CN105379152A - 用于siso和mimo应用的转向天线、cpl天线和一个或更多个接收对数检测器放大器的组合 - Google Patents

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Abstract

对数检测器放大器(LDA)、多天线、有源天线以及多有源天线和接收器被设置在各种配置中，所述各种配置被同步以减少或消除干扰，从而在WLAN和WAN环境中的无线出租者与其客户之间提供更大的范围和带宽。

Description

用于SISO和MIMO应用的转向天线、CPL天线和一个或更多个接收对数检测器放大器的组合
相关申请的交叉引用
本申请要求于2013年3月15日提交的美国临时专利申请No.61/798,521的权益。
技术领域
本发明涉及用于在无线和有线模式下消除无线电干扰的几种方法和对数检测器放大器(LDA)的实现方式。这样的方法包括基于MIMO的多天线选择、调整和转向，以及其中结合转向或CPL天线使用每接收天线一个LDA以改进接收机性能的方法。在本发明的统称下包括子集，一个更具体地涉及使用一个或更多个LDA来实施新的高性能高集成RF前端，另一个描述LDA的双向用途，包括作为发射功率放大器的LDA以及LDA和有源天线的最终集成拓扑。
背景技术
由于新一代蜂窝式电话和其他无线通信装置变小并且嵌入有增加的应用程序，因此要求新的天线设计解决这些装置的固有的局限性以支持新的能力。在传统天线结构的情况下，需要一定的物理容量以产生在特定频率并具有特定带宽的谐振天线结构。然而，这样的天线的有效实现方式经常面临由于设备中的有限的可用空间而引起的大小约束。
天线效率是确定该装置的性能的重要参数之一。特别是，辐射效率是描述如何有效地发生辐射的度量，并且被表示为天线的辐射功率与输入功率的比率。更有效的天线将辐射较高比例的馈送至其的能量。同样，由于天线的固有互易性，更高效的天线将接收能量中的更多的接收能量转换为电能。因此，对于广范围的各种应用通常期望具有良好效率和紧凑尺寸的天线。
常规的环形天线通常是电流馈送装置，其主要产生磁(H)场。因此，常规的环形天线通常不适于作为发射器。这对于小型环形天线而言尤其如此，(即小于或具有小于一个波长的直径的那些天线)。通过环形天线接收到的辐射能量的量部分地由其面积确定。通常，每当环的面积减半时，可以接收到的能量的量减少大约3dB。因此，大小效率折衷是针对环形天线设计的主要考虑因素之一。
电压馈送天线例如偶极天线，辐射电(E)场和H场两者，并且可以用于发射模式和接收模式二者。复合天线是下述天线，其中横向磁场(TM)模式和横向电场(TE)模式二者被激发，从而导致性能益处例如宽的带宽(较低的Q)、大的辐射强度/功率/增益以及良好的效率。存在有许多二维、非复合天线的示例，其通常包括电路板上的金属的印制条。这些天线中的大部分是电压馈送的。一种这样的天线的示例是平面倒F天线(PIFA)。大量的天线设计利用四分之一波长(或四分之一波长的某些倍数)、电压馈送、偶极天线。
在当今的无线通信装置中越来越多地使用MIMO(多输入多输出)技术，以提供增强的数据通信速率，同时最小化错误率。MIMO系统被设计成：通过同时使用若干发射(Tx)天线发射不同的信号(所述这些信号不相同而是同一消息的不同的变体)并且同时使用若干接收(Rx)天线接收不同的信号以减轻多路径环境的干扰。MIMO系统一般可以提供显著增加的数据吞吐量而无需额外的带宽，或者通过在天线上扩展相同的总发射功率以实现阵列增益而提供增加的发射功率。MIMO协议构成无线通信标准例如IEEE802.11n(Wi-Fi)、4G、长期演进(LTE)、WiMAX和HSPA+中的一部分。然而，在具有多天线的配置中，大小约束往往会变得严重，并且由于天线中的电磁耦合引起的干扰效应会使发射和接收质量显著劣化。同时，在多条路径被激励的许多情况下效率可能劣化，并且功耗增加。
发射和接收质量的这种劣化对于WLAN和WAN的应用特别成问题，因为覆盖、在任何点上传递的有效吞吐量、干扰的电平以及容量是用于有效宽带连通性的特别重要的参数。在新应用例如休闲视频流的情况下，对WLAN和WAN的性能期望非常高，在这样的系统中使用的天线必须能解决这些性能问题，以提高性能。
有很多机会来改善如终端用户使用其智能电话在WAN上或使用其PC或手持设备在私人或公共WLAN网络上所体验的性能。具体而言，WLAN在下述住宅的情况下具有改进住宅部署的余地，其中每个住处都有一个或更多个Wi-Fi接入点或路由器。多年来在范围的覆盖和吞吐量方面得到了很大改善，平均而言，广大用户在其家中获得良好的覆盖和吞吐量数据。但是，日益严重的问题是可用带宽的稀缺以及每年增加的相关干扰问题。用于WLAN用途的第一ISM频带在美国为900MHz。随着装置如相机和无绳电话以及各种协议和不同的调制方案的丰富，900MHz频带迅速变得过于拥挤。然后，2.4GHz频带被分配和用于11个信道上的IEEE802.11b和802.11g设备，但只有3个非交叠的信道。
新的无绳电话(例如：数字增强无绳电信DECT6.0)在2.4GHz频段中引进，但是目前的状态是，平均而言，在任何大都市区或郊区，每个WLAN节点附近会发现5或10个路由器。对于路由器而言，这意味着带宽的竞争，因为它们将彼此看作恶意应用程序。存在用于降低发射功率和回退(延迟)发射的算法，但是实际的一面是它们在大多数情况下未应用在Wi-Fi应用中。而对于LTE、WCDMA，在移动手持机用户设备(UE)与演进节点B(e节点B)、GSM基站收发站之间存在有恒定功率调整。平均来说，2.4GHz频带也过于拥挤。相对较新使用的5GHz频带提供了更多非交叠信道，但是需要更高清晰度的更多视频而加剧的对于更多带宽的持续渴求表明需要更多的带宽资源，例如提供160MHz带宽的802.11ac。
WLAN和WAN系统的性能问题通常由新的一代的802.11b/g/a/n无线网卡和模块的开发得到解决。然而，附近的无线LAN相互冲突，这主要是由于交叠信道的干扰抵消。这种冲突使带宽随着客户变得更远离于路由器并且更接近于邻近的WLAN中的竞争路由器而减少。此外，视频应用由于干扰引起的疲软的吞吐量数据或性能不佳仍然是一个问题，因而提供了性能改进的重大机会。此外，目前的802.11系统必须与新的竞争无线标准例如LTE-Adanced版本10(http://www.3gpp.org)进行比较，该新的竞争无线标准许诺通过桥接模式对于蜂窝装置、平板电脑和PC在下载(DL)时数据高达3Gbps并且在上传(UL)时高达1.5Gbps。主要的区别是蜂窝网络例如居住环境中的LTE和Wi-Fi的同步方面。在LTE和Wi-Fi的情况下干扰问题不应存在或者应更低；但是，即使对于同步的WAN而言，由于多径衰落引起的有待完善的容量和较低的吞吐量仍然存在。
本申请人开发了对数检测器放大器(LDA)，LDA通过使接收器能够在存在噪声时更可靠地接纳低电平系统来解决上述问题。另外，LDA允许发射机成比例地降低发射功率以向相邻装置提供较低水平的干扰。在美国专利7,911,235中描述了示例性的LDA，该专利的内容通过引用并入本文。如在其中说明的，LDA包括放大器(例如，离散晶体管或运算放大器)、用于设置检测器的操作的频率的装置(例如，调谐LC或RC调谐反馈电路或锁相环)以及控制器。放大器的输入信号在放大器中产生振荡，并且控制器感测指示振荡的阈值，并且响应于检测振荡来中断放大器的振荡使得中断的频率与输入信号的功率的对数成比例。
在操作期间，在放大器的输入端的电噪声以由LC调谐反馈电路确定的频率来设置电路振荡。调谐电路的带宽之外的噪声对电路的操作的影响最小。另一方面，位于LC调谐反馈电路的带宽内的进入信号导致振荡器比在随机噪声单独激发电路的情况下更快地振荡。在接收的噪声中存在有想要的信号的情况下，输入信号在设定的操作频率处的相对电平较高，并且与单独的随机噪声的情况下相比会更早地达到阈值。想要的信号的电平越高，则达到阈值越早并且振荡的中断将更频繁。因此，具有预期频率的想要的信号与单独随机噪声相比使得振荡更快地发生。已证明这样的LDA对于消除干扰相当有效。
希望通过提供更大的空间分集来解决现有技术中的上述问题。在传统的移动蜂窝网络系统中，基站不具有关于小区内的移动单元的位置的信息，在小区内的所有方向上辐射信号以提供无线电覆盖。这导致在没有要到达的移动单元时发射功率的浪费，另外，造成对使用相同频率的相邻小区即所谓的同信道小区的干扰。同样地，在接收时，天线接收来自所有方向的信号，包括噪声和干扰信号。通过使用智能天线技术并且使小区内的移动单元的空间位置不同，空分多址技术提供有吸引力的性能增强。基站的辐射图案，无论是在发射和接收时，适于每个用户以在该用户的方向上获得最高增益。这通常使用相控阵列技术来实现。
鉴于使用这样的天线时增加的空间分集和当使用LDA时对干扰消除的显著改善，希望根据本发明来探索LDA在无线和有线通信的新应用中的使用。特别是，希望使LDA、多天线、有源天线以及多有源天线和接收器同步，以减少或消除干扰，从而提供无线路由器和客户之间的更大范围和带宽。本发明解决本领域中的这些和其他需要。
发明内容
所要求保护的天线系统通过实现一个或更多个解决方案来解决本领域中的上述需求，包括具有适于减少或基本上消除无线通信的干扰的LDA的、适于改善空间分集的天线。如上所述，附近的无线局域网彼此冲突，这主要是由于交叠信道的干扰抵消。这种冲突随着客户端远离路由器，并接近邻近WLAN中的竞争路由器而使得带宽减小。通过使用同步的LDA、多天线、有源天线以及多有源天线和接收器，以减少或消除这种抵消，如本文所述，可以使用本发明在无线路由器和客户端之间提供更大的范围和带宽。
此处描绘的本发明处理该干扰问题，着眼于使用LDA、多天线、有源天线以及多有源天线和接收器的各种解决方案，以部分或完全减少干扰。在这里描述的多种实施方式包括：
1.LDA，其作为在天线的基部处的接收器低噪声放大器(LNA)，如复合印制环路(CPL)天线。
