CN1059239A - 变换器装置的pwm信号发生电路 - Google Patents

变换器装置的pwm信号发生电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1059239A
CN1059239A CN91105777A CN91105777A CN1059239A CN 1059239 A CN1059239 A CN 1059239A CN 91105777 A CN91105777 A CN 91105777A CN 91105777 A CN91105777 A CN 91105777A CN 1059239 A CN1059239 A CN 1059239A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching mode
vector
retention time
voltage
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN91105777A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1022962C (zh
Inventor
饼川宏
广濑达也
堀口多起
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP02190467A external-priority patent/JP3072743B2/ja
Priority claimed from JP2190468A external-priority patent/JPH0479770A/ja
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Publication of CN1059239A publication Critical patent/CN1059239A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1022962C publication Critical patent/CN1022962C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Abstract

本发明的三相PWM信号发生电路包括：相位 指令值分类单元，对相位指令值所属单位区域及其超 前角进行判定；开关模式决定单元，对上述相位指令 值所属单位区域相应的相互间具有π/3相位差的 两种基本电压向量及零向量分别所对应的开关模式 的确定以及该模式的输出顺序作出决定；保持时间计 算单元，根据上述超前角及所提供的电压指令值分别 决定上述开关模式的各保持时间；计时单元，将各开 关模式的形成状态保持到上述各开关模式保持时间 经过为止。

