch die optionalen Resonanzkondensatoren Cr21 bis Cr25 erzielt. Nachdem die Streuinduktivitäten der stromkompensierten Drosseln ohnehin vorhanden sind, lasst sich in dieser Ausführung eine kostengünstigere und kompaktere Bauweise realisieren.
  • 21a zeigt eine abgewandelte Variante der Schaltung gemaß 19 bzw. 20a, die mit rückwärtssperrenden Gleichrichterschaltungen auskommt. Die Gleichrichterschaltungen sind dabei so verschaltet, dass kein Gleichanteil im Strom Ii verursacht wird, so dass die Gleichstromfreiheit durch die beiden Kondensatoren Cr1 und Cr2 gewahrleistet wird.
  • Beispielhaft sind Re1 und Re4 als Einweggleichrichter dargestellt. Dabei besitzen Re1 bis Re3 und Re4 bis Re6 die gleiche Eingangsstromrichtung bzw. Polaritat der verwendeten Dioden. Vorteilhaft an dieser Schaltungsvariante ist die symmetrische Ausnutzung beider Halbschwingungen welche durch die Bruckenschaltung bereitgestellt wird sowie die Eigenschaft, dass nur n – 2 stromkompensierte Drosseln zur Bereitstellung von n Ausgangen erforderlich sind und weniger Dioden fur die rückwartssperrenden Gleichrichterschaltungen erforderlich sind als für die ruckwärtsleitenden Gleichrichterschaltungen, was zudem zumeinst einen hoheren Wirkungsgrad mit sich bringt.
  • Die Schaltung der 21a hat jedoch den Nachteil, dass nicht alle Leuchtdioden bzw. Leuchtdiodenstränge mit dem gleichen Anschluss, z. B. der Kathode, auf GND bzw. das gemeinsame Bezugspotenzial gelegt werden konnen, was dazu fuhrt, dass bei der Verwendung gleichartiger Leuchtdioden diese unterschiedlich gut gekuhlt werden. Dies ist insbesondere im Fall von High-Power-Leuchtdioden ein großer Nachteil. Die Anwendung der Schaltung gemaß der 21a erscheint daher insbesondere fur Low-Power-Leuchtdioden, z. B. Radiale Leuchtdioden, oder Arrays aus diesen sinnvoll. Im Fall von High-Power-Leuchtdioden konnte die Verwendung von zwei unterschiedlichen Leuchtdiodenbauformen Abhilfe schaffen, wobei einmal die Kathode und einmal die Anode eine besonders gute thermische Anbindung and das verwendete Leuchtdiodengehause aufweist. Diese beiden unterschiedlichen Ausführungen erfordern jedoch unterschiedliche Leuchtdioden-Chip-Strukturen, die im allgemeinen Fall jedoch unterschiedliche Eigenschaften (z. B. Farbe) aufweisen, was oftmals unerwunscht ist. Im beispielhaften Fall eines MAG-GIS-Konzepts werden jedoch bewusst zwei unterschiedliche farbige Leuchtdiodentypen (mint/blaugrün und amber/bernsteinfarben) verwendet, so dass in einer solchen Anwendung die Schaltung sinnvoll erscheint. Allerdings besitzen die beiden unterschiedlichen Leuchtdiodentypen auch ein unterschiedliches Temperaturverhalten, insbesondere eine Farbverschiebung mit der Temperatur, so dass die Moglichkeit unterschiedliche Betriebsstrome in beiden Leuchtdiodentypen einstellen zu konnen wunschenswert erscheint, was jedoch für die Schaltung gemaß der 21a ohne erheblichen Aufwand durch eine entsprechende Zusatzbeschaltung nicht moglich ist. Es bleibt damit bei der Feststellung, dass die Schaltung gemaß der 21a primar fur Low-Power-Leuchtdioden vorteilhaft erscheint.
  • Die 21b zeigt eine andere Darstellung der Schaltung gemaß der 21a wobei jede stromkompensierte Drossel durch eine Ersatzschaltung bestehend aus einem Transformator und zwei Streuinduktivitaten Ls ersetzt ist.
  • Bei entsprechender Dimensionierung der Streuinduktivitaten der stromkompensierten Drosseln kann die Gesamtheit der Streuinduktivitaten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig übernehmen, wie dies die modifizierte Ausfuhrung gemaß der 21c darstellt. Die Wirkung des optionalen Resonanzkondensators Cr2 wird nun durch die optionalen Resonanzkondensatoren Cr21 bis Cr26 erzielt. Nachdem die Streuinduktivitaten der stromkompensierten Drosseln ohnehin vorhanden sind, lässt sich in dieser Ausführung eine kostengunstigere und kompaktere Bauweise realisieren.
  • Die 21d zeigt eine weitere vorteilhafte Weiterbildung analog zur der Schaltungsanordnung gemaß der 21c, nun jedoch mit Transformator Tr, der zur galvanischen Trennung und/oder zur Spannungsanpassung dient. Dabei ubernimmt gegebenenfalls die Streuinduktivität des Transformators zusammen mit der Gesamtheit der Streuinduktivitäten Ls die Funktion der Resonanzdrossel Lr vollständig. Um eine galvanische Trennung zu realisieren wird mittels einer Optokopplerschaltung Opto das Strommesssignal entsprechend vom sekundarseitigen auf den primärseitigen Teil der Schaltung ubertragen.
  • Der Aufwand der galvanisch getrennten Übertragung des Strommesssignals gemaß der 21d entfällt bei der Schaltung Gemäß der 21e, da hier der Primarstrom des Transformators anstelle eines Leuchtdiodenstroms gemessen wird. Unter der Voraussetzung dass ein Transformator verwendet wird, der in seinen Eigenschaften dem eines idealen Transformators sehr nahe kommt, d. h. der Transformator Tr sollte eine große Hauptinduktivitat und gute Kopplung aufweisen, ist der sich ergebende Fehler vernachlassigbar klein. Zur Vereinfachung der Darstellung wurden die optionalen Kondensatoren Cr21 bis Cr26 nicht dargestellt, obwohl diese auch in dieser Schaltung unverandert genutzt werden könnten.
  • Die 21f zeigt eine weitere vorteilhafte Weiterbildung analog zur der nach 21e, wobei der Transformator Tr mit zwei Sekundarwicklungen ns1 und ns2 ausgefuhrt ist. Diese Schaltung vermeidet den Nachteil, dass nicht alle Leuchtdioden bzw. Leuchtdiodenarrays mit der gleichen Polaritat gegenüber dem gemeinsamen Bezugspotenzial, z. B. des Kuhlkorpers, ausgefuhrt werden konnen. Daher eignet sich diese Schaltungsanordnung insbesondere auch für High-Power-Leuchtdioden.
  • Die dargestellten magnetischen Bauelemente konnen vorteilhafterweise in einem magnetischen Bauelement integriert werden, insbesondere in einem keramischen Bauelement das beispielsweise in LTCC-Technologie hergestellt wird.
  • Die Nutzung der Streuinduktivitäten ist insbesondere bei der Integration mehrerer funktional unterschiedlicher magnetischer Bauelemente in einem magnetischen Bauelement von Vorteil, da sich hier im Vergleich zu konventioneller Verwendung mehrerer diskreter Bauelemente meistens durch die Integration verhältnismäßig große Streuinduktivitäten ergeben, sie sich nun vorteilhaft nutzen lassen.
  • Die Konstruktion der stromkompensierten Drossel ist vorteilhafter Weise so zu realisieren, dass sie eine definierte Streuinduktivitat besitzt und die stromkompensierte Drossel auch bei hohen Stromstärken nicht in Sattigung geht. Hierzu werden vorteilhafterweise Konstruktionen verwendet, wie sie in der EP 0 275 499 A1 oder der DE 36 21 573 A1 beschrieben sind. Fur den Einsatz zu Beleuchtungszwecken erscheint insbesondere eine Ausfuhrung gemäß der DE 3621573 A1 vorteilhaft.
  • Die DE 36 21 573 lost im Wesentlichen die gleiche Aufgabenstellung wie die EP 0 275 499 A1 : Es wird die Realisierung fur eine stromkompensierte Drossel mit großer zusätzlicher Streu-Induktivitat zur Unterdrückung symmetrischer Storungen vorgestellt. Im Gegensatz zur EP 0 275 499 A1 wird in der DE 36 21 573 nicht fur jeden „außen liegenden” Leiter ein eigener „Außenkern” benutzt, sondern nur ein Außenkern fur alle. Hierzu werden zwei luftspaltlose Ringkerne fur die Stromkompensierte Drossel verwendet, wobei zunachst der erste Kern gleichmäßig uber den gesamten Umfang, um ein geringes außeres Magnetfeld zu erhalten, bewickelt wird. Dann wird konzentrisch uber diesen ersten Ringkern aus Ferrit ein zweiter Eisenpulverkern aus Carbonyleisen gelegt. Nun wird durch beide Ringkerne mit der gleichen Windungszahl und gegebenenfalls etwas dickerem Draht für gleiche Kupferwiderstände der beiden Wicklungen die zweite Wicklung gewickelt. Durch die Wahl der Kernquerschnitte lassen sich die Nenninduktivitat der Stromkompensierten Drossel und die gegen symmetrische Storungen wirkende Streu-Induktivitat getrennt voneinander einstellen.