2.射频前端，其包括发射器功率放大器以及RF发射/接收开关、可选带通滤波器，还包括LDA作为具有相同输入/输出频率的接收器LNA。
3.LDA作为天线的RF前端，其中LDA用作：
a.双向全双工或半双工放大器装置，
b.发射器功率放大器，
c.发射器功率放大器，其中一体的对数转换功率检测器输出到基带以发射功率电平反馈，
d.替换具有多波段或可变发射器和接收器的RF前端，以覆盖全双工或半双工时分多路复用或频分复用的应用的不同波段，
e.替换具有分离器的RF前端(和可选的带通滤波器)，或者
f.替换不具有分离器(和可选的带通滤波器)的RF前端，其中接收器路径在全双工或半双工配置的另一频率。
4.基于LDA的射频前端，其具有用于SISO或MIMO收发器、接收器，或发射器的每天线一个LDA系统。
5.各种架构，其使用可调节天线和基于LDA的RF前端使得能够减少SISO或MIMO中的干扰。
6.各种架构，其允许使用可调节CPL天线和非LDA的RF前端来减少SISO或MIMO中的干扰。
7.结合每天线一个接收LDA使用一个或更多个可选择的、可调节的、可转向的天线，以控制用于SISO或MIMO的天线的架构。
8.结合每天线一个发射/接收LDA使用一个或更多个可选择的、可调节的、可转向的天线，以控制用于SISO或MIMO的天线的架构。
9.结合在天线的基部每模块一个集成的LDA功率放大器使用一个或更多个可选择的、可调节的、可转向的天线来控制天线的架构。
10.结合在RF频率的双向LDA来使用一个或更多个可选择的、可调节的、可转向的天线的架构，其中，LDA用作为反向的发射器功率放大器，正向的接收器LNA，以及RF开关由用于发射和接收路径的分离器替换，包括针对可调节天线的控制。
11.结合双向LDA来使用一个或更多个可选择的、可调节的、可转向的天线的架构，包括接收器解调，其中，LDA用作为反向的发射器功率放大器，正向的接收器LNA，RF开关由用于发射和接收路径的分离器替换，以及类似接收器LNA的LDA馈送QPSK解调器，包括针对可调节天线的控制。
12.使用直接连接到单向或双向LDA的节点的一个或更多个可选择的、可调节的、可转向的天线的架构，其中，可以通过LDA的参数电子地控制天线的信号之间的相位。
13.使用直接连接到单向或双向LDA的节点的一个或更多个可选择的、可调节的、可转向的天线的架构，其中，可以通过LDA的参数电子地控制天线相位、天线频率带宽、天线频率的中心频率、天线之间的转向中的一个或更多个。
将LDA添加在接收器链中可以提供附加的选择性和干扰拒绝，同时使用MIMO或其他分集方案允许系统有利地使用多径衰落，以及在空间分集足够大时发送多个数据流。可转向天线或相关装置允许动态调整天线的图案、方向或增益。最后，提供本文所述的实施方式，以呈现使用此处所述的具有天线的LDA而成为可能的广范围选择和优点，并且本文的实施方式没有显示出在本发明的范围内的所有可能的这样的配置。
附图说明
根据以下结合附图做出的详细描述本发明的前述和其他有益特征和优点将变得明显，在附图中：
图1示出了平面CPL天线的示例。
图2示出了针对Wi-Fi802.112.4-2.5GHz频谱的功率电平和频率，其中，若干OFDM信号可以在交替或相邻信道中共存或干扰，或者由于共信道干扰而变糟。
图3是示出了对数检测器的实施方式的框图。
图4是示出了其中输出频率与输入频率不相同的LDA系统的实施方式的框图。
图5A是示出了LDA系统的另一实施方式的框图。
图5B是示出了其中Frep信号可以在各个节点分流并且通过低通滤波器输出的LDA系统的又一实施方式的框图。
图5C描绘了具有AM和PM解调能力的LDA的示意性的实施方式。
图6示出了在使用LDA系统替换低噪声放大器(LNA)的情况下用于发射和接收RF信号的通信装置的第一实施方式。
图7示出了LDA系统的电路配置的实施方式。
图8示出了用于在不影响LDA特性的情况下输出RF信号的谐振电路的实施方式。
图9是其中在相反方向上使用LDA以根据RF发射输出驱动天线的实施方式的图示。
图10A是示出了图5的实施方式的在相反方向(顶线、较长的虚线)在向前方向(底线、较短的虚线)上的增益的曲线图。
图10B示出了LDA在相反模式和发射功率放大器PA模式下的仿真结果。
图11示出了其中LDA在相反方向配置中用作发射功率放大器来根据RF输出驱动天线的实施方式。
图12示出了图11所示的双向发射功率放大器和LNA替换的高级框图。
图13是示出了现有技术使用的双向放大器的基于非LDA的实现方式的框图。
图14是示出了根据实施方式的基于LDA的对图13的替换的框图。
图15描绘了LDA的时间变化振荡和淬灭周期。
图16描绘了具有并联谐振电路和串联谐振电路的四端。
图17描绘了示出四端的近似响应的波特图。
图18A、18B和18C描绘了具有一体FM解调电路的LDA的框图的各种实施方式。
图19描绘了具有FM解调的LDA的示意性的实施方式。
图20描绘了至数字输出脉冲流的伪数字频率输入的转换的示例。
图21描绘了数字脉冲流至数字等效电压样品的转换。
图22描绘了模拟频率至电压转换器的示例。
图23描绘了模拟检测器的一个实现方式。
图24描绘了LDA的另一实现方式。
图25示出了其中阵列天线被设计成随时间以某一预定角度将其波束移动至用户的开关波束天线。
图26示出了自适应波束形成可以如何选择波束以辐射到每个用户并且可以使干扰用户无效。
图27示出了在相控阵列、波束形成应用中提高天线之间的隔离的不同方式。
图28示出了CPL天线可以是用于频移的无源或有源天线，或者可以通过以特定阻抗加载以防止辐射对其有影响。
图29示出了使用图28的开关波束天线配置的结果波束形成。
图30示出了使用串联功率合成器或使用Wilkinson型合成器连接的天线。
图31示出了集成有LDA以提供可变和空间分集的配置。
图32示出了具有可变电容器的相移器。
图33示出了可以连接至不同电相位的SP4T开关，其中，可以用微带、CPWG、集总元件、波导等实现这些相位。
图34示出了使用包括接收器上的可调节LDA的可转向天线来动态调整图案、方向或增益以覆盖时分双工器(TDD)的不同波段的实施方式。
图35示出了在半双工模式下使用可转向天线来动态地调整具有可变发射器和可变接收器(包括可调节LDA)的RF前端的图案、方向或增益的实施方式。
图36示出了在全双工模式下使用可转向天线来动态地调整具有可变发射器和可变接收器包括可调节LDA的RF前端的图案、方向或增益，以覆盖时分双工(TDD)的不同波段的实施方式。
图37示出了在全双工模式下使用可转向天线来动态地调整具有可变发射器和可变接收器(包括可调节LDA)的RF前端的图案、方向或增益，以覆盖频分双工(FDD)的不同波段的实施方式。
图38示出了以下实施方式，其示出RF前端具有TXPA和RXLNA，具有用于SISO或MIMO的相同输入输出频率，可以使用LDA和一个可调整、可转向的天线。
图39示出了以下实施方式，其示出RF前端具有TXPA和RXLNA，具有用于SISO或MIMO的相同输入输出频率，可以使用LDA和M个可调整、可转向的天线。
图40示出了以下实施方式，其中LDA在不添加分离器(和可选带通滤波器)的情况下用于RF前端的替换，其中，接收器与发射器在全双工模式或半双工模式下处于不同的频率。
图41示出了在SISO或MIMO配置中每天线具有隔离器的有源天线和双向选择性双向LDA模块。
图42示出了每天线配置不具有用于SISO或MIMO的分离器的有源天线和双向选择性双向LDA模块，其中，接收器与发射器在全双工模式或半双工模式下处于不同的频率。
具体实施方式
通过参考结合附图和示例(形成本公开的一部分)进行的下面的详细描述，可以更容易地理解本发明。应理解，本发明不局限于本文中所描述和/或示出的特定产品、方法、条件或参数，并且本文所用的术语是为了通过仅作为示例的方式描述具体实施方案的目的，并不旨在限制任何要求保护的发明。同样地，关于用于改善目的的可能机构或动作的方式或推理的任何描述仅是说明性的，并且本发明在此并不受任何这样用于改善目的的可能机构或动作的方式或推理的正确与否的限制。贯穿本文，应认识到，描述指代方法和用于实现这样的方法的软件二者。
现在将参考图1至图42来描述本发明的说明性实施方式的详细描述。虽然这里的说明提供了本发明的可能的实现方式的详细示例，但是应注意，这些细节旨在是示例性的，决不限定本发明的范围。
如上所述，本发明将LDA的各种配置与各种可调节的天线进行结合以提供具有如下特质的系统：在WLAN和WAN环境中显著降低干扰、在接收灵敏度方面增强RF性能、干扰抑制、由于最小化RF线长度引起的EMI减少，以及在商业产品中的集成和部署方面的改进，也就是说，部件的数量的减小、容易的集成电路集成、支付能力、低功耗和小尺寸。在本文中将描述几种可能的天线配置、LDA配置及其结合，以举例说明本发明的特征和优点。
有源CPL天线
在示例性实施方式中可以使用很宽范围的天线。示例性天线是可以激发TE和TM二者的(复合印制环路)CPL天线。这些天线具有高增益、高效率、低回波损耗、低电压驻波比(VSWR)以及一个以上的八度宽的宽带宽。取决于应用，辐射图案可以是全向的或定向的。CPL天线是利用磁性环散热器和共同定位电场二者的第一商业上可行的复合平面天线。当使用CPL天线时，可以在环路中实现二极管，以在二极管被放置在正向偏置位置时通过改变其偏压来改变阻抗。还可以将可变电容器放在环中，以使其加载有不同的阻抗。可变电容器也可以是变容二极管、数字电容器，或者变向的电容器阵列。还可以将可变电感放置在天线的环中以改变其阻抗。
鉴于与常规天线特别是辐射效率相关联的已知限制，复合环形天线(CPL)，也称为改进型环形天线，已被设计成提供比同等规模的常规天线具有更大的效率的发射和接收模式。在于2012年3月27日发布的美国专利No.8,144,065，2012年4月3日发布的美国专利8,149,173，以及于2012年4月24日发布的美国专利8,164,532中描述了CPL天线的结构和实现的示例。下面参照图1所示的示例来概括CPL天线的关键特征。
