CN1949651A - 电机驱动装置及驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电机驱动装置，防止由于突发的减速指令，而导致电机电流在再生期间中大流量地向与通电期间相反的方向流动，并在下一个通电期间流入电源，致使电源电压上升。其特征在于，具有：具备通电控制部、PWM控制部和振荡部，并生成驱动信号的驱动信号生成部；根据驱动信号，生成驱动电机的驱动电力的驱动部；生成指定电机转矩的转矩指令信号的转矩指令部；检测电机的旋转速度，生成表示旋转速度信息的旋转速度信号的旋转速度检测部；以及，生成表示转矩指令信号和旋转速度信号之差的旋转差检测信号的判定部。驱动信号生成部，被根据旋转差检测信号控制。

Description

电机驱动装置及驱动方法

技术领域

本发明涉及防止驱动电机的驱动电路中电源电压上升的技术。

背景技术

一般来说，作为装载在AV机器等上的无刷电机的驱动方法之一，有脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation＝PWM)驱动方式，这种方式通过对包含在电机驱动电路中的规定的开关元件实施导通关断控制，来对电机线圈进行通电控制。另外，近年来，同步整流型PWM驱动技术，作为PWM驱动方式中用来实现低耗和高效化的一种手段已广为人知，在例如专利文献1中已经得到公开。

下面，利用图12，说明上述专利文献1公开的内容。图12是通过由三相桥构成的驱动部305驱动的三相电机系统的一部分。由检测电阻324检测出的电压和转矩指令信号VREF，分别与比较器335的反相输入端子和同相输入端子连接。转矩指令信号VREF，设定电机的转矩大小。比较器335的输出端与触发器电路336连接，触发器电路336的反相输出，被输入到2相非重叠时钟生成部368。为防止贯穿驱动部305，2相非重叠时钟生成部368，生成与规定的上升和下降定时的错位相伴的脉冲对。2相非重叠时钟生成部368的输出，被输入到通电控制部339和同步整流控制部340。通电控制部339，向高电位侧开关元件325A、325B、325C供给控制它们的驱动信号，且同步整流控制部340，向低电位侧开关元件326A、326B、326C供给控制它们的驱动信号。

接下来，说明上述电机驱动装置的动作。通电(energize)期间，是通过对源相(向电机线圈流出电机电流的相)的高电位侧开关元件、和吸收相(从电机线圈流入电机电流的相)的低电位侧开关元件进行导通控制，从电源VM向电机线圈310、311、312供给驱动电力的期间。另外再生期间，是通电期间被实施导通控制的高电位侧开关元件被实施关断控制的期间。驱动部305，将包含通电期间和再生期间的期间作为一个周期，对电机线圈310、311、312进行通电控制。通电期间或再生期间，包含由2相非重叠时钟生成部生成的定时错位。

以下述情况为例，即通电期间中，节点A被高电位侧开关元件325A向高状态驱动，且节点B被低电位侧开关元件326B向低状态驱动，且节点C是开关元件325C和326C双方都关断的高阻抗状态，来进行说明。

流动在节点A和B之间的电机线圈310和311中的电机电流，被在检测电阻324上转换为电压。该电压，被在比较器335中与转矩指令信号VREF比较。当该电压大于转矩指令信号VREF时，比较器335的输出使触发器电路336置位，其反相信号输出到2相非重叠时钟生成部368。其结果，2相非重叠时钟生成部368的输出反相，通电控制部339关断节点A的高电位侧开关元件325A，之后，同步整流控制部340导通节点A的低电位侧开关元件326A。同时，通过将开关342从规定电压VS处释放，放电电路341开始放电。由于放电电路341产生时间延迟，所以高电位侧开关元件325A、325B、325C，在该期间中维持关断状态。当放电电路341的电容电压达到转矩指令信号VREF以下时，比较器343使触发器电路336复位，使对应于驱动中的相的高电位侧开关元件再次导通。

如上所述，在高电位侧开关元件325A关断的情况下，低电位侧开关元件326A被导通后，驱动部305中，犹如电机线圈310和311经两个电阻、即开关元件326A和326B的导通电阻短接一般。电机电流不经过二极管，在由电机线圈310和311、开关元件326A和326B构成的电机电流路径中回流。也就是说，通过使用同步整流控制，在电机线圈310和311中流动的电机电流的电流路径中，与经过二极管进行电流再生的情况相比，能降低该电流路径上产生的压降。因此，可实现低损和高效。

【专利文献1】特开平5-211780

但是，在上述的以往构成中，却存在如下问题。下面，利用图13、图14，说明专利文献1中的电流控制型PWM驱动方式的问题。图13，抽出了图14中的驱动部305的A相部分、该图中的A相电机线圈310、以及该图中的检测电阻324。另外，EA表示大小与转速成比例的、A相电机线圈上产生的反电压。

图12中，考虑的是以下情况，即当节点A被高电位侧开关元件325A向高状态驱动，且节点B被低电位侧开关元件326B向低状态驱动，且节点C是开关元件325C和326C双方都关断的高阻抗状态时，从转矩指令信号VREF为较大值、即反电压EA较大的状态起，使转矩指令信号VREF往极小值变化的情况。图14是说明图13动作的时序图。图14中的T1和T4所表示的期间，是通过A相高电位侧开关元件325A，从电源VM向电机线圈310供给驱动电力的通电期间，T2和T3所表示的期间，是通过A相低电位侧开关元件326A，使电机电流回流的再生期间。

