CN1128450A - 可在数字通信系统的准微带中操作的正交调制器 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供一种小型低成本的正交调制器，其输入电平在一宽的高频带上较低，并且很小有输入信号环绕在输出端周围。该正交调制器主要由多层基片和半导体集成电路和一盖构成，90°移相器就组装在这个多层基片上，两组2相调制器和一个输出信号同相合成电路就装在集成电路内。该多层基片总共是由“n”个层片构成的，第一基片层用于组装半导体集成电路的一层，或连接基片与半导体集成电路的一层。

Description

可在数字通信系统的准微带中 操作的正交调制器

本发明涉及一种正交调制器。特别是涉及适用于，例如，在一准微波信号频带中高频信号的相位调制的数字通信的正交调制器。

通常，用于这种象准微带一样的高频带中的正交调制器是通过半导体集成电路构成的。例如，1992年，电气与电子工程师协会，双极电路和技术会议3.2的“用于数字蜂窝式通信的QPSK调制器”一文，第59到62页描述了一种如图1电路图中所示的正交调制器。

如图1所示，在这种现有技术的正交调制器中，QPSK调制波是通过移相器65对局部振荡信号L01进行移相而获得的，从而产生一个第一信号和一个第二信号，第二信号具有与第一信号相差90°的相位移。此后，第一信号被提供给混合器66，以便同一个与第一信号相位相反的同相信号“I”相乘。另一方面，第二信号被加到混合器67上，以便和一个与该第二信号相位相反的正交信号“Q”相乘。然后，这些相乘的输出信号又被加到合成放大器68进行合成，由此而产生QPSK调制波。仅在具有带通滤波特性的滤波电路69滤出所需该QPSK调制波的频率成分以后，这个滤出的频率成分就加到混合器70上。在混合器70中，这个滤出的频率成分和另一个待频率变换的本机振荡信号L02进行混合，从而获得一个如准微带信号的合成信号。然后，进一步，将这个准微带信号在输出放大器71和平衡一不平衡转换电路72中进行处理，再输出。

另一种常用的正交调制器，如图2方框图所示，公开在1990年第20届欧洲微波会议公报第426页上，P.Weger等人写的论文“对于LO输入高达6GHz之前的数字相移正交”中。

如图2所示，90°移相器80在常规正交调制器中是由混合器81和两组1/2分频器82和83构成。在该正交调制器中，输入信号通过混合器81与本机振荡信号LO相乘，以获得彼此相位相反并且频率是输入信号两倍的信号。这些输出信号在分频器82和83中被除以1/2，从而载波信号LO_Q和LO_I被输出，它们相位差为90°，而频率和上述本机振荡信号LO的频率相同。混合器84和85用载波信号LO_Q和LO_I乘调制信号IF_Q和IF_I以输出一相乘的信号，作为正交调制波。

在如图2的常规正交调制器中，90°移相器80是通过硅晶体管而制成的半导体集成电路。另一方面，通过复合半导体如GaAs而制成集成电路的其它正交调制器通常可由K.Yamamoto等人所写的“具有移相器的1.9GHz带GaAs正交调制器IC”中得知，见1993年10月电气与电子工程师协会固态电路期刊，第28卷，第10期，第994-1000页。

图3表示由复合半导体集成电路制成的IC形式的正交调制器的电路图，它被公开在上述的公报之中。这种常规调制器是由90°移相器91，驱动器92，和混合器93和94构成。驱动器92前级有偏压旁路电容器C1和C2，驱动器是由GaAs制成的场效应管的三级差分放大器串联构成的。彼此相差90°的载波信号由90°移相器91输入到驱动器92中，以便由驱动器92放大。然后，被放大的载波信号被提供给混合器93和94中，在该混合器中，被放大的载波信号与调制信号相乘。

还有，在日本专利公开文献61-238144(1986)号、2-174343(1990)号、和4-287542(1992)号中，提出了校正90°移相器的相位差的方法。例如，在图4中示出了日本专利公开文献2-174343号所描述的正交调制器的电路方框图。按照图4中的常规正交调制器，由输入端99进入的载波信号通过分配器100分成两个被分隔的载波信号。一个被分隔的载波信号被加到混合器103中，以便和来自输入信号101的第一调制信号相乘，而另一个被分隔的载波信号在可变移相器105中被进行90°相移，并且移相载波信号被加到混合器104中，以便和来自输入端102的第二调制信号相乘。来自混合器103和104的各个输出信号在组合器108中相互组合，然后组合信号作为QPSK调制载波加到输出端109上。

