CN1445928A - 功率半导体元件的驱动电路 - Google Patents

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CN1445928A CN03101711.8A CN03101711A CN1445928A CN 1445928 A CN1445928 A CN 1445928A CN 03101711 A CN03101711 A CN 03101711A CN 1445928 A CN1445928 A CN 1445928A
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Abstract

提供一种能抑制过电流状态下、在关断时发生的浪涌电压的功率半导体元件的驱动电路。该电路包括：检测输入控制信号指示了断开，在IGBT10的密勒期间的开始时刻输出取样信号的取样信号发生电路7；按输入取样信号的定时分配检测IGBT10的密勒电压、在其为阈值以上时输出过电流检测信号的栅极电压检测电路9；接收该过电流检测信号、控制IGBT10的栅极电压使IGBT10以比平常慢的速度断开的栅极电压控制电路8。

Description

功率半导体元件的驱动电路
技术领域
本发明涉及功率半导体元件的驱动电路，特别是涉及驱动IGBT等功率半导体元件的驱动电路，即用于抑制开关时产生的浪涌电压的功率半导体元件的驱动电路。
背景技术
下面，说明以往的功率半导体元件的IGBT的过电流保护的方法。当过电流流过IGBT时，用比较器比较IGBT的栅电位和基准电压，只当IGBT的栅极-发射极间电压比基准电压上升时，比较器工作，使开关导通。据此，通过把栅电位箝位在齐纳二极管的击穿电压和二极管的击穿电压，在过电流时，直到IGBT破坏之前的时间变长。此外，通过单稳态多谐振荡器的工作，被断开的开关即使当IGBT的栅极-发射极间电压下降，也不会再次导通(例如，参照专利文献1，特开平4-165916号公报，第二页)。
另外，说明在其他以往的装置中的驱动电路的一个例子，该驱动电路具有利用过电流时的栅极-发射极间的电压上升的保护装置的功率半导体元件。以往的装置具有光电耦合器，是把光电耦合器的输出作为过电流检测信号、断开或限制功率元件的过电流的功率元件的过电流保护装置。其中的光电耦合器把输入一侧插入到被插入负载电路中的功率元件的栅极和栅极驱动直流电源的正极之间，不但限制过电流导致的功率元件的栅极电压上升，而且能绝缘输出由过电流引起的输入一侧的电流。另外，该光电耦合器由作为输入一侧的LED和作为输出一侧的光电晶体管构成(例如，参照专利文献2，第2674355号专利公报，P3，图1)。
在这种的结构的以往的装置中，如果过电流时栅极电压上升，LED就导通，光电晶体管把与LED的通电电流相应的电流作为过电流的检测信号，将其输出到控制电路。控制电路根据该检测信号的输入，输出控制信号，以便断开或限制功率半导体元件的通电。另外，LED钳制栅极电压Vge的上升，也实现了抑制过电流的峰值电流的效果(例如，参照专利文献2，第三页，图1)。
发明内容
在由所述专利文献1和专利文献2代表的利用栅极-发射极间电压的上升进行过电流检测的方式中，栅极-发射极间电压需要有某种程度的上升，根据场合，能检测到过电流的电流值要达到额定电流的数倍。因此，即使是功率半导体元件的额定电流以上，只要在能检测为过电流的电流以下的电流流动的状态下，当从外部输入了断开指令时，通常进行断开。因此，在电流断开时产生的浪涌电压有可能升高，可能会破坏装置。特别是在离开功率半导体元件的地方发生短路的情况下，当电流上升率di/dt低时，栅极-发射极间电压到达检测电平需要一定的时间，所以其间从外部输入断开指令的概率就变高，破坏装置的可能性也就升高了。
本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于：获得能用比所述以往例那样的栅极-发射极间电压上升程度的大电流低的电流电平进行过电流检测和保护断开的功率半导体元件的驱动电路。
本发明是用于驱动功率半导体元件的驱动电路，具有：从外部输入了输入控制信号、并且进行所述功率半导体元件导通/断开的开关动作的开关电路；检测所述输入控制信号、当所述输入控制信号指示断开时，在所述功率半导体元件的密勒期间的几乎开始时刻输出取样信号的取样信号发生电路；与所述功率半导体元件的栅极线相连接、按输入所述取样信号的定时(时间分配)，检测所述功率半导体元件的密勒电压，当所述密勒电压为给定阈值以上时输出过电流检测信号的栅极电压检测电路；与功率半导体元件的栅极线相连接、接收来自所述栅极电压检测电路的所述过电流检测信号，控制所述功率半导体元件的栅极电压，使所述功率半导体元件以比通常更慢的速度断开的栅极电压控制电路。因此，根据取样信号发生电路的动作，只在关断时，才使栅极电压检测电路工作和栅极电压控制电路工作。另外，在平常高速地关断，所以关断损失小。另外，因为通过调节密勒电压检测电平，能改变过电流检测电平，所以不用以往的大电流，即使是低电流，也能检测过电流，能进行抑制浪涌电压的发生的过电流保护。
附图说明
下面简要说明附图。
图1是表示本发明实施例1的功率半导体元件的驱动电路的结构的结构图。
图2是表示IGBT关断时的栅极电压的波形的说明图。
图3是表示IGBT关断时的集电极电压的波形的说明图。
图4是表示IGBT关断时的集电极电流的波形的说明图。
图5是表示本发明的实施例2中的输入控制信号和栅极电压波形的说明图。
图6是表示本发明的实施例2的取样波形的说明图。
图7是表示本发明的实施例3取样信号发生电路的结构的结构图。
图8是表示本发明的实施例3的取样波形的说明图。
图9是表示本发明实施例4的取样信号发生电路的结构的结构图。
图10是表示本发明的实施例4的取样波形的说明图。
图11是表示本发明实施例5的取样信号发生电路的结构的结构图。
图12是表示本发明实施例6的取样信号发生电路的结构的结构图。
图13是表示本发明的实施例6的取样波形的说明图。
图14是表示本发明的实施例7的取样信号发生电路的结构的结构图。
图15是表示本发明的实施例8的取样信号发生电路的结构的结构图。
图16是表示本发明实施例9的取样信号发生电路的结构的结构图。
图17是表示本发明实施例10的取样信号发生电路的结构的结构图。
图18是表示本发明的实施例11的功率半导体元件的驱动电路结构的结构图。
图19是表示本发明的实施例11的定时检测电路的结构的结构图。
图20是表示本发明的实施例12的栅极电压检测电路的结构的结构图。
图21是表示本发明的实施例13的栅极电压检测电路的结构的结构图。
图22是表示本发明的实施例14的栅极电压检测电路的结构的结构图。
图23是表示本发明的实施例15的栅极电压检测电路的结构的结构图。
图24是表示本发明的实施例16的栅极电压检测电路的结构的结构图。
图25是表示关断IGBT时的简化的电路结构的结构图。
图26是表示本发明的实施例17的栅极电压检测电路的结构的结构图。
