CN1910807B - 用于直流至直流转换器之切换噪声滤波电路 - Google Patents

用于直流至直流转换器之切换噪声滤波电路 Download PDF

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Abstract

本发明揭示一种用于直流至直流转换器的切换噪声滤波电路，其使用瞬间输出电压来建立转换器的占空比(duty ratio)。转换器分别以Ton与Toff的时间间隔循环开启与关闭切换元件。一切换控制电路包含连接在反馈节点与接地之间的滤波电容，以及一比较器比较反馈电压Vfb与固定电压Vref；当因为该滤波电容放电造成Vfb交越Vref时，该比较器会终止至少一Ton与Toff“已调制”间隔。切换噪声滤波电路在Ton与Toff之至少一期间中，会用在调制间隔开始时或短时间内随后从Vfb断离的偏移电压将该偏移电压应用至Vfb。在正确应用该偏移电压时，可减少与Vfb耦合的外来电磁噪声。

Description

用于直流至直流转换器之切换噪声滤波电路
技术领域
本发明关于直流至直流转换器领域，尤其关于消除在这种转换器上不利的电磁噪声源影响之方法。
背景技术
使用瞬间输出电压来建立占空比的直流至直流转换器之重要等级就是需要维持受调节的输出。此等级包含：1)未使用电压误差放大器(例如许多种谷值电压与峰值电压调节器)以及磁滞调节器的转换器；以及2)使用“Vsquare”技术(例如美国专利案号第5,770,940之说明)的转换器。
图1内显示这种转换器的范例。切换元件10连接于输入电压Vin与节点12之间，并且电感器L连接在节点12与输出端14之间，其上提供调节过的输出电压Vout。切换元件10定期开启与关闭。当切换元件10闭合，(Vin-Vout)会连接通过电感器L，这样L内的电流(IL)就会增加。当切换元件10断开，IL会在整流器二极体D内持续流动，而因为电压(-Vout)施加通过L，所以IL会降低。这导致IL有一系列上升与下降区段，即是基本上具有重叠三角形涟波电流的直流电流。电感器电流IL馈电至包含一电容Cout以及一负载16的负载网路，所选取的Cout在远低于负载16切换频率的频率上具有一阻抗。结果，IL的涟波成份大部分在Cout内流动，并且直流成份在电感器内流动；不过少部分的涟波电压成份会因为IL的涟波电流成份而呈现在Vout内。
元件10的切换由切换控制电路18所控制，其在每个切换周期内循环开启与关闭元件10。使用瞬间输出电压建立占空比的转换器之常见特性为：代表Vout的反馈电压Vfb-通常运用连接在输出端14与转换器的局部接地之间的电阻分配器(R1与R2)产生于反馈节点20上-直接连接至比较器A1的输入之一。当Vfb低于及/或高于施加在比较器其它输入上的参考电压Vref，比较器就会改变状态。根据所运用的特定调节技术，这种状态改变用于影响切换周期的“开启”时间间隔、“关闭”时间间隔或“开启”与“关闭”时间间隔。例如，图1内的调节器运用恒定开启时间谷值电压控制。在Vfb低于Vref时就会触发单稳态多谐振荡器(MMV)22，其触发MMV的Q输出并将切换元件10闭合一段固定(常数)时间间隔。
这些转换器通常就在电磁干扰(EMI)噪声源旁边运作，像是其他直流至直流转换器。其他切换转换器可发出迅速变化的磁场，其会耦合至(透过相互感应)反馈电压Vfb而成为噪声。此外，源自于电子设备的噪声-像是转换器的切换节点上迅速改变的电压-可透过杂散电容耦合至反馈节点20。该反馈电压内的噪声会造成信号抖动、非所要的频率同步、过早切换或其他功能失常。
对此问题的一种先前技术解决方案(显示在图1内)为在反馈节点20与接地之间新增一滤波电容器Cf。该电容器搭配分区电阻器R1与R2形成一低通RC滤波器，其衰减该反馈分配器所拾取噪声的高频成份。更进一步，滤波电容器搭配杂散电容形成一电容分配器，其会衰减反馈节点上的噪声。
此解决方案有许多缺陷。由于RC滤波器的整合效应，涟波电压成份的幅度将会缩小。所减少的涟波并不足以确定无抖动的切换，尤其是若未滤波涟波值相当小时。第二，RC滤波器会在反馈电压中导入相位转移。此相位转移可能会降低转换器的稳定度余裕，并且转换器会变的不稳定。
发明内容
本发明揭示一种用于直流至直流转换器的切换噪声滤波电路，其可克服上述问题。
本发明提供了一种直流至直流转换器，其产生调节过的输出电压，并使用瞬间输出电压来建立维持所述输出电压所需的占空比，所述转换器包含：
至少一个切换元件(10)，其连接在输入电压与第一节点(12)之间；
输出电感器(L)，其连接在所述第一节点与输出端(14)之间；以及
切换控制电路(40)，其循环开启与关闭所述切换元件，在所述输出端上维持所要的输出电压，每一个切换周期包含“开启”时间间隔Ton，在此期间所述切换元件开启并且将该第一节点连接至所述输入电压，以及“关闭”时间间隔Toff，在此期间所述切换元件关闭并且中断所述第一节点与所述输入电压的连接，所述切换控制电路包含：
电阻网路(R1、R2)，其被连接成在反馈节点上产生反馈电压Vfb，所述反馈电压Vfb包括代表所述输出端上的所述瞬间输出电压的电压；
电容元件(Cf)，其连接于所述反馈节点与所述转换器的局部接地之间；
