CN1136378A - 扩频通信系统中用于相干通信接收的方法和装置 - Google Patents

Abstract

便于相干通信接收的方法和装置利用扩展码对编码的扩频通信信号的被接收基准码元解扩，以获取一个基准取样流(152)和一个数据取样流(158)。利用该基准取样流(152)对信道响应进行估计。一个频移检测器(443)通过频率锁定环(456)确定将被施加于被接收信号的偏移，而一个定时控制器(176)根据从基准取样流(152)和/或数据取样流(158)得出的功率估计对慢定时漂移和快速衰落进行补偿。一个速率估计器确定信息被编码的速率，该速率信息被用于使定时控制器(176)，频移检测器(443)和信道估计器(154)最佳化。这样，就提供了一种来自接收的数据取样流(158)的被估计数据码元的改进检测。

Description

扩频通信系统中用于相干通信接收的方法和装置

本申请是申请日为1994年10月4日，申请序号为08/317,501的美国专利申请的部分继续申请。

本发明涉及使用扩频信号的通信系统，特别涉及一种扩频通信系统中用于相干通信接收的方法和装置。

通信系统采用了多种形式。一种类型的通信系统是多址联接扩频系统。在扩频系统中使用了一种这样的调制技术，其中被发送信号在该通信信道内在一个宽频带上扩展。该频带比发送被发送的信息所需的最小带宽宽得多。例如，话音信号可以通过幅度调制(AM)以仅两倍于该信息自身的带宽被进行发送。调制的其他形式，诸如低偏移频率调制(FM)或单边带AM，也允许信息在与该信息自身的带宽可比拟的带宽内进行发送。然而，在扩频系统中，要被发送的信号经常包括采用具有仅几千赫带宽的基带信号(例如，一个话音信道)，且将该要发送的信号在可能是好多千赫宽的频带上分布。这是通过用被发送的信息和利用一个宽带编码信号调制该被发送的信号实现的。

现有三种一般类型的扩频通信技术，亦即直接序列调制、跳频和/或跳时调制以及线性调频调制。在直接序列调制中，使用数字代码序列调制载波信号，该数字代码序列的比特率大大地高于该信息信号带宽。

利用几种方法可以将信息(即由话音和/或数据组成的消息信号)装入在直接序列扩频信号中。一种方法是在信息被用于扩展调制之前将其加入到扩展码中。人们将会注意到，要发送的信息在将其加入到扩展码之前必须是以数字的形式，因为扩展码和信息(二进制码)的组合典型地涉及模2加法运算。另外，在对信息或消息信号进行扩展之前，它们可被用来调制载波。

这些直接序列扩频通信系统可容易地被设计作为多址通信系统。例如，扩频系统可作为直接序列码分多址(DS-CDMA)系统。在DS-CDMA系统中，两个通信单元之间的通信是通过对具有独特用户扩展码的通信信道的频带上的每个被发送信号进行扩展实现的。结果，被发送信号是处在该通信信道的同一频带中，并且仅通过独特用户扩展码来分开。这些唯一用户扩展码最好是彼此正交的，以便该扩展码之间的交叉相关近似为零。

通过对在通信信道中代表信号总和的信号解扩可以从该通信信道中对特定的被发送信号进行恢复，该通信信道具有与将被恢复的该特定被发送信号相关的用户扩展码。此外，当用户扩展码彼此正交时，该被恢复信号可以与一特定用户扩展码相关，以便只有与该特定扩展码相关的所需用户信号被增强，而所有其它用户的其它信号不被增强。

本领域的技术人员明白，现有几种不同的扩展码可被用于DS-CDMA通信系统中使数据信号彼此分开。这些扩展码包括但不限于伪噪声(PN)码和沃尔什码。沃尔什码与哈德马(Hadamard)矩阵的一个单一行或列相对应。

本领域的技术人员还明白，扩展码可被用于信道码数据信号。该数据信号被信道编码，通过使被发送信号能更好地经受住诸如噪声、衰落和阻塞的各种信道损伤的影响来改进通信系统的性能。典型地，信道编码减小了误码的概率和/或减小了通常表示为每噪声密度的差错比特(即，被定义为每信息比特能量与噪声谱密度之比Eb/N0)的所需信噪比，以比其它发送数据信号必须的带宽扩展更宽带宽的代价对数据进行恢复。例如，沃尔什码字可被用于在连续发送的数据信号的调制之前对该数据信号进行信道编码。类似地，PN扩展码可被用于对数据信号进行信道编码。

然而，对于要求系统能够处理一定数量的同步通信(都具有最小的信噪比)的某些通信系统设计仅进行信道编码不可能提供所需的信噪比。在某些例子中，通过设计通信系统相干地检测被发送的信号，而不是使用非相干接收技术可以满足这种设计限制。本领域的技术人员明白，相干接收机需要的信噪比(Eb/N0)要比具有相同误码率(即，表示可接受的干扰电平的特定设计限制)的非相干接收机所需的信噪比低。通常，对于瑞利衰落信道它们之间存在3dB的差。当使用分集接收时，相干接收机的优点是更显著的，因为对于最佳相干接收机不存在合成损失，而对于非相干接收机则总是存在合成损失。

用于实施被发送信号的相干检测的一种这样的方法是使用引导信号。例如，在蜂窝通信系统中，如果基站发送一个引导信号，则前向信道或下行链路(即，从基站到移动台)可被相干检测。其后，所有移动台都使用该引导信道信号对信道相位和幅度参数进行估计。然而，对于反向信道或上行链路(即，从移动台到基站)来说，使用这样一种公共导频信号是不灵活的。结果，本领域的普通技术人员经常认为只有非相干检测技术适于上行链路通信。

需要相干上行链路信道的方案可在申请人为Fuyun Ling的美国专利5,329,547中找到，该专利联同本申请一同转让给了摩托罗拉公司。该专利公开了在扩展和传输之前基准比特引入到信息数据流中，和这些基准取样的随后提取，以及在形成该信道响应的估计中它们的应用。该被估计的信道响应依次被用于相干地检测被估计的数据码元。

虽然这个解决方案考虑了相干检测，但其假设使用或多或少的标准同步和速率检测技术。然而，上述技术并不使用公知的同步码型，如果能够利用该共知的同步码型，则对可能被改进的接收机性能具有额外的损伤。在这种问题是频偏、“粗”指(＂fat＂finger)衰落和π/4 QPSK(四相移相键控)同步。由于晶体振荡器的不精确频偏例如可由于发射机/接收机时钟未被很好地锁定造成，以及由于大的多普勒频偏引起(诸如由于飞行器在开放空间高速行驶所引起)。＂粗＂指是跨立在具有小于一片的差分时延的一个以上射线的解调电路的指；其中“粗”指发生时没有某种补偿形式，该指以较弱的射线为中心是可能的，在信号质量方面具有随之而来的质量下降。此外，或者如果速率检测仅对那些在所有语音速率之下总被占据的帧(即，在1/8速率语音编码期间被附予能量的帧)加以限制，或在具有差错率确定的较大概率的所有帧上执行该速率检测，则最终使信号捕获和信道估计两者都变坏。因此仍然需要一种改进的相干通信系统补偿这些和其它的问题。