除上述一般电路装置以外，这种常规正交调制器的相位比较器106，比较这些被分载波信号的相位，以检查它们之间的相位差偏离原始90°多少度。表示这个被检测相位差的信号经过环形滤波器107加到可变移相器105上作为控制信号，从而可变移相器105的相移数量就被可变地控制了，采用这种方式使来自混合器103和104输出信号之间的相位差可等于90°。

并且，另一种常规正交调制器可从1993年日本电子信息通信学会春季会议C-80中知道，其中在准微带中可操作的90°移相器是由在无功耗条件下可操作的无源电路构成，如图5所示。在这种现有技术的正交调制器中，内数字型90°移相器112是在基片111上被使用。由终端113输入的载波信号通过90°移相器112变换成第一载波信号和第二载波信号，第二载波信号与第一载波信号的相位差为90°。第一和第二载波信号被加到两个相位调制器114和115上，它们可制成集成电路，信号通过来自终端116和117的调制信号调制。从2相调制器114和115输出的信号在基片118上形成的组合器中进行处理，并且经处理的信号从输出端119输出，其作为QPSK(正交移相键控)调制信号。

在这种常规的正交调制器中，内数字型90°移相器112形成在氧化铝陶瓷基片111上，作为薄膜电路，并且这两种氧化铝陶瓷基片111和基片118同两相位调制器114和115组装在一个单独的外壳中，从而使这种正交调制器可以在1.5GHz的宽频带上低功耗条件下工作。

此外，从1993年12月27日公开的日本专利公开文献NO-5-347529中可以了解到，在准微带中可操作的还一种正交调制器，其移相器是由无源元件构成的。图6是用在这种常规正交调制器中的移相器一个例子的电路图。在该图中，90°移相器是这样设置的，由串联的第一移相单元121a和第一差动放大电路122a构成的第一移相器与第二移相器并联，而第二移相器是由串联的第二移相单元121b和第二差动放大器电路122b相对于输入端构成的。

这些移相单元121a和121b中的每个是由在两个4端移相器之间的串联电路构成的。这些移相器形成在半导体基片上，由螺旋线圈用作为相位超前元件，由MIM(金属绝缘金属)电容器用作为相位滞后元件。具有彼此相位相反的高频输入信号RF₁和RF₂经输入端被输入到这些移相单元121a和121b，然后由移相单元移相以产生两种信号S2A、S2B和S4A、S4B，它们分别用正交矢量表示。应该指出，在这种情况下，移相单元121a和121b的移相数量是按下述方式设定的，即使得信号S2A和S2B之间的合成矢量基本上垂直于信号S4A和S4B之间的合成矢量。

上述信号S2A、S2B和S4A、S4B被输入到次级上提供的差动放大器122a和122b中的差分对晶体管的栅极，并通过这些差动放大器进行差动放大，由此，得到的放大信号作为信号V1A、V1B和V2A、V2B分别从同相输出端和反相输出端被输出。应该理解，输出信号V1A的相位和输出信号V2A的相位是相差90°的，同样输出信号V1B的相位和输出信号V2B的相位也相差90°。

按照这种常规的移相器，如图7所示，对于在700MHz到2GHz频率范围内的高频输入信号RF₁，RF₂，会产生移相精度在(90°-2°)到(90°＋2°)之间相位的信号V1A(V1B)和V2A(V2B)。

如上述图1的常规正交调制器，在输入信号(本机振荡信号)通过低频信号调制以后，经调制的信号在混合器70中被频率转换成准微波信号。结果，就会存在这样的缺点，即需要两种信号源L01和L02，需要复杂的电路装置，并且会产生杂散噪音。

对于图2中所示的另一种常规正交调制器，虽然只需要一个信号源LO，在半导体集成电路中用双极晶体管制造的90°移相器，即使其由图2中所示的电路装置或其它电路装置实现，都不能以高于1GHz的载波频率进行实际操作。也就是说，这种正交调制器不能用在准微带中。相反，即使这种正交调制器能够在这种准微带中工作，由于有源电路元件的使用，就会存在另一个问题，即这种常规正交调制器将消耗大的功率。