在转矩指令信号VREF由于减速指令而急剧下降的情况下，A相中流动的电机电流IA1，在A相高电位侧开关元件导通期间中，短时间内达到转矩指令信号VREF决定的最大电流值(图14中的期间T1)。其结果，进入A相高电位侧开关元件关断，且A相低电位侧开关元件导通的同步整流状态，电机电流如IA2所示那样开始流动(图14中的期间T2)。但是，由于处在最大电流值IP小、且反电压EA大的状态下，所以，在再生期间中，电机电流由于反电压EA的影响开始往逆流方向、即IA3的方向开始流动(图14中的期间T3)。再有，根据减速指令，电机电流IA3在比通电期间长的再生期间中，由于反电压EA而增大。其结果，在下一个通电期间开始后，即在A相高电位侧开关元件导通，且A相低电位侧开关元件关断的状态时，IA4所示的电机电流会往电源逆流，使电源电压上升(图14中的期间T4)。

如上所述，在以往构成的再生状态下，电机电流会因转矩的减速指令和负载变动，在下一个通电期间开始后，往电源侧逆流，所以会招致电源电压上升，导致元件破坏等问题。此外，在以往构成中，由于为了防止电源电压上升，必需有提高电源的吸收能力的电容器、用于实施电压钳位的齐纳二极管等外置保护元件，所以，从小型化和低成本化的观点来看也存在问题。

发明内容

本发明正是鉴于上述课题而提出的，目的在于防止由于电机电流往电源的逆流而导致的电源电压的上升。

为达到上述目的，本发明的电机驱动装置，向电机供应驱动电力，并驱动所述电机，包括：生成驱动信号的驱动信号生成机构；根据所述驱动信号，生成所述驱动电力的驱动机构；生成指定所述电机的转矩的转矩指令信号的转矩指令信号生成机构；检测所述电机的旋转速度，生成表示旋转速度信息的旋转速度信号的旋转速度检测机构；以及，生成表示所述转矩指令信号与所述旋转速度信号之差的旋转差检测信号的旋转差检测机构，所述驱动信号生成机构，被根据所述旋转差检测信号控制。

此外，本发明的电机驱动方法，向电机供应驱动电力，并驱动所述电机，其生成驱动信号，根据所述驱动信号，生成所述驱动电力，生成指定所述电机的转矩的转矩指令信号，检测所述电机的旋转速度，生成表示旋转速度信息的旋转速度信号，生成表示所述转矩指令信号与所述旋转速度信号之差的旋转差检测信号，根据所述旋转差检测信号，控制所述驱动信号。

根据本发明的电机驱动装置和驱动方法，由于不对由电机电流向电源逆流而引发的电源电压的上升进行检测，而对成为电源电压上升原因的现象进行检测，所以，可防止电源电压上升于未然。因此，即便是有急剧的减速指令或有负载变动时电源电压也不会上升，能够防止开关元件破坏。此外，由于不需要电容器和齐纳二极管等应对电源上升的保护元件，所以可以实现电机驱动装置的小型化和低成本化。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的电机驱动装置200的整体构成例的框图。

图2是说明图1中的驱动部10A的动作的时序图。

图3是说明图1中的判定部120和PWM控制部90D的动作的时序图。

图4是表示图1的PWM控制部90D的具体构成例的电路图。

图5是表示本发明的实施方式2的电机驱动装置450的整体构成例的框图。

图6是说明图5中的电机驱动装置450所包含的驱动信号生成部420的动作的时序图。

图7是说明图5中的转矩指令信号EC的动作的时序图。

图8是表示本发明的实施方式3的电机驱动装置250的整体构成例的框图。

图9是表示图8的PWM控制部90E的具体构成例的电路图。

图10是说明图8的通电控制部100B的动作的时序图。

图11是表示本发明的实施方式4的电机驱动装置460的整体构成例的框图。

图12是表示以往的电机驱动装置的构成例的电路图。

图13是说明图12中的以往的电机驱动装置的A相电机电流的电流方向的电路图。

图14是说明图12中的以往的电机驱动装置的A相电机电流的电流方向的时序图。

具体实施方式

下面，参照附图，对本发明的电机驱动装置的实施方式进行说明。另外，下面实施方式中所记述的数字，都是用来具体说明本发明而例示的，本发明并不限于所例示的数字。

(实施方式1)

本发明的实施方式1的电机驱动装置，是根据对各相电机线圈的PWM(Pulse Width Modulation＝脉冲宽度调制)控制，供给驱动电机的驱动电力，来驱动三相电机。在实施方式1中，设定电机转矩大小的转矩指令信号的大小，在低于表示电机旋转速度信息的旋转速度信号时，改变电机的控制内容。所以，可以防止流入电机线圈的电机电流发生逆流，防止发生作为引起元件破坏等原因的电源电压的上升。

利用图1至图4，对本发明的实施方式1进行说明。图1是表示本发明实施方式1中的电机驱动装置200的整体构成例的框图。实施方式1中的电机驱动装置200，包括：电源3、驱动部10A、电流检测部20、转矩指令部30、比较部40、振荡部50、位置检测部60、PWM控制部90D、通电控制部100、旋转速度检测部115和判定部120，并对电机2进行驱动。

作为控制对象的电机2，由转子和定子构成。转子具有未图示的由永久磁铁制成的励磁部，定子中U相、V相、W相的各个电机线圈Lu、Lv、Lw形成Y结线。驱动部10A，配置在电压值为VW的电源3与地之间，基本上并列构成3个串连连接高电位侧开关元件和低电位侧开关元件得到的半桥电路。在该驱动部10A中，控制对电机线圈Lu的通电的半桥电路，由连接在高电位侧的开关元件Tr1和连接在低电位侧的开关元件Tr4构成，控制对电机线圈Lv的通电的半桥电路，由连接在高电位侧的开关元件Tr2和连接在低电位侧的开关元件Tr5构成，控制对电机线圈Lw的通电的半桥电路，由连接在高电位侧的开关元件Tr3和连接在低电位侧的开关元件Tr6构成。

