CN103684204A - 用于实施补救性电短路的系统和方法 - Google Patents

Abstract

车辆包括多相永磁同步电机、DC和AC总线、电池模块、牵引功率逆变器模块（TPIM）和控制器。与TPIM通信的控制器执行检测故障情况的方法，将电机的全部相的脉宽调制（PWM）占空比固定为50%，以使全部相同步地切换，并响应于检测的故障情况将多相断开状态应用到AC总线。通过在计算的递进持续时间上，在TPIM的每次PWM切换转换处自动地插入可调的死区时间，由此从初始死区时间转换到最小死区时间，控制器随后转换到多相短路状态。在该故障情况期间，该转换降低电机的负直轴电流的峰值超调。

Description

用于实施补救性电短路的系统和方法

技术领域

本发明涉及用于实施补救性电短路的系统和方法。 

背景技术

内置永磁（IPM）同步电机通常在混合动力电动和电池电动车辆中被用作牵引电动机。IPM同步电机经由DC电源（通常为可充电电池模块）与电流控制的电压源逆变器一起来供能。然而，这种电机的转子中使用的永磁体会使电动机控制器对检测到的电动机或驱动系统故障所作的响应复杂化。 

例如，在较高的电动机速度下，旋转的磁体可能在电动机的定子线圈中产生反电动势（EMF）电压。如果电压逆变器内的开关管响应于检测到的故障而临时性失效，则反EMF电压可引起逆变器内的二极管导通，由此允许电流朝向电池模块回流。这样的电流情况通常称为“不可控发电”（UCG）状态。UCG状态特征可包括，存在相对大量的作用在该电机上的再生制动扭矩，以及相当大的电流传导回到电池模块。 

为了对抗该结果，IPM类型同步电机的控制器可执行（针对示例的三相机器）三相短路（SHORT），作为故障情况的补救措施。电压逆变器的半导体开关被同步地接通，以引起三相短路，这反过来阻止电流流向电池模块或从电池模块流动。在较高的发动机速度下，制动扭矩相对较低，这对于牵引驱动应用是有利的。在三相短路操作期间，电机阻抗将限制电动机电流。另外，对于大多数电动机速度，定子电流接近电机的特征电流。然而，虽然三相短路仍然为可行的故障响应，但是用于实施三相短路的传统方法仍不理想。 

发明内容

本文公开了一种系统，其包括多相永磁同步电机、DC总线、AC总线、DC电压源（比如电池组或燃料电池）、功率逆变器模块（PIM）和控制器。PIM经由DC总线电连接到DC电压源，并经由AC总线电连接到电机。PIM 包括一组半导体开关，其经由控制器被致动，以将AC电压转变为DC电压，且反之亦然。控制器与PIM通信，且配置为检测系统中的故障情况。当检测到时，控制器则将电机全部相的脉宽调制（PWM）占空比固定为50%，以使全部相同步地切换。 

控制器响应于检测的故障情况将多相断开（OPEN）状态应用到AC总线，并通过在计算的递进持续时间（ramp duration）上自动地在PIM的每次PWM切换转换处插入可调的死区时间而转换到多相短路状态。以此方式，在计算的递进持续时间上，控制器从计算的初始死区时间向最小死区时间转换。在该故障情况期间，该转换降低电机的负直轴电流（negative d-axis current）的峰值超调。 

本文还公开了用于在车辆中实施上述多相短路的方法，所述车辆具有电动机驱动系统，该系统使用IPM类型的牵引电动机和牵引功率逆变器模块（TPIM）。 

另外，公开了一种车辆，其包括控制器、三相永磁同步电机（其形式为具有负直轴电流的牵引电动机）和行星齿轮组（联接到电机的输出构件，并接收来自牵引电动机的电动机扭矩）。该车辆还包括DC和AC总线、DC电源和TPIM，所述TPIM经由DC总线电连接到DC电源，并经由AC总线电连接到牵引电动机。TPIM包括一组半导体开关，其被控制以将AC电压转变为DC电压，且反之亦然。控制器配置为执行上述方法。 

如本文所公开的，本发明的所有实施例使用在本文中称为智能死区时间转换或IDT的方法，以提供向多相短路状态的递进的转换（ramped transition），并由此将上述类型的任何直轴电流超调最小化。该受控的转换在多相断开和多相短路状态之间实现。在这样的转换期间，脉宽调制（PWM）经由PIM被采用，其方式使得，PIM的所有相桥臂以50%占空比操作。经由控制器动态地调节PIM的死区时间，以提供从断开状态向短路状态的有效的转换。一旦完成转换，则应用可靠的（solid）多相短路。在本控制方法的最基本的实施中，不要求反馈传感器，尽管这样的传感器可被用在其他实施例中以提高性能。 

本发明的上述特征和优势及其他特征和优势将在结合附图时，从用于实施本发明的最佳模式的以下详细描述显而易见。 

附图说明

图1是具有多相电机、功率逆变器模块和控制器的示例车辆的示意图，所述控制器实施如前所述的车辆上的多相短路状态。 

图2A是振幅时间图，其显示了近似完全断开状态情况的最大死区时间。 

图2B是示例波形的振幅时间图，其描述了足以产生大约50%六阶梯电压的死区时间。 

图2C是示例波形的振幅时间图，该波形具有模拟短路状态情况的最小死区时间。 

图3是振幅时间图，其通过示例电压/速度对描述了直轴电流超调与上升时间。 

图4A和4B是示出了图1的车辆中实现死区时间控制的时间图。 

图5A和5B是示出了当速度传感器出故障或不可用时，实现图1的车辆中死区时间控制的时间图。 

图6是用于在图1的车辆10中实施三相短路的示例方法的流程图。 

具体实施方式

参考附图，图1中示意性地显示了示例车辆10。车辆10包括第一和第二电动机/发电机单元16和26。MGU16和26都是牵引电动机形式的多相内置永磁体（IPM）电机。MGU16、26应根据该实施例而额定为大约60-300VAC或更大。MGU16和26经由电动机控制器40控制，所述电动机控制器例如为混合动力控制模块或电动机控制模块，其选择性地执行体现方法100的代码，方法100的一个示例在图5中被显示，且在下文更详细地描述。 

方法100的执行使得控制器40响应于检测到驱动系统中的电故障、过速和/或其他故障，选择性地将三相短路应用到车辆10的AC总线15。尽管此后为了说明的一致性而描述了三相短路，但本方法可应用到任何多相电机，例如五相电机。在车辆10的驱动系统中存在多种可被检测到的可能类型的故障情况，例如转子位置、电流和/或电压传感器故障或性能故障，例如过载电流或超速，所有这些可通过控制器40监测。 

在图1中示出的非限制性示例实施例中，车辆10还包括内燃发动机12和具有至少一个齿轮组30的变速器22。DC电池模块20或其他合适的DC电压源，例如燃料电池，经由DC总线17和牵引功率逆变器模块（TPIM） 18被电连接到第一和第二MGU16、26。可任选的减振/输入离合器14可被用来选择性地将发动机12从传动系断开，例如在自动停车事件之后的发动机12重启期间。 

发动机12的输出轴13连接到第一MGU16，使得当发动机12运行时，第一MGU16经由发动机扭矩被供能，且可被用来产生电动机扭矩，该电动机扭矩可转而根据变速器运行模式用来推进车辆10或为电池模块20再充电。第二MGU26可被用来驱动车辆10或为电池模块20充电，而与发动机12的状态无关。车辆10的其他实施例可被设想具有仅一个MGU16或26，具有或不具有发动机12，而不脱离预期的发明范围。然而为了说明的一致性，此后将仅描述图1的两个电动机的配置。 

图1的示例性实施例中所示的行星齿轮组30可包括第一、第二和第三节点32、34和36。如本领域技术人员理解的，这种节点可根据实施例分别地或以另一顺序对应于环形齿轮、恒星齿轮和行星齿轮。旋转离合器24可选择性地在一些模式中被接合，以将第一MGU16连接到第一节点32。第二MGU26可经由互连构件27直接地连接到第三节点36，即，其中“直接”意思是，没有介于中间的部件被定位在第二MGU26和第三节点36之间。在该特定实施例中，变速器22的输出构件33可将变速器输出扭矩（箭头T_o）传递到一组驱动轮（未示出）以推进车辆10。 

AC总线15将相应的第一和第二MGU16和26连接到TPIM18。如本领域所熟知的，TPIM18包括一组半导体开关23，例如IGBT或MOSFET，其经由脉宽调制（PMW）被快速地切换，以将DC电压转变为AC电压，用于相应的第一和/或第二MGU16、26，并用来将来自MGU16、26的AC电压转变回处于适于存储在电池模块20的水平的DC电压。其他高电压功率部件（比如DC-DC转换器（未示出））可被用来将逆变后的电压逐步降低到辅助水平，如本领域所熟知的。 

图1中示出的控制器40与车辆10的各部件通信，特别是与TPIM18、第一和第二MGU16、26和电池模块20，例如通过控制器局域网络（CAN）总线通信。在执行本方法100时，控制器40可响应于检测到的故障情况，经由传输一组命令信号（双向箭头11），选择性地实施多相短路。控制器40可使用处理器42转换到多相短路，所述处理器42也执行任何所需的电动机控制算法，例如矢量控制。处理器42将门控驱动信号直接输出到图1中所 示的TPIM18的半导体开关23。 

当在较高发动机速度下发生这样的故障时，多相短路状态的实施确保电流不从TPIM18向回馈送到DC总线17，且确保施加低制动扭矩。阻止电流回流到DC总线17有助于阻止TPIM18将DC总线17充电到影响敏感电部件的结构完整性或性能的水平，所述敏感电部件为例如TPIM18本身的部件和/或其他敏感部件，比如任何辅助电源、二极管、继电器和旁路电容器。其还阻止不可控且可能有害的充电电流流入电池模块20。 

仍参考图1，控制器40可体现为硬件装置和相关的软件。该硬件/软件可包括在单个的物理装置（例如主机）中，或其可以分布遍及车辆10的多个控制器。为了图示的简明，控制器40被显示为一个装置。然而，混合动力总成领域的技术人员将意识到，控制功能通常分布遍及不同的硬件/软件模块中，例如顶级混合动力控制器、负责电动机矢量控制和其他电动机控制功能的电动机控制器、电池控制模块和空调控制模块等。另外，尽管在图1中分开地显示了TPIM18和控制器40，但是在实际的实施例中，TPIM18可以是具有DC电容器、母线、IGBT、门驱动、电流传感器和控制卡（一个或多个）的集成单元。因此，本方法涉及TPIM18的控制的方面可在控制器40的总体结构内在适当的控制水平下进行。 

图1的控制器40至少包括处理器42和有形非暂时性存储装置（一个或多个）44，体现方法100的各步骤的指令记录在该存储装置上。处理器42物理地联接到存储装置44。通过处理器42对指令的执行使得控制器40以本文提出的方式实施向短路情况的转换。 

存储装置44可以是任何计算机可读介质，包括光盘和/或磁盘和其他永久性存储器。指令，包括命令信号（双向箭头11），命令信号包括所需的任何门信号，可通过传输线路（比如同轴线缆、铜线、光导纤维等）被传送至车辆10的各种元件。 

尽管受控多相短路状态的强加具有一定的优点，但是如果没有通过本方法100的实施，则具有多种潜在的缺陷。在典型的响应中，比如当IPM类型的电动机在相对高的速率下（例如1500RPM）空载且零电流旋转时，多相短路的应用会引起电动机相电流尖峰脉冲（spike）。相电流的包络线随后缓慢地经过例如数十毫秒衰减到稳定状态值，这也被称为电机特性电流。实际的衰减率是电机（例如MGU16、26）的参数的函数。 

相电流可数学地变换为同步旋转参考系，即已知的d-q电动机控制参考系。在这种情况中，直轴通常对准转子磁体的北极。因而，负直轴电流将产生磁动势来对抗磁通量。如果反向磁通量足够大，则其可能将转子磁体去磁。本方法可被用来最小化这样的影响。 

智能死区时间转换（IDT） 

本方法100在这里称为智能死区时间转换（IDT）。在执行IDT中，图1的控制器40自动地降低负直轴电流的峰值超调，并由此最小化定子电流和电动机扭矩中的振荡。代替在施加的电压中应用固定的阶梯变化，图1的控制器1在可调的转换周期上提供从断开状态向短路（短路）状态的平滑递进式转换。在该转换周期期间，TPIM18通过PWM操作。然而在一个PWM切换周期内，控制器40将短暂的短路和断开状态时间段时间平均化。通过调节这两个时间段的相对持续时间，TPIM18可平滑地且有效地从断开状态向短路状态转换。 

当处于断开状态时，假设电动机反EMF高于DC总线17的电压水平，电动机电压将导致TPIM18的二极管导通并输送一些相电流，即不可控发电（UCG）模式。在UCG模式中，电动机电压在六阶梯电压（six-step voltage）下被最大化，所述六阶梯电压即从三相电源逆变器（比如TPIM18）可获得的最大电压，假设每个二极管对于180度电角度导通。相反地，当TPIM18处于短路状态中时，施加的电动机电压为零。如果PWM周期被分为断开和短路状态，则所得的时间平均电动机电压与两个状态电压（即六阶梯电压和零伏）中每一个的时间加权平均值成比例。图1的控制器40自动地调节断开和短路状态的相对持续时间，以达到任何希望的电动机电压。因此，电动机电压可通过控制器40从最大的六阶梯电压平滑地降低转变到零伏。 

上述性能通过经由控制器40将PWM模式设置为左侧调整或右侧调整而实现。如本领域已知的，单边调制允许PWM信号的一个边沿被调制，而另一边沿保持相对于时钟脉冲固定。在右则调整PWM（其也被称为前边沿调制）中，脉冲的上升边沿从时钟周期的起始处延迟，而下降边沿保持固定在时钟周期的结束处。左侧调整的PWM（也称为后边沿调制）将前边沿固定在时钟转期的起始处，令后边沿滞后。任一种调整方式可用于方法100的执行中。 

在本方法中，控制器40将所有相的占空比固定到50%，以使所有相同 时切换。在一个PWM周期期间，存在包括死区时间的三个不同的状态，其中两个是独特的。当半导体开关23的所有上或下开关被接通时，对受控的电动机形成有效的短路，并由此在AC总线15上形成0VAC的情况。在MGU16、26二者都被使用的实施例中，MGU16、26彼此独立地受控，且去往每个电机的AC输出也类似地是独立的。 

另外，在每次PWM切换转换处，经由来自图1中所示控制器40的命令信号（双向箭头11），TPIM18自动地插入死区时间，以避免TPIM18内的上和下开关的交叉导通（即基本会令电池模块20短路，可能导致对半导体开关23破坏的情况）。在插入的死区时间的持续时间中，半导体开关23被关闭，即断开状态被激活。 

在OPEN状态的持续期间内，受控电动机（例如MGU26）的端压通过电动机反EMF与DC母线电压（即DC总线17的电压）的关系以及三相电流的值确定。如果反EMF大于DC母线电压，则端压可由于TPIM18内二极管的导通而被当作是六阶梯电压。控制器40改变PWM内的死区时间的持续时间，以调节从TPIM18施加的电压。 

多相短路转换 

为了进行向多相短路状态的转换，控制器40启动并选择用于TPIM18的左侧调整或右侧调整的PWM。控制器40随后将初始死区时间设置为最大死区时间T_{d_max}： 

$T_{d\_\max }=\frac{T_{\mathrm{SW}}}{2}-T_{\min \_\mathrm{PW}}$

其中T_SW是TPIM18的PWM切换周期，T_{min_PW}是TPIM18的最小脉宽限制，T_{min_PW}是正被使用的TPIM18的设计特征。可选择最大死区时间值T_{d_max}，以在最小脉宽限制内提供最大的OPEN时间。该值略小于用于典型的逆变模块的总切换周期（T_SW）的一半。 

最小死区时间T_{d_min}是在正常变换操作期间使用的死区时间值，例如3μs，且由硬件要求确定。实际的死区时间T_d被制约为保持在最小和最大值以内： 

T_{d_min}≤T_d≤T_{d_max}

为了从OPEN状态向短路状态转换，图1的控制器40在预定时段上从最大值(T_{d_max})向最小值(T_{d_min})线性地调节死区时间。下文将参考图4说明这 样的转换。 

参考图2A-C，这三幅图分别针对相应的死区时间值，描述了用于图1中所示的半导体开关23的上和下开关的上和下开关驱动信号的三种不同的波形。在这些图的每一个中，阴影区域50代表上文之前说明的UCG状态。 

在图2A中，死区时间被设置为最大值（T_{d_max}），以便近似OPEN状态。图2B显示了中间的死区时间值，其导致大约50%的断开状态和大约50%的六阶梯电压。图2C显示了最小的死区时间值（T_{d_min}），其导致低的非零电动机电压。图2A-C共同地示出了如何通过调节TPIM18的死区时间，图1的控制器40可平滑地从有效的断开状态完全转换到短路状态。 

最佳转换时间的确定 

参考图3，一组曲线60示出了三种不同的示例电压/速度曲线62、64和66。电动机电流峰值超调的百分比（%OS）（即峰值直轴电流关于稳态短路电流）关于Y轴绘制，而转换时间绘制在X轴上，其中在图3中，对于各种操作情况（即不同的速度和DC电压），时间被关于电动机基本周期T_e标准化。最优转换时间（其在这里被限定为仍具有可接受的电流超调的可获得的最快转换时间）是电动机电周期的函数，所述电周期转而与电动机速度成比例。 

图3图示了这一事实：如果转换时间被设为电动机基本电周期的大约2-3倍，则电动机电流峰值超调可被限定到低于大约10%。因此，图1的控制器40在执行方法100时可使用测量的电动机速度（如果这样的数据可用），以便确定最优转换时间，且可将转换时间设为希望的值，以达到具体的超调值。 

例如上升时间（t_r）可被设为基本电周期的300%，以在向短路状态的转换期间关于电流瞬态保持大约10%的超调。在低的电动机速度下，基本周期变得过长。然而，在这些情况下，电动机动态特性变得更缓和（damped），且由此，电流超调变得不那么令人担心。因此，转换时间可被限制为最大值，例如50ms，以避免延长的转换，通常维持可接受的电流超调水平。 

死区时间初始情况 

为了进行向短路状态的转换，控制器40首先确定用于强加死区时间的初始值。如果电动机速度高，且电动机的反EMF超过可用的DC母线电压，则控制器40可将PWM占空比设置在最大值，即T_{d_max}，其在上文中被描述。然而，如果电动机速度相对低，且反EMF小于DC母线电压，则在死区时 间从最大值T_{d_max}递进时，将没有平均电流，直到时间平均的PWM电压等于反EMF。对于非常低的电动机速度，递进时间的大部分将被浪费，而没有构建平均电流。这样的情况可导致不想要的超调，因为有效的上升时间将小于希望的。 

对于这样的原因，图1的控制器40可在一些操作情况中在不同于最大死区时间的某点开始。控制器40可计算死区时间值，所述死区时间值将使来自图1的TPIM18的输出电压与正被控制的电动机（例如图1的第二MGU26）的反EMF匹配。下面的方程可由控制器40采用： 

$\%\mathrm{UCG}=\mathrm{MIN}(\frac{\mathrm{BEMF}}{V_{\mathrm{DC}}},1)$

其中BEMF是电动机反EMF（在线间峰值电压范围），V_DC是DC母线电压，且%UCG是希望的UCG百分数。控制器40可随后将希望的UCG百分数转变为死区时间值，该值可被用作用于向短路转换的初始情况（T_{d_IC}）。例如： 

T_{d_IC}=(T_{d_max})(%UCG) 

该方法中的初始情况要求电动机速度信息，以便计算反EMF，以及DC母线电压信息，以确定UCG百分比的初始情况。如果这些信号中任一个不可的，则转换可使用最大死区时间作为初始情况而开始。 

用于出故障的速度传感器情况的速度估算 

在一些情况中电动机速度不可用。在这样的情况中，控制器40可估算电动机速度。为此，要求至少两个功能相电流传感器。对于中线未接的Y型连接电动机，第三相电流可作为另外两个之和的相反数（即i_c=-i_a-i_b）而被计算，如本领域公知的。 

用于正被控制的电动机（例如第二MGU26）的ABC静止坐标系的电流可通过图1的控制器40如下地变换为等同的αβ静止坐标系的量： 

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\end{array}\right]$

对于平衡系统，a+b+c=0，且因此： 

α=a 

$\mathrm{\β}=\frac{b-c}{\sqrt{3}}$

所得的电流矢量角的时间导数可被用于估算电动机速度。因为导数项固有地有噪声，所以该信号可在适当的时间周期上（例如3ms）被平均化。所得的估算速度计算值为提出的方法100提供了足够的准确性。仅在速度传感器出故障且受控的电动机中有电流流动时，由控制器40使用这样的估算方法。控制器40将死区时间降低至电流流动的点可能是必要的，以便估算电动机速度，如下文中参考图5所描述的。 

上述方程中的αβ电流是具有90度角相移的正弦波。定子电流矢量角γ可如下计算： 

$\mathrm{\γ}={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{\α}}\right)$

瞬时电动机角速度ω_r可然后作为定子当前位置γ的时间导数被计算，所述时间导数可作为在连续的切换周期上的位置中的变化而被计算： 

${\mathrm{\ω}}_r=\stackrel{\·}{\mathrm{\γ}}=\frac{\mathrm{\γ}\left[k\right]-\mathrm{\γ}[k-1]}{T_{\mathrm{SW}}}$

其中γ[k]是最近采样周期中的电流矢量角，γ[k-1]是先前采样周期中的电流矢量角。因为瞬时电动机角速度的计算容易受噪音的影响，所以可令结果通过移动平均滤波器，以平滑该结果，并在最小计算量下提供可接受的准确性。 

启动用于到零伏的平滑转变的死区时间补偿 

在转换周期期间，当死区时间由控制器40动态地调节时，没有使用死区时间补偿（DTC）。DTC是已知的技术，其中逆变器（例如图1的TPIM18）的相占空比被调节，以抵消逆变器死区时间的影响。这样的方法通常在电压源逆变器中采用，以提高电压直线性和降低畸变。然而，在方法100的控制相位期间（其中死区时间被动态地调节，以将可变持续时间的断开节段插入到每个PWM周期）采用DTC可能使希望的效果恶化。由此，无论何时控制器40动态地调节死区时间，通过控制器40使DTC停止都是必要的。 

如图2C中所示，最小死区时间(T_{d_min})由TPIM18的要求限定，以防止 图1中所示的半导体开关23的上和下开关交叉导通。死区时间不能完全被降低到零。对于使用600VDC额定功率器件操作的逆变器，死区时间为大约3μs的数量级。由此，在本IDT方法中，控制器40不能将电动机电压设置为零伏。对于每个PWM周期插入两个3μs死区时间的10kHz PWM，对于每100μs周期，这将导致6μs的断开状态或大约6%，作为最小限制。由此，当死区时间已经完全递进到其最小值且已经通过控制器40施加了可靠的短路状态，则正被控制的电动机将在电压中出现反EMF的至少6%的阶梯变化。这可能在电动机电流中引入不希望的瞬变。在低电动机速度下，当反EMF小于DC母线电压时，该效果可更明显。在这些情形中，阶梯变化可显著大于6%。 

为了补偿该效应，控制器40可在死区时间已经达到其最小值，启动DTC。不是立即启动DTC，而是，控制器40可逐步引入DCT，以将有效的电动机电压逐步降低到零。通过这样，电动机将出现电动机电压中在整个转换周期上的平滑的线性降低，由此将电流瞬变最小化。 

参考图4A和4B，示例时间图示出了对于图6中所示的方法100的流程图的两种可能路径（即，当步骤104回答为肯定（Y），或当步骤104和105都回答为否定（N）时），如何由图1的控制器40选择性地采用DTC。在这两种情况中，步骤114-122不被执行。 

图4A和4B示出了在死区时间达到其最小值（T_{d_min}）时怎样采用DTC，提供了平滑地将电动机电压降低到零的方式。图4A的曲线70表示关于初始情况（IC）的死区时间。当全部半导体开关被打开，以允许初始电流达到UCG值时，断开状态存在于t₀与t₁之间。死区时间（曲线70）在t₃处递进直到t₄。图4B的曲线80是示出了增益系数K_DTC的相应的曲线，所述增益系数K_DTC在t₄和t₅之间被应用到最终的DTC占空比调节。在图4A-4B的实施例中，图6中示出的步骤104回答为肯定（Y），即MGU16或26的速度传感器是可用的。 

图4A和4B还与速度和电流传感器出故障或不可用时，即步骤104和105都回答为否定时有关。在这些情况中，图6中所示的方法100的步骤114-122不被执行，且由此控制器40在t₃处开始死区时间转换。由此，在图4A中，死区时间（曲线70）的值在t、t₂和t₃处处于其初始情况（IC）。由此通过符号t_1，2，3简化图4A。在这些时间点处，启动左调整或右调整的PWM。 

从断开状态向短路状态的转换开始于t_1，2，3，并发生在上升时间t_r上。在第一阶段（t_a）期间，即t_1，2，3和t₄之间的持续时间期间，死区时间从T_{d_max}线性地递进到最小值T_{d_min}。在开始于t₄的第二阶段（t_b）期间，控制器40可启动DTC。DTC被线性地逐步引入，以提供向短路状态的平滑的转换。通过这一特征，在时段（t_b）上存在对相电流的最小的扰动，且在整个转换周期上，电动机电压线性地降低。为了采用DTC，需要测量的相电流信息。在电流传感器已经出故障的事件中，在t_b期间上将不使用这样的最终DTC逐步引入。 

图5A和5B示出了这样的情况，其中用于MGU16或26的速度传感器出故障或不可用，但是用于MGU16或26的电流数据可用，即步骤104回答为否定（N）且步骤105回答为肯定（Y）时。在这种情况中，步骤114-122被执行。通常，在t₁处以断开状态开始，图5A的曲线170示出了死区时间（T_d）直到t₂的受控的向下递进，在t₂处时相电流达到校准的阈值。当MGU16或26的速度被估算时，该死区时间保持恒定直到t₃。从t₃处开始，控制器40使用新计算的递进持续时间继续所述转换，在大约t₄处达到最小死区时间。该水平随后保持恒定直到t₅，转换结束处。在时间t₄和t₅之间，DTC被线性地逐步引入，以使有效的电动机电压为零。下文中结合图6更详细地描述图4A-5B。 

图6示出了用于执行本方法100的示例性流程图。各步骤的详细内容在上文中提供。在步骤102处开始，在检测到MGU16或26中的一个出故障后，控制器40将用于发生故障的驱动系统的TPIM18的半导体开关23打开。方法100随后可能在t₀和t₁之间暂停之后，进行到步骤104以允许电流接近稳态UCG电流。这在图4A和5A中被示出，其中断开状态存在于t₀和t₁之间。 

在步骤104处，图1的控制器40检验速度数据（不论来自速度传感器或其他）是否可用。如果速度数据可用，则控制器40进行至步骤106。否则，控制器40执行步骤105。 

在步骤105处，控制器40（已经在步骤104处确定速度数据不可用）确定电流测量数据是否可用。如果这种测量数据可用，则控制器40进行至步骤114。否则，控制器40执行步骤107。 

在步骤106处，图1中所示的控制器40按照上面说明的那样计算MGU 的反EMF，并随后进行到步骤108。步骤106-112的情况将参考图4A-B进行描述。 

在步骤107处，控制器40选择用于死区时间初始情况的最大死区时间T_{d_max}以及向最大值的转换时间，例如50ms，并进行至步骤128。 

在步骤108处，控制器40将来自步骤106的计算出的反EMF（BEMF）与DC母线电压进行比较。如果反EMF小于DC母线电压，则控制器40进行至步骤110。否则控制器40进行至步骤109。 

在步骤109处，控制器40使用用于死区时间初始情况的最大死区时间T_{d_max}，并随后进行至步骤124。 

在步骤110处，控制器40计算该比值，将其记录在存储装置44中，并进行至步骤112。 

在步骤112处，控制器40确定用于强加的死区时间的初始情况，并随后进行至步骤124。 

在步骤114处，参考图5A和5B的曲线170和180（其仅适用于步骤114-122中描述的情况），控制器40从测量的相电流值计算等同的静止系电流Iα和Iβ、将该值记录在存储装置44中并进行至步骤116。如上所述，当步骤104回答为肯定（Y）时，或当步骤104和105都回答为否定（N）时，不执行步骤114-122。 

在步骤116处，控制器40从步骤144的定子电流矢量分量Iα和Iβ计算相位角

和振幅

将该值记录在存储装置44中，并进行至步骤118。 

在步骤118处，控制器40将步骤116中计算出的振幅和校准的阈值相比较，且如果振幅超过该阈值，则进行至步骤120。如果振幅小于或等于该阈值，则控制器40替代地进行至步骤119。 

在步骤119处，如图5A中所示，控制器40使用默认的速率使死区时间（T_d）从t₁向t₂递进，并随后返回至步骤114。 

在步骤120处，控制器40停驻于当前死区时间。从定子电流矢量角随时间的变化率计算瞬时速度，并存储该速度，以使得可在步骤122处计算平均值。 

在步骤122处，在步骤120的持续时间期间，即停驻在当前死区时间期间，图1的控制器40从该值

计算平均速度，并随后进行至步骤124。 

在步骤124处，控制器40根据电动机速度确定转换时间。电动机速度 可以是来自步骤104的实际速度测量值，或其可在步骤122中被计算。一旦以及确定了转换时间，则控制器40进行至步骤126。 

在步骤126处，控制器40计算递进时间的百分比，用来分配以在DTC中调节死区时间与斜线。计算之后，控制器40进行至步骤128。 

在步骤128处，控制器40在t₃和t₄之间使死区时间递进，如图4A和5A中所示。控制器40随后进行至步骤130。 

在步骤130处，控制器40确定死区时间是否小于或等于最小死区时间。如果否，则重复步骤128。否则，控制器40进行至步骤132。 

在步骤132处，控制器40在t₄和t₅之间逐步引入死区时间补偿，如图4B和5B所示，且随后进行至步骤134。 

在步骤134处，控制器40确定DTC是否完全进行。如果是这样，则控制器40进行至步骤136。否则重复步骤132。 

在步骤136处，控制器40在图4B和5B的t₅处应用短路状态。 

如上文参考图2A-6描述的通过图1中所示的控制器40对方法100的执行具有若干可能的优势。如今使用的性能最高的磁体之一是稀土NeFeB类型。一些添加剂被用来提高这种磁体的性能，其中之一为镝。通过方法100降低大瞬变的负直轴电流可能使得在没有去磁的情况下令镝的含量降低，由此降低电动机成本。在更低成本的铁氧体磁体中也可以发生类似的结果。 

在任何IPM电动机设计中，不论磁体类型如何，峰值负直轴电流都是设计约束。即，设计者必须优化转子几何条件来避免磁体在预期的峰值负直轴电流下的去磁作用。经由方法100降低峰值电流振幅减缓了去磁作用的担心，由此潜在地允许提高扭矩密度和/或效率。 

尽管已经对执行本发明的最佳模式进行了详尽的描述，但是本领域技术人员可意识在所附的权利要求的范围内的用来实施本发明的许多替换设计和实施例。 

Claims (10)

1.一种系统，包括：

多相永磁体同步电机，其具有负直轴电流；

DC总线；

AC总线；

DC电源；

功率逆变器模块（PIM），其经由DC总线电连接到DC电源，并经由AC总线电连接到该电机，其中PIM包括一组半导体开关，所述一组半导体开关被控制以将AC电压转变为DC电压，且反之亦然；和

控制器，其与PIM通信，该控制器配置为：

检测系统中的故障情况；

确定初始死区时间；

将电机的全部相的脉宽调制（PWM）占空比设置为50%，以使全部相同步地切换；

响应于检测到的故障情况，将多相断开状态应用到AC总线；和

通过在计算的递进持续时间上，在PIM的每次PWM切换转换处自动地插入可调的死区时间，由此在计算的递进持续时间上从初始死区时间转换到最小死区时间，转换到作为补救措施的多相短路状态；

其中，在检测的故障情况期间，该转换降低牵引电动机的负直轴电流的峰值超调。

2.如权利要求1所述的系统，其中控制器通过选择性地将一组命令信号传送到PIM以经由半导体开关实施右侧调整或左侧调整的PWM切换，而强加转换。

3.如权利要求1所述的系统，其中控制器在PIM的每次PWM切换转换处自动地插入可调的死区时间，以由此避免半导体开关的交叉导通。

4.如权利要求1所述的系统，其中，控制器被配置为：

确定电机的旋转速度；

从DC总线接收DC母线电压；

使用测量的速度，经由处理器计算电机的反电动势（EMF）；和

基于反EMF与DC母线电压的比，使用处理器计算初始的死区时间。

5.如权利要求1所述的系统，其中，控制器被配置为：

确定何时电动机速度传感器出故障或不可用；

当电动机速度传感器出故障或不可用且电流在电机中流动时，测量相电流的电流矢量角；

计算测量的电流矢量角的经滤波的时间导数；和

使用经滤波的时间导数估算电机的速度。

6.一种方法，包括：

使用控制器检测车辆中的故障情况，所述车辆具有多相永磁体同步电机，其中控制器与具有一组半导体开关的功率逆变器模块（PIM）通信，且其中PIM电连接到DC电池模块和电机；

将电机的全部相的脉宽调制（PWM）占空比设置为50%，以使全部相同步地切换；

响应于检测到的故障情况，将多相断开状态应用到AC总线；

确定初始死区时间；和

通过在计算的递进持续时间上，在TPIM的每次PWM切换转换处自动地插入可调的死区时间，包括在计算的递进持续时间上从初始死区时间向最小死区时间转换，转换到作为补救措施的多相短路状态，以由此在检测的故障情况期间降低电机的负直轴电流的峰值超调。

7.如权利要求6所述的方法，进一步包括：

将初始死区时间设为最大死区时间值（T_{d_max}），其是PWM切换周期和TPIM的最小脉宽限制的函数。

8.如权利要求7所述的方法，其中所述函数通过控制器执行，且等于：

$T_{d\_\max }=\frac{T_{\mathrm{SW}}}{2}-T_{\min \_\mathrm{PW}}$

其中T_SW是PWM切换周期，且T_{min_PW}是TPIM的最小脉宽限制。

9.如权利要求6所述的方法，进一步包括：

测量电机的旋转速度；

接收DC母线电压；

使用测量的速度，计算电机的反电动势（EMF）；和

使用反EMF与DC母线电压的比，计算初始的死区时间。

10.如权利要求6所述的方法，进一步包括：

当电动机速度传感器出故障且电流在电机中流动时，测量相电流的电流矢量角；

计算测量的电流矢量角的经滤波的时间导数；

使用经滤波的时间导数，估算电机的速度；

使用估算的速度，计算电机的反电动势（EMF）；和

使用反EMF与DC母线电压的比，计算初始的死区时间。

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