Description

本发明涉及将直流电压变换成三相交流电压而设置进行开关控制的多个开关元件的变换器装置。特别是涉及为获得近似正弦波输出电压而对各开关元件的通断动作进行时间比控制的变换器装置的脉宽调制（PWM）发生电路。
用附图来说明变换器的现有PWM（脉宽调制）信号发生电路的例子。
首先，图18示出了变换器装置中变换器主电路的概要构成，在母线11、12之间将六个开关元件13U、13V、13W、13X、13Y、13Z进行桥式连接是公知的构成。其中各支路上下的开关元件必有一个导通，这样的三个开关元件用Sa、Sb、Sc来表示。因此，开关模式存在23＝8种。根据这样的开关模式，对应于假想中性点的各相电压为±V/2中之一。
所以，考虑变换器装置的输出电压上各相的相位差并给出瞬时向量的状态而成为电压空间向量时，对于瞬时输出的可能状态，对于Sa、Sb、Sc，当各相的正的一侧的开关元件13U、13V、或13W为导通时用〔1〕表示，相反，负荷侧的开关元件13X、13Y或13Z导通时用〔0〕表示，因而各开关模式用1、0状态来代替各Sa、Sb、Sc而得以表示。若将其图示，则如图19实线所示那样，可表现为相互之间相位差只相差2π/6，而大小相等的六个基本电压向量和两个零向量（0，0，0）、（1，1，1）。
这样，上述变换器装置中为控制各开关元件的通断的三相PWM信号发生电路构成由图20表示。
其中，14是相位指令值分类单元，将提供的相位指令值θ＊在把电气角2π进行例如12等分后的各单位区域中进行分类并给出分类结果，以及推算出在该单位区域中的超前角θ，然后该单元输出4比特的信息。15是开关模式决定单元，该单元决定出在上述相位指令值分类单元14中已被分类的相位指令值θ＊其所属单位区域内最接近的两种相互间相位差为π/3的基本电压向量（电压空间向量）所对应的开关模式和零向量对应的开关模式。进而，由于用这些模式决定出由开关元件13U～13Z的基板端子输出的顺序，原则上来说，可决定出如图19所示的与相位指令值θ＊相位最接近的两种基本电压向量，在该图的例子中，作为开关模式的（1，0，0）、（1，1，0）和零向量被指定。但是从两种零向量（1，1，1）、（0，0，0）中选用那一个则应参照以前的开关模式以开关次数为最少那样来进行选择。
尽管，在由相互之间相位相差2π/6的基本电压向量和零向量的时间比控制来输出任意大小和相位的电压空间向量时，而所可能输出的电压空间向量存在于图19中6个基本电压向量的各端点相连而成的六角形内侧中。所以由基本电压向量和零向量的时间比控制能够实现的正弦波调制的界限范围就成为在上述六角形的内切圆内侧中。因而，为了在该界限范围内实现任意的电压空间向量可利用极座标系，并且考虑到对称性则可只讨论π/6的范围。
图21所示的是关于基本电压向量（1，0，0）、（1，1，0）及零向量的部分放大图。其中，为使由相位指令值θ1 ＊、电压指令值V＊所构成的指令电压向量所对应的电压空间向量作为输出，在把基本电压向量（1，0，0）、同（1，1，0）以及零向量的输出时间各称作t1、t2、t0时，由于相位指令值θ＊所属单位区域中的相位指令值θ＊的超前角是θ，应满足由该图所示的几何学的解析关系的下式：
Vsin（π/6-0）∶Vsin（π/6+θ）∶1-V{sin（π/6-θ）+sin（π/6+θ）｝＝t1∶t2∶t0……（1）
此外，为了获得t1、t2，如图20所示，配备有保持时间计算单元16。即，来自相位指令分类单元14的超前角θ的数据输入ROM片17、18，从而求出与该超前角相对应的Sin（π/6+θ）值。然而，以1个控制周期Tsw乘以电压指令值V＊的值再接着乘以Sin（π/6-θ），则可获得与基本电压（1，0，0）相对应的开关模式的保持时间t1，同样也以1个控制周期Tsw乘以电压指令值V＊后再乘以Sin（π/6+θ）便获得了与基本电压向量（1，1，0）相对应的开关模式的保持时间t2。然后由1个控制周期Tsw减去这些t1、t2，便获得了与零向量相对应的开关模式保持时间t0。其中所谓1个控制周期是指上述两种模式的基本电压向量和零向量各自对应开关模式依次各发生一次的周期。
然而，计时单元19由预置全计数器20、开关21以及D型触发器22组成，在预置全计数器20的数据输入端DATA上，根据开关21的转换而输入各保持时间t0、t1、t2，在时钟端子CK上输入时钟信号fck。所以在每当预置全计数器20上所赋与的各保持时间的计时结束时，开关21被转换到根据开关模式决定单元15所决定的开关模式所对应保持时间的输出端子上，于是下一个保持时间的数据被输入了。触发器22在各保持时间的计时结束之前保持在适当开关模式的形成状态上，其结果，变换器装置中的开关元件件13U～13Z被进行所希望那样的通断控制。
图22表示随着接受了来自由PWM信号发生电路所控制的变换器主电路的输出功率而在三相负荷即三相感应电动机M中产生的磁通向量ψ的轨迹，用ψ＊表示平均轨迹而描绘为圆形轨迹移动。其中，磁通向量ψ可被表达成电压空间向量的时间积分，然而由于各基本电压向量是定值，所以其方向与基本电压向量相同而其大小与它的基本电压向量的保持时间成比例。
其次，在开关模式决定单元15中，明确了开关模式输出顺序的决定方法。
由保持时间计算单元16计算出用开关模式决定单元15所决定的两种基本电压向量的保持时间t1、t2，而其中长的那个向量中间存在着零向量，即在一个控制周期Tsw中，保持时间长的向量的起点前和后那处配备有零向量，就决定了开关模式的输出顺序。在此原则下，引出保持时间计算方法后，由于与相位指令值θ＊最接近的相位的基本电压向量的保持时间长起来，在由相位指令值分类单元14进行分类的阶段，可以判定保持时间长的基本电压向量所对应的开关模式。
当图22的相位指令值θ＊具有如同图21所示的状态时，其基本电压向量（1，0，0）、（1，1，0）及零向量所相应的开关模式所保持的时间分别为t1、t2、t0时，由t1＜t2的相位指令值θ＊与基本电压向量（1，1，0）最接近，按下列顺序反复进行开关21的转换：
……t1→t2→t0→t0→t2→t1……