图1是表示按照本发明通信系统的一个优选实施例的框图。

图2说明了供图1所示通信系统所用的通信信道帧结构的一个优选实施例。

图3是表示在图1中所示接收机中使用的接收机前端和取样器的一个优选实施例的方框图。

图4是表示在图1中所示接收机中使用的解调电路的一个优选实施例的方框图。

图5是表示在图1中所示接收机中使用的解调电路的另一个优选实施例的方框图。

图6是表示在图1中所示接收机中使用的缓冲器和定时控制的一个优选实施例的方框图。

图7是表示在图1中所示接收机中使用的功率估计器和定时控制电路的一个优选实施例的方框图。

图8说明了在图1中所示接收机中使用的具有不同速率的通信信道帧结构。

图9是表示在图1中所示接收机中使用的速率估计和信道估计电路的一个优选实施例。

图10是说明在图1中所示接收机中的速率估计和信道估计的方法的一个优选实施例的流程图。

图11说明了当使用图10的速率估计方法时的被接收信号和被滤波的小段。

图12是说明图1中所示接收机中各信道估计输出之比较的一个曲线图。

图13是说明图1中所示接收机中各定时估计输出之比较的一个曲线图。

在下面的讨论过程中，示出了上行链路DS-CDMA通信的一种改进。该方法使用了具有基于信道估计的参考码元的相干检测，并且特别使用了改进的定时，频率和速率估计技术，以便对接收的信号进行最佳地检测。本领域的技术人员将会清楚，其他类型的通信系统(例如，个人通信系统、中继系统、卫星通信系统、数据网络和类似的系统)也可适合于和/或被设计使用这里所述的原理。业已表明，相应于非相干检测技术，通过将相干检测方法应用到上行链路DS-CDMA通信中能够获得在信号质量(Eb/N0)的显著增加；下面所讨论的改进通过提高接收机的同步和信道估计提供了很大的性能增加。

为了执行有效的相干检测，必须获得精确的信道估计。现在基本上有两种类型的信道估计方法：基于数据的和基于基准的。基于数据的信道估计可以按直接判决或非直接判决来实施。对于DS-CDMA上行链路通信，信道估计器必须以低信噪比工作，并且衰落是相对的快。结果，由于其高的判决差错率，直接判决方法是不适合的。另一方面，在信道估计中，非直接判决(诸如在1983年7月IEEETrans.on Info.Theory，Vol.IT-29，No.4，pp.543-551，中由A.J.Viterbi和A.M.Viterbi发表的，题目为“应用于脉冲串数字传输的PSK调制载波相位的非线性估计”的文章中所描述的)总是存在相位模糊性，例如二相移相键控(BPSK)信令的180°模糊性，或四相移相键控(BPSK)信令的90°模糊性。结果，必须使用差分编码以消除其影响。然而，正如本领域技术人员已清楚的，在具有经瑞利衰落信道传输的差分编码信号的通信系统中，即使使用相干检测，仍需要比非差分编码的移相键控(PSK)信令高3dB的Eb/N0。

解决判决差错和相位模糊性问题的方法之一是使用用于信道估计的基准码元。基于基准码元的信道估计描述如下。将到接收机已知的基准码元插入到一个承载数据比特的信息序列中，这些数据比特可以是编码的码元。在该接收机中，相应于该基准码元的被接收信号取样被用于产生信道估计。因为该基准码元对于相干直接序列扩频接收机是已知的，所以不会存在判决差错，并且产生的信道估计不具有相位模糊性。结果，就提供了一种具有非差分编码信令的健全的通信系统。

被插入的基准码元能够按分组组成或被统一地分配。对于一个平坦衰落信道，期望能周期和统一地在数据流中插入基准码元。对于具有用于前端处理的RAKE(瑞克)接收机的DS-CDMA上行链路，我们可以将每个RAKE“指”的输出作为平坦衰落信号对待。这样，该通信系统的优选实施例将每M个编码的数据码元统一地插入一个基准码元。

RAKE接收机的基本工作在由R.Price and P.E.Green，Jr.发表的题为“多径信道的通信技术”一文(见Proceedings of theIRE，March 1958，pages 555-570)中做了描述。简单地说，RAKE接收机执行一种被接收信号的多径特征的连续的，详细的测量。然后该知识被用于通过使用相关方法从每一路径单独地对信号进行检测，和用代数方法将那些回波信号组合成单一的被检测信号，来克服这种有选择的衰落。

现在参考图1，图中示出了在扩频通信系统中的一个用于相干通信的系统。为了更好地理解如下公开的接收机的优选实施例，首先将就与这样一种接收机能最好一起使用的一种优选发射机进行描述。首先从该通信系统的发射机101的编码和交错部分104开始，业务信道数据比特以一特定比特速率(例如，9.6千比特/秒)输入到一个编码器。该业务信道数据比特可以包括由声码器转换成数据的话音、纯数据(包括视频)这两种数据的组合，等等。该编码器利用一种使取样为数据比特的接收数据的后续最大似然解码简便的编码算法(例如，卷积或分组编码算法)。例如，该编码器以1数据比特对3个编码的数据比特(即，1/3)的固定编码速率对输入数据比特102(例如，以9.6K比特/s的速率接收的192输入数据比特)进行编码，以便该编码器输出数据比特，例如，以28.8千比特/秒的速率输出576数据比特。然后这些数据比特被输入到一个交错器，它将该数据比特组成各个分组(即，帧)并分组交错该输入数据比特。在该交错器中，数据比特被单独地输入到一个定义了一预定大小的数据比特分组的矩阵中。数据比特被输入到该矩阵内的各位置，以便该矩阵以逐列的方式填满。该数据比特从该矩阵内的位置单独地输出，以便该矩阵以逐行的方式变空。典型地，该矩阵是一个具有行数等于列数的方形矩阵；然而，也可以选择其它类型的矩阵，以增加在连续输入的非交错的数据比特之间的输出交错距离。交错的数据比特110由编码器/交错器104以与数据比特被输入到该交错器相同的数据比特速率(例如，28.8千比特/秒)输出。由该矩阵限定的数据比特分组的预定大小从一预定长度的传输分组内能以一编码比特速率发送的最大数据比特量得到。例如，如果数据比特以28.8千比特/秒的速率从编码器输出，且如果该传输分组的预定长度是20毫秒，则该数据比特分组的预定大小是28.8千比特/秒乘以20毫秒，等于576数据比特，它们限定了一个18×32矩阵。

