CN102971962A - 伪包络跟随功率管理系统 - Google Patents

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Abstract

本发明所公开的实施例涉及一种用于管理向线性RF功率放大器递送的功率的伪包络跟随功率管理系统。

Description

伪包络跟随功率管理系统
相关申请
该申请要求在2010年4月19提交的美国临时专利申请号61/325，659的利益，其公开在这里以其整体通过引用而被并入。
技术领域
在这里描述的实施例涉及一种用于将电流递送到还被称作线性RF功率放大器的线性功率放大器的功率管理系统。更加具体地，实施例涉及在移动通信设备的功率管理系统中的伪包络跟踪器的使用。
背景技术
下一代移动装置正在从以语音为中心的电话过渡到提供吸引人的新特征的、基于消息和多媒体的“智能”电话。作为一个实例，智能电话提供强健的多媒体特征诸如网页浏览、音频和视频回放和流式传输、电子邮件访问和丰富的游戏环境。但是即使随着制造商争相递送越来越多特征的丰富移动装置，为它们供电的挑战也显得突出。
特别地，用于无线电频率（RF）手持式装置的高带宽应用的给人深刻印象的增长已经导致对于用于增加电池寿命的高效节能技术的增加的要求。因为移动装置的功率放大器消耗移动装置的大百分比的总功率预算，所以已经提出了各种功率管理系统来增加功率放大器的总功率效率。
作为一个实例，某些功率管理系统可以使用VRAMP功率控制电压来控制在线性RF功率放大器的功率放大器集电极上呈现的电压。线性RF功率放大器还可以被称作线性功率放大器。作为另一个实例，其它功率管理方案可以协同地使用降压转换器电源和AB类放大器以向线性RF功率放大器提供功率。
即使这样也仍然需要进一步改进移动装置的功率效率以提供延长的电池寿命。结果，存在对改进移动装置的功率管理系统的需要。
发明内容
在详细说明中公开的实施例涉及一种用于管理递送给线性RF功率放大器的功率的伪包络跟随功率管理系统。伪包络跟随功率管理系统的示例性实施例可以包括被配置为协同地操作以产生用于线性RF功率放大器的功率放大器供应电压输出的多级电荷泵降压转换器和并联放大器。多级电荷泵降压转换器可以包括被配置为接收直流（DC）电压的供应输入和开关电压输出。开关电压输出被耦合到由功率电感器输出的功率放大器供应电压，在此处功率电感器耦合到旁路电容器以形成用于多级电荷泵降压转换器的开关电压输出的输出滤波器。并联放大器可以包括被配置为接收直流（DC）电压的供应输入、放大器输出、被配置为接收VRAMP信号的第一控制输入、和被配置为接收功率放大器供应电压的第二控制输入。放大器输出可以被耦合电路耦合到功率放大器供应电压。在伪包络跟随系统的某些实施例中，耦合电路可以是偏移电容器。在伪包络跟随系统的其它实施例中，耦合电路可以是线迹（wire trace）从而在放大器输出和功率放大器供应电压之间的偏移电压为零伏特。
另外，多级电荷泵降压转换器可以产生被配置为向并联放大器提供开关电压输出的输出状态的指示的前馈控制信号。在某些实施例中，作为前馈控制信号提供开关电压输出。在其它实施例中，前馈控制信号由切换器控制电路产生并且基于切换器控制电路的状态提供开关电压输出的指示。并联放大器可以包括提供并联放大器的输出电流的估计的功率放大器输出电流估计信号。在伪包络跟随系统的某些实施例中，并联放大器还可以产生阈值偏移信号。阈值偏移信号可以被配置为估计越过耦合电路出现的偏移电压的幅度。
多级降压转换器可以包括被配置为接收直流（DC）电压的供应输入、被耦合到功率电感器的开关电压输出、切换器控制电路、具有控制输入、被配置为接收DC电压的电荷泵供应输入的多级电荷泵电路、具有第一开关端子、第二开关端子和串联控制端子的串联开关和具有第一开关端子、第二开关端子和并联控制端子的并联开关。串联开关的第一端子可以被耦合到多级降压转换器的供应输入。串联开关的第二端子可以被耦合到串联开关的第一端子以形成开关电压输出。串联开关的第二端子可以被耦合到接地。升压电荷泵电路可以包括电荷泵控制输入、被耦合到多级降压转换器的供应输入的电荷泵供应输入、和被耦合到多级降压转换器的供应输入的电荷泵输出。升压电荷泵包括提供三个操作模式的、多个开关和两个快速电容器（flying capacitor）。在充电操作模式中，快速电容器在电荷泵供应输入和接地之间串联耦合，其中快速电容器被以可切换方式从电荷泵输出断开。在第一升压操作模式中，快速电容器被并联布置在电荷泵输出和电荷泵供应输入之间以在电荷泵输出处产生1.5xDC电压输出。在第二升压操作模式中，快速电容器被串联布置在电荷泵输出和电荷泵供应输入之间以在电荷泵输出处产生2xDC电压输出。多级降压转换器可以包括四个操作模式。在第一操作模式中，串联开关打开，升压电荷泵处于充电操作模式中，并且并联开关关闭以在开关电压输出处产生零伏特。在第二操作模式中，串联开关关闭，升压电荷泵处于充电操作模式中，并且并联开关打开以在开关电压输出处产生DC电压输出。在第三操作模式中，串联开关和并联开关这两者均打开并且升压电荷泵处于第一升压操作模式中以在开关模式输出处产生1.5xDC电压输出。在第四操作模式中，串联开关和并联开关这两者均打开并且升压电荷泵处于第二升压操作模式中以在开关模式输出处产生2xDC电压输出。
在与附图相关联地阅读随后的详细说明之后，本领域技术人员将会理解本公开的范围并且实现其另外的方面。
附图说明
在本说明书中并入并且形成其一个部分的附图示意本公开的几个方面，并且与说明书一起用于解释本公开的原理。
图1A描绘用于管理被供应到线性功率放大器的功率的伪包络跟随功率管理系统的实施例。
图1B描绘用于管理被供应到线性功率放大器的功率的伪包络跟随功率管理系统的实施例。
图2A进一步详细地描绘图1A的伪包络跟随功率管理系统的实施例。
图2B进一步详细地描绘图1B的伪包络跟随功率管理系统的实施例。
图3A描绘多级电荷泵降压转换器的一个部分的实施例。
图3B描绘多级电荷泵降压转换器的一个部分的另一个实施例。
图3B描绘多级电荷泵降压转换器的一个部分的另一个实施例。
图3C描绘多级电荷泵降压转换器的一个部分的另一个实施例。
图3D描绘多级电荷泵降压转换器的一个部分的另一个实施例。
图4A描绘阈值检测器和控制电路的实施例。
图4B描绘阈值检测器和控制电路的另一个实施例。
图4C描绘阈值检测器和控制电路的另一个实施例。
图4D描绘阈值检测器和控制电路的另一个实施例。
图5A描绘图4A的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
图5B描绘图4B的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
图5C描绘图4C的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
图5D描绘图D的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
图6A描绘图4A的阈值检测器和控制电路的第二状态机的实施例。
图6B描绘图4B的阈值检测器和控制电路的第二状态机的实施例。
图6C描绘图4C的阈值检测器和控制电路的第二状态机的实施例。
图6D描绘图4D的阈值检测器和控制电路的第二状态机的实施例。
图7描绘伪包络跟随功率管理系统的多级电荷泵电路的一个实施例。
图8描绘伪包络跟随功率管理系统的并联放大器电路的VOFFSET环形电路的一个实施例。
图9A描绘伪包络跟随功率管理系统的并联放大器电路的开环辅助电路的实施例。
图9A描绘伪包络跟随功率管理系统的并联放大器电路的开环辅助电路的实施例。
图9D描绘伪包络跟随功率管理系统的并联放大器电路的开环辅助电路的另一个实施例。
图10A描绘伪包络跟随功率管理系统的并联放大器电路的并联放大器输出阻抗补偿电路的实施例。
图11A描绘由伪包络跟随功率管理系统中的多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的一个实施例。
图11B描绘由伪包络跟随功率管理系统中的多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的另一个实施例。
图11C描绘由伪包络跟随功率管理系统中的多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的另一个实施例。
图11D描绘由伪包络跟随功率管理系统中的多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的另一个实施例。
图11E描绘由伪包络跟随功率管理系统中的多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的另一个实施例。
图11F描绘由伪包络跟随功率管理系统中的多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的另一个实施例。
图12A描绘在伪包络跟随功率管理系统中使用的并联放大器的一个实施例。
图12B描绘在伪包络跟随功率管理系统中使用的可再充电并联放大器的一个实施例。
图12C描绘在伪包络跟随功率管理系统中使用的可再充电并联放大器的另一个实施例。
图13描绘包括降压转换器和具有开环辅助电路和并联放大器电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的实施例。在图13的伪包络跟随功率管理系统的某些实施例中，并联放大器35可以是可再充电并联放大器。
图14描绘包括多级电荷泵降压转换器和具有开环辅助电路和并联放大器电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的另一个实施例。在图14的伪包络跟随功率管理系统的某些实施例中，并联放大器35可以是可再充电并联放大器。
图15描绘包括多级电荷泵降压转换器和具有并联放大器电路和VOFFSET环形电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的另一个实施例。在图15的伪包络跟随功率管理系统的某些实施例中，并联放大器35可以是可再充电并联放大器。
图16描绘包括多级电荷泵降压转换器和具有并联放大器电路、VOFFSET环形电路、开环辅助电路和并联放大器输出阻抗补偿电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的另一个实施例。在图16的伪包络跟随功率管理系统的某些实施例中，并联放大器35可以是可再充电并联放大器。
图17A描绘包括降压转换器和具有并联放大器电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的另一个实施例，其中该并联放大器电路包括可再充电并联放大器阻抗补偿电路。并联放大器35B的输出电流IPAWA_AMP可以是对并联放大器电路14A的输出电流的唯一贡献。另外，因为并联放大器14A并不具有开环辅助电路，所以IPAWA_OUT_EST 40等于由并联放大器感测电路36提供的IPARA_AMP_SENSE。
图17B描绘包括降压转换器和具有并联放大器电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的另一个实施例，其中该并联放大器电路包括可再充电并联放大器阻抗补偿电路。并联放大器35的输出电流IPAWA_AMP可以是对并联放大器电路14A的输出电流的唯一贡献。另外，因为并联放大器14A并不具有开环辅助电路，所以IPAWA_OUT_EST 40等于由并联放大器感测电路36提供的IPARA_AMP_SENSE。并联放大器电路32的并联放大器35可以是可再充电并联放大器。
具体实施方式
在下面阐述的实施例代表使得本领域技术人员能够实践本公开的必要信息并且示意实践本公开的最佳模式。在根据附图阅读随后的说明时，本领域技术人员将会理解本公开的概念并且将会认识到这些概念的未在这里特别地提到的应用。应该理解这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。
图1A和2A描绘了包括多级电荷泵降压转换器12、并联放大器电路14、功率电感器16、耦合电路18和旁路电容器（CBYPASS）19的伪包络跟随功率管理系统10A的示例性实施例。多级电荷泵降压转换器12和并联放大器电路14可以被配置为协同地操作以为线性RF功率放大器22在功率放大器供应节点28处产生功率放大器供应电压VCC。功率放大器供应节点28向线性功率放大器22提供输出电流IOUT。线性功率放大器22可以包括被配置为接收调制RF信号的功率放大器输入PIN、和被耦合到输出负载ZLOAD的功率放大器输出POUT。作为一个实例，输出负载ZLOAD可以是天线。
多级电荷泵降压转换器12可以包括被配置为从电池20接收直流（DC）电压VBAT的供应输入24和被配置为提供开关电压VSW的开关电压输出26。开关电压输出26可以被功率电感器16耦合到功率放大器供应节点28，其中功率电感器16耦合到旁路电容器（CBYPASS）19以形成用于多级电荷泵降压转换器12的开关电压输出26的输出滤波器29。功率电感器16向功率放大器供应节点28提供电感器电流ISW_OUT。并联放大器电路14可以包括被配置为从电池20接收直流（DC）电压VBAT的供应输入30、放大器输出32A、被配置为接收VRAMP信号的第一控制输入34、和被配置为接收功率放大器供应电压VCC的第二控制输入36。并联放大器电路14的并联放大器输出VPARA_AMP可以被耦合电路18耦合到功率放大器供应电压VCC。在某些示例性实施例中，如在图2A中描绘地，并联放大器电路14还可以包括被配置为接收VRAMP信号并且提供补偿VRAMP信号VRAMP_C的并联放大器阻抗补偿电路37。
因此VRAMP信号可以代表包含线性功率放大器的功率放大器集电极要求的供应调制信息的或者模拟或者数字信号。通常，它是被用于VRAMP（t）以针对能够在这个信号上出现的任何噪声或者毛刺（spur）提供共模抑制的差分模拟信号。VRAMP信号可以由用于传输无线电频率（RF）信号的收发器或者调制解调器产生。收发器或者调制解调器可以基于已知RF调制Amp（t）*cos（2*pi*fRF*t+Phase（t））产生VRAMP信号。VRAMP信号可以代表将在向线性功率放大器22提供功率放大器供应电压VCC的伪包络跟随功率管理10A的功率放大器供应节点28处产生的目标电压。还可以从被耦合到RF输入功率放大器的检测器产生VRAMP信号。
并联放大器电路14包括向耦合电路18提供并联放大器输出VPARA_AMP的放大器输出32A。放大器输出32A将功率放大器电路输出电流IPAWA_OUT提供到耦合电路18。如在图2A中描绘地，可以通过组合由并联放大器35提供的并联放大器输出电流IPARA_AMP和由开环辅助电路39提供的开环辅助电路电流IASSIST而提供功率放大器电路输出电流IPAWA_OUT。
转向图1A和2A，在伪包络跟随功率管理系统10A的某些实施例中，耦合电路18可以是偏移电容器COFFSET。偏移电压VOFFSET可以越过耦合电路18生成。在伪包络跟随功率管理系统10A的其它实施例中，耦合电路可以是线迹从而在并联放大器输出VPARA_AMP和功率放大器供应电压输出VCC之间的偏移电压VOFFSET是零伏特。在另外其它的实施例中，耦合电路可以是变压器。
另外，如在图1A、2A和3A中描绘地，多级电荷泵降压转换器12可以产生前馈控制信号VSWITCHER 38以向并联放大器电路14提供开关电压输出26的输出状态的指示。作为一个实例，在图3A中，前馈信号VSWITCHER 38由开关43提供。开关43可以由VSWITCHER_CONTROL信号配置以作为前馈信号VSWITCHER 38提供或者开关电压输出VSW_EST 38B的指示或者开关电压VSW_SCALED的缩放版本，其中开关电压输出VSW_EST 38B的指示是基于切换器控制电路52的状态。在伪包络功率管理系统的其它实施例中，如在图1B和图3B中描绘地，开关电压VSW_SCALED 38A的缩放版本和开关电压输出VSW_EST 38B的指示被提供给并联放大器电路14。作为另一个实例，在于图2B中描绘的伪包络跟随功率管理系统10C的另一实施例中，仅仅向并联放大器电路14作为前馈信号提供开关电压输出VSW_EST 38B的指示。
转向图1A，并联放大器电路14可以作为并联放大器电路14的输出电流IPAWA_OUT的估计向多级电荷泵降压转换器12提供并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40。如在图2A和2B中描绘地，在并联放大器电路14的某些实施例中，功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40包括缩放并联放大器输出电流估计IPARA_AMP_SENSE和缩放开环辅助电路输出电流估计IASSIST_SENSE。缩放并联放大器输出电流估计IPARA_AMP_SENSE是由并联放大器电路32的并联放大器35产生的并联放大器的输出电流IPARA_AMP的缩放估计。缩放开环辅助电路电流估计IASSIST_SENSE是由开环辅助电路39产生的开环辅助电路电流IASSIST的缩放估计。在并不包括开环辅助电路39的功率放大器电路14的其它实施例中，功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40仅仅包括缩放并联放大器输出电流估计IPARA_AMP_SENSE。
在图2A的伪包络跟随功率管理系统10A的某些实施例中，并联放大器电路14还可以向多级电荷泵降压转换器12作为反馈信号提供由VOFFSET环形电路41产生的阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET 42。在图8中描绘了VOFFSET环形电路41的实施例。VOFFSET环形电路41可以被配置为作为越过耦合电路18出现的偏移电压VOFFSET的幅度的估计提供阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET 42。在其中耦合电路是线迹从而VOFFSET总是零伏特的那些情形中，并联放大器电路14可以不向多级电荷泵降压转换器12提供阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET 42。
转向图1A，伪包络跟随功率管理系统10A可以进一步包括被耦合到控制器50的控制总线44。控制总线44可以被耦合到多级电荷泵降压转换器12的控制总线接口46和并联放大器电路14的控制总线接口48。控制器50可以包括各种逻辑块、模块和电路。可以利用处理器、数字信号处理器（DSP）、专用集成电路（ASIC）、现场可编程门阵列（FPGA）或者其它可编程逻辑装置、离散门或者晶体管逻辑、离散硬件构件或被设计成执行在这里描述的功能的其任何组合来实现或者执行控制器50。处理器可以是微处理器，但是可替代地，处理器可以是任何传统的处理器、控制器、微控制器或者状态机。还可以作为计算装置的组合来实现处理器。作为一个实例，计算装置的组合可以包括DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核芯相结合的一个或者多个微处理器、或者任何其它的这种配置。控制器可以进一步包括或者被体现在硬件中和在被存储在存储器中的计算机可执行指令中，并且可以例如驻留在随机访问存储器（RAM）、闪存、只读存储器（ROM）、电可编程ROM（EPROM）、电可擦除可编程ROM（EEPROM）、寄存器、硬盘、可换磁盘、CD-ROM或者在本技术领域中已知的任何其它形式的计算机可读介质中。示例性存储介质可以被耦合到处理器从而处理器能够从存储介质读出信息并且向其写入信息。可替代地，存储介质或者存储介质的一个部分可以是与处理器成一体的。处理器和存储介质可以驻留在ASIC中。