还有，在图3中的常规正交调制器中，由于90°移相器91利用了电阻和电容构成的滤波电路，因此需要输出电平恒定的放大器92，用以校正在输出电平中的不平衡。因此，就会存在功耗增加的另一问题。还一个问题是，复合半导体场效应晶体管比硅双极型晶体管昂贵，从而使这种正交调制器的整个成本增加了。

然而，图4中另一种常规正交调制器使用了这样一个方法以改进900移相器的精度，这种方法就是，移相器由可变移相器105构成，相位比较器106检测到的相位误差反馈到可变移相器105中。不过，在日本专利文献NO.2-174343中，没有具体描述可变移相器105的操作频率，因此这种常规正交调制器不能用在准微带中。

另一方面，虽然常规正交调制器的功耗是低的，而要求薄膜电路图案的制造精度很高，以在基片111上构成内数字型90°移相器112。

因此，会存在这样的缺点，即这种正交调制器成本高，并且需要通过使用象金线那样的细的导线来彼此连接很窄的电路图形。这样的不便的连接加工。还有一个缺点，即，由于基片111、118的半导体集成电路芯片和两个相位调制器114，115是用粘性焊料连在一起封装的，这就需要很麻烦的加工。因此，这种正交调制器的成本和体积将会增加。

进一步来说，当图6中所示常规正交调制器的移相器被制在半导体集成电路上时，难以使用这样一种方法构成具有所需恒值的螺旋线圈。因此，当必需通过“试凑”方法来制造所需螺旋线圈时，就会存在另一缺点，即需要很长的设计过程。还有，由于集成电路本身的原因，螺旋线圈和MIM型电容器的恒值在制造中有很大的变化，则最后的90°相位差也会有很大变化。再者，在制造这种具有几百nH常数的螺旋线圈的时候，就需要占用较大的面积，这可能会引起该正交调制器总体积增加和其高成本费等问题。

因此，从图7的特性曲线显见，常规正交调制器的移相器在频率700MHz到2GHz的范围内具有+2°到-2°的误差。考虑到波动，则整个误差会进一步增加。进而，可获得所需相移的1.3GHz的带宽，以在准微带中的各种运用的观点看，它不具有足够的带宽。

本发明已经解决了上述各种问题，因此，本发明的目的是提供一种正交调制器，它减少了从输入信号进入输出端的绕度，在该调制器中，输入电平在象准微带这样的高频频带的宽频带宽上是较低的。

本发明的另一个目的是提供一种小型低成本的正交调制器。

为达到上述目的，按照本发明的一个方面，一种用以在高频带中调制相位信号的正交调制器包括：

一多层基片，用以在该多层基片的内层上构成一个90°移相器，该90°移相器把输入载波信号再分成一个第一载波信号和一个第2载波信号，通过分线耦合电路，第二载波信号与第一载波信号的相位差为90°；

一半导体集成电路，其内包含二组2相调制电路单元，它们通过连线连到上述多层基片上，所述2相调制电路单元根据外部输入调制信号，对来自所述90°移相器的第一载波信号和所述第二载波信号进行调制，从而输出正交调制信号；和

保护装置，用以保护半导体集成电路和保护所述连线。

通过安置上述多层基片可使本发明的正交调制器做得很小，基片至少包括：

第一基片，它位于所述多层基片的最上层，它有一区域，其上安装固定所述半导体集成电路，一布线图型，用以通过一连线把所述半导体集成电路的底座连到在第一基片上形成的上述90°移相器的一端上；

多个第二基片，它位于所述多层基片中间层上，并且被连接到用于载波信号的不同输入端上，所述分线耦合电路是由上第二基片和下第二基片之间形成的布线图型构成的；和

第三基片，它位于所述多层基片的最下层，用以形成一接地片。

本发明的正交调制器可通过安置上述多层基片而以低成本制成，多层基片至少包括：

一第一基片，它位于所述多层基片的上层，它至少具有第一布线图型，用以通过连线把所述半导体集成电路的底座和所述90°移相器的一端连接起来，一个可将半导体集成电路安装固定在其上的区域，和一第二布线图型，它的一端连到载波信号的不同输入端，以便构成所述分线耦合电路的一个单侧耦合形式；和

