CN1467907A - 逆变器及转换器停滞时间适应性补偿的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明是提供一种逆变器或转换器停滞时间效应的补偿方法，其是应用在具有至少一上下二互补开关的逆变器或转换器中停滞时间效应的补偿。本发明方法主要包括以下步骤：提供一起始脉宽调制(PWM)参考讯号；提供一偏压电流讯号并检测该偏压电流交越点；根据该交越点而提供一停滞时间补偿讯号；以及将该停滞时间补偿讯号加至该脉宽调制参考讯号。因此，适应性补偿的实现与开关元件种类及负载无关。本发明中还包括一低成本、高可靠度的偏压电流交越点检测电路。

Description

逆变器及转换器停滞时间适应性补偿的方法及装置

(1)技术领域

本发明有关一种应用于补偿转换器(converter)、逆变器(inverter)或马达控制时，因开关元件的停滞时间(dead time)效应所产生电压误差的装置及方法，尤指一种应用于补偿PWM转换器或PWM逆变器中开关元件的停滞时间效应所产生的电压误差及输出电流失真的装置及方法。

(2)背景技术

请参阅图1，图1是为半导体开关元件所构成的逆变器电路示意图。其中，该逆变器是由一相位电桥所形成，而该相电桥是由一对具有反向恢复二极管(reverse recovery diode)并联的开关元件串联连接所构成。而一负载则连接于该等串联连接的开关元件的节点上，且该节点定义为该逆变器的一输出端。

众所周知，当典型的半导体开关元件接收到闸极驱动讯号的导通(on)或截止(off)讯号时，半导体开关元件都具有一″固有延迟时间″(intrinsic delay)才开始进行切换动作。一般而言，开关元件的导通(turn on)动作一般比截止(turnoff)动作快。且，闸极驱动电路的动作是依据其特性而定。因此，如果一相电桥之上臂或下臂的开关元件，其之一被给予截止(off)讯号而另一开关元件被给予导通(on)讯号，但截止(off)讯号与导通(on)讯号之间没有给予任何延迟，则可能发生相电桥之上臂或下臂的开关元件的短路现象。为了防止电源供应器中脉宽调制(pulse width modulated，PWM)逆变器或转换器的操作时电源短路，闸极驱动讯号必须包含一停滞时间(dead time)，其是根据元件与电路之间所具有的固有延迟时间来决定。因此，停滞时间控制对于电源供应器的脉宽调制(PWM)逆变器或转换器的控制是必要的，以防止电源供应器的短路，但会造成输出偏移。虽然在个别的情况下，其造成偏移量很小，当经过一段运作周期后，此输出电压偏移会造成PWM输入讯号的失真。

实际上，停滞时间会造成命令电压(command voltage)讯号与实际输出电压之间的电压误差，因此造成电流失真及力矩涟波(torque ripple)等缺失。为简化说明，停滞时间效应可以从三相逆变器的其中一相来说明，以U相为例。

请参照图1及图2，PWM_u为不具有停滞时间补偿的PWM命令讯号。PWM₁及PWM₄是分别加入停滞时间Td控制的开关元件T1与T4的实际闸极驱动讯号。其中，逆变器输出电压U_UO是相对于中性线″O″的U相输出电压，且中性地线″O″为直流(DC)总线电压的假设中性线。相电流的正方向是定义于图1及图2中。假设i_u＞0，于PWM₁重置之后，在停滞时间期间，开关元件T₁及T₄二者皆为不导通。然而，由于电感性负载使得输出电流必须是连续的。所以电流流经续流二极管(freewheeling diode)D₄以维持输出电流的连续性，此时，负直流电压被连接至输出端输出。同样地，当输出电流i_u流入逆变器时，亦即i_u＜0，于PWM₄重置时，在停滞时间期间，输出电流流经续流二极管D₁，而逆变器的输出端为正电压。因此可知，输出电压是由输出电流方向所决定，而非由开关元件在停滞时间期间的控制讯号所决定。