图27是表示本发明的实施例18的栅极电压检测电路的结构的结构图。
图28是表示本发明的实施例19的栅极电压检测电路的结构的结构图。
图29是表示本发明的实施例20的栅极电压检测电路的结构的结构图。
图30是分别表示不进行控制时的IGBT关断时的输入控制信号的波形、集电极一发射极间电压的波形、集电极电流的波形以及栅极电压的波形的说明图。
图31是分别表示进行控制时的IGBT关断时的输入控制信号的波形、取样信号的波形、集电极一发射极间电压的波形、集电极电流的波形、栅极电压的波形的说明图。
图32是表示本发明实施例21的功率半导体元件的驱动电路的结构的结构图。
具体实施方式
实施例1
本发明为了抑制浪涌电压的发生，能根据功率半导体元件上流动的电流值调整电流断开时的栅极电压波形。因此，为了推测功率半导体元件的电流值，使得能检测关断时的半导体电力元件的栅极电压(密勒电压)。还能通过取样信号发生电路、用输入控制信号调整该检测定时。
图1是表示了本发明实施例1的功率半导体元件的驱动电路的结构的电路图。在图1中，100是进行功率半导体元件的通/断开关的主反相电路；7是参照来自输入控制信号的信号，仅在关断时产生取样信号的取样信号发生电路；8是被连接到功率半导体元件的栅极线、根据后面描述的栅极电压检测电路的检测结果、进行栅极电压控制的栅极电压控制电路；9是被连接到功率半导体元件的栅极线、在输入了所述取样信号时检测该时刻的栅极电压的栅极电压检测电路；10是本发明的驱动电路的驱动对象的功率半导体元件。在本实施例中，以IGBT为例进行说明(下面，称为IGBT10)。另外，1是电源，2是接地点，3是P沟道的沟道MOSFET，4、5是电阻，6是N沟道MOSFET，它们都设置在主反相器100内。须指出的是，在图1中，表示了主反相器100由电源1、接地点2、MOSFET3、电阻4和5、MOSFET6构成的例子，但是并不局限于此，只要主反相器100具有反相器的功能，就可以是任意的结构。在本发明中，并不局限于所述结构。当然，如果改变逻辑，也可以是缓冲器的结构。
下面，就动作加以说明。首先，一向主反相器100输入了输入控制信号，取样信号发生电路7就参照来自该取样信号发生电路的信号，如果为关断，就在(成为密勒期间的开始附近的)给定时间后产生取样信号。而当为导通时，不产生信号。据此，能只在关断时工作。如果向栅极电压检测电路9输入了该取样信号，栅极电压检测电路9就检测这时的栅极电压(即密勒电压)。当由栅极电压检测电路9检测到过电流流过IGBT10时，向栅极电压控制电路8输入给定的过电流检测信号，进行反馈。据此，只当过电流时，栅极电压被反馈控制，IGBT10被慢慢断开。另外，因为取样信号发生电路7在密勒期间的开始附近的时刻产生取样信号，所以根据栅极电压检测电路9和栅极电压控制电路8的工作，在通常时候，高速关断，关断损失小，当过电流时，控制栅极电压，慢慢关断IGBT10，能减小关断时产生的浪涌电压。
这里，图2表示关断时的栅极波形，图表示集电极电压波形，图4表示集电极电流波形。
下面，使用图2～图4更详细地说明关断时的动作。首先，为了关断，在时刻T1向主反相器100的输入端输入了HIGH。因此，开关3断开，开关6导通，IGBT10的栅极-发射极间电容中储存的电荷通过电阻5和开关6向接地点2放电。因为开关6的导通电阻低而能忽略，这时的放电电流根据电阻5的大小决定，如图2所示，栅极电压开始减少。
一到时刻T2，通过IGBT的栅极-集电极间存在的反馈电容的位移电流开始从IGBT10的栅极流入。如图2所示，栅极-发射极间电容的放电因此明显停止，栅极电压以几乎一定的电压VM变为固定。
一靠近时刻T3，就如图3所示，IGBT10的集电极电压开始增加。
过了时刻T3，由于IGBT的栅极-发射极间电容再次以由电阻5决定的电流放电，如图2所示，栅极电压开始下降。这时，如图4所示，集电极电流被急剧地断开。
可是，在包含IGBT10的反相器等的主电路的布线中一定存在寄生电容LS。据此，在IGBT10的集电极端产生了由于急剧地断开了电流而导致的浪涌电压(VCP-VC＝LS×dIC/dt)。因此，如图3所示，集电极电压波形一度变为峰值电压VCP后，变为固定不变的值。
然后，因为在时刻T4，IGBT10的栅极-发射极间电容的放电结束，所以栅极电压变为0V。
因此，当过电流流过IGBT10时进行断开的情况下，产生了比通常时候大的浪涌电压，所以超过了IGBT10的耐压，破坏了IGBT10。
在本发明中，着眼于从时刻T2到时刻T3的时间(为了方便，称作“密勒期间”)和这时的栅极电压(为了方便，称作“密勒电压VM”)。当IGBT关断时，肯定存在以下事实：存在密勒期间(栅极电压在电压VM时变为一定)，在该期间的结束，集电极电流开始下降；密勒电压的大小依赖于IGBT的集电极电流的大小。
因此，检测密勒电压，当其比给定值大时，判断为过电流，如果控制栅极电压使之能缓慢地断开，就能减小关断时产生的浪涌电压。在该方式中，在通常的情况下关断快，因此能减小损失。另外，当过电流时，在密勒期间之前的时间与通常时候同样快地关断，所以控制中很难发生延迟，而在密勒期间以后慢慢断开，就抑制了浪涌电压的发生，所以能保护IGBT。另外，根据本发明，检测依赖于集电极电流的关断时的密勒电压，根据该值判断是否为过电流。即，因为能根据密勒电压值调节过电流检测电平，所以能检测出比以往的检测栅极电压的上升的方式低的过电流。
如图1所示，本发明通过设置取样信号发生电路7，能通过参照来自输入控制信号的信号使其只在关断时工作。
另外，取样信号发生电路7具有使取样时刻与密勒期间的开始时刻一致的功能。接收这个产生的取样信号，栅极电压检测电路9能检测这时的密勒电压。
只当栅极电压检测电路9检测到过电流流过IGBT10时，对栅极电压控制电路8进行反馈。据此，只当过电流时控制栅极电压，慢慢断开IGBT10。据此，能抑制关断时产生的浪涌电压，能防止浪涌电压导致的IGBT10的破坏。
如上所述，根据本实施例，因为设置了取样信号发生电路7、栅极电压检测电路9、栅极电压控制电路8，所以栅极电压检测电路9只在关断时工作。另外，因为通常时候高速关断，所以导通损失小。另外，通过调节密勒电压检测电平，能改变过电流检测电平所以不用以往的大电流，在低的电流下也能检测过电流，能进行抑制浪涌电压的发生的过电流保护。
实施例2
作为所述实施例1的取样信号发生电路7结构例，有使用ASIC的方法。这时，能产生任意的波形。例如当向驱动器输入了图5的实线所示的输入控制信号90(实线)时，栅极电压91变为图5的虚线那样。本发明的所述电路可以只在关断时工作，所以ASIC输出图6所示的波形就可以了。
在本实施例中，也能取得与上述的实施例1同样的效果。
实施例3