比较器(A1)，其在第一输入端上接收Vfb并且在其第二输入端上接收包括固定参考电压Vref的电压V2，所述切换控制电路配置成每一个切换周期的“开启”与“关闭”时间间隔中的至少一个会因为所述电容元件通过所述电阻网路的自然放电现象，在Vfb越过V2时终止，以形成“已调制”间隔，所述已调制间隔具有第一持续时间；以及
切换噪声滤波电路(46)，其配置成当切换周期的“开启”与“关闭”时间间隔之一是已调制间隔时，在不是所述已调制间隔的周期部分或所述已调制间隔的第一部分期间将偏移电压施加至所述反馈电压，当切换周期的“开启”与“关闭”时间间隔都是已调制间隔时，在所述已调制间隔的第一部分期间将偏移电压施加至所述反馈电压，所述第一部分的持续时间起始于已调制间隔的开始并且是所述已调制间隔的所述第一持续时间的10％或更少，所述切换噪声滤波电路(46)进一步配置成在当所述偏移电压是在不是所述已调制间隔的周期部分期间施加的时，所述已调制间隔开始从所述反馈电压断离所述偏移电压，当偏移电压是在所述已调制间隔的第一部分期间施加的时，在所述已调制间隔的所述第一部分结束时从所述反馈电压断离所述偏移电压，藉此在已调制间隔期间让Vfb朝向V2衰减，如此V2与Vfb之间的噪声容限就会增加，并且减少外来电磁噪声耦合到该反馈电压的影响。
本发明可运用于许多种直流至直流转换器组态，包含运用恒定开启时间谷值电压控制、恒定关闭时间峰值电压控制、恒定频率峰值电压或谷值电压控制、磁滞控制或Vsquare控制的转换器。
从下文中参考附图的详细说明，精通此技术的人士就可明白本发明的进一步特色及优点。
附图说明
图1为已知的直流至直流转换器之示意图。
图2为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用恒等开启时间谷值电压控制的直流至直流转换器内之示意图。
图3为说明图2所示的直流至直流转换器运作之时间图。
图4为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用恒等开启时间谷值电压控制的直流至直流转换器内之另一具体实施例示意图。
图5为说明图4所示的直流至直流转换器运作之时间图。
图6为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用恒等开启时间谷值电压控制的直流至直流转换器内之其他具体实施例示意图。
图7为说明图6所示的直流至直流转换器运作之时间图。
图8为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用磁滞控制的直流至直流转换器内之示意图。
图9为说明图8所示的直流至直流转换器运作之时间图。
图10为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用恒等关闭时间峰值电压控制的直流至直流转换器内之示意图。
图11为说明图10所示的直流至直流转换器运作之时间图。
图12a为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用恒等关闭时间峰值电压控制的直流至直流转换器内之另一具体实施例示意图。
图12b为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用恒等关闭时间峰值电压控制的直流至直流转换器内之其他具体实施例示意图。
图13为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用恒等频率谷值电压控制的直流至直流转换器内之示意图。
图14为说明图13所示的直流至直流转换器运作之时间图。
图15a为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用恒等频率谷值电压控制的直流至直流转换器内之另一具体实施例示意图。
图15b为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用恒等频率谷值电压控制的直流至直流转换器内之其他具体实施例示意图。
图16为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用Vsquare控制的直流至直流转换器内之示意图。
图17为说明图16所示的直流至直流转换器运作之时间图。
图18a为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用Vsquare控制的直流至直流转换器内之另一具体实施例示意图。
图18b为本发明的切换噪声滤波电路运用在使用Vsquare控制的直流至直流转换器内之其他另一具体实施例示意图。
具体实施方式
本切换噪声滤波电路可减少使用瞬间输出电压来调节输出电压的直流至直流转换器上之电磁噪声影响，如此，这对许多不同种的直流至直流转换器组态都很有用，包含运用恒定开启时间谷值电压控制、恒定关闭时间峰值电压控制、恒定频率峰值电压或谷值电压控制、磁滞控制或Vsquare控制的转换器。