请参阅图2，如图2所示的U_error，其说明停滞时间所导致的脉波偏移电压。假设开关元件是理想的，也就是说，开关元件的电压降及切换时间皆可被忽略，则所有这些脉波偏移具有相同的电压高度U_d以及相同的脉波宽度。由停滞时间所产生的脉波偏移电压，无论电流方向为何，皆与电流方向相反。因此，不论输出电流极性为何，输出电流的大小均因此而减少。

在现今PWM工业技术中虽然已经提出了许多关于停滞时间控制的补偿方法。该等方法中大多采用平均值理论控制方法，该方法是将电压误差对整个运作周期取平均值，然后再将其加到一命令电压讯号。此外，以脉波为基础所考虑的停滞时间补偿方法中也可以适用于上述的方法。且以脉波为基础所考虑的停滞时间补偿方法可提供较精确的补偿，但也增加了微处理器运算处理上的负担。

请参照图3，是为一种习知的停滞时间控制补偿方法。如图3所示，是根据停滞时间的大小，计算补偿电压V_comp以便补偿电压失真的流程图。一电流检测器检测一输出电流i_u(步骤S1)，由一控制器判断输出电流i_u的极性(步骤S2)。如果该输出电流i_u为正值，将该补偿电压V_comp设定为一正值(步骤S3)。如果一输出电流i_u值维持在负，该补偿电压V_comp被设定为一负值(步骤S4)。然后，藉由将补偿电压V_comp加到一命令电压V_cmd而获得(步骤S5)一新的命令电压V’_cmd。

其中，当该输出电流i_u的极性若判断为负值时，藉由减去逆变器的停滞时间补偿电压V_comp而获得新的命令电压V’_cmd。当输出电流i_u的极性若判断为正时，藉由加上逆变器的停滞时间补偿电压V_comp而获得新的命令电压V’_cmd。

然而，当电流在电流零交越点(zero crossing point，ZCP)附近时，其值很小时，由PWM讯号所导致的杂讯及暂态电流被加在小电流讯号上。使得电流检测器难以精确地检测出电流方向，且停滞时间的补偿电压方向难与实际电流方向一致。因此，造成电流失真更为恶化。

如前所述，停滞时间效应是在开关元件的延迟时间被忽略的假设条件下所做的分析。此种假设仅在输出电流较大的情况下是合理的，但不适用于较小的输出电流，特别是在ZCP附近的情况。请参阅图4，图4说明在开关元件的截止时间，对于输出电压上的效应，其中，a)部份是不具停滞时间的理想PWM讯号，而b)部份及c)部份是分别对应上臂开关元件与下臂开关元件具有停滞时间的真实PWM讯号。Td表示被插入的停滞时间大小。b)部份的粗体的实线表示较大正电流输出的情况，而虚线则表示较小正电流输出的情况。对于较大的正电流输出，由于电感效应使得在停滞时间期间内快速地促使U_uo降至低电压。然而，对于较小正电流，在停滞时间期间，由于较大的截止时间T_off以及寄生电感及系统的电容而使得U_uo难以降低。因此高电压U_uo在停滞时间期间缓慢地衰减。因此，上述的脉波偏移电压可被缩短。降低停滞时间所造成的电压误差，换言之，停滞时间部份自动被补偿修正。当正电流够小时，U_uo可能达到其最大值，其表示为d)部份的最上面的虚线，而前述的脉波偏移电压将为0。所以输出电压U_uo的宽度等于理想的PWM命令讯号，其清楚地表示于a)及d)部份T_a＝T_b。这表示停滞时间完全被自动补偿。同样地对负电流而言，U_uo缓慢地增加，如e)部份所示，且由停滞时间所导致的电压偏移逐渐地随电流下降而降低。

上述的分析是基于在一个完整的PWM周期，输出电流的方向并未改变的假设条件下。实际上，在一或多个连续PWM周期，通常会存在着复数个电流零交越点(zero crossing point，ZCP)，一般我们称的为多重ZCP(multi-ZCP)。有各种不同多重ZCP的情况，为简化起见，以下针对其中一种典型情况进行描述。