一第二基片，它位于上述多层基片的下层，用以构成一接地片。

根据本发明，由于90°移相器是由多层基片构成的，并且包含2相调制电路单元的半导体集成调制器电路是被安装在该多层基片上，使整个正交调制器可以在和多层基片相同的面积内形成。还有，由于90°移相器是通过多层基片分线耦合电路安置的，在90°移相器的传输损耗和耦合损耗之间的相位误差和相位差两者在宽的高频频带上会降低。

本发明的上述目的和其它目的，以及本发明的优点，通过参照下面的详细说明并结合附图，就会变得十分明显了，其中：

图1是一种常规正交调制器的一实例的电路图；

图2是以半导体集成电路形式的双极晶体管制造的另一种常规正交调制器的示意方框图；

图3是以半导体集成电路形式的复合半导体制造的另一种常规正交调制器的示意方框图；

图4示意性地表示了另一种具有相位误差校正装置的常规正交调制器的电路结构。

图5示意性地表示了另一种备有由无源电路构成的90°移相器的常规正交调制器的电路结构；

图6是在另一种常规正交调制器中使用的无源元件构成的移相器的示意电路图；

图7用图表表示图6中所示移相器的相位一频率特性曲线；

图8是根据本发明第一实施例的一种正交调制器的透视图；

图9是在图8所示正交调制器中使用的基片的第一层的平面图；

图10是在图8所示正交调制器中使用的基片的第m层的平面图；

图11是图8所示正交调制器中使用的基片的第(m＋1)层的平面图；

图12是图8所示正交调制器中使用的基片的第(n＋1)层的平面图；

图13是图8的正交调制器的示意电路图；

图14用图表表示图8正交调制器中的传输损耗和耦合损耗之间的特性曲线；

图15用图表表示图8正交调制器中传输输出、耦合输出和相位差之间的特性曲线；和

图16是根据本发明第二实施例的另一种正交调制器的平面图。

现在对本发明各种最佳实施例的正交调制器作详细说明。

图8是本发明第一实施例的正交调制器的一个透视图。图9至12是表示图8所示基片的各层的平面图。

如图8示意地所示，按本发明的这个实施例的正交调制器主要是由90°移相器组装在基片1中的多层基片1，二组2相调制器和一输出信号合成电路装在其中的半导体集成调制器电路2，和一个盖24构成。

多层基片1是由n层基片构成的，即由第一层(最上层)基片1₁到第n层(最下层)基片1n构成。分线面是由第(n-1)层构成。在基片1₁第一层上形成的表层对应于或是用来组装半导体集成电路的层，或是用来将基片与半导体集成电路相连接的层。如图9平面图中所示，在基片1₁第一层上，形成一矩形布线图型3，在该矩形布线图型3周围形成每个岛状布线图型5和图型6，它有一个窄的宽度，其沿这个基片周边部分形成，它可以封住盖24。再有，通孔4形成在布线图型3和布线图型5的予定部分上。其为了用以连接基片的下层。

因此，一半导体集成电路2就可安装固定在第一层基片I₁的布线图型3上，并且半导体集成电路2的终端垫层通过连接线(导线)7如金线(见图8)的方式连到相应的布线图型3或5上。

在多层基片1的侧部和底部以布线图型的形式形成有，载波信号输入端8a和8b，用于调制信号的4个输入端9a至9d(图8中只示出两个输入端9a和9b)，两个高频接地端10a和10b(图8中仅示出一个接地端10a)。还有，5个接地端11a到11e(图8中只示出两个接地端11b和11c)，一个电源端12(图8中未示出)，和一个输出端13，形成在这个多层基片的侧部和底部的布线图型上。

应该指出，上述各个终端的参考标号是在括号中表示的，它们可以通过通孔4连到图9中所示第一层平面图型上的布线图型5上。还有，接地端11a至11e通过通孔4连接于布线图型3中。