在继续参考图1A和2A时，如在图3A中进一步描绘地，多级电荷泵降压转换器12可以进一步包括切换器控制电路52的实施例（切换器控制电路52A）、锁频环（FLL）电路54的实施例（锁频环（FFL）电路54A）、多级电荷泵电路56和开关电路58。切换器控制电路52可以与锁频环（FFL）电路54A通信。锁频环（FFL）电路54A可以与时钟基准139通信。多级电荷泵电路56和开关电路58可以被配置为从多级电荷泵降压转换器12的供应输入24接收DC电压VBAT。
时钟基准139可以向锁频环（FLL）电路54A提供时钟基准信号139A。另外，切换器控制电路52A可以向锁频环（FLL）电路54A提供开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示。开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示是相对于图4A的逻辑电路148讨论的。在多级电荷泵降压转换器12的某些实施例中，如在图3C中描绘地，多级电荷泵降压转换器12可以不包括锁频环（FLL）电路54和时钟基准139。
切换器控制电路52A可以被配置为从并联放大器电路14接收并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40和阈值偏移信号ITHRESHOLD_OFFSET 42。切换器控制电路52A可以向多级电荷泵电路56的电荷泵模式控制输入62提供电荷泵模式控制信号60。基于电荷泵模式控制信号60，多级电荷泵电路56可以产生多个输出电压之一或者在电荷泵输出64处呈现开路。切换器控制电路52A可以进一步向开关电路58提供串联开关控制信号66和并联开关控制信号68。
开关电路58可以包括串联开关70和并联开关72。串联开关70和并联开关72可以是固态基开关诸如场效应晶体管、半导体上绝缘体基晶体管或者双极基晶体管。串联开关70可以包括第一开关端子74、第二开关端子76和被耦合到串联开关控制信号66的串联开关控制端子78。并联开关72可以包括第一开关端子80、第二开关端子82和被耦合到并联开关控制信号68的并联开关控制端子84。串联开关70的第一开关端子74可以如在图1A和2A中描绘地被耦合到多级电荷泵降压转换器12的供应输入24。串联开关70的第二开关端子76可以被耦合到并联开关72的第一开关端子80和电荷泵输出64以形成开关电压输出26。并联开关72的第二开关端子82可以被耦合到接地。
在继续参考图1A、2A和3A时，如在图7中描绘地，多级电荷泵电路56可以包括电荷泵控制电路84、多个开关86、88、90、92、94、96和98、具有第一端子100A和第二端子100B的第一快速电容器100、和具有第一端子102A和第二端子102B的第二快速电容器102。该多个开关86、88、90、92、94、96和98中的每一个可以是利用场效应晶体管、半导体上绝缘体基晶体管或者双极基晶体管、或其组合实现的固态基开关。该多个开关86、88、90、92、94、96和98中的每一个可以是固态传输门。作为另一个实例，该多个开关86、88、90、92、94、96和98中的每一个可以是基于GaN工艺。可替代地，该多个开关86、88、90、92、94、96和98中的每一个可以是微机电系统（MEMS）接触式开关。
该多个开关86、88、90、92、94、96和98可以包括第一开关86、第二开关88、第三开关90、第四开关92、第五开关94、第六开关96和第七开关98。第一开关86可以被耦合在第一快速电容器100的第一端子100A和电荷泵输出64之间。第一开关86可以包括被配置为从电荷泵控制电路84接收第一开关控制信号104的第一开关控制输入，其中第一开关控制信号104基于电荷泵模式控制信号60以可操作方式打开和关闭第一开关86。第二开关88可以被耦合在第一快速电容器100的第一端子100A和多级电荷泵降压转换器12的供应输入24之间。第二开关88可以包括被配置为从电荷泵控制电路84接收第二开关控制信号106的第二开关控制输入，其中第二开关控制信号106基于电荷泵模式控制信号60以可操作方式打开和关闭第二开关88。第三开关90可以被耦合在第一快速电容器100的第二端子100B和多级电荷泵降压转换器12的供应输入24之间。第三开关90可以包括被配置为从电荷泵控制电路84接收第三开关控制信号108的第三开关控制输入，其中第三开关控制信号108基于电荷泵模式控制信号60以可操作方式打开和关闭第三开关90。第四开关92可以被耦合在第一快速电容器100的第二端子100B和第二快速电容器102的第一端子102A之间。第四开关92可以包括被配置为从电荷泵控制电路84接收第四开关控制信号110的第四开关控制输入，其中第四开关控制信号110基于电荷泵模式控制信号60以可操作方式打开和关闭第四开关92。第五开关94可以被耦合在多级电荷泵降压转换器12的供应输入24的第二端子之间。第五开关94可以包括被配置为从电荷泵控制电路84接收第五开关控制信号112的第五开关控制输入，其中第五开关控制信号112基于电荷泵模式控制信号60以可操作方式打开和关闭第五开关94。第六开关96可以被耦合在第二快速电容器102的第二端子102B和接地之间。第六开关96可以包括被配置为从电荷泵控制电路84接收第六开关控制信号114的第六开关控制输入，其中第六开关控制信号114基于电荷泵模式控制信号60以可操作方式打开和关闭第六开关96。第七开关98可以被耦合在第二快速电容器102的第一端子102A和电荷泵输出64之间。第七开关98包括被配置为从电荷泵控制电路84接收第七开关控制信号116的第七开关控制输入，其中第七开关控制信号116基于电荷泵模式控制信号60以可操作方式打开和关闭第七开关98。
基于在电荷泵控制电路84处接收的电荷泵模式控制信号60，电荷泵控制电路84可以配置该多个开关86、88、90、92、94、96和98以将第一快速电容器100和第二快速电容器102置于各种布置中从而将多级电荷泵电路56置于各种操作模式中。作为一个实例，多级电荷泵电路56可以具有用于对第一快速电容器100和第二快速电容器102充电的充电模式、用于在电荷泵输出64处提供1.5xVBAT的第一升压模式和用于在电荷泵输出64处提供2xVBAT的第二升压模式。
作为一个实例，响应于接收到指示多级电荷泵电路56应该处于充电操作模式中的电荷泵模式控制信号60，电荷泵控制电路84将第一快速电容器100和第二快速电容器102配置成被串联耦合在多级电荷泵降压转换器12的供应输入24和接地之间，其中第一快速电容器和第二快速电容器可以被以可切换方式从电荷泵输出64断开。假设第一快速电容器100和第二快速电容器102的电容是相等的，第一快速电容器100和第二快速电容器102充电至½ VBAT的充电电压。电荷泵控制电路84将第一开关86配置成是打开的，将第二开关88配置成是关闭的，将第三开关90配置成是打开的，将第四开关92配置成是关闭的，将第五开关94配置成是打开的，将第六开关96配置成是关闭的，并且将第七开关98配置成是打开的。
响应于接收到指示多级电荷泵电路56应该处于第一升压操作模式中的电荷泵模式控制信号60，电荷泵控制电路84将快速电容器配置成被并联布置在电荷泵输出64和供应输入24（VBAT）之间以在电荷泵输出处产生1.5xVBAT。电荷泵控制电路84将第一开关86配置成是关闭的，将第二开关88配置成是打开的，将第三开关90配置成是关闭的，将第四开关92配置成是打开的，将第五开关94配置成是关闭的，将第六开关96配置成是打开的，并且将第七开关98配置成是关闭的。
响应于接收到指示多级电荷泵电路56应该处于第二升压操作模式中的电荷泵模式控制信号60，电荷泵控制电路84将第一快速电容器100和第二快速电容器102配置成被串联布置在电荷泵输出64和供应输入24（VBAT）之间以在电荷泵输出64处产生2xVBAT。电荷泵控制电路84将第一开关86配置成是关闭的，将第二开关88配置成是打开的，将第三开关90配置成是打开的，将第四开关92配置成是关闭的，将第五开关94配置成是关闭的，将第六开关96配置成是打开的，并且将第七开关98配置成是打开的。
多级电荷泵电路56的某些实施例可以进一步包括被耦合在第一快速电容器100的第二端子100B和接地之间从而提供第一输出操作模式的第八开关118。第八开关118可以包括被配置为从电荷泵控制电路84接收第八开关控制信号120的第八开关控制输入，其中第八开关控制信号120基于电荷泵模式控制信号60以可操作方式打开和关闭第八开关118。
在第一输出操作模式中，多级电荷泵电路56可以在电荷泵输出64处提供½xVBAT。响应于接收到指示多级电荷泵电路56应该处于第一输出操作模式中的电荷泵模式控制信号60，电荷泵控制电路84将第一快速电容器100和第二快速电容器102配置成被并联耦合在电荷泵输出64和接地之间。电荷泵控制电路84将第一开关86配置成是关闭的，将第二开关88配置成是打开的，将第三开关90配置成是打开的，将第四开关92配置成是打开的，将第五开关94配置成是打开的，将第六开关96配置成是关闭的，并且将第七开关98配置成是关闭的并且将八个开关118配置成是关闭的。
否则，当多级电荷泵电路56处于充电操作模式、第一升压操作模式或者第二升压操作模式中时，电荷泵控制电路84将第八开关118配置成是打开的。
在继续参考图1A和2A时，转向图3A，切换器控制电路52A可以包括被配置为接收多个可编程阈值电平的可编程阈值电路122以及阈值检测器和控制电路132A的一个实施例。可以经由控制总线44从控制器50接收可编程阈值电平。作为一个实例，在某些实施例中，控制器50可以提供并联电平阈值参数、串联电平阈值参数、第一升压电平阈值参数和第二升压电平阈值参数。在另一实施例中，控制器50可以进一步提供第一输出阈值参数。
作为一个实例，每一个阈值电平可以对应于多级电荷泵降压转换器12的多个输出模式之一。作为一个实例，并联电平阈值参数可以对应于并联输出操作模式。在多级电荷泵降压转换器12的并联输出操作模式中，串联开关70打开（非传导），多级电荷泵电路56处于充电操作模式中，并且并联开关72关闭（传导）以在开关电压输出26处产生零伏特。当多级电荷泵电路56处于充电操作模式中并且串联开关70打开（非传导）时，并联输出操作模式提供用于电流继续通过功率电感器16流动的传导路径。串联电平阈值参数可以对应于多级电荷泵降压转换器12的并联输出操作模式。在串联输出操作模式中，串联开关70关闭（传导），多级电荷泵电路56处于充电操作模式中，并且并联开关72打开以在开关电压输出26处产生VBAT。第一升压电平阈值参数可以对应于多级电荷泵降压转换器12的第一升压输出操作模式。在第一升压输出操作模式中，串联开关70和并联开关72这两者都打开并且多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式中以在开关电压输出26处产生1.5xVBAT。第二升压电平阈值参数可以对应于多级电荷泵降压转换器12的第二升压输出操作模式。在第二升压输出操作模式中，串联开关70和并联开关72这两者都打开并且多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式中以在开关电压输出26处产生2xVBAT。
在进一步提供第一输出阈值参数（未示出）的那些实施例中，第一输出阈值参数可以对应于多级电荷泵降压转换器12的第一输出操作模式。在第一输出操作模式中，串联开关70和并联开关72这两者都打开并且多级电荷泵电路56处于第一输出操作模式中以在开关电压输出26处产生½ x VBAT。
转向图3A，基于并联电平阈值参数、串联电平阈值参数、第一升压电平阈值参数和第二升压电平阈值参数，可编程阈值电路122分别产生被提供给阈值检测器和控制电路132A的并联电平阈值124、串联电平阈值126、第一升压电平阈值128和第二升压电平阈值130。在提供第一输出阈值参数和多级电荷泵电路56的第一输出操作模式的那些实施例中，可编程阈值电路122可以进一步产生被提供给阈值检测器和控制电路132A的第一输出阈值（未示出）。
切换器控制电路52A还可以从控制器50接收模式开关控制信号131。模式开关控制信号131可以将阈值检测器和控制电路132A配置成在不同的操作模式中操作多级电荷泵降压转换器。作为一个实例，模式开关控制信号131可以配置在阈值检测器和控制电路132A内的状态机的操作，该操作决定开关电压输出26如何过渡开关电压输出26以提供不同的输出电平。作为在阈值检测器和控制电路132A内的状态机的第一示例性实施例，模式开关控制信号131可以将多级电荷泵降压转换器12配置成在于图5A中描绘的第一操作模式中操作。作为在阈值检测器和控制电路132A内的状态机的另一个示例性实施例，模式开关控制信号131可以将多级电荷泵降压转换器12配置成在于图6A中描绘的第二操作模式中操作。
继续参考图3A，切换器控制电路52A可以进一步包括乘法器电路134和加法电路136。乘法器电路可以被配置为从阈值检测器和控制电路132A接收并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT EST和阈值标量137A。阈值标量137A可以由是在图2A中描绘的锁频环（FLL）电路54的一个实施例的FLL电路54A提供。
FLL电路54A接收来自时钟基准139的基准时钟139A和开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示。FLL电路54A基于开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示来提取多级电荷泵降压转换器12的操作频率。此后FLL电路54A比较所提取的多级电荷泵降压转换器12的操作频率与基准时钟139A以产生阈值标量136A。阈值标量136A的幅度可以用于调节多级电荷泵降压转换器12的操作频率。在某些实施例（未示出）中，FLL电路54A可以直接地向乘法器电路134提供阈值标量137A。
乘法器电路134可以将并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST乘以阈值标量137A以产生缩放并联放大器输出电流估计138。缩放并联放大器输出电流估计138被提供给加法电路136。加法电路136从缩放功率放大器输出电流估计138减去阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET以产生补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP。在并不包括VOFFSET环形电路41的并联放大器电路14的那些实施例中，省略了阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET和加法电路136。
缩放并联放大器输出电流估计138可以用于通过增加或者降低并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST的幅度而控制多级电荷泵降压转换器12的操作频率。作为一个实例，FLL电路54A可以被配置为增加阈值标量137A的幅度以增加缩放并联放大器输出电流估计138的幅度。随着缩放并联放大器输出电流估计138的幅度增加，多级电荷泵降压转换器12的操作频率也将趋向于增加，这将趋向于增加由功率电感器16递送的功率电感器电流ISW_OUT。FLL电路54A可以进一步被配置为降低阈值标量137A的幅度以降低缩放并联放大器输出电流估计138的幅度。随着缩放并联放大器输出电流估计138的幅度降低，缩放并联放大器输出电流估计138的幅度将趋向于降低多级电荷泵降压转换器12的操作频率。因为多级电荷泵降压转换器12的操作频率降低，功率电感器16递送功率电感器电流ISW_OUT。阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET可以用于控制越过耦合电路18出现的偏移电压VOFFSET（图2A）。
图8描绘产生阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET的VOFFSET环形电路41。转向图3A，随着阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET增加至高于零电流，补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP_EST的值幅度减小，这趋向于降低多级电荷泵降压转换器12的输出频率。随着多级电荷泵降压转换器12的输出频率降低，由功率电感器16递送的功率电感器电流ISW_OUT也将降低。随着由功率电感器16递送的功率电感器电流ISW_OUT降低，偏移电压VOFFSET也降低，因为并联放大器电流IPAWA_OUT趋向于变成正值以补偿功率电感器电流ISW_OUT的减小。随着阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET降低至低于零电流，补偿功率放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP的值幅度增加，这趋向于增加多级电荷泵降压转换器12的输出频率。随着多级电荷泵降压转换器12的输出频率增加，由功率电感器16递送的功率电感器电流ISW_OUT增加。随着功率电感器电流ISW_OUT增加，偏移电压VOFFSET也趋向于增加，因为并联放大器电流IPAWA_OUT趋向于变成负值以吸收功率电感器电流ISW_OUT的增加。
在继续参考图2A和3A时，如在图4A中描绘地，阈值检测器和控制电路132A包括第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144、第四比较器146和逻辑电路148A。逻辑电路148A的示例性实施例可以包括现场可编程门阵列（FPGA）或者其它可编程逻辑装置、离散门或者晶体管逻辑、离散硬件构件或其任何组合。逻辑电路148A的某些实施例可以以或者数字或者模拟处理器实现。
第一比较器140包括被耦合到并联电平阈值124的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148A的并联电平指示150A的第一比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于或者等于并联电平阈值124时，并联电平指示150A被断定（assert）。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP小于并联电平阈值124时，并联电平指示150A被否定（de-assert）。第二比较器142包括被耦合到串联电平阈值126的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148A的串联电平指示152A的第二比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于或者等于串联电平阈值126时，串联电平指示152A被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP小于串联电平阈值126时，串联电平指示152A被否定。第三比较器144包括被耦合到第一升压电平阈值128的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148A的第一升压电平指示154A的第三比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于第一升压电平阈值128时，第一升压电平指示154A被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP小于第一升压电平阈值128时，第一升压电平指示154A被否定。第四比较器146包括被耦合到第二升压电平阈值130的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148A的第二升压电平指示156A的第四比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于第二升压电平阈值130时，第二升压电平指示156A被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP小于第二升压电平阈值130时，第二升压电平指示156A被否定。