下面对此例进行更详细的说明，在前一控制周期中，基本电压向量（1，0，0）所对应的开关模式只保持t1到终了时，下一周期中最初的基本电压向量（1，0，0）所对应的开关模式只保持时间t1，然后基本电压向量（1，1，0）所对应的开关模式只保持时间t2，最后，零向量（1，1，1）所对应的开关模式只保持时间t0。
就这样，对于变换器装置，其第1课题是依据PWM的控制，期望使其电压波形近似正弦波的程度进一步提高。
第2课题是，依据第18～22图所示的现有技术，根据下面的叙述可得以理解，在于在两种基本电压向量之间所存在的单位区域的转换部分。变换器装置所连接的电动机的磁通和转矩发生大的偏离现象，成为电动机的稳定控制的一个难题。
第3课题，由于变换器输出电压的大小充其量是PWM可控制的最大电压的 /2倍，电压指令值V＊所提供的变换器装置的输出电压波形畸变显著起来。即如图28所示载体电压信号Va与限制波电压信号Vb相比较而根据其大小获得PWM的原理，在该方式中，如果正弦波电压信号Vb的幅值极大，而在其峰值附近就不能正确地进行振幅对时间值的变换，就构成为波形畸变程度增大的原因。
以下将对上述第2课题作进一步详细描述。
首先，图23中的相位指令值θ＊ 2属于单位区域Ⅰ，随着时间的推移相位指令值θ＊ 2进入单位区域Ⅱ。如图24所示的那样，随着相位的增加，磁通向量也在移动。即，若基本电压向量（1，0，0）、（1，1，0）以及零向量的各自输出时间分别称为t1、t2、t0，在控制周期Tsw中，由于对属于单位区域Ⅰ的相位指令值θ1 ＊的t1＞t2的关系成立，最初零向量（0，0，0）所对应的开关模式只保持时间t0，然后长的基本电压向量（1，0，0）所对应的开关模式只保持时间t1，接着短的基本电压向量（1，1，0）所对应的开关模式只保持时间t2。
因而，在下一控制周期Tsw中，由于相位指令值θ2 ＊属于单位区域Ⅱ，如图所示那样，t1＜t2的关系式成立，这次零向量（1，1，1）只保持时间t0，其次，长的基本电压向量（1，1，0）所对应的开关模式只保持时间t2，而后短的基本电压向量（1，0，0）只保持时间t1。这一情况下，磁通向量的平均轨迹ψ＊如图24所表明的，正描绘着一个圆形轨迹。
如图24的磁通向量正在移动的情况，其转矩波形就是图25。由于转矩波形在相位比理想状态超前情况下增加，在滞后情况下降低，则在基本电压向量的形成状态（t1，t2）中转矩增大，而在零向量形成的时间（t0）中减小。该原因下的转矩，由图25可见到在其单位区域的转换部分成为偏离的波形，这就是引起较大转矩波动的原因。
对单位区域的转换部分的基本电压的选择如图26所示，考虑有另一种方法。也就是说，对于单位区域Ⅰ所属的相位指令值θ＊，基本电压向量（1，1，0）所对应的开关模式只保持时间t2，以后在单位区域发生转换的情况下，在第二个控制周期Tsw之间，对于属于单位区域Ⅱ的相位指令值θ＊ 2，原来的基本电压向量（1，0，0）所对应的开关模式只保持时间t1，然后基本电压向量（1，1，0）所对应的开关模式只保持时间t2，因而零向量（1，1，1）只保持时间t0。此情况下的转矩波形成为图27那样，转矩波形的偏离看不到了，可是对于理想的磁通平均轨迹ψ＊的实际磁通向量的轨迹的偏离变大。这就成为引起磁通变化的原因。结果是，在图24和26的任一场合下，由于转矩或者磁通发生偏离，致使电动机存在所谓控制稳定性问题。然而在两个基本电压向量之间存在的单位区域的转换部分，情况就不同了，由此而通常所发生的情况是可以理解的。
本发明的第1个目的在于：提供一种能谋求PWM可控制区域的接近全区域中转换的变换器装置的PWM信号发生装置，使变换器的输出电压波形近似正弦波的程度进一步提高。
本发明的第2个目的在于：提供变换器装置的PWM信号发生装置，能防止变换器的主电路上所连接的电动机的磁通和转矩发生偏离。
本发明的第3个目的在于：提供一种变换器装置的PWM信号发生装置，当在电压指令值过大的情况下，在变换器主电路输出电压的峰值附近的波形畸变能够改善。
根据第1个目的，本发明所具备的三相PWM信号发生电路可发出以下对开关元件进行通断控制的开关模式信号，为了把直流电压变换成三相交流正弦波近似电压，在所定的模式下，被通断控制的六个开关元件进行桥式连接而构成变换器主电路，为了使该变换器主电路的输出电压成为正弦波近似波形而形成相互间具有2π/6电气角相位差的6个基本电压向量所对应的6种开关模式及实际上开关元件全通或全断状态所对应的零向量对应的开关模式。该三相PWM信号发生电路的构成包括：相位指令值分类单元，对在电压指令值上附随的相位指令值属于把电气角2π进行数等分后所得的数个单位区域的哪个区域和相位指令值的超前角进行判定;开关模式决定单元，对上述相位指令值所属单位区域上相应的相互间具有π/3相位差的两种基本电压向量及零向量分别对应的开关模式的确定及这些模式的输出顺序作出决定，在上述两种开关模式分别形成期间各插入一次零向量对应的开关模式;保持时间的计算单元，对上述单位区域内根据相位指令值的超前角及所提供的电压指令值而对上述两种基本电压向量和零向量所对应的开关模式各自的保持时间分别作出决定;计时单元，将开关模式形成状态保持到由上述保持时间计算单元所决定的各开关模式保持时间经过为止。
若使用这种构成的本发明，变换器主电路零输出电压即实际上等于零的零向量所对应的开关模式在一个控制周期内的两种基本电压向量的每个中必须插入一次，其结果是，开关元件的通断控制进行得较为致密，能够进行的PWM控制遍及到最大电压，则电压波纹及转矩波动得以减小。
根据第2个目的，本发明所具备的三相PWM信号发生电路可发出以下对开关元件进行通断控制的开关模式信号，为了把直流电压变成为三相交流正弦波近似电压，在所定的模式下，被通断控制的六个开关元件进行桥式连接而构成变换器主电路，为了使该变换器主电路的输出电压成为正弦波近似波形而形成相互间具有2π/6电气角相位差的6个基本电压向量所对应的6种开关模式及实际上开关元件全通或全断状态所对应的零向量对应的开关模式，该三相PWM信号发生电路的构成包括：相位指令值分类单元，对在电压指令值上附随着的相位指令值属于把电气角2π进行数等分后所得的数个单位区域的哪个区域及相位指令值的超前角进行判定;开关模式决定单元，对上述相位指令值所属单位区域所对应的相互间具有π/3相位差的两种基本电压向量及零向量分别所对应的开关模式的确定及这些模式的输 出顺序作出决定;保持时间计算单元，对上述单位区域内根据相位指令值的超前角及所提供的电压指令值而对上述两种基本电压向量和零向量分别对应的开关模式的各保持时间分别进行计算;计时单元，将开关模式的形成状态保持到由上述保持时间计算单元所算出的各开关模式保持时间经过为止;单位区域转换判定单元，当相位指令值从上述两种基本电压向量之中的一个最近的单位区域向另一个最近的单位区域过渡时，进行判定;上述开关模式决定单元在1个控制周期内使零向量状态在不同时刻至少形成3次，其中两次所形成的零向量的合计保持时间大致等于另一次的保持时间的值。