交错的数据比特110然后被输入到一个基准比特插入器112，它为每M个交错数据比特对110插入L个已知基准比特对(由同步比特发生器111产生，该同步比特发生器111在所示情况下经编码器104从声码器接收速率信息)。为了简化下面的讨论，将假设L＝1和M＝3(如图2中所示)，组成一个四码元组。本领域的技术人员将会清楚，L和M可以是任意值，而不脱离本发明的范围和精神。在一个优选实施例中，被插入的基准比特将具有形成预定顺序的各个值，根据该顺序接收机能够确定合适的速率信息。这样，例如当使用了16个每帧24码元的功率控制组的一个IS-95状的结构，连同本发明的基准比特结构时(例如，每个功率控制组具有6个小组，每个小组1个基准码元(L＝1)和3个数据码元(M＝3，这里M是基准比特对之间的数据比特对的数量)，可以使用下面的顺序：1)对于全速率，插入基准码元(r0至r95，即16个功率控制组的所有码元(每组6个)值1+j(＝r0)；2)对于半速率，在第一和第九组中插入码元＝r0，在第三、第五、第七、第十一、第十三和第十五组中偶数码元＝r0，奇数码元＝-r0，和所有剩下的码元＝X(这里，X意味着“不注意”，因为这些组不被发送)；和3)对于1/8速率，在第一和第九组中插入偶数码元＝r0，奇数码元＝-r0，和所有剩下的码元＝0。如果功率组位置的随机化被利用，则在各赋能组的序列中对由所述随机化选择的那些组的映像可以容易地实现。(IS-95随机化要求所用的可能的1/8速率组是可能的1/4速率组的一个子集，可能的1/4速率组是可能的半速率组的一个子集，诸如图8中所示的)。本领域的技术人员明白，可以使用不同的顺序族，且如果额外的信息消息要发送，上述情况也可被扩展。这样，例如，如果一个另外的信息比特B(例如，一个功率控制比特，即在发送单元101接收的帧差错率)将被每帧发送时，则对于B＝0，可以使用第一基准顺序族(诸如上面所描述的)。如果B＝1，可以使用附加的顺序：1)对于全速率，在奇数(1，3...15)组中所有码元＝r0，在偶数(2，4...16)组中所有码元＝-r0；2)对于半速率，除了组3，7，11和15外，使用与全速率相同的顺序，其中组基准码元码型是r_half＝{r0 r0 r0-r0-r0-r0}；3)对于1/4速率，组5和13被指定为码型r_half，而组1和9保持如前；和4)对于1/8速率，组1和9也被指定为码型r_half。虽然在全速率下当前发送B的可能性维持高(为此目的，Pr{差错}＜10％是可以接受的)，但是由于上述顺序在较低速率不保持在零交叉关系，所以对于较低速率，差错的概率是很高的。

当L＝1和M＝3时，基准比特插入器112输出每分组(即，帧)768个编码的基准比特114，以便在每组6数据比特之间插入两个基准比特。由48比特构成的准备扩展的编码的基准比特114的一个分组(即，帧)示于图2中(其中每个d代表一个数据比特，每个r代表一个基准比特)。

该编码的基准比特114被输入到通信系统的一个调制部分116。该数据比特114被接收到一个缓冲器118，从该缓冲器118比特流的实部和虚部被连续地读出，并分别经乘法器120-121由一个沃尔什码Wj和PN码序列PNi扩展。或者，不同的码序列PNi和PNq可被用于实的和虚的分支。当相同的PNi码被用于实和虚的数据流两者时，该沃尔什码作为码元或独特用户码的用户特定序列。该编码的基准数据流以38。4千比特/秒的速率到达调制部分116。六个组的每个部分(即，3对(一对构成1 QPSK码元)数据比特，1对基准比特×6组＝48比特)然后被扩展，以便以一更高的固定码元速率(例如，1228.8千码元/秒，也称作1.2288兆片/秒)每输入码元输出单一64码元长度的码。本领域的技术人员清楚，编码的基准比特114的数据流内的基准比特和数据比特可按照许多其他算法扩展成一个更长码的序列，而不脱离本发明的范围和精神。

对于π/4 QPSK调制，然后该扩展码元流经乘法器122被旋转每片π/4；对于类似QPSK的交变调制该步骤可删除。然后该码元流被FIR(无限脉冲响应)滤波以滤除低于一设定值的频带能量，和转换成一模拟信号流，并且经滤波器/DAC(数/模转换器)124、125被进一步低通滤波。在被转换成模拟信号之后，来自两数据流的信号被正交调制和经乘法器126、127和求和器128求和；或者，经直接数字合成可将该信号合成。最后，被调制的信号经LPA(线性功率放大器)129放大提供给天线130，用于经该通信信道131发送。

该通信系统的优选实施接收机135通过天线137经通信信道131接收被发送的扩频信号。该被接收的基准码元编码扩频信号被滤波和经过模拟前端139下变换，和输入到解调器电路140。天线136和解调器138被类似地提供用于信号的空间分集接收。

随后，该扩频信号由去扩展器和取样器146取样成去扩展取样148。这些取样148包括基准和数据取样，于是一个取样提取器150被用来将该基准取样信息从该数据信号取样中分离出来。该基准取样152被输出到一个信道估计器154，而从解扩取样信号148中剩余的数据取样158被输出到一个相干检测器160，用于后面根据该数据取样158进行的数据码元的相干检测。最后，该被检测的数据码元162-164在求和器180中与来自其它指或分集路径的被检测数据码元求和，并输出到该通信系统的解码部分182。

解扩器和取样器146最好以一预定速率(例如，1.2288×8＝9.8304兆取样/秒)对接收的扩频信号进行取样。其后，该取样的信号被十中取一至1.2288兆取样/秒，和通过使该被接收的取样信号与扩展码相关进行解扩。生成的解扩取样信号以一预定速率取样，并输出到基准取样提取器150(例如，19.2千取样/秒，以便该被接收扩频信号的64取样的序列解扩和/或由单独的数据取样所代表)。

基准取样提取器150最好从解扩取样信号148中提取基准取样152，并输出该基准取样152到一个信道估计器154。来自解扩取样信号148的数据取样158被输出到一个相干检测器160，用于以后数据码元的相干检测。

然而，如果信道检测器154输出仅与标准的同步方法一同使用，则会产生问题。在这种情况中，被接收信号的相位旋转速率可能是几千赫，从而损坏信号捕获。为了提供改进的同步和捕获，该基准取样152和数据取样158还被输入到一个同步装置，最好是包括频偏估计器172和定时控制器176。为了进一步改进同步和信道估计的质量，一个速率估计器171确定从多路分解的基准取样151发送编码数据的速率(例如，全、半和1/8速率)(在下面解释)，并在每个接收帧的结束输出速率估计173到频偏估计器172和定时控制器176，以及信道估计器154。速率估计器的使用允许人们使用被赋能的帧的所有的时隙或功率控制组，而不仅仅是对所有速率赋能的时隙，以获得其它估计。频偏估计器172求出诸如由大的多普勒频移或振荡器的不精确导致的频偏的估计，该估计驱动一个频率锁定环发送一个控制信号177，以调整模拟前端139或取样器/解扩器146的本地振荡器，数字相位校正器(旋转器)或类似电路的频率。这使得残留的频偏被锁定在小于50Hz，从而极大地改进了信号的捕获和检测。附加性能增加由定时控制器176提供，定时控制器176获取和组合基准和数据信号152，158(它们可能是无偏差的)的功率估计，然后被差分和滤波并被输入到一个延迟锁相环控制定时，以便使指以平均射线到达时间为中心。通过比较多个定时分支的定时差输出和选择具有最大值的分支还实现了快速定时(即，典型地小于一片)校正，使得解调能够跟踪峰值功率。这种校正通过经快速定时补偿信号178控制门179实现。定时控制器176，频偏估计器172，门179和它们的操作在下面结合图3至7进行了更详细的描述。