如图10的平面图所示，对应于多层基片1的中间层，在第m基片1m的第m层上形成基本上U型的布线图型14，其一端连接到上述载波信号输入端8a上，和另一布线图型15，其一端连接到上述电源端12上。还有，在布线图型14的两端上形成通孔16，并且在布线图型15的两端上形成通孔17。

如图11的平面图所示，其一端连到载波信号输入端8b的用于两个通孔互连的布线图型18被连在多层基片1的第(m＋1)基片1_m＋1的第(m＋1)层上。处于这个布线图型18基片中心部分上的布线部分18a形成在布线部分14a上，其位于基片1m的中心部分并沿垂直方向靠近基片的位置上。这些布线图型14a和18a构成90°移相器，它是由约λg/4长度的分线耦合电路制成的。应该指出，符号“λg”表示一个信号线上的波长，它是由基片厚度和基片的介电常数确定的。通常，在所使用的频率范围内的中心频率波长被选作该波长“λg”

再有，如图12的平面图所示，在多层基片1的第n基片1n(即最下层)下表面的第(n＋1)层上提供一连到各个接地端11a至11e的布线图型20，和分别连到上述终端8a，8b，9a至9d，10a，10b，12和13的布线图型22。用于与上层基片电连接的通孔21设置在布线图型20上，从而用以与上层基片电连接用的通孔23在布线图型22上形成。

终端8a，8b，9a至9d，10a，10b，11a至11e，12和13是在具有上述结构的基片1₁至1n布线层1至(n＋1)构成的多层基片1上形成的。如图8所示，在半导体集成电路2已经安装在多层基片1上并与之连接之后，就提供盖24以便保护半导体集成电路2和连接线7。另一种方法，为了保护半导体集成电路2和连接线7，可以涂覆树脂材料以代替该盖24。

按照该第一实施例具有上述结构的正交调制器电路用图13的电路图表示。应当注意，图8至12中所示标号被用在图13中表示相同或相似的电路元件。在图13中，半导体集成电路2通过混合器26a、26b(以构成2相位调制器)和合成(组合)电路27一起设置的。在图13中，电源终端12和接地端11a至11e被省略了。

下面，参照图13对这个正交调制器的操作进行描述。载波信号进入到输入端8a和8b中的一个，另一输入端通过终端电阻和电容器连到接地片上，由此而实现了高频线路接地。来自输入端8a或8b的载波信号通过上述布线图型14和18构成的分线耦合电路分成两个(第一和第二)载波信号，它们的相位相差90°，然后这些被分的载波信号又被加到混合器26a和26b上。在混合器26a中，输入的第一载波信号与第一调制信号相乘，它们相位彼此相反，并且该输入信号由输入端9c和9d提供。在混合器26b中，与第一载波信号相位相差90°的第二载波信号与第二调制信号相乘，它们相位彼此相反，并且该第二载波信号是从输入端9a和9b提供的。参考标号10a和10b表示电容器，其对于高频线路是接地的。

合成电路27可合成借助乘法从混合器26a和26b获得的2相调制信号，并且得到的4-相相位调制信号可从输出端13被输出。

图14是在该第一实施例的正交调制器中出现的传输损耗和耦合损耗之间的特性曲线的图表表示。图14的横座标表示频率，而纵座标表示增益和间隔。在这个图表中，曲线“I”表示从载波信号输入端8a(8b)到混合器26b(26a)输入端所获得的信号通路的增益(传输损耗)，另一条曲线“II”表示在混合器26a和26b的两个输入端之间的间隔(耦合损失)，并且还有一曲线“III”表示在中心频率选为2.4GHz的条件下，从输入端8a(8b)到混合器26a(26b)的信号耦合数量。

另一方面，图15示出了另一个图表，其中纵座标表示本实施例中传输输出和耦合输出之间的相位差，也就是说，这个纵座标示出了提供给混合器26a和26b输入端的载波信号之间的相位差，横座标表示频率。

从图14所示的曲线I和III可明显看出，在传输损失和耦合损失之间的差低于1dB的时候，频带宽度就对应于从1.85GHz到3.10GHz所确定的1.25GHz。这时，如图15所示，在传输输出和耦合输出之间的相位差会偏离90°一个角度其小于或等于1°。由此可以理解，根据本实施例的上述正交调制器可以在一个宽频率范围内工作。进而，从图15图表可明显看出，当在上述相位差中偏离90°的角位移小于或等于2°的时候，频带宽度就对应于3GHz，即这样一个频带宽度要比常规正交调制器宽得多。

