CN1348640A - 用来处理穿刺导频信道的方法和设备 - Google Patents

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Abstract

穿刺导频信道包含刺入具有预定符号的导频信号码元序列的具有不定符号的信息码元。设备包括根据导频信道码元来确定信息码元之符号的信息符号解调电路。连续导频发生器(336)从信息码元和导频信道码元生成具有预定信号的不穿刺导频信道。在第一实施例中,信息符号解调器还包含用来计算导频信道码元与穿刺信息码元之点积的点积电路,以及用于比较点积和预定门限的门限比较器。

Description

用来处理穿刺导频信道的方法和设备
                         发明背景
I.发明领域
本发明涉及无线通信系统。具体地说，本发明涉及一种新颖且改进的方法和设备，用来处理因穿刺(puncture)而具有符号模糊的导频信道。
II.相关技术的描述
在无线电话通信系统，许多用户通过无线信道通信。通过无线信道通信可以是多种允许大量用户在有限频谱中的多址技术之一。这些多址技术包括时分多址(TDMA)、频分多址(FDNA)和码分多址(CDMA)。
CDMA技术有许多优点。在1990年2月13日颁发的、题为“Spread SpectrumMultiple Access Communication System Using Satellite Or Terrestrial Repeaters”的美国专利4,901,307描述了一例CDMA系统，该专利已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。在1992年4月7日颁发的、题为“System And MethodFor Generating Signal Waveforms In A CDMA Cellular Telephone System”的美国专利5,103,459进一步描述了一例CDMA系统，该专利已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。
在每个上述专利中，都揭示了前向链路(基站至移动台)导频信号的使用。在一典型的CDMA无线通信系统中，诸如在EI/TIA IS-95中描述的，导频信号是发送常数数据值并用业务承载信号(traffic bearing signal)使用的相同伪噪声(PN)序列扩频的“信标”。导频信号一般覆盖以全零沃尔什序列。在初始系统捕获期间，移动台通过PN偏置搜索，以给基站的导频信号定位。一旦捕获到导频信号，移动台便导出一稳定的相位和量值基准作相干解调之用，诸如1998年6月9日颁发的、题为“Mobile Demodulator ArchitectureFor A Spread Spectrum Multiple Access Communication System”的美国专利5,764,687所描述的，该专利已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。
近来，已提出第三代(3G)无线电话通信系统，在该系统中使用反向链路(移动台到基站)导频信道。例如，在近来提出的cdma2000标准中，移动台发送反向链路导频信道(R-PICH)，基站用其进行初始捕获、时间跟踪、瑞克接收器相干基准恢复及功率控制测量。共同待批的美国专利申请08/886,604详细描述了这样一种反向链路导频，该专利申请的名称为“HIGH DATA RATE CDMAWIRELESS COMMUNICATION SYSTEM”，已转让给本发明的受让人，并在此引述供参考。
刺入R-PICH的是一前向链路功率控制子信道，它携带了由移动台接收的前向链路(基站至移动台)的质量信息。基站用此信息调节特定移动台正在接收的前向链路信道的功率。由基站生成的功率控制测量结果可参见1991年10月8日颁发的、题为“Method And Apparatus For Controlling TransmissionPower In A CDMA Cellular Mobile Telephone System”的美国专利5,056,109，该专利已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。
图1例示了在cdma2000系统中用来生成R-PICH的一个电路。导频信号发生器102生成常数数据值+1。根据移动台是否正在经历可接受的帧误差率，功率控制比特发生器104生成+1或-1数据值。在cdma2000系统中，功率控制比特发生器104每1.25ms生成一功率控制比特，即每功率控制组一个功率控制比特。码元重发器106生成代表功率控制比特的多个码片。在cdma2000系统中，根据扩频速率，由码元重发器106生成的码片数是384的整数倍。复用器108通过复用码元重发器106输出的重发功率控制码片和导频信号发生器102生成的+1数据值来构造R-PICH。具体的情况是，复用器108根据图2构造功率控制组流。