最后，信道估计器154利用一个滤波器根据速率估计对所选定时分支的相位旋转的，被提取的基准取样152进行滤波，以获得无偏的但是多噪声的信道估计。为了获得一个更好的信道估计156，这些噪声估计可通过一个低通滤波器，该滤波器可是固定或是自适应的，以便除去高频噪声部分。获得的信道估计156是相对无噪声的，能被用于相干检测。应该注意，该低通滤波仅给予我们每个(M+1)T的信道估计，其中M是由基准比特插入器112插入的每个基准比特对之间的数据比特对的数量(例如，M＝3)，T是每个数据比特对(即码元，对于QPSK)的时间间隔。为了执行发送的数据取样的相干检测，我们需要每个T的信道估计。当(M+1)T相对于信道变化时间常数是短时，一个简单但有效的获得每个T的信道估计的方法是在由(M+1)T分隔的两信道估计之间执行线性内插。然而，正如本领域的技术人员将会清楚的，如果必要，可以使用更复杂的内插技术。

在本优选实施例相干通信系统中，可以采用功率控制来提高整个系统性能。功率控制算法与非相干通信系统中使用的算法非常类似。优选实施例的功率控制算法最好包括每1.25ms(即，每个时隙或功率控制组)或每6个基准信息取样，即每18个被编码数据取样或24个全部接收的信号取样，对接收的功率进行估计。该功率估计可通过几种不同的技术进行计算。一种技术是利用一个功率估计器146仅使用每24取样长度组中的6个基准信号取样(即，来自基准取样提取器150的基准取样152)计算信道估计。然后，该信道估计的值的平方作为功率估计168由功率估计器166输出。

在产生信道估计156之后，该接收机的其它工作是常规的。相干检测器160使从解扩取样信号148中剩下的数据取样158与信道估计156的共轭相乘，以产生相干检测的码元162。

正如本领域技术人员将会清楚的，可以分别使用多个接收机分支138、140和天线136、137实现改进的通过空间分集的接收。所有N个分集接收机分支可以基本相同的方式工作，以便从通信信道131中接收的扩频信号中恢复数据取样，如同上述的接收机分支140一样。该N个接收机分支的输出162至164最好输入到一个加法器180，它将该输入数据码元组合成相干检测数据码元181的一个复合流。

形成软判决数据的单独数据码元然后被输入到一个包括“去交错”器的解码部分182，该“去交错”器以各自的数据级对输入的软判决数据(即，被检测的数据码元)181去交错。在“去交错”器中，软判决数据181被单独地输入到一个矩阵，该矩阵限定了一个预定大小的软判决数据分组。该软判决数据被输入到所述矩阵中的各位置，以便该矩阵以逐行的方式被填满。该去交错的软判决数据从该矩阵内的位置单独地输出，以便该矩阵以逐列的方式变“空”。“去交错”的软判决数据由去交错器以与数据被输入的相同速率(例如，28.8K比特/s)输出。由该矩阵限定的软判决数据分组的预定大小根据在该预定长度的传输分组内接收的扩频信号从取样数据取样的最大速率中求得。

“去交错”的软判决数据然后被输入到一个解码器，它使用最大似然解码技术产生估计的业务信道数据码元185。通过使用基本与维特比解码算法类似的算法该最大似然解码技术可被增大。该解码器使用了一组单独的软判决数据形成一组在该最大似然序列估计解码器的每个特定时间状态使用的软判决转换度量。在该组中使用以形成每组软判决转换度量的软判决数据的数量与根据每个输入数据比特102产生的卷积编码器104的输出的数据比特对的数量相对应。在每组中软判决转换度量的数量等于每组中软判决数据的数量的二次幂。例如，当在发射机101中使用了一个1/3卷积编码器时，从每个输入数据比特102产生3个数据比特。这样，解码器182使用了数组3个单独的软判决数据来形成8组在该最大似然序列估计解码器的每个特定时间状态使用的软判决转换度量。以与该软判决数据被输入到该解码器的速率以及用于对输入数据比特102原始编码的固定速率产生被估计的数据码元185(例如，如果以28.8千度量/秒输入该软判决数据和该原始编码速率是1/3，则该被估计的数据码元185以9600比特/秒的速率输出)。虽然在确定每帧内各时隙的占用中能够使用该信息，但是在本优选实施例中，该信息总是由在下面图9中所述的速率估计器171提供。

现在参考图3至7，图中示出了接收机135的一个优选实施例的更详细的描述。为了清楚起见，在一个以上图中出现的相同的每个元件仅使用唯一的一个数字。本领域的技术人员将会认识到，所示的该实施例特别为π/4 QPSK(或QPSK，如果零旋转)调制信号所设计。然而，本发明并不限制在对QPSK信号接收的应用中，而是可以应用于任何能被相干接收的调制信号，包括但不限于OQPSK和BPSK(二相移相键控)信号。

图3示出了接收机135的模拟部分。通过滤波器301就大约一个感兴趣的频带对该扩频信号的IF(中频，下变换的)版本进行带通滤波。被滤波的输出由AGC(自动增益控制)302进行增益控制，然后由LO(本地振荡器)305分成虚部(Im)和实部(Re)信号流。为了控制LO 305的频偏，被估计频偏的输入经输入端“I”从频率锁定环滤波器456提供到LO 305。随后，该Im和Re信号被低通滤波，然后通过取样器310的A/D转换器311和312数字化。该Im和Re数字化取样流313和314被输入到解调器140的每个指，以及输入到AGC控制电路。该AGC控制电路是典型的设置在扩频接收机中的电路，被用于使该A/D 311和312的性能，以及整个接收机的性能最优化。该控制电路工作，对数字化的IF取样流求平方和求和，输入合成信号给差动放大器315，和对输出求平均以产生AGC控制信号。