应当指出，在图14曲线III所示的测量例子中，最大耦合量近似为-3.5dB，而最小传输损失约为-3dB，如图1曲线所示。当最大耦合量和最小传输损失量之间的差被选择为1，以便使这个最大耦合量大于这个差的时候，这样一个带宽，即传输损失和耦合量之间的差小于或等于1的带宽，会变宽，从而能够构成一个能在1GHz准微带上工作的90°移相器，其中很少有输入信号环绕在输出信号周围。

按照第一个实施例，从图8可明显看出，由于该正交调制器是利用多层基片1组装90°移相器而构成的，也可用半导体集成电路调制器电路2组装两组2相调制器和输出信号同相合成电路而构成的，则这些90°移相器、半导体集成电路调制器芯片、和其它布线图型可以被制作在同一个区域上。并且，多层基片和外壳可被装成一体。结果，同常规的正交调制器比较，使更为小型的正交调制器可以在低成本下制成，并能在低功耗下工作。

接下来，对本发明第二个实施例的正交调制器进行描述。在图16中示出了第二个实施例的正交调制器的平面图。根据该第二个实施例，一个90°移相器是由2层基片构成的，并且由于第二层构成接地板，则布线图型就只能形成在第一层上。图16表示在这个第一层上形成的布线图型。换言之，在第一基片3I₁上制作有：一个半导体集成调制器电路32，它用于组装两套2相调制器和输出信号同相合成(组成)电路，一个矩型布线图型33，和在这个矩型布线图型33周围以分离形式形成的岛状布线图形34a至38。再有，在第一基片3I₁上形成有布线图型39至41.和一个具有一窄的宽度并沿这个第一基片3I₁的周边形成的区域43。

如图16所示，半导体集成电路32被安装和固定在布线图型33上，其对应于半导体集成电路32的终端垫层的布线图型34a至38，通过连接线44如金线而连接。应当指出，在该第二实施例中，布线图型34a和34b是被连到第一调制信号的输入端的布线图型，并且图型35a和35b对应于连接到第二调制信号的输入端的布线图型。再有，布线图型36是连到电源端的布线图型，布线图型37a和37b对应于连到高频接地端的布线图型，并且布线图型38是连到输出端的布线图型。然后，如图16中黑色实心圆圈所示，通孔就形成在基片边缘上的这些布线图型的边缘部分中。

另一个布线图型39，其一端通过一个通孔45连到第一载波信号的一个输入端，并且它的另一端通过连接线46被连到一个半导体集成电路调制器的予选终端垫层上，该布线图型39具有一窄的中心部分并且呈锯齿形。另一方面，另一布线图型40其一端通过一个通孔47连到第二载波信号的输入端，并且其另一端设置在基片的中心部分并具有窄的宽度；如标号40a所示。布线图型41的一端具有一窄的宽度，并且它也被设置在基片的中心部分上(如参考标号41a所示)，而这个布线图型41的另一端具有一宽的宽度，并且通过连接线48连到半导体集成调制器电路32的一个予选终端垫层上。

设置在基片的上述中心部分的布线图型的端部40a和41a，通过连接线42而彼此互相连接。并且，布线图型40和布线图型41两者分别与布线图型39相邻。结果，这些布线图型39、40和41就通过边缘耦合型分布耦合电路构成90°移相器。

类似地，在这个第二正交调制器中，第一载波信号的输入端之一和第二载波信号的输入端，通过终端电阻器和电容器实现对高频线路接地，从另一个输入端进来的载波信号，通过90°移相器被分成两种相位至差90°的载波信号，移相器是由上述分布耦合电路构成。然后，这些被分的载波信号被加到半导体集成调制器电路32上，以便进行调制。最后，经调制的信号经过布线图型38作为正交调制信号被输出到输出端。

为方便起见，图16中虽然没有示出，但第一层基片3I₁的表面可以盖上一个盖子，也可以涂覆上树脂材料，以便保持半导体集成电路调制器32、各种布线图型和导线，类似于第一个实施例。