图7表示了与上述实施例2不同的取样信号发生电路7的例子。在图7中，11是电阻，12是电容，13是缓冲器，14是节点。如图7所示，电阻11设置在输入控制信号的输入一侧，缓冲器13设置在栅极电压检测电路9一侧。电阻11和缓冲器13相连，在设置在其间的节点14和接地点之间连接到电容12。因为电阻11和电容12构成低通滤波器，所以，一输入图5所示的输入控制信号，节点14的电压93(虚线)产生了图8所示的钝化波形(即变化点的变化缓慢的波形)。这里，缓冲器13的阈值电压为输入的一半：VDD/2，通过把节点14产生的电压输入缓冲器，就得到了图8所示的矩形波92。该矩形波92成为比图5所示的输入控制信号90延迟了一定时间的信号，能通过改变电阻11或电容12的值而调整该延迟时间。另外，该方法比使用ASIC时成本低。须指出的是，因为能任意调整延迟时间，所以缓冲器13的阈值电压没必要严格地为VDD/2。
如上所述，根据本实施例，图1的取样信号发生电路7由使用了电阻11、电容12的延迟电路和缓冲器13构成，所以能降低成本。另外，通过使电阻11或电容12的值变化，能任意调整延迟时间。
实施例4
在上述的实施例3的情况下，从HIGH(高)变为LOW(低)时的延迟时间与从LOW变为HIGH时的延迟时间相同。因此，当导通时的密勒期间的开始时刻比关断时的密勒期间的开始时刻早很多时，如果使用所述实施例3的电路，就会发生在导通时也进行取样的问题。
在此，显示了图9所示的实施例4的取样信号发生电路7的例子。在图9中，对于图7所示的实施例3的电路，又按图9那样追加连接了二极管15。二极管15与电阻11并联，并且按输入控制信号方向成为正向地连接。因为，二极管15在正方向流过电流，所以仅在从电容12放电时，即输入控制信号从HIGH变为LOW时，放电电流才通过二极管15流动。因此，与实施例3的通过电阻11放电相比，本实施例能非常快地放电，所以，放电时的延迟时间几乎变得不存在。据此，如图10所示，只在从LOW变为HIGH时延迟，当从HIGH变为LOW时，就得到了与输入控制信号同步的取样信号。
如果使用该电路，当关断时，延迟一定时间产生取样信号，相反当导通时，与输入控制信号同步变为断开，所以不取样。据此，与实施例1相比，可以取得更精确的取样信号。
如上所述，根据本实施例，因为所述取样信号发生电路7与实施例3同样由使用了电阻11、电容12的延迟电路和缓冲器13构成，所以能降低成本。另外，通过使电阻11或电容12的值变化，能任意调整延迟时间。
另外，在本实施例中，取样信号发生电路7还具有与所述电阻11并联、并且输入控制信号成为正向的二极管15，所以当从HIGH变为LOW时，能与输入控制信号同步。因此，当功率半导体元件导通时，取样信号发生电路不会工作。
实施例5
图11表示了实施例5的取样信号发生电路7的例子。代替所述实施例3和4的缓冲器13，由比较器16和由电阻17、18组成的参考电路构成。在图11中，16是比较器；17、18是设置在比较器16的前级，用于对电源1的电压分压的电阻；20是在比较器16的后级，设置在比较器16和电源16之间的电阻。因为其他结构与上面所述实施例相同，所以这里省略了说明。在关断时，输入控制信号一从LOW转换为HIGH，电容器12就被充电。向比较器16输入的节点14的电压如果比用电阻17、18对参考电路的电源1分压的节点19的电压高，比较器16就输出取样信号。进行输出的延迟时间的调整时，可以改变电阻11或电容12的值，也可以调节参考电路的电阻17、18而调整参考电路的电压。
象实施例3那样使用缓冲器时，由于缓冲器的阈值的偏移，取样信号的输出的延迟时间有可能偏移。但是当象本实施例那样，采用了使用比较器的结构时，能减少输出的偏移，能进一步防止错误动作。
如上所述，根据本实施例，因为取样信号发生电路7包括输出预先设定的给定的参考电压的参考电路17、18、由电阻11以及电容12组成的延迟电路、检测延迟电路的输出电压是比参考电压大还是小的比较器16(电压比较器)，所以能减小输出取样信号的延迟时间的偏移，能进一步防止错误动作。
实施例6
图12表示了实施例6的取样信号发生电路7的例子。它由以下部分构成：由电阻11、电容12、二极管15组成的第一电路；由使输入控制信号翻转的反相器21、电阻22、电容23组成的第二电路；以及AND元件24。第一电路和第二电路并联，它们的输出输入到AND元件24。另外，第一电路的结构与所述实施例4去掉了缓冲器13后相同。第二电路的结构中电阻22与反相器21串联，在设置在电阻22和AND元件24的一侧输入之间的节点25和接地点之间设置了电容23。
图13表示了关断时的动作。在关断时，当输入控制信号从LOW切换为HIGH时，节点14的电压渐渐上升，达到AND元件24的阈值。因为插入了反相器21，所以节点25的电压渐渐下降，成为比AND元件24的阈值小的值。如果节点25的电压下降到AND元件24的阈值电压小的值的时间比节点14的电压达到AND元件24的阈值电压的时间长，只在其间从AND元件24输出取样信号。
如上所述，在本实施例中，通过这样的电路结构能决定取样信号的输出期间。如果把取样信号的输出期间设定为比密勒期间短，就能防止密勒期间后的电流减少时的噪声而导致错误动作。另外，图1中虽然未显示，但是，如果向外部电路输出检测到过电流时的检测信号，在密勒期间结束的附近工作，栅极电压控制电路8的动作延迟，实际与通常断开无关，能防止输出检测信号。
另外，根据本实施例，所述取样信号发生电路7由使用了电阻11和电容12的延迟电路、以及由反相器21和电阻22组成的电路构成，所以能降低成本。另外，通过使电阻11或电容12的值变化，能任意调整延迟时间。
实施例7
在上述的实施例6中，从节点14、25直接向AND元件24输入，但是也可以象实施例5那样，使用比较器(图11)，把它的输出向AND元件24输入。图14表示了在向AND元件24的输入中使用了比较器的结构。图14的结构为：并联两个从图11所示的电路删除了二极管的电路，把这两个电路各自的输出输入到AND元件24。须指出的是，在向AND元件24的一侧输入，可以如图12所示那样使用反相器21使输入信号翻转，也可以把向比较器输入的端子更换为参照一侧。
这样，当使用了比较器16时，能减少AND元件24的阈值的偏移导致的取样输出的偏移。
如上所述，根据本实施例，所述取样信号发生电路7由以下部分构成：由输出预先设定的给定参考电压的参考电路17、18；用电阻11以及电容12组成的延迟电路；以及检测所述延迟电路的输出电压比所述参考电压大还是小的比较器26构成的第一电路和第二电路；输入了这些电路的输出的AND元件24。因此，能减小取样信号的输出的延迟时间的偏移，能防止错误动作。
实施例8
在实施例7中，在AND元件的两侧输入都使用了比较器，但是如图15所示，只在监视期间的开始点使用比较器16进行设定，关于结束点，可以用由电阻32和电容33构成的延迟电路设定比较器16的输出。在图15中，31是反相器，32是电阻，33是电容器。关于其他的结构，因为与上面所述的图11的结构相同，所以这里省略了说明。如图15所示，前级部分与从图11的电路消除了二极管后相同，它的输出由反相器31翻转后，输入到AND元件24的一侧。在AND元件24的另一侧的输入端输入了把比较器16的输出用由电阻32和电容33构成的延迟电路延迟后的信号。