本发明中使用直流至直流转换器，其使用恒等开启时间谷值电压控制)的具体实施例显示在图2内。如图1内所示，一切换元件10连接于输入电压Vin与节点12之间，并且电感器L连接在节点12与输出端14之间，其上提供调节过的输出电压Vout。电感器电流IL馈电至包含一电容Cout以及一负载16的负载网路，元件10的切换由切换控制电路40所控制，其在每个切换周期内循环开启与关闭元件10。通常使用连接在输出端14与转换器局部接地之间的电阻分配器R1/R2、连接在反馈节点42与接地之间的滤波电容Cf，在反馈节点42上产生反馈电压Vfb。反馈电压Vfb连接至比较器A1的输入之一，并且随参考电压Vref变动的电压V2(在此就是Vref本身)会施加到该比较器的其他输入。当Vfb下降低于并且/或上升高于Vref，比较器就会改变状态。在Vfb低于Vref时就会触发单稳态多谐振荡器(MMV)44，其触发MMV的Q输出并闭合切换元件10。请注意，针对此处讨论的转换器类型，电压V2等于Vref，除了使用Vsquare控制的转换器以外，在该情况下V2等于电压误差放大器的输出(于下探讨)。
切换元件10开启时的时间间隔在此称为“开启”时间间隔Ton，并且切换元件10关闭时的间隔在此称为“关闭”时间间隔Toff。每个转换器的“切换周期”包含一个“开启”时间间隔接着一个“关闭”时间间隔。用于此具体实施例并且用于本发明所适用的所有转换器组态之切换控制电路40会配置成：当因为滤波电容通过电阻分配器的自然放电现象造成Vfb通过V2，则会终止至少每一切换周期的“开启”与“关闭”之一。这种时间间隔在此称为“调制过的”时间间隔。
针对图2内所示的具体实施例，在触发时，MMV 44会触发其Q输出，并闭合MMV所控制的固定时间间隔之切换元件10，这样会建立切换周期的“开启”时间间隔Ton。这会导致Vout和Vfb增加，而Vfb最终将增加到Vref之上。在固定时间间隔结束时，MMV的Q输出会降低。Vfb会因为滤波电容Cf通过R1/R2分配器的自然放电现象，开始朝向Vref衰减。MMV的Q输出仍旧低落(“关闭”时间间隔Toff)，直到Vfb再度下降低于Vref并且触发MMV。此转换器调节技术称之为恒定开启时间谷值电压控制。
不过，透过相互感应耦合到反馈电压的电磁噪声或与相邻转换器耦合的杂散电容，会造成抖动、非所要的频率同步、过早切换或其他功能失常。使用并入切换控制电路40的切换噪声滤波电路可解决此问题。该切换噪声滤波电路配置成在“开启”与“关闭”时间间隔至少之一期间，将该偏移电压Vos供应给Vfb，然后针对此具体实施例，以及适用本发明的所有转换器组态，于立即调制时间间隔开始时或这之后短时间内将偏移电压源与反馈节点42断离，如此会因为滤波电容Cf通过电阻分配器的自然放电现象，让Vfb逐渐朝V2衰减。藉此，可减少关于外来电磁噪声耦合至反馈电压造成的不利影响。在调制间隔期间施加偏移电压时，“立即调制间隔”就是目前的时间间隔。在调制间隔之前的时间间隔期间施加偏移电压时，“立即调制间隔”就是后续的时间间隔。在图2所示的范例具体实施例内，切换噪声滤波电路46包含在其输出上产生偏移电压Vos的电压源48，以及连接在电压源48的输出与Vfb间之偏移电压开关50。偏移电压Vos较佳为参考电压Vref。偏移电压开关50受到MMV 44的Q输出所控制，如此其在切换元件10关闭时就会关闭。在此方式中，Vos会在切换周期的“开启”时间间隔期间加入至反馈电压Vfb，并且在切换周期的“关闭”时间间隔开始与整个期间中从Vfb断离。当Vos断离，即是在Toff期间，Vfb会因为滤波电容Cf通过电阻分配器的自然放电现象，逐渐朝向V2衰减。
如此配置时，可获得像是图3所示的时间图，其说明许多切换周期上的Vout、Vref以及Vfb。偏移电压Vos会在Ton期间加入至Vfb，将反馈节点42拉高至固定电压(在此范例中为Vref+Vos＝1V+40mV＝1.04V)；这会增加Vfb与Vref之间的电压差异，藉此增加噪声容限。增加噪声容限之后，就会降低反馈电压节点42上拾取噪声的影响。
如上述，偏移电压必须于立即调制时间间隔开始时或这之后短时间内从反馈节点42断离。在此情况下，Toff为立即调制时间间隔。Vos会施加于整个Ton期间，并且在后续间隔Toff开始时从反馈节点42断离，Vfb会因为滤波电容Cf通过电阻分配器的自然放电现象，逐渐朝向V2衰减。
在运用恒等开启时间控制(也可为谷值电压或Vsquare)的直流至直流转换器内，偏移电压应该在Ton期间施加，或在Toff一开始的短暂时间内施加。在运用恒等关闭时间控制(也可为峰值电压或Vsquare)的转换器内，偏移电压应该在Toff期间施加，或在Ton一开始的短暂时间内施加。在恒等频率控制的转换器内，偏移电压应该在Vfb已经衰减至V2之后施加，并且较佳是当时钟脉冲出现时断离(不过也可早一点断离)。在磁滞控制的转换器内(包含Vsquare的磁滞版本)，在Vfb衰减至V2时Ton与Toff都会终止；在此，偏移电压为双向并且必须在临界值交叉后施加，并且较佳是只用于短间隔。
请注意，并不需要整个时间间隔期间施加Vos，只需要在一段时间间隔内施加即可。Vos应该在Vout的涟波电压成分起始一切换时就已存在，并且较佳是在时间间隔开始时施加，如此切换噪声滤波电路提供对于感应噪声切换的防护会延伸至较好的间隔部分。