若使用该构成的本发明，在一个控制周期内，零向量状态在不同时刻至少形成三次，其中2次所形成的零向量的合计保持时间与另一次的保持时间的值大致相等，结果在电压空间向量通过相位相差2π/6的两种基本电压向量间的中间位置时，形成零向量的该保持时间在1个控制周期内以所决定的零向量的保持时间的一部分作为构成时间。据此，被赋与长的保持时间的基本电压向量从一个转换到另一个时，使得向磁通向量的半径方向和切线方向的偏差值能够得以减小，其结果是，电动机内产生的磁通和转矩的偏离得以抑制。
根据本发明的第3个目的，本发明所具备的三相PWM信号发生电路可发出以下对开关元件进行通断控制的开关模式信号，为了把直流电压变换成为三相交流正弦波近似电压，在所定的模式下，被通断控制的6个开关元件进行桥式连接而构成变换器主电路，为了使该变换器主电路的输出电压具有正弦波近似波形而形成相互间具有2π/6电气角相位差的6个基本电压向量所对应的6种开关模式及实际上开关元件全通或全断状态所对应的零向量对应的开关模式。该三相PWM信号发生电路包含有：开关模式决定单元，它根据包含有所提供的电压指令值和相位指令值的指令电压向量，而使得上述6种开关模式的形成保持时间及输出顺序得以决定;指令电压向量置换单元，当所提供的指令电压向量的指令电压值超过了以基本电压向量为半径的PWM可控制区域时，把指令电压向量置换成在上述PWM可控制区域界限内最相近的第1指令电压向量。
若使用该构成的本发明，在接受了过大的电压指令值时，置换以具有PWM可控制范围的最大电压的新的指令电压向量，由于以该所置换的电压向量的原因而形成了开关模式信号，则交流电压峰值附近的波形畸变得以防止。
图1是本发明第1实施例的三相PWM信号发生电路的方框图;
图2是本发明第1实施例中为说明其作用的向量图;
图3是涉及本发明第1实施例的磁通向量轨迹示图;
图4是表示本发明第2实施例的三相PWM信号发生电路的方框图;
图5是表示本发明第3实施例的三相PWM信号发生电路的方框图;
图6是表示本发明第4实施例的三相PWM信号发生电路的方框图;
图7是表示本发明第5实施例的三相PWM信号发生电路的方框图;
图8是表示图7所示开关模式决定单元的具体构成的方框图;
图9是为说明第5实施例的，与图3相当的图;
图10是图9所示磁通相应的转矩波形图;
图11是表示第6实施例的，与图1相当的图;
图12和图13是为说明第6实施例的指令电压向量置换单元的流程图和区域判定说明图;
图14是为说明第6实施例的向量图;
图15是表示第7实施例的指令电压向量置换单元的接线图;
图16和17分别为现有技术的和第6实施例的三相近似正弦波形示图;
图18是三相变换器主电路的接线图;
图19是为说明三相PWM信号发生机理的基本电压向量图;
图20是现有的一般三相PWM信号发生电路的方框示意图;
图21是根据图20所示电路为说明一般正弦波近似机理的向量图;
图22是根据现有装置获得的一般正弦波近似量的磁通向量轨迹示图;
图23是按照现有装置中为说明有关单位区域转换部分动作的向量图;
图24是与图23相关的获得正弦波近似量的磁通向量的轨迹示图;
图25是图24所示的磁通向量所对应的转矩波形图;
图26和图27是与图24和图25相当的，关于不同的正弦波近似方法的示图;
图28是为说明PWM信号发生原理的电压波形图。
参照图1～3对本发明的第1实施例进行说明。为对如图18所示的变换器主电路的开关元件13U～13Z进行通断控制用的三相PWM信号发生电路示于图1中，就其中与图20相同的部分赋与同样的标识符号。在该第1实施例中，由相位指令分类单元30把被提供的相位指令值θ＊分类成将电气角2π作6等分后的各单位区域，并把该分类的结果作为3比特的信息输出，与此同时，推算其单位区域中各超前角θ并输出。
这样，伴随着上述（1）式的变换形式即下述（2）式，便可设定ROM存储表31，32。图2具体地表示出了根据（2）式的与上述图21相当的图形。
V＊Sin（π/3-θ）∶V＊Sinθ∶1-V＊{Sin（π/3-θ）+Sinθ｝＝t1∶t2∶t0（数学式）
……（2）
一方面，在第1实施例中，开关模式决定单元33这样布置：由相位指令值分类单元30所分类的单位区域对应的两种基本电压向量和零向量所分别对应的开关模式用它们所给的保持时间t1、t2、t0来表示，用这种顺序输出：
（t1→t0→t1）→（t2→t0→t2）。
当这一点用图3所示的具体实例进行描述时，基本电压向量（1，0，0）所对应的开关模式只保持时间t1，然后零向量（0，0，0）所对应的开关模式只保持时间t0，此后再一次将基本电压向量（1，0，0）所对应的开关模式只保持时间t1，紧接着基本电压向量（1，1，0）所对应的开关模式只保持时间t2，而后零向量（1，1，1）所对应的开关模式只保持时间t0，此后再一次将基本电压向量（1，1，0）所对应的开关模式只保持时间t2。这样，同一基本电压向量所对应的开关模式每两次输出之间必然插入一次零向量。在这一情形下，在从基本电压向量（1，0，0）向零向量过渡时，开关模式决定单元15之所以选（0，0，0）而不是（1，1，1）作为零向量，是因为从（1，0，0）向（0，0，0）过渡只需要一次开关就可以完成，既把开关的损耗降至最低，又可获得良好的作用效果。
若按照本实施例，把现有三相PWM信号发生电路中是PWM控制可能的最大电压 /2倍的变换器装置的最大输出电压提高到能够与PWM控制可能的最大电压相等。而且，还把相位指令值θ＊在6个单位区域中进行分类，同时，由于两种基本电压向量所对应的开关模式在其形成期间，必然会插入一次零向量，使变换器装置的输出电压接近正弦波的近似程度得以提高，并使作为负荷的电动机电流的纹波或トリツプル有所降低。
