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Hintergrund
der Erfindung
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Diese
Erfindung betrifft im allgemeinen Kabelfehlermessungen und insbesondere
die Korrektur von Verlust und Streuung bei Kabelfehlermessungen.
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Bei
der Prüfung
und Fehlersuche von elektrischen Kabeln, die entweder Eindrahtkabel
oder verdrillte Leitungspaare sein können, beinhaltet ein typischer
Test die Verwendung von Testinstrumenten, die Reizsignale in ein
Ende eines Kabels senden und irgendwelche Reflexionen, die zurückkehren,
empfangen und messen. Sowohl Zeitbereichreflektometrie- (TDR) als
auch Zeitbereichnebensprech- (TDX) Messungen unterliegen zwei Hauptarten
von Verzerrung. Eine ist die Dämpfungsverzerrung
und die andere ist die Streuverzerrung.
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Die
Dämpfungsverzerrung
liegt an Verlusten in einem Kabel. Das heißt, Energie geht verloren, wenn
sich ein Reizsignal ein getestetes Kabel hinab ausbreitet, und dann
zum Testinstrument zurückreflektiert
wird, wobei das Ergebnis darin besteht, daß empfangene Signale hinsichtlich
der Amplitude kleiner werden, bis sie nicht mehr wahrnehmbar sein können.
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Ein
Verfahren des Standes der Technik zum Korrigieren der Dämpfungsverzerrung
ist im US-Patent Nr. 5 698 985, Jeffrey S. Bottman, offenbart, wobei
eine reflektierte Antwort im Zeitbereich durch Multiplizieren der
Antwort mit einer Gewichtungsfunktion skaliert wird, um die Dämpfung zu
kompensieren. Das heißt,
die gedämpften
Signale werden proportional über
die Länge
des Kabels "gesteigert" oder verstärkt, indem
jeder Punkt der Antwort mit einer vorbestimmten Gewichtungsfunktion
multipliziert wird. Da die Gewichtungsfunktion nur die Dämpfung und
nicht die Streuung korrigiert, ist dieses Verfahren für Ungenauigkeiten
anfällig.
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Ein
weiteres Verfahren des Standes der Technik zum Korrigieren der Dämpfungsverzerrung ist
im US-Patent Nr. 6 437 578, Linley F. Gumm, offenbart, wobei der
Kabelverlust auf einer punktweisen Basis korrigiert wird, wobei
für jeden
Punkt mehrere Fouriertransformationen durchgeführt werden, um zwischen dem
Frequenz- und dem Zeitbereich hin- und herzuwechseln, wenn Berechnungen
durchgeführt
werden. Das heißt,
im Frequenzbereich erfaßte
Daten werden einer Fouriertransformation in den Zeitbereich unterzogen,
um eine Impulsantwort für
das Kabel bereitzustellen. Dann wird jeder Punkt in den Frequenzbereich
zurücktransformiert,
während
jeder Punkt auf der Basis von Abstand und Frequenz korrigiert wird.
Die korrigierten Daten werden dann in den Zeitbereich zurücktransformiert,
so daß die
Korrektur beobachtet werden kann. Für eine Datensatzlänge von
nur 2048 Punkten sind jedoch 4,2 Millionen Berechnungen erforderlich.
Ferner korrigiert dieses Verfahren auch nur die Dämpfung und nicht
die Streuung.
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Die
zweite Art von Verzerrung, die Streuverzerrung, ergibt sich aus
der Tatsache, daß die
verschiedenen Frequenzkomponenten der Reizsignale und Reflexionen
sich mit verschiedenen Geschwindigkeiten durch das Kabel ausbreiten.
Die Streuverzerrung verursacht, daß reflektierte Impulse breiter oder "verwaschen" werden.
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Sowohl
die Dämpfungsverzerrung
als auch die Streuverzerrung wohnen den Eigenschaften von Kabeln
inne und beide sind gleichzeitig vorhanden. Der Effekt dieser Verzerrungen
besteht darin, die Fähigkeit
der Instrumentenbedienperson, "Ereignisse" oder Fehler im Kabel
zu erkennen, zu verringern. Der von einem Ereignis zurückgegebene
Impuls könnte so
klein sein, daß er
nicht wahrgenommen werden könnte.
Ferner könnte
die Verwaschung der Antworten von eng beabstandeten mehreren Ereignissen verursachen,
daß ihre
zurückgegebenen
Impulse überlappen
und als von einem einzelnen Ereignis erscheinen.