图1示出了平面CPL天线100的示例。在该示例中，平面CPL天线100被印刷在印刷电路板(PCB)104上，并且包括回路元件108，回路元件108在这种情况下形成为沿着矩形边缘的迹线，具有提供两个端部112和116的开口基部部分。一个端部112是天线的馈送电流的馈电点。另一端部116对地短路。CPL天线100还包括辐射元件120，辐射元件120具有J形迹线124和弯折迹线128。在该示例中，弯折迹线128被配置为将J形迹线124耦接至环形元件108。辐射元件120基本上用作提供串联的电感和电容的串联谐振电路，并且其值被选择为使得谐振发生在天线的工作频率。取代使用曲折迹线128，J形迹线124的形状和尺寸可以被调整成直接连接到环形元件108并且仍然提供目标谐振。
类似于通常被馈送电流的传统的环形天线，CPL天线100的环形元件108产生磁场(H)。具有串联谐振电路的特性的辐射元件120有效地操作为电(E)场散热器(由于天线固有互易性，其当然还是E场接收器)。辐射元件120到环形元件108的连接点对于在平面CPL天线100中用于产生/接收基本上彼此垂直的E和H场而言非常重要。这种正交关系具有使得由天线发射的电磁波有效地传播通过空间的影响。在没有被布置成彼此正交的E和H场时，则在短距离之外波将不能有效地传播。为了实现这种效果，辐射元件120被放置在如下位置，其中由辐射元件120产生的E场与由环形元件108产生的H场异相90°或270°。具体而言，辐射元件120被放置在从馈电点112沿着环形元件108的大致90°(或270°)的电长度上。可替代地，辐射元件120可以连接到其中流过环形元件108的电流处于反射最小的环形元件108的位置。
除了E和H场的正交性之外，理想的是，E和H场彼此在幅度上相当。这两个因素，即正交性和相当的幅度，可以通过查看由P＝ExH(伏特/米x安培/米＝瓦/平方米)限定的坡印亭矢量(矢量功率密度)来理解。通过在天线周围的表面上对坡印亭矢量进行积分来求出离开表面的总辐射功率。因此，量EXH是辐射功率的直接测量，并且因此是辐射效率的直接测量。首先，应注意的是，当E和H彼此正交时，向量积给出最大值。第二，由于两个量的乘积的整体幅度由二者中的较小者限制，因此使两个量(在此情况下为|H|和|E|)尽可能靠近将给出最合适的乘积值。如上所述，在平面CPL天线中，通过将辐射元件120放置在从馈电点112沿着环形元件108大致90°(或270°)的电长度来实现正交。此外，可以将环形元件108和辐射元件120的形状和尺寸中的每个分别配置成提供在幅度上相当的、高|H|和|E|。因此，与常规环形天线形成鲜明对比，平面CPL天线可被配置成不仅提供发射和接收模式二者，而且还使辐射效率增加。
可以通过在CPL天线的环形元件和/或辐射元件中引入串联电容来实现尺寸减小。这样的天线结构被称为电容耦合复合环形天线(C2CPL)，其已经被设计成以比常规天线更大的效率和更小的尺寸来提供发射和接收模式二者。在于2012年11月5日提交的题为“电容耦合复合环形天线”的美国专利申请No.13/669,389中描述了C2CPL天线的结构和实现方式的例子。
LDA+CPL天线
在示例性实施方式中，将对数检测器放大器(LDA)直接结合在天线上。在上述通过引用并入的美国专利No.7,911,235中大体描述或者在同日提交的相关和未决的PCT申请(客户参考号101607.000129、101607.000131和101607.000145，并且也通过引用并入本文)中描述的类型的LDA电路可以执行各种功能(其中的一些同时执行)，包括：对数检测和放大、信号再生、以相同的输入和输出频率进行的低噪声放大、频率转换、噪声过滤、干扰抑制以及模拟/数字幅度、相位和频率解调。这些功能增加了灵敏度和带宽，降低了功耗，提高了干扰抑制和信噪比，并扩大了数字与模拟AM、FM和PM输入的无线范围。LDA技术的具体应用很多。
在示例性实施方式中LDA与CPL天线的组合，可以大大提高例如无线LAN应用的无线通信。如上所述，无线通信的重要限制是干扰的水平，其可能严重降低吞吐量和无线覆盖。这可能是对部署在居民区的Wi-Fi的主要限制之一，在这样的居民区中存在许多无线路由器，这些无线路由器都不是同步的(住所到住所)。每个路由器被其他路由器看作恶意接入点并且当邻近时产生显著水平的干扰。干扰迫使各路由器回退数据率并且将其降至较低的水平，以维持最小误码率(BER)。越来越多的人拥有无线路由器、接入点、中继器、计算机、平板电脑、移动电话、电视机，游戏机等。此外，每个邻居在其家中具有类似的设置，其结果是，其他邻居的附近的无线局域网可能产生冲突。这主要是由于交叠的信道的干扰抵消。这种冲突随着客户机离其路由器更远并且更接近在相邻的WLAN中的竞争路由器而使带宽降低。LDA与CPL天线的组合可以对每个客户机和其路由器进行同步，以减少或消除这种抵消，从而在无线路由器与其客户机之间提供更大的选择性、范围和带宽。
WLAN、WAN和Wi-Fi通过用期望的信道同步的两个LDA结合具有低IF转换的CPLTM天线来实现优良的接收灵敏度、干扰消除和带宽，并且(在数字输入/输出的情况下)通过频率将两个模拟/数字转换器置换到数字转换器。LDA使用QPSK调制来增强设备的再生数字输出，而这又通过提高信道之间的辨别来降低干扰抵消。此外，通过使用不同的天线和调谐部分，相同的无线接收技术也可以接收和解调WLAN，XM卫星和Wi-Fi信号。
在示例性实施方式中，LDA可以使用锁相环(PLL)电路来查找供客户机路由器使用的的最佳信道，并且使用强度的差异和相分化来过滤掉相邻的或重叠的信道。具有PLL的LDA可以区分比干扰强6dB、并且以3dB优于现有系统的信号。
另外，IF范围中输入信号到频率调制的转换，和对数解压缩的使用，对于降噪和扩大具有低信噪比的弱信号的动态范围特别有效，从而增加飞溅多发雷达以及微信号医疗设备诸如超声、MRI和CAT扫描、一般的探鱼器和声纳、碰撞避免和其他应用的灵敏度和范围(并降低功率使用)。
此外，LDA从较弱信号过滤随机噪声的能力给其提供了相对于最佳低噪声放大器(LNA)再生如几dB或更多dB的非常弱信号的方式。在消耗通常小于LNA之上，通信双方的RF发射功率在给定为总体较好的链路预算的额外接收灵敏度情况下，可以降低几个dB。为了进一步降低手机的输出功率，从而将其电池寿命和范围延长多达三倍，可以将LDA技术直接集成到电话的IC芯片中。
LDA也可以是用于多个活动天线的高性能数字无线电接收机解决方案的核心，加上用于较高数据容量的802.11ac/MIMO和正交频分复用(OFDM)。在这样的配置中，每个CPL天线可具有基于高性能LDA的接收机。当LDA被连接到天线时，其有助于各天线之间的隔离。
如还将在下面更详细描述的，LDA还可以实现在可电子地操纵的天线上。此外，根据本应用，在本文所描述的实施方式中，CPL天线可以由常规宽带天线来替代。
图2示出了用于Wi-Fi802.112.4-2.5GHz频谱的功率电平和频率，其中几个OFDM信号可以在交替或邻近信道中共存或干涉，或者由于同信道干扰而更糟。应理解，LDA可以在当其频率带宽被限制为一个信道的宽度时的这些情况中的每一个情况下有帮助，选择它并抑制其频率带宽之外的信号。也可以使用PLL将LDA锁定到信道，并且LDA也有助于自与接收机和另一侧期望的发射器的主时钟同相锁定(且与恶意AP异相)起的共信道干扰。
示例性LDA
除了在前面提到的美国专利No.7,911,235中描述的LDA之外，本发明可以根据配置来实现各种LDA中的任何LDA。例如，图3是示出了对数检测器100的实施方式的框图。在本实施方式中，可以通过放大电路104来接收来自输入端子的被标记为INPUT的输入信号。放大电路104可被配置为放大所述输入信号，并且可以包括任何合适的放大元件，例如运算放大器、双极结型晶体管(BJT)、场效应晶体管(FET)或其他分立晶体管、真空管、RF放大器等。振荡可以响应于电气噪声和/或期望的信号在放大电路100中发起。振荡可以响应于输入信号的大小而定期终止。谐振电路108，其可以被配置为反馈电路，可以与放大电路104并联耦接以控制操作频率。在图3的实施方式中，谐振电路108可包括串联LC电路，其中L和C值可被选择成具有与对数检测器100的操作的频率对应的谐振频率。在放大电路104中可以将振荡设置在由L和C值确定的频率处。因此，可以使LC谐振外部的噪声对LC电路的操作的影响最小。LC谐振的带宽内的输入信号可以比单独随机噪声更迅速地开始振荡。电路的质量因数或因数Q可以大部分由在谐振电路108中使用的部件来确定。高Q电路可以通过例如在谐振电路108内使用晶体谐振器来实现。
采样电路112可耦接至放大电路104。采样电路112可以被配置为对在电压馈送线中流至放大电路104的电流有效地采样；当达到预定的阈值时，采样电路112可以停止振荡。也就是说，每当达到阈值时可以使用采样电路112来定期中断振荡。频率-电压转换器116可以耦接至采样电路112。频率-电压转换器116的输入可以包括如本文进一步描述的表示为重复频率Frep的一系列电压尖峰，所述一系列电压尖峰的频率可以基本上随输入信号的功率的对数而变化。来自频率-电压转换器116的输出可以是与输入尖峰的频率成比例的直流电压。
另外，在输入信号被调制的情况下，频率-电压转换器116的输出可以包括直流电压成分和交流电压成分。交流成分可以对应于输入调制并且实际上为基带中经解调的输入信号的副本。
以上说明的对数检测器的实施方式可适于针对各种电子应用以多种方式来实施。对数检测器放大器(LDA)系统可以设置有某些基本性能，并且可以针对目标应用的适当性能增强而修改。图4是示出了LDA系统的实施方式200的框图。LDA系统200可包括隔离电路204、匹配网络208、LDA芯212、升压电路216和频率-电压转换器220。在该例子中被标记为输出1的输出可耦合到频率-电压转换器220。升压电路216和/或频率-电压转换器220可以是可选元件；取决于目标应用可以省略其中之一或两者。当LDA系统200不包括升压电路216和频率-电压转换器220时，输出端口可以被直接置于LDA芯212上，如在图4中由输出2所表示的。LDA芯212可包括放大电路224、谐振电路228和采样电路232，其可以被配置成在操作和功能上类似于图3的对数检测器100的放大电路104、谐振电路108和采样电路112。
隔离电路204可用于过滤掉功率泄漏、来自LDA芯212的反射信号和来自周围电路的其他干扰影响，尤其是Tx链，以保护Rx链和优化再生。特别地，当再生增强过程同步时，从LDA芯输入端反射回到隔离电路204的具有与输入信号有关的未知相位的信号对信号再生有不利影响。由于反射的、异相信号与输入信号混合，不能够根据需要实现再生过程，并且可能导致较差的性能。
泄露功率也会进入有可能是天线的接收器输入端，并且作为无用发射或EMI被辐射。隔离电路204可包括用于这种隔离目的的循环器。在Rx链中的循环器可以被配置成使Rx信号通过并且将不必要的泄漏和反射对地短路。典型的循环器包括铁磁元件如铁素体，以校正非线性。然而，铁磁元件通常笨重且昂贵。取代循环器，隔离电路204可以被配置为具有低噪声放大器(LNA)或任何无源或有源器件，其可以提供增强的增益(用于有源电路)、经改善的隔离、信噪比和带宽。匹配网络208可用于阻抗匹配和/或相位校正目的。基于与参照图3说明的机构相类似的机构，LDA芯212可以输出一系列电压尖峰、Frep，其频率基本上随着输入信号的功率的对数而变化。信号Frep可以从输出2输出或发送到升压电路216和/或频率-电压电路220以进行进一步处理并从输出1输出。升压电路216可以包括一个或更多个晶体管或任何其他合适的放大部件以放大信号Frep，例如，从约100mV放大至几V。升压电路还可以包括施密特触发电路或任何简单的数字电路，例如数字反相器，以对经放大的Frep进行数字化从而获得清晰尖锐的尖峰。可以将来自升压电路216的输出信号发送至频率-电压转换器220，在频率-电压转换器220中信号被转换成直流和交流电压比如在音频范围内以从输出1输出。
正如前面提到的，LDA系统200可以包括如图3中所示的对数检测器的某些基本性能，以及针对目标应用的合适的性能增强。例如，可以通过选择谐振电路中的L和C值来确定操作的频率；因此，结合LDA芯放大电路，通过使用经各种修改的LDA系统200可以实现高带外抑制、高裙比和高信噪比。也就是说，LDA系统200可以针对高频率选择性应用来实现。此外，采样电路可以被用来在每次达到阈值时定期中断振荡，以提供自猝灭和与时间有关的采样功能。因此，振荡的再生性质可以通过放大电路的低瞬时再生增益、以及振荡的夹紧和重新启动来增强，从而产生高Rx灵敏度。在实施方式中，放大电路的低瞬时再生增益可在1至5的范围内。然而，LDA在整个再生周期上的增益可以显著更高。一般来说，其可以是从低到高，例如在-10dB至+50dB的范围中。相比于典型的LNA，信噪比可以被增强，并且所输出的接收信号强度指示器(RSSI)电平可能变得更高。这对于后面的接收阶段或与LDA系统200一起使用的通信装置而言可能是优点，因为较少需要或不需要进一步放大。可以通过减小LDA芯的频率带宽来增加LDA的接收灵敏度，这可以通过在谐振电路例如电容器、电感器、SAW滤波器、BAW滤波器、陶瓷谐振器、机械谐振器等中使用高Q成分来实现。在实施方式中，对于电感器和电容器而言高Q值可以在25至200的范围内。特别地，对于SAW滤波器、BAW滤波器、陶瓷滤波器、机械谐振器而言高Q值可以在500至20,000的范围内。
实施方式可能能够再生弱到强的接收信号，并且在没有通常与对数放大器相关联的对频率的任何转换的情况下以最少的噪声添加来选择性地放大该接收信号。
图5A是示出了LDA系统的另一实施方式300的框图。LDA系统300可以包括隔离电路304、匹配网络308和LDA芯312。LDA芯312可以包括放大电路324、谐振电路328和采样电路332，其被配置为与图3的对数检测器100的放大电路104、谐振电路108和采样电路112具有类似的操作和功能。输出A等同于图4的输出2，其中LDA芯312可以输出一系列电压尖峰，Frep。替代地，此处Frep可以处于打开而不被输出。在LDA系统的示例300中，谐振电路328可以被配置为通过输出B来输出RF信号。与其中输出和输出2处于与输入频率不同的频率的图3和图4的LDA相反，输出B具有基本上与输入频率相同的频率。信号是按时间采样的输入信号的副本，并可能看起来如图15那样。这使得LDA的这种配置特别适合于LNA替代或LNA补充应用，如在图6中300所示。
在图5B中示出了带有整体的AM/ASK/OOK解调电路的LDA的再一实施方式。图5B与图5A基本相同，但是增加了匹配网络和生成交变输出的随后的低通滤波器。关于交变输出的信号可以实质上是在使用低通滤波器除去RF频率分量之后包括任何AM/ASK/OOK的输入信号的再生时间采样副本。可以将匹配电路添加在低通滤波器之前，以隔离和最大化能量的传递。
输出信号的分流可以在进行模式下例如在放大器的输出上完成，或者可以在无线模式下例如通过与互耦合电感进行磁耦合来实现。由于时间采样，频谱可能看起来重复。在一些情况下，淬火频率脉冲可以如此小，使得系统操作得好像不存在淬灭频率，并且关于输出的调制信号可能看起来在时间上是连续的。然而，在交变输出节点处分流可以缓解这个问题，并提供更高的功率输出信号F_rep(t)。
在低通滤波器之前的交变输出上的频谱包含：具有调制(如有的话)的RF信号、具有调制(如果有的话)的中间频率IF中的重复率f_rep(t)频率以及基带中在零赫兹的调制信号(如果有的话)。在这一点上两种情况尽可能：
1.低通滤波RF信号和IF频率(f_rep)并且恢复已再生/放大的基带信号。基带信号恰好是经解调的AM输出。可选地接着，使用抗混叠滤波器和ADC来生成数字信号v(k)是可能的。
2.低通滤波(或带通滤波)RF信号和基带(BB)频率，并恢复已经被再生/放大的f_rep(t)信号。
a.使用频率电压转换器、f/v转换器和改进的放大器以模拟的方式处理f_rep(t)，以恢复基带解调的AM信号。可选地接着，使用抗混叠滤波器和ADC来生成数字信号v(k)是可能的。
b.使用数字整形、瞬时频率仪(或随后是数字1/x功能的周期仪)数字地处理f_rep(t)，并且缩放以获得数字解调的输出信号。
在图5B中示出了另一实施方式。图5B示出了具有整体AM/ASK/OOK解调电路输出和交变输出的LDA。在图5B中并且如上面部分列出的，f_rep(t)信号可以在各个节点处分流，例如在匹配网络2之后的R1、C3上的输出。可替代地，输出可以从放大器的输出中得到，或者在来自并行谐振器的分裂电容器中央节点上，或者可选地在放大器的输入端上。这些替选方案中的任一替选方案跟随有匹配网络和低通滤波器，以获得输出。
图5C描绘了具有AM和PM解调能力的LDA的示意性的实施方式。在图5C中示出了具有AM解调能力的LDA的典型实施方式。并联和串联谐振电路L1，C3出现在放大器T1的集电极上，放大器T1在该情况下为NPN晶体管。晶体管T1在集电极与发射极之间提供180度相移。C1是反馈振荡器电容。VG1是通过电容器(未示出，但如同图5至图8中所示的电容器C2)耦合的输入源信号。偏置是VS2、R3和C6。D2是耦接至RC电路R4、C11的二极管。输出是VM1。可选C7被示出用于改善淬灭过程。
现在回到图5A，隔离电路304可用于过滤掉功率泄漏、反射信号和来自周围电路的其他干扰的影响，特别是Tx链，以保护Rx链，并且如前所述，以避免降低再生效率或作为EMI的辐射功率泄漏。隔离电路304可以包括用于隔离目的的循环器。在Rx链中的这样的循环器可以被配置为使Rx信号通过并且将不必要的泄漏和反射对地短路。典型的循环器可以包括铁磁元件如铁素体，以校正非线性。然而，铁磁元件通常笨重且昂贵。另一种方法是使用可显著减小尺寸的纳米管超材料循环器。取代循环器，隔离电路304可被构造成具有LNA，或任何无源或有源装置，其可以提供增强的增益(用于有源电路)、隔离、信噪比和带宽。
匹配网络308可以用于阻抗匹配和/或相位校正目的。基于与参照图3说明的机构相似的机构，LDA芯312可输出一系列电压尖峰，Frep。Frep可以从输出A输出，或者仅保持打开而不被输出。
通过配置谐振电路328，以便通过输出B来输出RF信号，如图5所示的LDA系统可以实现用于各种RF应用，同时相比于常规RF通信装置提供增强的性能水平。图6示出了用于发射和接收RF信号的常规通信装置的实施方式。在本示例中可以针对发射(Tx)和接收(Rx)模式二者来使用单个天线404。Tx/Rx开关408可耦接到天线404，以根据在时间间隔期间的模式来选择Tx链或Rx链。Rx链通常可具有Rx滤波器412和LNA416。可以根据滤波级别和频率范围将另外的Rx滤波器添加在LNA416之前或之后，或者添加在LNA416之前和之后。LNA通常可用于放大Rx信号，同时添加尽可能少的噪声和失真以提高灵敏度。可以放大Rx信号并且将放大的Rx信号从LNA416输出至收发器420，以最终到达基带处理器424，如调制解调器。Tx链可以具有功率放大器(PA)428和Tx滤波器432。可以根据滤波级别和频率范围将另外的Tx滤波器添加PA428之前或之后，或者添加在PA428之前和之后二者。可以将从收发器420输出的Tx信号发送至PA428，其中，如本实施方式所示，Tx信号可以被放大并输出到Tx滤波器432，并发送至天线404。收发器420可以包括各种电路以处理RF信号。这些电路在图6中被表示为用于Rx链的Rx信号处理电路436和用于Tx链的Tx信号处理电路440。Rx信号处理电路436可以包括：下转换器，用于向下转换频率；解调器，用于解调经调制的信号；模拟-数字转换器，用于产生要输入到基带处理器424的数字信号；以及同步功能，用于使来自远程发射器的输入符号数据流与接收机在时间上进行同步。
在如图6所示的常规RF通信装置中，LNA416放大Rx信号，同时，通常情况下，加入尽可能少的噪声和失真。如前面所解释的，LDA系统可以提供放大的信号，同时使不需要的噪声降至最低。因此，如图6的虚线框所指示的，可以通过将RF输出、输出B耦接至收发器420来使用LDA系统300替换LNA416，以提供具有增强的性能水平的新型RF通信装置。替选地，可以将LDA系统作为接收灵敏度增强器添加为第一或更高放大级，以补充LNA。非传统地，可以将LDA添加在接收链中的高增益LNA之后，并且仍降低系统噪声系数，这对于线性电路而言是不可能的。这是由于LDA的再生因子，其允许在重复信号存在于若干CW周期上时增加信噪比。在LDA系统中也可以包括Rx滤波器412和其他部件。在通信装置是Wi-Fi系统的情况下，在约2.4GHz的RF信号可以由LDA系统300放大并输出到包括向下转换器的收发器420中。典型的向下转换器将中心位于中间频率的中间频率信号转换至中心位于非常低的频率的基带信号。因此，通过从LDA系统300的RF输出、输出B中采集在约2.4GHz的RFRx信号，包括向下转换器的现有收发器技术可以在无需修改的情况下使用，以获得要发送至基带处理器424的用于Wi-Fi802.11b至802.11ac的在20MHz至160MHz的数量级上的向下转换的信号。
其他的应用可以涉及用于在168MHz、433MHz或868MHz使用的sub-1GHz的窄带收发器，其中调制信号的带宽可以低至几KHz。
然而，其他的应用可以涉及卫星通信，例如，在1.5GHz的全球定位系统，其中，所接收的无线电信号在非常低的功率水平，通常低到10dBm，其低于接收去扩展之前的噪声基底。LDA可以是作为用于针对载体的这种非常低的接收水平、低数据速率和相对低数据速率应用的的接收增强器的良好候选。
然而，其他应用可能涉及非常高的频率比如60GHz频带，在其中需要具有非常快速晶体管的简单电子拓扑。可以使用60GHz的CMOS工艺来设计这样的接收增强器或LNA替换，以提供非常敏感的接收器。
然而，其他的应用可以涉及从无线或者通过电缆、电源线、电话线、光纤等传送的各种经调制的通信信号，其中，期望以高灵敏度和噪声的少加入来放大载体的功率和/或调制信号，并且通过接收器单元进一步处理。
图5中的LDA系统可以放大CWRF信号(未调制的)或具有调制信号的RF载波信号。调制信号可以是模拟幅度、频率调制或相位调制，分别简称为AM、FM、PM或数字调制，如ASK、OOK、正交m-AM、FSK、MSK、GFSK、GMSK、4-FSK、4GMSK、m-FSK、PSK、QPSK、m-PSK、m-QAM，所有这些都是本领域中已知的不同类型的调制的缩写。可以使用更复杂的调制，如FH-SS、DS-SS、OFDM、具有BPSK的MIMON×N、QPSK、m-QAM和OFDM，这也是本领域中公知的缩写。在一般意义上，如图5所示，LDA系统300以高接收灵敏度和低噪声系数对在其再生频率带宽内的来自INPUT的输入信号进行再生和放大，并且在输出B上输出没有进行频率转换的信号(即具有相同频率、相同的频谱)。这包括载波和调制。
正如前面提到的，不是通过替换LNA416而是通过将LDA系统300以互补的方式添加到块412与块416之间接收路径内，来将LDA系统300实现在图6的通信装置中作为接收增强器。在此配置中，借助于LDA高接收灵敏度、低噪声系数和放大可以增加接收灵敏度。
在另一实施方式中，可以移除过滤器412，这是因为LDA系统由于具有增加的裙比率的脉冲振荡器和放大器可以是选择性频率电路。这可以放宽滤波器412要求、替代滤波器412，甚至超越带外的抑制性能。
图7示出了LDA系统300的电路配置的实施方式。隔离电路可以耦接到输入端口，并且用于滤除功率泄漏、反射的信号和来自周围电路的其他干扰效应，以保护Rx链并且避免降低再生效率或辐射功率泄漏为EMI。隔离电路可以包括用于隔离目的的循环器。替代一般包括笨重、昂贵的铁磁元件的循环器，隔离电路可以被配置成具有LNA，或任何无源或有源器件，其可以提供增强的增益(用于有源电路)、隔离、信噪比和带宽。匹配网络可以用于阻抗匹配和/或相位校正目的。在本实施方式中，匹配网络可以经由电容器C2被审慎耦接至放大电路的输入部。耦接不足的耦接可能对再生过程产生不利影响，因为没有足够的输入能量注入LDA。在系统过度耦接的相反情况下，再生也可能受到影响，这是因为过多的输入能量被传递至LDA。放大电路可以被配置为放大输入信号，并且可以包括任何合适的放大元件，如运算放大器、BJT、FET、RF放大器，或其他分立晶体管。
图7的LDA系统可以包括谐振电路和电容器C1，谐振电路在放大电路的输出侧与放大电路以串联的方式耦接，电容器C1与放大电路以并联的方式耦接。替选地，谐振电路可以在放大电路的输入侧与该放大电路以串联的方式耦接。可以通过选择谐振电路中的L值和C值来设置操作的频率。在放大电路中可以在如此确定的频率处设置振荡。在本实施方式中，采样电路可以通过二极管D1耦接至放大电路。采样电路可以被配置成有效地采样在电压馈送线中流至放大电路的电流；当达到预定的阈值时，采样电路可以停止振荡。也就是说，采样电路可以用于在每当达到阈值时定期中断振荡。因此，来自采样电路的输出可以是一系列电压尖峰，Frep。Frep可以从输出A输出或者仅终止而不被输出。本领域技术人员将理解，输出A提供用于FM解调的不同的进出频率。对于FM调制，谐振电路需要至少并联和串联的谐振电路。
为了在RF频率输出信号而不影响LDA系统的特性，图5或图7中LDA系统的谐振电路可以被配置为不同于图4中的LDA系统200的谐振电路228。图8示出了用于输出RF信号而不影响LDA性能的谐振电路的实施方式。该谐振电路可以包括两个主要部分：串联谐振电路部分和并联谐振电路部分。在该图中，VCC代表直流电源电压，谐振电路的输入端口可以被配置为耦接至放大电路，并且输出端口可以被配置为耦接至用于输出RF信号的输出B。本领域技术人员将理解，输出B为任何类型的模拟和数字调制例如AM、FM和PM提供相同频率的输入和输出。对于使用输出A的直接FM解调，谐振电路可能需要至少并联和串联谐振电路。然而，可以在不具有串联谐振电路的情况下借助于以下斜率检测来解调窄带FM，在斜率检测中，输入信号被置于LDA中心频率稍左，例如大致被定位在LDA频率响应的贝尔曲线的右斜率或左斜率的中间。如果LDA的Q因数被缩减例如容纳输入信号在右斜率或左斜率上的宽带偏差，则可以直接鉴别宽带FM信号。对于通过输出A的AM和PM解调，不需要串联谐振。串联谐振部分可以包括电容器CS和电感器LS，以提供串联谐振。并联谐振电路部分可以包括电感器LP和第三电容器CC，电感器LP与分裂电容器CP1和CP2并联，第三电容器CC耦接至CP1和CP2的公共节点。通过确定CP1、CP2和CC的值，以便彼此审慎耦接并优化输出阻抗，可以最佳地分流出RF信号。此外，并联谐振电路部分中的电感器和电容器的一些可以被配置为是高Q电感器和高Q电容器，以便具有小的带宽同时提高灵敏度。
图9是在相反方向上使用LDA来从反向RF输出RF_IN驱动天线的实施方式的图示，这由从RF_OUT到RF_IN的暗线902所示。在这样的实施方式中，LDA可以如输入和输出耦接的谐振器/放大/淬灭装置那样来建模，并且可以提供在反向方向上的较高输出，这是因为图11的耦接节点(a)是比放大器输出(图9中的晶体管发射极)低的阻抗。耦接可以在RF_IN或RF_OUT上完成。然而，在相反方向上，输入端口变为RF_OUT，且输出端口为RF_IN。在正常的向前方向上，RF_IN是输入端口，RF_OUT是输出端口。图10A所示的LDA的模拟表明在两个方向上存在增益。
图10A还示出了图9中所描绘的LDA的操作的正向模式与反向模式。10A是示出了LDA在由线1002所示的反向模式和由线1004所示的正向模式下的增益的曲线图。如上所述，在谐振处的增益值比1大得多，这说明该LDA可以在反向模式中使用。这在典型的放大器或LNA的情况下是非常规和不可能的。作为示例，在相反方向上的LNA通常具有-20dB至-30dB的增益，这是功率在因数100至1000的衰减。
LDA可以在许多不同的模式，包括接收或发射模式下操作。图10B示出了LDA在功率放大器PA模式下的模拟结果。在非优化LDA电路情况下的仿真示出了8.5dB的增益、针对0dBm输入的8dBm的输出，5dBm的1dBP1dB的压缩功率，其中在135MHz处的增益为6dB。这是为了与正向模式进行比较，在正向模式下LDA表现为LNA，并且能够处理小于-100dBm的弱输入信号。
在图11和图12中还示出了LDA的反向模式操作的实施方式。图11示出了LDA作为由从RF_OUT到RF_IN的较暗的线1102所示的以反向操作的发射功率放大器(TXPA)，其中，放大器的节点(a)是低阻抗并且适于如图10B所示的较高功率。图12以虚线并且在相反方向上示出了图11中示出的发射功率放大器、接收低噪声放大器的高层次的方框示意图。
还可以将LDA用作同时在两个方向上操作的全双工双向放大器。在图13中示出了常规双向放大器的典型的、基于非LDA的实现方式。该放大器具有用于半双工操作的RF前端，包括一个天线1302、一个带通滤波器1304、发射/接收RF开关1306、TX功率放大器PA1308和RX低噪声放大器LNA1310。直接RX路径由虚线1312表示，而反向TX路径由较暗实线1314表示。在该配置中，存在有三个有源部件、带通滤波器以及天线。
图14示出了基于LDA的具有用于半双工操作以及全双工操作的不同RF前端的对图13的简单替代实施方式。该实施方式包括天线1402、一个如图11中的双向LDA1420以及分离器1422，分离器1422可以是电阻性、威尔金森、耦接器、循环器、超材料，灯无源器件等。在该配置中，存在有仅一个有源部件、简单的分离器以及天线。该实现在以下许多层面可能是有吸引力的:低尺寸、部件的数量较少、由于LDA的经济再生模式和可负担的解决方案引起的较低的功耗。由于小尺寸，LDA可定位在天线基底和最小化在印刷电路板上的固定件、从发射PA到天线的距离/损失/反射以及在传输线上从天线到接收LNA的损失。另一有趣的特性是可以匹配到不同于50欧姆的LDA和在LDA的“匹配中”端口处的天线。在其他容易匹配到LDA的更窄或更宽迹线宽度、天线尺寸等中，通常存在匹配至在5欧姆到130欧姆的范围中的不同于50欧姆的复共轭的理由。
分离器是重要的，并且允许在为20至30dB的发射和接收路径之间有良好的隔离。好的分离器具有约3.5dB的衰减。其在TX和RX中的位置被理想地定位在图14中。对于接收路径，其在基于LDA的LNA之后，并且其损失不影响自第一放大器之后的系统NF。在发射方面，分离器设置在PA之前，这使得能够最大限度地将能量从PA输出传送至天线。另一个优点是移除带通滤波器或者选择降级的带通滤波器，这是因为LDA是频率选择性的，具有高裙比率。另外，不需要发射/接收T/R开关，这使部件和控制免去了基带以及切换定时的问题。
在一个实施方式中，LDA提供了具有对数级别和巨大动态范围的功率计。在图11中示出了由LDA提供的另一有趣的特性，该特性在于能够测量在发射PA模式下的发射功率，同时PA在不需要现有技术的外部部件的情况下直接发射。在反向模式中，系统继续自猝灭，并产生Frep_OUT输出。如在图4之前所述，Frep可以随后是简单的F/V转换器，F/V转换器输出与输入电压的对数成比例的平均电压。输出电压与dB级(对数级别)的输出功率成比例，这作为功率计是非常理想的。动态范围是宽的并且处在50至100dB的范围内。从F/V转换发出的输出电压由于本征对数转换可以馈送较低分辨率的ADC，以给实际发射功率上的基带提供反馈。全双工可以提供用于FDD和CDMA。
在另一实施方式中，双向LDA可以用作RFLNA、AM/FM解调器或者在接收模式下同时用作为RFLNA和AM/FM解调器二者。图11示出了双向LDA提供2个接收输出：第一，以相同的频率在接收LNA模式下的RF_OUT与输入接收信号RX_IN，第二，在IF频带中的经解调的输出Frep_OUT。如果调制是简单的如模拟或数字的AM、FM或AM+FM，则LDA可以使用数字或模拟f/v转换器直接解调。
在一种实施方式中，可以将LDA视为具有可变电导的LC电路，后者从正到负循环变化。图15描绘了具有AM/FM解调能力的LDA的随时间变化的振荡和淬灭周期。更具体地，图15描绘了从周期502的开始到周期503结束时的周期501。振荡建立504，直到其达到阈值电平505为止，在阈值电平505处振荡被分流506逐步为零。
图16描绘了具有并联谐振电路601和串联谐振电路602的四极600。具有FM解调能力的LDA基于对如图16所示的由并联谐振器电路601和串联谐振器电路602组成的四极的使用。其被设计成在通带内的为空相的带通滤波器。并联谐振电路的示例是并联连接的L和C、使打开的或短的桩模块适当地放置的传输线路、液晶谐振器、SAW电路、BAW，或者这些的组合等。串联谐振电路的示例是串联安装的L和C、使打开的或短的桩模块适当地放置的传输线路、液晶谐振器、SAW电路、BAW，或者这些的组合等。
图17示出了图16的四极的幅值和相位的传递函数。水平刻度是为Hz的频率，垂直刻度分别是为dB的增益和为度的相位。
图17描绘了示出四极的适当响应的波德图。用虚线以椭圆的方式示出了用于FM/AM解调的有用操作范围。图17中的图示出了幅度与频率(顶部)，以及响应相位与频率(底部)。根据四极的设计以及与LDA的其余部分的交互，相对于具有如图中所示的两个尖峰的尖端增益可被设计为平坦的或者圆的。
图18A描绘了具有整体FM解调电路的LDA的框图。行为原则如下：使放大器A81与电容器C81以环回的方式振荡。典型的放大器可以是NPN、PNP晶体管，FET晶体管，MOS晶体管，双栅极FET晶体管等。此外，有源电路的配置可以是达林顿、共基极、共集电极、共发射极、共源共栅、差分对等。可以使用其他类型的放大器，例如单级或多级放大器、逻辑放大器。放大器可以由任何数目的处理制成，例如硅处理、Bi-CMOS处理，砷化镓处理，或任何其他处理。
最简单的实现方式是：从输入801到放大器A81的输出具有180度的偏移，并且要保持与C81的振荡为弱或强的耦合。换言之，C81的值根据需要将放大器的增益降至低值。四极被添加至A81的输出并且由于其在通带中的高的较低衰减，使放大器在中心频率处或在中心频率周围谐振。当电路被调整到空相位范围的中心时，发生最佳FM解调模式，其中如图17所示的那样进行操作。此外，可以无失真进行解调的最大频率偏差等于或大于空相位带宽，因此带通滤波器四极可以被设计成容纳目标偏差，无论是窄或宽。
LDA行为的另一个重要部分是用作采样电路的RC电路R81和C83。当连接到放大器时，RC电路R81和C83定期充电，并且随着其电势的增长，R81两端的电压增长，这会增加放大器的输出电流。与此同时，该放大器的输入偏置电流降低，并在给定的阈值关闭放大器，从而关闭振荡。此时，累积至C83中的电荷在R83中放电，因此R81和C83上的电压降至零。周期重新启动，并且由于R81和C83上的电势为低，因此放大器偏置电流趋于增加，并且在一点点时间之后，振荡再次建立。
在低通滤波之后，R81和C83上的信号是输出重复频率，并且其形状可以类似于图15中所示的环状振荡频率的包络线。
二极管D81将放大器耦接至RC电路R81和C83，并且用作具有良好的RF行为的低通滤波器。二极管D81在导通(输入电压的正半周)时具有低阻抗，而在非导通(输入电压的负半周)时具有高阻抗，以在装载有RC电路时用作整流器和低通滤波器。
输入端被弱耦接至二极管D1的顶部。输入匹配是重要的，良好的匹配能够以显著系数提高性能。可选电容器可以连接在D81的阴极和放大器的偏压之间，以增加耦合和利于重复循环。
在另一种实现方式中，可以使用为相对高的值的电感器，例如为谐振器的电感的值的十倍并且在100nH至1mH的范围中的电感器来替换二极管D81。如果LDA振荡操作频率太高，则寄生可能不利地影响低通效应，并且可以使用更理想的部件例如二极管。在进一步的其他实现方式中，可以通过有源部件例如适当偏置的晶体管来替换D81。
另外具有几种类型的FM鉴别器或解调器:福斯特-西利、特拉维斯、正交检波器、PLL。福斯特-西利鉴别器使用针对使用频率被调谐的特定中心抽头变压器和两个全波整流二极管。当没有偏差时，变压器的两半是相同的。当FM信号被施加时，平衡被破坏，并且在输出端出现与频率偏差成比例的信号。
特拉维斯鉴别类似于福斯特-西利鉴别器，而变压器次级具有中心分接头和两个相对的分支，所述相对分支中的每个连接到调谐电路和斜率检测器。第一调谐电路谐振比载波略高，而第二调谐电路谐振比载波稍低。输出是斜率检测器1和2的电压之间的差。当FM调制被施加并且朝向比载波高的频率偏离时，检测器1的电压变为正而检测器2中的一个变为负。输出电压和两者之间的差是正的。当FM调制朝向低于载波频率偏离时，发生相反的情况，并且输出电压变为负。加入符号相反的两个谐振曲线，对于较大中间部为线性的曲线特性输出给出很好的“S”。
在正交检测器中，输入被分成2个路径，路径之一被延迟90度并且施加至谐振LC电路。2个信号最终馈送相位比较器，并且低通滤波的结果是解调的FM输出。
PLL是一个FM鉴别器，并且在容易接入集成电路的情况下采用。传入FM信号的相位与电压控振荡器(VCO)中的一个的相位进行比较。结果是低通滤波和控制所述VCO。当输入的频率变化时，想要通过提高或降低VCO的相位和频率来补偿相位差的校正电压出现在相位检测器处。如果PLL的环路带宽被适当地设计，则VCO的校正电压也是解调的输出电压。
相比之下，本文所公开的LDA技术带来了一些重要的创新。S曲线特性输出被提供作为其他鉴别器，LDA简单地通过使低增益放大器仅在输入和输出的相位彼此180度的情况下振荡来模拟特拉维斯鉴别器的性能。然而，在此处公开的LDA技术中，S曲线超过四极通带的带宽。因此，FM-LDA不需要自动频率控制AFC作为常规FM鉴别器，并且其不需要恰好位于S曲线的中心。在实现中，存在有自动居中效应。
当相位被扭曲成S曲线时，LDA振荡器试图留其中心。如果偏差在频率方面变高，则重复率降低，而如果偏差在频率之下或更低，则重复更快。这类似于可以具有三个读数的功率计：接近中心信道、中心信道或在信道之上。如果S曲线很宽，则其可以解调非常宽的FM。另一方面，如果S曲线是窄的，则其可以解调窄FM。
输出重复频率包含相位和频率信息，并且通过FM输入信号在低中频被调制。标准FM鉴别器采用恒定幅度。在本文所公开的LDA技术中，这是由以下LDA固有地提供，该LDA具有大幅值的输入动态范围，并且提供了几乎恒定重复率幅度，而不管输入幅度是大还是非常小。基带信号由到电压转换器(FVC)的模拟或数字频率恢复。
由于通过FM-LDA进行再生，此处的优点包括以下中的一个或更多个：在高动态范围上的非常高的灵敏度，恒定重复输出幅度，高裙比(高选择性)，以及将更多一些dB的幅度添加到基带解调幅度的同时FM和AM解调。
图18B和18C描绘了具有整体FM解调电路和交变输出的LDA的其他实施方式。图18B和18C的实施方式包括低通滤波器802，其被配置为对传递到交变输出的信号进行滤波。在图18B中，低通滤波器802对离开并联谐振电路到交变输出的信号进行滤波。在图18C中，低通滤波器802对进入并联和串联谐振电路的信号进行滤波。这些实施方式的其他变型是可能的，例如低通滤波器可以连接到放大器A81的输入，并且系统提供类似的交变输出(未示出)。如图18B和18C所示的，分路调制的一个优点在于：对于模拟FM解调而言，解调的信号可以具有较高的幅度或“体积”。在一些情况下，Frep信号可以较小，并且解调信号在过量额外放大之后变小或变得嘈杂。
图19描绘了具有FM解调的LDA的示意性的实施方式。图19示出了具有FM解调能力的LDA的实现方式。并联谐振电路L91/C93和串联谐振电路L92/C98出现在放大器的集电极上。在一个实施方式中，放大器可以NPN晶体管。晶体管提供集电极和发射极之间的180度相移，C91反馈振荡器电容器，VG91通过电容器(未示出)耦接的输入源信号，偏置VS92，R93和C96、耦接至RC电路R94、C911和输出VM91的二极管D92。可选C97被示出用于提高淬灭过程。
图20描绘了伪数字频率输入1001至数字输出脉冲流1002的转换的示例。如前面所讨论的，重复频率率是准数字的，并且需要很少的处理以成形为数字信号。首先，如果峰值间幅度比约0.5Vpp更小，则其可以被放大。如果如所示的，幅度为0.1Vpp，则增益大约为5至20。放大可在一个或几个步骤中完成。此后，放大后的信号与基准电压V_ref进行比较，并且在大于V_ref时生成逻辑“1”，否则生成逻辑“0”。一个或更多个逻辑门可以被添加以给现在的数字信号提供尖锐的边缘和TTL电平。数字重复频率输出信号1002可以包含相位和瞬时频率的信息。正如前面所说的，其能在较长距离或在嘈杂的环境中进行，并且对噪声不敏感，这是因为信息不关于幅度。
图21描绘了数字脉冲流1101至数字等效电压样品1105的转换。数字重复频率信号1101可以经由通过瞬时频率计1102被转换成数字电压V(k)1103。替选地，数字重复频率信号1101可以通过计时器，继之以数字反向函数。在缩放1104之后如下得到数字电压V(k)1105：
V(k)＝F(K)*K1+V0
其中
F(k)：瞬间频率的第k个样品，
K1：常数V/Hz
V0:与当LDA输入终止于50欧姆时生成的电压(频率)对应的恒定偏移电压。在50欧姆下，V(0)＝F(k)*K1。
图22描绘了至电压转换器(FVC)的模拟频率的示例。该FVC可以结合FM-LDA来使用。该FVC连接到LDA的重复频率输出。正如其名称所指示的，其提供平均值为被转换的电压的输出。此外，可以添加低通滤波。这是简单的FVC，但其具有一些限制：转换速比例如先前的数字方式慢，并且通常需要几个脉冲来定位至准确的平均电压值。
图23描绘了模拟检测器的一种实施方式。其他实施方式是可以的。模拟检测器可以连接到重复频率输出(VM1)，在图19还连接至在放大器的输入端。此外，可以添加低通滤波和放大。
图24描绘了LDA的另一实现方式。在该FMLDA解调器的优选的实施方式中，用于放大器输入A141的温度补偿偏压1404可以被设计成对放大器A141进行温度补偿。例如，如果放大器由双极晶体管制成，则其VBE将改变-2mV/度。如果也使DC偏置电压降低-2mV/度，则发射极上的直流电压将保持恒定，因此通过电阻R141的直流电流也保持恒定。
在偏压源的另一种实现方式中，可以使用温度补偿电流源。当放大器用作具有恒定低频增益的电流放大器时，输出电流将基本上等于偏置电流乘以增益。如果假设低频增益随着温度保持恒定，则通过温度补偿偏置电流，放大器的输出电流也将被温度补偿。例如，如果放大器由双极晶体管制成，并且如果直流基极电流是温度补偿和恒定的，则直流集电极电流也是恒定的。直流发射极电流是基极电流和集电极电流二者之和，因此也是恒定的。电阻R141两端的恒定电流生成与基极-发射极电压变化无关的恒定DC电压。为高阻抗的输入偏置电流源将自动提供随-2mV/度的基极-发射极电压VBE而变化的电压，并且对其进行补偿。
具有FM解调的LDA可能遭受一些弱点，例如从其振荡器贯穿输入端口的RF能量泄漏。出于至少有两个原因，这是使情况恶化的因素。首先，当LDA被用作RF接收器中的第一级时，RF能量向后馈送到天线。这会导致天线在可能无意频带中辐射无用能量，并导致EMI噪声。第二，泄漏的能量可以以针对输入信号的不同相位反射回LDA输入——这是违背再生的目的的事实(再生是缓慢建立与输入信号一致的谐振相位)。因此其降低了RF灵敏度。
此外，当低噪声放大器LNA在对数探测器放大器LDA之前时可以获得对增益的额外使用。事实上作为再生装置，LDA可能无法完全由用于例如通常接收器链中的线性电路的噪声定律来描述，其中，链的第一放大器是确定接收器的噪声系数的关键元件，如根据弗里斯公式所限定的：NF＝10*log(F)(dB),并且 F = F A 1 + F A 2 - 1 G A 1 + F A 3 - 1 G A 1 G A 2 + ... i n ( . )
其中，NF：总噪声系数，以dB为单位的比值
F：总的噪声系数，线性比值
FAi：放大链的第i个放大器的线性噪声系数
GAi：第i个放大器的线性增益
在再生对数放大器的情况下，再生部分当放置在第一位置或放置在接收链中的任何位置时，可以提高SNR。因此再生LDA即使在噪声有限的放大器接收器链中也能够很好地利用前面的低噪声放大器。这样的LDA可以进一步放大埋在噪声中的信号，因为动态范围在信号的低侧(噪声电平)扩展。在这样的噪声有限而没有LDA的接收器中，设想添加LNA将没有多大用处，因为该系统将是噪声有限的。
例如，将20dB增益的LNA添加在不具有LDA的噪声有限接收器的前面将仅仅使灵敏度水平增加0至2dB。另一方面，通过使用再生因子为8dB的对数放大器将使灵敏度提高6至8dB。
因此，在LDA输入端添加匹配电路1401可以提高与前述电路的耦合，并减小输入的反射。另外，在输入1402处添加隔离器1403(例如，具有高隔离因子的放大器)可以进一步提高再生和增益机会。
SISO、LDA和有源天线
如果天线是有源的：频率灵敏或具有波束形成能力或具有将空值设置在可调节的某一方向上的能力，则可以使用本文所描述的类型为单输入单输出的收发器来实现空间分集、干扰消除或减少。添加LDA可以增加灵敏度，降低RF频率带宽，积极地再生信号同时降低噪音，允许设计用于天线的不同于50欧姆的接口阻抗，提供全双工或半双工的双向操作，简化拓扑等。
图25示出了开关波束天线，其中，阵列天线被设计成将其光束在时间上以某一预定的角度移至用户。如图26所示，自适应波束形成可以选择光束以辐射到每个用户并且可以使干扰用户无效。在图26所示的示例中，用户1可以在基站周围行进，使得电话调整其波束以通过使任何潜在干扰用户无效来维持最佳可能连接。
图27示出了在相控阵列、波束形成应用中提高天线之间的隔离的不同的方式。如图所示，理想地CPL天线CPL1、CPL2、CPL3和CPL4彼此分离开λ/4、λ/2和λ。然而，在一些情况下，在天线壳体中没有足够的空间，以提供天线和天线之间的那么大距离，且天线例如分开λ/10。然而，通过在天线彼此接近(例如，分开λ/10)的情况下使用如图所示的去耦线来解耦天线，不同实现是可能的，包括可以形成纯微带线，微带线和集总元件的组合，放置在两个相邻天线之间的接地天线，用于波束形成的相移器等。相移器可以由基带应用的算法或者通过接口例如MIPI、SPI、GPIO等来控制。
如图28所示，CPL天线可以是用于频率捷变的有源天线或无源天线，或者通过以一定的阻抗加载来防止来自其的辐射，发射和接收将被停止。开关可以紧邻散热器放置以使其接地，或者以任何阻抗(50欧姆、低阻抗<<50欧姆，或高阻抗>>50欧姆)终止。图29示出了使用图28的开关波束天线配置的所得波束形成的示例。正如所指出的，使干扰用户无效。每个天线可以被接通和断开，以取得最佳的发射和接收，从而使更少的RF功率被浪费。在图29的该示例中，天线仅应得与基站交谈的用户。可以通过将有源CPL天线与图29所示的串联功率合成器/分离器、有源相移器和去耦线进行结合来提供用户和基站之间的增强的连接。图29给出了串联功率合成器。图30示出了也可以与平面功率合成器或与Wilkinsons'型合成器相连的天线。任何类型的合成器可用于自适应波束转向。
图31示出了以下配置，在该配置中集成有LDA，以提供双重的时间和空间分集。如图所示，一个天线可以在输入端处，并且另一天线在输出端处。另外，也可以使仅一个天线处于晶体管的发射极的输入端处，并且可以使用LDA来放大接收信号。替选地，可以将一个天线设置在电容器Cout之后的输出端处。另外，在本文中指出，LDA可以作为功率放大器在低噪声放大中被使用以及在双向模式下使用。此外，每个单个的天线可以由天线阵列替换以提供自适应波束形成。由于LDA的高灵敏度，LDA可检测电平比本发明人已知的任何其他架构低的4至10dB的信号。
图32示出了具有可变电容器的相移器。通过使用作为复合左右手传输线路(CRLH-TL)的这种类型的结构，可以使不同的相位处于不同的频率，这为自适应波束形成提供了更多的灵活性。
图33示出了可以连接到不同的电相位的SP4T开关，其中，这些相位可以使用微带线、CPWG、集总元件、波导等来实现。每行可以通过可变集总元件来实现，以增加相移的范围。
MIMO的使用
使用MIMO或其他分集方案使得能够有利地使用多径衰落，以及用于在分集足够大时发送多个数据流。在最大数据速率与有限的多样性相对于最大分集与较低的数据速率(链路/吞吐量鲁棒性)之间总存在有折衷。当室内分离超过20英尺时，或者在流送视频的情况下，在N个天线上少于N个数据流是最实用的解决方案，例如4×4，然而针对空间分集使用2个数据流和2个流。
除了MIMO之外多种可选择和/或可调节的天线的使用
根据本发明，甚至每MIMO流可以使用多个可选择和/或可调节的天线。假定MIMO天线尽可能为全向的，并且相隔一定距离。该处理可以波束形成，以增加特定方向上的增益。然而，如果天线是指向式的，则在一些情况下可以实现更大的范围或吞吐量，同时一些有用的图案可能不适于其他多径衰落情况或者可能难以生成波束形成。在这种情况下，全向天线可以扇区化为三个扇区，例如，对于每个覆盖大约120度的空间。这在蜂窝无线电下工作相对良好，但是由于多径衰落、由于人的运动和包括许多分区的建筑物的结构而不能很好地在室内工作。以下始终是好的构思：提供空间分集，以甚至在每流的情况下使用一个以上的天线来覆盖空间。当然，MIMO算法需要另外的处理层以例如从路由器到设备尝试若干天线的组合用于最佳的吞吐量。此外，在每个WLAN设备处，针对最佳性能应测量和优化从路由器到每个WLAN设备的传递函数。
即使对MIMO也使用一个或更多个可转向天线
可以使用可转向天线来动态调节天线的模式、方向或增益。这是额外复杂的一个层，当然可用于MIMON×N，但是也可用于1×N或1×1。可转向天线在小客户端设备例如移动电话中是非常有益的，其中，不存在用于多天线的空间或可用于增加设备的大小以容纳较大的天线的空间。添加电动转向模式可以大幅度地提高其性能。
图34示出了使用可转向天线以动态调整包括接收器上的可调节LDA的MIMON×N阵列的图案、方向或增益的实施方式。附图示出了用于多频带应用按每个天线和半双工的基于LDA的多个发射PA和接收LNA。图34中示出了仅一个天线，但多天线可以被连接到以下开关，该开关可以是单极N掷SPNT，或双极N掷DPNT或，或N极N掷NPNT。
图35示出了如下实施方式：在半双工模式下使用可转向天线来动态调整具有可变发射器和可变接收器(包括可调节LDA)的RF前端的图案、方向或增益，以覆盖每天线用于时分双工(TDD)的不同频带。
图36示出了实施方式：在全双工模式下使用可转向天线来动态调整具有可变发射器和可变接收器(包括可调节LDA)的RF前端的图案、方向或增益，以覆盖每天线用于时分双工(TDD)的不同频带。
图37示出了实施方式：在全双工模式下使用可转向天线来动态调整具有可变发射器和可变接收器(包括可调节LDA)的RF前端的图案、方向或增益，以覆盖用于频分双工(FDD)的不同频带。
图38示出了以下实施方式，其示出由每灵敏可转向天线若干功能构成的RF前端模块。对于SISO配置，一个天线被连接到RF前端模块。对于MIMO，N个天线被附连到N个RF前端模块。基于这里的教示，本发明人了解到，该模块可以包括一个或更多个LDA，可以部分地完全集成到集成电路中，可以是小尺寸以及以优选的配置定位在天线处。
RF前端模块包含以下块：TXPA、RXLNA、T/R开关、可选的滤波器、控制器和数字接口、RF有源调节和可选的功率检测器。TXPA可以是标准的PA部件或者如先前教示的以相同频率输入和输出配置在PA中的LDA，RXLNA可以是：标准的LNA；以相同的RF输入和输出频率配置在LNA中的LDA；T/R开关，可以是标准的RF开关或可在一些LDA实施方式中被移除；可选的RF滤波器，可以是标准的RF滤波器例如SAW、陶瓷、有源、LC、同轴等，或配置为双向频率选择性放大器的LDA；控制器，控制从发射或接收的切换，控制天线调整块并且在LDA是通道选择和灵敏的情况下控制每信道的LDA；天线调整块，可以是由模拟信号或逻辑信号控制的二进制范围内的成排的电容器；最后可选功率检测器，可以是标准的例如PIN二极管电路、耦合器电路、吉尔伯特细胞对数放大器或者在AM解调下配置的包括Frep输出和可选的Vout模拟输出的LDA。
用于混频的任何配置是可以的。作为示例，选择MIMO6x6。六个这样的RF前端将附接至六个灵敏独立天线。前端可以包括以下块：基于LDA的RXLNA；标准的T/R开关；具有整体功率检测器和f/v转换器以输出Vout的信号的基于LDA的PA；标准的带通滤波器；电容器数字块；以及尺寸减小的CPL天线。另外，该MIMO6x6将针对为2.4至2.5GHz的Wi-Fi频段并且前端是通道专用的，以便提高带内和带外的抗干扰性。基于LDA的TXPA和RXLNA二者是通道专用的并且由控制器驱动。每一个可以被锁定到PLL中，以便选择所需的信道，从基带收发器发送到前端的信息。
在实施方式中，灵敏和转向天线仅由以下灵敏天线替换，该灵敏天线具有可以在频率上移动的、信道特定减小的带宽，例如用于为2.4至2.5GHz的频带中的Wi-Fi802.11n的信道1至信道13。在另一实施方式中，天线是固定的。该实现方式示出了每天线一个LDA在该天线处或靠近该天线以用于最佳性能和本地处理与远程处理合并。RF接收器的性能被优化，这是因为有源RF前端位于或非常接近天线的基极。因为线路非常短，因此不容易拾取EMI，并且从天线到RF前端提供较低的损失。
在此处使用的情况下，可以将LDA的所有高性能的好处施加在RF前端，例如高接收灵敏度、高动态范围、极低的噪声、简单的接收器，以及可以将若干前端模块设置在PCB上，以提供每天线一个前端。还应理解的是，使用LDA允许替换或移除如上面列出的各种部件，例如，LNA、PA、功率检测器和滤波器。
图39示出了以下实施方式，其示出由每若干灵敏可转向天线的若干功能构成的RF前端模块。对于SISO配置，M个天线被连接到具有1-M分离器的RF前端模块，对于MIMON×N，N个天线被附连到N个RF前端模块。基于这里的教示，本发明人了解到，每个RF前端模块可以包括一个或更多个LDA，可以部分或完全集成到集成电路中，可以是小尺寸并且在优选的配置中靠近其N个天线放置。该模块的描述与图38是相同的，不同之处在于增加了1-N分离器，所述分离器可以是标准的如1-N威尔金森分离器或者较小的尺寸的超材料分离器等。另一不同之处是附加了M个天线有源调整块，如数字电容器块。一个实施方式是两个天线直接连接到LDA，如图31所示。天线中的一个或二者可以具有相位调节，灵敏或转向的能力。
图38和39的RF前端允许设计灵活N或者M*N天线无线系统，该系统可以处理各种调制(OFDM/QPSK/LTE)和来自不同的主机系统，如Wi-Fi、LTE、蓝牙等的拓扑结构(例如，802.11n，1×1、n×n，MIMO，802.11ac等)。
图40示出了其中LDA被用作没有加入分离器(和可选的带通滤波器)的RF前端的替代的实施方式，其中接收器与发射器在全双工或半双工模式下处于不同的频率。这是相对于图38的上述实施方式的变型，其中，LDA用作全双工或半双工双向放大器。其类似于图38的实施方式，不同之处在于不需要分离器，这是因为发射器和接收器路径已经在LDA中分离，并且两个接收器路径是可能的(参见RX选项1和RX选项2)。另外，在该特定情况下，天线被固定。在另一实施方式中，天线是灵敏和可转向的。与图38的RF前端相比，这种解决方案非常经济：单个LDA嵌入PA功能、RX解调功能，T/R开关被移除，并且带通滤波器是组成部分。
本领域的技术人员将理解，图40的实施方式是在拓扑结构简单、支付能力和性能方面非常有吸引力。
图41示出了在TX和RX中具有相同频率输入和输出的RF前端的又一实施方式。这是图38的RF前端的更经济的版本，其中，TXPA和RXLNA作为一个LDA，没有T/R开关、组成部分带通滤波器并且添加有控制器、天线调节块和用于每天线配置的SISO或MIMO的分离器。在又一实施方式中，LDA的组成部分功率检测功能被添加，f/v转换器之后的Frep或Vout被输出以将发射功率值反馈至基带。在另一实现方式中，RF前端不是信道专用的，并覆盖了整个波段。在又一实现方式中，RF前端是信道专用的，并设置到由基带控制的所选择的信道。
图42示出了RF前端的又一实施方式，其非常类似于图40中的一个实施方式，不同之处在于，天线可以是灵敏和可转向的，以及输入输出匹配的使用。
如由本领域中的普通技术人员所看到的，根据要求保护的主题的未知和以后设计的非实质性变化都明确涵盖在权利要求的等同范围之内。因此，对于本领域的普通技术人员而言现在或以后知道的明显的替代被限定在所定义的元素的范围内。
虽然本文件包含许多细节，但这些不应被解释为对发明的或者所要求保护的范围的限制，而是作为对于本发明的具体实施方式的特定特征的描述。在本文中在单独实施方式的上下文中描述的某些特征可以在单个实施方式中组合地实现。相反地，在单个实施方式的上下文中描述的各种特征也可以在多个实施例单独实施或以任何合适的子组合的方式来实施。此外，尽管特征可以被如上描述为以某种组合发挥作用，甚至最初主张如此，但是来自所要求组合的一个或更多个特征在某些情况下可以从该组合行使，并且要求保护的组合可以针对子组合或子组合的变型。

Claims (19)

1.一种用于无线传输的天线系统，包括：
天线；以及
对数检测器放大器(LDA)，所述对数检测器放大器连接至所述天线，以便消除通过所述天线接收或发射的传输数据中的无线电干扰。
2.根据权利要求1所述的天线系统，其中，所述天线在MIMO或SISO上是有源、可调节和/或可转向的。
3.根据权利要求1所述的天线系统，还包括多天线和每接收天线一个LDA，所述LDA适于结合转向或CPL天线使用以减少或消除接收或发射的数据信道之间的噪声干扰。
4.根据权利要求1所述的天线系统，其中，所述LDA被配置为在所述天线的基部处的接收器低噪声放大器(LNA)。
5.根据权利要求4所述的天线系统，其中，所述天线是复合印制环形(CPL)天线。
6.根据权利要求1所述的天线系统，其中，所述LDA在RF频率工作，其中所述LDA在反向用作发射器功率放大器。
7.根据权利要求1所述的天线系统，其中，所述LDA在正向用作接收器低噪声放大器(LNA)。
8.一种连接至有源、可调节且可转向天线的RF前端，所述RF前端包括：发射功率放大器、接收器低噪声放大器、发射/接收开关、天线调节系统以及天线控制器，其中，所述发射功率放大器、所述接收器低噪声放大器及所述发射/接收开关中的一个或更多个由对数检测器放大器来实现。
9.根据权利要求8所述的RF前端，还包括以LDA实现的发射功率检测器。
10.根据权利要求8所述的RF前端，还包括以LDA实现的带通滤波器。
11.根据权利要求8所述的RF前端，其中，所述前端适于与SISO配置一起使用。
12.根据权利要求8所述的RF前端，其中，所述前端适于与MIMO配置一起使用。
13.根据权利要求8所述的RF前端，其中，所述天线的发射器侧包括多个发射功率放大器，以及所述天线的接收器侧上的每个可调节的LDA在半双工配置下连接。
14.根据权利要求8所述的RF前端，还包括具有可调节的LDA的可变接收器和可变发射器，以覆盖用于每天线频分双工(FDD)的不同波段。
15.根据权利要求13所述的RF前端，其中，所述LDA包括具有相同的输入和输出频率的接收器LNA。
16.根据权利要求13所述的RF前端，其中，所述LDA包括具有用于FM调制的不同的输入和输出频率的接收器LNA。
17.根据权利要求13所述的RF前端，其中，所述LDA包括具有用于AM/PM和其他调制的不同的输入和输出频率的接收器LNA。
18.根据权利要求13所述的RF前端，其中，所述LDA被配置为双向全双工或半双工功率放大器。
19.根据权利要求13所述的RF前端，还包括可变发射器和可变接收器，以覆盖用于全双工或半双工时分多路复用或频分复用应用的不同的波段。
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