这些开关元件Tr1、Tr2、Tr3、Tr4、Tr5、Tr6，分别根据从通电控制部100输出的驱动信号UU、VU、WU、UL、VL、WL(以下，简称作“UU-WL”)的逻辑电平来进行开关动作，生成驱动电机2的驱动电力。高电位侧开关元件Tr1、Tr2、Tr3分别由高电位侧驱动信号UU、VU、WU控制，低电位侧开关元件Tr4、Tr5、Tr6分别由低电位侧驱动信号UL、VL、WL控制。开关元件Tr1至Tr6，可以使用MOS晶体管、双极晶体管、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等。在实施方式1中，开关元件Tr1至Tr6使用n沟道型MOS晶体管。在各开关元件Tr1至Tr6导通的情况下，各驱动信号UU-WL的逻辑电平为动作状态电平，实施方式1中为H电平。此外，当各开关元件Tr1至Tr6关断时，各驱动信号UU-WL的逻辑电平是非动作状态电平，实施方式1中为L电平。

电流检测部20配置在驱动部10A与地之间，检测驱动部10A中流动的电流的大小，并将表示其检测结果的电流检测信号CS输出给比较部40。转矩指令部30，向比较部40输出转矩指令信号EC，该信号设定赋予电机2的转矩的大小。转矩指令部30又称转矩指令信号生成部。比较部40将转矩指令信号EC与电流检测信号CS进行比较，将表示其比较结果的复位信号CR输出至PWM控制部90D。振荡部50，将频率为第2PWM频率的置位信号SP2输出至PWM控制部90D。

通电控制部100、PWM控制部90D和振荡部50构成驱动信号生成部。

旋转速度检测部115检测电机2的旋转速度，生成表示旋转速度信息的旋转速度信号NR，同时，向判定部120输出。判定部120又称旋转差检测部。取得与电机2的旋转速度相关的信息的构成有：利用霍尔元件等磁传感器检测转子旋转位置，并转换成单位时间的旋转角度的构成；根据电机2的电机端子电压等检测反电压的大小，取得与反电压成比例的结果的构成；以及，根据反电压检测转子旋转位置，并转换成单位时间的旋转角度的构成等。这些旋转速度信息，例如是具有与旋转速度成比例的频率的定时脉冲，通过积分电路等被转换成电压，然后变为表示与电机2的旋转速度成比例的电压的旋转速度信号NR。判定部120，将转矩指令信号EC与旋转速度信号NR进行比较，生成表示比较结果的旋转差检测信号CH，输出到PWM控制部90D。

这里，为了防止判断部120以后发生误动作，旋转速度信号NR可以在输入到判断部120之前，通过低通滤波器等将噪声除去。

PWM控制部90D，根据旋转差检测信号CH、置位信号SP2、复位信号CR，生成具有防止驱动部10A贯通的非重叠期间的、任意一相中的高电位侧驱动信号UP和低电位侧驱动信号LO，并将它们输出到通电控制部100。位置检测部60将表示电机2的转子位置信息的位置检测信号H1、H2、H3输出到通电控制部100。通电控制部100，根据位置检测信号H1、H2、H3和高电位侧驱动信号UP以及低电位侧驱动信号LO，生成驱动部10A中包含的开关元件Tr1至Tr6的驱动信号UU-WL，并将它们输出至驱动部10A。

向电机线圈流出电机电流的相称为源相，这时的电机电流称为源电流；从电机线圈流入电机电流的相称为吸收相，这时的电机电流称为吸收电流。

本发明的实施方式1的电机驱动装置，在电角为120°期间，将与转矩指令信号EC对应的电流水平的电机电流，作为源电流(或者吸收电流)向任意一相通电。然后，在接下来的60°期间不进行通电，使电流水平为零。其后，再转至吸收电流(或者源电流)，进行同样的通电。这样，矩形波的相电流被在三相彼此之间错开120°电角通电。由此，在任意时刻，任意一相(源相)被供给源电流，另外一相(吸收相)被供给吸收电流。这样，总共两相被通电，余下的一相不被通电(下称“120°通电方式”)。

图2是说明驱动部10A通电状态的时序图。如图2所示，U相电流是源电流，V相电流是吸收电流，且将W相电流为零水平的电角是60°期间，称为UV通电期间。

这里通电期间，是通过对源相的高电位侧开关元件和吸收相的低电位侧开关元件进行导通控制，从而从电源3向电机线圈Lu、Lv、Lw提供驱动电力的期间，这种状态称为通电状态。此外再生期间，是在通电期间被导通的源相的高电位侧开关元件关断的期间。该期间中，流向电机线圈的电机电流，经过源相上被导通的低电位侧开关元件或与该开关元件并联连接的二极管、和吸收相的低电位侧开关元件而回流。再生期间的电机驱动装置的这种状态称为再生状态。

本发明的电机驱动装置中，以包含通电期间和再生期间的期间为一个周期，来回重复通电状态和再生状态，对电机线圈Lu、Lv、Lw进行通电控制。虽然通电期间或再生期间包含防止贯穿驱动部10A的非重叠期间，但由于该期间比通电期间或再生期间短，所以在以下说明中，只要不特别声明就进行省略。特别是，将以下控制称为同步整流控制，即，在再生期间的再生状态下，将通电期间中被导通的源相的低电位侧开关元件导通，使电机电流不经过二极管，而是经过该电阻更低的源相的低电位侧开关元件本身和吸收相的低电位侧开关元件进行回流。

通电控制部100，根据位置检测信号H1、H2、H3，总共决定2个通电相，将任意一相定为源相，另外一相定为吸收相。每隔60°电角决定一次通电相。此外，在进行源相的PWM动作时，在高电位侧晶体管关断的再生期间，高电位侧开关元件的关断动作后，经过用于防止贯穿的规定时间，实施使低电位侧开关元件进行导通动作、即所谓的同步整流控制。另一方面，对于吸收相而言，总为高电位侧开关元件被关断，低电位侧开关元件被导通，余下的不通电的一相，是高电位侧和低电位侧双方的开关元件都被关断的状态。