图2示出cdma2000系统中R-PICH的单一功率控制组202。子功能块202A-202C各自对应导频信号发生器102(图1)生成的具有+1数据值的384整数倍的码片。子功能块202D对应于功率控制比特发生器104生成并由码元重发器106重发的具有+1或-1功率控制码片的384整数倍码片。这样，可从图1和图2看到的是，在cdma2000系统中，R-PICH包含一个+1数据值的序列，该序列与未知符号的前向链路功率控制信息复用。换言之，尽管每个功率控制组202的前四分之三是已知符号(+1)的，但后四分之一是未知符号的。相似的情况(即：符号或相位的不确定性)出现在其他使用不连续或穿刺导频信道的无线通信系统中。
因为基站将R-PICH用作数据解调的相干基准、频率跟踪的频率基准，以及功率控制测量的接收功率基准，所以前向链路功率控制子信道在其它常数数据值中引入的不确定性可能引起性能劣化。换言之，对于一连续导频信道来说，前向链路功率控制子信道刺入R-PICH会使反向链路性能劣化(如基站所测的)。例如，穿刺导频信道的一重大影响是降低由基站计算的信道相位估算值的信噪比，如果信道相位估算不使用前向链路功率控制子信道的符号不确定性(即：对应的功率控制码片在由信道相位估算器处理之前是空置的)，那么对于一给定帧误差率(FER)1％，这会造成所需Ed/No平均损耗0.3dB。
这样，需要一种方法和设备，用来防止反向链路性能因不定符号的信息比特刺入一个另外的连续导频信道而引起劣化。
                        发明内容
本发明是一种用来处理穿刺导频信道的新颖且改进的方法和设备。穿刺导频信道包含刺入具有预定符号的导频信道码元序列中具有不定符号的信息码元。所述设备包括用于根据导频信道码元确定信息码元符号的信息符号解调电路。连续导频发生器根据信息码元和导频信道码元生成一个有预定符号的不穿刺导频信道。
在第一实施例中，信息符号解调器还包含用来计算导频信道码元和穿刺信息码元之点积的点积电路，及用来比较点积和预定门限的门限比较器。在另一实施例中，信息符号解调器还包含和电路，用来计算导频信道码元与穿刺信息码元之和的能量；差电路，用来计算导频信道码元与穿刺信息码元之差的能量；以及最大值选择器，用来选择和的能量与差的能量中的最大值。
本发明还提供了不穿刺导频信道的具体应用。例如，用来从不穿刺导频信道生成信道相位估算值的导频滤波器，及用来从不穿刺导频信道生成频率误差估算值的叉积电路。揭示了各种各样其他的应用和实施例。本发明还包含一种例如用在此揭示的设备所实现的方法。
                        附图概述
以下结合附图的详细描述将使本发明的特点、目标和优点较明显，附图中相同的标号始终作相应标识，其中：
图1是用来生成穿刺导频信道的电路的示例功能框图；
图2是基于cdma2000标准的示例CDMA系统的反向链路导频信道的单一功率控制组的图；
图3是本发明的通用导频解调设备的功能框图；
图4是本发明的信息符号解调器的第一实施例的功能框图；
图5是本发明的信息符号解调器的第二实施例的功能框图；
图6是本发明的信息符号解调方法的第一实施例的流程图；
图7是本发明的信息符号解调方法的第二实施例的流程图；
图8是示例CDMA系统的反向链路导频信道的两个连续功率控制组的图；
图9是本发明的导频相位RAM的示例结构；
图10是由本发明导频滤波器执行的相位估算的滑动窗口特性的图解示意图；
图11是本发明的反向链路功率控制判决电路的例示实施例的功能框图；
图12是用来确定个体指针是否失锁的示例电路和功能框图；以及
图13是用来生成频率误差估算值的叉积电路的示例实施例的功能框图。
                    较佳实施例的详细描述
I.概述
宽泛地说，本发明包含一种用来说明因具有不定符号的信息比特刺入另外的连续导频信道所引入的符号不定性的方法和设备。本发明解决了刺入导信信道中的信息比特的符号模糊，然后用该判定重构一连续相位导频信道，所述连续相位导频信道此后可用于连续相位导频信道有优势的任一应用。为简明描述起见，就一个按照cdma2000标准勾画的原理运行的示例CDMA无线通信系统揭示本发明。然而，应当理解的是，在此描述的发明原理同样可应用于其他使用穿刺或不连续导频信道的无线通信系统。例如，本发明的各种实施例同样适用于宽带CDMA(W-CDMA)标准，以及许多其他提出的3G通信标准。
此处使用的术语“比特”常与术语“码片”一起用。本领域的普通技术人员会明白，“比特”是一信息单位，而“码片”是CDMA系统中使用的扩频码的单位。然而，此处使用术语“码片”仅为了说明准确，并非把本发明限于CDMA系统。本发明同样适用于不用扩频码“码片”扩频信息“比特”的系统。
现在参见图3，示出的是本发明的通用导频解调设备的功能框图。在图3中，及全部以后的图中，为简单明晰，单线用来表示真实信息和复合信号两者。在图3中，输入RAM 302存储接收波形的采样并提供给去扩频器306，在306中用PN发生器304生成的伪噪声(“PN”，也称为“伪随机”)码对这些采样去扩频。去扩频器306提供三个输出。一个输出包含用一个负的半码片(早)PN偏置去扩频的去扩频码片序列。第二个输出包含用一个正的半码片(晚)PN偏置去扩频的去扩频码片序列。第三个输出包含用零偏置(准时)PN序列去扩频的去扩频码片序列。去扩频器306输出的这三个去扩频码片序列分别内插以提高分辨率，并在累加器308中累加，还分别按照相位旋转器310中的频率估算值(下面作进一步的讨论)旋转。相位旋转器310输出的结果是三个独立的导频序列：早导频、准时导频和晚导频，如下文所述它们将作进一步的处理。