按照第二个实施例，由于只有一层可用于在其上形成布线图型，该第二实施例的正交调制器在小型化方面就存在固有的缺点。不过，由于单一基片的布线图型表面只有两个，即正面和背面，则第二个正交调制器的制造成本就会低于第一正交调制器的成本。

应该理解，虽然第一和第二实施例的上述正交调制器可以在准微带中工作，这些调制器也可以用于微带。并且本发明不限于上述实施例中所述的布线图型，例如，布线图型3和33的形状就不限于上述矩型图型。还有由于具有λg/4的长度的布线图型14被试存放在这样一个小的区域之中，这个布线图型14的形状就只能是一个如前所述的基本上为U形。换言之，当大的区域用于存放布线图型的时候，布线图型可以作成直的，因为这样一个直的布线图型可以获得比U形图型更好的特性。这个想法同样可用于布线图型39的形状。

如前详述，按照本发明的正交调制器，多层基片的90°移相器，可以通过使用一个分布耦合电路来构成，该电路具有小的相位误差和小的在90°移相器的传输损失和其耦合量之间的差。结果，就能实现这样一个正交调制器，使得在高频带如准微带以及在宽范围内输入电平较低，进而几乎没有输入信号环绕在输出端周围。

另外，按照本发明，包含正交调制器电路单元的半导体集成调制器电路被安装在构成90°移相器的多层基片上，从而使整个正交调制器就制作在与多层基片相同的区域内。因此，小型正交调制器就可以以低成本制造，并且在低功耗下工作。

Claims (6)

1.一种在高频带中调制一相位信号的正交调制器，它包括：

一个在所述多层基片的内层上构成一个90°移相器的多层基片，所述90°移相器把输入载波信号分成第一载波信号和第二载波信号，通过分布耦合电路使第二载波信号与第一载波信号相位差90°；

一个半导体集成电路、包括二组2相调制电路单元，并经导线连到所述多层基片上，所述2相调制电路单元根据外部输入的调制信号，对从上述90°移相器获得的上述第一载波信号和上述第二载波信号进行调制，由此输出正交调制信号；并且

保护装置，用于保护半导体集成电路，和用于保护所述布线。

2.根据权利要求1的正交调制器，其中所述多层基片至少包括：

一第一基片，它设置在上述多层基片的最上层，在其一部分上安装并固定有上述半导体集成电路，一个布线图型，通过一连线把所述半导体集成电路的底座连到在第一基片上形成的90°移相器的终端；

一组第二基片，它们被设置在多层基片的中间层上，并且连到载波信号的差动输入端，所述分布耦合电路是通过在上第二基片和下第二基片之间形成的布线图型构成的；并且

一第三基片，它被设置在上所多层基片的最上层，用于形成一个接地片。

3.根据权利要求1的正交调制器，所述多层基片至少包括：

一第一基片，它被设置在上述多层基片的上层，它有：至少一个第一布线图型，通过一根导线把上述半导体集成电路连到90 °移相器的一端，一个可将半导体集成电路安装并固定在其上的部分，和一个第二布线图型，它的一端连到了载波信号的不同输入端，以便构成边缘耦合型的分布耦合电路；并且

一第二基片，它被设置在上述多层基片的下层，以构成接地片。

4.如权利要求3的正交调制器，其中所述第一和第二布线图型具有基本等于使用中频带的中心频率的1/4波长。

5.根据权利要求1的正交调制器，其中布线图型是在上述多层基片的边缘部分上形成的，所述布线图型构成了一个载波信号输入端，以便把载波信号输入到上述90°移相器中，一个高频接地端，一个驱动上述半导体集成电路的终端，一个调制信号输入端，用以把调制信号输入到半导体集成电路中，和一个输出端，用于从在所述半导体集成电路中使用的合成电路中获得调制信号。

6.根据权利要求1的正交调制器，其中在半导体集成电路中使用的上所正交调制电路单元是由下面单元构成的：

第一和第二2相调制器，分别用于调制第一载波信号和第二载波信号，这些信号根据所述外部输入调制信号，从90°移相器中获得；

一同相合成电路，用于在同相条件下，合成来自上述第一2相调制器的输出信号和来自第二2相调制器的输出信号，并对外输出被合成的调制信号。

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