  • Eine erste Ausfuhrung der Regelung für den Wandler gemäß der 10c ist der in 22 dargestellte Pulsweitenmodulationsregler. Er realisiert eine festfrequente Pulsweitenmodulation. Dieser Regler besteht aus dem Fehlerverstarker Op1 der das Fehlersignal Vea als PID-Regler aus dem gemessenen Ausgangsstrom und dem zum Sollstrom gehörigen Referenzsignal Vref erzeugt. Dieses wird im PWM-Komparator Cmp2 mit einer Rampenspannung verglichen. Bei einem herkommlichen Pulsweitenmodulationsregler wurde das erzeugte Signal P dem Gatetreiber Drv des Leistungsschalters zugefuhrt werden. Mittels der zusatzlichen Logik FWC wird jedoch sichergestellt, dass eine Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln erfolgt ist bevor der Q1 erneut eingeschaltet werden kann, d. h. ggfs. wird durch das Freilaufsignal F die Einschaltdauer beschnitten: Geht das eigentliche PWM-Signal P auf Low wird das RS-FlipFlop durch die fallende Flanke gesetzt. Das RS-Flip-Flop „merkt” sich, dass die Schaltung in der Abmagnetisierungsphase begriffen ist. Würde in dieser Phase das PWM-Signal wieder High werden, so wurde das Und-Gatter ein High werden des Ausgangs Dr verhindern. Erst wenn das Abmagnetisierungssignal in Form eines High werden des Mess-Signals F eintrifft, wird das FF uber den R-Eingang zurück gesetzt. Um einen sicheren Betrieb der Schaltung, insbesondere einen sicheren Anlauf der Schaltung, zu ermoglichen, ist der Timer Tmr vorgesehen, dessen Zeitwert der maximal denkbaren Abmagnetisierungsdauer entspricht. Ist das FF länger als diese Zeitdauer gesetzt, geht der Ausgang des Timers auf High und fuhrt zu einem automatischen Rucksetzen des Flip-Flops. Greift die zusätzliche Logik FWC ein, so fuhrt dies dazu, dass der Regelkreis geoffnet wird und der eigentliche Regler Op1 an die Grenze läuft, so dass P ein Signal mit maximalem Tastgrad wird. Dieses Öffnen des Regelkreises und die damit einhergehende Abweichung des geforderten Ausgangsstroms vom Sollwert wird jedoch in Kauf genommen um die Symmetrierung der Ausgangsstrome sicherstellen zu konnen.
  • Anstelle des Reglers nach 22, der festfrequente Pulsweitenmodulation realisiert, kann auch der in 23 dargestellte Regler fur die Schaltung nach 10c zum Einsatz kommen, der einen Betrieb an der Lückgrenze (Boundary Conduction Mode) sicherstellt, wobei weder Schaltfrequenz noch Ein- oder Ausschaltdauer konstant sind. Im Gegensatz zur obigen Ausfuhrung wird hier nicht mit einer konstanten Schaltfrequenz gearbeitet, sondern mit einer variablen: Sobald der Strom durch die Drossel null erreicht, wird der Transistor wieder eingeschaltet. Der Fehlerverstärker und der Pulsweitenkomparator sind wie in 22 mittels Op1 und Comp2 realisiert.
  • Ist eine Abmagnetisierung der Drosseln erfolgt, so fuhrt der Low-High-Ubergang von F dazu, dass der Rampengenerator Ramp beginnt eine neue Rampe zu erzeugen. Diese wird mit dem Fehlersignal vom Komparator Cmp2 verglichen. Je höher das Fehlersignal ist, umso länger bleibt P bzw. Dr im High Zustand und folglich Q1 eingeschaltet, bevor Cmp2 auf Low kippt. Ein Low an Dr hat eine Abmagnetisierung der Drosseln zur Folge bis irgendwann die Abmagnetisierung durch einen erneuten Low-High-Übergang von F bestatigt wird, was zur Erzeugung einer neuen Rampe fuhrt.
  • Um einen sicheren Betrieb der Schaltung, insbesondere einen sicheren Anlauf der Schaltung, zu ermöglichen, ist der Timer Tmr vorgesehen, dessen Zeitwert der maximal denkbaren Abmagnetisierungsdauer entspricht. Ist der Ausgang langer als diese Zeitdauer auf Low, so wird eine neue Rampe generiert, und es wird nicht weiter auf einen Low-High-Übergang von F gewartet.
  • Einen auf einem Current-Mode Control Prinzip basierender Regler fur die Schaltung nach 25 stellt 24 dar. Auch dieser Regler realisiert einen Betrieb an der Luckgrenze (Boundary Conduction Mode). Der Regelverstarker Op1 erzeugt an seinem Ausgang das Signal Vea das mit dem aktuellen Strommesswert Im2 verglichen wird. Übersteigt der Wert von Im2 den von Vea fuhrt der High-Low-Ubergang von P zum Rucksetzen des Flip-Flops und damit zum Abschalten von Q1. In der nachfolgenden Abmagnetisierungsphase bleibt F zunachst auf High, da der aktuelle Stromwert großer Null ist. Ist die Abmagnetisierung erfolgt, so kommt es (aufgrund einer parasitaren Schwingung, die kurzzeitig Icm negativ werden lasst) zum unter Umständen mehrfachen Kippen des Komparators Cmp1, wobei der High-Low-Übergang von F das Setzen des Flip-Flops bewirkt und damit Q1 wieder eingeschaltet wird. Wie bei den obigen Schaltungen auch, ist ein zusatzlicher Timer Tmr vorgesehen, der nach langer Dauer des Flip-Flops im ungesetzten Zustand dieses setzt und so das „Anlaufen” gewahrleistet
  • 25 illustriert eine andere Ausfuhrung eines Drossel-Abwartswandlers mit drei Ausgangen. Im Gegensatz zur Schaltung gemaß 10c erfolgt nun die Strommessung mittels des Shunts Rs am gemeinsamen Speise-Anschluss des Stromverteilnetzwerkes anstelle an einem der Ausgänge der Schaltung. Die Strom-Messeinrichtung Imea wird durch einen Differenzverstärker realisiert, der ein zum zu messenden Strom Icm proportionales und auf GND bezogenes Messsignal liefert, nachdem das Signal Im2 dem entsprechend verstarkten und Masse-bezogenen Spannungsabfall uber dem Shunt Rs entspricht. Der zeitliche Mittelwert des Spannungsabfalls uber Rs entspricht dem zeitlichen Mittelwert der Summe aller LED-Strome. Um der Regelung den zeitlichen Mittelwert der Ausgangsströme zur Verfügung stellen zu konnen, ist der Tiefpass LP vorhanden. Wie in der Schaltung gemäß der 10c wird der Komparator Cmp1 zur Detektion der Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln Lcm1 und Lcm2 genutzt. Als Regelschaltung können die Schaltungen gemäß den 22, 23 und 24 zur Anwendung kommen
  • 26 zeigt einen Drossel-Aufwärtswandler mit zwei Ausgingen. Der eigentliche Aufwartswandler besteht dabei aus der Speicherdrossel L1, dem Schalttransistor Q1 und den Dioden D1 bzw. D2. Wie beim oben beschriebenen Abwartswandler kann auch bei einem Aufwärtswandler die Regelung auf einen der beiden Ausgangsströme oder auf den Strom erfolgen, der in den Speise-Anschluss des Stromverteilnetzwerkes hinein fließt. In der hier betrachteten Schaltung erfolgt die Regelung auf einen der Ausgangsstrome. Zusätzlich kann ein unterlagerter Stromregelkreis im Sinne einer ”current mode contol” verwendet werden, die den Schalterstrom – erfasst mittels des Widerstands Rq – zur Regelung heranzieht.
  • Die beim Drossel-Abwartswandler vorteilhaft nutzbaren Streuinduktivitaten der stromkompensierten Drossel Ls1 und Ls2 sind beim Aufwartswandler unerwünscht, da diese zu hohen Spannungsspitzen beim Abschalten des Transistors Q1 fuhren: Ls1 und Ls2 verhindern, dass die Strome in den Ausgangskreisen von 0 auf den jeweils halben Stromwert des Drosselstromes durch L1 zum Zeitpunkt des Abschaltens des Transistors springen konnen. Daher ist ein Snubber-Netzwerk vorzusehen, was die Schalterspannung begrenzt. Dieses kann dissipativ in Form eines RDC-Netzwerkes paralllel zu Q1 ausgefuhrt sein, oder als optionaler Klemmkreis für die Transistor-Spannung aus Ld und D3 bestehen und nicht-dissipativ sein. Der dargestellte Klemmkreis begrenzt die Schalterspannung direkt nach dem Offnen von Q1 auf einen Wert der sich aus dem Übersetzungsverhaltnis des durch Ld und L1 gebildeten Transformators sowie der Eingangsspannung ergibt. Ld und L1 sollten moglichst gut miteinander magnetisch verkoppelt sein. Angenommen, die Eingangsspannung betrage 10 V und Ld besteht aus doppelt so vielen Windungen wie L1, so würde die Transistorspannung auf einen Wert der der doppelten Eingangsspannung, folglich 20 V, begrenzt werden, da dann die Diode D3 zu leiten beginnt und die Spannung am Transistor klemmt.