当在具有未用MMV固定的期间之时间间隔启用切换噪声滤波电路，使用本切换噪声滤波电路可能改变时间间隔的期间，随之将输出电压的谷值或峰值稍微下降或上升。不过，这位移通常小于输出电压的1％，这一般可以接受。
通过由Cf形成的RC滤波器，R1与R2仍旧倾向减少Vfb内呈现的涟波电压之幅度，这可补偿偏移电压Vos的应用。
本发明中使用直流至直流转换器(其使用恒等开启时间谷值电压控制)的其他可能具体实施例显示在图4内。此组态类似于图2所示的组态，除了切换控制电路40内的切换噪声滤波电路46包含一电流源60以外。电流源60受到MMV 44的Q输出之控制，如此只要切换元件10闭合，其会启动并产生一充电电流Ic，并且在切换元件10断开时停用；请注意，如此处所示，“解除启动”电流源等同于“断离”偏移电压。启动时，电流源60用充电电流Ic对滤波电容器Cf充电。这会导致切换周期“开启”时间间隔期间反馈电压Vfb增加。
如此配置时，可获得像是图5所示的时间图，其说明许多切换周期上的Vout、Vref(＝V2)以及Vfb。充电电流Ic会在Ton期间施加至反馈节点42与电荷Cf，增加反馈电压Vfb的幅度；这会增加Vfb与Vref之间的电压差异，藉此增加噪声容限并降低反馈电压节点42上噪声拾取的影响。如本发明所需，充电电流Ic会于立即调制时间间隔开始时或这之后短时间内减为零。在此情况下，Toff为立即调制间隔。Ic会施加于整个Ton期间，并且在后续间隔Toff开始时减为零，Vfb会因为滤波电容器Cf通过电阻分配器的自然放电现象，逐渐朝向V2衰减。
请注意，充电电荷Ic可为恒等电流、变化电流或电流脉冲；只需要在电流源60启用期间切换周期时间间隔结束时充电电流提供极性正确的净电荷即可。
在上面图2-5内，偏移电压会在“开启”时间间隔Ton期间施加至反馈节点42。偏移电压可在“关闭”时间间隔Toff期间另外施加。这说明于图6内，其中说明本发明中使用直流至直流转换器(其使用恒等开启时间谷值电压控制)的具体实施例，在“关闭”时间期间施加偏移电压。此组态类似于图2内所示组态，除了切换控制电路40内的切换噪声滤波电路46包含在其输出上产生偏移电压Vos的电压源70、连接在电压源70的输出与Vfb间之偏移电压开关72以及一第二MMV 74。
偏移电压开关72受到MMV 74的Q输出所控制，其由MMV 44的
Figure GSB00000248699200071
输出所触发。如此配置时，MMV 74会在切换元件10断开时触发，即是在Toff开始时，并闭合偏移开关72，用于由MMV 74建立的固定时间间隔内。在此方式中，开关72会闭合并且Vos在Toff期间加入至固定时间间隔的反馈电压Vfb内，并且在切换周期的整个“开启”时间间隔内都断开。
如此配置时，可获得像是图7所示的时间图，其说明许多切换周期上的Vout、Vref(＝V2)以及Vfb。偏移电压Vos会在Toff期间加入至Vfb，将反馈节点42拉高至一电压(在此范例中为Vref+Vos＝1V+40mV＝1.04V)；这会增加Vfb与Vref之间的电压差异，藉此增加噪声容限。增加噪声容限之后，就会降低反馈电压节点42上拾取噪声的影响。
如上述，偏移电压必须于立即调制时间间隔开始时或这之后短时间内从反馈节点42断离。在此情况下，在Toff期间会施加Vos，并且Toff也为立即调制间隔。因此，需要在Toff开始时施加Vos一小段间隔T，其中T<<Toff(较佳为Toff的10％或更少)，如此偏移电压会在Toff结束时衰减为零或接近零。这需要确定正常脉冲宽度调制(PWM)处理上偏移电压的影响，以及对于标称转换器运作本身的影响是无关紧要的。如此，当在“关闭”间隔期间施加Vos，时间常数Cf(R1||R2)与期间以及Vos脉冲终止都应该调整，这样Vos会在施加期间的间隔结束时(在本案例中为“关闭”间隔Toff)为零或接近零。若Vos在预期的时间内没有衰减到接近零，Vout会经过调整，如此剩余偏移电压与Vfb的总合会等于Vref，藉此导致Vout偏离所要之值。
电压源70与偏移电压开关72可另外用电流源(未显示)来实施，其会启动并使用充电电流对滤波电容器Cf充电至少一部份“关闭”时间间隔Toff，并且在整个切换周期“开启”时间间隔都停用。
本切换噪声滤波电路也可运用于使用磁滞控制的直流至直流转换器。这种转换器显示于图8内。在此案例中，切换噪声滤波电路配置成在切换周期的“开启”时间间隔期间，会从反馈电压Vfb减去偏移电压Vos1，并且在切换周期的“关闭”时间间隔期间，将偏移电压Vos2加入至反馈电压Vfb，而在Vos1与Vos2施加期间，这两者都会在时间间隔结束时减为零。
在图8所示的范例具体实施例内，比较器A1具有随附的磁滞电压Vhyst。这导致一上临界电压Vuth＝Vref+(Vhyst/2)以及一下临界电压V1th＝Vref-(Vhyst/2)。A1的输出直接连接至切换元件10。在运作中，Vfb需要降至低于V1th以开启切换元件10，并且Vfb需要升至高于Vuth以关闭切换元件10，藉此提供磁滞控制。