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Es
wäre erwünscht, ein
Verfahren zum zuverlässigen
und schnellen Korrigieren sowohl der Dämpfungsverzerrung als auch
der Streuverzerrung bereitzustellen.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Verfahren zur Korrektur von Verlust und Streuung
bei Kabelfehlermessungen bereitgestellt.
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Das
Verlust- und Streuungskorrekturverfahren der vorliegenden Erfindung
ist bei der Bereitstellung von klaren und genauen reflektierten
Antworten sowohl in Kabeltestinstrumenten auf Impulsbasis als auch
Kabeltestinstrumenten auf Frequenzbasis nützlich.
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Ein
Kabel wird im Frequenzbereich gemessen, um eine reflektierte Antwort
zu erhalten. Im Fall eines Instruments auf Impulsbasis wird eine
Fouriertransformation verwendet, um einen gesandten Impuls in seine
Sinuskomponenten zu zerlegen. Eine Überlagerung von Teilsinuskomponenten
der reflektierten Antwort mit gedämpften Amplituden- und verzögerten Phasenwerten
an Punkten, die die Verbindungsstellen von benachbarten, gleichen,
vorbestimmten Längen
entlang des Kabels definieren, werden gesammelt und normiert. Dann
werden die Teilsinuskomponenten der reflektierten Antwort aus der normierten Überlagerung
durch mathematisches Berechnen des realen Werts an jedem Punkt gewonnen,
wodurch alle Verlust- und Streuverzerrungskomponenten entfernt werden.
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Weitere
Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden
für Fachleute nach
Lesen der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen
offensichtlich.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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1A und 1B zeigen
einen Ablaufplanvergleich von Kabeltestinstrumenten auf Impulsbasis
und Frequenzbasis zum Ausführen
des Korrekturverfahrens der vorliegenden Erfindung;
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2A und 2B sind
graphische Darstellungen von Wellenformen, die einen Reizimpuls
und seine Antwort von einem einzelnen Ereignis bzw. von mehreren
nahen Ereignissen und korrigierte Antworten für jeweilige einzelne und mehrere
Ereignisse gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigen;
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3 ist
ein mathematisches Modell, das die Berechnung von reflektierten
Punkten entlang eines Kabels darstellt; und
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4 ist
ein Ablaufplandiagramm des Verlust- und Streuverzerrungs-Korrekturverfahrens
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Ausführliche
Beschreibung der Erfindung
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1A und 1B zeigen
einen Ablaufplanvergleich von Kabeltestinstrumenten auf Impulsbasis
und Instrumenten auf Frequenzbasis zum Ausführen des Korrekturverfahrens
der vorliegenden Erfindung. Wenn man zunächst 1A betrachtet, sendet
ein Testinstrument auf Impulsbasis einen Impuls mit kurzer Dauer
in ein getestetes Kabel und empfängt
eine reflektierte Antwort im Zeitbereich. Im Block 10 wird
die vom Kabel empfangene reflektierte Antwort "digitalisiert", das heißt die Antwort wird mit einer
vorbestimmten Taktfrequenz abgetastet und in digitale Darstellungen
umgewandelt, die dann verarbeitet werden können. Im Block 12 transformiert
eine Fouriertransformation die digitalisierte Antwort vom Zeitbereich
in den Frequenzbereich. Im Block 14 wird das Korrekturverfahren
der vorliegenden Erfindung angewendet. Im Block 16 wird
die korrigierte Antwort angezeigt.
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In 1B synthetisiert
ein Testinstrument auf Frequenzbasis einen virtuellen Reizimpuls
durch Senden einer Reihe von Sinusfrequenzen oder "-tönen" in ein getestetes
Kabel. Reflektierte Antworten werden im Frequenzbereich empfangen.
Im Block 18 werden die reflektierten Antworten digitalisiert
und in Amplituden und Phasen zusammengesetzt. Im Block 20 wird
das Korrekturverfahren der vorliegenden Erfindung angewendet. Im
Block 22 wird die korrigierte Antwort angezeigt.
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Sowohl
Kabeltestinstrumente auf Impulsbasis als auch Kabeltestinstrumente
auf Frequenzbasis sind Fachleuten gut bekannt. Beispiele von Instrumenten
auf Impulsbasis sind im US-Patent Nr. 5 530 367, herausgegeben am
25. Juni 1996, Jeffrey S. Bottman, und US-Patent Nr. 5 570 029,
herausgegeben am 29. Oktober 1996, Jeffrey S. Bottman, et al., offenbart.