以下，说明实施方式1的电机驱动装置的各构成要素的详细动作。驱动部10A，由桥形联接的6个开关元件Tr1至Tr6构成，在各开关元件Tr1至Tr6上分别反并联连接二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6。在该驱动部10A中，开关元件Tr1和开关元件Tr4的连接点与电机线圈Lu的一端连接，开关元件Tr2和开关元件Tr5的连接点与电机线圈Lv的一端连接，开关元件Tr3和开关元件Tr6的连接点与电机线圈Lw的一端连接。各开关元件Tr1至Tr6，按照来自通电控制部100的驱动信号UU-WL的逻辑电平，进行导通关断的开关动作，并从电源3向各相电机线圈Lu、Lv、Lw供给被PWM开关的驱动电力。

电流检测部20，由例如检测电阻和放大器构成，将流动在驱动部10A中的电流大小作为电压检测来。检测结果被作为电流检测信号CS输出到比较部40。转矩指令部30，向比较部40输出表示应赋予电机2的转矩的目标值。比较部40比较转矩指令信号EC和电流检测信号CS的大小，将作为比较结果的复位信号CR输出到PWM控制部90D。比较部40由例如比较器等构成。振荡部50，将用来使高电位侧驱动信号UU、VU、WU的其中一个置位的定时信号即置位信号SP2，输出到PWM控制部90D。振荡部50，由例如PLL等构成。置位信号SP2的第2PWM频率，可以是固定频率，也可以是根据转矩指令信号EC等的大小而变化的可变频率。

位置检测部60，将具有与电机2相关的三相转子位置信息的位置检测信号H1、H2、H3，输出到通电控制部100。作为生成位置检测信号H1、H2、H3的构成，既可以是利用霍尔元件等传感器的构成，也可以是利用电机线圈Lu、Lv、Lw中产生的反电压的无传感器的构成，其构成不限。此外，还可以兼用旋转速度检测部115的构成。位置检测信号H1、H2、H3，分别对应三相转子的位置，为彼此错开各120°电角的信号。

判定部120由例如比较器构成，如图3所示动作。直到时刻t1，转矩指令信号EC一直保持为EC1不变。对应的旋转速度信号NR，由于旋转损耗而低于转矩指令信号EC1，为NR1。在时刻t1，当转矩指令信号EC由EC1阶梯状减少到EC2时，电机2渐渐减速。因此，旋转速度信号NR也从NR1渐渐单调减少至NR2。原因是：对于转矩指令信号EC的陡峭的减速指令，电机2在惯性的作用下，需要时间才能达到符合指令要求的旋转。其结果，从时刻t1至时刻t2，旋转速度信号NR高于转矩指令信号EC。时刻t2以后，转矩指令信号EC维持为EC2不变，旋转速度信号NR也变为低于转矩指令信号EC2的NR2。旋转差检测信号CH，在转矩指令信号EC低于旋转速度信号NR的情况下为H电平。也就是说，旋转差检测信号CH，在时刻t1由L电平变为高电平，在时刻t2又返回L电平。

图4是表示PWM控制部90D的具体构成例的电路图。PWM控制部90D包括：停滞时间生成部92、触发器电路93、切换器192和分频器193。置位信号SP2是第2PWM频率1/TS的脉冲信号，被输入至分频器193和切换器192。分频器193，将置位信号SP2分频为第1PWM频率得到分频器输出SP1，并输出至切换器192。分频器输出SP1，是比置位信号SP2的第2PWM频率1/TS更低的第1PWM频率1/TL的脉冲信号。切换器192，是将置位信号SP2和分频器输出SP1的其中之一，重新作为置位信号SP输出的选择器。切换器192在旋转差检测信号CH为H电平时，选择置位信号SP2输出，在旋转差检测信号CH为L电平时，输出分频器输出SP1，其构成不限。也就是说，置位信号SP在旋转差检测信号CH为H电平时，是第2PWM频率1/TS的脉冲信号，置位信号SP在旋转差检测信号CH为L电平时，是第1PWM频率1/TL的脉冲信号。置位信号SP的反相信号被输入至触发器电路93的置位端子93S，复位信号CR的反相信号被输入至触发器电路93的复位端子93R。停滞时间生成部92，根据触发器电路93的输出，生成具有防止贯穿驱动部10A的非重叠期间的、任意一相的高电位侧驱动信号UP和低电位侧驱动信号LO，并将它们输出到通电控制部100。第1PWM频率也称第1频率，第2PWM频率也称第2频率。

通电控制部100，根据高电位侧驱动信号UP和低电位侧驱动信号LO以及位置检测信号H1、H2、H3，生成在驱动部10A中进行120°通电的驱动信号UU-WL，并输出至驱动部10A。例如，在UV通电期间，高电位侧驱动信号UP和低电位侧驱动信号LO，被分别作为开关元件Tr1和Tr4的驱动信号UU、UL向驱动部10A输出。此外，在UV通电期间中，VL是H电平，VU、WU和WL变为L电平。

利用图3、图4和图1，对UV通电期间中实施方式1的动作进行说明。图3上方旋转差检测信号CH，在到时刻t1为止的期间TP1中是L电平，置位信号SP的频率是第1PWM频率1/TL。在期间TP1中，置位信号SP变为H电平时，触发器93被置位，触发器93的输出经过停滞时间生成部92和通电控制部100，使驱动信号UU为H电平，使驱动信号UL为L电平。其结果，形成开关元件Tr1导通，开关元件Tr4关断的通电状态。在该通电期间，源电流从电源3提供给电机线圈Lu，吸收电流从电源3提供给电机线圈Lv。U相电机电流Iu，如图3的线L1所示上升。实际上，线L1多少呈曲线状，其平均斜率取决于电源3的电压、电机线圈的电感和绕组电阻。