如图5所示，当输出电流是足够小的，此时，截止时间T_off将会有显著影响而不能被忽略。类似上述的分析流程，在标示为T_x的期间，从PWM₁下降的暂态过程，输出电压U_uo缓慢地降低达到低准位，如虚线所示。藉由输出电流的下降，U_uo将延着图示中最上面那一条虚线，并可能达到与虚线准位最大值。下一个期间被标示为T_y的停滞时间以相同的运作被执行。其中，U_uo的平均宽度可被表示为T_b。因此，T_a＝T_b，换言之，输出电压U_uo的宽度等于理想命令PWM的宽度。因此，停滞时间可自动被补偿。

由此可见，在一输出电流周期中，电压偏移并不具有相同效应。当输出电流大时，由停滞时间所造成的电压偏移则相当大，而当输出电流小时，由停滞时间所造成的电压偏移则相当小。图6中所示为电流零交越点附近的电流平坦化正是由此偏移电压所造成。

鉴于习知技术的缺失，需要一种『逆变器及转换器停滞时间适应性补偿的方法及装置』，以提供一最佳化的低电压、高电流输出的直流-直流转换器。

(3)发明内容

本发明的主要目的在于提供一种停滞时间补偿方法，其中藉由施加一偏压电流而找出补偿电压与电流失真之间的关连性。然后藉由依据电流相位角(current phase angel)调整PWM空闲度(duty cycle)，将此适应性补偿电压加入命令电压上。因此，电流失真在回馈中被补偿而能获致良好的性能及高稳定性能。

本发明的另一目的在于提供一种方法及装置以补偿逆变器或转换器中的停滞时间效应。

根据本发明的构想，一种应用于电子装置中补偿停滞时间(dead time)效应的方法，包括下列步骤：提供一脉宽调制(pulse width modulation，PWM)参考讯号；基于该脉宽调制参考讯号提供一第一停滞时间补偿讯号；检测一偏压电流交越点，其为一输出电流与一预定偏压准位的交越；根据该被检测的偏压电流交越点，产生一第二停滞时间补偿讯号，即时取代该第一停滞时间补偿讯号；以及将该第二停滞时间补偿讯号加至该脉宽调制参考讯号。

根据上述的构想，其中该电子装置是为一逆变器或一转换器。

根据上述的构想，其中该停滞时间效应是为一输出电压误差或一输出电流失真。

根据上述的构想，其中该第二停滞时间补偿讯号中极性改变的一交越点是根据该偏压电流交越点而自动调整，并偏移该第二停滞时间补偿讯号的交越点使其与该输出电流的一零交越点接近一致。

根据上述的构想，其中该第二停滞时间补偿讯号的一波形是根据该偏压电流交越点，由该第一停滞时间补偿讯号偏移补偿自动调整而得。

根据上述的构想，其中该第一停滞时间补偿讯号及该第二停滞时间补偿讯号之一亦连续性由负值变化成正值，当补偿讯号的斜率比例值根据该偏压电流交越点做即时变化时。

根据上述的构想，其中该第一停滞时间补偿讯号及该第二停滞时间补偿讯号之一亦连续地极性改变，当补偿讯号的斜率比例值根据该偏压电流交越点做即时变化时。

根据上述的构想，其中该第一停滞时间补偿讯号与该第二停滞时间补偿讯号之一的极性改变交越点即时偏移，使其与该输出电流的零交越点接近一致。

根据上述的构想，其中该第一停滞时间补偿讯号的波形为接近该输出电流的零交越点的具间隙断线的近似周期性的波形。

根据上述的构想，其中检测该偏压电流交越点的步骤还包括以下步骤：于一期间，加入一偏压电流至该电子装置的一输出端；于该期间内，对一端点电压进行取样；以及比较该被取样电压与一预定值以获得一比较输出讯号，其中，该比较输出讯号的逻辑准位改变，指出该偏压电流交越点的时间点。