紧接着，图4表示使本发明可适用于对V/F有固定控制形式的变换器装置的第二实施例。图中，36相当于本发明图1中所示的具体的三相PWM信号发生电路。而其中的频率指令值f＊被给与时，根据函数发生器34的频率指令值f＊所对应的电压指令值V＊输出到三相PWM信号发生电路36中，根据相位信号发生器35的相位指令值θ＊以与第一实施例同样的方式输出到三相PWM信号发生电路36中。
图5表示本发明适用于电流跟随形式的变换器装置的第3实施例。其中，以与图18构成相同的变换器主电路40的输出侧上具有的电流检测器37检出电流值i以及电流指令值i＊均提供给变换电路38，其被变换成电压指令值V＊与相位指令值θ＊并输出到本发明的三相PWM信号发生电路36中。若按本发明，由于任意电压与相位的电压空间向量能以控制周期Tsw的2倍时间实现，通过使用高开关频率的元件，本发明也可适用于高速电流控制。
图6是第4实施例的示图，与图1的不同之处在于把保持时间计算单元40用ROM函数表格化。在该情况下，电压指令值V＊用8比特输入，而超前角θ用7比特来作输入，t0、t1、t2各以10比特输出，而ROIM的必要存储容量是960K比特，可以以1M比特的存储1C1个实现其容量。
然后，一面参照附图7～10，一面对本发明的第5实施例进行说明。图7所示的第5实施例的三相PWM信号发生电路，除了转换判别单元41被新设计以及开关模式决定单元42特殊地构成之外，其余部分与图20所示构成相同。
提供给相位指令值分类单元14的相位指令值θ＊将分类至所属单位区域，根据其分类结果，用开关模式决定单元15决定出两种基本电压向量所对应的开关模式、零向量所对应的开关模式及其输出顺序，由保持时间计算单元16决定这些开关模式的各自保持时间。由计算单元19保持各开关模式直到各保持时间经过为止，所述的开关元件的控制模式与上述现有技术的例子相同。
作为本实施例，在上述所提供的构成和作用基础上，还附加采用以下的机构。
图8是图7涉及的开关模式决定单元42的更详细的示图。通过采用相位指令值分类单元14而被分类的相位指令值θ＊，以两种相位相差π/3的两电压空间向量之间所存在的两个单位区域中的一个区域向另一个区域过渡，发生所属单位区域间的变换的情况下（其在6个基本电压向量中相邻之间存在的每π/3发生），其由变换判别单元41进行判定。根据该判定，开关模式决定单元42用与通常情况下只一个控制周期Tsw不同的方式决定应该决定的开关模式输出顺序。
将根据开关模式决定单元42所决定的开关模式输出的顺序的通常决定方法（简称为〔通常方式〕）用现有的例子作一说明，在保持时间较长的一个基本向量所对应的开关模式之前（或者之后），参照已经过的开关模式而以开关次数最少那样来配置零向量。对于它的相位指令值θ＊所属单位区域需变换的情况下（简称为〔变换方式〕）的开关模式输出顺序的决定方法为：在把一个控制周期Tsw的初始部与最后部分别平分以根据保持时间计算单元16所算出的零向量的保持时间t0来保持该所得时间t0/2，来配置零向量。
根据图23的状态，参照图9的单位区域的变换例，对上述予以说明。
首先，最初的相位指令值θ1 ＊属于单位区域1，然而为了用〔通常方式〕，当基本电压向量（1，0，0）、（1，1，0）及零向量所对应的开关模式的保持时间分别为t1、t2、t0时，由于t1＞t2的关系式成立，在控制周期Tsw间，最初是零向量（0，0，0）所对应的开关模式只保持时间t0，其次基本电压向量（1，0，0）所对应的开关模式只保持时间t1，最后是基本电压向量（1，1，0）所对应的开关模式只保持时间t2（参照图9）。当相位从单位区域Ⅰ向Ⅱ过渡时其由变换判别单元41判定，通过图8所示的选择开关43a、43b，从决定开关模式发生顺序的〔通常方式〕电路44a切换至〔变换方式〕电路44b。第2个控制周期Tsw期间。当相位指令值θ＊ 2属于单位区域Ⅱ并成为〔变换方式〕时，零向量（1，1，1）只保持时间t0/2，其次因t1＜t2的关系，基本电压向量（1，1，0）所对应的开关模式只保持时间t2，进而，基本电压向量（1，0，0）所对应的开关模式只保持时间t1，最后零向量（1，1，1）只保持时间t0/2。
图8和图10各示出了上述各种情况下的磁通向量轨迹及转矩波形。如果将这些图与图26和27相比较，就会清楚地看出，如采用本实施例的构成，在磁通的偏离及转矩波形的偏离两个方面上，均得到了改善。
并且，不言而喻，本实施例5还能适用于图4至6所示构成的PWM信号发生电路。
用图11至16对第6实施例进行说明。图11所示的PWM信号发生电路的构成，除了在开关模式保持时间t1、t2、t0的信号输出部分和用于分配其时间的开关21之间添加了指令电压向量置换单元45以外，实际上与图23一样，以及它们的保持时间同样是由上述（1）式算出。该指令电压向量置换单元45，在提供以上述的开关模式保持时间t1、t2、t0时，依据下述那样的程序进行运算，由于计算单元15所给出实际保持时间为T11、T22、T00，由于特别高的电压指令值V＊被给予则零向量的保持时间t0变为负值，此时就能依据置换程序进行运算。
然后对上述构成的作用进行说明。指令电压向量V＊所存在的区域如图13所示，如果以第19图中的正六角形所示的PWM可控制区域作为区域1，区域1的各边外侧上相垂直的部分是区域2，则剩下的部分是区域3，总共有三个区域。
首先，如图21所示，在相位指令值θ＊及电压指令值V＊所对应的指令电压向量V存在于区域1中即存在于PWM可控制区域内的情况下，象下述这样进行工作：相位指令值分类单元14按照此时的相位指令值Q＊分类至单位区域，把分类的结果输出到开关模式决定单元15中，同时，把超前角数据输出到保持时间计算电路16中。根据保持时间计算电路16的上述关系式（1）计算所示的时间比，把关于各基本电压向量所对应的保持时间t1，t2，t0提供给指令电压向量置换单元45。