当为图15的电路时，结束点由于AND元件24的偏移而变动，但是与不使用比较器16时相比偏移变小了。另外，当监视期间的开始点变动时，监视栅极电压高的期间有可能产生错误动作；但是关于结束点，即使有些变动时，产生错误动作的可能性也很小。
实施例9
图16表示了实施例9的取样信号发生电路7的其他例子。图15所示的延迟电路中使用的电容器12和参考电路的电阻18的一端分别连接到发射极电源34，而不是接地点。一般，即使电源电压变动时，与电源1的电压的变动相比，电源1和发射极电源34之间的电压变动少，保持不变的时候多。因此，如果电容器12和参考电路的电阻18的一端连接发射极电源，则即使电源电压变动时，电源1和发射极电源34之间的电压变动小，能用一定的时间输出监视期间。因此，即使电源电压变动时，也能防止监视期间的偏移而引起的错误动作。须指出的是，这里，使用发射极电源构成了电路，但是也可以使用稳压器等电压变动少的电源。
实施例10
图17表示了实施例10的取样信号发生电路7的另一个例子。当驱动电路的电源电压变动时，在图1所示的主反相器中，MOSFET3、6的工作时间变动，有从输入控制信号的断开指令到栅极电压下降之前的时间发生变动的情况。本发明就是针对这种情形提出的。如图17所示，电容器12的一端与图16同样连接到发射极电源34，但是比较器16的参考电路的电阻18的一端与图15同样连接到接地点2。另外，在比较器的参考电路的电阻17和电源1之间设置了齐纳二极管35。当电源电压变动时，输入控制信号、发射极电源34变动，向比较器16的输入端，即节点14的电压与电源电压同样地变动。而向比较器16的参考电路一侧的输入端，即节点19的电压因为电阻18的一端连接到接地点2，所以与电源电压的变动量不同。因此，当电源电压变动时，输出取样信号的时间分配发生变化。能通过改变参考电路的电阻17、18的分压比、齐纳二极管35的值，调整定时的变化量。因此，在电源电压变动时，如果把取样信号的输出定时调整为与从输入控制信号的断开时间到栅极电压下降的时间的变动同程度地变化，则即使当电源电压变动时，也能使从栅极电压下降到取样信号的输出的时间一定。
在图17中，如果调整齐纳二极管35、电阻17、18的值(根据情形，变更齐纳二极管35在电阻18和接地点2之间的位置)，能设定电源电压的变动，以便变动从栅极电压开始下降到检测出来为止的期间。当电源电压下降时，即使电流值相同，密勒期间的栅极电压也下降。因此，由于栅极线的阻抗的影响等，到达栅极电压一定的密勒期间之前的期间变长。因此，当电源电压下降时，如果设定为检测期间变迟，就能防止这些影响导致的错误动作。另外，电源电压下降时，因为接地点电位相对于发射极的差下降，所以密勒期间变长。因此，即使把检测期间推迟到纳入电源电压下降时的密勒期间的范围，也不会发生检测延迟。
如上所述，根据本实施例，取样信号发生电路7的输出期间不根据驱动电路的电源电压，而根据所述输入控制信号的断开指令，在栅极电压开始下降后用一定期间输出，所以能防止监视期间的偏移引起的错误动作。
另外，取样信号发生电路7的输出期间依赖于电源电压，电源电压越下降，就越推迟输出期间，所以即使当电源电压下降时栅极电压到达密勒期间的时间变长，也能防止错误动作。
实施例11
在上述的实施例1～10中，使用输入控制信号来设定检测栅极电压的期间，但是也能直接从栅极电压设定。
图18是表示本发明的实施例11的功率半导体元件的驱动电路结构的电路图。在本实施例11中，没有所述实施例1～10中所示的取样信号发生电路7，而是代替它新设置了定时检测电路200。因为其他的结构与图1相同，所以这里省略了说明。
定时检测电路200是一进入密勒期间就输出信号的电路。据此，进入密勒期间后，就能立刻使栅极电压检测电路工作，能进一步缩短从输入控制信号到关断为止的延迟时间。另外，因为实施例11能直接从栅极电压作出定时，所以不会对输入控制信号的发生电路带来多余的负载。
图19表示了本发明的实施例11的定时检测电路200的具体的电路例。在图19中，1是电源，36是电容，37是节点，38是电阻，39是缓冲器。如图19所示，电容36连接到栅极线，在电容36和电源1之间连接到电阻38。如图所示，在设置在电阻38和电容36之间的节点37上连接到缓冲器39，从缓冲器39输出的输出信号输入到栅极电压检测电路9中。
电容36和电阻38构成高通滤波器。据此，只在栅电位急剧变化时，才在节点37产生脉冲。因此，通过调整电容36和电阻38的值，该电路能精确地检测密勒期间。
本实施例的定时检测电路200在进入了密勒期间时能输出信号。
如上所述，在本实施例中，因为设置定时检测电路200，从栅极电压直接检测进入密勒期间的时刻，所以一进入密勒期间就能立刻使栅极电压检测电路9工作，能进一步缩短从输入控制信号到关断为止的延迟时间，并且能防止给输入控制信号的发生电路带来多余的负载。
这样，根据本实施例，设置了定时检测电路200、栅极电压检测电路9、栅极电压控制电路8。由于通过调节密勒电压检测电平，能改变过电流检测电平所以不用以往那样的大电流，即使是低的电流也能检测过电流，能进行抑制浪涌电压的发生的过电流保护。另外，一进入密勒期间就能立刻使栅极电压检测电路工作，能进一步缩短从输入控制信号到关断的延迟时间。另外，因为从栅极电压直接作出定时，所以不会对输入控制信号的发生电路产生多余的负载。
如图19所示，因为定时检测电路200由使用了电阻38、电容36的延迟电路和缓冲器39构成，所以能降低成本。另外，通过使电阻38或电容36的值变化，能任意调整延迟时间。
实施例12
栅极电压检测电路9是测定IGBT10的栅极电压的电路。栅极电压模拟地从接地点2变到电源1的值。图20表示了实施例12的栅极电压检测电路9的例子。在图20中，40是连接到IGBT10的栅极线的电压放大器，41是根据从取样信号发生电路7或定时检测电路200输出的取样信号而切换的开关。在本例子中，栅极电压通过电压放大器40变化或放大为任意的电平。通过由取样信号发生电路7或定时检测电路200产生的取样信号控制的开关41，决定是否输出来自电压放大器40的输出信号。在本例子中，因为检测栅极电压、作为模拟值输出，所以能应用于可变的控制。
如上所述，根据本实施例，栅极电压检测电路9具有：连接到功率半导体元件的栅极线、把栅极电压放大到给定的电平的电压放大器40；连接到电压放大器40、根据从定时检测电路200输出的信号进行切换的开关41。因为能把检测的信息作为模拟值输出，从而能应用于可变的控制。
实施例13
图21表示了实施例13的栅极电压检测电路9的例子。在图21中，41是根据从取样信号发生电路7或定时检测电路200输出的取样信号进行切换的开关；42是连接到IGBT10的栅极线、并且检测栅极电压是比从后面描述的参考电压发生调整电路43输出的参考电压低还是高的电压比较器；43是输出预先设定的参考电压的参考电压发生调整电路。在本例子中，电压比较器42判断栅极电压是否比参考电压发生调整电路43输出的参考电压大，以LOW或HIGH2值输出。通过由取样信号发生电路7或定时检测电路200产生的取样信号而控制的开关41，决定是否输出来自电压比较器42的输出信号。