根据上述的构想，其中该偏压电流是位于正方向与负方向中之一。

根据上述的构想，其中用以检测该偏压电流交越点的一取样电路包括：一二极管，其阴极端连接至该逆变器及该转换器之一的一臂的输出端；一电阻，其一端连接至该二极管的一阳极端，而其另一端连接至一直流电源，其中，该电阻的值等于该预定偏压电流的值除该直流电源的振幅所得的结果；一比较器，其输入端之一连接至该二极管的该阳极端，而其另一输入端连接至一预定电准位；以及一取样器，其输入端连接至该比较器的一输出端，其中于该逆变器及该转换器之一的该输出端被连接至其内的一直流总线的一接地端的期间，致能一取样动作。

根据上述的构想，其中调整该第一停滞时间补偿讯号的步骤还包括以下步骤：检测一初始输出电流方向讯号；记录在一期间该输出电流的极性的及该电流周期；计算该输出电流平均值；以及延展一个周期中该输出电流较窄的期间，并压缩该输出电流较宽的期间，使原输出电流较窄的期间与原输出电流较宽的期间实质上相同。

根据上述的构想，其中计算该输出电流的周期的方法是以一相位角或时间的方式来实现。

本发明的方法主要包括以下步骤：提供一脉宽调制(pulse width modulation，PWM)参考讯号，经由一预定偏压值检测输出电流的交越点，提供一停滞时间补偿讯号，该停滞时间补偿讯号是根据该交越点而调整，并将该停滞时间补偿讯号加到该PWM参考讯号上。因此，适应性补偿的完成与开关元件型态及负载状况无关。一低成本的高可靠度电路可做为偏压电流交越点检测的较佳实施例。于本发明中，所述的补偿方法具有下述的特点。偏压电流交越点的检测取代了习知技术中输出电流的零交越点的检测。停滞时间补偿讯号中的极性切换的时间点是根据被检测的偏压电流交越点而进行自动自动调整，特别是当输出电流反馈的零交越点或输出电流参考讯号与该停滞时间补偿讯号中的极性切换的时间点实质上不同步时。此停滞时间补偿讯号是根据被检测的偏压电流交越点做即时调整，且其波形是由原始补偿讯号偏移而得。此原始补偿讯号的波形为在该输出电流的零交越点附近具有一间隙的近似周期性波形。停滞时间补偿讯号中的极性改变的时间点是领先输出电流中的时间点。此补偿讯号是连续地从负变成正，反之亦然，斜率比例可根据被检测的偏压电流交越点而即时改变。该偏压电流交越点的检测步骤如下：于输出端连接至直流总线的接地端期间，从一取样电路注入一偏压电流，于此期间取样该端点电压，并比较该被取样的电压与一预定值。最后，比较输出中的逻辑准位改变时间点以指出偏压电流交越点。

为更清楚理解本发明的目的、特点和优点，下面将结合附图对本发明的较佳实施例进行详细说明。

(4)附图说明

图1是习知技术的逆变器的的电路示意图；

图2是习知技术中未考虑开关元件的时间延迟情况下，停滞时间对输出电压的影响的波形示意图；

图3是习知技术中根据开关元件的停滞时间控制电压误差补偿的流程图；

图4是习知技术中因为停滞时间变动所导致的偏移电压的波形与电路示意图；

图5是在习知技术中，当一PWM周期中输出电流方向改变时，因停滞时间变化所导致偏移电压的波形示意图；

图6是习知技术中由停滞时间变化所造成的电流平坦波形示意图；

图7是由停滞时间变化所造成的偏移电压与补偿电压的波形示意图；

图8是当输出电流对称时，较佳实施例的输出电流方向补偿的波形示意图；

图9是当输出电流不对称且落后于补偿电压，较佳实施例的输出电流方向补偿的波形示意图；

图10是当输出电流不对称且超前于补偿电压，较佳实施例的输出电流方向补偿的波形示意图；

图11是本案较佳实施例的输出电流检测及偏压电流注入电路；以及

图12是另一较佳实施例当偏压电流处于负方向时的输出电流方向补偿的波形示意图。

(5)具体实施方式

虽然本发明可以有各种不同形式的实施例，为简化说明起见，在下文中将针对某些较佳实施例的细节做一步描述及说明。然而本处所揭示的内容是例示本发明的原理，但并不局限于下述实施例。

如上所述，由停滞时间所造成的电压偏移是位于与输出电流相反的方向，且其大小是依据输出电流方向而决定。为简化起见，电压偏移波形简化如图7所示的梯形。请参阅图7，在t₂与t₃期间，因为延迟时间大到足以自动补偿停滞时间，而在t₁与t₂期间及t₃与t₄期间，延迟时间的逐渐增加，停滞时间部份被自动补偿。为补偿此偏移电压，如图7的c)部份所示的反向电压需要被加到输出电压上。然而很不幸地，这样的方式太复杂而无法被直接使用。其理由在于，当驱动系统运作时，精确检测输出电流从何时开始进入延迟时间控制或离开延迟时间控制的时刻是极为困难的。故加入一领先的或在前的梯形补偿电压，以便克服此问题，如d)部份所示。在t₀时刻，其为补偿电压的转折点(弯曲点)，对于偏移电压的转折点的领先时间Δt是由停滞时间来决定。

请参阅图8，时刻t₁，t₂及t₃是实际的电流ZCPs。如上所述，准确地检测这些时间是困难的或需耗费高成本。除了ZCPs附近的电流平坦化的出现外，电流上的小误差对应相当大的相位角。因此，在电流上的小误差将导致相当多的误差补偿运作。于此发明中，一偏压电流被加到一电流检测电路上且对应的ZCPs发生在时刻t₄，t₅及t₆。明显地，所检测的电流方向讯号不是对称的。换句话说，其并非为50％的空闲度(duty)，即使输出电流为理想的正弦波。此情况被描述于b)部份，其中在时间T_p的周期中输出电流为正，而于时间T_n的周期中电流为负。参照c)部份，电流检测讯号藉由使时间T_p的期间延长T_a至输出电流的零交越点，以及延长T_b至输出电流的零交越点，其中T_a及T_b遵循以下的程式：

T_a＝T_b＝|T_n-T_p|/4                (1)

可以看见电流检测讯号是对称的，亦即，T_p’＝T_n’，且被修改的电流零交越点讯号正确地指示实际的ZCP。

以上的描述是在电流对称的假设下进行的，然而，当此假设不符时，偏压电流技术可调整此电流使其为对称。换句话说，此电流失真可被消除。图9表示输出电流的情况，其中失真是由过于落后的补偿电压所造成。当此偏压电流被使用时，对应的被检测的ZCP讯号在时刻t₄，t₅及t₆发生。此被检测的电流方向检测讯号是依据程式(1)而被补偿，而修改后的ZCP讯号则被表示于c)部份。此讯号并不与实际电流同步，且因此补偿电压的断点(break point)更早被提前导入失真电压。因此，输出电压倾向于对称且失真可以被大幅消除。

当输出电流是处于图10所示的波形时，并使用偏压电流且ZCP讯号如上所述那样补偿，被修改的ZCPs在时刻t₁，t₂及t₃发生。这表示补偿电压的领先被等量缩短。因此，输出电流倾向于对称且失真可以被大幅消除。