U相电机电流Iu的大小，被检测电阻转换为表示电压值的电流检测信号CS，并在比较部40与转矩指令信号EC比较。当电流检测信号CS的值达到与转矩指令信号EC1对应的最大电流值IP1时，复位信号CR变为H电平，触发器93被复位。由此，驱动信号UU变为L电平，驱动信号UL变为H电平，形成开关元件Tr1关断，接着开关元件Tr4导通的再生状态。在该再生期间中，电机电流将U相作为源侧、V相作为吸收侧，在含有开关元件Tr4、Tr5、电机线圈Lu、Lv的电流路径中流动。由于受到电机2的未图示的绕组电阻、电机线圈Lu和Lv的电感，还有大小与电机2的旋转速度成比例的反电压等的影响，上述电机电流会如线L2那样随时间衰减。实际上，线L2多少呈曲线状，其平均斜率取决于反电压的大小，即旋转速度信号NR、以及电机线圈的电感和绕组电阻。

接着，以TL为周期产生的置位信号SP，使触发器93置位，开关元件Tr4关断，然后开关元件Tr1导通。所以又再次移至通电期间，开关元件Tr1为源侧，开关元件Tr5为吸收侧，驱动电力被提供给电机线圈Lu和Lv，U相电机电流Iu再次开始增加。

如上的动作在期间TP1中以TL为周期反复进行，U相电机电流Iu，形成周期为TL、最大值为最大电流值IP1的锯齿波。通常，在进行PWM控制时，PWM频率被设定于约几十kHz至几百kHz的范围内，所以在再生期间，电流不会往与通电期间相反的方向流动。

期间TP1，是转矩指令信号EC高于旋转速度信号NR的期间，称为通常旋转期间。

接着，在时刻t1至时刻t2的期间TP2中，转矩指令信号EC从EC1阶梯状减少到EC2。旋转速度信号NR，从对应通常旋转速度的NR1减至对应低旋转速度的NR2。由于转矩指令信号EC低于旋转速度信号NR，所以，旋转差检测信号CH为H电平。置位信号SP的频率，是高于第1PWM频率1/TL的第2PWM频率1/TS。此外，最大电流值IP对应转矩指令信号EC2，为小于IP1的电流值IP2。在这种情况下，U相电机电流Iu，形成周期为TS、最大值为最大电流值IP2的锯齿波。在再生期间的情况下，旋转速度信号NR缓慢减小，反电压也缓慢减小，所以U相电机电流Iu的斜率变得较为平缓。该斜率，在紧挨着时刻t1之后最陡，几乎与线L2的斜率相等。最极端的情况是，上述紧挨着时刻t1之后几乎没有通电期间，仅仅是再生期间的情况。在这种情况下，为了不变成逆流状态，周期TL被设定为，与紧挨着时刻t1之后再生期间从Iu＝IP1到Iu＝0持续的情况下的再生期间同等程度。

期间TP2，是转矩指令信号EC低于旋转速度信号NR的期间，称为减速旋转期间。

最后，在时刻t2以后的期间TP3中，转矩指令信号EC维持EC2不变，旋转速度信号NR衰减到几乎与低旋转速度对应的NR2。由于转矩指令信号EC高于旋转速度信号NR，所以，旋转差检测信号CH是L电平。置位信号SP的频率是第1PWM频率1/TL。此外，最大电流值IP维持IP2不变。在这种情况下，U相电机电流Iu形成周期为TL、最大值为最大电流值IP2的锯齿波。在再生期间的情况下，旋转速度信号NR几乎是与低旋转速度对应的NR2，由于反电压相当低，所以，U相电机电流Iu的斜率也很平缓。此外，紧挨着时刻t2之前，U相电机电流Iu的从最大电流值IP2下落得很少，紧挨着时刻t2之后的通电期间也很短。在这种情况下，为了不变成逆流状态，周期TL被设定为，与紧挨着时刻t2之后再生期间从Iu＝IP1到Iu＝0持续的情况下的再生期间同等程度。期间TP3是转矩指令信号EC高于旋转速度信号NR的期间，与期间TP1同样，是通常旋转期间。

周期TL可以设定成，与期间TP1中的设定值和期间TP3中的设定值中、较短的设定值相匹配，使期间TP1、TP3双方都不形成逆流状态。

若通过采取这种构成，将第1PWM频率1/TL设定为通常旋转期间的频率的话，那么当转矩指令信号EC是低于旋转速度信号NR的减速旋转期间时，驱动部10A以第2PWM频率被进行PWM控制。第2PWM频率与第1PWM频率相比，分频器193的分频比要高1倍。然后，当返回旋转速度信号NR低下、转矩指令信号EC比旋转速度信号NR大的通常旋转期间时，由于旋转差检测信号CH是L电平，所以驱动器10A，再次以第1PWM频率进行PWM控制。

这样，在转矩指令信号EC小于旋转速度信号NR的减速旋转期间，转矩指令信号EC根据减速指令阶梯状减小。与此同时，通电期间也阶梯状减小。如果PWM频率相同，与期间TP1相比，再生期间会变长。此外，由于旋转速度信号NR缓慢减速，反电压也缓慢减小，所以，尤其在紧挨着减速旋转期间开始之后，再生期间中的U相电机电流Iu的斜率也很陡。再有，U相电机电流Iu的最大值很低。由于这些原因，U相电机电流Iu会由正变负，U相电机电流Iu发生逆流。在减速旋转期间，只要将PWM频率设得较高，再生期间就会减小，所以，可防止在再生期间，电机电流往与通电期间中流动的电机电流的方向相反的方向再生，或者抑制该电机电流的大小增加。也就是说，可以防止电机电流在下一个通电期间开始后流向电源侧，同时可以防止与之相伴的电源电压的上升。