  • Im Gegensatz zum Abwartswandler gibt es beim Aufwartswandler keine Einschrankung bezuglich lückendem und kontinuierlichem Betrieb, zumindest solange die Streuinduktivitaten vernachlassigbar klein sind. Unabhangig vom Betriebsmodus wird wahrend Q1 eingeschaltet ist die stromkompensierte Drossel entmagnetisiert, der Strom durch die stromkompensierte Drossel wird also zu Null und durch das nachfolgende Sperren der beiden Dioden D1 und D2 bleibt dieser Zustand bis zum nachsten Abschalten von Q1 erhalten.
  • Daher ist beim Boost-Wandler keine der oben beschriebenen Regelschaltungen erforderlich, denn selbst wenn der Wandler im kontinuierlichen Betrieb bezuglich der Drossel L1 arbeit, ist aufgrund der Topologie immer sichergestellt, dass das Stromverteilungsnetzwerk im diskontinuierlichen Betrieb betrieben wird und folglich immer eine Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln im Netzwerk gegeben ist.
  • Wie beim Abwärtswandler ist auch beim Drossel-Inverswandler eine entsprechende Überwachung bzw. Regelung erforderlich, so dass die Abmagnetisierung der stromkompensierten Drosseln sicher gewährleistet wird. Die 27 zeigt einen solchen Wandler, der wie der oben beschriebene Aufwartswandler einen optionalen Klemmkreis fur die Transistor-Spannung – aus Ld und D3 bestehend – enthalt.
  • Um die Abmagnetisierung der Drosseln zu detektieren sind unterschiedliche Schaltungsgrößen nutzbar. Unter anderem kann eine Strommessung des Stromes durch L1 oder eine Strommessung des in das Stromverteilungsnetzwerk hinein fließenden Stroms erfolgen. Es kann auch mittels zweier Spannungsmessungen überpruft werden, dass die Dioden D1 und D2 sperren. Auch kann auf jede der stromkompensierten Drosseln eine zusätzliche dritte Wicklung aufgebracht werden und dann ausgewertet werden, dass alle diese Spannungen zu Null geworden sind. Alternativ kann auch die Spannung uber dem Schalttransistor ausgewertet werden. Nach dem ursprünglichen hohen Wert welcher durch den Klemmkreis bestimmt wird, fallt während der Abmagnetisierungsphase die Spannung am Schalter auf die Summe aus Eingangsspannung und dem Mittelwert der Betrage der beiden Ausgangsspannungen um dann nochmals auf die Eingangsspannung, sobald alle Drosseln abmagnetisiert sind, abzufallen. Dieser zweite Abfall der Schalterspannung kann ebenfalls fur die Detektion genutzt werden.
  • In der Ausfuhrung gemaß 27 wird jedoch eine weitere Möglichkeit fur die Detektion verwendet: Hierfur wird die Spannung uber der Drossel Ld verwendet werden, denn ist diese auf Null abgefallen, sind alle Drosseln abmagnetisiert und es kann ab diesem Zeitpunkt der Schalter Q1 wieder eingeschaltet werden. Analog zu den obigen Regelschaltungen gemäß den 22 bis 24 lassen sich auch fur den Inverswandler entsprechende Regelschaltungen ausführen.
  • Die folgenden Figuren betrachten eine weitere Variante der Strom-Symmetrierung bei mehreren Zweigen. Die Strom-Symmetrierung wird durch die Reihenschaltung eines Kondensators, einer Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsquelle sowie zweier entgegengesetzt verschalteter, ruckwärts leitender Gleichrichterschaltungen, welche jeweils eine oder mehrere in Reihe geschaltete Leuchtdioden beinhalten, realisiert. Jede dieser Schaltungsanordnungen liefert zwei auf ein gemeinsames Potenzial (z. B. Masse) bezogene ,Leuchtdiodenausgange'. Es können mehrere dieser Schaltungsanordnungen verwendet werden, sofern mehr als zwei ,Leuchtdiodenausgange' benötigt werden.
  • Die 28a und 28b zeigen Ausfuhrungen solcher Schaltungsanordnungen. In den beiden Figuren werden die Schaltungstypen VVD und CD dargestellt. Der Schaltungstyp VVD basiert auf einer Spannungsverdopplungsschaltung und der Schaltungstyp CD basiert auf einer einfachen Stromglattungsschaltung.
  • Die Funktionsweise der Schaltung gemäß der 28a illustrieren die 28c bis 28e. Im Folgenden wird zur Vereinfachung der Erklarung die Annahme getroffen, dass alle Bauelemente ideal seien, d. h. insbes. die Dioden verhalten sich als ideale Schalter.
  • Die Quelle Q arbeitet dabei als Stromquelle. Wird von der Quelle Q ein positiver Strom Ii geliefert, so zeigt 28c die für die Funktion relevanten Bauelemente: Der Strom Ii fließt durch die Diode D11, teilt sich dann auf C11 und R1 auf, um dann über die zum einfacheren Verständnis eingezeichnete Masseverbindung M, die Diode D22 und den Kondensator C0 zur Quelle zurück zu fließen. Die Last R2 wird wahrend dieses Zeitbereichs durch den Kondensator C2 versorgt. Die Starke des Stromes Ii > 0 hat nur Einfluss auf den Laststrom I1, nicht jedoch auf I2.
  • Fließt kein Strom Ii durch die Quelle Q, so illustriert 28d, dass die Lasten R1 bzw. R2 von den zugehörigen Kondensatoren C1 bzw. C2 mit Energie versorgt werden. Nachdem die Kondensatorspannungen V1 und V2 positiv sind, teilt sich die jeweilige Kondensatorspannung uber den beiden Dioden D11 und D12 bzw. D21 und D22 auf und alle Dioden sperren.
  • Die 28e zeigt entsprechend die relevanten Bauelemente in dem Fall, dass die Quelle Q einen negativen Strom liefert. Hier ist das Verhalten der beiden Gleichrichter genau umgekehrt: Für Q ist nun effektiv nur GR2 vorhanden wohingegen GR1 nicht sichtbar ist. Die Stärke des Stromes Ii < 0 hat nur Einfluss auf den Laststrom I2, nicht jedoch auf I1.
  • Aufgrund des Kondensators CO kann durch die Quelle kein Gleichstrom fließen bzw. Ii kann keinen Gleichanteil besitzen, da der Kondensator CO als Blockkondensator oder Symmetrierkondensator wirkt. Nachdem der positive Anteil des Stromes von Ii letztlich den Laststrom I1 bestimmt (da der positive Anteil von Ii von D12 gesperrt wird, muss er durch D11 fließen und da durch C1 kein Gleichstrom fließen kann, muss der zeitliche Mittelwert des positiven Anteils von Ii gleich dem zeitlichen Mittelwert von I1 entsprechen) und der in negative Anteil von Ii den Laststrom I2 bestimmt, mussen die zeitlichen Mittelwerte der Lastströme I1 und I2 gleich groß sein. Es werden also beide Lasten R1 und R2 mit dem gleichen Strom betrieben (Strom-Symmetrierung).
  • Die 28f stellt beispielhafte Strom- und Spannungsverläufe der Schaltung nach 28a dar. Dabei wurden der Einfachheit halber rechteckförmige Stromverlaufe angenommen. Zur Illustration wurde ein Tastverhältnis von 2:1 angenommen.
  • Fur die Darstellung der auftretenden Spannungen in der unteren Hälfte der Abbildung wurde neben der Annahme idealer Bauelemente eine ideale Glattung der Laststrome angenommen, was unendlich große Kondensatoren C1 und C2 bedingt, so dass die Ausgangspannungen V1 und V2 keine Welligkeit aufweisen. Zudem wurde davon ausgegangen, dass keine Zeitbereiche mit Ii = 0 auftreten. Es werden zwei unterschiedlich große Lasten mit R1 = 3 Ohm und R2 = 4 Ohm angenommen. Damit ergeben sich die Ausgangsspannungen V1 = I1·R1 = 2·3 = 6 V und V2 = I2·R2 = 2·4 = 4 V, sowie die dargestellten zeitlichen Verlaufe von V12, V22, V0 und Vi.
  • Betrachtet man die Masche {Masse – D12 – Q – C0 – D22 – Masse}, so muss die folgende Maschengleichung erfullt sein: V12(t) = Vi(t) + V0(t) + V22(t).