早和晚导频输出提交给累加器312A和312B，在312A和312B中累加预定数目的码片。然后累加器312A和312B输出的累加码元分别输入能量计算器314A、314B。能量计算器314A和314B分别计算包含在早和晚导频的累加码元中的能量。例如，如果早和晚导频是QPSK编码的，那么能量计算器314A、314B用关系I2+Q2计算能量，其中I和Q分别是信号的同相和正交相位分量。
然后，由减法器316计算晚导频与早导频的能量差，瑞克接收器的这个指针生成一个表示PN发生器304之时间跟踪误差的值。减法器316输出的差值结果随后在滤波器318中滤波，并作为时间误差信号提供给其他电路(未示出)再使用。例如，滤波器318可包括累加器和/或其他用来平滑时间误差信号中瞬间偏差的处理电路。
旋转器310输出的准时导频序列输入给累加器320，在320中根据功率控制组202(图2)中导频序列的当前位置累加预定数目的码片。累加码片提供给导频相位RAM 322，暂时存储于322中作进一步的处理。导频相位RAM 322的构建将在下文中较详细地讨论。
存储在导频相位RAM 322中的累加导频码片序列由符号模糊分辨电路(累加器330和332，信息符号解调器334)访问。在一些实施例中，亦可由频率估算电路(叉积电路324)和导频滤波器328访问。这些电路将在下文中详细讨论。
II.信息符号解调和连续相位导频的构建
信息累加器330累加来自每个功率控制组202的信息码片202D。导频累加器332累加每个功率控制组202的导频码片202A-202C。信息码片202D和导频码片202A-202C的这些累加结果提供给信息符号解调器334，用来分辨每个功率控制组202中信息码片202D的符号模糊度。根据来自信息累加器330的累加信息码片、来自导频累加器332的累加导频码片，以及来自其他指针(其他多径)的(瑞克接收器中)相似的累加结果，信息符号解调器334生成信息符号判定，随后用来在连续导频发生器336中重构一连续导频信道。连续导频发生器336生成一连续导频码元序列，不带信息码片，用于会受益于连续导频的应用(下文描述)。
图4和图5是信息符号解调器334的其它实施例的功能框图。在图4中，来自信息累加器330的累加信息码片与来自导频累加器332的累加导频码片提供给点积电路402。点积电路402根据点积计算式(1)确定与累加导频码片同相的累加信息码片向量的大小：
P·I＝Pi×Ii+Pq×Iq       (1)
其中，P是累加导频码片向量；
I是累加信息码片向量；以及
i和q下标分别是复合接收信号的同相分量和正交相位分量。
用来计算点积的电路为业界熟知。1996年4月9日颁发的、专利号为5,506,865、标题为“PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT”的美国专利中有一个例子，该专利已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。
点积电路402的输出值是累加信息码片202D与累加导频码片202A-202C的点积。在使用瑞克接收器以利用多径信号之相干组合的示例实施例中，来自其他指针(未示出)的其他类似点积电路的输出在加法器404中与点积电路402的输出相加，并且将和提供给门限比较器406。门限比较器406比较加法器404输出的和的大小与一预定门限值。因为信息码片202D是未经编码、经BPSK调制、并与导频码片202A-202C同相发送的，这种比较将确定每个功率控制组202的信息码片202D的符号。如果和大于门限，则符号为正(信息码片是一逻辑“0”)。如果和小于门限值，则符号为负(信息码片是一逻辑“1”)。由信息符号解调器334执行的功能可用等式(2)描述： &Sigma; k P k &CenterDot; I k | sum &GreaterEqual; T &DoubleRightArrow; 0 sum < T &DoubleRightArrow; 1 - - - ( 2 )
其中，求和变量k对应在锁指针，T是门限值。
门限比较器406的输出408是信息码片202D之符号的指示。指示408用来在连续导频发生器336中重构一连续导频信号。连续导频发生器336既从导频累加器332接收累加导频码片，又从信息累加器330接收累加信息码片。根据门限比较器406的符号指示408，连续导频发生器336重新组合累加导频码片和累加信息码片，如有必要可倒置累加信息码片的符号以匹配累加导频码片的符号，从而生成一连续导频信道。
可以从图4看出，每个功率控制组202的导频信道部分202A-202C在点积电路402中用作相干相位基准，以解调信息码片202D。换言之，功率控制组202的第一部分用来解调同一功率控制组的第二部分。然后，在门限比较器406中比较点积与门限值，以产生一信息码片符号判定408。图6是本发明的信息码片符号解调方法的第一实施例的流程图。该方法可由例如图4的电路执行。在框602，计算导频信道部分202A-202C和信息码片部分202D的点积。该步骤可由例如点积电路402执行。可选地，在框604，对其它指针，对框602中计算得到的点积求和。该相加可由例如加法器404执行。在判定606，在点积与一预定门限值间进行比较。在BPSK调制方案中，预定门限值较好为零。然而，在一般情况下，门限值可以是适于其他调制方案的非零。实际上，在最一般的情况下，门限值可以是一个范围。如果点积大于或等于预定门限值，则流程到框608，在框608确定信息码片部分的符号为正(即：与导频信道部分的符号相同)。然而，如果点积小于预定门限值，则流程到框610，在框610确定信息码片部分的符号为负(即：与导频信道部分的符号相反)。判定606的门限比较与框608及610的符号确定可由例如门限比较器406完成。