参考图4至图7，图中进一步示出了接收机135′的指之一的解调器部分。如果使用π/4 QPSK调制，则该Im和Re数字化取样313和314经乘法器/相位旋转器420被反相旋转π/4；这有利地允许该π/4信号能够在基带移动而不是在RF(射频)。上述取样在缓冲器/定时控制装置421中被接收，装置421在图6中被更详细地示出。最好以8倍的1.288M片/秒的片速率对每个码元进行过取样。于是，寄存器510和512将具有同一片取样周期的8个连续取样(即，扩展码元)，并能够例如经抽头513至519被抽头或编址。被编址的实际寄存器位置由一个定时分支输入控制器520控制。在本优选实施例中，经控制器520连接三个不同的定时分支输入引线422至424。控制器520响应一定时控制信号177(“G”)对缓冲器510和512的编址进行控制，以便使处于中间的“准时”线422上的信号保持最佳。另两条线423，424对应该最是佳大约具有相同功率的码元的或者是迟(即滞后的复制品)或者是早的取样(即超前的复制品)进行取样。当该取样能量不是最大时，即当在迟的和早的定时分支的功率之间存在差时，该控制器用来在读取下一片(即，每1/1.2288μs)之前调整抽头或引线地址一个取样(即，一个缓冲寄存器)，直到中心抽头514再次具有最大能量为止。在本优选实施例中，如在图7中所示和将在下面要讨论的，所有这些是通过在迟的和早的定时分支功率估计之间的差分运算实现的。

在缓冲器和控制器421之后，Im和Re取样由解扩器425解扩。解扩器425包括乘法器426和427，用于使该Im和Re取样与PN和沃尔什码序列(解扩的信号)相乘，于是使该接收的信号与该指定的扩展码相关。本领域的技术人员将会明白，如果在发射机101中使用复扩展序列扩展基准编码的数据比特(在某些应用中这将是基本的和可能是BPSK所需要的)，则在对该复数的接收的扩展码元的解扩过程中应该使用双套乘法器。在每个定时分支中重复解扩器425，以便形成早，迟和准时解扩信号(取样)。在准时分支中的结果信号在每个取样周期期间由合成和速放电路428和429合成，以便输出I(同相)和Q(正交)取样431和432，它们与实和虚正交相位取样Re和Im相对应。

基准取样提取电路150的优选实施例通过使I和Q取样431和432与同步(I)(经乘法器/相关器433和437)和同步(Q)(乘法器434和436)相乘，和经加法器435和438对各自的I和Q分支求和进行工作。该同步(I)和同步(Q)是已知基准(同步)码元的复共轭，例如，所有的-1s或1s，确切序列在速率估计之后知道，在该帧的末尾R是可用的。这种结构的目的是从I和Q分量中获得信道响应的噪声估计。由于DS-CDMA上行链路可以被看作是多平面衰落信道，对于每个平面衰落信道该接收的信号在解扩之后可被表示如下：

           r(n)＝h(n)a(n)+z(n)          (1)其中r(n)是在n(或nT，这里T是所感兴趣的信号，例如基准取样在解扩之后出现的时间间隔)的接收取样，a(n)是相应的被发送码元，h(n)是表征衰落信道的低通随机复变量，而z(n)是添加的噪声或干扰，其近似为白噪声和高斯噪声。因为仅有被发送的基准码元a_ref(n)为已知，所以利用与被发送的基准码元相对应的接收的I和Q取样431和432做出信道估计。在这种情况下，该信道的噪声估计系数可被表示为： $\hat{h}\left(n\right)=r\left(n\right){a_{\mathrm{ref}}}^{*}\left(n\right)------\left(2\right)$ 在正交复数表示法中，它变为： ${\hat{h}}_I\left(n\right)+j{\hat{h}}_Q\left(n\right)=(r_I\left(n\right)+{\mathrm{jr}}_Q\left(n\right))(a_{\mathrm{refI}}\left(n\right)-j{a}_{\mathrm{refQ}}\left(n\right))----\left(3\right)$

    ＝(r_I(n)a_refI(n)+r_Q(n)a_refQ(n))+j(r_Q(n)a_refI(n)-r_I(n)a_refQ(n))      (4)当r(n)为接收的基准取样时，等式4的第一个成分等效于基准取样I分量输出439，而等式4的第二个分量等效于基准取样Q分量输出440，(它们一起等效于图1的输入152)。基准取样I和Q输出439和440二者被馈送到信道估计器154，而I和Q数据取样被馈送到相干检测器160。

虽然，为了相干检测的目的信道估计器154能够利用基准取样I和Q输出439和440确定信道的瞬时相位和幅度，但是具有易于产生频移的问题。相对稳定的，大的频移可能由诸如不精确的振荡器产生，它会在发射机/接收机上产生非理想的时钟，以及大的和稳定的多普勒频移。在普通通信系统中的这种偏移典型地是通过锁相环(PLL)来进行校正。然而，在本优选实施例中由于信道估计器154能够对瞬时相位进行相当精确地估计，所以可以使用频率锁定环(FLL)而不是PLL。

在本优选实施例中，频率偏移估计器172包括两个部分，每一部分都把其估计建立在各自的数据(431和432)和基准(439和440)输出信号上。在后者的情况下，一个频偏检测器445包括两个延迟器446和447，两个乘法器448和449，和一个加法器450。检测器工作使延迟的I成分信号439与Q成分信号440在乘法器448中相乘，和使延迟的Q成分信号440与I成分信号439在乘法器449中相乘。该检测器的求和输出可被表示为： $f_{\mathrm{esr}}={\hat{h}}_I(n-1){\hat{h}}_Q\left(n\right)-{\hat{h}}_Q(n-1){\hat{h}}_I\left(n\right)----\left(5\right)$ 其中F_est是该频偏的定标估计。

也可以使用确定(数据)被接收信号取样431和432的信息对该频偏进行估计。因为并不知道实际被发送的数据比特，所以在相位估计中将具有90°(对于BPSK为180°)的相位模糊性。为了消除这种相位模糊性，在电路442中对每个接收的信号取样执行复数4次方运算(对于BPSK则求平方)。被求4次方的取样的实部(I)和虚部(Q)成分被送到一个与频偏检测器445相同的频偏检测器443，作为基准样值。在这种方式中，频偏检测器443也能产生该频偏的定标估计。

来自这两个检测器443和445的频偏的定标估计中的任何一个估计可用来驱动频率锁定环。另一方面，它们可被组合形成一个更好的频偏估计，它又可用于驱动该频率锁定环。如果根据基准取样439及440和数据取样431及432的频率估计分别用fd和fr表示，则合成估计可按下式获得：

          f_c＝w_rf_r+w_df_d           (6)其中w_r和w_d是两个加权因子，选择它们的值使被检测的频偏的平方值与其方差的比率最大。这些加权系数的最佳值是取样信号与噪声比的函数。熟练的技术人员将知道如何求得该信号与噪声比。当解扩的取样的信号与噪声比为相对的高时，我们可简单地使wr＝wd。这些加权因子可被提供到检测器443和445，经乘法器451，452输出，而该被加权的输出经加法器453求和。当在接收机135中使用几个RAKE指时，如本实施例所示的，所有指的频偏检测器的输出可经合并器454合并，产生一个定标的总频偏估计。这些输出也可被加权，例如用一个低于一阈值的值抵制输出，和/或使定标的加权随幅度增加。