Beispiele von Frequenzdurchlaufinstrumenten sind im US-Patent Nr.
5 502 391, herausgegeben am 26. März 1996, James R. Sciacero,
und US-Patent Nr. 6 433 558, herausgegeben am 13. August 2002, James
R. Sciacero et al., offenbart. Es sollte darauf hingewiesen werden,
daß beide
Arten von Instrumenten sowohl zu TDR (Zeitbereichreflektometrie)
als auch TDX- (Zeitbereichnebensprechen) Messungen in der Lage sind.
Für eine
TDR-Messung wird ein Reizsignal auf einem Kabel ausgesandt und eine
Reflexion kehrt auf dem gleichen Kabel zurück. Für eine TDX-Messung wird das
Reizsignal auf einem Kabel ausgesandt und eine Reflexion kehrt auf einem
anderen Kabel zurück.
Ein Kabel kann entweder ein Koaxialkabel mit einem Eindrahtleiter
und einem äußeren Leiter,
die durch ein Dielektrikum getrennt sind, oder ein verdrilltes Paar
von Drähten
wie z.B. Telefonkabel sein. Gesandte Impulse erfahren jedoch dieselben
Verzerrungen für
jede Art von Messung und in jeder Art von Kabel. Folglich sind die Prinzipien
zum Erfassen von Fehlern und Korrigieren derselben für beide
Arten von Messung gleich.
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Mit
Bezug auf 2A und 2B der
Zeichnungen sind graphische Darstellungen der Amplitude als Funktion
der Zeit von Wellenformen für
Kabeltestsituationen mit einzelnem Ereignis bzw. mehreren Ereignissen
gezeigt. In 2A wird ein Reizimpuls 30, der
entweder ein direkter Impuls oder ein synthetisierter sein kann,
wie vorstehend erörtert,
in ein Kabel gesandt. Eine reflektierte Antwort 32 wird
empfangen, aber da sie sowohl Dämpfungs-
als auch Streuverzerrungen aufweist, ist es schwierig, exakt festzustellen,
was sie darstellt. Nachdem das Korrekturverfahren der vorliegenden
Erfindung angewendet wird, wird ein korrigierter Impuls 34 dargestellt,
der deutlich ein einzelnes Fehlerereignis an einer bestimmbaren
Stelle im Kabel zeigt. In 2B wird
wieder ein Reizimpuls 30 in das Kabel gesandt und eine verzerrte
reflektierte Antwort 32' wird empfangen. Diesmal
werden jedoch, nachdem die Korrektur der vorliegenden Erfindung
angewendet ist, mehrere eng beabstandete Fehlerereignisse 34' und 34'' wahrgenommen. Es ist zu sehen,
daß, wenn
die reflektierte Antwort 32' in 2B nur
für die
Dämpfungsverzerrung
korrigiert werden würde,
die Tatsache, daß zwei eng
beabstandete Ereignisse vorliegen, übersehen werden würde.
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Das
Verfahren zum Korrigieren von Verlust und Streuung gemäß der vorliegenden
Erfindung basiert auf dem Verarbeiten von Frequenzbereichsmessungen
als Eingabe in die Verarbeitungsstufe, wo Verzerrungen mathematisch
entfernt werden. Ein gesandter Impuls in einem Instrument auf Impulsbasis kann
durch eine Fouriertransformation in seine Sinuskomponenten zerlegt
werden. Nach dieser Transformation wird jede gesandte Sinusfrequenzkomponente
untersucht, während
sie sich entlang des Kabels ausbreitet. Wenn das Instrument ein
Instrument auf Frequenzbasis ist, befinden sich die gesandten Töne bereits
im Frequenzbereich.
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Ein
Blick auf die Physik dessen, was in einem Kabel stattfindet, wäre beim
Verstehen des Korrekturverfahrens der vorliegenden Erfindung hilfreich.
Das Kabel besitzt einen Verlust in Neper pro Einheitslänge und
dieser Verlust wird mit Alpha (a) bezeichnet, das auch als Dämpfungskonstante
bekannt ist. Das Kabel induziert auch eine Phasenverschiebung in
Radiant pro Einheitslänge
in einer sich ausbreitenden Sinuswelle und diese Phasenverschiebung
wird mit Beta (β)
bezeichnet, das auch als Phasenkonstante bekannt ist. Die Parameter α und β sind für eine spezielle
Art von Kabel charakteristisch und können im voraus bekannt sein.