切换噪声滤波电路46包含一在其输出上产生偏移电压Vos1的第一电压源80、一连接在电压源80的输出与Vfb间之第一偏移电压开关82、一在其输出上产生偏移电压Vos2的第二电压源84、一连接在电压源84的输出与Vfb间之第二偏移电压开关86以及第一与第二MMV 88与90。偏移电压Vos1与Vos2较佳为参考电压Vref。
偏移电压开关82受到MMV 88的Q输出所控制，在“开始”时间间隔Ton开始时，其触发后会触发其Q输出一固定时间间隔。类似地，偏移电压开关86受到MMV90的Q输出所控制，在“关闭”时间间隔Toff开始时，其触发后会触发其Q输出一固定时间间隔。如此配置时，会在Ton开始时从反馈电压Vfb中减去Vos1，并且在Toff开始时将Vos2加入至反馈电压Vfb。
结果波形显示在图9内。如上述，偏移电压必须于立即调制时间间隔开始时或这之后短时间内从反馈节点42断离。在此案例中，在Ton与Toff期间都会施加偏移电压，当Vfb通过V2时就会终止Ton与Toff；如此Ton与Toff都为立即调制间隔。因此，需要在Ton开始时施加Vos1一小段间隔T1，其中T1<<Toff，并且在Toff开始时施加Vos2一小段间隔T2，其中T2<<Toff，如此偏移电压会在个别间隔结束时衰减为零或接近零。
本切换噪声滤波电路也可运用在使用恒等关闭时间峰值电压控制的直流至直流转换器内，如图10内所示的转换器。在此，反馈电压Vfb连接至A1的非反向输入，参考电压Vref(＝V2)连接至A1的反向输入，并且连接A1的输出，在Vfb上升高于Vref时触发MMV 100。MMV 100的
Figure GSB00000248699200091
输出连接至切换元件10，如此切换元件10会在Vfb上升高于Vref时断开由MMV 100所设定的预定时间间隔，藉此提供恒等关闭时间峰值电压控制。
在此具体实施例内，切换噪声滤波电路46包含在其输出上产生偏移电压Vos的电压源102，以及连接在电压源102的输出与Vfb间之偏移电压开关104。偏移电压开关104受到MMV 100的Q输出所控制，如此其在切换元件10断开时就会闭合。在此方式中，会在切换周期的“关闭”时间间隔期间从反馈电压Vfb中减去Vos，并且在切换周期的“开启”时间间隔期间从反馈节点42断离。
如此配置时，可获得像是图11内所示的时间图。偏移电压Vos会在Toff期间从Vfb中减去，将反馈节点42拉下至固定电压(在此范例中为Vref-Vos＝3 V-30 mV＝2.97V)；这会增加Vfb与Vref之间的电压差异，藉此增加噪声容限。增加噪声容限之后，就会降低反馈电压节点42上拾取噪声的影响。
同样地，偏移电压必须于立即调制时间间隔开始时从反馈节点42断离。在此案例中，Ton为调制间隔。Vos会施加于整个Toff期间，并且在后续间隔Ton开始时从反馈节点42断离，Vfb会因为滤波电容器Cf通过电阻分配器的自然放电现象，逐渐朝向V2衰减。
图12a与12b内显示使用恒等关闭时间峰值电压控制的直流至直流转换器以及运用本切换噪声滤波电路之另一具体实施例。图12a内所示的组态类似于图4内所示的组态：切换噪声滤波电路46包含一电流源110，其由MMV 100的Q输出所控制，如此在切换元件10断开时其就可启用并提供一放电电流Ic，并且在切换元件10闭合时停用。在“关闭”时间间隔期间启动时，电流源110用放电电流Ic让滤波电容器Cf放电。这会导致切换周期的“关闭”时间间隔期间之反馈电压Vfb降低，如此可获得改善的噪声容限。
在图12b内，在“开启”时间间隔开始时会从反馈电压减去固定偏移电压。此组态类似于图6所示的组态：切换噪声滤波电路46包含在其输出上产生偏移电压Vos的电压源120、连接在电压源120的输出与Vfb间之偏移电压开关122以及一第二MMV 124。偏移电压开关122受到MMV 124的Q输出所控制，其由MMV 100的
Figure GSB00000248699200101
输出所触发。如此配置时，MMV 124会在切换元件10闭合时触发，即是在Ton开始时，并闭合偏移开关122，用于由MMV 124控制的固定时间间隔内。在此方式中，开关122会闭合并且在Ton期间从固定时间间隔的反馈电压Vfb内减去Vos，并且在切换周期的整个“关闭”时间间隔内都断开。
在Ton开始时应该施加偏移电压Vos一小段间隔T，其中T<<Ton(较佳为Toff的10％或更少)，如此偏移电压会在Ton结束时衰减为零或接近零。这需要确定正常PWM处理上偏移电压的影响，以及对于标称转换器运作本身的影响是无关紧要的。
本发明也适用于使用恒等频率峰值电压或谷值电压控制的直流至直流转换器。图13内显示使用恒等频率谷值电压控制(运用本切换噪声滤波电路)的直流至直流转换器。在此，比较器A1的输出连接至S-R锁存器130的设定输入，而锁存器的重设输入连接至周期性时钟信号132。该锁存器的Q输出控制切换元件10。当Vfb下降低于Vref(＝V2)，A1的输出会触发并设定锁存器的Q输出，导致切换元件10闭合。切换元件10会闭合到周期性时钟信号132的下一刻，然后重设锁存器。
在此具体实施例内，切换噪声滤波电路46包含在其输出上产生偏移电压Vos的电压源134，以及连接在电压源134的输出与Vfb间之偏移电压开关136。偏移电压开关136受到S-R锁存器130的Q输出所控制，如此其在切换元件10闭合时就会闭合。在此方式中，Vos会在切换周期的“开启”时间间隔期间加入至反馈电压Vfb，并且在切换周期的“关闭”时间间隔期间变成零。