指令电压向量置换单元45据此起动由图12所示程序方框图所表示的程序。把从保持时间计算电路16所提供的零向量的保持时间t0除以2，并将所得数值记忆为比较值A（步骤S1）。然后，指令电压向量置换单元45将刚才算得的比较值A是否大于或等于零作出判断（步骤S2），在上述情况下，由于根据指令电压向量V在PWM可控制区域内所保持时间t0为正值，则判断为〔是〕，进入步骤S3。由于步骤S3决定实际的保持时间T11，T22，T00，在这种情况下，以保持时间T00代入2倍比较值A的值（即等于t0），保持时间T11，T22则原样代入t1，t2。在步骤〔结束〕时，来自保持时间计算电路16的保持时间作为其实际的保持时间输出。
那么，指令电压向量V在区域Ⅱ时，即在PWM可控制区域之外时，将象下述这样进行动作。首先，此时，由保持时间计算电路16根据与上述相同的公式（1）算出保持时间t0，t1，t2，零向量的保持时间t0成为负值。由于图14用虚线表示象这样情况下的指令电压向量V的轨迹，其就是表示在指令电压向量V包含基本电压向量（1，0，0）的π/6角度区域内进行分类的图。与图21相比较就会更清楚地看出，根据式（1）所示的比值，计算得出的零向量保持时间t0，实际上已经成为不能存在的负值了。当指令电压向量置换单元45，提供这样的负值保持时间时，步骤S2便判断为〔否〕，并接着需判断应属于区域Ⅱ和Ⅲ中哪一个，则程序进入步骤S4。其中，指令电压向量置换单元45，将在步骤S1算出的比较值A加在由保持时间计算电路16所提供的保持时间t2上所得的值作为比较值B。由于此时比较值A为负值，则比较值B就成为比保持时间t2还小的值。接着，在步骤S5中，判断比较值B是大于或等于零，若为正时，判断为〔是〕，则程序进入步骤S6。这样，在步骤S5，根据比较值B就可判断出指令电压向量在区域Ⅱ中（参照图13）。所以，通过步骤S6，把比较值B代入实际的保持时间T22，同时，把比较值A同t1相加的值代入保持时间T11，再将零代入零向量保持时间T00。据此，指令电压向量V就被置换成为修正指令电压向量V′（参照图14）。上述过程的物理定义在于：把零向量的保持时间t0作2等分，并分别从保持时间t1，t2中减去，使指令电压向量V过渡到所示PWM可控制区域界限的边缘m向下垂线的交点P点处，于是就置换成了与PWM可控制范围最大值最接近的指令电压向量V′。
然后，当上述步骤S5中出现判断为〔否〕时，即指令电压向量存在于区域Ⅲ时，程序进入S7，并把保持时间T22作为Tsw，把保持时间T11，T00作为零。这样，在指令电压向量在区域Ⅲ中时，通过用完全电压向量代用，就置换成了最接近的指令电压向量V′（未图示）。
根据以上结果，当图14所示的指令电压向量V被提供时，对于变换器装置通过置换以在PWM可控制区域边界内的最接近的指令电压向量V′，并输出，就能获得使正弦波峰值附近的波形畸变被抑制至最小的输出电压。
图15是本发明第7实施例的示图。同图6的实施例的保持时间计算电路16的一部分一起完成指令电压向量置换单元45的机能，用逻辑电路来表示所构成的指令电压向量置换单元。而且根据本实施例，各个输入数据用并行10比特的数字数据来进行处理。
在图15中，加法器46将保持时间t1和t2相加然后提供给减法器47作为减法运算的减数。减法器47用控制周期Tsw减去来自加法器46的减数，再输出到与门电路48和49中。减法器47具有符号判定端CY1，在减法运算结果为负值的情况下，输出“H”电平的判定信号，该判定信号提供给与门电路48的另一输入端并在同时通过倒相器50提供给与门电路49的另一输入端。与门电路49的输出作为实际零向量保持时间T00。与门电路48的输出提供给减法器51，而通过除法器52将与门电路48的输出除以2作为减法运算的减数也同时提供给减法器51，然后将该减法运算的结果输出到加法器53中。加法器53将减法器51的输出与保持时间t1进行相加运算并输出。加法器54将除法器52的输出与保持时间t2进行相加运算并输出给与门电路55。而且，加法器54具有符号判定端CY2，当加法运算的结果为负值时，通过倒相器56将“L”电平的判定信号提供给与门电路55的另一输入端。所以，与门电路55的输出作为实际的保持时间T22。转换开关57，在通常情况下，把加法器53的输出作为实际的保持时间T11，来自加法器54的“L”电平判定信号被输出时，保持时间T11就会作为控制周期Tsw。
如果采用上述构成，根据指令电压向量的存在区域而进行下面这样的动作。
首先，当指令电压V在区域Ⅰ中时，采用减法器47，由于把加法器所提供的加法结果（t1+t2）从控制周期Tsw中减去的结果T0（＝Tsw-t1-t2）不为负，判定信号为“L”电平。这样，与门电路49的输出也即减法器47的减法运算结果t0作为保持时间T00输出，而且由于减法器47的判定信号为“L”电平，该时刻的与门电路48的输出被遮断，则向加法器53，54的输入为零。加法器54的输出以其原值t2（t2＞0）通过与门电路55作为保持时间T22输出。另一方面加法器53的输出也按其原值t1提供给转换开关57，由于此时的与门电路54的判定信号是“L”电平，由转换开关57输出作为保持时间T11的原值t2。
其次，指令电压向量V在区域Ⅱ中时，通过与上述同样的减法器47进行减法运算，其结果为负值，与门电路49的输出被遮断，零向量的保持时间T00成为零，从与门电路48输出负的减法运算结果（t0）。据此，加法器53输出将t1与t0/2相加的结果，而加法器28输出将t2与t0/2相加的结果。此时由于加法器54的输出不为负，则作为其原值的保持时间T22被输出，加法器53的输出通过转换开关57作为保持时间T11输出。
而且，当指令电压向量V在区域Ⅲ中时，由于上述加法器54的加法运算结果为负值，则遮断了与门电路55的输出，同时，判定信号成为“L”电平使转换开关57转换。其结果，把保持时间T22作为控制周期Tsw，把保持时间T00和T11作为零输出。
因而，采用该第7实施例，与第6实施例具有完全相同的效果。
那么，图17（a），（b）则是用将上述第6或第7实施例所获得的变换器装置的输出通过模拟算出的波形图来比较在三相感应电动机输出相同负载转矩时的相电流，该图（a）是现有技术的情况，该图（b）是根据本发明实施例的情况。从该结果可以看出，对两者进行比较，本发明的实施例，其电流峰值及电流有效值较小。这样，电动机内部所产生的磁通及基波输出电压均变高。
而且通过以上各实施例，已经说明了适用的场合尤其是适用于开环控制的变换器装置，不言而喻，也能适用于施行电流控制的变换器装置，此时将获得高的电流跟随性能。