  • Aus 28f geht hervor, dass diese zu jedem Zeitpunkt, und damit auch fur die gestrichelt eingetragenen zeitlichen Mittelwerte (mit Uberstrich gekennzeichnet), erfullt ist.
  • Vorteilhafterweise wird die Wechselstrom- bzw. Wechselspannungsquelle durch die Sekundarwicklung eines Transformators gebildet, da dies eine besonders einfache Möglichkeit ist, eine potenzialfreie Quelle zu erzeugen.
  • Die 28g zeigt das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Lastströme I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 uber dem Kondensator C0 im Versorgungsspannungspfad bei einem ruckwärts sperrendem Gleichrichter GR1 und einem vorwarts sperrendem Gleichrichter GR2 mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung. Der Kondensator C0 unterdruckt einen Gleichstromanteil im Versorgungsstrom Ii. Da Vi eine reine Wechselspannungsquelle ist, kann die Summe aus der Spannung uber der Wechselspannungsquelle Vi und der Spannung über dem Kondensator C0 einen Gleichanteil enthalten. Dieser Anteil entspricht der tatsachlichen Spannungsdifferenz der beiden Gleichrichter GR1 und GR2. Da ein Gleichrichter vorwarts sperrt und der andere Gleichrichter rückwarts sperrt, wird jeder Gleichrichter jeweils mit einer Halbwelle des Wechselstroms Ii versorgt. Durch den Gleichanteil der Spannungen Vi + V0 wird auch eine unterschiedliche Leistung in den beiden Betriebssträngen zugelassen, so dass der Strom in beiden Strängen gleich groß sein kann. Wurde z. B. der Strom I11 im ersten Betriebsstrang im Mittel großer werden als der Strom I21 im zweiten Betriebsstrang, so wurde sich der Kondensator C0 entladen und die Spannung V0 sinken, so dass auch die Spannung V1 sinken und gleichzeitig die Spannung V2 betragsmaßig steigen wurde, was dem unterschiedlichen Stromfluss entgegenwirkt und somit die Stromhohen symmetriert.
  • 28k zeigt das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der beiden Laststrome I1 und I2 durch die sich einstellende Gleichspannung V0 über dem Kondensator C0, der zwischen die Spannungsquelle und das Bezugspotenzial geschaltet ist, bei einem rückwarts und einem vorwarts sperrendem Gleichrichter mit einfachem Spannungsausgang (Schaltungstyp VD) in Parallelschaltung. Die Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung ist gleich der Funktionsweise der Schaltungsanordnung gemaß der 28g. Hier ist lediglich der Kondensator C0 an einer anderen Stelle im Strompfad eingefugt, was aber die Wirkungsweise nicht beeintrachtigt.
  • Die 28h zeigt das Phasenschaltbild der 28k für den Fall Ii > 0, die 28i zeigt das Phasenschaltbild der 28k fur den Fall Ii = 0, und die 28j das Phasenschaltbild der 28k für den Fall Ii < 0. Die jeweils sperrenden Dioden sind durch eine Leitungsunterbrechung gekennzeichnet, die jeweils leitenden Dioden sind ordnungsgemäß dargestellt. Im Fall Ii = 0 ist die Spannungsquelle durch eine weitere Leitungsunterbrechung gekennzeichnet.
  • Werden mehr als zwei Leuchtdiodenausgänge benotigt, verwendet man vorteilhafter Weise
    • a) mehrere Transformatoren, die primarseitig in Reihe geschaltet sind, die insbesondere bei stark unterschiedlichen Lasten bzw. Leuchtdioden möglichst ideale Eigenschaften aufweisen,
    • b) einen Transformator mit mehreren Sekundarwicklungen, und insbesondere bei stark unterschiedlichen Lasten bzw. Leuchtdioden zusatzliche stromkompensierte Drosseln, die die Sekundarströme untereinander symmetrieren,
    • c) eine Kombination aus den Punkten a) und b).
  • Primarseitig wird der Transformator durch eine der üblichen leistungselektronischen Schaltungen, beispielsweise einen Halbbrucken-, Vollbrucken-, Gegentakt- oder Class-E-Wandler angesteuert. Vorteilhafterweise handelt es sich hierbei um eine schaltentlastete Schaltung, die das ZVS- oder ZCS-Prinzip nutzt.
  • Eine Integration mehrerer induktiver Bauelemente (Trafos, stromkompensierter Drosseln oder eine Kombination von solchen Bauelementen) in ein Bauelement erscheint aufgrund der moglichen Reduktion der Baugroße des Gerätes wie auch in der Komplexitat in der Fertigung, Prüfung und Beschaffung besonders vorteilhaft. Insbesondere beim Schaltungstyp CD konnen zudem die erforderlichen Induktivitaten (z. B. L1, L2 in ) ebenfalls mit integriert werden (z. B. mit dem erforderlichen Transformator). Auch eine Integration der Symmetrierungs-Kondensatoren (z. B. C0) mit magnetischen Bauelementen in einem gegebenenfalls monolithisch integrierten Bauelement z. B. in LTCC-Technik ist möglich und konnte je nach Anwendung und Anforderungen an das Produkt (z. B. Automotive-Applikation) eine weitere Volumen und Kosten-Reduktion ermoglichen.
  • Die Gleichrichterschalter konnen als Synchrongleichrichter ausgeführt werden, insbesondere konnen die in der Schaltung ohnehin vorhandenen Transformatoren fur die Ansteuerung der Halbleiterschalter des Synchrongleichrichters verwendet werden.
  • Die 29a, 29b, 29c und 29d und die 30a, 30b, 30c und 30d zeigen einen Schaltungsaufbau, bei dem in allen Fallen eine ZVS-betriebene Halbbrucke mehrere Leuchtdioden bzw. Leuchtdiodenstrange mit dem gleichen Strom versorgt. Je nach Auslegung kann der Kondensator Cr2 vorhanden sein. In den 29a, 29b, 29c und 29d werden gemaß der obigen Aufzahlung unter Punkt a) mehrere Transformatoren verwendet, wohingegen die 30a, 30b, 30c und 30d jeweils eine Schaltung gemaß Punkt b) angibt. Die Schaltungen nach den 29a, 30a basieren auf dem Schaltungstyp VVD (analog zu 28a), wohingegen die Schaltungen nach den 29b, 30b auf dem Schaltungstyp CD (analog zu 28b) beruhen. Die 29c und 30c zeigen Schaltungen, die auf dem Schaltungstyp VD analog der 28k basieren, wohingegen die 29d eine Mischform darstellt, bei der jede Gruppe zweier an eine Sekundarwicklung eines Transformators Tr1 ... Tr3 angeschlossenen Gleichrichter jeweils nach einem der oben beschriebenen Schaltungstypen arbeitet, die Gruppe an Transformator TR1 nach dem Schaltungstyp CD, die Gruppe an Transformator TR2 nach dem Schaltungstyp VVD, und die Gruppe an Transformator TR3 nach dem Schaltungstyp VD. Bei der 30d ist die Situation analog zu 29d, lediglich wird ein gemeinsamer Transformator mit einer Primärwicklung und drei Sekundarwicklungen verwendet, bei denen die Gruppe an der ersten Sekundarwicklung (von oben gezahlt) nach dem Schaltungstyp CD, die Gruppe an der zweiten Sekundärwicklung nach dem Schaltungstyp VVD, und die Gruppe an der dritten Sekundarwicklung nach dem Schaltungstyp VD arbeitet.
  • In allen Figuren wurden Leuchtdioden oder Leuchtdiodenstrange als Last der Gleichrichter GR dargestellt, die mit der Kathode auf GND liegen. Dies muss nicht zwingend der Fall sein – es kann auch die Anode bei entsprechender Schaltungsanpassung auf GND gelegt werden. Dies könnte insbesondere dann von Vorteil sein, wenn die Gehause der verwendeten LEDs jeweils mit der Anode des LED-Chips verbunden sind, da dann alle LED-Gehäuse auf einen gemeinsamen elektrisch mit Masse verbundenen Kuhlkorper gelegt werden können, was zu einer besonders guten Kühlung der Leuchtdioden fuhrt.
  • 31 zeigt einen Schaltungsaufbau bei dem ein Transformator mit zwei Sekundarwicklungen, entsprechend dem Punkt b) in der obigen Aufzählung, zum Betrieb von 4 Leuchtdiodenausgängen verwendet wird. Mittels der stromkompensierten Drossel Tr12 wird die Symmetrierung der beiden Sekundärstrome sichergestellt. Zum Dimmen der LEDs werden die elektronischen Schalter S11 bis S41 mit einem PWM-Signal angesteuert. Die nachfolgende Tabelle 1 zeigt die Verhaltnisse bei 0% bzw. 100% Tastgrad der Schalter.