如此配置时，可获得像是图14内所示的时间图。偏移电压Vos会在Ton期间加入至Vfb，将反馈节点42拉高至固定电压(在此范例中为Vref+Vos＝3 V+30 mV＝3.03V)；这会增加Vfb与Vref之间的电压差异，藉此增加噪声容限。增加噪声容限之后，就会降低反馈电压节点42上拾取噪声的影响。在此情况下，Toff为立即调制间隔。Vos会施加于整个Ton期间，并且在后续间隔Toff开始时从反馈节点42断离，Vfb会因为滤波电容器Cf通过电阻分配器的自然放电现象，逐渐朝向V2衰减。
图15a与15b内显示使用恒等频率谷值电压控制的直流至直流转换器以及运用本切换噪声滤波电路之另一具体实施例。图15a内所示的组态类似于图4与12a内所示的组态：切换噪声滤波电路46包含一电流源140，其由锁存器130的Q输出所控制，如此在切换元件10闭合时其就可启用并提供一充电电流Ic，并且在切换元件10断开时停用。在“开启”时间间隔期间启动时，电流源110用充电电流Ic帮滤波电容器Cf充电。这会导致切换周期的“开启”时间间隔期间之反馈电压Vfb增加，如此可获得改善的噪声容限。
在图15b内，在“关闭”时间间隔开始时将固定偏移电压加入至反馈电压。图15b内所示的组态类似于图6与12b内所示的组态：切换噪声滤波电路46包含在其输出上产生偏移电压Vos的电压源150、连接在电压源150的输出与Vfb间之偏移电压开关152以及一MMV 154。偏移电压开关152受到MMV 154的Q输出所控制，其由锁存器130的
Figure GSB00000248699200111
输出所触发。如此配置时，MMV 154会在切换元件10断开时触发，即是在Toff开始时，并闭合偏移开关152，用于由MMV 154控制的固定时间间隔内。在此方式中，开关152会闭合并且Vos在Toff期间加入至固定时间间隔的反馈电压Vfb内，并且在切换周期的整个“开启”时间间隔内都断开。在Toff开始时应该施加偏移电压Vos一小段间隔T，其中T<<Toff(较佳为Toff的10％或更少)，如此偏移电压会在Toff结束时衰减为零或接近零。
虽然未显示，不过本切换噪声滤波电路也可运用于使用恒等频率峰值电压控制的直流至直流转换器。
本发明也适用于使用Vsquare控制的直流至直流转换器。图16内显示使用Vsquare控制(运用本切换噪声滤波电路)的直流至直流转换器。在此，反馈电压Vfb连接至A1的非反向输入，会随参考电压Vref改变的电压Verror(＝V2)连接至A1的反向输入，并且连接A1的输出，在Vfb上升高于Verror时触发MMV 160。MMV 160的
Figure GSB00000248699200112
输出连接至切换元件10，如此切换元件10会在Vfb上升高于Verror时断开由MMV 160所设定的预定时间间隔。
Verror由电压误差放大器A2产生，其通常以其非反向输入连接至Vref、以其反向输入连接至Vout的电压代表，并且具有一连接在其输出与反向输入之间的RC反馈网路，如此Verror会随Vref与Vout之间的差异而改变。如此配置时，直流至直流转换器就可提供Vsquare控制。
在此具体实施例内，切换噪声滤波电路46包含在其输出上产生偏移电压Vos的电压源162，以及连接在电压源162的输出与Vfb间之偏移电压开关164。偏移电压Vos较佳为误差电压Verror。偏移电压开关164受到MMV 160的Q输出所控制，如此其在切换元件10断开时就会闭合。在此方式中，会在切换周期的“关闭”时间间隔期间内从反馈电压Vfb减去Vos，并且在切换周期的“开启”时间间隔期间变成零。
如此配置时，可获得像是图17内所示的时间图。偏移电压Vos会在Toff期间从Vfb中减去，将反馈节点42拉下；这会增加Vfb与Vref(与Verror)之间的电压差异，藉此增加噪声容限。增加噪声容限之后，就会降低反馈电压节点42上拾取噪声的影响。
在此情况下，Ton为立即调制间隔。Vos会施加于整个Ton期间，并且在后续间隔Toff开始时从反馈节点42断离，Vfb会因为滤波电容器Cf通过电阻分配器的自然放电现象，逐渐朝向V2衰减。
图18a与18b内显示使用Vsquare控制的直流至直流转换器以及运用本切换噪声滤波电路之另一具体实施例。图18a内所示的组态类似于图4、12a与15a内所示的组态：切换噪声滤波电路46包含一电流源170，其由MMV 160的Q输出所控制，如此在切换元件10断开时其就可启用并产生一放电电流Ic，并且在切换元件10闭合时停用。在“关闭”时间间隔期间启动时，电流源170用放电电流Ic让滤波电容器Cf放电。这会导致切换周期的“关闭”时间间隔期间之反馈电压Vfb降低，如此可获得改善的噪声容限。