现在参见图5，它是信息符号解调器334的一可选实施例的功能框图。与图4类似的是，累加信息码片和累加导频码片分别由信息累加器330和导频累加器332输出。但是，与图4的点积电路402形成对比的是，这些累加结果输入到和差电路502。和差电路502生成累加导频码片202A-202C与信息码片202D之和的能量，以及累加导频码片202A-202C与信息码片202D之差的能量。这些和与差的能量值提供给加法器504，在504与来自瑞克接收器的其他在锁指针(未图出)的相似的和与差的能量值组合。加法器504组合来自该指针的和能量值与来自其他指针的和能量值。加法器504还组合来自该指针的差能量值与来自其他指针的差能量值。加法器504输出的结果值是组合和能量值及组合差能量值。
最大值选择器506选择组合和能量值与组合差能量值的最大值。因为信息码片202D是未编码、BPSK调制且与导频码片202A-202C同相发送的，这种最大值选择将确定每个功率控制组202的信息码片202D的符号。如果组合和能量值大于或等于组合差能量值，则确定信息码片202D的符号为正(逻辑“0”)。另一方面，如果组合和能量值小于组合差能量值，则确定信息码片202D的符号为负(逻辑“1”)。这样，图5的信息符号解调器334执行等式(3)的功能： Max ( &Sigma; k E [ P + I ] k , &Sigma; k E [ P - I ] k ) | Max = E [ P - I ] &DoubleRightArrow; 1 Max = E [ P + I ] &DoubleRightArrow; 0 - - - ( 3 )
其中，求和变量k对应于瑞克接收器中在锁指针的数目，而函数E[]是能量计算。与图4的输出408相似，最大值选择器506的输出508是信息码片202D之符号的指示。如前参考图4所作的说明，指示508用来在连续导频发生器336中重构一连续导频信号。这样，在图4和图5这两个图中，信息符号解调器334都用来分辨信息码片202D的符号模糊度。
图7是本发明的信息码片符号解调方法的第二实施例的流程图。图7的方法可由例如图5的电路执行。在框702，计算导频信道部分202A-202C与信息码片部分202D之和的能量。在框704中，计算导频信道部分202A-202C与信息码片部分202D之差的能量。这些计算可由例如和差电路502执行。可选地，在框706，在框702和704计算得到的和能量与差能量可以分别与其他指针组合。该组合可由例如加法器504执行。在框708，选择计算得到的和能量与差能量的最大值。如果最大值是能量的和，则在框710确定信息码片部分202D符号为正。如果最大值是能量的差，则在框712确定信息码片部分202D符号为负。框708的最大值选择与框710及712的符号确定可由例如最大值选择器506执行。
III.导频相位RAM
返回到图3，现在要描述导频相位RAM 322的目前较佳的实施例。应该理解的是，此处描述的导频相位RAM 322的具体实施只是作为一个例子给出，在可不脱离本发明的情况下可以使用其他构造。例如，具体使用的数字，RAM大小和划分只是示例性的，且无需创造性劳动就可以进行修改。
为在说明导频相位RAM 322的目前较佳实施例中作清晰表示，图8重画了图2并作了细小的改动，图8说明两个分成6个等长码元的功率控制组202。第一功率控制组包含码元A0-A5，而第二功率控制组包含码元B0-B5。每个码元包含256个码片。第一功率控制组对应偶相位功率控制组，而第二功率控制组在第一功率控制组之后并对应奇相位功率控制组。如图所示，两个功率控制组的A4和B4码元用一虚线分成两半，分别形成两个子码元A14、A24和B14、B24。每个子码元A14、A24和B14、B24包含128个码片。码元A0-A14和B0-B14对应于图2的202A-202C部分。换言之，图8的码元A0-A14和B0-B14都是不穿刺的导频信道码元。码元A24-A5和B24-B5对应于图2的202D部分。换言之，图8的A24-A5和B24-B5都是穿刺的信息码元。
如前所述，累加器320累加来自旋转器310的准时导频输出。在适用于cdma2000系统的目前较佳实施例中，累加器320累加每个功率控制组的各个码元。对图8的码元A0-A3和B0-B3，累加器320在把累加后的256码片传递给导频相位RAM 322之前依次累加每个码元的所有256码片。然而，对子码元A14和B14，累加器320在向导频相位RAM 322传递之前依次累加子码元的128码片。最后，对码元B24和B5及A24和A5，累加器320依次累加所有384码片后才传递给导频相位RAM 322。
图9示出了导频相位RAM 322的示例结构。图9说明两个存储区。偶相位存储区902包含复合I和Q导频码元A0-A3，及单个存储的A14(功率控制组的不穿刺导频码元部分)，码元A24和A5(穿刺的信息码元部分)组合于存储中。当累加器320向导频相位RAM 322写入累加结果时，这种组群对应累加器320所作的个体累加结果。奇相位存储904具有相似的构造，为奇相位功率控制组存储各累加结果。