  • Als Signalquelle Q diente eine Funktionsgenerator mit f = 50 kHz. Die Widerstande R1 bis R4 sind zur Strommessung, jedoch fur die eigentliche Funktion nicht erforderlich. Es wurden folgende Bauelemente verwendet:
    Tr1: Trafo 1:1:1, Lp = Ls1 = Ls2 = 1 mH, fres = 750 kHz, RDC < 1R0
    Tr12: Stromkompensierte Drossel EPCOS B82721-K2701-N20, 2 × 10 mH, 2 × 0R60 typ. RDC
    Alle Dioden: SS34 (3 A, 40 V, Schottky)
    Weiße Leuchtdioden
    alle Kondensatoren: 10 uF, 25 V, X7R, TDK
    R1 ... R4: 10R, 1%, 0805
  • 32 zeigt den „vorderen” Teil der Schaltung nach 31, allerdings wird nun als Generator ein Klasse-E-Wandler verwendet. Dieser hat den Vorteil mit einem einzigen Leistungstransistor Q1 auszukommen und zudem wird dieser mit ZVS (Nullspannungsschalten) betrieben. Entgegen des ublichen Nachteils des Klasse-E-Wandlers eine mit anderen Schaltungstopologien sehr hohe Schalterspitzenspannung zu erfordern, ist dieser Nachteil hier etwas abgemildert, da die Gleichrichter bzw. die Leuchtdioden aufgrund ihres nichtlinearen Verhaltens eine Abflachung der Drain-Schwingung bewirken, so dass ein Transistor mit geringerer maximal zulassiger Drain-Spannung verwendet werden kann, als man dies für eine vergleichbare ohmsche Last erwarten wurde.
  • Die in der Tabelle 1 dargestellten Messwerte konnten auch mit dieser Quelle analog gemessen werden. Es wurden folgende Bauelemente verwendet:
    Q1: IRFR110
    DQ: nicht bestückt (optional, wenn ein MOSFET als Q1 verwendet wird, da dann bei Nicht-Bestuckung die Body-Diode Funktion ubernimmt; zwingend erforderlich, wenn Q1 ein Bipolar-Transistor oder IGBT ist)
    RG: 10 R, 1%, 0805
    CR: 1 nF, 100 V
    CS: 10 uF, 25 V, X7R, TDK
  • Figure 00500001
  • Die folgenden Figuren betrachten eine dritte Variante der Stromsymmetrierung.
  • Auch in dieser Ausfuhrungsform wird ein quasi-paralleler Betrieb von mehreren Leuchtdioden und/oder mehreren LED-Strangen mittels eines DC/DC-Wandlers vorgeschlagen, wobei die Stromstarken des durch die Leuchtdioden fließenden Stroms naherungsweise identisch sind. Es muss lediglich auf den Strom in einer Leuchtdiode bzw. in einem Strang von Leuchtdioden geregelt werden. Der Wandler besitzt ein Stromverteilungsnetzwerk welches eine oder mehrere stromkompensierte Drosseln in einer prinzipiellen Verschaltung gemäß 1 enthält. Um die gewünschte Funktionsweise des Stromverteilungsnetzwerkes garantieren zu konnen, wird vorgeschlagen, das Stromverteilnetzwerk mit Kondensatoren zu erweitern, so dass sich Resonanzzellen aus Stromkompensierten Drosseln und Kondensatoren ergeben, wie dies in den 34 bis 36 dargestellt ist. Die zusätzlichen Kondensatoren unterbinden einen Gleichstromfluss durch die stromkompensierten Drosseln, so dass die stromkompensierten Drosseln nur von Wechselstrom durchflossen werden was zumindest in jedem Nulldurchgang des Stromes eine vollstandige Abmagnetisierung der Drosseln ermoglicht, was fur deren Funktionsweise von entscheidender Bedeutung ist.
  • Gehen die Strome durch alle Wicklungen der stromkompensierten Drosseln periodisch auf Null zuruck, so hat dies die gewunschte gute Symmetrierung der Leuchtdiodenstrome zur Folge, da dann die stromkompensierten Drosseln im Stromverteilnetzwerk in der gewünschten Weise wirken. Die Funktionsweise von stromkompensierten Drosseln beruht darauf, dass jede Wicklung der Drossel eine sehr hohe Impedanz aufweist. Durch entsprechende Stromflüsse in beiden Wicklungen heben sich die generierten magnetischen Flüsse im Kern und damit die hohen Impedanzen gegenseitig auf. Für eine gute Funktion einer stromkompensierten Drossel sind daher hohe Induktivitatswerte der Wicklungen erforderlich, weshalb ublicherweise Kerne aus hochpermeablem Magnetmaterial ohne Luftspalt zum Einsatz kommen, die verhaltnismaßig geringe Sättigungsströme bedingen. Um eine Sattigung des magnetischen Kern der stromkompensierten Drossel aufgrund eines dauerhaften Gleichstroms zu vermeiden wird daher eine periodische Stromfreiheit der beiden Wicklungen im Sinne der Erfindung realisiert.
  • Die bisher beschriebene Strom-Symmetrierung mittels stromkompensierter Drosseln ist insbesondere dann anwendbar, sofern ein periodischer Stromfluss vorliegt bzw. erzeugt wird, der – wie bereits erwähnt – immer wieder auf null zurückgeht. Mit sehr vielen geschalteten leistungselektronischen Schaltungen lassen sich derartige Stromflüsse erzeugen. So kann die in den bisherigen Figuren dargestellte Wechselstromquelle durch einen beliebigen Wechselrichter realisiert werden. Diesem folgen Gleichrichter, um die Leuchtdioden mit einem Gleichstrom mit möglichst geringer Welligkeit zu versorgen.
  • 33 zeigt eine solche prinzipielle Wandleranordnung mit stromkompensierter Drossel Lcm als Stromverteilernetzwerk die als Gleichspannungswandler aufgefasst werden kann. Es sind unterschiedlichste Arten von Gleichspannungswandlern, basierend auf hoch- und/oder tiefsetzenden Wandlerkonzepten bekannt, die sich mit Stromverteilnetzwerken zum Betrieb von Leuchtdioden modifizieren lassen.
  • Erfindungsgemaß werden Wandlerstrukturen verwendet, die keinen Gleichstrompfad durch die stromkompensierte Drossel aufweisen, d. h. die arithmetische Mittelwerte der Strome Icm1 und Icm2 in 1 sind aufgrund schaltungstechnischer Maßnahmen Null. Als gleichstromunterbindende Bauelemente werden insbesondere mindestens 2 Kondensatoren jeweils in Reihe zu einem der drei Anschlusse der stromkompensierten Drossel verwendet. Das heißt die erfindungsgemäße Realisierung weist eine der in 34 dargestellten Moglichkeiten A) bis C) als Bestandteil des Wandlers auf.
  • Die in 34 dargestellten Resonanzzellen enthalten mindestens 2 Kondensatoren, können dabei Teil der Wechsel- oder Gleichrichter sein und konnen neben der Gleichstrom unterbindenden Funktion weitere Funktionen im zugehorigen Wechsel- oder Gleichrichter wahrnehmen. In einem Halbbrucken-Wechselrichter kann der Kondensator die Aufgabe des Resonanzkondensators besitzen. In Gleichrichtern des Typs unsymmetrischer Verdoppler oder Kaskadenschaltungen ist dieser Kondensator der Eingangskondensator bzw. der erste Kondensator der Schubsäule.
  • Die Vereinigung der Moglichkeiten A) bis C) aus der 34 ist in einer 35 dargestellt, wobei die stromkompensierte Drossel durch die Ersatzschaltung aus zwei fest gekoppelten (mit einem Kopplungsfaktor von eins) Induktivitaten Lt1 und Lt2 und den beiden Streuinduktivitäten Ls1 und Ls2 dargestellt ist. Einer der beiden Kondensatoren C1 bis C3 kann – wie oben bereits ausgeführt – entfallen, ohne dass hierdurch die inharente Gleichstromfreiheit durch die beiden Wicklungen der stromkompensierten Drossel beeinflusst werden. Diese Gleichstromfreiheit wird auch nicht durch weitere, beliebig in der Schaltung einfugbare Kondensatoren beeinflusst. So zeigt die 35 noch optionale Kondensatoren Cr (gestrichelt), die beispielhaft gegen Masse geschaltet dargestellt sind. Diese Kondensatoren sind vorteilhafterweise Resonanzkondensatoren, die zusammen mit den Streuinduktivitaten Ls1 und Ls2 wirken und beispielsweise fur die Schaltentlastung innerhalb des Wandlers genutzt werden konnen.
  • Weitere Abwandlungen der Resonanzzellen (auch als „Building Blocks” bezeichnet) sind zulässig, sofern die Gleichstromfreiheit nicht beeintrachtigt wird. Daher konnen neben zusatzlichen Kondensatoren auch beliebige Bauelemente in Reihe zu den Wicklungen der stromkompensierten Drossel und den Kondensatoren geschaltet werden. Insbesondere ist die Reihenschaltung der Wicklungen einer oder mehrerer weiterer stromkompensierter Drosseln sinnvoll, sofern der Wandler mehr als zwei Ausgänge besitzen soll. Die 36 zeigt einen fur die Praxis relevanten Fall eines sehr allgemeinen Building Blocks.