另外，虽然实施方式1中，PWM频率的变更控制采用的是切换2种PWM频率的构成，但也可以根据转矩指令信号EC和旋转速度信号NR，采用PWM频率多阶梯地或线性地变化的那种构成。只要是在转矩指令信号EC是旋转速度信号NR决定的规定值以下的减速旋转期间时，能将PWM频率变更控制得高于平常的构成，就可以获得本发明的效果。

此外，虽然为简化说明，实施方式1的通电控制方式采用了120°通电方式，但对于180°通电方式等其它通电方式，也可同样进行说明。只要在转矩指令信号EC是电机2的旋转速度信号NR决定的规定值以下的减速旋转期间，进行PWM频率的变更控制的构成即可，其构成并没有特别限制，都可以获得本发明的效果。

如上所述，实施方式1中，对转矩指令信号EC小于旋转速度信号NR的减速旋转期间进行检测，并根据其检测结果，将PWM频率变更控制为高于平常时的频率。其结果是，通过实施方式1，可以防止由于转矩的减速指令或负载变动等产生的电机电流向电源逆流而导致的电源电压的上升。因此，由于不需要用来防止由于电机电流向电源逆流而导致电源电压上升的电容器和齐纳二极管等，所以可以实现电机驱动装置的低成本化和小型化。

(实施方式2)

虽然实施方式1中，对由电流控制型PWM驱动构成实现的电机驱动装置进行了说明，但本发明也可以使用电压控制型PWM驱动构成。实施方式2中，用5至图7，说明实施方式1的电压控制型PWM驱动构成。着重记述与实施方式1的不同点，对与实施方式1相同的构成要素和信号附加相同符号。

图5所示的电机驱动装置450，通过由三相桥构成的驱动部10A驱动电机2。从检测电阻409检测出的电压通过低通滤波器408被输入到放大器407。放大器407放大转矩指令部30设定的转矩指令信号EC、和低通滤波器408的输出电压之差，将其输出输入到指令电压生成部403。指令电压生成部403根据放大器407的输出，将三相正弦波指令信号SinU、SinV、SinW输入驱动信号生成部420。驱动信号生成部420由比较器404、405、406和2相非重叠时钟生成部402构成。比较器404、405、406，将三相正弦波指令信号SinU、SinV、SinW与三角波生成部440A生成的三角波信号Vtri的比较结果，输出到2相非重叠时钟生成部402。2相非重叠时钟生成部402为防止贯穿驱动部10A，生成伴有规定的上升和下降定时的错位的脉冲对，并将这些驱动信号UU、UL、VU、VL、WU、WL提供给驱动部10A。旋转速度检测部115，检测电机2的旋转速度信息，将旋转速度信息NR输出到比较器413的同相输入端子。比较器413比较反相输入端子输入的转矩指令信号EC和旋转速度信号NR，将其输出输入到三角波生成部440A。

下面，说明电机驱动装置450的动作。通过检测电阻409和低通滤波器408，驱动部10A中流动的平均电流，被作为直流电压检测出。表示检测结果的电流检测信号CS、与转矩指令信号EC之差，被放大器407放大。指令电压生成部403，生成振幅与放大器407的输出电压大小成比例的三相正弦波指令信号SinU、SinV、SinW。比较器404比较U相指令信号SinU和三角波信号Vtri，将其结果输出到2相非重叠时钟生成部402。2相非重叠时钟生成部402，为了防止贯穿驱动部10A，生成伴有规定的上升和下降定时的错位的脉冲对，并将U相高电位侧驱动信号UU和U相低电位侧驱动信号UL提供给驱动部10A。对于V相和W相，也是同样，比较器405、406将相位与U相指令信号SinA分别错开120°、240°的V相指令信号SinV和W相指令信号SinW，与三角波信号Vtri进行比较，通过2相非重叠时钟生成部402，提供给驱动部10A的各相。

如上所述，电机驱动装置450中，指令电压生成部403生成三相正弦波指令信号SinU、SinV、SinW，驱动信号生成部420对它们进行PWM操作，根据其结果所得到的驱动信号UU-WL，驱动部10A的各开关元件对来自电源3的驱动电力进行PWM开关，通过这样来驱动电机2。

另一方面，旋转速度检测部115检测电机2的旋转速度，在生成表示旋转速度信息的旋转速度信号NR的同时，向比较器413输出。取得与电机2的旋转速度相关的信息的构成有：利用霍尔元件等磁传感器检测转子旋转位置，并转换成单位时间的旋转角度的构成；根据电机2的电机端子电压等检测反电压的大小，取得与反电压成比例的结果的构成；以及，根据反电压检测转子旋转位置，并转换成单位时间的旋转角度的构成等。这些旋转速度信息，例如是具有与旋转速度成比例的频率的定时脉冲，通过积分电路等被转换成电压，然后变为表示与电机2的旋转速度成比例的电压的旋转速度信号NR。比较器413，比较转矩指令信号EC和旋转速度信号NR，生成表示比较结果的旋转差检测信号CH，并输出到三角波生成部440A。

这里，为了防止比较器413以后发生误动作，旋转速度信号NR，可以在输入到比较器413中之前，通过低通滤波器等将噪声除去。

如果是转矩指令信号EC大于旋转速度信号NR的通常旋转期间，旋转差检测信号CH为L电平，在为转矩指令信号EC小于旋转速度信号NR的减速旋转期间的情况下，旋转差检测信号CH变为H电平。三角波生成部440A，将用来进行PWM操作的三角波信号Vtri向驱动信号生成部420输出。

这里，三角波生成部440A上生成的三角波信号Vtri的频率构成为，如果在旋转差检测信号CH为L电平的通常旋转期间的情况下，设为第1PWM频率，那么在旋转差检测信号CH为H电平的减速旋转期间的情况下，为高于第1PWM频率的第2PWM频率。提高三角波信号Vtri的频率的构成例有：由向电容器进行一定电流的充放电来生成三角波电压的三角波生成模块，增加对该电容器充放电的电流值等。