这样，导频相位RAM 322以一种便于图3剩余电路元件使用的形式存储两个连续功率控制组。例如，信息累加器330(图3)能够读出偶相位存储区902或奇相位存储区904的最后时隙，以获得每个功率控制组202的信息码片。同样，导频累加器332能够读出偶相位存储区902或奇相位存储区904的头5个时隙，以获得每个功率控制组202的不穿刺导频符号。这样，导频相位RAM 322的存储技术使信息码片符号的解调便利。
再次提到，应该注意的是，导频相位RAM 322在不脱离本发明的情况可以具有不同的大小或结构。例如，不同一次处理256码片，累加器320和导频相位RAM 322可以一次处理128码片，或一次处理384码片，可理解为128和384都是功率控制组202的1536码片总长度的整数因子。而且，可以理解的是，对于较高码片速率，处理可出现诸如128N码片、256N码片或384码片的间隔。
IV.导频滤波器
连续相位导频信道的一个优点是可用作解调的相干基准。这样，本发明还提供把穿刺R-PICH中固有的相位不连续考滤进去的导频滤波器328。如图3所示，信息码片符号判定或者直接从信息符号解调器334或者隐含地通过由连续相位导频发生器336构建的连续相位导频提供给导频滤波器。响应于该信息，导频滤波器328生成不因为R-PICH中固有的相位不连续而降级的信道相位估算值。
在较佳实施例中，导频滤波器328是一长度为2.5ms的12分接头有限脉冲响应(FIR)的“滑动窗口”滤波器。图10是由导频滤波器328执行的相位估算的滑动窗口特点的示意图。在图10中，示出R-PICH的三个连续功率控制组：PCG0、PCG1和PCG2。每个PCG有一对应于信息码片202D的有标记区域。每个PCG还如图示分成6个256码片的码元。在每个256码片的码元的未端，一个箭头向下指向已由累加器320累加并存储在导频相位RAM 322中的累加码元。PCG0的码元是A0-A24，5。PCG1的码元是B0-B24，5。PCG2的码元是A10-A124，5。(注意与以前的图在表示法上的细微变化。例如，在图10中，表示法A24，5用来表示跨从第5个256码片码元的第二个半到第6个256片码元的未端的384码片的码元。还要注意的是，对于PCG2，表示法A1(“A”撇号)用来与第一偶相位功率控制组PCG0区分)，在正常情况下，三个功率控制组PCG0、PCG1和PCG2连续到达。PCG0、PCG1和PCG2代表任何三个在R-PICH上发送的功率控制组。
下面说明的三个功率控制组是各自跨三个功率控制组PCG0、PCG1和PC2的一部分三个框。这三个框各自代表由导频滤波器322执行的不同的相位估算计算，第一个框表示第一个相位估算值计算(E0估算值)，如图示跨越区域从PCG0的第一个码元(A0)的开头至最后一个码元(B24，5)的未端。这样，响应于包括在PCG0和PCG1中并由第一个框跨越的码元，计算E0估算值。用来生成E0估算值的数学公式第一个框中给出。可以从该数学公式看出，E0估算值是不穿刺导频信道码元的组合或和，加或减来自PCG0和PCG1的穿刺信息码元，如上所述，是对穿刺导频信道码元加还是减穿刺信息码元取决于由信息符号解调器334确定的每个功率控制组的信息码片的符号。
类似地，图10的第二个框表示由导频滤波器328计算的E1相位估算值。第一个框(E0估算值)与第二个框(E1估算值)的显著差别在于E1估算值框时间上前移了一个码元。E1估算值框跨越的区域从PCG0的码元A1到PCG2而的码元A10。结果，E1估算值部分地基于PCG2的A10而非PCG0的A0。图10的最后一个框表示由导频滤波器328计算的E5相位估算值。再一次，E5估算值框时间上前移，跨越PCG0的A14码元至PCG2的A13码元的区域。结果，E5估算值，基于这些包括的码元，再一次，在每个相位估算中，是加还是减穿刺信息码片码元取决于由信息符号解调器334确定的信息码片码元的符号。
在导频滤波器328的一实施例中，导频滤波器328自身读来自导频相位RAM322的偶和奇相位存储区902和904的码元。在该实施例中，导频滤波器328还从信息符号解调器334接收解调信息码片的符号的一个指示并用该指示在上面描述的相位估算值计算中确定是加还是减信息码元。在导频滤波器328的一可选实施例中，连续导频发生器336向导频滤波器328提供连续导频码元。在该可选实施例中，信息码片符号指示固有于连续导频码元中。结果，导频滤波器328不必直接从导频相位RAM 322读码元，也不从信息符号解调器334接收符号指示。
V.反向链路功率控制判定
对于cdma2000系统中的每个功率控制组来说，基站中的调制器(未示出)发送在前向链路上穿刺的功率控制指令。该反向链路功率控制指令的用途是操纵移动台(未示出)提高或降低发送功率。这些功率控制指令在上面引述的美国专利中常称为“闭环”功率控制指令。响应于移动台的接收的导引信能量，由基站计算反向链路功率控制指令。这样，反向链路功率控制判定是本发明的信息码片符号解调及连续相位导信道的重构的又一个用的应用。