阈值检测器和控制电路132A可以进一步包括第一输出缓冲器158、第二输出缓冲器160和第三缓冲器161。阈值检测器和控制电路132A向第一输出缓冲器158提供串联开关控制输出162，第一输出缓冲器158向串联开关70提供串联开关控制信号66。阈值检测器和控制电路132A向第二输出缓冲器160提供并联开关控制输出164，第二输出缓冲器160向并联开关72提供并联开关控制信号66。另外，阈值和控制电路132A向第三输出缓冲器161提供一个或者多个开关电压输出cmos信号VSW_EST_CMOS_SIGNAL（一个或者多个）166，第三输出缓冲器161提供开关电压输出VSW_EST 38B。一个或者多个开关电压输出cmos信号VSW_EST_CMOS_SIGNAL（一个或者多个）中的每一个指示多级电荷泵降压转换器12的输出模式。基于一个或者多个开关电压输出cmos信号VSW_EST_CMOS_SIGNAL（一个或者多个），第三输出缓冲器161产生开关电压输出VSW_EST 38B。第三输出缓冲器161由DC电压VBAT供应，从而第三输出缓冲器161的输出并不超过DC电压VBAT。
图11A-F描绘了可以用于代表开关电压输出VSW_EST 38B的各种波形。图11A描绘开关电压输出VSW_EST 38B的一个实施例。当多级电荷泵降压转换器12处于或者串联输出模式、第一升压输出模式或者第二升压输出模式中时，第三输出缓冲器161输出升压/串联模式电平。可替代地，当多级电荷泵降压转换器12处于并联输出模式中时，第三输出缓冲器161输出并联模式电平。
图11B描绘开关电压输出VSW_EST 38B的另一个实施例。当多级电荷泵降压转换器12处于串联输出模式中时，第三输出缓冲器161产生串联电平。当多级电荷泵降压转换器12处于或者第一升压输出模式或者第二升压输出模式中时，第三输出缓冲器161输出升压模式电平。可替代地，当多级电荷泵降压转换器12处于并联输出模式中时，第三输出缓冲器161输出并联模式电平。
图11C描绘开关电压输出VSW_EST 38B的另一个实施例。当多级电荷泵降压转换器12处于串联输出模式中时，第三输出缓冲器161产生串联电平。当多级电荷泵降压转换器12处于第一升压输出模式中时，第三输出缓冲器161产生第一升压电平。当多级电荷泵降压转换器12处于第二升压输出模式中时，第三输出缓冲器161输出第二升压模式电平。可替代地，当多级电荷泵降压转换器12处于并联输出模式中时，第三输出缓冲器161输出并联模式电平。
图11D对于其中多级电荷泵电路56包括第一输出操作模式的情形描绘开关电压输出VSW_EST 38B的另一个实施例。当多级电荷泵降压转换器12处于第一输出操作模式中时，第三输出缓冲器161产生第一输出电平。当多级电荷泵降压转换器12处于串联输出模式中时，第三输出缓冲器161产生串联电平。当多级电荷泵降压转换器12处于第一升压输出模式中时，第三输出缓冲器161产生第一升压电平。当多级电荷泵降压转换器12处于第二升压输出模式中时，第三输出缓冲器161输出第二升压模式电平。可替代地，当多级电荷泵降压转换器12处于并联输出模式中时，第三输出缓冲器161输出并联电平。
图11E对于其中多级电荷泵电路56包括第一输出操作模式的情形描绘开关电压输出VSW_EST 38B的另一个实施例。当多级电荷泵降压转换器12处于第一输出操作模式中时，第三输出缓冲器161产生第一输出电平。然而，当多级电荷泵降压转换器12处于或者串联输出模式、第一升压输出模式或者第二升压输出模式中时，第三输出缓冲器161产生升压/串联电平。可替代地，当多级电荷泵降压转换器12处于并联输出模式中时，第三输出缓冲器161输出并联模式电平。
图11F对于其中多级电荷泵电路56包括第一输出操作模式的情形描绘开关电压输出VSW_EST 38B的另一个实施例。当多级电荷泵降压转换器12处于或者串联输出模式、第一升压模式或者第二升压模式中时，第三输出缓冲器161产生升压/串联电平。可替代地，当多级电荷泵降压转换器12处于或者第一输出操作模式或者并联输出模式中时，第三输出缓冲器161输出并联电平。
图8描绘基于VOFFSET的计算值和目标偏移电压VOFFSET_TARGET产生阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET的VOFFSET环形电路41。目标偏移电压VOFFSET_TARGET可以是基于由控制器50向并联放大器电路14提供的参数。
VOFFSET环形电路41包括第一减法器电路、第二减法器电路和积分器电路。第一减法器电路可以被配置为接收功率放大器供应电压VCC和并联放大器输出VPARA_AMP。第一减法器电路从功率放大器供应电压VCC减去并联放大器输出VPARA_AMP以产生越过耦合电路18出现的偏移电压VOFFSET（图1A）。第二减法器电路接收偏移电压VOFFSET和目标偏移电压VOFFSET_TARGET。第二减法器电路从偏移电压VOFFSET减去目标偏移电压VOFFSET_TARGET，以产生被提供给积分器电路的偏移误差电压VOFFSET_ERROR。积分器电路积分偏移误差电压VOFFSET_ERROR以产生被提供给多级电荷泵降压转换器12的阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET（图1A）。
现在将继续参考图2A、3A、4A、5A、6A和7讨论逻辑电路148A的操作。逻辑电路148A可以是为阈值检测器和控制电路132A的一个或者多个状态机配置的基于数字或者模拟的逻辑。作为一个示例性实施例，逻辑电路148A（图4A）可以具有在图5A中描绘的对应于第一操作模式的第一状态机和在图6A中描绘的对应于第二操作模式的第二状态机。基于由阈值检测器和控制电路132A接收的模式开关控制信号131，阈值检测器和控制电路132A可以使用在图5A中描绘的逻辑电路148A的第一状态机将逻辑电路148A配置成使用第一状态机来决定多级电荷泵降压转换器的操作。可替代地，阈值检测器和控制电路132A可以使用在图6A中描绘的逻辑电路148A的第二状态机将逻辑电路148A配置成使用第二状态机来决定多级电荷泵降压转换器的操作。
如在图4A中描绘地，逻辑电路148A可以包括升压锁定计数器184和升压时间计数器186。升压时间计数器186可以用于保持图2A的多级电荷泵降压转换器12处于或者第一升压输出模式或者第二输出升压模式中的时间跟踪。当多级电荷泵降压转换器12处于或者第一升压输出模式或者第二升压输出模式中时，多级电荷泵电路56（图3A）被配置为分别处于或者第一升压操作模式或者第二升压操作模式中。在逻辑电路148A的一个实施例中，当逻辑电路148A确定多级电荷泵降压转换器12处于或者第一升压输出模式或者第二输出升压模式中时，逻辑电路148A复位升压时间计数器186的计数器输出并且使得升压时间计数器186能够开始向上计数。逻辑电路148A比较升压时间计数器186的计数器输出与可以由控制器50提供的最大升压时间参数。如果升压时间计数器186的计数器输出在多级电荷泵降压转换器12被配置为返回到或者并联输出操作模式或者串联输出操作模式之前等于或者超过最大升压时间参数，则逻辑电路148A断定最小充电时间指示器。然而，如果多级电荷泵降压转换器12在升压时间计数器186的计数器输出小于最大升压时间参数时返回到或者串联输出操作模式或者并联输出操作模式，则逻辑电路148A否定最小充电时间指示器。
升压锁定计数器184可以是用于确保图2A和3A的多级电荷泵电路56在多级电荷泵电路56已经处于或者第一升压操作模式或者第二升压操作模式中之后在最小充电时间周期中保持在充电操作模式中的向下计数计时器。这允许在多级电荷泵电路56再次过渡到或者第一升压操作模式或者第二升压操作模式中之前图7的第一快速电容器100和第二快速电容器102具有充分的时间量进行充电。最小充电时间周期可以是如在图1A中描绘地经由控制总线44由控制器50提供的参数。可操作地，在多级电荷泵降压转换器12从或者第一升压输出模式或者第二升压输出模式过渡到或者并联输出操作模式或者串联输出操作模式之后，逻辑电路148A确定最小充电时间指示器是否被断定。如果最小充电时间指示器被断定，则逻辑电路148A将升压锁定计数器184的计数值设置为相等的最小充电时间周期并且使得升压锁定计数器184能够开始向下计数。一旦升压锁定计数器184向下计数到零，逻辑电路148A便被配置为否定最小充电时间指示器。
现在将描述在图5A中描绘的逻辑电路148A中实现的第一状态机的操作。第一状态机包括并联输出模式188A、串联输出模式190A、第一升压输出模式192A和第二升压输出模式194A。
在并联输出模式188A中，逻辑电路148A（图4A）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3A）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148A还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于关闭状态中（传导）。另外，逻辑电路148A将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图2A）处于充电操作模式中。结果，图3A的开关电压输出26被配置为提供基本等于接地的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于或者等于串联电平阈值126的并联电平指示152A的断定，逻辑电路148A将第一状态机配置成过渡到串联输出模式190A。否则，状态机保持在并联输出模式188A中。
在串联输出模式190A中，逻辑电路148A配置串联开关控制输出162从而并联开关70处于关闭状态中（传导）。逻辑电路148A还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148A将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于充电操作模式中。结果，图3A的开关电压输出26被配置为提供基本等于直流（DC）电压VBAT的开关电压VSW。
响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP小于并联电平阈值124的并联电平指示150A（图4A）的否定，逻辑电路148A将第一状态机配置成过渡到并联输出模式188A（图5A）。然而，响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于或者等于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154A的断定，逻辑电路148A将第一状态机配置成过渡到第一升压输出模式192A。否则，第一状态机保持在串联输出模式190A中。
在第一升压输出模式192A中，逻辑电路148A（图4A）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3A）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148A还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148A将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式中以在电荷泵输出64处提供1.5xVBAT。结果，图3A的开关电压输出26被配置为提供基本等于1.5xVBAT的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP小于并联电平阈值124的并联电平指示150A（图4A）的否定，逻辑电路148A将第一状态机配置成过渡到并联输出模式188A（图5A）。然而，响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于或者等于第二升压电平阈值130的第二升压电平指示156A的断定，逻辑电路148A将第一状态机配置成过渡到第二升压输出模式194A。否则，第一状态机保持在第一升压输出模式192A中。
在第二升压输出模式194A中，逻辑电路148A（图4A）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3A）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148A还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148A将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式中以在电荷泵输出64处提供2xVBAT。结果，图3A的开关电压输出26被配置为提供基本等于2xVBAT的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP小于并联电平阈值124的并联电平指示150A的否定，第一状态机过渡到并联输出模式188A。否则，状态机保持在第二升压输出模式194A中。
现在将描述在图6A中描绘的逻辑电路148A的第二状态机的操作。第二状态机包括并联输出模式196A、串联输出模式198A、第一升压输出模式200A和第二升压输出模式202A。另外，第二状态机使用逻辑电路148A的上述升压锁定计数器184和升压时间计数器186。
在并联输出模式196A中，逻辑电路148A（图4A）配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148A还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于关闭状态中（传导）。另外，逻辑电路148A将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图3A）处于充电操作模式中。结果，图3A的开关电压输出26被配置为提供基本等于接地的开关电压VSW。如果升压锁定计数器184被启用，则升压锁定计数器184继续向下计数。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于或者等于串联电平阈值126的并联电平指示152A的断定，第二状态机过渡到串联输出模式198A。否则，第二状态机保持在并联输出模式196A中。
在串联输出模式198A中，逻辑电路148A（图4A）配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于关闭状态中（传导）。逻辑电路148A还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148A将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于充电操作模式中。结果，图3A的开关电压输出26被配置为提供基本等于直流（DC）电压VBAT的开关电压VSW。如果升压锁定计数器184被启用，则升压锁定计数器184继续向下计数。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP小于并联电平阈值124的并联电平指示150A的否定，逻辑电路148A将第二状态机配置成过渡到并联输出模式196A。然而，响应于指示经补偿的功率放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于或者等于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154D的断定，逻辑电路148A确定是否最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示被断定。如果最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示被断定，则逻辑电路148A将第二机器配置成过渡到第一升压输出模式200A。否则，逻辑电路148A防止第二状态机过渡到第一升压输出模式200A，直至最小时间指示器被否定。一旦最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示154A被断定，逻辑电路148A便将第二状态机配置成过渡到第一升压输出模式200A，复位升压时间计数器186的计数器输出，并且使得升压时间计数器186能够开始向上计数。否则，第二状态机保持在并联输出模式198A中。
在第一升压输出模式200A中，逻辑电路148A配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148A还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148A将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式200A中以在电荷泵输出64处提供1.5xVBAT。结果，图3A的开关电压输出26被配置为提供基本等于1.5xVBAT的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP小于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154A的否定，逻辑电路148A将第二状态机配置成过渡到并联输出模式198A。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148A断定最小充电时间指示器。响应于最小充电时间指示器被断定，逻辑电路148A设置升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始向下计数。然而，响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于或者等于第二升压电平阈值130的第二升压电平指示156A的断定，逻辑电路148A将第二状态机配置成过渡到第二升压输出模式202A。否则，第二状态机保持在第一升压输出模式200A中。
在第二升压输出模式202A中，逻辑电路148A配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148A还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148A将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图3a）处于第二升压操作模式200A中以在电荷泵输出64处提供2xVBAT。结果，图3A的开关电压输出26被配置为提供基本等于2xVBAT的开关电压VSW。
响应于指示经补偿的功率放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP小于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154A的否定，逻辑电路148A将第二状态机配置成过渡到串联输出模式198A。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148A断定最小充电时间指示器。响应于最小充电时间指示器被断定，逻辑电路148A设置升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始向下计数。否则，第二状态机保持在第二升压输出模式202A中。阈值和控制电路132A进一步提供是开关电压输出VSW的逻辑电平表示的开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示。开关电压输出VSW_EST_OUT可以是基于VSW_EST_CMOS_SIGNAL（一个或者多个）。在阈值和控制电路132A的某些实施例中，当多级电荷泵降压转换器12处于或者串联输出模式、第一升压输出模式或者第二升压输出模式中时，开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示可以被断定。当多级电荷泵降压转换器12处于并联输出模式中时，开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示被否定。