图6是说明图5中U相的驱动信号生成部420的动作的时序图。为简化说明，图6省略了有关2相非重叠时钟生成部402生成的定时的错位的内容。在U相指令信号SinU相对三角波信号Vtri较大时，U相高电位侧驱动信号UU为H电平，将U相高电位侧的开关元件Tr1导通。同时，U相低电位侧驱动信号UL为L电平，将U相低电位侧的开关元件Tr4关断。反之，在U相指令信号SinU相对三角波信号Vtri较小时，U相高电位侧驱动信号UU为L电平，将U相高电位侧的开关元件Tr1关断。同时，U相低电位侧驱动信号UL为H电平，将U相低电位侧的开关元件Tr4导通。

这里，与实施方式1的电流控制型PWM驱动构成的情况同样，说明实施方式2的电压控制型PWM驱动构成的情况下的减速旋转期间的动作。图7是在图6所示的驱动信号生成部420的时序图中，减小转矩指令信号EC的情况的一例。如图7所示，因转矩指令信号EC变小，导致三相指令信号SinU、SinV、SinW的振幅减小，各驱动信号UU-WL以接近50％占空比的脉冲宽度发生。因此，三相的高电位侧的开关元件都关断的期间，即三相的低电位侧的开关元件都导通的三相再生期间，比通常旋转期间时长。由于反电压在紧挨着减速旋转期间之后还足够大，所以在三相再生期间中，反电压会导致电机电流开始往与通电期间中的方向相反的方向流动。因此，当U相高电位侧开关元件在三相再生期间后的下一个通电期间开始时导通的时候，电机电流会经过该开关元件向电源3逆流，提高电源电压。另外，虽然为了简单起见，省略了用来防止贯穿的高电位侧和低电位侧两方的开关元件都关断的期间，但严格来讲，在U相的同步整流控制结束时，电机电流就开始通过与U相高电位侧开关元件并联连接的二极管向电源3逆流。

然而，通过采用上述构成，减速旋转期间中，驱动部10A的低电位侧开关元件全被关断的三相再生期间，会随PWM频率的上升而缩短。因此，可抑制反电压引起的电机电流的电流方向的反转，防止由此引起的电源电压的上升。

(实施方式3)

下面，利用图8至图10，说明本发明的实施方式3。以下，说明关于实施方式1的通电控制部100和生成驱动信号UU-WL的构成的变形例。实施方式3的电机驱动装置250包括：内部构成与实施方式1的电机驱动装置200的PWM控制部90D不同的PWM控制部90E；以及，内部构成与通电控制部100不同的通电控制部100B。除此以外的构成、动作，与实施方式1说明的一样。另外，实施方式3的电机驱动装置的各构成要素和各种信号，参照图1附加的符号。

图8是表示本发明的实施方式3的电机驱动装置250的整体构成例的框图。判定部120的旋转差检测信号CH被输入到通电控制部100B这一点，与实施方式1的电机驱动装置200不同。

PWM控制部90E，根据置位信号SP、复位信号CR，生成具有用于防止贯穿驱动部10A的非重叠期间的、任意一相的高电位侧驱动信号UP和低电位侧驱动信号LO，并将它们输出至通电控制部100B。

图9是表示PWM控制部90E的具体构成例的电路图。PWM控制部90E，包含停滞时间生成部92和触发器93。触发器93的置位端子93S与置位信号SP的反相信号连接，复位端子93R与复位信号CR的反相信号连接。停滞时间生成部92，根据触发器93的输出，生成具有用于防止贯穿驱动部10A的非重叠期间的、任意一相的高电位侧驱动信号UP和低电位侧驱动信号LO，并将它们输出至通电控制部100。

通电控制部100B，根据高电位侧驱动信号UP和低电位侧驱动信号LO以及位置检测信号H1、H2、H3，将驱动部10A上用来进行120°通电的开关元件Tr1至Tr6的驱动信号UU-WL输出到驱动部10A，同时，根据旋转差检测信号CH，进行驱动部10A的制动控制。

通电控制部100B在例如旋转差检测信号CH是H电平时，进行如下的反转制动，调换驱动部10A的高电位侧和低电位侧的开关元件的驱动信号UU-WL。

图10是用来说明通电控制部100B的动作的一例的时序图。另外，图10的时序图，表示UV通电期间的动作例。如图10所示，当在UV通电期间中，旋转差检测信号CH变为H电平，即变为减速旋转期间后，通电控制部100B，调换各相的高电位侧驱动信号UU、VU、WU和低电位侧驱动信号UL、VL、WL。也就是说，进行电机驱动部10A的反转制动控制。

通过采用这样的构成，进行制动控制的减速旋转期间中，由电机2反电压产生的电机电流的电流方向、与由制动控制而从电源3供给电机2的电机电流的电流方向一致。这样，在再生期间由于反电压的影响，电机电流的流动方向不会反转，可防止电机电流向电源3逆流。因此，能够防止由于电机电流流入电源而导致的电源电压的上升。

另外，作为基于旋转差检测信号CH的通电控制部100B的制动控制，除上述的反转制动控制以外，还可以进行短接制动控制，即将驱动部10A的高电位侧开关元件全部关断，将低电位侧开关元件全部导通，或者将高电位侧开关元件全部导通，将低电位侧开关元件全部关断。此外，例如还可以进行如下的这种将反转制动控制和短接制动控制组合起来的制动控制，即在进行了规定时间的反转制动控制后切换到短接制动控制，或在进行了规定时间的短接制动控制后切换到反转制动控制。