在图18b内，在“开启”时间间隔开始时会从反馈电压减去固定偏移电压。此组态类似于图6、12b与15b所示的组态：切换噪声滤波电路46包含在其输出上产生偏移电压Vos的电压源180、连接在电压源180的输出与Vfb间之偏移电压开关182以及一MMV 184。偏移电压开关182受到MMV 184的Q输出所控制，其由MMV 160的输出所触发。如此配置时，MMV 184会在切换元件10闭合时触发，即是在Ton开始时，并闭合偏移开关182，用于由MMV 184控制的固定时间间隔内。在此方式中，开关182会闭合并且在Ton期间从固定时间间隔的反馈电压Vfb内减去Vos，并且在切换周期的整个“关闭”时间间隔内都断开。
在Ton开始时应该施加偏移电压Vos一小段间隔T，其中T<<Ton(较佳为Ton的10％或更少)，如此偏移电压会在Ton结束时衰减为零或接近零，确定正常PWM处理上偏移电压的影响，以及标称转换器运作本身上的影响微不足道。
请注意，图2-18内所示的具体实施例只是范例。如先前所提，本切换噪声滤波电路可运用于任何直流至直流转换器(使用瞬间输出电压建立维持输出电压所需之占空比)，包含运用恒定开启时间谷值电压控制、恒定关闭时间峰值电压控制、恒定频率峰值电压或谷值电压控制、磁滞控制或Vsquare控制的转换器。
另请注意，虽然每一说明的具体实施例说明与整流器二极体D串联的单一切换元件，本发明也一并适用于用第二切换元件取代整流器二极体D的转换器，该第二切换元件会在切换元件10关闭时开启(反之亦然)，分别提供同步整流作用。
在此已经显示与说明过本发明特定具体实施例，精通此技术的人士可实施许多改变与其他具体实施例。因此，本发明仅受限于申请专利范围之规范。

Claims (14)

1.一种直流至直流转换器，其产生调节过的输出电压，并使用瞬间输出电压来建立维持所述输出电压所需的占空比，所述转换器包含：
至少一个切换元件(10)，其连接在输入电压与第一节点(12)之间；
输出电感器(L)，其连接在所述第一节点与输出端(14)之间；以及
切换控制电路(40)，其循环开启与关闭所述切换元件，在所述输出端上维持所要的输出电压，每一个切换周期包含“开启”时间间隔Ton，在此期间所述切换元件开启并且将该第一节点连接至所述输入电压，以及“关闭”时间间隔Toff，在此期间所述切换元件关闭并且中断所述第一节点与所述输入电压的连接，所述切换控制电路包含：
电阻网路(R1、R2)，其被连接成来在反馈节点上产生反馈电压Vfb，所述反馈电压Vfb包括代表所述输出端上的所述瞬间输出电压的电压；
电容元件(Cf)，其连接于所述反馈节点与所述转换器的局部接地之间；
比较器(A1)，其在第一输入端上接收Vfb并且在其第二输入端上接收包括固定参考电压Vref的电压V2，所述切换控制电路配置成每一个切换周期的“开启”与“关闭”时间间隔中的至少一个会因为所述电容元件通过所述电阻网路的自然放电现象，在Vfb越过V2时终止，以形成“已调制”间隔，所述已调制间隔具有第一持续时间；以及
切换噪声滤波电路(46)，其配置成当切换周期的“开启”与“关闭”时间间隔之一是已调制间隔时，在不是所述已调制间隔的周期部分或所述已调制间隔的第一部分期间将偏移电压施加至所述反馈电压，当切换周期的“开启”与“关闭”时间间隔都是已调制间隔时，在所述已调制间隔的第一部分期间将偏移电压施加至所述反馈电压，所述第一部分的持续时间起始于已调制间隔的开始并且是所述已调制间隔的所述第一持续时间的10％或更少，所述切换噪声滤波电路(46)进一步配置成当所述偏移电压是在不是所述已调制间隔的周期部分期间施加的时，在所述已调制间隔开始时从所述反馈电压断离所述偏移电压，当偏移电压是在所述已调制间隔的第一部分期间施加的时，在所述已调制间隔的所述第一部分结束时从所述反馈电压断离所述偏移电压，藉此在已调制间隔期间让Vfb朝向V2衰减，如此V2与Vfb之间的噪声容限就会增加，并且减少外来电磁噪声耦合到该反馈电压的影响。
2.如权利要求1所述的直流至直流转换器，其中所述切换控制电路进一步包含第一单稳态多谐振荡器(44)，当所述比较器的输出指出所述反馈电压已经下降低于V2，所述第一单稳态多谐振荡器会产生输出来开启所述切换元件预定时间间隔，所述预定时间间隔为切换周期的“开启”时间间隔Ton，并且所述预定时间间隔之结束与下一个预定时间间隔之开始之间的时期为所述切换周期的“关闭”时间间隔Toff并且也是所述已调制间隔，如此所述转换器提供恒等开启时间谷值电压控制。
3.如权利要求2所述的直流至直流转换器，其中所述切换噪声滤波电路包含：
电压源(48)，其在电压源的输出上产生所述偏移电压；以及
偏移电压开关(50)，其在闭合时，将所述偏移电压连接至所述反馈节点，如此所述偏移电压会加入至所述反馈电压，所述切换噪声滤波电路配置成操作所述偏移电压开关，如此其在所述切换周期的“开启”时间间隔的至少一部分期间会闭合，并且其在所述切换周期的“关闭”时间间隔期间会断开。
4.如权利要求2所述的直流至直流转换器，其中所述切换噪声滤波电路包含：
电流源(60)，其在启动时于电流源的输出上产生充电电流；
所述切换噪声滤波电路配置成启用所述电流源，如此所述充电电流会在所述切换周期的“开启”时间间隔的至少一部分期间对所述电容元件充电，并且在所述切换周期的“关闭”时间间隔期间停用所述电流源。
5.如权利要求2所述的直流至直流转换器，其中所述切换噪声滤波电路包含：
电压源(70)，其在电压源的输出上产生所述偏移电压；以及