图3B描绘切换器控制电路52的另一个实施例（切换器控制电路52B）和多级电荷泵降压转换器12的FLL电路54的另一个实施例（FLL电路54B）。现在将描述切换器控制电路52B和FLL电路54B的操作。
不像在图3B中描绘的FLL电路54A，FLL电路54B输出阈值标量’ 137B。类似于FLL电路54A，FLL电路54B接收来自时钟基准139的基准时钟139A和开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示。FLL电路54B基于开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示来提取多级电荷泵降压转换器12的操作频率。此后FLL电路54B比较所提取的多级电荷泵降压转换器12的操作频率与基准时钟139A以产生阈值标量’ 137B。阈值标量’ 137B的幅度可以用于调节多级电荷泵降压转换器12的操作频率。如将相对于图4B的阈值检测器和控制电路132B讨论地，FLL电路54B直接地向多个乘法器电路168、170、172和174提供阈值标量’ 137B。该多个乘法器电路168、170、172和174可以用于分别缩放并联电平阈值124、串联电平阈值126、第一升压电平阈值128和第二升压电平阈值130，以产生缩放并联电平阈值176、缩放串联电平阈值178、缩放第一升压电平阈值180和缩放第二升压电平阈值180。缩放并联电平阈值176、缩放串联电平阈值178、缩放第一升压电平阈值180和缩放第二升压电平阈值180可以用于控制多级电荷泵降压转换器12的操作频率。
作为一个实例，FLL电路54B可以被配置为降低阈值标量’ 137B的幅度以降低缩放并联电平阈值176、缩放串联电平阈值178、缩放第一升压电平阈值180和缩放第二升压电平阈值180的幅度。随着缩放并联电平阈值176、缩放串联电平阈值178、缩放第一升压电平阈值180和缩放第二升压电平阈值180的幅度降低，多级电荷泵降压转换器12的操作频率将趋向于增加，这将趋向于增加由功率电感器16递送的功率电感器电流ISW_OUT。
FLL电路54B可以被配置为增加阈值标量’ 137B的幅度以增加缩放并联电平阈值176、缩放串联电平阈值178、缩放第一升压电平阈值180和缩放第二升压电平阈值180的幅度。随着缩放并联电平阈值176、缩放串联电平阈值178、缩放第一升压电平阈值180和缩放第二升压电平阈值180增加，多级电荷泵降压转换器12的操作频率将趋向于降低，这将趋向于降低由功率电感器16递送的功率电感器电流ISW_OUT。
转向图3B，不像图3A的切换器控制电路52A，切换器控制电路52B包括阈值检测器和控制电路132B。切换器控制电路52B省略了乘法器电路134。如将在下面相对于图4b的阈值检测器和控制电路132B讨论地，加法电路136被置放在阈值检测器和控制电路132B中。
而且，类似于切换器控制电路52A，切换器控制电路52B也可以从控制器50接收模式开关控制信号131。模式开关控制信号131可以将阈值检测器和控制电路132B配置成在不同的操作模式中操作多级电荷泵降压转换器。作为一个实例，模式开关控制信号131可以配置决定开关电压输出26如何过渡开关电压输出26以提供不同的输出电平的、在阈值检测器和控制电路132B内的状态机的操作。作为在阈值检测器和控制电路132B内的状态机的第一示例性实施例，模式开关控制信号131可以将多级电荷泵降压转换器12配置成在于图5B中描绘的第一操作模式中操作。作为在阈值检测器和控制电路132A内的状态机的另一个示例性实施例，模式开关控制信号131可以将多级电荷泵降压转换器12配置成在于图6B中描绘的第二操作模式中操作。
参考图4B，现在将讨论FLL电路54B。类似于FLL电路54B，FLL电路54B可以被配置为接收来自时钟基准电路139的时钟基准信号139A和来自切换器控制电路52B的开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示。开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示可以由阈值检测器和控制电路132B的逻辑电路148B提供。如以上讨论地，开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示是开关电压输出VSW的逻辑电平表示。
阈值阈值检测器和控制电路132B的一个实施例包括第一乘法器电路168、第二乘法器电路170、第三乘法器电路172和第四乘法器电路174。第一乘法器电路168可以被配置为接收并联电平阈值124并且接收阈值标量’ 137B。第一乘法器电路168将并联电平阈值124乘以所接收的阈值标量’ 137B以产生缩放并联电平阈值176。第二乘法器电路170可以被配置用于串联电平阈值126和阈值标量’ 137B。第二乘法器电路170将串联电平阈值126乘以阈值标量’ 137B以产生缩放串联电平阈值178。第三乘法器电路172可以被配置用于第一升压电平阈值128和阈值标量’ 137B。第三乘法器电路172可以将第一升压电平阈值128乘以阈值标量’ 137B以产生缩放第一升压电平阈值180。第四乘法器电路174可以被配置用于第二升压电平阈值130和阈值标量’ 137B。第四乘法器电路174将第二升压电平阈值130乘以阈值标量’ 137B以产生缩放第二升压电平阈值182。加法电路136从功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40减去阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET 42以产生补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'。如先前所讨论的那样，阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET可以被用于如在图2A中描绘地控制越过耦合电路18产生的偏移电压VOFFSET。在其中耦合电路18是导线从而放大器输出32A被直接地耦合到功率放大器供应节点28的情形中，VOFFSET环形电路41和阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET被省略从而IPAWA_COMP'与功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40相同。
第一比较器140包括被耦合到缩放并联电平阈值176的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148B的并联电平指示150B的第一比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于缩放并联电平阈值176时，并联电平指示150C被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于缩放并联电平阈值176时，并联电平指示150B被否定。第二比较器142包括被耦合到缩放串联电平阈值178的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148B的串联电平指示152B的第二比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于缩放串联电平阈值178时，串联电平指示152B被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于串并联电平阈值178时，串联电平指示150B被否定。第三比较器144包括被耦合到缩放第一升压电平阈值180的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148B的第一升压电平指示154B的第三比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于缩放第一升压电平阈值180时，第一升压电平指示154B被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于缩放第一升压电平阈值180时，第一升压电平指示154B被否定。第四比较器146包括被耦合到缩放第二升压电平阈值182的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148B的第二升压电平指示156B的第四比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于缩放第二升压电平阈值182时，第二升压电平指示156B被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于缩放第二升压电平阈值186时，第二升压电平指示156B被否定。
现在将讨论逻辑电路148B。逻辑电路148B类似于图4A的逻辑电路148A。逻辑电路148B的示例性实施例可以包括现场可编程门阵列（FPGA）或者其它可编程逻辑装置、离散门或者晶体管逻辑、离散硬件构件或被设计成执行的其任何组合。逻辑电路148B的某些实施例可以以或者数字或者模拟处理器实现。逻辑电路148B以与先前已经讨论的逻辑电路148A类似的方式产生串联开关控制输出162、并联开关控制输出164、一个或者多个开关电压输出cmos信号VSW_EST_CMOS_SIGNAL（一个或者多个）166、电荷泵控制信号60和开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示。
现在将继续参考图3B、4B、5B、6B和7讨论逻辑电路148B的操作。类似于图4A的逻辑电路148A，逻辑电路148B可以是为阈值检测器和控制电路132B的一个或者多个状态机配置的、基于数字或者模拟的逻辑。作为一个示例性实施例，逻辑电路148B（图4B）可以具有在图5B中描绘的对应于第一操作模式的第一状态机和在图6B中描绘的对应于第二操作模式的第二状态机。基于由阈值检测器和控制电路132B接收的模式开关控制信号131，阈值检测器和控制电路132B可以使用在图5B中描绘的逻辑电路148B的第一状态机将逻辑电路148B配置成使用第一状态机来决定多级电荷泵降压转换器的操作。可替代地，阈值检测器和控制电路132B可以使用在图6B中描绘的逻辑电路148B的第二状态机将逻辑电路148B配置成使用第二状态机来决定多级电荷泵降压转换器的操作。
也类似于逻辑电路148A，逻辑电路148B可以包括升压锁定计数器184和升压时间计数器186。升压时间计数器186可以用于保持图2A的多级电荷泵降压转换器12处于或者第一升压输出模式或者第二输出升压模式中的时间跟踪。当多级电荷泵降压转换器12处于或者第一升压输出模式或者第二升压输出模式中时，多级电荷泵电路56（图3B）被配置为分别处于或者第一升压操作模式或者第二升压操作模式中。在逻辑电路148B的一个实施例中，当逻辑电路148B确定多级电荷泵降压转换器12处于或者第一升压输出模式或者第二输出升压模式中时，逻辑电路148B复位升压时间计数器186的计数器输出并且使得升压时间计数器186能够开始向上计数。逻辑电路148B比较升压计时器计数器186的计数器输出与可以由控制器50提供的最大升压时间参数。如果升压时间计数器186的计数器输出在多级电荷泵降压转换器12被配置为返回到或者并联输出操作模式或者串联输出操作模式之前等于或者超过最大升压时间参数，则逻辑电路148B断定最小充电时间指示器。然而，如果多级电荷泵降压转换器12在升压时间计数器186的计数器输出小于最大升压时间参数时返回到或者串联输出操作模式或者并联输出操作模式，则逻辑电路148B否定最小充电时间指示器。
类似于逻辑电路148A的升压锁定计数器184，逻辑电路148B的升压锁定计数器184可以是用于确保图3B的多级电荷泵电路56在多级电荷泵电路56已经处于或者第一升压操作模式或者第二升压操作模式中之后在最小充电时间周期中保持在充电操作模式中的向下计数计时器。这允许在多级电荷泵电路56再次过渡到或者第一升压操作模式或者第二升压操作模式中之前图7的第一快速电容器100和第二快速电容器102具有充分的时间量进行充电。类似于逻辑电路148A，最小充电时间周期可以是向逻辑电路148B经由控制总线44由控制器50提供的参数。可操作地，在多级电荷泵降压转换器12从或者第一升压输出模式或者第二升压输出模式过渡到或者并联输出操作模式或者串联输出操作模式之后，逻辑电路148B确定最小充电时间指示器是否被断定。如果最小充电时间指示器被断定，则逻辑电路148B将升压锁定计数器184的计数值设置成等于最小充电时间周期并且使得升压锁定计数器184能够开始向下计数。一旦升压锁定计数器184向下计数至零，逻辑电路148B便被配置为否定最小充电时间指示器。
现在将描述在图5B中描绘的逻辑电路148B中实现的第一状态机的操作。第一状态机包括并联输出模式188B、串联输出模式190B、第一升压输出模式192B和第二升压输出模式194B。
在并联输出模式188B中，逻辑电路148B（图4B）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3B）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148B还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于关闭状态中（传导）。另外，逻辑电路148B将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图3B）处于充电操作模式中。结果，图3B的开关电压输出26被配置为提供基本等于接地的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于缩放串联电平阈值178的并联电平指示150B的断定，逻辑电路148B将第一状态机配置成过渡到串联输出模式190B。否则，第一状态机保持在并联输出模式188B中。
在串联输出模式190B中，逻辑电路148B配置串联开关控制输出162从而并联开关70处于关闭状态中（传导）。逻辑电路148B还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148B将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于充电操作模式中。结果，图3B的开关电压输出26被配置为提供基本等于直流（DC）电压VBAT的开关电压VSW。
响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于缩放并联电平阈值176的并联电平指示150B（图4B）的否定，逻辑电路148B将第一状态机配置成过渡到并联输出模式188B（图5B）。然而，响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于缩放第一升压电平阈值180的第一升压电平指示154B的断定，逻辑电路148B将第一状态机配置成过渡到第一升压输出模式192B。否则，第一状态机保持在串联输出模式190B中。
在第一升压输出模式192B中，逻辑电路148B（图4B）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3B）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148B还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148B将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式中以在电荷泵输出64处提供1.5xVBAT。结果，图3B的开关电压输出26被配置为提供基本等于1.5xVBAT的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于缩放并联电平阈值176的并联电平指示150B（图4B）的否定，逻辑电路148B将第一状态机配置成过渡到并联输出模式188B（图5B）。然而，响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于缩放第二升压电平阈值182的第二升压电平指示156B的断定，逻辑电路148B将第一状态机配置成过渡到第二升压输出模式194B。否则，第一状态机保持在第一升压输出模式192B中。
在第二升压输出模式194B中，逻辑电路148B（图4B）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3B）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148B还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148B将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式中以在电荷泵输出64处提供2xVBAT。结果，图3B的开关电压输出26被配置为提供基本等于2xVBAT的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于缩放并联电平阈值176的并联电平指示150B的否定，第一状态机过渡到并联输出模式188B。否则，第一状态机保持在第二升压输出模式194B中。
现在将描述在图6B中描绘的逻辑电路148B（图3B）的第二状态机的操作。第二状态机包括并联输出模式196B、串联输出模式198B、第一升压输出模式200B和第二升压输出模式202B。另外，第二状态机使用逻辑电路148B的上述升压锁定计数器184和升压时间计数器186。
在并联输出模式196B中，逻辑电路148B（图4B）配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148B还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于关闭状态中（传导）。另外，逻辑电路148B将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图2A）处于充电操作模式中。结果，图3B的开关电压输出26被配置为提供基本等于接地的开关电压VSW。如果升压锁定计数器184被启用，则升压锁定计数器184继续向下计数。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于缩放串联电平阈值150的并联电平指示152B的断定，第二状态机过渡到串联输出模式198B。否则，第二状态机保持在并联输出模式196B中。