图11是本发明的反向链路功率控制判定电路的示例实施例的功能框图。如上所述，连续导频发生器336生成上述导频码元的连续序列。这些导频码元提供给能量计算器1102。能量计算器1102计算连续导频码元中的能量，并向加法器1104输出表示该能量计算的能量值。加法器1104组合来自该能量计算器及基他在锁指针的能量值以产生组合能量值。组合能量值与门限比较器中的一个门限值比较。如果组合能量值大于或等于门限值，则门限比较器1106输出一指示移动台(未示出)应“开小”或降低发送功率的反向链路功率控制判定。相反，如果组合能量值小于门限值，则门限比较器1106输出一指示移动台(未示出)应“开大”或提高发送功率的反向链路功率控制判定。然后该反向链路功率控制判定提交给合适的调制电路(未示出)用来向有关的移动台发送。
在本发明的反向链路功率控制判定电路的第一实施例中，能量计算器1102通过计算导频的两个成分(不穿刺导频衔号和穿刺信息码元)的能量估算值并按照等式(4)组合在所有在锁的指针之上而计算导频码元的能量： &Sigma; k ( P 2 + I 2 ) k - - - ( 4 )
其中，求和变量k对应在锁指针的数目。在第二实施例中，能量计算器1102通过计算不穿刺导频码元和穿刺信息码元之相干累加的能量估算值并按照等式(5)组合在所有在锁的指针之上而计算导频码元的能量： &Sigma; k E [ P &PlusMinus; I ] k &PlusMinus; &Sigma; k P k &CenterDot; I k | dot _ prod < T &DoubleRightArrow; subtract dot _ prod &GreaterEqual; T &DoubleRightArrow; odd - - - ( 5 )
其中，求和变量k对应在锁指针的数目。目前认为在移动台(未示出)移动速度相当低时第二实施例比第一实施例的性能稍好。然而，根据预定的环境可使用任一实施例。
应该注意的是，在第二实施例中，所有在锁的指针的点积及点积之和可由图4中所示的信息符号解调器334的实施例计算。这样，如果结合图11的能量计算器1102的第二实施例使用图4的电路，则必须由能量计算值1102计算的另外的唯一项是所有在锁指针上的不穿刺导频码元与穿刺信息码元的组合的能量。另外，计算点积的图4的点积电路402中的同一个倍增器(未示出)可用来计算上面等式(5)的平方项。
VI.指针在/失锁检测
本发明的连续导频重构技术的另一应用是确定使用本发明的指针何时在锁或失锁。简言之，当指针正在解调的多径成分的能量符合或超出预定门限值时称指针“在锁”。相反，当指针正在解调的多径成分的能量在预定门限之下时则称指针“失锁”。当指什“在锁”时，指针在处理足够可靠地解调多径成分的能量。当指针正跟踪有诸如cdma2000系统的R-PICH的相位不连续的导频信道时，在能于较长的相干累加窗口中相干累加导频主信息码片时指针将低速给出较可靠的在锁或失锁指示。这样，本发明亦可用来改进指针在锁或失锁确定的性能。
图12是用来确定单人指什是否失锁的电路的示例功能框图。与图11相似，上面描述的连续导频发生器326输出从不连续R-PICH重构的连续导频码元流。如关于图11的两个实施例中的任何一个的描述，在能量计算器1102中测量这些导频码元的能量。从能量计算器1102输出的能量值接着输入接收信号强度指示器(RSSI)滤波器1204，在1204进行预定时间段的综合。结果综合能量值接着在门限比较器1206中与一预定门限值比较。如果综合能量值在于或等于预定门限值，则门限比较器1206生成指针在锁(即：在接收足够的多径能量从而认为是可靠的)指示。相反，如果综合能量值小于预定门限值，则门限比较器1206生成指针失锁(即：未在接收足够的多径能量从而认为是不可靠的)指示。
VII.频率估算
返回图3，叉积电路324从R-PICH生成频率估算值。如前述，该频率估算值由旋转器310用来旋转早，准时和晚导频成分。这允许指针继续对导频信道进行精确的频率跟踪。由于有连续导频信道时频率估算值的精确性提高，本发明还用于生成频率估算值。
图13是用来生成频率估算值的叉积电路324的一示例实施例的功能框图。叉积电路324接收同相(I相位)和正交相位(Q相位)导频码元进行处理。这些I相位和Q相位导频码元可由例如连续导频发生器336提供。或者，这些导频码元可直接从导频相位RAM 322读并按照来自信息符号解调器334的符号判定进行调整。I相位和Q相位导频码元Pi(n)、Pq(n)输入滤波器1302，在1302延迟一预定数量。在较佳实施例中，该数量是256码片，对应前述的一行号累加。另外，I相位和Q相位导频码元Pi(n)、Pq(n)分别提供给叉积乘法器1304和1306，在1304和1306与滤波器1302延迟输出的一个码元Pi(n-1)、Pq(n)叉乘。本领域中有一般知识的人将明白的是，由叉积乘法器1304和1306执行的叉乘产生同相和正交相位频率误差估算值信号，这些信号接着在组合器1308中组合。
增益单元1310能过指针的失锁进乘以零增益。指针在锁时乘以非零增益而屏蔽频率误差估算值信号。由图12的电路生成的指针在锁定/失锁制定可用来控制增益单元1310，在作为频率估算值信号提供给旋转器310(图3)前，组合器1312和滤波器1314共同对频率误差估算进行滤波。
为使本发明的功率跟踪环路的时间常数小，使共响应性较好，叉积电路324可直接从导频相位RAM 322而埋连续导频发生器336读I相位和Q相位导频码元。然而，叉积电路324仍需考虑信息码元A24，5和B24，5的符号模糊。为做到这一点，叉积电路324可使用下面表I中所示的定时方案，表I使用图10中引人的命名惯例。