此外，虽然为了简化说明，实施方式3的电机驱动装置中，通电控制方式采用的是120°通电方式，但即使在180°通电方式等其它通电方式下，只要是在转矩指令信号EC为电机2的旋转速度信号NR决定的规定值以下的减速旋转期间，进行制动控制的构成即可，并未特别限制其构成，均可以获得本发明的效果。

如上所述，实施方式3的电机驱动装置中，对转矩指令信号EC小于旋转速度信号NR的减速旋转期间进行检测，并根据该检测结果，进行电机2的制动控制。其结果，通过实施方式3，可以防止由于转矩的减速指令或负载变动等产生的电机电流向电源逆流而导致的电源电压的上升。另外，由于不需要用来防止由于电机电流向电源逆流而导致电源电压上升的电容器和齐纳二极管等，所以可实现电机驱动装置的低成本化和小型化。

(实施方式4)

虽然实施方式3中，对采用电流控制型PWM驱动构成的电机驱动装置进行了说明，但本发明也可以使用电压控制型PWM驱动构成。实施方式4中，说明实施方式3的电压控制型PWM驱动构成。

图11表示电压控制型PWM驱动方式下的本发明的应用例。图11所示的电机驱动装置460包括：内部构成与图5所示的电机驱动装置450不同的三角波生成部440和2相非重叠时钟生成部402A。除此以外的构成、动作，与图5的电机驱动装置450一样。另外，实施方式4的电机驱动装置的各构成要素和各种信号，参照图5附加的符号。

三角波生成部440构成为：生成三角波信号Vtri，且其频率不仅在通常旋转期间，即使在减速旋转期间的情况下，也一样是第1PWM频率。比较器413比较转矩指令信号EC和旋转速度信号NR，生成表示比较结果的旋转差检测信号CH，向2相非重叠时钟生成部402A输出。2相非重叠时钟生成部402A，在旋转差检测信号CH为H电平的减速旋转期间的情况下，向驱动部10A输出用来进行制动控制的驱动信号UU-WL。生成用来进行制动控制的驱动信号UU-WL的构成例有：对高电位侧驱动信号UU、VU、WU和低电位侧驱动信号UL、VL、WL进行调换的反转制动控制的构成；以及，将高电位侧驱动信号UU、VU、WU全部置为H电平、并将低电位侧驱动信号UL、VL、WL全部置为L电平的短接制动控制的构成等。

通过这种构成，驱动部10A在为转矩指令信号EC的大小小于旋转速度信号NR的减速旋转期间的情况下，进行制动控制。由此，由于在再生期间中，由反电压产生的电机电流的电流方向、与由制动控制发生的电机电流的电流方向一致，因此可抑制反电压引起的电机电流的电流方向的反转，防止由此引起的电源电压的上升。另外，由于不需要用来防止由于电机电流向电源逆流而导致电源电压的上升的电容器和齐纳二极管等，所以可以实现电机驱动装置的低成本化和小型化。

虽然以上的实施方式中，以三相电机为例进行了说明，对其他的N相电机(N为2以上的整数)也可以同样进行说明。此外，实施方式中展开的说明都是使本发明具体化的一个例子，本发明并不限于这些例子。

(产业上的利用可能性)

本发明，可以用于电机驱动装置和驱动方法。

Claims (9)

1.一种电机驱动装置，向电机供应驱动电力，并驱动所述电机，包括：

生成驱动信号的驱动信号生成机构；

根据所述驱动信号，生成所述驱动电力的驱动机构；

生成指定所述电机的转矩的转矩指令信号的转矩指令信号生成机构；

检测所述电机的旋转速度，生成表示旋转速度信息的旋转速度信号的旋转速度检测机构；以及，

生成表示所述转矩指令信号与所述旋转速度信号之差的旋转差检测信号的旋转差检测机构，

所述驱动信号生成机构，根据所述旋转差检测信号所控制。

2.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述驱动信号生成机构，生成频率至少为第1频率和第2频率的任意一个的驱动信号。

3.根据权利要求1或2所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述驱动机构，包含：N相的高电位侧开关元件群和N相的低电位侧开关元件群，N为2以上的整数，

所述驱动信号生成机构，生成分别控制所述N相的高电位侧开关元件群的N相高电位侧驱动信号、和分别控制所述N相的低电位侧开关元件群的N相低电位侧驱动信号。

4.根据权利要求3所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述驱动信号生成机构，在所述旋转差检测信号被生成后，可以进行短接制动控制，即对所述驱动信号进行控制，将所述N相的各高电位侧驱动信号的逻辑电平置为非动作状态电平，将所述N相的各低电位侧驱动信号的逻辑电平置为动作状态电平，或者相反。

5.根据权利要求3或4所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述驱动信号生成机构，可进行反转制动控制，即分别用所述N相的低电位侧驱动信号来控制所述N相的高电位侧开关元件群，分别用所述N相的高电位侧驱动信号来控制所述N相的低电位侧开关元件群。

6.根据权利要求1～5所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述旋转速度检测机构，根据对所述电机的旋转相位进行检测的旋转相位传感器的输出，生成所述旋转速度信号。

7.根据权利要求1～5所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述旋转速度检测机构，根据所述电机的反电压，生成所述旋转速度信号。

8.根据权利要求1～7所述的电机驱动装置，其特征在于，

还具有：检测所述电机的电机电流的大小，生成电流检测信号的电流检测部，

所述驱动信号生成机构，根据所述电流检测信号与所述转矩指令信号之差所控制。

9.一种电机驱动方法，向电机供应驱动电力，并驱动所述电机，包括：

生成驱动信号，

根据所述驱动信号，生成所述驱动电力，

生成指定所述电机的转矩的转矩指令信号，

检测所述电机的旋转速度，生成表示旋转速度信息的旋转速度信号，

生成表示所述转矩指令信号与所述旋转速度信号之差的旋转差检测信号，

根据所述旋转差检测信号，控制所述驱动信号。

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