在串联输出模式198B中，逻辑电路148B（图4B）配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于关闭状态中（传导）。逻辑电路148B还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148B将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于充电操作模式中。结果，图3B的开关电压输出26被配置为提供基本等于直流（DC）电压VBAT的开关电压VSW。如果升压锁定计数器184被启用，则升压锁定计数器184继续向下计数。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于缩放并联电平阈值150的并联电平指示150B的否定，逻辑电路148B将第二状态机配置成过渡到并联输出模式196B。然而，响应于指示经补偿的功率放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于缩放第一升压电平阈值180的第一升压电平指示154B的断定，逻辑电路148B确定是否最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示被断定。如果最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示被断定，则逻辑电路148B将第二机器配置成过渡到第一升压输出模式200B。否则，逻辑电路148B防止第二状态机过渡到第一升压输出模式200B，直至最小时间指示器被否定。一旦最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示被断定，逻辑电路148B便将第二状态机配置成过渡到第一升压输出模式200A、复位升压时间计数器186的计数器输出并且使得升压时间计数器186能够开始向上计数。否则，第二状态机保持在并联输出模式198B中。
在第一升压输出模式200B中，逻辑电路148B配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148B还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148B将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式中以在电荷泵输出64处提供1.5xVBAT。结果，图3B的开关电压输出26被配置为提供基本等于1.5xVBAT的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154B的否定，逻辑电路148B将第二状态机配置成过渡到并联输出模式198B。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148B断定最小充电时间指示器。响应于最小充电时间指示器被断定，逻辑电路148B设置升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始向下计数。然而，响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于缩放第二升压电平阈值182的第二升压电平指示156B的断定，逻辑电路148B将第二状态机配置成过渡到第二升压输出模式202B。否则，第二状态机保持在第一升压输出模式200B中。
在第二升压输出模式202B中，逻辑电路148B配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148B还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148B将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式中以在电荷泵输出64处提供2xVBAT。结果，图3B的开关电压输出26被配置为提供基本等于2xVBAT的开关电压VSW。
响应于指示经补偿的功率放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于缩放第一升压电平阈值180的第一升压电平指示154B的否定，逻辑电路148B将第二状态机配置成过渡到串联输出模式198B。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148B断定最小充电时间指示器。响应于最小充电时间指示器被断定，逻辑电路148设置升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始向下计数。否则，第二状态机保持在第二升压输出模式202B中。
图3C描绘并不包括锁频环（FLL）电路的、图1B的伪包络跟随功率管理系统10B的实施例。并不包括锁频环（FLL）电路的伪包络跟随功率管理系统10B的实施例可以包括切换器控制电路52C。切换器控制器电路52C可以包括类似于图3B的阈值检测器电路132B的阈值检测器和控制电路132C。然而，不像阈值检测器电路132B，阈值检测器和控制电路132C可以不被配置为向FLL电路提供开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示。然而，类似地，不像阈值检测器电路132B，阈值检测器132C可以被配置为从FLL电路接收阈值标量。
图4C描绘阈值检测器和控制电路132C的实施例。类似于图4B的阈值检测器和控制电路132B，阈值检测器和控制电路132C包括被配置为接收阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET 42和由并联放大器电路产生的功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40的加法电路136。加法电路136从功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40减去阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET 42以产生补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'。如先前所讨论的那样，阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET可以用于控制如在图1A中描绘地越过耦合电路18产生的偏移电压VOFFSET。在其中耦合电路18是导线从而放大器输出32A被直接地耦合到功率放大器供应节点28的情形中，VOFFSET环形电路41和阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET被省略从而IPAWA_COMP'与功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40相同。
在继续参考图1A和3C时，如在图4C中描绘地，阈值检测器和控制电路132C可以包括第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144、第四比较器146和逻辑电路148C。逻辑电路148C的示例性实施例可以包括现场可编程门阵列（FPGA）或者其它可编程逻辑装置、离散门或者晶体管逻辑、离散硬件构件或被设计成执行的其任何组合。逻辑电路148C的某些实施例可以以或者数字或者模拟处理器实现。
第一比较器140包括被耦合到并联电平阈值124的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148C的并联电平指示150C的第一比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于并联电平阈值124时，并联电平指示150C被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于并联电平阈值124时，并联电平指示150C被否定。第二比较器142包括被耦合到串联电平阈值126的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'的负端子和被配置为产生被提供给逻辑电路148C的串联电平指示152C的第二比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于串联电平阈值126时，串联电平指示152C被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于串联电平阈值126时，串联电平指示150C被否定。第三比较器144包括被耦合到第一升压电平阈值128的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148C的第一升压电平指示154C的第三比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于第一升压电平阈值128时，第一升压电平指示154C被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于第一升压电平阈值128时，第一升压电平指示154C被否定。第四比较器146包括被耦合到第二升压电平阈值130的正端子、被耦合到补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'的负端子和被配置为产生被提供给逻辑电路148C的第二升压电平指示156C的第四比较器输出。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于第二升压电平阈值130时，第二升压电平指示156C被断定。当补偿并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于第二升压电平阈值130时，第二升压电平指示156C被否定。
类似于图4A的逻辑电路148A，逻辑电路148B、逻辑电路148C可以被配置为产生被提供给第一输出缓冲器158的串联开关控制输出162、被提供给第二输出缓冲器160的并联开关控制输出164、被提供给第三输出缓冲器161的一个或者多个开关电压输出cmos信号VSW_EST_CMOS_SIGNAL（一个或者多个）166和开关电压输出VSW_EST 38B。如先前描述地，串联开关控制输出162、并联开关控制输出164和该一个或者多个开关电压输出cmos信号可以被配置为利用第一输出缓冲器158、第二输出缓冲器160和第三输出缓冲器161操作以分别产生串联开关控制信号66、并联开关控制信号69和开关电压输出VSW_EST 38B。类似于图4A的逻辑电路148A和图4B的逻辑电路148B，逻辑电路148C可以包括升压锁定计数器184和升压时间计数器186。逻辑电路148C的升压锁定计数器184和升压时间计数器186的操作基本类似于逻辑电路148A和148B的升压锁定计数器184和升压时间计数器186的操作。
类似于图4A的阈值检测器和控制电路132A和阈值检测器和控制电路132B，阈值检测器和控制电路132C可以被配置为从控制器50接收模式开关控制信号131从而将逻辑电路148C配置成在不同的操作模式中操作多级电荷泵降压转换器。作为一个实例，模式开关控制信号131可以配置决定开关电压输出26如何过渡开关电压输出26以提供不同的输出电平的、在阈值检测器和控制电路132C内的状态机的操作。作为在阈值检测器和控制电路132C内的状态机的第一示例性实施例，模式开关控制信号131可以将多级电荷泵降压转换器12配置成在于图5C中描绘的第一操作模式中操作。作为在阈值检测器和控制电路132C内的状态机的另一个示例性实施例，模式开关控制信号131可以将多级电荷泵降压转换器12配置成在于图6C中描绘的第二操作模式中操作。
现在将在继续参考图1A、3C、4C、5C、6C和7时讨论逻辑电路148C的操作。类似于图4A的逻辑电路148A和图4B的逻辑电路148A、逻辑电路148C。逻辑电路148C可以是为阈值检测器和控制电路132C的一个或者多个状态机配置的、基于数字或者模拟的逻辑。
现在将描述在图5C中描绘的逻辑电路148C中实现的第一状态机的操作。第一状态机包括并联输出模式188C、串联输出模式190C、第一升压输出模式192C和第二升压输出模式194C。
在并联输出模式188C中，逻辑电路148C（图4C）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3C）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148C还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于关闭状态中（传导）。另外，逻辑电路148C将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图3C）处于充电操作模式中。结果，图3C的开关电压输出26被配置为提供基本等于接地的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于或者等于串联电平阈值126的并联电平指示152C的断定，逻辑电路148C将第一状态机配置成过渡到串联输出模式190C。否则，状态机保持在并联输出模式188C中。
在串联输出模式190C中，逻辑电路148C配置串联开关控制输出162从而并联开关70处于关闭状态中（传导）。逻辑电路148C还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148C将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于充电操作模式中。结果，图3C的开关电压输出26被配置为提供基本等于直流（DC）电压VBAT的开关电压VSW。
响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于并联电平阈值124的并联电平指示150A（图4C）的否定，逻辑电路148C将第一状态机配置成过渡到并联输出模式188C（图5C）。然而，响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP大于或者等于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154C的断定，逻辑电路148C将第一状态机配置成过渡到第一升压输出模式192C。否则，第一状态机保持在串联输出模式190C中。
在第一升压输出模式192C中，逻辑电路148C（图4C）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3C）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148C还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148C将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式中以在电荷泵输出64处提供1.5xVBAT。结果，图3A的开关电压输出26被配置为提供基本等于1.5xVBAT的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于并联电平阈值124的并联电平指示150C（图4C）的否定，逻辑电路148C将第一状态机配置成过渡到并联输出模式188C（图5C）。然而，响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于第二升压电平阈值130的第二升压电平指示156C的断定，逻辑电路148A将第一状态机配置成过渡到第二升压输出模式194C。否则，第一状态机保持在第一升压输出模式192C中。
在第二升压输出模式194C中，逻辑电路148C（图4C）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3C）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148C还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148C将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式中以在电荷泵输出64处提供2xVBAT。结果，图3C的开关电压输出26被配置为提供基本等于2xVBAT的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于并联电平阈值124的并联电平指示150C的否定，第一状态机过渡到并联输出模式188C。否则，状态机保持在第二升压输出模式194C中。
现在将描述在图6C中描绘的逻辑电路148A的第二状态机的操作。第二状态机包括并联输出模式196C、串联输出模式198C、第一升压输出模式200C和第二升压输出模式202C。另外，第二状态机使用逻辑电路148C的上述升压锁定计数器184和升压时间计数器186。
在并联输出模式196C中，逻辑电路148C（图4C）配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148C还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于关闭状态中（传导）。另外，逻辑电路148C将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图3C）处于充电操作模式中。结果，图3C的开关电压输出26被配置为提供基本等于接地的开关电压VSW。如果升压锁定计数器184被启用，则升压锁定计数器184继续向下计数。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于串联电平阈值126的并联电平指示152C的断定，第二状态机过渡到串联输出模式198C。否则，第二状态机保持在并联输出模式196C中。
在串联输出模式198C中，逻辑电路148C（图4C）配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于关闭状态中（传导）。逻辑电路148C还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148C将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于充电操作模式中。结果，图3C的开关电压输出26被配置为提供基本等于直流（DC）电压VBAT的开关电压VSW。如果升压锁定计数器184被启用，则升压锁定计数器184继续向下计数。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于并联电平阈值124的并联电平指示150C的否定，逻辑电路148C将第二状态机配置成过渡到并联输出模式196C。然而，响应于指示经补偿的功率放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154C的断定，逻辑电路148C确定是否最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示被断定。如果最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示被断定，则逻辑电路148C将第二机器配置成过渡到第一升压输出模式200C。否则，逻辑电路148C防止第二状态机过渡到第一升压输出模式200C，直至最小时间指示器被否定。一旦最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示154C被断定，逻辑电路148C便将第二状态机配置成过渡到第一升压输出模式200C、复位升压时间计数器186的计数器输出并且使得升压时间计数器186能够开始向上计数。否则，第二状态机保持在并联输出模式198C中。