         表1：频率误差估算定时
  频率估算FE(n) 第一叉积码元P(n) 第二叉积码元P(n-1)
    FE(1)     A1     A0
    FE(2)     A2     A1
    FE(3)     A3     A2
    FE(4)     A14     A3
    FE(5)     A14     A14
    FE′(0)     B0-A14     A24，5
    FE′(1)     B1     B0
    FE′(2)     B2     B1
    FE′(3)     B3     B2
    FE′(4)     B14     B3
    FE′(5)     B14     B14
    FE″(0)     A′0-B14     B24，5
表I的频率估算值由又积电路324计算。可以看出，地n＝0、n＝3的估算值以直通方式计算叉积。然而，对n-4的估算值，只有第一个一半(不穿刺导频码元A14、B14等)用于驱动频率跟踪环路的叉积中。这是因为信息符号解调器334尚未完成该码元的信息码片符号的解调。同理，没有为n＝5计算的。有意义的叉积。N＝5的失去更新在随后的n＝0计算中进行补偿。例如，可提供给n＝5的取精确的更新本可是A24，5上的A14。然而，在随后的n＝0计算中通过计算A24，5上的B0-B14使其复原。应该注意的是，应根据信息码片符号判定调整n＝0计算。
这样，如上揭示的本发明包含一种用来说明因具有不定符号的信息码片刺入一另外连续导频信道而引起的符号不定性的方法和设备。本发明解决了刺入导频信道的信息码片的符号模糊问题，然后使用该判定重构一连续相位导频信道，以便此后可用于任一连续相位导频信道有优势的应用。上面揭示的是几个示例应用，包括频率跟踪、信道相位估算、功率控制判定以及指针在锁/失锁判定。这些应用形成本发明的各种另外的实施例。本领域中有普通知识的人士明白，各种其他的应用和实施例包括在本发明中。
提供前面对较佳实施例的描述以使本领域中的任一熟练人士能够制造或使用本发明。对这些实施例的各种各种的修改对本领域中的熟练人员来说将是显而易见的，而此处定义的一般原理可不使用本发明的人员的创造性劳动性应用于其他实施例，而应给予与此处揭示的原理和新颖行点一致的最大范围。

Claims (30)

1.一种用来解调具有导频信道部分和信息部分的信号的方法，所述信息部分被时分复用到所述导频信道部分中，所述导频信道部分具有一预定符号，而所述信息部分具有不确定的符号，其特征在于，所述方法包含以下步骤：
计算所述导频信道部分和所述信息部分的第一点积；
比较所述第一点积和一门限；以及
根据所述比较结果，确定所述信息部分的所述符号。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，用于确定所述符号的所述步骤包含以下步骤：
如果所述第一点积大于所述门限，则确定所述符号为正；以及
如果所述第一点积小于所述门限，则确定所述符号为负。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，还包含以下步骤：
计算所述信号的一单独多径分量与所述信息部分的一单独多径分量的所述导频信道部分的第二点积；以及
在所述比较步骤之前求所述第二点积与所述第一点积的和。
4.一种用来解调具有导频信道部分和信息部分的信号的方法，所述信息部分被时分复用到所述导频信道部分中，所述导频信道部分具有一预定符号，而所述信息部分具有不确定的符号，其特征在于，所述方法包含以下步骤：
计算所述导频信道部分与所述信息部分之和的能量；
计算所述导频信道部分与所述信息部分之差的能量；以及
根据所述和的能量与所述差的能量的最大值，确定所述信息部分的所述符号。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，用于确定所述符号的所述步骤包含以下步骤：
如果所述和的能量大于所述差的能量，则确定所述符号为正；以及
如果所述和的能量小于所述差的能量，则确定所述符号为负。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包含以下步骤：
组合所述和的能量与来自一单独多径分量的所述导频信道部分及所述信息部分之和的能量，形成一组合能量和；
组合所述差的能量与来自一单独多径分量的所述导频信道部分与所述信息部分之差的能量，形成一组合能量差；以及
根据所述组合能量和与所述组合能量差的最大值，确定所述信息部分的所述符号。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包含下述步骤：响应于所述确定步骤，重构一连续相位导频信号。
8.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包含响应于所述确定步骤，重构一连续相位导频信号。
9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，用于重构所述连续相位导频信号的所述步骤包含以下步骤：
如果所述信息部分的所述符号为正，则向所述导频信道部分加所述信息部分；以及
如果所述信息部分的所述符号为负，则对所述导频信道部分减去所述信息部分。