Claims (9)

1、一种变换器装置的PWM信号发生电路，其特征在于：
具有三相PWM信号发生电路可发出以下对开关元件进行通断控制的开关模式信号，为了把直流电压变换成三相交流正弦波近似电压，在所定的模式下，被通断控制的六个开关元件进行桥式连接而构成变换器主电路，为了使该变换器主电路的输出电压具有正弦波近似波形，而形成相互间具有2π/6电气角相位差的六个基本电压向量所对应的六种开关模式及实际上开关元件全通或全断状态所对应零向量相应的开关模式，
该三相PWM信号发生电路的构成包括：相位指令值分类单元，对在电压指令值上附随的相位指令值属于把电气角2π进行数等分后所得数个单位区域的哪个区域和相位指令值的超前角进行判定；开关模式决定单元，对上述相位指令值所属单位区域相应的相互间具有π/3相位差的两种基本电压向量及零向量分别所对应的开关模式的确定以及该模式的输出顺序作出决定，在上述两种开关模式形成期间分别插入一次零向量所对应的开关模式，保持时间计算单元，根据上述单位区域内相位指令值的超前角及所提供的电压指令值分别决定上述两种基本电压向量和零向量分别对应的开关模式的各保持时间；计时单元，将各开关模式的形成状态保持到由上述保持时间计算单元所决定的各开关模式保持时间经过为止。
2、按照权利要求1所述的变换器装置的PWM信号发生电路，其特征是将零向量所对应的开关模式反复两次插入同一种开关模式。
3、按照权利要求1所述的变换器装置的PWM信号发生电路，其特征是：在两种开关模式的每个中所插入的零向量相对应的开关模式使其插入对象的开关模式对应的3个开关中的一个翻转。
4、一种变换器装置的PWM信号发生电路，其特征是，具有三相PWM信号发生电路，可发出以下对开关元件进行通断控制的开关模式信号，为了把直流电压变换成为三相交流正弦波近似电压，在所定的模式下，被通断控制的六个开关元件进行桥式连接而构成变换器主电路，为了使变换器主电路的输出电压具有正弦波近似波形而形成相互间具有2π/6电气角相位差的六个基本电压向量所对应的六种开关模式以及实际上开关元件全通或全断状态所对应的零向量相应的开关模式，
该三相PWM信号发生电路的构成包括：相位指令值分类单元，对在电压指令值上附随着的相位指令值属于把电气角2π进行数等分后所得的数个单位区域的哪个区域和相位指令值的超前角进行判定;开关模式决定单元，对上述相位指令值所属单位区域相应的相互间具有π/3相位差的两种基本电压向量及零向量分别所对应的开关模式的确定以及该模式的输出顺序作出决定;保持时间计算单元，根据上述单位区域内相应指令值的超前角及所提供的电压指令值分别决定上述两种基本电压向量和零向量所分别对应的开关模式的各保持时间;计时单元，将开关模式的形成状态保持到由上述保持时间计算单元所决定的各开关模式保持时间经过为止;单位区域转换判定单元，当相位指令值从上述两种基本电压向量之中一个最近的单位区域向另一个最近的单位区域过渡时，作出判定;上述开关模式决定单元应使在1个控制周期内，零向量状态在不同时刻至少形成三次，其中两次所形成的零向量的合计保持时间大致等于另一次的保持时间。
5、按照权利要求4所述的变换器装置的PWM信号发生电路，其特征是，先进行的两次零向量状态是在1个控制周期内至少处于前一半时间内的最初和最后位置，而处于最后位置的零向量的保持时间被确定为最初的1/2左右。
6、按照权利要求4所述的变换器装置的PWM信号发生电路，其特征是，以具有相位差2π/6的两种基本电压向量之间的相位差分成两份的角度确定为单位区域所具有的角度大小。
7、一种变换器装置的PWM信号发生电路，其特征是，具有三相PWM信号发生电路，可发出以下对开关元件进行通断控制的开关模式信号，为了把直流电压变换成三相交流正弦波近似电压，在所定模式下，被通断控制的六个开关元件进行桥式连接而构成变换器主电路，为了使该变换器主电路的输出电压具有正弦波近似波形而形成相互间具有2π/6电气角相位差的六个基本电压向量所对应的六种开关模式以及实质上开关元件全通或全断状态所对应的零向量相应的开关模式，
该三相PWM信号发生电路包含有：开关模式决定单元，根据含有所提供的电压指令值和相位指令值的指令电压向量来决定上述六种开关模式的形成保持时间及其输出顺序;指令电压向量置换单元，当所提供的指令电压向量的指令电压值是超越了以基本电压向量为半径的PWM可控制区域的值时，把指令电压向量置换成离上述PWM可控制区域界限最近的第1指令电压向量。
8、按照权利要求7所述的变换器装置的PWM信号发生电路，其特征是，当所提供的指令电压向量超越了PWM可控制区域而且其相位指令值与基本电压向量相近似时，便把该指令电压置换成基本电压向量的大小。
9、一种变换器装置的PWM信号发生电路，其特征是，具有PWM信号发生电路，可发出以下对开关元件进行通断控制的开关模式信号，为了把直流电压变换成为三相交流正弦波近似电压，在所定模式下，被通断控制的六个开关元件进行桥式连接而构成变换器主电路，为了使该变换器主电路的输出电压具有正弦波近似波形而形成相互间具有2π/6电气角相位差的6个基本电压向量所对应的6种开关模式及实际上开关元件全通或全断状态所对应的零向量相应的开关模式，
该三相PWM信号发生电路包含：开关模式决定单元，根据包括有所提供的电压指令值和相位指令值的指令电压向量来决定上述6种开关模式的形成保持时间及其输出顺序;所属区域决定单元，对所提供电压指令向量属于下述区域中哪一个区域作出判定，这些区域为：根据上述6种基本电压向量所构成的正六角形的第一区域，从该第一区域的各边沿其垂直方向向外扩展的第二区域，以及在各基本向量方向上扩展的第三区域，由该判定所得的所属结果，在第二区域时，则把其指令电压向量置换成上述PWM可控制区域界限上最接近的第一指令电压向量;在第三区域时，则把其指令电压向量置换成为基本电压向量的大小;在第一区域时，就是原指令电压向量本身。
CN91105777A 1990-07-20 1991-07-20 变换器装置的pwm信号发生电路 Expired - Fee Related CN1022962C (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP02190467A JP3072743B2 (ja) 1990-07-20 1990-07-20 三相ｐｗｍ電圧発生方法
JP190467/90 1990-07-20
JP2190468A JPH0479770A (ja) 1990-07-20 1990-07-20 インバータ装置の三相ｐｗｍ信号発生回路
JP190468/90 1990-07-20