  • Die 37 zeigt die Schaltung gemaß der 2, die ebenfalls die Resonanzzellenstruktur enthalt. Diese wurde zur Illustration eingezeichnet und mit CCC1 gekennzeichnet. Nachdem die Schaltungen gemäß den 3 und 5 auf dem gleichen Schaltungsprinzip basieren, enthalten auch diese die entsprechende Konfiguration.
  • Weitere Beispiele für Wandler die eine solche Konfiguration enthalten sind neben den in 8d angegebenen Halbbruckenwandler auch der in 8e angegebene Class-E-Wandler.
  • Die 38 zeigt einen ZVS-Halbbruckenwandler der die Streuinduktivitaten der stromkompensierten Drosseln als Resonanzinduktivitat nutzt.
  • Die folgenden Figuren betrachten eine weitere Variante der Stromsymmetrierung mehrerer Leuchtdiodenstrange mit multiresonanten Zellwandlern.
  • Die 39a, 39b und 39c zeigen die Grundschaltungen eines Tiefsetzstellers oder Buck-Wandlers (39a), eines Hochsetzstellers oder Boost-Wandlers (39b) und eines Cúk-Wandlers (39c). Letzterer kann im Gegensatz zu den ersten beiden Wandlern Ausgangsspannungen produzieren, deren Betrag kleiner oder großer als seine momentane Eingangsspannung sein kann. Alle drei Topologien gehoren zur Gruppe der Einzelschalter-Gleichspannungswandler. Dargestellt ist jeweils ihre hart schaltende Variante, deren Wechselrichterschalter nach bekannten Pulsweitenmodulationsverfahren angesteuert werden. Nicht dargestellt sind jeweils die Details zur Ansteuerung des Wechselrichterschalters Q1 bzw. S1 und zur Reglerstruktur, die bestimmte Ausgangsgroßen zur Ansteuerung des Wechselrichters zurückfuhrt. Der Strommesswiderstand RS ist angedeutet.
  • Ferner sind gestrichelt angedeutet diejenigen Positionen (C1, Lcm1, C11), an denen die (mindestens) drei Resonanzelemente hinzugefügt werden müssen, um obige hartschaltenden Grundtopoliegen in ihre doppeltnullspannungsschaltenden (Double ZVS) multiresonanten Äquivalente abzuandern. Äquivalente deshalb, weil ein multiresonanter Buck-Wandler nur tiefsetzen kann, ein multiresonanter Boost-Wandler nur hochsetzen kann und ein multiresonanter Cúk-Wandler eben beides kann. Solche Schaltungen sind besonders dann sinnvoll, wenn unvermeidliche Streuinduktivitaten vorliegen und gleichzeitig hoher Wirkungsgrad, hohe Baudichte sowie eine gute elektromagnetische Verträglichkeit gefordert sind: Die Streuinduktivitäten bilden den induktiven Teil eines Resonanzkreises, der auf die Betriebsfrequenz abgestimmt ist.
  • Jede stromkompensierte Drossel hat auch einen nicht kompensierten Streuanteil, auf dieser Tatsache beruht die Erfindung. Um die Schaltungsanordnung gemaß der 39c fur mehrere Leuchtdiodenstrange weiterzubilden ist die Stromkompensierte Drossel dort einzufugen, wo der Cúk-Wandler als Vorraussetzung fur das Nullspannungsschalten eine Induktivität benotigt, also z. B. an der Stelle der Induktivitat Lcm1.
  • Gemaß der Erfindung werden die Streuinduktivitäten der mindestens einen stromkompensierten Drossel dazu verwendet, Resonanzkreise zu erzeugen, die es erlauben, die Leistungsschalter innerhalb der Wandlerschaltungen schaltentlastet zu betreiben.
  • Es wird ein quasi-paralleler Betrieb von mehreren Leuchtdioden und/oder mehreren Leuchtdiodenstrangen mittels eines Wandlers vorgeschlagen, der nur einen Wechselrichter besitzt, und wobei alle Leuchtdioden vom gleichen Strom durchflossen werden. Es muss lediglich auf den Strom in einer Leuchtdiode bzw. in einem Strang von Leuchtdioden geregelt werden.
  • Oben genannter gemeinsamer Wechselrichter besteht hier grundsatzlich aus nur einem elektronischen Leistungsschalter und mindestens einer Speicherinduktivitat. Der Leistungsschalter kann eine ungesteuerte antiparallele Diode (Inversdiode) enthalten, und wird mittels einer speziellen frequenzvariablen und zustandsabhangigen PWM angesteuert. Die oben genannte Stromkompensierte Drossel ist dabei ausdrucklich nicht als Speicherinduktivitat anzusehen. Damit kommen als grundsätzliche Wandlertopologien alle sechs bekannten Einzelschalter-Gleichspannungswandler in Frage, der Buck-, der Boost-, der Drosselinvers-, der Cúk-, der Zeta- und der SEPIC-Converter.
  • Die erfindungsgemäß mehreren Gleichrichter enthalten genauso viele Dioden, wie Leuchtdiodenstränge vorgesehen sind. Also sind bei N Leuchtdiodensträngen genau N Gleichrichterdioden aufzufinden. Die Anzahl der schon erwahnten Speicherinduktivitäten betragt in Buck-, Boost- oder Drosselinvers-Topologie ebenfalls genau N, in Cúk-, SEPIC- oder Zeta-Topologie N + 1. Deren Induktivitatswerte sind im betrachteten Multi-Output-Wandler in etwa gleich. Im Gegensatz zu manchen speziellen Einzelschalter-Gleichspannungswandlern, beispielsweise solchen mit Eingangs- oder Ausgangs-Ripplestromkompensation, darf bei den hier vorgestellten inharent stromsymmetrierenden Multi-Output-Wandlern keine dieser Speicherinduktivitaten mit einer der anderen Speicherinduktivitaten gekoppelt sein.
  • Im Unterschied zu obigen Ausfuhrungsformen arbeiten alle hier vorgestellten Wandler in allen ihren Zweigen im „Double ZVS Multiresonant Conduction Mode”. Vorteilhaft an dieser Betriebsweise ist die resonante Schaltentlastung aller Schaltflanken aller beteiligten Gleichrichterdioden sowie der Einschaltflanke des Wechselrichterschalters. Ferner kann bei den drei Wandlern mit Stromausgang (Buck, Cúk und Zeta) zur Speisung von Leuchtdioden der sonst übliche Ausgangsfilterkondensator weggelassen werden, was insbesondere die Regelbarkeit eines möglichen übergeordneten Beleuchtungssystems erleichtert.
  • Die oben schon erläuterten Resonanzzellen spielen auch hier eine Schlüsselrolle. Bei N vorgesehenen inhärent stromsymmetrierenden Ausgängen umfasst die Resonanzzelle zusatzlich zur mindestens einen stromkompensierten Drossel mindestens N Kondensatoren in Reihe zu den Anschlussen der stromkompensierten Drossel.
  • Erfindungsgemäß wird die stromkompensierte Drossel immer dort eingefugt, wo bei der Überleitung eines hartschaltenden CCM- in einen multiresonanten Doppel-ZVS-Einzelschalterwandler die zusatzliche Resonanzinduktivitat verschaltet wird. Die links oder rechts davon erforderlichen Serienkondensatoren sind in der vorgesehenen Wandlertopologie entweder schon vorhanden, oder sie werden ebenfalls neu hinzugefugt als N Resonanzkondensatoren jeweils parallel zu einer der N Gleichrichterdioden. Wenn auch nicht direkt ersichtlich, bleibt die Serienschaltung zur stromkompensierten Drossel auch in dieser Konfiguration bestehen. Die Kapazitat dieser neuen N „Gleichrichterkondensatoren” ist jeweils ungefahr gleich. Schließlich wird parallel zum Wechselrichterschalter noch ein weiterer Resonanzkondensator, der sogenannte Wechselrichterkondensator, geschaltet. Das Kapazitätsverhältnis zwischen diesem Wechselrichterkondensator und der Summe aller N Gleichrichterkondensatoren bildet ein wichtiges Designkriterium für diese multiresonanten Wandler.