10.如权利要求8所述的方法，其特征在于，用于重构所述连续相位导频信号的所述步骤包含以下步骤：
如果所述信息部分的所述符号为正，则向所述导频信道部分加所述信息部分；以及
如果所述信息部分的所述符号为负，则对所述导频信道部分减去所述信息部分。
11.一种用来解调具有导频信道部分和信息部分的信号的设备，所述信息部分被时分复用到所述导频信道部分是，所述导频信道部分具有一预定符号，而所述信息部分具有不确定的符号，其特征在于，所述设备包含：
用来计算所述导频信道部分和所述信息部分之第一点积的第一点积电路；以及
用来比较所述第一点积和门限并根据所述比较结果确定所述信息部分之所述符号的门限比较器。
12.如权利要求11所述的设备，其特征在于，如果所述第一点积大于所述门限，所述门限比较器确定所述符号为正，而如果所述第一点积小于所述门限则确定所述符号为负。
13.如权利要求12所述的设备，其特征在于，还包含：
用来计算所述信号的单独多径分量与所述信息部分的一单独多径分量的所述导频信道部分之第二点积的第二点积电路；以及
用来在与所述门限比较之前求所述第二点积与所述第一点积之和的加法器。
14.一种用来解调具有导频信道部分和信息部分的信号的设备，所述信息部分被时分复用到所述导频信道部分中，所述导频信道部分具有一预定符号，而所述信息部分具有不确定的符号，其特征在于，所述设备包含：
用来计算所述导频信道部分与所述信息部分之和的能量的和电路；
用来计算所述导频信道部分与所述信息部分之差的能量的差电路，以及
根据所述和的能量与所述差的能量的最大值来确定所述信息部分之所述符号的最大值选择器。
15.如权利要求14所述的设备，其特征在于，如果所述和的能量大于所述差的能量，最大值选择器确定所述符号为正，而如果所述和的能量小于所述差的能量，则确定所述符号为负。
16.如权利要求15所述的设备，其特征在于，还包含：
组合器，用于组合所述和的能量与来自一单独多径分量的所述导频信道部分和所述信息部分之和的能量，以形成组合能量和，并用于组合所述差的能量与来自一单独多径分量的所述导频信道部分和所述信息部分之差的能量，以形成组合能量差；
其中，所述最大值选择器根据所述组合能量和与所述组合能量差的最大值，确定所述信息部分的所述符号。
17.如权利要求11所述的设备，其特征在于，还包含一连续导频发生器，它响应于所述确定步骤重构一连续相位导频信号。
18.如权利要求14所述的设备，其特征在于，还包含一连续导频发生器，它响应于所述确定步骤重构一连续相位导频信号的。
19.如权利要求17所述的设备，其特征在于，如果所述信息部分的所述符号为正，所述连续导频发生器向所述导频信道部分加所述信息部分，而如果所述信息部分的所述符号为负，则对所述导频信道部分减去所述信息部分。
20.如权利要求18所述的设备，其特征在于，如果所述信息部分的所述符号为正，所述连续导频发生器向所述导频信道部分加所述信息部分，而如果所述信息部分的所述符号为负，则对所述导频信道部分减去所述信息部分。
21.一种用来处理穿刺导频信道的方法，所述穿刺导频信道包含具有不定符号的信息码元，这些信息码元刺入具有预定符号的导频信道码元序列中，其特征在于，所述方法包含以下步骤：
根据所述导频信道码元，确定所述信息码元的所述符号；以及
从所述信息符号和所述导频信道码元生成具有预定符号的不穿刺导频信道。
22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，还包含下述步骤：从所述不穿刺导频信道生成一信道相位估算值。
23.如权利要求21所述的方法，其特征在于，还包含下这步骤：从所述不穿刺导频信道生成一频率误差估算值。
24.如权利要求21所述的方法，其特征在于，用于确定所述信息码元之符号的所述步骤包含以下步骤：
计算所述导频信道码元和所述穿刺信息码元的点积；以及
比较所述点积和一预定门限。
25.如权利要求21所述的方法，其特征在于，用于确定所述信息码元之符号的所述步骤包含以下步骤：
计算所述导频信道码元与所述穿刺信息码元之和的能量；
计算所述导频信道码元与所述穿刺信息码元之差的能量；以及
选择所述和的能量与所述差的能量的最大值。
26.一种用来处理穿刺导频信道的设备，所述穿刺导频信道包含具有不定符号的信息码元，这些码元被刺入具有预定符号的导频信道码元序列中，其特征在于，所述设备包含：
根据所述导频信道码元确定所述信息码元之符号的信息符号解调电路；以及
根据所述信息码元和所述导频信道码元生成具有预定符号的不穿刺导频信道的连续导频发生器。
27.如权利要求26所述的设备，其特征在于，还包含用来从所述不穿刺导频信道生成一信道相位估算值的导频滤波器。
28.如权利要求26所述的设备，其特征在于，还包含用来从所述不穿刺导频信道生成一频率误差估算值的叉积电路。
29.如权利要求26所述的设备，其特征在于，所述信息符号解调器还包含：
用来计算所述导频信道码元和所述穿刺信息码元之点积的点积电路；以及
用来比较所述点积和一预定门限的门限比较器。
30.如权利要求26所述的设备，其特征在于，所述信息符号解调器还包含：
和电路，用来计算所述导频信道码元与所述穿刺信息码元之和的能量；
差电路，用来计算所述导频信道码元与所述穿刺信息码元之差的能量；以及
最大值选择器，用来选择所述和的能量与所述差的能量的最大值。
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