如上所述，因为根据电流值唯一地决定了密勒电压，所以如果把参考电压设定为给定的密勒电压的值，当产生了比该值大的电流时，就能切换电压比较器42的输出。
在本例子中，因为检测栅极电压值作为数字值输出，虽然无法应用于可变的控制，但是能构成抗噪声、很难产生误动作的电路。
实施例14
图22表示了实施例14的栅极电压检测电路9的例子。在图22中，1是电源，2是接地点，44、49是齐纳二极管，45、50是二极管，46、48、51、55是电阻，47是MOS晶体管，52是双极晶体管，53是电容，54是缓冲器。
齐纳二极管49、电阻48、MOS晶体管47是决定是否使检测电路工作的电路。如图所示，齐纳二极管49连接到取样信号发生电路7或定时检测电路200，MOS晶体管47连接到该齐纳二极管49的另一端。在设置在齐纳二极管49和MOS晶体管47之间的节点和接地点2之间连接到电阻48。如果通过取样信号输入了比齐纳二极管49的击穿电压和MOS晶体管47的阈值电压的和大的电压，检测电路就变为导通状态。这里，通过设置齐纳二极管49，能控制导通时的电压。另外，电阻48用于使齐纳二极管49和MOS晶体管47之间的电荷放电。因此，当不使用齐纳二极管时，也可以没有这些。
电阻55、电容53、缓冲器54是用于输出检测到的信号的电路。如图所示，缓冲器54连接到栅极电压控制电路8，在缓冲器54和电源1之间连接到电阻55。在设置在缓冲器54和电阻55之间的节点和接地点之间连接到电容53。这里，因为电容53的电压通过电阻55连接到电源1，所以总为HIGH。这里，缓冲器54接收电容的信号，进行电流放大或电压放大。因此，当使用反相器代替缓冲器54时，逻辑颠倒，但是，因为从开始就以这样的逻辑结构组织电路，所以没有问题。
齐纳二极管44、二极管45、50、电阻46、51、双极晶体管52是用于检测栅极电压的电路。如图所示，齐纳二极管44连接到IGBT10的栅极线，二极管45连接齐纳二极管44的另一端，在二极管45的另一端连接到电阻46。在电阻46上连接到上述的MOS晶体管47。在设置在二极管45和电阻46之间的节点与设置在上述的缓冲器54和电阻之间的节点之间，如图所示，从二极管45一侧按顺序连接到二极管50、电阻51、双极晶体管52。
以下，表示了本实施例的动作方法。首先，当MOS晶体管47为断开时，在电阻46的两端不产生电压。因此，双极晶体管52不导通，电容53的电荷不放电，保持HIGH不变。据此，输出信号变为HIGH。
而接收取样信号，MOS晶体管47导通。这样，当MOS晶体管47的导通电阻足够低时，可以认为电阻46的一端为接地点电位。因此，加在电阻46上的电压是从栅极电压减去齐纳二极管44的击穿电压和二极管45的正向导通电压后得到的电压。
据此，当栅极电压十分大时，加在电阻46上的电压变得十分大，双极晶体管52变为导通状态。因此，电容53的电压通过双极晶体管52向接地点放电，所以输出信号变为LOW。
相反，当栅极电压十分低时，在电阻中不产生电压。因此，双极晶体管52保持断开的状态，电容53的电荷不放电，输出信号保持HIGH不变。
即，关于想判断为过电流的电流值时的密勒电压，选择齐纳二极管44的击穿电压，使电阻46中产生电压。另外，调整取样信号发生电路7或定时检测电路200，使能检测密勒期间时的栅极电压即密勒电压。据此，在本例子中，能判断是否为过电流。
此外，变为导通状态的双极晶体管52能够根据偏压电流的大小改变集电极电流值，但是也能通过电阻51和电阻46的调整而改变。
另外，设置了二极管50，使反向没有电流，但是也可以没有二极管50。
另外，二极管45修正齐纳二极管44的温度特性，当没有温度变化时，也可以不使用。
还有，缓冲器54是为了容易取得驱动能力和逻辑合成而插入的，所以也可以没有。
实施例15
图23表示了使用比较器作为实施例13所示的电压比较器42的栅极电压检测电路9的具体的电路例。在图中，56是比较栅极电压的分压值和来自参考电压发生调整电路43的输入，并且进行输出的比较器；57、58是对电源1分压、构成参考电压发生调整电路43的电阻；59、60是对栅极电压分压的电阻；47是与电阻60并联、根据来自取样信号发生电路7或定时检测电路200的取样信号而工作的MOS晶体管；61是作为滤波器的电容器；62是连接在电源1和比较器56之间的电阻；63是作为滤波器的电容器。
在稳定的导通状态下，如果从取样信号发生电路7或定时检测电路200向MOS晶体管47输入了导通指令，电阻60被短路。在本实施例中，取样信号直接输入到MOS晶体管47中，但是如实施例14所示，也可以使用齐纳二极管49、电阻48。因为电阻60被短路，所以比较器56的栅极电压一侧的输入几乎变为接地点电位，因为比由参考电压发生调整电路43输入的电压低，所以检测不到。在断开动作时的密勒期间，从取样信号发生电路7或定时检测电路200输出MOS晶体管47的断开指令，MOS晶体管47关断。据此，把用电阻59、60对栅极电压分压后的值输入到比较器56中。当该值比来自参考电压发生调整电路43的输入电压高时，比较器56工作，输出了检测信号。比较器56的输出通过电阻62连接到电源1，通过比较器56的动作，输出了HIGH或LOW，但是根据比较器56的输入一侧的连接法，能设定为在过电流时输出LOW，在通常时候输出HIGH，或在过电流时输出HIGH，在通常时候输出LOW，根据接收输出信号的栅极电压设定电路的状态决定。
因此，如果采用本实施例的结构，关于想判断为过电流的电流值时的密勒电压，如果调整电阻57、60，使把比较器56栅极电压分压的输入比来自参考电压发生调整电路43的输入高，就能判断是否为过电流，进行输出。
如上所述，根据本实施例，栅极电压检测电路9具有：输出预先设定的给定的参考电压的参考电压发生调整电路43；连接到功率半导体元件的栅极线，并且检测功率半导体元件的栅极电压是比所述参考电压大还是小的比较器56；连接到比较器56、并且根据从取样信号发生电路7或定时检测电路200输出的信号而切换的开关47。因此，栅极电压检测电路9由比较器、用于产生基准电压的电路和用由取样信号发生电路产生的信号进行切换的开关构成，把检测到的信息作为数字值输出，所以能构成抗噪声、很难发生误动作的电路。
实施例16
图24表示了与实施例15不同形态的栅极电压检测电路9的具体例的电路例。在本实施例中，使用双极晶体管64作为实施例13所示的电压比较器42，比较参考电压发生调整电路43和栅极电压。在图中，64是双极晶体管；65是防止电流逆流的二极管；66是连接在参考电压发生调整电路43的输出和双极晶体管64的发射极之间的电阻；67是连接在参考电压发生调整电路43的输出和双极晶体管64基极之间的电阻；68是一端连接到双极晶体管、另一端连接到MOS晶体管47、电阻60、电容61的电阻。关于其他结构，因为与图23同样，所以这里省略了说明。
在稳定导通状态下，从取样信号发生电路7或定时检测电路200向MOS晶体管47输入了导通指令，输出信号几乎变为接地点电位。在断开时的密勒期间，向MOS晶体管47输入了断开指令，MOS晶体管47关断。当密勒期间中的栅极电压比参考电压发生调整电路43的电压高时，电流流过电阻66，在双极晶体管64的基极发射极之间产生电压，双极晶体管64导通。因为电流流过电阻68、60，所以在电阻60中产生电压，把该电压作为输出信号输出。
因此，作为本实施例的结构，关于想判断为过电流的电流值时的密勒电压，如果调整电阻57、58，使栅极的输入电压比来自参考电压发生调整电路43的电压的输入高，就能判断是否为过电流，并将其输出。
实施例17
在使用了所述实施例14～16的栅极电压检测电路情况下，当驱动IGBT10的电源电压变动时，栅极电压变动，有检测过电流的电流电平变动的情况。图25表示简化了关断IGBT10时的电路结构的情况。在IGBT10中，有时在内部包含平衡电阻69。另外，IGBT10的发射极有时使用与驱动栅极的电源不同的发射极电源70。图中就表示了这样的情形。如果从接地点电位观察输出到栅极电压控制电路8的密勒期间中的从接地点电位观察的栅极电压Vg，就使用发射极电压Ve、由电流决定的断开时的密勒期间中的栅极-发射极间电压Vgem、平衡电阻R1、断开时的栅电阻R2，表示如下。
Vg＝(Ve+Vgem)R2/(R1+R2)  (1)
Vgem由电流决定，不随电源电压变化，但是当由于电源电压变动，发射极电源70的电压Ve变化时，栅极电压Vg变化。因此，检测过电流的电流电平发生变化。
因此，如实施例15和16所示，当使用参考电压发生调整电路43时，即使电流值相同，如果使用合着因电源电压的变动所引起的栅极电压变动而输出的电压变动的参考电压发生调整电路43，在电源电压变动时，也能用相同的电流值检测。
图26表示了本发明的实施例17的功率半导体元件的驱动电路。图中表示了过电流检测电路的具体结构。在实施例15和16所示的参考电压发生调整电路43的基础上，在参考电压发生调整电路43的电源1和电阻57之间插入了齐纳二极管71。根据表达式(1)，一般发射极电压Ve由电源电压Vcc、稳定时的栅极-发射极间电压Vge，由Ve＝Vcc-Vge给出。因此，表达式(1)变为如下表达式(2)。
Vg＝(Vcc-(Vge-Vgem))R2/(R1+R2)  (2)
据此，如果使齐纳二极管71的电压为Vge-Vgem，使参考电压发生调整电路43的电阻57、58的电阻比与平衡电阻69和断开时的栅电阻5的电阻比为相同程度，就能得到与想设定的电流值的栅极电压相同的参考电压发生调整电路43的电压。通过用电压比较器作比较，即使在电源电压变动时，也能用规定的电流检测。因此，即使在电源电压变动时，也能防止未用想检测的电流值检测、而用比想检测的电流值小的电流值检测的误动作。当象实施例15那样，把栅极电压再分压进行比较时，可以设定参考电压发生调整电路的电阻，使成为与表达式(2)中再由分压比分压的值同样的分压比。
如上所述，根据本实施例的栅极电压检测电路，即使在由于驱动电路的电源电压的变动、所述密勒电压变动时，对于过电流的检测电平也不变化，当规定值以上的电流流过时就输出过电流检测信号，所以即使在电源电压变动时，也能防止未用想检测的电流值检测、而用比想检测的电流值小的电流值检测的误动作。
实施例18
图27表示了实施例18的功率半导体元件的驱动电路的过电流检测电路的具体例。在实施例14中也描述了使用二极管的温度修正，但是这里，以实施例16所示的电路为例，表示了更具体的方式。在图27中，在上述实施例16(图24)的结构中，在参考电压发生调整电路43内的电阻57和电源1之间插入了齐纳二极管71、二极管74、73、72。其他结构与图24同样。齐纳二极管71防止实施例17中描述的电源电压变动时的误动作。一般，齐纳二极管、二极管、双极晶体管等元件导通电压根据温度变化。因此，使用这些元件构成过电流检测电路时，检测过电流的电流电平有可能变化。因此，使用具有相反的温度特性的元件，或当使用电压比较器42时，通过在栅极电压输入一侧和参考电压发生调整电路43使用具有相同温度特性的元件，能修正由于温度而导致的过电流检测电平变化。在图27的电路中，对于来自栅极电压的输入，使用二极管65。因此，如果在参考电压发生调整电路43中插入二极管72，就能抵消基于温度的特性变化。另外，因为使用了双极晶体管64，所以通过在参考电压发生调整电路43中插入与双极晶体管64有同样温度特性的二极管73，就能抵消基于温度的特性变化。另外，参考电压发生调整电路43中使用的齐纳二极管71根据使用的电压，基于温度的电压变动不同。当基于温度的电压变动在温度上升时，有时电压下降，有时上升。当温度上升时，如图27所示，可以在参考电压发生调整电路43中插入温度上升电压反而下降的二极管74。当相反下降时，可以在栅极电压的输入一侧串联插入与二极管65具有同样的温度特性的二极管。插入的二极管可以是一个、也可以使用多个，使温度特性变为相同程度。
这里为了说明，对一个元件使用一个二极管，但是没必要非如此，只要作为全体温度特性变为相同就可以了。另外，当使用了二极管时，因为作为导通电压而输入到双极晶体管64的电压发生变化，所以有必要调整齐纳二极管71。另外，这里描述了使用双极晶体管64时的情形，但是在其他方式中，也能同样进行对温度的修正。
因为进行了对温度的修正，所以即使温度变化时，也能防止未用想检测的电流值检测、而用比想检测的电流值小的电流值检测的误动作。
另外，所述栅极电压检测电路即使在由于驱动电路的电源电压的变动而使所述密勒电压变动时，对于过电流的检测电平也不变化，当流过了规定值以上的电流时就输出过电流检测信号，即使在电源电压变动时，也能防止未用想检测的电流值检测而用比想检测的电流值小的电流值检测的误动作。
另外，所述栅极电压检测电路即使当驱动电路的温度变动时，对于过电流的检测电平也不变化，当流过了规定值以上的电流时就输出过电流检测信号，所以，即使在电源电压变动时，也能防止未用想检测的电流值检测、而用比想检测的电流值小的电流值检测的误动作。
实施例19
栅极电压控制电路是用于调整电流的断开时的栅极电压的电路。图28是表示实施例1、11的栅极电压控制电路8的具体例的电路图。在图28中，1是电源，2是接地点，3是P沟道的MOSFET，4、5是电阻，6是N沟道的MOSFET，10是IGBT，75是MOS晶体管，76是齐纳二极管，77是电阻。在本例子中，栅极电压控制电路8由MOS晶体管75、齐纳二极管76和电阻77构成。此外，符号1～6的结构如上所述，构成主反相器100。如图所示，MOS晶体管75连接到栅极电压检测电路9，根据来自栅极电压检测电路9的检测信号，在通常时候输出HIGH，在过电流时输出LOW。如图所示，在MOS晶体管75上连接了齐纳二极管76。电阻77连接到齐纳二极管76和IGBT10的栅极线。因为在关断时输入控制信号变为HIGH，所以MOS晶体管3断开，MOS晶体管6导通，因IGBT10的栅极电荷通过电阻5放电，IGBT10关断。因此，为了产生了过电流时抑制急剧关断时产生的浪涌电压，例如使从栅极放电的电荷量大致相同或更多的电荷流入栅极，栅极电压就不会急剧下降，能抑制浪涌电压的发生。