  • Bei N Gleichrichterdioden innerhalb der betrachteten Wandlertopologien fur N stromsymmetrierende Ausgange sind immer – wie oben schon beschrieben – mindestens N Speicherinduktivitaten vorhanden. Zusätzlich werden immer entsprechend viele Block- oder Filterkondensatoren verwendet, die sich dann auch auf die unterschiedlichen Ausgangsspannungen pro Zweig unterschiedlich aufladen können. Da die jeweilige Ausgangsspannung sich in der Sperrspannung der zugehörigen Gleichrichterdiode widerspiegelt, ist zusätzlich zur Freiheit, pro Ausgangszweig einen unabhangigen Kondensator sich individuell aufladen lassen zu konnen, die „wechselspannungsmaßige Elastizitat” durch mindestens N unabhangige Speicherinduktivitäten die zweite Grundvoraussetzung fur inharente Stromsymmetrierung in den multiresonanten Einzelschalter-Gleichspannungswandlern. Da analog zu den Gleichrichterdioden auch uber diesen Speicherinduktivitaten die Spannungen pro Zweig unterschiedlich sein konnen, durfen diese Speicherinduktivitaten, wie oben schon erwahnt, weder untereinander noch mit einer evtl. vorhandenen Eingangsspeicherinduktivität verkoppelt sein.
  • Es ergeben sich schaltentlastete Wandler, in welchen sowohl der Schalter S als auch die Dioden schaltentlastet, vorzugsweise beide nullspannungsgeschaltet, betrieben werden. Dies führt zu einer Reduktion der Verluste, insbesondere der Schaltverluste, wesentlich geringeren elektromagnetischen Storungen, und wegen der kleineren nötigen EMV-Filter zu einem hoheren Gesamtwirkungsgrad der betrachteten Schaltung. Aufgrund der stark reduzierten Schaltverluste lassen sich diese Wandler mit höherer Schaltfrequenz betreiben, was wiederum zu einer Reduktion der Baugrößen der Energiespeicher, also der Drosseln und Kondensatoren führt und damit Wandler mit geringerem Bauvolumen ermöglicht. Im Gegensatz zu den pulsweitenmodulierten Wandlern, welche die Ausgangsbasis bilden, werden die multiresonanten Wandler nicht mit konstanter, sondern mit veranderlicher Frequenz zu Regelung der Ausgangsleistung betrieben, was wiederum zur Verbesserung ihrer EMV beitragt.
  • Die 40 zeigt einen, wie oben beschrieben erweiterten multiresonanten Cúk-Wandler. Dabei wurde die Schaltung gemaß der 39c um die Resonanzelemente C1, C11 und C21 erweitert, die sich parallel zu dem nullspannungsgeschalteten Schalter S und den Dioden D10 und D20 befinden. Die Induktivitäten fur die Resonanzkreise, welche das entlastete Schalten bewerkstelligen, sind als stromkompensierte Drossel in Form der beiden Streuinduktivitaten Ls1 und Ls2 ausgebildet. Die Blockkondensatoren C10 und C20 bilden mit Lcm1 eine Resonanzzelle. Die folgende Tabelle zeigt eine beispielhafte Dimensionierung sowie die Betriebsdaten, welche mit den Strom- und Spannungsverlaufen gemaß Abbildung 3 korrespondieren:
    Ci 10 μF
    L1 500 μH
    S1, D1 IRFR120N (MOSFET und dessen Body-Diode)
    C1 50 nF
    Lcm1 Lt1 = Lt2 = 10 mH, Ls1 = Ls2 = 100 uH
    C10, C20 10 μF
    D10, D20 Schottky Diode SS36
    L10, L20 100 μH
    C11, C12 8 nF
    C12, C22 10 μF
    D11 eine weiße LED, Typ OSRAM Dragon
    D21 Reihenschaltung zwei weiße LEDs, Typ wie D11
    Betriebsdaten des Cúk-Wandlers:
    Vi 18 V
    f 100 kHz
    D 50%
    Io1 –737 mA
    Io2 –743 mA
  • Gemäß der seit 1988 bekannten Theorie der Einzelschalter-Gleichspannungswandler sind die außeren Großen sowie alle Strom- und Spannungszeitverlaufe im inneren der sogenannten Wandlerzelle (bestehend aus S1, D1, C1, Lcm1, D10, C11, D20, C21) eines Cúk-Wandlers annahernd identisch mit denen eines Drosselinvers-, SEPIC- oder Zeta-Wandlers, wenn besagte Wandlerzelle gleich dimensioniert ist und S1 gleichermaßen angesteuert wird. Daher kann auf die separate Dimensionierung und Simulation dieser drei anderen Topologien (siehe die 42, 43 und 48) verzichtet werden.
  • Diese Wandlertheorie ermoglicht es auch, bei gleicher Dimensionierung besagter Wandlerzelle und annahernd gleichen Zeitverläufen in dieser Wandlerzelle die außeren Großen eines rein tiefsetzenden oder eines rein hochsetzenden Wandlers zu berechnen. Die folgende Tabelle zeigt die entsprechenden Ergebnisse fur die sogenannten „zellgleichen” Buck- und Boost-Wandler. Dabei entsprechen die Ausgangsspannungen des Tiefsetzers denjenigen des Cúk-Wandlers, jedoch bei hoheren LED-Stromen und höherer Eingangsspannung. Im multiresonanten Hochsetzer stimmen die Eingangsspannung und die mittleren LED-Strome mit denen des Cúk-Wandlers uberein, allerdings erzeugt ein solcher Hochsetzer dann im Mittel 24 V an seinen Ausgangen. Betriebsdaten Buck multiresonant
    Vi 24 V
    f 100 kHz
    D 50%
    Io1 0,98 A
    Io2 0,94 A
    Betriebsdaten Boost multiresonant
    Vi 18 V
    f 100 kHz
    D 50%
    Vo mittl. 24 V
    Io mittl. 740 mA
  • 42 zeigt einen multiresonanten SEPIC-Wandler mit zwei sich inharent symmetrierenden Ausgängen. Den entsprechenden multiresonanten Zeta-Wandler zeigt die 43. Hierzu sind zu allen Schaltern (d. h. Transistoren und Dioden) entsprechende Kapazitäten parallel zu schalten, so dass sich zusammen mit den Streuinduktivitaten der stromkompensierten Drossel die Resonanzzelle mit den entsprechenden Resonanzkreisen fur die Schaltentlastung ergibt.
  • Die 44 zeigt einen Class-E-Wandler mit hartschaltenden Gleichrichterdioden am Ausgang. Diese wurden ebenfalls durch das Hinzufügen entsprechender paralleler Kapazitaten in einen entsprechenden Multiresonanten Class-E-Wandler gemäß der 45 uberfuhrt.
  • Auffällig ist die Ahnlichkeit dieser 45 zu 40: Der einzige sichtbare Unterschied ist die Polung der Gleichrichterdioden. Im Gegensatz zum Cúk-Wandler sind im Class-E-Wandler der Wechselrichterkondensator C1 und ein resonantes Anpassungsnetzwerk vor dem Gleichrichter, das hier exakt aus der Resonanzelle besteht, schon immer feste Schaltungsbestandteile gewesen, weshalb aus einem annahernd idealen Sinusstrom heraus gleichgerichtet wird, was naturlich in beiden Polaritaten geschehen kann. Nicht sichtbar ist, dass im Class-E-Wandler die Kondensatoren C10 und C20 deutlich kleinere Kapazitäten haben als im Cúk-Wandler, da sie in ersterem ja als Resonanzelemente wirken sollen, in letzterem „nur” als Blockkondensatoren.
  • 46 zeigt den multiresonanten, inharent stromsymmetrierenden Buck-Wandler oder Tiefsetzsteller, 47 den entsprechenden Boost-Wandler oder Hochsetzsteller, 48 schließlich den entsprechenden Drosselinverswandler.
  • 49 zeigt einen multiresonanten Cúk-Wandler mit 4 inharent stromsymmetrierenden Ausgangen in Baumschaltung der drei stromkompensierten Drosseln. In der dargestellten Weise ist die Strombelastung zwischen Lcm1 ... Lcm3 im Mittel ausgeglichen, jedoch „sehen” die beiden mittleren Ausgangszweige auf jeden Fall mehr Serieninduktivität als die beiden außeren. Dies lässt sich beheben, indem die Punkte C und D sowie die Punkte E und F jeweils kurzgeschlossen werden, und indem die beiden Verbindungen zwischen G und C sowie zwischen H und F weggelassen werden. Dann ist allerdings zu beachten, dass Lcm1 mit der doppelten Strombelastung konfrontiert ist im Vergleich zu den beiden nachgeschalteten stromkompensierten Drosseln Lcm2 und Lcm3. In 50 ist ein multiresonanter Cúk-Wandler mit drei Ausgangen und symmetrischer Ringschaltung der drei stromkompensierten Drosseln dargestellt, in 51 schließlich ein multiresonanter Cúk-Wandler mit zwei Ausgangen und drei stromkompensierten Drosseln, die so verschaltet sind, dass sich die Ströme zwischen Ausgang 1 und 2 im Verhaltnis 3:5 aufteilen. Hier ist zu beachten, dass sich die Strombelastungen der drei stromkompensierten Drosseln Lcm1, Lcm2 und Lcm3 im Verhältnis 4:2:1 einstellen. Das Verhaltnis zwischen den Kapazitäten von C11 und C21 muss ebenfalls 3:5 betragen, das zwischen den Kapazitaten der Blockkondensatoren C10 und C20 kann 3:5 betragen, das zwischen den Filterinduktivitaten L10 und L20 kann umgekehrt 5:3 betragen. Ohne dies durch weitere Figuren zu belegen, gilt dennoch, dass sich solche komplexeren Symmetrierschaltungen auch untereinander kombinieren lassen, und dass sie ebenso auf die anderen Topologien der 42 bis 48 übertragbar sind.