因此，偏压电流方法的使用，补偿电压的断点是依据电流波形而被调整以补偿失真。此外，不同型态的开关元件所造成的问题及电流方向讯号的不精确可以利用反馈方式加以克服。

本发明的另一较佳实施例如图11所示，为简化起见，仅表示逆变器或转换器的一相。于图中，电流方向是藉由电路检测，其包括一二极管1，一电阻2以及一比较器3。偏压电流方法可轻易地藉由设定电阻2至一适合的值来实施。例如，设定此电阻2为100Ω并假设电源V_cc为15V，偏压电流将大约是130mA。比较器8的输出藉由隔离器4隔离并传输至控制器5。此控制器5对电流方向讯号取样并立即依据程式(1)修改原始的电流方向讯号，以便产生指示导入补偿电压的断点的适合时刻。因此，控制器5依据修改的电流方向讯号，藉由扩张或窄化PWM命令讯号而将间隙(gappy)波形的补偿电压加到命令电压讯号，并输出一新的PWM命令讯号。

综合上述，本发明可提供一种逆变器及转换器停滞时间适应性补偿的方法及装置以减少该输出电压误差与该输出电流失真，因此得以解决习知技术的失，进而达成本发明的研发目的。

Claims (12)

1.一种应用于电子装置中补偿停滞时间效应的方法，其特征在于，包括下列步骤：

提供一脉宽调制参考讯号；

基于该脉宽调制参考讯号提供一第一停滞时间补偿讯号；

检测一偏压电流交越点，其为一输出电流与一预定偏压准位的交越；

根据该被检测的偏压电流交越点，产生一第二停滞时间补偿讯号，即时取代该第一停滞时间补偿讯号；以及

将该第二停滞时间补偿讯号加至该脉宽调制参考讯号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该电子装置是为一逆变器或一转换器。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，用以检测该偏压电流交越点的一取样电路包括：

一二极管，其阴极端连接至该逆变器及该转换器之一的一臂的输出端；

一电阻，其一端连接至该二极管的一阳极端，而其另一端连接至一直流电源，其中该电阻的值等于该预定偏压电流的值除该直流电源的振幅所得的结果；

一比较器，其输入端之一连接至该二极管的该阳极端，而其另一输入端连接至一预定电准位；以及

一取样器，其输入端连接至该比较器的一输出端，其中，于该逆变器及该转换器之一的该输出端被连接至其内的一直流总线的一接地端的期间，致能一取样动作。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该停滞时间效应是为一输出电压误差或一输出电流失真。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第二停滞时间补偿讯号中极性改变的一交越点是根据该偏压电流交越点而自动调整，并偏移该第二停滞时间补偿讯号的交越点使其与该输出电流的一零交越点接近一致。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第二停滞时间补偿讯号的一波形是根据该偏压电流交越点，由该第一停滞时间补偿讯号偏移补偿自动调整而得。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第一停滞时间补偿讯号及该第二停滞时间补偿讯号之一亦连续性由负值变化成正值，当补偿讯号的斜率比例值根据该偏压电流交越点进行即时变化时。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第一停滞时间补偿讯号及该第二停滞时间补偿讯号之一亦连续地极性改变，当补偿讯号的斜率比例值根据该偏压电流交越点进行即时变化时。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第一停滞时间补偿讯号与该第二停滞时间补偿讯号之一的极性改变交越点即时偏移，使其与该输出电流的零交越点接近一致。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第一停滞时间补偿讯号的波形为接近该输出电流的零交越点的具有间隙断线的近似周期性的波形。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，检测该偏压电流交越点的步骤还包括以下步骤：

于一期间，加入一偏压电流至该电子装置的一输出端，其中，该偏压电流是位于正方向与负方向中之一；

于该期间内，对一端点电压进行取样；以及

比较该被取样电压与一预定值以获得一比较输出讯号，其中该比较输出讯号的逻辑准位改变，指出该偏压电流交越点的时间点。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，调整该第一停滞时间补偿讯号的步骤还包括以下步骤：

检测一初始输出电流方向讯号；

记录在一期间该输出电流的极性的及该电流周期，其中计算该输出电流的周期的方法是以一相位角或时间的方式来实现；

计算该输出电流平均值；以及

延展一个周期中该输出电流较窄的期间，并压缩该输出电流较宽的期间，使原输出电流较窄的期间与原输出电流较宽的期间实质上相同。

Images