在第一升压输出模式200C中，逻辑电路148C配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148C还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148C将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图3C）处于第一升压操作模式200C中以在电荷泵输出64处提供1.5xVBAT。结果，图3C的开关电压输出26被配置为提供基本等于1.5xVBAT的开关电压VSW。响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154C的否定，逻辑电路148C将第二状态机配置成过渡到并联输出模式198C。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148C断定最小充电时间指示器。响应于最小充电时间指示器被断定，逻辑电路148C设置升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始向下计数。然而，响应于指示经补偿的并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'大于或者等于第二升压电平阈值130的第二升压电平指示156C的断定，逻辑电路148C将第二状态机配置成过渡到第二升压输出模式202C。否则，第二状态机保持在第一升压输出模式200C中。
在第二升压输出模式202C中，逻辑电路148C配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148C还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148C将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图3C）处于第二升压操作模式200C中以在电荷泵输出64处提供2xVBAT。结果，图3C的开关电压输出26被配置为提供基本等于2xVBAT的开关电压VSW。
响应于指示经补偿的功率放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP'小于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154C的否定，逻辑电路148C将第二状态机配置成过渡到串联输出模式198C。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148C断定最小充电时间指示器。响应于最小充电时间指示器被断定，逻辑电路148A设置升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始向下计数。否则，第二状态机保持在第二升压输出模式202C中。
阈值和控制电路132C进一步提供是开关电压输出VSW的逻辑电平表示的开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示。开关电压输出VSW_EST_OUT可以是基于VSW_EST_CMOS_SIGNAL（一个或者多个）。在阈值和控制电路132A的某些实施例中，当多级电荷泵降压转换器12处于或者串联输出模式、第一升压输出模式或者第二升压输出模式中时，开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示可以被断定。当多级电荷泵降压转换器12处于并联输出操作模式中时，开关电压输出VSW_EST_OUT的逻辑电平指示被否定。
图3D描绘既不包括锁频环（FLL）电路也不包括VOFFSET环形电路41的、图1B的伪包络跟随功率管理系统10B的实施例的另一个实施例。另外，图3D描绘其中耦合电路18是导线并且并联放大器电路14的放大器输出32A被直接地耦合到功率放大器供应节点28的、图1B的伪包络跟随功率管理系统10B的实施例的另一个实施例。
图3C描绘具有类似于在图3C中描绘的切换器控制电路52C的切换器控制电路52D的多级电荷泵降压转换器的实施例。然而，不像切换器控制电路54C，切换器控制电路54D包括不被配置为从并联放大器电路接收阈值偏移电流ITHRESHOLD_OFFSET 42的阈值检测器和控制电路132D。
类似于图4A的阈值检测器和控制电路132A、阈值检测器和控制电路132B和阈值检测器和控制电路132B、图4C的阈值检测器和控制电路132C，阈值检测器和控制电路132D可以被配置为从控制器50接收模式开关控制信号131从而将逻辑电路148D配置成在不同的操作模式中操作多级电荷泵降压转换器。作为一个实例，模式开关控制信号131可以配置决定开关电压输出26如何过渡开关电压输出26以提供不同的输出电平的、在阈值检测器和控制电路132D内的状态机的操作。作为在阈值检测器和控制电路132D内的第一状态机的第一示例性实施例，模式开关控制信号131可以将多级电荷泵降压转换器12配置成在于图5D中描绘的第一操作模式中操作。作为在阈值检测器和控制电路132D内的第二状态机的另一个示例性实施例，模式开关控制信号131可以将多级电荷泵降压转换器12配置成在于图6D中描绘的第二操作模式中操作。
在图4D中描绘了阈值检测器和控制电路132D的一个实施例。除了逻辑电路148A被逻辑电路148D替代并且并联放大器电路输出电流估计IPAWA_COMP被功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40替代，阈值检测器和控制电路132D类似于在图4A中描绘的阈值检测器和控制电路54A。如以上讨论地，功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40可以包括功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40包括缩放并联放大器输出电流估计IPARA_AMP_SENSE和缩放开环辅助电路输出电流估计IASSIST_SENSE。然而，在并不包括开环辅助电路39的功率放大器电路的某些实施例中，功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40仅仅包括由以上讨论的并联放大器电路32的并联放大器感测电路36产生的缩放并联放大器输出电流估计IPARA_AMP_SENSE。
将在继续参考图3D时描述图4D的阈值检测器和控制电路132D。阈值检测器和控制电路132D可以包括第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144、第四比较器146和逻辑电路148A。逻辑电路148A的示例性实施例可以包括现场可编程门阵列（FPGA）或者其它可编程逻辑装置、离散门或者晶体管逻辑、离散硬件构件或被设计成执行的其任何组合。逻辑电路148D的某些实施例可以以或者数字或者模拟处理器实现。
第一比较器140包括被耦合到并联电平阈值124的正端子、被耦合到并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148A的并联电平指示150D的第一比较器输出。当并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST大于或者等于并联电平阈值124时，并联电平指示150D被断定。当并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST小于并联电平阈值124时，并联电平指示150D被否定。第二比较器142包括被耦合到串联电平阈值126的正端子、被耦合到并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148D的串联电平指示152D的第二比较器输出。当并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST大于或者等于串联电平阈值126时，串联电平指示152D被断定。当并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST小于串联电平阈值126时，串联电平指示150D被否定。第三比较器144包括被耦合到第一升压电平阈值128的正端子、被耦合到并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148D的第一升压电平指示154D的第三比较器输出。当并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST大于第一升压电平阈值128时，第一升压电平指示154D被断定。当并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST小于第一升压电平阈值128时，第一升压电平指示154D被否定。第四比较器146包括被耦合到第二升压电平阈值130的正端子、被耦合到并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST的负端子、和被配置为产生被提供给逻辑电路148D的第二升压电平指示156D的第四比较器输出。当并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST大于第二升压电平阈值130时，第二升压电平指示156D被断定。当并联放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST小于第二升压电平阈值130时，第二升压电平指示156D被否定。
类似于图4A的逻辑电路148A、逻辑电路148B和图4C的逻辑电路148C，逻辑电路148D也可以被配置为产生被提供给第一输出缓冲器158的串联开关控制输出162、被提供给第二输出缓冲器160的并联开关控制输出164、被提供给第三输出缓冲器161的一个或者多个开关电压输出cmos信号VSW_EST_CMOS_SIGNAL（一个或者多个）166和开关电压输出VSW_EST 38B。如先前描述地，串联开关控制输出162、并联开关控制输出164和该一个或者多个开关电压输出cmos信号可以被配置为利用第一输出缓冲器158、第二输出缓冲器160和第三输出缓冲器161操作以分别产生串联开关控制信号66、并联开关控制信号69和开关电压输出VSW_EST 38B。也类似于图4A的逻辑电路148A、逻辑电路148B和图4C的逻辑电路148C，逻辑电路148d可以包括升压锁定计数器184和升压时间计数器186。逻辑电路148D的升压锁定计数器184和升压时间计数器186的操作基本类似于逻辑电路148A、148B和148C的升压锁定计数器184和升压时间计数器186的操作。
逻辑电路148D的示例性实施例可以包括现场可编程门阵列（FPGA）或者其它可编程逻辑装置、离散门或者晶体管逻辑、离散硬件构件或被设计成执行的其任何组合。逻辑电路148D的某些实施例可以以或者数字或者模拟处理器实现。另外，逻辑电路148D可以包括阈值检测器和控制电路132D的第一状态机和第二状态机的实施例。
现在将描述在图5D中描绘的逻辑电路148D中实现的第一状态机的操作。第一状态机包括并联输出模式188D、串联输出模式190D、第一升压输出模式192D和第二升压输出模式194D。
在并联输出模式188D中，逻辑电路148D（图4D）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3D）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148D还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于关闭状态中（传导）。另外，逻辑电路148D将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图3D）处于充电操作模式中。结果，图3D的开关电压输出26被配置为提供基本等于接地的开关电压VSW。响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST大于或者等于串联电平阈值126的并联电平指示152D的断定，逻辑电路148D将第一状态机配置成过渡到串联输出模式190D。否则，状态机保持在并联输出模式188D中。
在串联输出模式190D中，逻辑电路148D配置串联开关控制输出162从而并联开关70处于关闭状态中（传导）。逻辑电路148D还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148D将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于充电操作模式中。结果，图3D的开关电压输出26被配置为提供基本等于直流（DC）电压VBAT的开关电压VSW。
响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST小于并联电平阈值124的并联电平指示150D（图4D）的否定，逻辑电路148D将第一状态机配置成过渡到并联输出模式188D（图5D）。然而，响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST大于或者等于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154D的断定，逻辑电路148D将第一状态机配置成过渡到第一升压输出模式192D。否则，第一状态机保持在串联输出模式190D中。
在第一升压输出模式192D中，逻辑电路148D（图4D）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3D）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148D还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148D将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式中以在电荷泵输出64处提供1.5xVBAT。结果，图3D的开关电压输出26被配置为提供基本等于1.5xVBAT的开关电压VSW。响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST小于并联电平阈值124的并联电平指示150D（图4D）的否定，逻辑电路148D将第一状态机配置成过渡到并联输出模式188D（图5D）。然而，响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST大于或者等于第二升压电平阈值130的第二升压电平指示156D的断定，逻辑电路148D将第一状态机配置成过渡到第二升压输出模式194D。否则，第一状态机保持在第一升压输出模式192D中。
在第二升压输出模式194D中，逻辑电路148D（图4D）配置串联开关控制输出162从而串联开关70（图3D）处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148D还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148D将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式中以在电荷泵输出64处提供2xVBAT。结果，图3D的开关电压输出26被配置为提供基本等于2xVBAT的开关电压VSW。响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST小于并联电平阈值124的并联电平指示150D的否定，第一状态机过渡到并联输出模式188D。否则，状态机保持在第二升压输出模式194D中。
现在将描述在图6D中描绘的逻辑电路148D的第二状态机的操作。第二状态机包括并联输出模式196D、串联输出模式198D、第一升压输出模式200D和第二升压输出模式202D。另外，第二状态机使用逻辑电路148D的上述升压锁定计数器184和升压时间计数器186。
在并联输出模式196D中，逻辑电路148D（图4D）配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148D还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于关闭状态中（传导）。另外，逻辑电路148D将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图3D）处于充电操作模式中。结果，图3D的开关电压输出26被配置为提供基本等于接地的开关电压VSW。如果升压锁定计数器184被启用，则升压锁定计数器184继续向下计数。响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST大于或者等于串联电平阈值126的并联电平指示152D的断定，第二状态机过渡到串联输出模式198D。否则，第二状态机保持在并联输出模式196D中。
在串联输出模式198D中，逻辑电路148D（图4D）配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于关闭状态中（传导）。逻辑电路148D还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148D将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于充电操作模式中。结果，图3D的开关电压输出26被配置为提供基本等于直流（DC）电压VBAT的开关电压VSW。如果升压锁定计数器184被启用，则升压锁定计数器184继续向下计数。响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST小于并联电平阈值124的并联电平指示150D的否定，逻辑电路148D将第二状态机配置成过渡到并联输出模式196D。然而，响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST大于或者等于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154D的断定，逻辑电路148D确定是否最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示被断定。如果最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示被断定，则逻辑电路148D将第二机器配置成过渡到第一升压输出模式200D。否则，逻辑电路148D防止第二状态机过渡到第一升压输出模式200D，直至最小时间指示器被否定。一旦最小充电时间指示器被否定并且第一升压电平指示154D被断定，逻辑电路148D便将第二状态机配置成过渡到第一升压输出模式200D、复位升压时间计数器186的计数器输出并且使得升压时间计数器186能够开始向上计数。否则，第二状态机保持在并联输出模式198D中。
在第一升压输出模式200D中，逻辑电路148D配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148D还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148D将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式200D中以在电荷泵输出64处提供1.5xVBAT。结果，图3D的开关电压输出26被配置为提供基本等于1.5xVBAT的开关电压VSW。响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST小于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154D的否定，逻辑电路148D将第二状态机配置成过渡到并联输出模式198D。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148D断定最小充电时间指示器。响应于最小充电时间指示器被断定，逻辑电路148D设置升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始向下计数。然而，响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST大于或者等于第二升压电平阈值130的第二升压电平指示156D的断定，逻辑电路148D将第二状态机配置成过渡到第二升压输出模式202D。否则，第二状态机保持在第一升压输出模式200D中。
在第二升压输出模式202D中，逻辑电路148D配置串联开关控制输出162从而串联开关70处于打开状态中（非传导）。逻辑电路148D还配置并联开关控制输出164从而并联开关72处于打开状态中（非传导）。另外，逻辑电路148D将电荷泵模式控制信号60配置成指令多级电荷泵电路56（图3a）处于第二升压操作模式200D中以在电荷泵输出64处提供2xVBAT。结果，图3D的开关电压输出26被配置为提供基本等于2xVBAT的开关电压VSW。
响应于指示功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST小于第一升压电平阈值128的第一升压电平指示154D的否定，逻辑电路148D将第二状态机配置成过渡到串联输出模式198D。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148D断定最小充电时间指示器。响应于最小充电时间指示器被断定，逻辑电路148D设置升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始向下计数。否则，第二状态机保持在第二升压输出模式202D中。
转向图2A，并联放大器电路32包括并联放大器35和并联放大器感测电路36。并联放大器35包括产生并联放大器输出VPARA_AMP的放大器输出32A。另外，并联放大器35输出并联放大器输出电流IPARA_AMP。并联放大器感测电路可以包括与并联放大器35通信的电流反射镜电路。基于并联放大器输出电流IPARA_AMP，并联放大器感测电路36产生提供并联放大器输出电流IPARA_AMP的指示的缩放并联放大器输出电流估计IPARA_AMP_SENSE。缩放并联放大器输出电流估计IPARA_AMP_SENSE的第一副本被提供给并联放大器输出阻抗补偿电路37。缩放并联放大器输出电流估计IPARA_AMP_SENSE的第二副本被与缩放开环辅助电路输出电流估计IASSIST_SENSE组合以产生被提供给多级电荷泵降压转换器12的功率放大器电路输出电流估计IPAWA_OUT_EST 40。
图12A作为并联放大器35A描绘并联放大器35的一个实施例。并联放大器35A描绘AB类放大器的一个实施例。并联放大器35A包括并联放大器输入电压204、第一放大器AMPA 206、第二放大器AMPB 208、第一输出级210和放大器反馈节点212。并联放大器输入电压204可以被配置为接收或者VRAMP信号或者补偿VRAMP信号VRAMP_C。
第一放大器AMPA 206包括正输入端子206A、负输入端子206B和输出端子206C。关于第一放大器AMPA 206，正输入端子206A可以被耦合到并联放大器输入电压204。负输入端子206B可以被耦合到放大器反馈节点212，该放大器反馈节点212被耦合到功率放大器供应电压Vcc。第一电阻器RA和第一电容器CA被串联布置在输出端子206C和放大器反馈节点212之间。第一电阻器RA和第一电容器CA是用于通过补偿由旁路电容器CBYPASS 19引入的主极（dominate pole）而延伸操作带宽的反馈网络。反馈网络可以被配置为将第一放大器AMPA 206的调制带宽向外延伸至大致30MHz。第一放大器AMPA 206基于在在正输入端子206A处出现的并联放大器输入电压204和在负输入端子206B处出现的功率放大器供应电压Vcc之间的差异而在输出端子206C处产生第一放大器输出电压VA。
关于第二放大器AMPB 208，正输入端子208A可以被耦合到并联放大器输入电压204。负输入端子208B可以被耦合到放大器反馈节点212，该放大器反馈节点212被耦合到功率放大器供应电压Vcc。第二电阻器RB和第二电容器CB被串联布置在输出端子208C和放大器反馈节点212之间。第一电阻器RB和第一电容器CB是用于通过补偿由旁路电容器CBYPASS 19引入的主极而延伸操作带宽的反馈网络。反馈网络可以被配置为将第二放大器AMPB 208的调制带宽向外延伸至大致30MHz。第二放大器AMPB 208基于在正输入端子208A处出现的并联放大器输入电压204和在负输入端子208B处出现的功率放大器供应电压Vcc之间的差异而在输出端子208C处产生第二放大器输出电压VB。
第一输出级210包括第一开关元件SW1A 214和第二开关元件SW1B 216。作为非限制实例，第一开关元件SW1A 214和第二开关元件SW1B 216的某些实施例可以是固态基开关诸如场效应晶体管、半导体上绝缘体基晶体管或者双极基晶体管。这些晶体管可以主要在AB类中操作，因此接近于线性操作，即使我们将它们称作开关。在一个示例性实施例中，第一开关元件SW1A 214可以是具有漏极214D、栅极214G和源极214S的PFET装置。类似地，第二开关元件SW1B 216可以是具有漏极216D、栅极216G和源极216S的NFET装置。
第一开关元件SW1A 214的源极214S可以被耦合到多级电荷泵降压转换器12的供应输入24（VBAT）。第一开关元件SW1A 214的漏极214D可以被耦合到第二开关元件SW1B 216的漏极216D以形成提供并联放大器35A的并联放大器输出VPARA_AMP的并联放大器输出节点218。第二开关元件SW1B 216的源极216S可以被耦合到接地。
第一开关元件SW1A 214的栅极214G可以被耦合到第一放大器AMPA 206的输出端子206C从而接收第一放大器输出电压VA。类似地，第二开关元件SW1B 216的栅极216G可以被耦合到第二放大器AMPB 208的输出端子208C从而接收第二放大器输出电压VB。
并联放大器35A可以被配置为基于在并联放大器输入电压204（或者VRAMP或者VRAMP_C）和功率放大器供应电压Vcc之间的差异而从并联放大器输出节点218提供电流和将电流吸收到并联放大器输出节点218。例如，当由功率电感器16递送的功率电感器电流ISW_OUT和由旁路电容器CBYPASS 19递送的旁路电容器电流IBYPASS_CAP不足以向线性功率放大器22供应输出电流IOUT时，并联放大器35A打开第一开关元件SW1A 214以向功率放大器供应节点28通过偏移电容器18A提供另外的电流。然而，当由功率电感器16递送的功率电感器电流ISW_OUT和来自旁路电容器CBYPASS 19的旁路电容器电流IBYPASS_CAP超过将被递送到线性功率放大器22的所期水平的输出电流IOUT时，并联放大器35A打开第二开关元件SW1B 216以向接地分流被提供给功率放大器供应节点28的过量电流。
在如在图2A和2B中描绘的其中并联放大器14包括提供开环辅助电路电流IASSIST的开环辅助电路39的情形中，并联放大器35A补偿或者被供应到功率放大器供应节点28的过量电流或者缺少电流。作为一个实例，当功率电感器电流ISW_OUT、开环辅助电流IASSIST和旁路电容器电流IBYPASS_CAP向线性功率放大器22递送小于所期水平的输出电流IOUT时，并联放大器35A打开第一开关元件SW1A 214以提供线性功率放大器22期望的另外的电流。作为另一个实例，当功率电感器电流ISW_OUT、开环辅助电流IASSIST和旁路电容器电流IBYPASS_CAP向功率放大器供应节点28递送过量电流时，并联放大器35A打开第二开关元件SW1B 216从而该过量电流被分流到接地。
图12B作为可再充电并联放大器35B描绘并联放大器35的另一个实施例。不像图12A的并联放大器35A，可再充电并联放大器35B包括第二输出级220A、电荷守恒电容器CAB和输出控制电路230A。
第二输出级220A包括第一开关元件SW2A 222和第二开关元件SW2B 224。作为非限制实例，第一开关元件SW2A 222和第二开关元件SW2B 224的某些实施例可以是固态基开关诸如场效应晶体管、半导体上绝缘体晶体管或者双极基晶体管。这些晶体管操作主要在AB类中操作，因此接近于线性操作，即使我们将它们称作开关。在一个示例性实施例中，第一开关元件SW2A 222可以是具有漏极222D、栅极222G和源极222S的PFET装置。类似地，第二开关元件SW2B 224可以是具有漏极224D、栅极224G和源极224S的NFET装置。
第一开关元件SW2A 222的源极222S可以被耦合到电荷守恒电容器CAB 。第一开关元件SW2A 222的漏极222D和第二开关元件SW2B 224的漏极224D可以被耦合到并联放大器输出节点218以形成可再充电并联放大器35B的并联放大器输出VPARA_AMP。第二开关元件SW2B 224的源极224S可以被耦合到电荷守恒电容器CAB 。如将在下面进一步详细解释地，当第二输出级220A的第二开关元件SW2B 224可以被打开以吸收被提供给功率放大器供应节点28的过量电流时，电荷被存储在电荷守恒电容器CAB上以产生保存的电荷电压VAB。类似地，当不足的电流被提供给功率放大器供应节点28时，第一开关元件SW2A 222可以被打开以从电荷守恒电容器CAB向功率放大器供应节点28提供另外的电流。
为了在线性操作模式中操作，第一开关元件SW2A 222和第二开关元件SW2B 224的操作范围必须将每一个装置的最小净空电压VHEADROOM加以考虑。作为一个实例，第一开关元件SW2A 222可以在线性模式中操作，假设提供并联放大器输出VPARA_AMP的并联放大器输出节点218小于保存电荷电压VAB减去最小净空电压VHEADROOM。类似地，第二开关元件SW2B 224可以在线性模式中操作，假设提供并联放大器输出VPARA_AMP的并联放大器输出节点218大于保存电荷电压VAB加上最小净空电压VHEADROOM。
输出控制电路230A包括VA输入VA_IN、VB输入VB_IN、VAB输入VAB_IN和VPARA_AMP输入VPARA_AMP_IN。VA输入VA_IN可以被耦合到第一放大器AMPA 206的输出端子206C以接收第一放大器输出电压VA。VB输入VB_IN可以被耦合到第二放大器AMPB 208的输出端子208C以接收第二放大器输出电压VB。VPARA_AMP输入VPARA_AMP_IN可以被耦合到并联放大器输出节点218以接收并联放大器输出VPARA_AMP。VAB输入VAB_IN可以被耦合到保存电荷电压VAB。
输出控制电路230A可以包括第一开关控制输出VSW1A、第二开关控制输出VSW2A、第三开关控制输出VSW2B和第四开关控制输出VSW1B。第一开关控制输出VSW1A可以被耦合到第一开关元件SW1A 214的栅极214G。第二开关控制输出VSW2A可以被耦合到第一开关元件SW2A 222的栅极222G。第三开关控制输出VSW2B可以被耦合到第二开关元件SW2B 224的栅极224G。第四开关控制输出VSW1B可以被耦合到第二开关元件SW1B 216的栅极216G。
输出控制电路230A基于最小净空电压VHEADROOM、保存电荷电压VAB和并联放大器输出VPARA_AMP选择性地将VA输入VA_IN耦合到或者第一开关控制输出VSW1A或者第二开关控制输出VSW2A。例如，当并联放大器输出VPARA_AMP大于保存电荷电压VAB减去最小净空电压VHEADROOM时，输出控制电路230A将VA输入VA_IN耦合到第一输出级210的第一开关控制输出VSW1A，并且设置第二开关控制输出VSW2A，以禁用第二输出级220A的第一开关元件SW2A 222。作为一个实例，输出控制电路230A可以将第二开关控制输出VSW2A上拉到保存电荷电压VAB。结果，第一放大器输出电压VA被耦合到第一输出级210的第一开关元件SW1A 214的栅极214G。
然而，当并联放大器输出VPARA_AMP小于或者等于保存电荷电压VAB减去最小净空电压VHEADROOM时，输出控制电路230A将VA输入VA_IN耦合到第二开关控制输出VSW2A，并且设置第一开关控制输出VSW1A，以禁用第一输出级210的第一开关元件SW1A 214。作为一个实例，输出控制电路230A可以将第一开关控制输出VSW1A上拉到供应输入24（VBAT）。结果，第一放大器输出电压VA被耦合到第二输出级220A的第一开关元件SW2A 222的栅极222G。
输出控制电路230A还基于最小净空电压VHEADROOM、保存电荷电压VAB和并联放大器输出VPARA_AMP选择性地将VB输入VB_IN耦合到或者第三开关控制输出VSW2B或者第四开关控制输出VSW1B。例如，当并联放大器输出VPARA_AMP大于保存电荷电压VAB加上最小净空电压VHEADROOM时，输出控制电路230A将VB输入VB_IN耦合到第三开关控制输出VSW2B，并且设置第四开关控制输出VSW1B，以禁用第二开关元件SW1B 216。作为一个实例，输出控制电路230A可以将第四开关控制输出VSW1B下拉到接地。结果，第二放大器输出电压VB被耦合到第二输出级220A的第二开关元件SW2B 224的栅极224G。
然而，当并联放大器输出VPARA_AMP小于或者等于保存电荷电压VAB加上最小净空电压VHEADROOM时，输出控制电路230A将第四开关控制输出VSW1B耦合到VB输入VB_IN，并且设置第三开关控制输出VSW2B，以禁用第二开关元件SW2B 224。作为一个实例，输出控制电路230A可以将第三开关控制输出VSW2B下拉到接地。
图12C作为可再充电并联放大器35C描绘并联放大器35的另一个实施例。图12C的可再充电并联放大器35C类似于图12B的可再充电并联放大器35B。然而，不像可再充电并联放大器35B，可再充电并联放大器35C包括替代输出控制电路230A的输出控制电路230B和替代第二输出级220A的第二输出级220B。输出控制电路230B进一步包括被耦合到功率放大器供应节点28从而接收功率放大器供应电压VCC的VCC输入VCC_IN。另外，不像可再充电并联放大器35B，在可再充电并联放大器35C中，第二开关元件SW2B 224的漏极224D替代被耦合到并联放大器输出节点218地被耦合到功率放大器供应节点28，并联放大器输出节点218现在被标为并联放大器输出节点218C。进而，如将解释地，输出控制电路230B的操作不同于输出控制电路230A的操作从而适应于第二开关元件SW2B 224的漏极224D耦合到功率放大器供应节点28。
类似于可再充电并联放大器35B，可再充电并联放大器35C也必须将第一开关元件SW2A 222和第二开关元件SW2B 224的最小净空电压VHEADROOM加以考虑，从而确保第一开关元件SW2A 222和第二开关元件SW2B 224在线性模式中操作。然而，因为第二开关元件SW2B 224的漏极224D被耦合到功率放大器供应节点28，所以还必须考虑功率放大器供应电压VCC。
类似于可再充电并联放大器35B，可再充电并联放大器35C的第一开关元件SW2A 222可以在线性模式中操作，假设提供并联放大器输出VPARA_AMP的并联放大器输出节点218C小于保存电荷电压VAB减去最小净空电压VHEADROOM。然而，不像可再充电并联放大器35B，可再充电并联放大器35C的第二开关元件SW2B 224可以在线性模式中操作，假设功率放大器供应电压VCC大于保存电荷电压VAB加上最小净空电压VHEADROOM。因为功率放大器供应电压Vcc趋向于高于并联放大器输出VPARA_AMP，所以可再充电并联放大器35C可以在电荷守恒电容器CAB上存储另外的电荷，这增加了电荷电压VAB。结果，第一开关元件SW2A 222的操作范围也被增加。
类似于图12B的输出控制电路230A，图12C的输出控制电路230B基于最小净空电压VHEADROOM、保存电荷电压VAB和并联放大器输出VPARA_AMP选择性地将VA输入VA_IN耦合到或者第一开关控制输出VSW1A或者第二开关控制输出VSW2A。例如，当并联放大器输出VPARA_AMP大于保存电荷电压VAB减去最小净空电压VHEADROOM时，输出控制电路230B将VA输入VA_IN耦合到第一开关控制输出VSW1A，并且设置第二开关控制输出VSW2A，以禁用第二输出级210C的第一开关元件SW2A 222。作为一个实例，输出控制电路230B可以将第二开关控制输出VSW2A上拉到保存电荷电压VAB 。结果，第一放大器输出电压VA被耦合到第一输出级210C的第一开关元件SW1A 214的栅极214G。
然而，当并联放大器输出VPARA_AMP小于或者等于保存电荷电压VAB减去最小净空电压VHEADROOM时，输出控制电路230B将VA输入VA_IN耦合到第二输出级220B的第二开关控制输出VSW2A，并且设置第一开关控制输出VSW1A，以禁用第一输出级210C的第一开关元件SW1A 214。作为一个实例，输出控制电路230B可以将第一开关控制输出VSW1A上拉到供应输入24（VBAT）。结果，第一放大器输出电压VA被耦合到第二输出级220B的第一开关元件SW2A 222的栅极222G。
然而，不同于输出控制电路230B，输出控制电路230B还基于最小净空电压VHEADROOM、保存电荷电压VAB和功率放大器供应电压VCC选择性地将VB输入VB_IN耦合到或者第三开关控制输出VSW2B或者第四开关控制输出VSW1B。例如，当功率放大器供应电压VCC大于保存电荷电压VAB加上最小净空电压VHEADROOM时，输出控制电路230B将VB输入VB_IN耦合到第三开关控制输出VSW2B，并且设置第四开关控制输出VSW1B，以禁用第二开关元件SW1B 216。作为一个实例，输出控制电路230B可以将第四开关控制输出VSW1B下拉到接地。结果，第二放大器输出电压VB被耦合到第二输出级220B的第二开关元件SW2B 224的栅极224G。
然而，当功率放大器供应电压VCC小于或者等于保存电荷电压VAB加上最小净空电压VHEADROOM时，输出控制电路230B将第四开关控制输出VSW1B耦合到VB输入VB_IN，并且设置第三开关控制输出VSW2B，以禁用第二开关元件SW2B 224。作为一个实例，输出控制电路230B可以将第三开关控制输出VSW2B下拉到接地。结果，第二放大器输出电压VB被耦合到第一输出级210的第二开关元件SW1B 215的栅极216G。
虽然分别图12A、图12B和图12C的并联放大器35A、可再充电并联放大器35B和可再充电并联放大器35C的实施例描绘了第一输出级210的第一开关元件SW1A 214的源极214S和12C被耦合到供应输入24（VBAT），但是这是示意性而非限制性的。在某些实施例中，被提供给图12A、图12B和图12C的并联放大器35A、可再充电并联放大器35B和可再充电并联放大器35C的供应电压可以由未在这里描绘的单独的电源提供。该单独的电源可以提供其它电压电平以供电或者偏压相应的并联放大器36A、可再充电并联放大器35B和可再充电并联放大器35C。作为非限制实例，该单独的电源可以提供基本等于2xVBAT的并联放大器供应电压。相应地，在并联放大器35A、可再充电并联放大器35B和可再充电并联放大器35C的这些示例性实施例中，第一输出级210的第一开关元件SW1A 214的源极214S可以被耦合到基本等于2xVBAT的并联放大器供应电压。
转向图2A，现在将讨论开环辅助电路39。如以上讨论地，功率放大器电路输出电流IPAWA_OUT可以是并联放大器输出电流IPARA_AMP和开环辅助电路IASSIST的组合。
开环辅助电路39可以用于减小并联放大器电路32的并联放大器35需要用于提供和吸收的电流数量从而调节功率放大器供应电压Vcc。特别地，并联放大器35可以吸收能够在功率放大器供应电压VCC上产生大电压纹波的过量功率电感器电流ISW_OUT。在功率放大器供应电压VCC上的大电压纹波能够是由于在伪包络跟随功率管理系统的通带中的频率之上功率电感器电流ISW_OUT与并联放大器35的非零阻抗的相互作用引起的。由开环辅助电路39提供的开环辅助电流IASSIST能够被配置为减小由并联放大器35提供或者吸收的并联放大器输出电流IPARA_AMP，这可以减小在功率放大器供应电压Vcc上的纹波电压，因为并联放大器35的非零输出阻抗被与较小的电流卷积（convoluted）。
开环辅助电路39的一个实施例可以被配置为接收估计功率电感器电感参数LEST和最小功率放大器打开电压参数VOFFSET_PA、估计旁路电容器电容参数CBYPASS_EST和估计功率放大器跨导参数K_IOUT EST。
估计功率电感器电感参数LEST可以是在特定范围的频率之间的功率电感器16的或者测量或者估计电感。例如，估计功率电感器电感参数LEST可以是在大致10MHz和30MHz之间的功率电感器16的或者测量或者估计电感。最小功率放大器打开电压参数VOFFSET_PA可以是线性功率放大器22将在此开始操作的最小供应电压的或者测量或者估计值。估计旁路电容器电容参数CBYPASS_EST可以是在特定范围的频率之间测量的旁路电容器CBYPASS 19的或者测量或者估计电容。例如，估计旁路电容器电容参数CBYPASS_EST可以是在大致10MHz和30MHz之间旁路电容器CBYPASS 19的或者测量或者估计电容。估计功率放大器跨导参数K_IOUT EST可以是线性功率放大器22的或者测量或者估计跨导。线性功率放大器22的跨导可以是1/RLOAD，其中RLOAD是线性功率放大器22的估计电阻性负载。估计功率放大器跨导参数K_IOUT EST可以是在特定范围的频率之间线性功率放大器22的或者测量或者估计跨导。例如，估计功率放大器跨导参数K_IOUT EST可以是在大致10MHz和30MHz之间线性功率放大器22的或者测量或者估计跨导。
如在图1A和1B中描绘地，估计功率电感器电感参数LEST、最小功率放大器打开电压参数VOFFSET_PA、估计旁路电容器电容参数CBYPASS_EST和估计功率放大器跨导参数K_IOUT EST可以通过控制总线44由控制器50提供。通常，在伪包络跟随系统校准时获得估计功率电感器电感参数LEST、最小功率放大器打开电压参数VOFFSET_PA、估计旁路电容器电容参数CBYPASS_EST和估计功率放大器跨导参数K_IOUT EST的值。
另外，开环辅助电路39可以被配置为从多级电荷泵降压转换器12接收前馈控制信号VSWITCHER 38。如以上讨论地，前馈控制信号VSWITCHER 38可以被配置为提供或者开关电压的缩放版本VSW_SCALED 38A或者开关电压输出VSW_EST 38B的指示。开环辅助电路39还可以被配置为从第一控制输入34接收VRAMP信号。开环辅助电路39还可以从第一控制输入34接收VRAMP信号。
图9A描绘被描绘成开环电路39A的、图2A的开环辅助电路39的实施例的更加详细的框图。将在继续参考图1A和2A时描述开环电路39A。开环电路39A包括输出电流估计器240、旁路电容器电流估计器242、功率电感器电流估计器244A、加法电路246和受控电流源248。
输出电流估计器240接收VRAMP信号、估计功率放大器跨导参数K_IOUT EST和最小功率放大器打开电压参数VOFFSET_PA。输出电流估计器240基于VRAMP信号、估计功率放大器跨导参数K_IOUT EST和最小功率放大器打开电压参数VOFFSET_PA来产生输出电流估计IOUT_EST。输出电流估计IOUT_EST是被提供给线性功率放大器22的输出电流IOUT的估计。
在一个实施例中，输出电流估计器240通过从VRAMP信号减去最小功率放大器打开电压参数VOFFSET_PA（VRAMP - VOFFSET_PA）计算在VRAMP信号和最小功率放大器打开电压参数VOFFSET_PA之间的差异。此后，在VRAMP信号和最小功率放大器打开电压参数VOFFSET_PA之间的差异被估计功率放大器跨导参数K_IOUT EST缩放以产生输出电流估计IOUT_EST，其中IOUT_EST=K_IOUT EST*（VRAMP - VOFFSET_PA）。典型的电路可以包括运算放大器以执行（VRAMP - VOFFSET_PA）并且电压差被施加到其Gm增益是可编程的并且等于K_IOUT EST的跨导放大器。
旁路电容器电流估计器242接收VRAMP信号和估计旁路电容器电容参数CBYPASS_EST。旁路电容器电流估计器242基于VRAMP信号和估计旁路电容器电容参数CBYPASS_EST产生旁路电容器电流估计IBYPASS_EST。旁路电容器电流估计IBYPASS_EST是由旁路电容器19递送的旁路电容器电流IBYPASS_CAP的估计。
在一个实施例中VRAMP信号被微分以提供变化信号的VRAMP速率d（VRAMP）/dT，这用作越过旁路电容器CBYPASS 19的电压的变化速率的估计。变化信号的VRAMP速率d（VRAMP）/dT可以是VRAMP信号随着时间的变化速率的估计。在某些实施例中，变化信号的VRAMP速率d（VRAMP）/dT由具有所期时间常数的高通滤波器产生。随后为增益的简单的高通滤波器提供低于它的转角频率的具有+6dB/倍频程斜率的频率响应，因此等价于“s拉普拉斯变换”并且因此形成低于转角频率的微分器功能。高通滤波器通常由串联电容器和并联电阻器制成。在某些实施例中，高通滤波器的时间常数可以在8纳秒和16纳秒的范围之间。
功率电感器电流估计器244A接收VRAMP信号、前馈控制信号VSWITCHER 38和估计功率电感器电感参数LEST。功率电感器电流估计器244A基于VRAMP信号、前馈控制信号VSWITCHER 38和估计功率电感器电感参数LEST产生功率电感器电流估计ISW_OUT_EST。功率电感器电流估计ISW_OUT_EST是由功率电感器16递送的功率电感器电流ISW_OUT的估计。
在功率电感器电流估计器244A的一个实施例中，功率电感器电流估计器244A从前馈控制信号VSWITCHER 38减去VRAMP信号以产生差异电压VDIFFERENCE。功率电感器电流估计器244A可以包括积分差异电压VDIFFERENCE以产生累积差异信号的积分器电路（未示出）。功率电感器电流估计器244A然后利用因子1/LEST缩放累积差异信号，以产生功率电感器电流估计ISW_OUT_EST。用于积分差异电压VDIFFERENCE的积分器电路的带宽可以在5MHz和45MHz之间。在某些实施例中，积分器斜率可以是可编程的。例如，控制器50可以调节功率电感器电流估计器244A的积分器电路（未示出）的晶体管的增益从而调节积分器斜率。使用随后为增益的低通滤波器也是可能的，在转角频率之上其斜率比对频率为类似于“1/s拉普拉斯变换”的-6dB/倍频程，因此用作在高于转角频率的频率中的积分器。转角频率能够被设为低于5MHz并且使其是可编程的。
在功率电感器电流估计器244A的另一实施例中，功率电感器电流估计器244A把累积差异信号除以估计功率电感器电感参数LEST以产生功率电感器电流估计ISW_OUT_EST。
在功率电感器电流估计器244A的再一个实施例中，差异电压VDIFFERENCE被因子1/LEST缩放，或者被除以估计功率电感器电感参数LEST，以在积分之前产生缩放差异信号SDIFFERENCE_SCALED（未示出）。功率电感器电流估计器244A然后积分缩放差异信号SDIFFERENCE_SCALED（未示出）以产生功率电感器电流估计ISW_OUT_EST。在功率电感器电流估计器244A的又一个实施例中，在计算缩放差异信号SDIFFERENCE_SCALED（未示出）之前，功率电感器电流估计器244A利用因子1/LEST缩放VRAMP信号和前馈控制信号VSWITCHER 38或者将VRAMP信号和前馈控制信号VSWITCHER 38除以估计功率电感器电感参数LEST。此后，缩放差异信号SDIFFERENCE_SCALED被积分以产生功率电感器电流估计ISW_OUT_EST。
当前馈控制信号VSWITCHER 38被配置为向开环辅助电路39提供开关电压输出VSW_EST 38B时，基于开关电压输出VSW_EST 38B产生功率电感器电流估计ISW_OUT_EST。当前馈控制信号VSWITCHER 38被配置为向开环辅助电路39提供开关电压VSW_SCALED 38A时，基于开关电压输出VSW_EST 38B产生功率电感器电流估计ISW_OUT_EST。
加法电路246被配置为接收输出电流估计IOUT_EST、旁路电容器电流估计IBYPASS_EST和功率电感器电流估计ISW_OUT_EST。加法电路246从输出电流估计IOUT_EST减去旁路电容器电流估计IBYPASS_EST和功率电感器电流估计ISW_OUT_EST，以产生开环辅助电流IASSIST_EST的估计。开环辅助电流IASSIST_EST是为了从并联放大器电路14产生功率放大器电路输出电流IPAWA_OUT而由开环辅助电路39A向放大器输出32A提供的开环辅助电流IASSIST的估计。
受控电流源248是基于开环辅助电流IASSIST_EST产生开环辅助电流IASSIST的受控电流源。开环辅助电流能够当要求减小的电压纹波减小时被激活并且能够当不要求电压纹波减小时如当在较低功率放大器输出功率下操作时被禁用。开环辅助电流能够由3个单独的受控电流源制成，其中每一个受控电流源分别由ISW_OUT_EST、IBYPASS_EST和IOUT_EST控制。还有必要使得IASSIST电流与IPARA_AMP同相。例如，当IASSIST电流为正时IPARA_AMP可以为正，并且当IASSIST电流为负时IPARA_AMP也可以为负，这样，不存在浪费电流，其中提供的并联放大器电流不被开环辅助电路39吸收。
图9B描绘开环辅助电路39B的另一个实施例。如在图9B中描绘地，除了开环辅助电路39B替代前馈控制信号VSWITCHER 38地作为前馈控制信号接收开关电压输出VSW_EST 38B之外，开环辅助电路39B类似于开环辅助电路39A。相应地，开关电压输出VSW_EST 38B替代功率电感器电流估计器244A地包括功率电感器电流估计器244B。除了功率电感器电流估计器244B替代前馈控制信号VSWITCHER 38地仅仅接收前馈控制信号开关电压输出VSW_EST 38B之外，功率电感器电流估计器244B类似于功率电感器电流估计器244A。
结果，由功率电感器电流估计器244B产生的功率电感器电流估计ISW_OUT_EST是基于开关电压输出VSW_EST 38B的。结果，当前馈控制信号VSWITCHER 38提供前馈控制信号开关电压输出VSW_EST 38B时，功率电感器电流估计器244B在功能上类似功率电感器电流估计器244A。相应地，当VSWITCHER 38向开环辅助电路39A提供开关电压输出VSW_EST 38B时，开环辅助电路39B以与开环辅助电路39A类似的方式操作。
转向图2B，现在将讨论并联放大器输出阻抗补偿电路37。多级电荷泵降压转换器12和并联放大器电路32的并联放大器35的组合可能在被提供给线性功率放大器22的功率放大器供应电压VCC的调制带宽上不具有平坦频率响应。特别地，功率放大器供应电压VCC的期望调制带宽在线性功率放大器22的RF调制带宽的1.5到2.5倍之间。作为一个实例，长期演化LTE 3GPP标准RF调制带宽可以达20MHz。结果，由伪包络跟随功率管理系统10A产生的功率放大器供应电压VCC的期望调制带宽可以在30MHz到40MHz之间。在伪包络跟随功率管理系统10A的某些实施例中，功率放大器供应电压VCC的期望调制带宽可以为大致35MHz。然而，在更高频率下，调整功率放大器供应电压VCC的并联放大器35的输出阻抗可以变成电感性的。并联放大器35的输出阻抗与旁路电容器19的旁路电容器电容CBYPASS组合以滚降并联放大器35的调制频率响应。由于由功率电感器16提供的电感器电流ISW_OUT，并联放大器35的调制频率响应的滚降可以在功率放大器供应电压VCC中导致纹波电压增加。并联放大器输出阻抗补偿电路37可以被配置为预补偿VRAMP信号从而向并联放大器35提供补偿VRAMP信号VRAMP_C，从而平坦化并联放大器35的调制频率响应。
在图2A中描绘的并联放大器输出阻抗补偿电路37被配置为接收VRAMP信号、估计旁路电容器电容参数CBYPASS_EST和并联放大器电感估计参数LCORR。并联放大器电感估计参数LCORR可以是在频率10MHz和30MHz之间并联放大器35的估计电感，这是在校准期间测量的。并联放大器电感估计参数LCORR可以在配置时经由控制总线44由控制器50提供。
图10A作为并联放大器输出阻抗补偿电路37A描绘在图2A中描绘的并联放大器输出阻抗补偿电路37的一个示例性实施例。并联放大器输出阻抗补偿电路37A可以包括第一微分器电路250、第二微分器252、频率预失真电路254和加法电路256。
第一微分器电路250接收VRAMP信号和估计旁路电容器电容参数CBYPASS_EST。类似于图9A和9B的旁路电容器电流估计器242，第一微分器电路250基于Vramp信号和旁路电容器电容参数CBYPASS_EST产生旁路电容器电流估计IBYPASS_EST。旁路电容器电流估计IBYPASS_EST是由旁路电容器CBYPASS 19递送的旁路电容器电流IBYPASS_CAP的估计。在并联放大器输出阻抗补偿电路37A的某些实施例中，并联放大器输出阻抗补偿电路37A使用由旁路电容器电流估计器242提供的旁路电容器电流估计IBYPASS_EST，并且第一微分器电路250被省略。在并联放大器输出阻抗补偿电路37A的其它实施例中，第一微分器电路250的时间常数可以不同于开环辅助电路39的旁路电容器电流估计器242的时间常数。
类似于旁路电容器电流估计器242，在第一微分器电路250的一个实施例中VRAMP信号被微分以提供变化信号的VRAMP速率d（VRAMP）/dT，这用作越过旁路电容器CBYPASS 19的电压的变化速率的估计。变化信号的VRAMP速率d（VRAMP）/dT可以是VRAMP信号随着时间的变化速率的估计。在某些实施例中，变化信号的VRAMP速率d（VRAMP）/dT由具有所期时间常数的高通滤波器产生。作为一个实例，随后为增益级的简单的高通滤波器可以提供低于它的转角频率的、具有+6dB/倍频程斜率的频率响应，因此等价于“s拉普拉斯变换”并且因此形成低于转角频率的微分器功能。高通滤波器通常由串联电容器和并联电阻器制成。在某些实施例中，高通滤波器的时间常数可以在8纳秒和16纳秒的范围之间。
旁路电容器电流估计IBYPASS_EST和缩放并联放大器输出电流估计IPARA_AMP_SENSE被组合以形成被提供给第二微分器电路252的动态电流IDYNAMIC。动态电流IDYNAMIC代表由功率电感器16递送的功率电感器电流ISW_OUT的动态部分。在切换器电流操作的频率范围（高达等于1/（2*pi*sqrt（LCORR*Cbypass）的共振频率），类似电感器，第二微分器用于复制展现以+6dB/倍频程增加的输出阻抗的并联放大器输出阻抗频率响应。
第二微分器电路252被配置为接收动态电流IDYNAMIC和并联放大器电感估计参数LCORR。
第二微分器电路252微分动态电流IDYNAMIC，以提供变化信号的动态电流速率d（IDYNAMIC）/dT。变化信号的动态电流速率d（IDYNAMIC）/dT估计动态电流IDYNAMIC关于时间的变化。在某些实施例中，变化信号的动态电流速率d（IDYNAMIC）/dT由具有所期时间常数的低通滤波器产生。第二微分器电路252的时间常数可以被配置为优化并联放大器35的调制带宽。第二微分器能够由随后为增益的高通滤波器制成以提供低于它的转角频率的、具有+6dB/倍频程斜率的频率响应，因此等价于“s拉普拉斯变换”并且因此形成低于转角频率的微分器功能。高通滤波器通常由串联电容器和并联电阻器制成。高通滤波器的时间常数可以在8纳秒和16纳秒之间。第二微分器电路252利用并联放大器电感估计参数LCORR缩放变化信号的动态电流速率d（IDYNAMIC）/dT，以在加法器电路256的负输入处产生功率放大器供应纹波电压估计VRIPPLE。功率放大器供应纹波电压估计是在功率放大器供应节点28处的功率放大器供应电压VCC的纹波电压分量的估计。
频率预失真电路254可以被配置为接收VRAMP信号并且输出峰值VRAMP信号VRAMP_PEEKED（未示出）。频率预失真电路254可以是可以被配置为补偿并联放大器35的调制频率响应的滚降的可编程峰值滤波器。频率预失真电路254可以包括包含可编程极时间常数Tau_Pole和可编程零时间常数Tau_Zero的频率均衡电路。频率预失真电路拉普拉斯变换函数VRAMPC/VRAMP可以大致等于[1+Tau_Zero*s]/[1+Tau_Pole*s]。可编程极时间常数Tau_Pole和可编程零时间常数Tau_Zero可以被调节为增加频率预失真电路254的频率响应VRAMPC/VRAMP，从而平坦化伪包络跟随功率管理系统10A的总体调制频率响应。在频率预失真电路254的某些实施例中，可编程极时间常数Tau_Pole被配置为大约0.4微秒（1/2.5MHz）。可编程零时间常数Tau_Zero可以被配置为大约0.192微秒（1/5.8MHz）。结果，伪包络跟随功率管理系统变换函数VCC/VRAMPS可以被平坦化高达大约35MHz。
图13描绘包括降压转换器和具有开环辅助电路和并联放大器电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的实施例。
图14描绘包括多级电荷泵降压转换器和具有开环辅助电路和并联放大器电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的另一个实施例。
图15描绘包括多级电荷泵降压转换器和具有并联放大器电路和VOFFSET环形电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的另一个实施例。
图16描绘包括多级电荷泵降压转换器和具有并联放大器电路、VOFFSET环形电路、开环辅助电路和并联放大器输出阻抗补偿电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的另一个实施例。
图17A描绘包括降压转换器和具有并联放大器电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的另一个实施例，其中该并联放大器电路包括可再充电并联放大器阻抗补偿电路。
图17D描绘包括降压转换器和具有并联放大器电路的并联放大器电路的伪包络跟随功率管理系统的另一个实施例，其中并联放大器电路包括可再充电并联放大器阻抗补偿电路。
本领域技术人员将会认识到对本公开的实施例的改进和修改。所有的这种改进和修改都被考虑为在于这里公开的概念和随后的权利要求的范围内。

Claims (3)

1.一种用于RF功率放大器的功率管理系统，包括：
并联放大器，所述并联放大器包括被配置为接收直流输入电压的供应输入和与功率放大器供应电压通信的放大器；和
多级电荷泵降压转换器，所述多级电荷泵降压转换器包括被配置为接收直流输入电压的供应输入和与功率放大器供应电压通信的开关电压输出，其中所述多级电荷泵降压转换器被配置为在第一操作状态中将开关电压输出分流到接地，在第二操作状态中向开关电压输出提供直流输入电压，在第三操作状态中向开关电压输出提供1.5倍直流输入电压，并且在第四操作状态中向开关电压输出提供2倍直流输入电压。
2.根据权利要求1所述的功率管理系统，其中所述多级电荷泵降压转换器进一步被配置为在第五操作状态中向开关电压输出提供0.5倍直流输入电压。
3.根据权利要求1所述的功率管理系统，进一步包括被耦合在开关电压输出和功率放大器供应电压之间的功率电感器；和
被耦合在功率放大器供应电压和接地之间的旁路电容器。
CN201180030273.5A 2010-04-19 2011-04-19 伪包络跟随功率管理系统 Active CN102971962B (zh)

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