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Wenn
ein gesandtes Sinussignal (oder ein Fourier-transformierter Impuls)
durch seine anfängliche
Amplitude und Phase als komplexe Zahl gekennzeichnet ist und mit
der Funktion X(f) bezeichnet wird, wobei f die Frequenz ist, dann
kann das gedämpfte und
verschobene Sinussignal an einer Stelle an einem beliebigen Punkt
entlang des Kabels als X(f)e–(α+jβ)n bezeichnet werden,
wobei j die Quadratwurzel von –1
(eine imaginäre
Zahl) ist und n die Anzahl von Vielfachen der Einheitslänge, die
sich das Sinussignal entlang des Kabels ausgebreitet hat, ist. Die
Kabelparameter α und β sind Funktionen
der Frequenz, so daß eine
andere Art und Weise zum Schreiben des vorangehenden Ausdrucks X(f)e–(α(f)+jβ(f))n ist.
Die komplexe Größe α+jβ, die mathematisch
als einen Realteil und einen Imaginärteil enthaltend erkannt wird,
wird auch als Kleinbuchstaben-Gamma
(γ) bezeichnet
und wird Ausbreitungskonstante genannt.
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Signale
mit verschiedenen Frequenzen laufen mit verschiedenen Geschwindigkeiten
entlang eines Kabels. Die nominale Ausbreitungsgeschwindigkeit wird
als Bruchteil der Geschwindigkeit von Licht im Vakuum ausgedrückt. Man
betrachte die Modellbeschreibung des Kabels durch Unterteilen desselben
in eine Reihe von kleinen, gleichen und diskreten Längen. Jede
Länge ist
gleich der den Parametern α, β und γ zugeordneten
Einheitslänge.
Diese Länge wird
als die Strecke gewählt,
die das Signal während einer
Periode des höchsten
Tons oder der Prüffrequenz,
die in das Kabel gesandt wird, entlang des Kabels zurücklegt.
Wenn beispielsweise die höchste Frequenz,
die durch das Testinstrument in das Kabel gesandt wird, 100 MHz
ist, wird die Länge
als die Strecke, die das Signal in 10 Nanosekunden zurücklegt,
gewählt.
Reflektierte Fehlerereignisse werden als nur von Punkten kommend,
die die Verbindungsstellen von benachbarten Längen sind, modellhaft dargestellt.
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Man
nehme auf 3 Bezug, die ein mathematisches
Modell ist, das die Berechnung von reflektierten Punkten entlang
eines Kabels 40 darstellt, welches in diesem Modell ein
verdrilltes Paar von Drähten
ist. Die Verbindungspunkte zwischen den Längen sind mit x0 bis
xn bezeichnet. Ein Punkt xN stellt
das Ende des Kabels dar. Die Größe des reflektierten
Fehlers, der Nebensprechen umfaßt,
an jedem Punkt x0, ..., n wird mit einer
Funktion Γ(x)
bezeichnet, wobei Γ (Großbuchstaben-Gamma)
der Reflexionskoeffizient ist. Man beachte, daß, wenn die Funktionen Γ(x) einzeln
gewonnen werden können, sich
eine Zeitbereichsfolge ergibt. Wie in 3 gezeigt,
ist Γ(0)
dem Punkt x0 zugeordnet, Γ(1)x1. Wenn das vom Testinstrument gesandte Sinussignal
an einem Ereignispunkt x ankommt, ist der zum Instrument zurückreflektierte
Sinusanteil Γ(x).
Wenn die reflektierte Antwort zum Instrument zurückläuft, wird sie wieder gedämpft und phasenverschoben,
so daß die
von jedem Punkt x zurückgeführte vollständige Antwort
als X(f)Γ(x)e–2xγ(f) ausgedrückt wird.
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Durch
Untersuchung von 3 ist zu sehen, daß die reflektierten
Sinusanteile zusammen zum Testinstrument zurückgeführt werden. Diese reflektierten
Sinusanteile werden als natürlich
vorkommendes Phänomen überlagert.
Das vom Testinstrument gemessene Ergebnis ist die Überlagerung
oder Summe, die als Y(f) bezeichnet wird, aller gedämpften und
phasenverschobenen Anteile. Die Überlagerungsfunktion
Y(f) kann durch Dividieren durch das bekannte gesandte Sinussignal
X(f) normiert werden, um die normierte Funktion R(f) zu definieren.