这里，因为MOS晶体管75是P沟道晶体管，所以平常，来自栅极电压检测电路9的输出信号为HIGH，当产生了过电流时为LOW。这样，因为MOS晶体管75只在过电流时导通，所以在电阻77上外加了从电源1减去齐纳二极管76的击穿电压和栅极电压后的电压。据此，充电电流通过电阻77流入IGBT10的栅极。因此，栅极电压不会急剧下降，能抑制浪涌电压的发生。
这里，当流过电阻77的充电电流设定为比流过电阻5的放电电流小时，栅电位慢慢下降，所以IGBT10被缓慢地断开。
相反，当设定为大时，栅电位被箝位在用齐纳二极管76的击穿电压决定的某电位，不进行关断。这时，在本实施例中，栅极电压检测电路的输出信号必然根据取样信号重复ON、OFF，所以到下一下关断时，栅极电压检测电路9的输出信号变为HIGH，恢复到通常状态。因此，在接着的关断动作中，又恢复到能够检测的状态。
须指出的是，如果在MOS晶体管75使用了N沟道晶体管，只要把对栅极的逻辑颠倒，就能取得同样的效果。
如上所述，根据本实施例，栅极电压控制电路8具有：连接到栅极电压检测电路9、根据来自栅极电压检测电路9的信号而切换的MOS晶体管75；连接在功率半导体元件的栅极线和MOS晶体管75之间的齐纳二极管76。栅极电压控制电路8可以随意地连结上根据来自栅极电压检测电路9的输出而切换的开关、齐纳二极管、还有电阻，所以栅极电压能缓慢下降，或箝位在某值。因此，能慢慢关断，从而能抑制浪涌电压的产生。另外，因为从输入控制信号变为HIGH到密勒期间为止是与通常的关断同样的延迟时间，所以只考虑所述延迟时间来设计产生输入控制信号的控制电路就可以了，从而使设计变得简单。
图29是表示与实施例19不同的栅极电压控制电路8的具体例的电路图。在图29中，1是电源，2是接地点，3是P沟道MOSFET，4、5是电阻，6是N沟道MOSFET，10是IGBT，78是电阻，79是MOS晶体管。在本例子中，栅极电压控制电路8由MOS晶体管79、电阻78构成。此外，符号1～6的结构如上所述，构成主反相器100。如图所示，MOS晶体管79连接到栅极电压检测电路9。在MOS晶体管79和IGBT10的栅极线上连接到电阻78。
在本实施例中，在通常时，MOS晶体管79为导通状态。这时，主反相器的断开电阻为电阻5和电阻78的合成电阻。另外，因为N沟道MOS晶体管79变为导通状态，所以使栅极电压检测电路9的输出信号输出HIGH。
当产生了过电流时，栅极电压检测电路9的输出信号输出LOW，所以MOS晶体管79变为断开。因此，主反相器100的断开电阻变为只有电阻5，电阻值比平常大。据此，来自IGBT10的放电电流变得比平常小，所以慢慢地断开了IGBT10，抑制了浪涌电压的产生。
图30表示了不作任何控制时的IGBT的关断波形。如图30所示，输入控制信号变为HIGH，栅极电压开始下降。如果变为接近密勒期间的结束，IGBT的集电极一发射极间电压就上升。另外，因为IGBT开始断开，所以集电极电流开始急剧减少。据此，产生了非常大的浪涌电压，例如在图30的情况下，产生了439V。
而图31是使用图22和图29所示的电路控制IGBT的栅极电压时的IGBT的关断波形。如图31所示，从输入控制信号延迟产生取样信号，从而能检测密勒期间的电压。这里，因为检测为过电流，所以MOS晶体管79断开。因此，主反相器100的断开电阻变为只有电阻5，放电电流与通常时候相比，开始受到抑制。据此，栅极电压一度上升后，慢慢下降。当从图31使用了本实施例20的电路时，产生的浪涌电压小，变为138V左右。即把浪涌电压抑制在大约31％。
另外，作为本实施例上述效果以外的其他特征，从图31可知，从输入控制信号变为HIGH到密勒期间为止是与通常的关断同样的延迟时间。因此，只考虑所述延迟时间来设计产生输入控制信号的控制电路就可以了，从而使设计变得简单。
须指出的是，在本例子中，只使用了一组栅极电压检测电路、电阻78和MOS晶体管79，但是当然也能把几个由栅极电压检测电路、电阻78和MOS晶体管79构成的组并联排列，分多级控制放电电流，使栅极电压变化。这时能进行更细致的控制。
如上所述，在本实施例中，因为取样信号发生电路7在密勒期间的开始附近的时刻产生了取样信号，所以栅极电压检测电路9能检测密勒电压，通过当密勒电压为给定的阈值以上时判断为过电流流过IGBT10，关断损失小。当过电流时，由栅极电压控制电路8控制栅极电压，能慢慢断开IGBT10，所以能减小关断时产生的浪涌电压，能实施过电流保护。
另外，所述栅极电压控制电路具有连接到所述栅极电压检测电路并且根据来自栅极电压检测电路的信号而切换的MOS晶体管和连接在所述功率半导体元件的栅极线与所述MOS晶体管之间的电阻，由于来自所述电阻的输出连接到所述主反相器的断开一侧开关，所以能慢慢使栅极电压下降。因此，由于能慢慢关断从而能抑制浪涌电压的发生。另外，由于仅仅抑制了来自功率半导体元件的放电电流，所以贯通电流不会流过进行功率半导体元件的导通/断开的开关的所述电路，消耗电流不会增加很多。另外，因为从输入控制信号变为HIGH到密勒期间为止是与通常的关断同样的延迟时间，所以只考虑所述延迟时间来设计产生输入控制信号的控制电路就可以了，从而使设计变得简单。
实施例21
在上述实施例中，描述了用于抑制断开时产生的浪涌的保护方式，在该方式中，因为在导通状态下、短路电流等大的过电流持续流过时不具有检测过电流的部件，所以无法保护功率半导体元件。有必要与为了保护导通状态的过电流的其它检测电路组合。
图32表示了与其它检测电路组合的例子。在图中，80是在导通状态下检测过电流的过电流检测电路，81是根据来自外部的输入指令输出输入控制信号的控制电路。作为过电流检测电路80，使用了以往的例子中所示的利用栅极电压的上升的检测方式。当在导通状态下有过电流时，过电流检测电路80向控制电路81输出检测信号，控制电路81接收来自过电流检测电路80的输出，断开IGBT10。因此，不会长时间有过电流流过，从而能防止装置的破坏。同时，过电流检测电路80的检测信号被输出到栅极电压控制电路8，栅极电压控制电路8以比通常慢的速度断开。据此，能抑制浪涌，能防止装置的破坏。
另外，即使是过电流，当它比过电流检测电路80的检测电平小时，在输入了断开指令时，栅极电压检测电路9判断为过电流，栅极电压控制电路8根据来自栅极电压检测电路9的检测信号，以比通常慢的速度断开。因此，抑制了浪涌，能防止装置的破坏。
因此，通过采用本例的结构，无论是在导通状态有短路电流那样的大的过电流流过时，还是过电流检测电路80无法检测的比较小的过电流，都能保护。