该定标的总频偏估计经门455(其功能在下面描述)被送到环路滤波器456。对于最简单的一阶FLL，该环路滤波器可以由一个定标常数和一个积分器组成。该一阶FLL适于多种应用；在环路滤波器中具有极点的高阶FLL在某些特定情况下可能是有用的。FLL的设计和参数的选择对于本领域的技术人员来说是公知的。(例如参见，F.M.Gardner，＂Characteristics of Frequency-TrackingLoops，＂in Phase-Locked Loops(Editors W.C.Lindsey and C.M.Chie)，IEEE Press，New York，1986.)环路滤波器的输出“I”457的电压被用于通过将其馈送到LO 305对频偏进行校正。

还接收基准取样439、440和数据取样431，432输出的是功率估计器467，其优选实施例在图7中示出。基准取样输出439、440由FIR 611滤波以进一步除去噪声。被滤波的输出在电路612中取平方，平方的幅度产生一个基准样值(相干)信号功率估计。

虽然对于定时控制该相干信号功率估计可能是足够的，但是也可通过根据数据取样输出431、432形成信号功率估计获得改进的控制。在本优选实施例中，这些输出431，432在电路615(它可以是一个复数功率估计器)中被复数倍增到4次方，然后对于每个基准取样间隔(即，在上述实施例中，每个基准取样3个数据样值，即1.25ms/时隙÷(42样值/时隙÷3对基准样值)≈89.3μs)由累加器616对其累加或求平均。该累加器输出的幅度的平方根由电路617求出，该电路617提供非相干分支的信号功率估计。最后，两信号功率估计被加权，例如通过使该功率估计对其方差之比最大化，和在合并器/加法器618中求和，以产生定时分支的功率估计。

定时分支602的估计，连同类似的定时分支604和606的估计(对应于上述结合图6所描述的迟和早的定时分支)经门468，624和626一起被送到定时控制单元176。(门468，624和626在下面连同速率估计器171一起进行描述)。定时控制器176用于对定时偏移进行补偿，典型地是大约到每秒一片。

通过求两个或多个定时分支的功率估计之差对定时偏移进行补偿。在该优选的方法中，当使用三个定时分支时，(“准时”，“迟”和“早”分支602-602)，人们可方便地使用迟和早分支获得具有取样定时t_n+τ和t_n-τ的取样的功率估计，其中tn是“准时”取样定时。由差分器确定的迟和早定时分支的估计之间的差指示校正定时的移动方向。该差可被时间求平均，和如果该差平均为0，则该取样定时是正确的，并且无需做出调整。如果被滤波的差为正或负，则延迟锁定环滤波器634产生一个控制信号177(“G”)，其使得控制器520(见图6)根据在前的取样定时，即，当被设置了正确的取样时间时，朝着+τ或-τ的方向对取样定时进行调整。本领域的技术人员将清楚如何设定具有合适参数的延迟锁定环滤波器634，它取决于诸如系统设计的其他因素。(例如参见，Simon et.al.，Spread SpectrumCommunication Vol.3，Computer Science Press，1985.)例如，相对于基站以150km/hr移动的汽车补偿的滤波器常数可能是大约6秒钟(即，((299706km/秒(光速)÷(1228800片/秒))÷((150km/小时)÷(3600秒/小时))＝5.8s/片)，它表示由于汽车的运动，每5.8秒的一个全片时钟的滑动。所需的最大回转速率可能是大约2至5倍的快，以便考虑很快的训练和初始误确定。这种长期定时补偿的结果是使指以该长期平均射线到达时间为中心。

短间隔定时也是需要的，以对诸如在彼此一片内捕获两条独立衰落的射线的＂粗指＂的情况进行补偿。一种用于快速定时调整的优选方法是利用一个比较器636确定来自定时分支602、604或606的哪个选通功率估计具有最大值。可以选用一个短时间常数(例如小于1秒)低通滤波器(未示出)以减小在比较之前该选通功率估计的噪声成分。比较器636输出一个控制信号178(“F”)到选择器即门179，取决于哪个具有最大估计功率，该门179在各定时分支数据和基准取样输出之间转换。在图4所示的情况中，选择器179的门462和463被闭合到早定时分支的提取器输出Kr和Kd，表明最大信号功率已被确定从缓冲器421的抽头513接收。通过这种方式，确定在该瞬时具有指的最大功率的仅有一个定时分支输出将被用于在该瞬时的指的信道估计和相干检测。所期望的是一个窗口限制周期典型地被集中于由该长期定时补偿分支确定的值，并且这一限制典型地不大于约±0.5片。不再移动是必须的，因为典型地另一指将已被指定了时间相邻的能量。

在通信信号是TDM(时分复用)信号的情况下，能够实现进一步的增强。图8示出了一个这样的信号，它为一个20ms帧，每帧具有16个1.25ms时隙(例如，功率控制组)。当小于全速率的信号正在被发送时，未用的时隙可被有利地选通或被屏蔽，以便减少噪声和提供改进的信道估计。由所需的速率决定是使用2，4，8或所有16个时隙；但是，除了全速率以外，取决于速率，所用的时隙可以帧与帧不同。此外，1/8速率的时隙组是1/4速率的时隙组的子组，而1/4速率的时隙组是1/2速率的时隙组的子组。这种按排在图8中示出，其中阴影部分代表发送的能量。

图4的合成和转储电路428和429被设定跨越1.25ms时隙间隔。速率估计器171接收基准输出(即，输出439和440)。在没有正被发送的实际速率信息时(经上述的序列族)，人们仍可确定速率信息，即使效率不高。在这样一种情况下，速率估计器171可以按如下设计，并如图5中的可替换实施例所示。首先，速率估计器171还可以接收输出431和432，以及来自其他指的类似输出，甚至可以从帧解码器接收信息，和使用这些输出确定哪些间隔可以合并，哪些必须被屏蔽。对于长期定时补偿，速率估计器171的占用(功率)估计可被延迟，直到做出帧解码判决和其时隙占用决定。对于短间隔定时补偿分支，可以更便利地通过测量一个时隙与另一时隙的功率差对时隙占用进行估计。在进行这种估计时，对具有最强的被接收信号的那些指的输入进行更大的加权是有帮助的。因为每帧都有至少两个被占用的时隙，所以通过将这两个时隙中的功率与最初两个的功率进行比较能够对后两个的占用进行估计。对于较强功率的指，该估计将被更大地加权。一个可能的方法是仅利用来自最强的指的输入(或者是两个最强的平均，如果它们近似相等)做出速率判决。一种可选择的方法是对全部的估计进行功率求和。在此时刻，所期望的噪声功率典型地是大于取样功率；因此，通过对另两个候选时隙的全部24个取样取平均，在估计中实现了6。9dB的改进，如果最强的指被用于定速估计，这应该足以正确地估计多数时间的时隙占用。如果最初的判决是1/8速率帧正在被接收，则该方法最好继续，以确保这是一个正确的判决。在这一方法中，另4个时隙将被取平均，并且如果足够大，该1/8速率判决被改变。这可被继续直到全速率间隔功率的检查。