Das heißt R(f) = Y(f)/X(f)=[Γ(0) + Γ(1)e–2γ(f) + Γ(2)e–4γ(f) +
... Γ(n)e–2nγ(f) +
... Γ(N)e–2Nγ(f)].
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Der
nächste
Schritt in dem Prozeß besteht darin,
die Anteile Γ(x)
aus der normierten Funktion R(f) zu gewinnen. Man beachte, daß Γ(0) das erste Element
in der Zeitbereichsfolge Γ(x)
ist und es ungedämpft
und unverzögert
ist, da das gesandte Signal keine Strecke in das Kabel zurückgelegt
hat, und somit wird Γ(0)
nicht mit irgendeinem Exponentialterm von γ(f) multipliziert. Die Umwandlung
der Frequenzbereichsfolge R(f) in den Zeitbereichspunkt Γ(0) könnte unter
Verwendung einer inversen Fouriertransformation durchgeführt werden,
aber es gibt eine viel einfachere Weise, um nur den ersten Term Γ(0) zu erhalten.
Es ist gut bekannt, daß der
erste Term der Ausgabe einer diskreten Fouriertransformation (DFT),
ob eine Vorwärts-
oder inverse DFT, einfach die Summe der Realteile der DFT-Eingangsfolge ist.
Somit ist der Wert Γ(0)
am Punkt x
0 -
Der
Wert Γ(1)
am Punkt x1 wird durch zuerst Multiplizieren
von R(f) mit dem bekannten Exponential der Ausbreitungskonstante
e2γ(f) folgendermaßen bestimmt: R(f)e2γ(f) = [Γ(0)e2γ(f) + Γ(1) + Γ(2)e–2γ(f) +
... Γ(n)e–2(n–1)γ(f) +
... Γ(N)e–2(N–1)γ(f)].
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Nun
ist durch Prüfung
zu sehen, daß der Term Γ(1) ungedämpft und
unverzögert
ist, da er nicht mit irgendeinem Exponentialterm von γ(f) multipliziert
wird. Folglich kann der Wert Γ(1)
am Punkt x
1 folgendermaßen berechnet werden:
-
Der
Wert von Γ(2)
am Punkt x
2 wird folgendermaßen berechnet:
-
Ebenso
können
die Werte Γ(3)
bis Γ(N)
an den Punkten x
3 bis x
N berechnet
werden, wobei der letzte Wert Γ(N)
am Punkt x
N ist:
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Nachdem
alle Werte von Γ(x)
berechnet wurden, können
sie als graphische Zeitbereichsdarstellung aufgetragen werden, wie
z.B. die in 2A und 2B gezeigten
korrigierten Wellenformen.
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4 ist
ein Ablaufplandiagramm, das das erfindungsgemäße Verlust- und Streuverzerrungs-Korrekturverfahren
zusammenfaßt.
In Schritt 50 wird das Kabel im Frequenzbereich gemessen, um
eine reflektierte Antwort zu erhalten. In Schritt 52 werden
Teilsinuskomponenten der reflektierten Antwort mit gedämpften Amplituden-
und verzögerten Phasenwerten
an Punkten, die die Verbindungsstellen von benachbarten, gleichen,
vorbestimmten Längen
definieren, zusammen gesammelt, um eine überlagerte Summe Y(f) bereitzustellen.
In Schritt 54 wird die Summe Y(f) durch die gesandte Funktion X(f)
dividiert, um eine normierte Summe R(f) von reflektierten Punkten
bereitzustellen. In Schritt 56 werden die Teilsinuskomponenten Γ(x) der reflektierten Antwort
aus R(f) für
jeden Punkt durch mathematisches Berechnen des Realwerts an jedem
Punkt gewonnen, wodurch alle Verzerrungskomponenten beseitigt werden.
In Schritt 58 werden die Amplitudenwerte der gewonnenen
Teilsinuskomponenten auf einem Graphen der Amplitude als Funktion
der Zeit (oder Kabellänge)
aufgetragen.
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Obwohl
ich das bevorzugte Ausführungsbeispiel
meiner Erfindung gezeigt und beschrieben habe, ist es für Fachleute
ersichtlich, daß viele Änderungen
und Modifikationen vorgenommen werden können, ohne von meiner Erfindung
in ihren breiteren Aspekten abzuweichen. Es wird daher in Erwägung gezogen,
daß die
beigefügten
Ansprüche
alle derartigen Änderungen
und Modifikationen, die innerhalb den wahren Schutzbereich der Erfindung
fallen, abdecken.