  • In 52 ist die isolierende Variante des Drosselinverswandlers dargestellt, der multiresonante inhärent stromsymmetrierende Flyback-Converter. Die 53a und 53b zeigen entsprechende Cúk-Wandler, die 54a und 54b isolierende multiresonante Zeta-Wandler und 55 schließlich die entsprechende Form des SEPIC-Converters, dargestellt mit jeweils 2 Ausgängen. Es versteht sich von selbst, dass in diesen Topologien jeweils auch bewusst asymmetrische Ausgange und/oder mehr als 2 Ausgange gemaß den 49 bis 51 möglich sind. Den Forward-Konverter, der oft als isolierender Tiefsetzsteller betrachtet wird, bewusst ubergehend, weil er aufgrund seiner zusatzlichen Dioden eher eine Art „Viertelbrücke” ist, lassen sich der Tief- und der Hochsetzsteller in ihrer Grundform nicht isolieren. Bei den anderen vier Topologien addieren sich die Streuinduktivitaten von Isolierungstransformatoren und stromkompensierten Drosseln in ihrer Wirkung als Resonanzinduktivitat. Dadurch wird ein prinzipielles Problem dieser Multiresonanzwandler, nämlich dass die sich „natürlich” ergebenden Streuinduktivitäten oft zu klein geraten, entschärft. Bei großer erforderlicher mittlerer Spannungsubersetzung kann das Windungsverhältnis im Isolierungstransformator von 1:1 abweichen.
  • Aufgrund seiner topologischen Symmetrie nimmt der Cúk-Wandler gemäß 53a und 53b eine Sonderstellung ein: Er kann nur durch Aufspalten seines Blockkondensators C10, C20 in einen primarseitigen C9 und in die sekundärseitigen C'10, C'20 und durch Einfugen eines Transformators T1 genau an diesem neu entstandenen Knoten isoliert werden. Daher kommen auch nur im Cúk-Wandler in seiner isolierenden Form die zwei Komponenten C9 und T1 neu hinzu. Allerdings ist auch nur dort T1 rein wechselstrommaßig beansprucht. Theoretisch ließen sich SEPIC & Zeta genauso isolieren. Beim SEPIC entstünde dann aber ein Kreis aus Trafosekundarwicklung, Block-C und Speicherspule. Von ihrer Wirkung her „degeneriert” eine solche Schaltung in eine 2-Wicklungs-Speicherspule und in einen wieder vereinigten Block-C auf der Primarseite. Beim Zeta geschieht dies analog, nur primär- und sekundarseitig vertauscht. Daher sind in den 54 und 55 nur diese vereinfachten Topologien dargestellt, und die Isolierungstransformatoren tragen die Bezeichnungen der Speicherspulen der Ursprungstopologien, aus denen sie hervorgegangen sind.
  • Grundsatzlich gibt es bei allen 4 Topologien jeweils drei Moglichkeiten zu isolieren, jeweils vom Eingang aus gesehen: Kommt die stromkompensierte Drossel als erstes, ist pro Ausgang jeweils ein unabhängiger Isoliertransformator nötig; die Flyback- und SEPIC-Wandler gemäß den 52 und 55 sind so dargestellt. Kommt die stromkompensierte Drossel erst nach der Isolierungslinie wie beispielsweise anhand des Cúks und des Zetas dargestellt, genügt ein gemeinsamer Isolierungstrafo, bei gemeinsamem Sekundärpotenzial mit einer Sekundarwicklung gemaß den 53a und 54a, bei vollstandiger Isolierung mit je einer unabhangigen Sekundarwicklung pro Ausgang gemaß den 53b und 54b.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Claims (17)

  1. Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens zweier Halbleiterlichtquellen (D11, D12), aufweisend: – einen elektrischen Energiewandler (Q1, Cr), der – eine pulsierende Gleichspannung oder eine Wechselspannung ausgibt, – mindestens zwei in eine Stromrichtung sperrende oder kurzschließende Gleichrichter (GR11, GR12) mit je einem Eingangsanschluss, einem Ausgangsanschluss und einem Bezugspotential, – mindestens zwei Betriebsstränge, die mit den Eingangen der Gleichrichter (GR11, GR12) verbunden sind, wobei die Betriebsstränge mit dem elektrischen Energiewandler gekoppelt sind, und wobei – die Halbleiterlichtquellen (D11, D12) jeweils zwischen die Ausgangsanschlusse der Gleichrichter (GR11, GR12) und das Bezugspotential geschaltet sind, und wobei – in einen der Betriebsstrange ein Serienkondensator (C10) zwischen den elektrischen Energiewandler und die Eingangsanschlusse der Gleichrichter (GR11, GR12) geschaltet ist.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Energiewandler mindestens einen Transformator (Tr1) am Ausgang aufweist.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der im elektrischen Energiewandler enthaltenen Transformatoren (Tr1, Tr2, Tr3) mindestens eine jeweils zur Primarseite des Energiewandlers hin isolierten Sekundarwicklung aufweist, wobei an jedes Wicklungsende der Sekundarwicklung der Eingangsanschluss eines Gleichrichters (GR11, GR12) angeschlossen ist.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die beide) Gleichrichter (GR11, GR12) und mindestens je eine daran angeschlossene Halbleiterlichtquelle D11, D12) ein gemeinsames Bezugspotential aufweisen.
  5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichter (GR11, GR12) in eine Stromrichtung kurzschließende Gleichrichter sind.
  6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Serienschaltung aus Sekundarwicklung (Ls1) und Serienkondensator (C10) zwischen die Eingange der beiden in eine Stromrichtung kurzschließenden Gleichrichter (GR11, GR12) geschaltet ist.
  7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens einer der darin enthaltenen Gleichrichter (GR11) eine seriell zu seinem Ausgang geschaltete Filterspule (L11) und eine einzige Diode (D112) aufweist).
  8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass beide an besagter Sekundarwicklung (Ls1) angeschlossenen Gleichrichter (GR11, GR12) jeweils eine Filterspule (L11) und eine einzige Diode (D112) aufweisen und zugleich ihren Eingangsstrom in der gleichen Richtung kurzschließen.
  9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass beide an ein- und derselben Sekundärwicklung angeschlossenen Gleichrichter (GR1, GR2) je einen einzigen Filterkondensator (C1, C2) zwischen ihrem Ausgang und dem Bezugspotential sowie eine einzige Diode (D11, D21) aufweisen, und die Gleichrichter (GR1, GR2) ihren Eingangsstrom in eine Stromrichtung sperren.
  10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingänge beider Gleichrichter (GR11, GR12) uber einen Knoten zusammengeschaltet sind, und dass die Serienschaltung aus Sekundarwicklung (Ls1) und Serienkondensator (C10) zwischen den Knoten und das Bezugspotential geschaltet ist.
  11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass beide Gleichrichter (GR11, GR12) ihren Eingangsstrom in je entgegen gesetzter Richtung sperren.
  12. Schaltungsanordnung nach mindestens einem der Anspruche 4 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Energiewandler mehrere im wesentlichen baugleiche Transformatoren (Tr1, Tr2, Tr3) mit jeweils einer einzigen Sekundärwicklung (Ls1, Ls2, Ls3) enthalt, deren Primärwicklungen alle in Serie geschaltet sind.
  13. Schaltungsanordnung nach mindestens einem der Anspruche 4 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Energiewandler einen Transformator (Tr1) mit mehreren voneinander isolierten Sekundarwicklungen (Ls1. Ls2, Ls3), die mit Sekundarkreisen gekoppelt sind, enthalt, und dass benachbarte erste und zweite Sekundarkreise jeweils eine stromkompensierte Drossel (Tr12) enthalten, deren eine Wicklung in Serie zum Eingang des zweiten Gleichrichters (GR12) des ersten Sekundarkreises und deren andere Wicklung in Serie zum Eingang des ersten Gleichrichters (GR21) des zweiten Sekundärkreises geschaltet ist.
  14. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterlichtquellen (D11, D12, D21, D22) Leuchtdioden oder organische Leuchtdioden sind.
  15. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Anspruche, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu den Halbleiterlichtquellen (D11, D12, D21) ein Schalter (S11, S12, S21) geschaltet ist, der mit einer Pulsweitenmodulation zum Dimmen der Halbleiterlichtquellen angesteuert wird.
  16. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Anspruche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Gleichspannung als Eingangsspannung in den elektrischen Energiewandler eingegeben wird.
  17. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Wechselspannung als Eingangsspannung in den elektrischen Energiewandler eingegeben wird.
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