类似的选通按排被用于频率偏移估计器172。在这种情况下，频率偏移检测器443，445的输出必须被加权和经门455选通。当频率快速地改变时，更新必须是大约20ms数据帧数量级。因为信道估计器154能够处理由于多普勒频移引起的快速相位变化，所以频率锁定环的目的是对大的但相对稳定的频移的慢变化进行补偿，而不引入不可接受的附加噪声。因而，频率锁定环执行一种长期平均控制，以调整频偏和稳定状态的多普勒频移(诸如在瑞利衰落信道中向着基站移动)。通过选通输入到FLL滤波器456的信号，长期控制能够利用解码器182的速率判决。

然而，目前用于速率估计的最佳方法利用了发送一族基准码元序列的能力，每个序列定义了一个不同的速率，因此也定义了时隙占用。这保证了更精确的速率估计，降低了复杂性以及避免了来自解码器182的更旧或延迟信息的使用。

速率估计器171的当前优选实施例的操作进一步在图9至11中示出。图9示出了一个逻辑框图，图10是图4接收机中用于速率和信道估计的最佳方法的流程图。当噪声，衰落的基准取样151被提取时，速率估计器171从去复用器430(它知道具有足够精确性的解扩取样位置，用于从数据取样中分离基准取样)接收它们(步骤802-804)。这些基准取样51在速率估计器171的缓冲器705中被缓冲直到该帧的所有码元已被接收到为止(例如，以全速率的96个码元)；到达定时控制器176，频偏估计器172和信道估计器154的基准码元流被事先缓冲(例如，参见跟在去复用器430后面的缓冲器707，由此对未旋转去复用的基准取样进行缓冲，直到适当的序列族能被送到旋转器433，434，436和437为止)，以便延迟它们的处理直到一个速率估计被接收到为止。因为不是所有被接收的＂码元＂都将与被发送码元相对应(例如，在小于全速率的情况下，仅承载功率控制组的信息的包络被接通，因此剩下的信息是噪声)，所以速率估计器171在判决器706(在本实施例中，它由一个适当编程的ASIC(应用特定集成电路)或DSP(数字信号处理器)实现)中执行被接收基准码元流的准相干相关。准相干相关的使用是因为在一个功率控制组的持续期间(即，在以100km/hr和900MHz的瑞利衰落信道中，信道相干不足4ms)信道是相干的。相对于每个可能的发送序列执行所述的相关(步骤812)，例如，上述的全，半，1/4和1/8速率序列。最好使用部分内积的平方和(用Mi表示)，并由一个因子Kj定标，Mi可按照下式确定： $M_i=\underset{g=1}{\overset{16}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{j=1}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{s_{n,i}}^{*}\right|}^2----\left(7\right)$ 其中r_n是被接收的基准码元，而sn，i是分别由{s0}，{s1}，{s2}，{s3}表示的对应于全速率至1/8速率的可能的序列之一。在16个功率控制组的每一组中都具有6个基准码元，因此相干相关在每个功率控制组的整个时间跨越期间实现。每组的部分相关结果被平方，并且整个16组的平方的和被确定。这由因子Ki＝1，2，4或8定标，对于i＝1，2或3。该最大的定标结果的索引被作为速率估计173，或R输出。在另一种方法中，该基准序列可被扩展包括来自发送用户其他的例如功率控制的信息。例如，对于全，半和1/8速率的发送，增加1比特的功率控制信息，使用6个序列{si}，i＝0，...，5。

这种速率估计的方法不很复杂，并且在全速率比建议的用于IS-95上行链路通信的技术要精确，其可能已经应用于这里描述的IS-95型无线电设备中。在所建议的IS-95技术中，速率判决是通过使一个256状态维特比解码器运行4次来进行的，每个可能的速率都运行一次。然后检查该4个解码流的每一个的奇偶校验字(CRC，或，循环冗余校验，或其它帧质量指示符)，察看哪个指示了最可能的(即，无差错的)速率。正如熟练的技术人员所清楚的，这样一种建议的方法比本发明的方案在计算上来得复杂且精确性不高。模拟表明，对应于小于0.1％的基于速率检测器的基准码元的差错率，基于速率检测器或穷举解码器方法的能力误将全速率帧识别为次速率的概率约为0.3至0.5％。

一个速率估计171的确定后，它被输入到信道估计器154，频移估计器172和定时控制器176的每一个(步骤814-818)。速率估计171被用于选择在提取器150中使用的基准解调序列(图4的同步(I)和同步(Q)，等效于图9的框171的{sR}，也等效于等式2的aref(n))，以便旋转来自DEMUX 430的去复用基准码元。在速率估计成为可用和对旋转器输入及信道估计器滤波器进行选择之后，该旋转器和滤波器操作可同时进行。就是说，当每个旋转器取样成为可用时，则对一个信道估计滤波器输出进行计算。该速率估计171被用于控制滤波器的选择，以根据在信道估计器154中的旋转器输出进行工作。在该速率估计为R＝0(即，全速率)时，帧的所有码元被输入到一个全速率滤波器711。这些进一步在图11中由信号905示出，图中仅示出了来自信号流902的那些基准码元905，它们是处在由滤波器711工作的帧周期906中。全速率滤波器输出172然后从信道估计器154输出作为信道估计156。当该信道估计不为R＝0(例如，1，2或3)时，该基准码元152被馈送到滤波器714，然后输出715作为信道估计156。滤波器714的输入(图11中所示)被限制为处于赋能功率控制组周期904之内的那些基准码元903。虽然仅示出了两个滤波器，但熟练的技术人员将会清楚，可使用不同的滤波器(或算法)用于每个速率估计173。例如，以半速率，一些2和3个连续赋能功率控制组的分组将在随机化中出现。在这种情况中，一个良好的信道估计滤波器在产生该帧中一个给定组的信道估计中将给予相邻赋能组一些非零加权。还应该清楚，整个滤波功能是非线性的，因为基准码元本身就决定着该滤波器传输函数。

信道估计器滤波器711、714用于从接收的噪声，衰落基准码元流的至少一部分中构成一个信道估计156。在帧的持续期间信道变化很大，因此信道估计被分别计算；一个信道估计序列在156出现。例如，可以对信道进行估计，以便被接收帧的每功率控制组段具有一个输出，即每帧16个估计。这些信道估计由检测器160使用，以便在整个帧的跨度期间将所有接收数据码元158相位调整到0相位基准(步骤820)。以这种方式，在维特比解码器182中在接近任选解码之前，它们可被有效地与来自其它天线或信道延迟的相同序列的畸变拷贝相组合。正像如果其输入在帧长度期间是相干的，则解码器182性能会更好一样，该信道估计滤波器711或714会产生更好的信道估计，如果其输入在整个所考虑的跨度期间是相干的话。例如，考虑一个被接收的为全速率的帧，平均的信息能量出现在所有16个功率控制组中。如果信道估计滤波器711或714工作在粗略等于该信道相干时间Tc的噪声，衰落取样的时间间隔T_f上，则它将减少在其大部分输出中的噪声(产生高的信噪比估计)。在某种意义上说，信道估计器154是“平滑”思想的一种应用，而不是＂滤波＂。估计器154是在时刻t0对信道进行估计，并有效地利用了从t＝-∞到t＝+∞的测量数据。对于100km/hr和900MHz的情况，T_c是大约4ms，即3个功率控制组(按每功率控制组1.25ms)。Tc与汽车速度成反比地变化。如果Tf约等于Tc，则该估计的信噪比将是最高的(如果衰落和噪声过程统计已知，该滤波器的确切形状可容易地由Weiner滤波器理论导出)；该滤波器应该在3个功率控制组期间工作。