另外，由于用于驱动功率半导体元件的驱动电路具有：从外部输入了输入控制信号，并且进行所述功率半导体元件导通/断开的开关动作的开关电路；检测所述输入控制信号、当所述输入控制信号指示断开时，在所述功率半导体元件的密勒期间的大致开始时刻输出取样信号的取样信号发生电路，或连接到所述功率半导体元件的栅极线、检测功率半导体元件的密勒期间，并在在所述密勒期间的大致开始时刻输出定时的定时检测电路；连接到所述功率半导体元件的栅极线、按输入所述取样信号或定时信号的定时，检测所述功率半导体元件的密勒电压，当所述密勒电压为给定阈值以上时输出过电流检测信号的栅极电压检测电路；检测导通状态的栅极电压，根据栅极电压的上升检测过电流，输出导通时的过电流检测信号的过电流检测电路；连接到功率半导体元件的栅极线，接收来自所述栅极电压检测电路或来自所述过电流检测电路的所述过电流检测信号或所述导通时的过电流检测信号，控制所述功率半导体元件的栅极电压，使所述功率半导体元件以比通常更慢的速度断开的栅极电压控制电路。因此，无论是在导通状态有短路电流那样大的过电流时，还是对于过电流检测电路80无法检测的比较小的过电流，都能保护。

Claims (15)

1.一种用于驱动功率半导体元件的驱动电路，其特征在于包括：
从外部输入输入控制信号的开关电路，用于进行所述功率半导体元件导通/断开的开关操作；
取样信号发生电路，用于检测所述输入控制信号，当所述输入控制信号指示断开时，在所述功率半导体元件的密勒期间的大致开始时刻输出取样信号；
与所述功率半导体元件的栅极线连接的栅极电压检测电路，该电路按输入到所述取样信号中的定时，检测所述功率半导体元件的密勒电压，当所述密勒电压为给定阈值以上时，输出过电流检测信号；
连接到功率半导体元件的栅极线的栅极电压控制电路，用于接收来自所述栅极电压检测电路的所述过电流检测信号，控制所述功率半导体元件的栅极电压，使所述功率半导体元件以比平常慢的速度断开。
2.一种用于驱动功率半导体元件的驱动电路，其特征在于包括：
从外部输入了输入控制信号的开关电路，用于进行所述功率半导体元件导通/断开的开关操作；
连接到所述功率半导体元件的栅极线的定时检测电路，用于检测所述功率半导体元件的密勒期间，在所述密勒期间的几乎开始时刻输出定时信号；
连接到所述功率半导体元件的栅极线的栅极电压检测电路，用于检测所述功率半导体元件的密勒电压，当所述密勒电压为给定阈值以上时，输出过电流检测信号；以及
连接到功率半导体元件的栅极线的栅极电压控制电路，用于接收来自所述栅极电压检测电路的所述过电流检测信号，控制所述功率半导体元件的栅极电压，使所述功率半导体元件以比通常慢的速度断开。
3.根据权利要求1或2所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述取样信号发生电路或所述定时检测电路由具有电阻以及电容的延迟电路和缓冲器构成。
4.根据权利要求1或2所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述取样信号发生电路或所述定时检测电路由输出预先设定的给定的参考电压的参考电压发生电路、具有电阻以及电容的延迟电路和检测所述延迟电路的输出电压是比所述参考电压大还是小的电压比较器。
5.根据权利要求3所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述取样信号发生电路或所述定时检测电路还具有与所述电阻并联连接，并且所述输入控制信号方向为顺方向的二极管。
6.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述取样信号发生电路或所述定时检测电路的输出期间设定为比所述功率半导体元件的密勒期间短。
7.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述取样信号发生电路或所述定时检测电路的输出期间设定为根据所述输入控制信号的断开指令，栅极电压开始下降后的一定期间。
8.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述取样信号发生电路或所述定时检测电路的输出期间依赖于电源电压，电源电压越下降，输出期间越晚。
9.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述栅极电压检测电路具有：
连接到所述功率半导体元件的栅极线的电压放大器，用于把栅极电压放大到给定的电平；以及
连接到所述电压放大器的开关，用于根据从所述取样信号发生电路或所述定时检测电路输出的信号而进行切换。
10.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述栅极电压检测电路具有：
输出预先设定的给定的参考电压的参考电压发生电路；
连接到所述功率半导体元件的栅极线、检测所述功率半导体元件的栅极电压是比所述参考电压大还是小的电压比较器；以及
连接到所述电压放大器、根据从所述取样信号发生电路或所述定时检测电路输出的信号而进行切换的开关。
11.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述栅极电压检测电路当所述密勒电压随驱动电路的电源电压的变动而变动时，不使对于过电流的检测电平变化，当规定值以上的电流流动时，输出过电流检测信号。
12.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述栅极电压检测电路既使在驱动电路的温度变动时也不使对于过电流的检测电平发生变化，当规定值以上的电流流动时，输出过电流检测信号。
13.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述栅极电压控制电路具有：
连接到所述栅极电压检测电路、根据来自所述栅极电压检测电路的信号而切换的MOS晶体管；以及
连接在所述功率半导体元件的栅极线和所述MOS晶体管之间的齐纳二极管。
14.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于：所述栅极电压控制电路具有：
连接到所述栅极电压检测电路、根据来自所述栅极电压检测电路的信号而切换的MOS晶体管；
连接在功率半导体元件的栅极线和所述MOS晶体管之间的电阻；以及
来自所述MOS晶体管的输出连接在所述开关电路的断开一侧的开关上。
15.一种功率半导体元件的驱动电路，用于驱动功率半导体元件，其特征在于包括：
从外部输入了输入控制信号的开关电路，用于进行所述功率半导体元件导通/断开的开关操作；
检测所述输入控制信号取样信号发生电路，用于当所述输入控制信号指示断开时，在所述功率半导体元件的密勒期间的大致开始时刻输出取样信号；
连接到所述功率半导体元件的栅极线的栅极电压检测电路，用于按输入所述取样信号的定时检测所述功率半导体元件的密勒电压，当所述密勒电压为给定阈值以上时，输出过电流检测信号；
过电流检测电路，用于检测导通状态的栅极电压，根据栅极电压的上升检测过电流，输出导通时过电流检测信号；以及
与功率半导体元件的栅极线连接的栅极电压控制电路，用于接收来自所述栅极电压检测电路的所述过电流检测信号或来自所述过电流检测电路的所述导通时过电流检测信号，控制所述功率半导体元件的栅极电压，使所述功率半导体元件以比平常慢的速度断开。
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