偏移电压开关(72)，其在闭合时，将所述偏移电压连接至所述反馈节点，如此所述偏移电压会加入至所述反馈电压，所述切换噪声滤波电路配置成操作所述偏移电压开关，如此其在所述切换周期的“关闭”时间间隔的至少一部分期间会闭合，并且其在所述切换周期的“开启”时间间隔期间会断开。
6.如权利要求5所述的直流至直流转换器，其中所述切换噪声滤波电路进一步包含第二单稳态多谐振荡器(74)，其产生输出，该输出配置成在所述切换周期的“关闭”时间间隔Toff开始时闭合所述偏移电压开关固定时间间隔。
7.如权利要求1所述的直流至直流转换器，其中所述切换控制电路进一步包含第一单稳态多谐振荡器(100)，当所述比较器的输出指出所述反馈电压已经上升高于V2，所述第一单稳态多谐振荡器会产生输出来关闭所述切换元件预定时间间隔，所述预定时间间隔为切换周期的“关闭”时间间隔Toff，并且所述预定时间间隔之结束与下一个预定时间间隔之开始之间的时期为所述切换周期的“开启”时间间隔Ton并且也是所述已调制间隔，如此所述转换器提供恒等关闭时间峰值电压控制。
8.如权利要求7所述的直流至直流转换器，其中所述切换噪声滤波电路包含：
电流源(110)，其在启动时于电流源的输出上产生放电电流；
所述切换噪声滤波电路配置成启用所述电流源，如此所述放电电流会在所述切换周期的“关闭”时间间隔的至少一部分期间让所述电容元件放电，并且在所述切换周期的“开启”时间间隔期间停用所述电流源。
9.如权利要求7所述的直流至直流转换器，其中所述切换噪声滤波电路包含：
电压源(120)，其在电压源的输出上产生所述偏移电压；以及
偏移电压开关(122)，其在闭合时，将所述偏移电压连接至所述反馈节点，如此会从所述反馈电压内减去所述偏移电压，所述切换噪声滤波电路配置成操作所述偏移电压开关，如此其在所述切换周期的“开启”时间间隔的至少一部分期间会闭合，并且其所述该切换周期的“关闭”时间间隔期间会断开。
10.如权利要求9所述的直流至直流转换器，其中所述切换噪声滤波电路进一步包含第二单稳态多谐振荡器(124)，其产生输出，该输出配置成在所述切换周期的“开启”时间间隔Ton开始时闭合所述偏移电压开关固定时间间隔。
11.如权利要求1所述的直流至直流转换器，其中所述切换控制电路进一步包含设定-重设锁存器(130)，在其设定输入处连接至所述比较器的输出，并且在其重设输入处连接至周期性时钟信号(132)，所述锁存器配置成当所述比较器的输出指出所述反馈电压已经下降低于Vref时，其会设定并开启所述切换元件，并且响应于所述周期性时钟信号来重设并关闭所述切换元件，所述切换元件开启的时间为切换周期的“开启”时间间隔Ton，并且所述“开启”时间间隔之结束与下一个“开启”时间间隔之开始之间的时期为所述切换周期的“关闭”时间间隔Toff并且也是所述已调制间隔，如此所述转换器提供恒等频率谷值电压控制。
12.如权利要求1所述的直流至直流转换器，其中所述比较器具有随附的磁滞电压Vhyst，所述比较器的输出配置成，当所述比较器的输出指出该反馈电压已经下降低于Vref-(Vhyst/2)时，会开启所述切换元件，并且当所述比较器的输出指出所述反馈电压已经上升高于所述Vref+(Vhyst/2)时，会关闭所述切换元件，所述切换元件开启的时间为切换周期的“开启”时间间隔Ton也是其已调制间隔，并且所述切换元件的关闭时间为所述切换周期“关闭”时间间隔Toff并且也是所述已调制间隔，如此所述转换器提供磁滞控制。
13.如权利要求12所述的直流至直流转换器，其中所述切换噪声滤波电路包含：
第一电压源(80)，其在第一电压源的输出上产生第一偏移电压(Vos1)；
第一偏移电压开关(82)，其在闭合时，会将所述第一偏移电压连接至所述反馈节点，如此会从所述反馈电压内减去所述第一偏移电压；
第二电压源，其在第二电压源的输出上产生第二偏移电压(Vos2)；以及
第二偏移电压开关(86)，其在闭合时，会将所述第二偏移电压连接至所述反馈节点，如此会将所述第二偏移电压加入至所述反馈电压；
所述切换噪声滤波电路配置成操作所述第一偏移电压开关，如此其在所述切换周期的“开启”时间间隔的至少一部分期间会闭合，并且在所述切换周期的“关闭”时间间隔期间会断开，并且用于操作所述第二偏移电压开关，如此其在所述切换周期的“关闭”时间间隔的至少一部分期间会闭合，并且在所述切换周期的“开启”时间间隔期间会断开。
14.如权利要求1所述的直流至直流转换器，进一步包含电压误差放大器(A2)，其产生误差电压，其随着代表所述瞬间输出电压的电压与Vref间之差异来变化，所述误差电压为所述电压V2；
其中所述切换控制电路进一步包含第一单稳态多谐振荡器(160)，当所述比较器的输出指出所述反馈电压已经上升高于V2，所述第一单稳态多谐振荡器会产生输出来关闭所述切换元件预定时间间隔，所述预定时间间隔为切换周期的“关闭”时间间隔Toff，并且所述预定时间间隔之结束与下一个预定时间间隔之开始之间的时期为所述切换周期的“开启”时间间隔Ton并且也是所述已调制间隔，如此所述转换器提供恒等关闭时间Vsquare控制。
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