关于后一点是很重要的。如果滤波器711或714总是工作在3个功率控制期间，它将根据次速率提供一个次最佳的信道估计，因为通过未赋能功率控制组纯噪声将被引入到该滤波器中。可供选择的，运行为次速率设计的滤波器的现有方法是次最佳的，当其证明该接收帧是全速率时(次最佳的，因为T_f＞＞T_c)。本发明通过在进行信道估计之前以高精度对语音速率进行估计解决了这一问题。这允许对当前帧实施合适的滤波器711或714，以在全速率情况下产生最佳的信道估计，和在次速率情况下产生良好的估计，在一个可替换实施例中，其中滤波器的数量被扩大，各种次速率情况中的每一种情况(例如、半、1/2和1/8速率的情况)都得到最佳的滤波。

与信道估计器154类似，速率估计173由定时控制176使用，以便由频移估计器172对赋能的功率控制组进行滤波，屏蔽非赋能组(步骤814-816)。由于进行了适当的滤波，定时控制器176计算定时测量值(即，差)和如上所述根据赋能组对抽头进行调整(步骤808)。步骤806说明了一种方法，按照该方法，使用噪声基准比特计算的准时分支的能量估计可每功率控制组被计算一次，以设定或清除下行链路功率控制比特(即，通知汽车是否其功率太高或太低)。此外，可以使用速率信息是多噪声取样，指示哪些时隙未被占用，例如，到达维特比解码器182的信息以便由一信噪比估计器在对在次速率帧期间到达解码器182的输入定标过程中使用。

图12和13示出了通过速率估计信息所获得的一些好处。图12示出了来自信道估计器154的实际输出，其中输入到滤波器的输入信号910的信噪比(SNR)是-0.5dB。其中T_f＞＞T_c的次速率滤波器714利用计算的输出SNR＝8.0dB产生一个信道估计916。另一方面，其中T_f＝T_c的全速率滤波器利用计算的10.9dB的SNR产生同改进的信道估计914。

在定时估计的情况下，图13示出了如果速率信息可用，如何在全速率帧期间能够很好地对定时差错进行跟踪。由于使用本发明，在必要时(即，对于1/8速率)，当所有16组被赋能且仅使用其中2个时，我们会使用所有16组。在图13中，真信道定时920被模拟按正弦方式摆动，到达平均值为0的1/2片周期结束的峰值。定时电路跟踪由曲线924示出。净误差由第三条线926示出。在逝去时间的10和10.2秒之间，所显示的误差增加到0.2片周期的时间。在这一时间期间，几乎所有的接收帧都是次速率的，且定时更新出现的慢。在大约10.38秒处，全速率的一个脉冲串开始被接收。速率估计器171检测帧目前是全速率和允许该定时电路对所有接收的码元起作用。这导致快速和正确的定时校正，使定时误差返回到近似为0。

虽然对本发明进行了描述并进行了某种程度的说明，但应该明白，仅通过举例的方式对本发明实施例进行了描述，本领域的技术人员可以对在设置和部件组合以及步骤方面进行选择，而不脱离所限定的发明。例如，如上所述的优选实施例通信系统的调制器，天线和解调器部分针对经无线通信信道发送的CDMA扩频信号。然而，正如本领域的技术人员所清楚的，这里所描述和限定的编码和解码技术也可适用于诸如基于时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)等其他类型的传输系统。此外，通信信道也可变为电子数据总线、无线、光纤链路、卫星链路或任何其他类型的通信信道。这样，虽然结合特定实施例对本发明进行了描述，但显然，根据上面的描述做出各种改变、改进和变异是可能的，这对于本领域的技术人员来说是显而易见的。因此，本发明是要在所附权利要求的精神和范围内包括所有上述的改进和改变。

Claims (11)

1.一种利用接收机进行相干扩频接收的方法，所述接收机包括用于使接收的扩频信号数字化的取样器，和跟在该取样器之后的解扩器，用于将接收的扩频信号解扩成数据信号，其特征在于，所述方法包括下列步骤：

(A)从该数据信号中提取基准取样信息；和

(B)利用一个速率估计器估计第一帧的哪个时隙由所述基准取样信息占用，和输出一个速率估计。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括：

(C)通过使该基准取样信息与由所述速率估计确定的一个已知序列相关确定一个信道估计，和输出一个信道估计。

3.根据权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括：

(C)利用多个滤波器中的一个预定滤波器根据所述速率估计对该基准取样信息进行滤波确定一个信道估计，和输出一个信道估计。

4.根据权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括：

(C)根据所述速率估计对组成被接收扩频信号的相位和频率的组之一进行频偏调整。

5.根据权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括：

(C)根据该速率估计和至少数据信号与基准取样信息之一调整被接收扩频信号的定时。

6.一种相干扩频接收机，包括用于使接收的扩频信号数字化的取样器，和跟在该取样器之后的解扩器，用于将接收的扩频信号解扩成数据信号，其特征在于，所述接收机包括：

(A)与解扩器连接的提取装置，用于从该数据信号中提取基准取样信息；和

(B)与提取装置连接的速率估计器装置，用于估计第一帧的哪个时隙由所述基准取样信息占用，和输出一个速率估计。

7.根据权利要求6的接收机，其特征在于，所述基准取样信息是复数基准取样，且该速率估计器装置包括一个缓冲器和一个速率确定装置，所述缓冲器用于存储第一帧的所有基准取样和以一帧一帧为基础输出该存储的基准取样，所述速率确定装置用于确定哪个时隙被占用。

8.根据权利要求6的接收机，其特征在于，进一步包括：

(C)与该提取装置和速率估计器装置连接的信道估计器装置，用于通过使该基准取样信息与由所述速率估计确定的一个已知序列相关确定一个信道估计，和输出一个信道估计。

9.根据权利要求6的接收机，其特征在于，进一步包括：

(C)与该提取装置和速率估计器装置连接用于确定信道估计的信道估计器装置，该信道估计器装置包括多个滤波器装置，用于利用多个滤波器中的一预定滤波器根据所述速率估计对该基准取样信息进行滤波确定一个信道估计，和输出一个信道估计。

10.根据权利要求6的接收机，其特征在于，进一步包括：

(C)与该提取装置和速率估计器装置连接的频移装置，用于根据所述速率估计对组成被接收扩频信号的相位和频率之一进行频偏调整。

11.根据权利要求6的接收机，其特征在于，进一步包括：

(C)与该提取装置和速率估计器装置连接的定时控制装置，用于根据该速率估计和至少数据信号与基准取样信息之一调整被接收扩频信号的定时。

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