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1059239A true CN1059239A (zh) 1992-03-04
CN1022962C CN1022962C (zh) 1993-12-01

Family

ID=26506103

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN91105777A Expired - Fee Related CN1022962C (zh) 1990-07-20 1991-07-20 变换器装置的pwm信号发生电路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5182701A (zh)
EP (2) EP0467694B1 (zh)
CN (1) CN1022962C (zh)
DE (2) DE69130809T2 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104054257A (zh) * 2012-01-17 2014-09-17 三菱电机株式会社 无刷马达、无刷马达的驱动方法以及电动动力转向装置
CN107872181A (zh) * 2016-09-26 2018-04-03 株式会社捷太格特 马达控制装置

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE59102264D1 (de) * 1991-03-26 1994-08-25 Siemens Ag Verfahren und Schaltungsanordnung zur Regelung eines zweidimensionalen Vektors einer Strecke mittels eines wertediskreten Stellgliedes mit begrenzter Schaltfrequenz.
US5537308A (en) * 1993-10-15 1996-07-16 Eaton Corporation Digital current regulator
US5552977A (en) * 1995-06-20 1996-09-03 Ford Motor Company Three phase inverter circuit with improved transition from SVPWM to six step operation
US5657216A (en) * 1995-11-13 1997-08-12 Allen-Bradley Company, Inc. Method and apparatus for linearizing pulse width modulation in overmodulation region
US6069808A (en) * 1997-05-21 2000-05-30 Texas Instruments Incorporated Symmetrical space vector PWM DC-AC converter controller
ES2222667T3 (es) * 1999-09-01 2005-02-01 Ramachandran Ramarathnam Controlador de motor multivelocidad.
US20060071627A1 (en) * 2002-03-28 2006-04-06 Ho Eddy Y Y Motor current reconstruction via DC bus current measurement
FI115265B (fi) 2003-08-28 2005-03-31 Vacon Oyj Taajuusmuuttajan pulssinleveysmodulointi
US7348758B2 (en) * 2005-10-26 2008-03-25 International Rectifier Corporation Audible noise reduction for single current shunt platform
DE102007035570A1 (de) * 2007-07-26 2009-02-05 Universität Kassel Doppelt gespeister Asynchrongenerator und Verfahren zu dessen Betrieb
FR2975843B1 (fr) * 2011-05-23 2013-05-17 Renault Sa Procede de commande des interrupteurs d'un redresseur de courant connecte a un chargeur embarque.
WO2013076937A1 (ja) 2011-11-22 2013-05-30 パナソニック株式会社 交流変換回路

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0636676B2 (ja) * 1985-03-01 1994-05-11 勲 高橋 Ｐｗｍインバ−タの制御方法
JPH0687676B2 (ja) * 1985-10-07 1994-11-02 株式会社豊田中央研究所 多相インバ−タの電流制御方法
JPS62118774A (ja) * 1985-11-18 1987-05-30 Toshiba Corp インバ−タのパルス幅変調信号発生方式
JP2577738B2 (ja) * 1987-05-20 1997-02-05 三菱電機株式会社 Ｐｗｍインバ−タ装置
JPH01152969A (ja) * 1987-12-07 1989-06-15 Toshiba Corp インバータ制御装置
JPH0793823B2 (ja) * 1988-02-01 1995-10-09 株式会社日立製作所 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置
AU621868B2 (en) * 1988-04-18 1992-03-26 Daikin Industries, Ltd. Pulse width modulation control unit of inverter
JP2821679B2 (ja) * 1988-07-19 1998-11-05 株式会社日立製作所 Ｐｗｍインバータのゲート信号発生方法および装置、ｐｗｍインバータ装置
JP2753288B2 (ja) * 1988-11-30 1998-05-18 株式会社日立製作所 Ｐｗｍインバータの制御方法およびその制御装置ならびにｐｗｍインバータシステム
US4994956A (en) * 1990-04-25 1991-02-19 Sundstrand Corporation Enhanced real time control of PWM inverters
US4994950A (en) * 1990-07-31 1991-02-19 Eaton Corporation Waveform generator for inverter control

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104054257A (zh) * 2012-01-17 2014-09-17 三菱电机株式会社 无刷马达、无刷马达的驱动方法以及电动动力转向装置
CN104054257B (zh) * 2012-01-17 2016-07-20 三菱电机株式会社 无刷马达、外部交流电压源以及电动动力转向装置
CN107872181A (zh) * 2016-09-26 2018-04-03 株式会社捷太格特 马达控制装置
CN107872181B (zh) * 2016-09-26 2022-11-01 株式会社捷太格特 马达控制装置

Also Published As

Publication number Publication date
DE69127664D1 (de) 1997-10-23
EP0467694B1 (en) 1997-09-17
EP0713285A3 (en) 1996-07-24
EP0467694A3 (en) 1992-04-22
DE69130809D1 (de) 1999-03-04
DE69127664T2 (de) 1998-02-12
EP0713285B1 (en) 1999-01-20
DE69130809T2 (de) 1999-09-16
EP0467694A2 (en) 1992-01-22
CN1022962C (zh) 1993-12-01
US5182701A (en) 1993-01-26
EP0713285A2 (en) 1996-05-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1022962C (zh) 变换器装置的pwm信号发生电路
CN104779813B (zh) 具有减小的共模电压的多电平转换器系统和方法
Jamil et al. Matrix Converter in Power Electronics as a Power Supply for Plasma Control: A Short Review and a Foresight
CN107017793B (zh) 一种三相三电平逆变电路的空间矢量调制方法和系统
CN105356780B (zh) 子模块混合型模块化多电平变流器的调制方法及系统
CN1033134A (zh) 脉冲宽度调制(pwm)控制器
JP2007306676A (ja) 交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン生成方法
CN102694481B (zh) 控制电路、逆变装置和系统互联逆变器系统
Monteiro et al. Capacitor voltage balancing for single-phase asymmetric cascaded h-bridge inverters
CN104143923B (zh) 级联型高压变频器的死区补偿系统及方法
Wang et al. A bidirectional three-level DC-DC converter with a wide voltage conversion range for hybrid energy source electric vehicles
CN1299426C (zh) 一种减少三电平变频器开关损耗的方法
CN113904577B (zh) 一种多电平逆变器模型预测控制方法及系统
CN109617438B (zh) 纯电动汽车模块化多电平转换器的控制方法
Faraji et al. A modified DTC for induction motor drive system fed by Indirect Matrix Converter using Active Learning Method
CN112994493B (zh) 用于三电平逆变器的有限集双矢量模型预测控制方法及系统
Baktash et al. New switching table for improved direct power control of three-phase PWM rectifier
CN111555635A (zh) 一种准z源网络直接矩阵变换器的双空间矢量控制方法
CN111865120A (zh) 一种基于串联数字化稳压器的能量路由器交流侧调制方法
Lu et al. Cascaded multilevel converters with non-integer or dynamically changing DC voltage ratios
Benachour et al. Implementation and experimental validation of space vector modulation for indirect matrix converter using STM32
CN106230293B (zh) 集中式多电平调制策略的状态机型脉冲分配方法
KR101197793B1 (ko) 3상 전압 생성방법 및 상기 생성방법을 수행하는 캐스케이드 ｈ-브릿지 방식의 고압 인버터
Saeedifard et al. A fast and universal neuro-based SVM algorithm for multi-level converters
JPH10243655A (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C19 Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee