CN102971949B - 谐波消除相间磁性装置 - Google Patents

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Abstract

一种谐波消除相间磁性装置（1），包括：磁芯（10），能够连接到三相电力网（100）的三个功率输入，用于每一个功率输入的至少两个功率输出，所述功率输出被电连接到所述三个功率输入并且能够连接到负荷（200；200’），其中当所述装置（1）被连接在三相电力网（100）和负荷（200；200’）之间时，在所述至少两个功率输出中的每一个中流动的分裂电流（IS1.1、IS1.2；IS2.1、IS2.2；IS3.1、IS3.2）的基本分量相对于在所述功率输入中流动的公共电流（IL1；IL2；IL3）的基本分量以预定角度相移，特征在于所述磁芯（10）是连通的。该磁性装置被设计用于前端多脉冲整流器或者逆变器。它的使用使得能够减小吸收或者注射到三相电力线的电流的谐波。与已知方案相比较，显著地减小了磁性装置的成本、材料和尺寸。

Description

谐波消除相间磁性装置
技术领域
本发明的实施例涉及一种用于低谐波AC/DC和DC/AC转换器的谐波消除相间磁性装置和包括这种装置的双向前端。
背景技术
电力电子设备的广泛使用已经增加了对于最小化电力线谐波污染的需要。电流谐波的主要来源是非线性电力负荷。一种重要的非线性电力负荷是广泛地为大多数的三相设备用作前端方案的六脉冲整流器。
如果没有高效地将电流谐波最小化，则某些问题能够发生。第一，谐波能够破坏公共供电电压的质量并且低质量的供应电压引起由公共电力网供应的很多不同种类的电气设备的故障和/或失效。而且谐波能够在电力网的构件诸如变压器、电力线等中引起过度损耗。此外，谐波具有可听频率：如果受谐波污染的电力线处于可听设备设施附近，则能够诱发可听失真。
已经在现有技术中使用了不同的方案来应对谐波问题。多脉冲整流器即12脉冲被广泛地用作带有改进的电流波形的简单接口。它们减小了谐波电流并且是非常可靠的，但是具有某些缺点：第一，它们要求庞大的和昂贵的线频率输入电力变压器以形成电隔离；而且它们对于电压不平衡是敏感的。
带有抑制谐波的谐波滤波器地使用6脉冲整流器也是已知的。谐波滤波器能够是无源的或者有源的。无源滤波器具有低的功率损耗但是费用大并且具有大的尺寸和大的重量。有源滤波器被视为不大可靠，具有更高的功率损耗和开关失真，并且是非常昂贵的。
另一个已知方案是包括受控有源开关、二极管和高频线路电抗器的有源前端。即便它的尺寸和重量能够是吸引人的并且它的成本能够低于其它方案，它也呈现某些缺点，特别地感觉到它不大可靠并且难以匹配无源系统的功率损耗和开关失真。
在现有技术中，两个谐波消除相间磁性装置或者分裂器是已知的：利用参考数字300在图1A和2中示出的非电感式分裂器，和包括三相电感器400（图4）和图1A和2的非电感式分裂器300的、利用参考数字500在图3A中示出的电感式分裂器。
如在图1A和3A中所示，谐波消除相间磁性装置或者分裂器，无论电感式的还是非电感式的，均包括能够连接到三相电力网或者电力线100的三个功率输入和六个功率输出，即两个功率输出用于每一个功率输入。在一个实施例中，它包括多于两个的、用于每一个功率输入的功率输出，从而功率输出的数目能够是九、十二等。功率输出被电连接到三个功率输入并且能够连接到六相线性负荷200。在此情形中，在功率输入和输出之间不存在如在变压器的情形中的电隔离。
三相电力网100供应带有120°相移的三个近似正弦电压。然后如在图1B中所示意地，在三个功率输入中流动的三个输入电流IL1、IL2、IL3之间的相移等于120°。线电压的振幅和频率除了别的以外将根据当地规定而改变，但是在大多数应用中，频率将等于50Hz或者60Hz，并且电压通常包括在100V和1kV之间，例如在相之间400Vrms。50Hz或者60Hz的频率或者电力网100的频率将在以下被称作系统的基本频率。
在三个功率输入中流动并且具有参考IL1或者IL2或者IL3的每一个电流将在以下被称为公共电流。当如图1A示出地在非电感式分裂器前面存在电力网100时，三个公共电流IL1、IL2、IL3与电力网100的电压相量同相。
当这个谐波消除相间磁性装置或者分裂器，无论电感式的还是非电感式的，被连接在三相电力网和负荷之间时，它将公共电流IL1、IL2、IL3中的每一个分裂成在每一个功率输出中流动的两个或者更多电流。在图1A到1C所示的情形中，它将电流IL1、IL2、IL3中的每一个分裂成两个电流：公共电流IL1被分裂成两个分裂电流IS1.1、IS1.2，公共电流IL2被分裂成两个分裂电流IS2.1、IS2.2，并且公共电流IL3被分裂成两个分裂电流IS3.1、IS3.2。在功率输出中流动的电流IS1.1、IS1.2、IS2.1、IS2.2、IS3.1、IS3.2具有全部相同的振幅并且相对于在功率输入中流动的相应的基本分量以预定角度/2相移，如例如在图1C中示出地。角度的值和功率输出线的数目是相关的并且依赖于负荷。
在一个优选实施例中，角度的值是30°从而在两个分裂电流例如IS1.1、IS1.2和相应的公共电流（在此情形中IL1）之间的相移分别是15°和-15°。
如所讨论的那样，公共电流例如IL1被分裂成两个分裂电流：在以下将被称为前导分裂电流的第一分裂电流IS1.1，和在以下将被称为滞后分裂电流的第二分裂电流IS1.2。在另一方面，IS1.1、IS2.1和IS3.1 是前导分裂电流并且IS1.2、IS2.2和IS3.2是滞后分裂电流。
在一个优选实施例中，如所述及地，角度的值为30°。在这种情形中，对于所有表示的相量是相同的、图1C的相量的长度是图1B的每一个相量的长度的51.76%。
如在图2中所示意的现有技术的非电感式分裂器300由三个分离的磁芯300A、300B和300C构成。每一个磁芯并不包含气隙并且包括三个竖直腿：中央腿是包含绕组302的缠绕腿。图2的上部示出根据现有技术的非电感式分裂器的顶视图，下部示出侧视图。
JP2000358372A和JP2007028846A描述了一种允许消除变压器的系统和一种用于通过使用相间装置而减小尺寸和重量的方法，该相间装置如在图2中所示地包括三个分离的铁芯。
图3A示出在三相电力线100和六相线性负荷200之间连接的、根据现有技术的电感式分裂器500。这种分裂器500由随后为上述非电感式分裂器300的三相电感器400构成。
在图4中示意了三相电感器400的顶视图和侧视图：它包括两个磁轭（yoke）405、三个缠绕腿403和气隙402，然后它能够存储能量。
电感式分裂器500的磁芯的总数为至少四个，即三相电感器400的磁芯加上非电感式分裂器300的三个磁芯。
三相电感器的存在在由短划线表示的电力网100的每一个电压相量和相应的输入电流IL1或者IL2或者IL3之间引起图3B所示的滞后角度或者相移角度δ。再次，如所描述地，电感式分裂器500将电流IL1、IL2、IL3中的每一个分裂成两个电流IS1.1、IS1.2、IS2.1、IS2.2、IS3.1、IS3.2。在功率输出中流动的这些电流具有全部相同的振幅并且相对于在功率输入中流动的相应的基本分量以预定角度相移。如在图3C中所示，滞后角度或者相移角度δ仍然存在于输出电流的相量图中。
通常，非电感式分裂器300或者电感式分裂器500被连接到的负荷200’由随后为DC链路的12脉冲整流器构成。这个负荷200’是非线性的并且然后能够形成谐波。在本申请中DC链路意味着在12脉冲整流器之后的部分，即逆变器、马达驱动或者由DC电压供应的任何装置。
在非电感式分裂器300的使用或者电感式分裂器500的使用之间的选择依赖于DC链路的阻抗。
在包括三相电力线100、分裂器、12脉冲整流器和DC链路的系统中，使用的电感器或者扼流圈具有连续传导模式或者CCM。连续传导模式（CCM）意味着在整流器的二极管的开关循环之间电流绝对不会变为零。相反，在不连续传导模式（DCM）中，在部分开关循环期间电流能够变为零。
如在图5中所示，在其中DC链路具有高阻抗ZH的情形中，并不包含电感器的非电感式分裂器300是优选的。换言之，DC链路确保了电感器的存在，从而分裂器能够是“非电感式”的，即它并不包含任何电感器。
在高和低（ZL）阻抗DC链路整流器中均能够应用电感式分裂器500，因为如在图6中所示，在电感式分裂器500中包括的三相电感器400确保了CCM。
谐波消除12脉冲整流器或者低谐波功率转换器的更加普遍的方案具有与在分裂器前面的电感器或者扼流圈组合的低DC链路阻抗。换言之，使用电感式分裂器500，即随后为非电感式分裂器300的三相电感器400，是更加普通的方案。这个方案如所讨论的那样具有要求至少四个磁芯的缺陷，从而它是庞大的和昂贵的。
图7和8示出分别带有现有技术非电感式和电感式分裂器的谐波消除12脉冲整流器的实例。在图7和8中，非电感式分裂器300包括被相互电磁连接的九个绕组——三个绕组用于每一个磁芯。绕组的不同数目和组合是可能的。
在现有技术中描述的非电感式分裂器300由三个或者更多芯构成。而且这些芯的形状未被设计成允许可能的优化并且然后允许磁性装置的更小的尺寸和更低的成本。而且绕组的总数是非常高的，即多于九个，并且难以减小。
当与低阻抗DC链路整流器相组合地使用这种非电感式分裂器（这是最普遍的情形）时，为了具有CCM，它要求另外的电感器或者扼流圈，从而整个系统要求更多的材料并且然后是更加庞大和更加昂贵的。
用其它术语针对电感式和非电感式分裂器在现有技术中描述的方案未被优化用于减小低谐波功率转换器的成本和尺寸。
需要一种允许具有比现有技术更低的成本和更小的尺寸的低谐波功率转换器的方案。
需要一种允许更少的材料和低于在现有技术中使用的绕组总数的绕组总数的磁性装置。
需要一种允许对于负荷和电力网这两者的失衡不敏感的低谐波功率转换器的方案。
还需要一种具有低失效率、低功率损耗和低开关失真的低谐波功率转换器。
还需要一种包括简单的半导体电路以最小化电力线谐波的低谐波功率转换器。
发明内容
本发明的目的在于提供一种具有允许比现有技术更低的尺寸、重量和成本以及更好的装置对称性的优化的芯形状的磁性装置。
本发明的一个目的在于提供一种具有允许比现有技术更低的绕组数目的形状的磁性装置。
本发明的另一个目的在于提供一种包括简单的半导体电路的低谐波功率转换器。
根据本发明，利用根据权利要求1的谐波消除相间磁性装置、利用这个磁性装置在AC/DC功率转换器中的使用（权利要求14）和在DC/AC功率转换器中的使用（权利要求16）并且利用根据权利要求17的低谐波双向前端，实现了这些目标。
根据本发明的装置包括连通的（connected）磁芯。就此而论形容词连通的意味着能够在磁芯的任何两个点之间绘制一条完全包含的路径。换言之，该装置包含并不包含气隙的单一磁芯。
该装置具有能够连接到三相电力线或者电力网的三个功率输入和用于每一个功率输入的至少两个功率输出。在一个优选实施例中，该装置具有六个功率输出，即用于每一个功率输入的两个功率输出。功率输出被电连接到三个功率输入并且能够被连接到负荷。
当所述装置被连接在三相电力网和负荷例如随后为DC链路的12脉冲整流器之间时，在每一个功率输出中流动的电流的基本分量相对于在功率输入中流动的电流的相应的基本分量以预定角度相移。再次，角度的值依赖于能够被连接到这个装置的脉冲整流器。
在第一实施例中，该装置的磁芯具有带有五个腿的矩形形状：三个缠绕腿和两个缠绕腿。腿被交替地布置，从而缠绕腿随后为和前面为非缠绕腿并且反之亦然。缠绕腿的横截面表面是非缠绕腿的横截面表面的两倍。这个实施例允许简单和容易的制造，但是并不具有最佳对称性。
在另一实施例中，该装置的磁芯包括四个腿：一个非缠绕中央腿和三个缠绕外部腿。该四个腿具有相同的横截面表面。这个第二实施例较不易于产生但是具有比第一实施例更好的对称性，即它特征在于更好的参数值。
在另一实施例中，磁芯具有包括三个星形缠绕腿和三个三角形（delta）缠绕腿的三角形（triangular）或者六边形形状。星形缠绕腿形成在磁芯的三角形或者六边形轮廓中包含并且被与其连接从而具有如以上定义的整个连通磁芯的Y形磁芯部分。
六边形形状与三角形形状比较允许进一步减小装置的尺寸。在两种情形中，绕组的数目均低于现有技术的方案。而且该两个实施例的对称性对于每一个星形缠绕腿并且对于每一个三角形缠绕腿都允许相同的磁路磁阻。
在三角形或者六边形形状的磁芯的情形中，某些能量能够被存储在磁芯外侧的磁场中。在这种情形中，能够如在图3B中所示地观察到在电力网100的每一个电压相量和磁性装置的相应的输入电流IL1或者IL2或者IL3之间的滞后角度或者相移角度δ。在磁芯外侧的这个能量存储意味着具有六边形形状的磁性装置类似现有技术的电感式分裂器500。在此情形中，两个功能，电感器加上非电感式分裂器，由具有单一并且连通的磁芯的同一装置执行。然而，难以控制这个装置的电感的值，因为难以控制外部磁场。
有利地，在AC/DC转换器中或者在DC/AC转换器中均能够使用本发明的磁性装置。如果例如与12脉冲整流器相组合地，它在AC/DC转换器中使用，则电流从装置的功率输入或者公共路径流至它的功率输出或者分裂路径。在此情形中，该装置作为电流分裂器工作：在公共路径中的公共电流在分裂路径中被强制分裂成两个相同但是相移的分裂电流。在一个实施例中，公共电流被强制分裂成多于两个相同的但是相移的分裂电流。
如果该装置在DC/AC转换器中使用，则电流从两条分裂路径流至公共路径。在此情形中，该装置作为电流融合器工作。在两种情形中，该装置的作用均减小了谐波电流。在包括这个磁性装置的AC/DC转换器或者DC/AC转换器中，电隔离是不可能的。
如与现有技术相比较，该方案的优点特别地包括使用一个芯而非四个的可能性以及该装置的磁芯允许更好的对称性和更低的绕组数目。
该方案进一步减小了低谐波功率转换器的尺寸、重量和成本。
该方案消除了某些重要的谐波比如已知的多相整流器，但是它对于电力网的电压不平衡不敏感。
附图说明
借助于通过实例给出并且利用附图示意的实施例的说明，将更好地理解本发明，其中：
图1A示出在三相电力线和六相线性负荷之间连接的、现有技术的非电感式分裂器的视图。
图1B示出现有技术的非电感式分裂器的输入或者公共电流的相量图。
图1C示出现有技术的非电感式分裂器的、包括前导分裂电流和滞后分裂电流的分裂电流的相量图。
图2示出现有技术的非电感式分裂器的顶视图和侧视图。
图3A示出在三相电力线和六相线性负荷之间连接的、现有技术的电感式分裂器的视图。
图3B示出现有技术的电感式分裂器的输入或者公共电流的相量图。
图3C示出现有技术的电感式分裂器的、包括前导分裂电流和滞后分裂电流的分裂电流的相量图。
图4示出现有技术的三相电感器的顶视图和侧视图。
图5示出现有技术的非电感式分裂器在高阻抗DC链路12脉冲整流器中的应用。
图6示出现有技术的电感式分裂器在低阻抗DC链路12脉冲整流器中的应用。
图7示出现有技术的非电感式分裂器在高阻抗DC链路12脉冲整流器中的应用的一个实例。
图8示出现有技术的电感式分裂器在低阻抗DC链路12脉冲整流器中的应用的一个实例。
图9A、9B、9C和9D分别示出根据本发明的谐波消除相间磁性装置的一个实施例的顶视图、侧视图、顶视图横截面和另一个侧视图。
图10A、10B、10C和10D分别示出根据本发明的谐波消除相间磁性装置的另一个实施例的顶视图、侧视图、顶视图横截面和角度视图。
图11A和11B示出根据本发明的谐波消除相间磁性装置的两个其它实施例的前视图。
图12A示出图11的装置的磁芯的可能的实施例。
图12B示出图12A的磁芯的可能的磁芯部件。
图13A到16C示出在MMF矢量的相量图中和在电和电路表示中的绕组的、在根据本发明的一个方面的装置的芯上的绕组的不同的实施例。
图17到18示出与低阻抗DC链路相组合的、包括根据本发明的某些方面的电感式装置的、带有单向功率流的谐波消除12脉冲整流器。
图19示出包括受控开关网络和根据本发明的装置的实施例的、带有DC电流源的DC/AC逆变器的视图。
图20示出包括受控开关网络和根据本发明的装置的一个实施例的、带有DC电压源的DC/AC逆变器的视图。
图21到22示出与低阻抗DC链路相组合的、包括根据本发明的某些方面的电感式装置的、带有双向功率流的谐波消除12脉冲前端。
具体实施方式
本发明的磁性装置被设计用于功率转换器。它的使用使得能够减小转换器从三相电力线获取的电流的谐波。与现有技术方案比较，它具有更低的成本和尺寸。
图9A、9B、9C和9D分别示出根据本发明的装置1的一个可能的实施例的顶视图、侧视图、顶视图横截面和另一个侧视图。在该实施例中，装置1具有矩形形状并且包括具有五个腿的、连通并且不带气隙的磁芯10：三个缠绕腿12和两个非缠绕腿14。每一个缠绕腿14包含带有某些绕组的线轴20。
这个装置不是简单地通过组合在现有技术中已知的三个分离芯而获得的：连接三个分离芯意味着消除由流入绕组中的电流产生的磁通的基本分量。仅仅磁通的谐波，比如第3阶谐波，然后存在于装置中并且它们要求一个或者多个非缠绕腿。
有利地，如在图9D中详述地，装置1的非缠绕腿12的横截面的宽度W1比缠绕腿14的横截面的宽度W2更细。在一个实施例中，非缠绕腿12的横截面的宽度W1是缠绕腿14的横截面的宽度W2的一半。换言之，缠绕腿14的横截面表面是非缠绕腿12的横截面表面的两倍。与现有技术比较，这允许节约材料和较低的装置1的尺寸和重量，其中在现有技术中存在三个分离芯并且对于每一个芯而言存在具有横截面W2的一条返回路径：
现有技术：W2+W2+W2=3*W2（返回路径的总宽度）
现在：W1+W1=W2（返回路径的总宽度）。
在本发明的装置1中，仅仅磁通的谐波，比如第3阶谐波，存在于非缠绕腿12中，并且它们在缠绕腿14中具有相同的磁通拾取或者最大值。换言之，有利地，图9D的实施例的磁芯10的设计和形状允许磁通的谐波比如第3阶谐波具有通过磁芯10的非缠绕部分14的返回路径。而且磁芯10并不包含气隙，因为它并非旨在用于能量存储。
与传统的变压器比较，装置1允许节约材料并且具有较低的尺寸和重量。在图9A到9D实施例中装置1的尺寸依赖于被系统转换的功率。例如在32kW十二脉冲整流器应用的情形中，长度低于30cm、宽度低于12cm并且高度低于22cm。在此情形中，装置的质量低于35kg。对于相同的功率，在十二脉冲整流器中使用的传统变压器的尺寸大约为50cm×25cm×50cm并且其质量大约为150kg。于是根据本发明的装置1的尺寸和质量低于用于相同功率十二脉冲整流器的传统变压器的尺寸和质量。
图10A、10B、10C和10D分别示出根据本发明的谐波消除相间磁性装置的另一个实施例的顶视图、侧视图、顶视图横截面和角度视图。在此情形中，磁芯具有星形截面（顶部和底部）并且包括四个腿：三个星形缠绕腿60和为非缠绕的公共返回路径腿70。再次，磁芯是连通的并且没有任何气隙。
在该实施例中，三个星形缠绕腿60的横截面表面与公共返回路径腿70的横截面表面相同。返回路径的横截面的总宽度再次为W2，即在此情形中等于缠绕腿60的横截面的非缠绕腿70的横截面的宽度。能够看到由图9A的装置中的两个非缠绕腿12执行的功能现在由图10A的中央腿70实现，中央腿70具有是非缠绕腿12的横截面表面的两倍的横截面表面。
图10A到10D的实施例确保了磁芯的完全对称性并且允许相同的条件用于围绕腿60的绕组。每一个缠绕腿60的磁通具有通过所述缠绕腿60和公共返回路径腿70这两者的返回路径。在腿70中，磁通的基本分量被消除。腿70旨在传导磁通的谐波。而且这个实施例易于制造。
在两个实施例即具有矩形形状和五个腿的磁芯（图9A到9D）和具有星形截面和四个腿的磁芯（图10A到10D）中，绕组都被设计成类似带有三个分离的磁芯的现有技术分裂器的绕组。
图11A示意装置1的一个实施例的前视图。再次，磁芯是连通的并且不包含气隙。它具有包括三个星形缠绕腿40和三个三角形缠绕腿30的三角形形状。
该三个三角形缠绕腿30是磁芯10的三角形轮廓的三条边。星形缠绕腿40形成在磁芯10的三角形轮廓中包含的并且被与其连接从而具有如以上定义的整个连通磁芯10的Y形磁芯部分。
换言之，在该实施例中三个周边腿30以三角形磁连接并且三个中央腿40以星形磁连接。如将示出地，这个特别对称形状允许在一个实施例中等于六的绕组总数。
为了进一步减小装置的尺寸，在图11B所示的优选实施例中，磁芯再次包含三个星形缠绕腿40和三个三角形缠绕腿30，但是具有六边形形状。换言之，通过利用三条边50替代三角形的顶点而从图11A的三角形磁芯获得了图11B的磁芯。
图11B的六边形实施例的磁芯10能够有利地由图12A和12B所示的六个C形子芯45构成。在此情形中，星形缠绕腿40的横截面自动是三角形腿30的横截面的两倍。在另一实施例中，星形缠绕腿40的横截面比三角形腿30的横截面更大。
在一个实施例中，磁芯10是层叠铁或者铁磁芯。磁芯能够是堆叠芯，即通过堆叠薄传导叠层的层而制成的芯。每一个叠层被薄的非传导绝缘层从它的相邻叠层绝缘。叠层的效果在于限制涡流并且减小它们的幅度。更薄的叠层减小了损耗，但是构造是更加费力且昂贵的。
切削芯如图12B的C芯45是在退火之后浸渍然后被部分地切削和搭接的条带缠绕磁芯。因为这些芯在非常短的时间中围绕线轴组装，所以这个实施例的装置1花更少的时间来制造该装置。
图13A到16C示出在MMF矢量的相量图中和在电和电路表示中的绕组的、在根据本发明的一个方面的装置的芯上的绕组的不同的实施例。
在图13A的实施例中，该装置在磁芯10上包含六个绕组：特别地每一个三角形缠绕腿30包括一个分裂绕组S并且每一个星形缠绕腿40包括一个分裂/扩张器（spreader）绕组S/V。参考图13C解释了绕组的名称，图13C是MMF（磁动势）矢量的表示。
为了具有如所描述的分裂装置，用于每一个闭合磁路的以下约束必须得到满足：这个磁路的MMF之和必须为零。与一个绕组有关的MMF由在这个绕组中流动的电流的瞬时值乘以它的匝数给出。换言之，这意味着磁路的MMF矢量必须形成闭合路径。
在图13C的实施例中，存在三个磁路，每一个磁路包括闭合三角形路径。在由MMF矢量S/V2.1、S3.2和S/V3.1形成的三角形中，S/V2.1作为分裂前导矢量工作（前导是因为它对应于在图13B所示的电路中流动的前导电流I2.1），S3.2作为分裂滞后矢量工作（滞后是因为它对应于滞后电流I3.2）并且S/V3.1作为扩张器前导矢量工作（前导是因为它对应于前导电流I3.1）。S/V3.1在此情形中是扩张器，因为它闭合由这三个矢量形成的三角形路径。
在由MMF矢量S/V3.1、S1.2和S/V1.1形成的三角形中，S/V3.1现在作为分裂前导矢量工作，并且扩张器在此情形中是S/V1.1，因为它闭合由这三个矢量形成的三角形路径。再次S/V1.1是在由MMF矢量S/V1.1、S2.2和S/V2.1形成的三角形中的分裂并且扩张器在此情形中是S/V2.1，如以上示出地，S/V2.1是在由MMF矢量S/V2.1、S3.2和S/V3.1形成的首先考虑的三角形中的分裂矢量。
由于绕组的数目减小，根据正在考虑什么磁路，绕组S/V1.1、S/V2.1和S/V3.1作为分裂或者扩张器绕组工作。在该实施例中，这种分裂/扩张器绕组全都是前导绕组，因为它们对应于在图13B所示的电路中流动的前导电流I1.1、I2.1和I3.1。
图14A到14C示出另一个实施例，其中该装置包含六个绕组。由于绕组的数目减小，再次根据正在考虑什么磁路，某些绕组比如S/V1.2、S/V2.2和S/V3.2作为分裂或者扩张器绕组工作。在该实施例中，这种分裂/扩张器绕组全都是滞后绕组，因为它们对应于在图14B所示的电路中流动的滞后电流I1.2、I2.2和I3.2。
在图13A和14A这两种情形中，分裂绕组被围绕三角形腿30缠绕并且分裂/扩张器绕组被围绕星形腿40缠绕。
图15A到15C示出另一个实施例，其中该装置包含九个绕组。在这种情形中，绕组的数目足以不具有分裂/扩张器绕组，而是具有单一功能的绕组：或者分裂绕组或者扩张器绕组。在此情形中，由参考V1、V2和V3表示的扩张器绕组总是围绕星形腿40缠绕。每一个三角形缠绕腿30包含一个分裂前导绕组（S1.1、S2.1和S3.1）和一个分裂滞后绕组（S1.2、S2.2和S3.2）。
如在图15B中所示，在这种情形中，在该装置的电路中的三条公共路径中的每一条包含是扩张器绕组的一个绕组。
通常，每一个分裂绕组传导一个分裂电流并且每一个扩张器绕组传导一个相电流，即IL1、IL2或者IL3。扩张器绕组V能够是任何类型的绕组。在一个实施例中，该装置的腿的扩张器绕组V能够是同一装置的另一个腿的分裂绕组S。在另一实施例中，矢量扩张器绕组V能够是外部绕组：在这种情形中在绕组V中流动的电流是外部且可控的电流。
在图15C中示意的闭合MMF路径不是如在图13C和14C的情形中的那样三角形的，而是它具有四边形形状。
图16A到16C示出其中该装置包含九个绕组的另一个实施例。
在六边形形状的磁芯的情形中，某些能量能够被存储在磁芯外侧的磁场中。在这种情形中，能够观察在电力网100的每一个电压相量和磁性装置的相应的输入电流IL1或者IL2或者IL3之间的、图3B所示的滞后角度或者相移角度δ。在磁芯外侧的这个能量存储意味着具有六边形形状的磁性装置类似现有技术的电感式分裂器500。在此情形中，两个功能，电感器加上非电感式分裂器，由具有单一且连通的磁芯的同一装置执行。然而难以控制这个装置的电感的值，因为难以控制外部磁场。
在功率转换器中使用磁性装置1允许消除第5阶和第7阶、第17阶和第19阶、第29阶和第31阶谐波。测试已经示出总谐波失真（THD）能够低于大约13%。例如在具有DC链路扼流圈的6二极管整流器的情形中，谐波未被消除并且THD低于40%。
如在图13B、14B、15B和16B的电路中所示，根据本发明的装置1包含属于相（L1、L2、L3）的三条公共路径和属于不同相的两条分裂路径。在另一实施例中，分裂路径的数目能够大于二。当这个装置在AC/DC功率转换器中使用并且然后功率流从AC输入流至DC输出时，如上所述，装置1作为矢量电流分裂器工作。事实上，在公共路径中流动的电流被分裂成在分裂路径中流动的两个或者更多相同但是相移的分量。在另一实施例中，分裂路径的数目能够是三或者更大。
有利地，装置1能够在DC/AC功率转换器中使用。在这种情形中，功率流从DC输入流至AC输出并且装置1作为矢量电流融合器工作。事实上，在分裂路径中流动的电流融合到公共路径中。在此情形中，分裂路径的数目也能够是三或者更大。
换言之，对于能够连接到三相电力网100的三条输入线路的每一个相，能够使用矢量电流分裂器/融合器装置1。当这个装置作为分裂器工作时，它将输入电流分裂成具有可控相移和振幅的两个或者更多分裂电流；当它作为融合器工作时，它将具有可控相移和振幅的两个或者更多分裂电流组合成输出电流。
根据本发明的装置1的公共路径能够包括零（图13B和14B）或者一个扩张器绕组（图15B和16B）。每一个分裂路径包括一个分裂/扩张器（图13B和14B）或者分裂（图15B和16B）绕组。根据绕组在公共和分裂路径中的数目和位置，能够构建包括不同种类的装置的分类。
绕组的数目被选择成使得在分裂路径中流动的分裂电流的基本频率分量的振幅是相同的并且在分裂电流的基本频率分量之间的相移等于预定角度。在一个优选实施例中，这个角度的值为30°。
图17示意包括根据本发明的某些实施例的磁性构件或者装置1的AC/DC功率转换器。在该图中，如在图9A到9D的实施例中的那样，该装置具有矩形形状和五个腿。能够同等替代地使用具有星形截面和四个腿的、图10A到10D的装置。
如概略地通过电容器CDC的存在示意地，DC链路具有低阻抗，并且然后为了具有CCM，要求电感器400。
装置1具有六个输出，因为它将三个公共电流中的每一个分裂成两个分裂电流。这些输出中的三个被发送到12二极管整流器。这些二极管的输出如在图17中所示地组合以形成DC输出。在此情形中，在分裂路径中流动的两个电流之间的相差的值等于30°。DC链路由电容器CDC和一般负荷17表示。
在其中装置1被连接到18脉冲整流器即三个6脉冲整流器的情形中，它具有九条输出线路，因为它将三个公共电流中的每一个分裂成三个分裂电流。在此情形中，在两条邻接的分裂路径中流动的两个电流之间的相差的值等于20°。
图18示意包括根据本发明的一个实施例的磁性构件或者装置1的AC/DC功率转换器。在该图中，如在图11的实施例中的那样，该装置具有六边形形状。
即便DC链路具有低阻抗，如概略地通过电容器CDC的存在示意地，在这种情形中也不要求另外的电感器400，因为如所描述地，在六边形形状的磁芯的情形中，某些能量能够被存储在磁芯外侧的磁场中。在磁芯外侧的这个能量存储意味着具有六边形形状的磁性装置类似现有技术的电感式分裂器500。在此情形中，两个功能，电感器加上非电感式分裂器，由具有单一且连通的磁芯的同一装置执行。与在图8中示意的现有技术方案比较，在此情形中使用仅仅一个磁芯而非四个。
如由装置1上方的箭头指示地，在图17和18这两幅图中，功率流是单向的并且特别地它从AC流至DC。
如所讨论的那样，还能够在DC/AC逆变器中使用装置1作为融合器。图19和20示出带有装置1的DC/AC转换器。如在这种情形中描述地，该装置作为电流融合器工作。DC/AC转换器包括受控开关600的12或者更大脉动桥（pulsebridge）。在一个实施例中，这些有源开关是晶体管或者绝缘栅双极晶体管（IGBT）。未示出的驱动电路被布置成改变有源开关的状态。图19示出带有DC电流源401的DC/AC逆变器的视图，图20示出带有DC电压源402和电感器400的DC/AC逆变器的视图。
当装置1在DC/AC功率转换器中使用时，它将每一对分裂电流融合成公共电流。在另一实施例中，将要融合的分裂电流的数目是九个或者更多。
在三相电力网100和12脉冲整流器之间连接的装置1产生预定方向的DC电流和预定极性的DC电压。如果在12脉冲整流器中使用SCR’而非二极管，则DC电压能够改变它的极性。所得相控转换器能够作为AC/DC整流器或者DC/AC逆变器（二象限转换器）工作。
根据本发明的独立方面，如由装置1上方的箭头指示地，在图21和22这两幅图中，在转换器中在AC和DC部分之间的功率流能够是双向的。参考700事实上指示电力负荷和电源这两者。在这种情形中，12脉冲整流器的每一个二极管具有并联的受控开关以形成双向前端。
它能够有利地被用于具有再生制动器的列车、电动车辆或者升降机的马达：车辆的某些动能和/或势能（由于升高）能够被转换成有用的能量形式，而不是如传统的制动器那样将其作为热量耗散并且经转换的能量能够被反馈到电力网中以由其它车辆使用。
低谐波双向前端包括
-三相电力线100
-根据图11到16C的实施例的谐波消除相间磁性装置1（六边形形状）
-其中每一个二极管具有并联受控开关的12脉冲整流器
-电源或者负荷（700）。
在此情形中，如所讨论的那样，不要求另外的电感器400。
在另一实施例中，当使用根据9A到9D（矩形形状和五个腿）或者根据图10A到10D（星形截面和四个腿）的磁性装置时，低谐波双向前端磁性装置1进一步包括电感器400。

Claims (9)

1.一种谐波消除相间磁性装置，包括
-磁芯，
-能够连接到三相电力网的三个功率输入，
-用于每一个功率输入的至少两个功率输出，所述功率输出被电连接到所述三个功率输入并且能够连接到负荷，
其中当所述装置被连接在三相电力网和负荷之间时，在所述至少两个功率输出中的每一个中流动的分裂电流的基本分量相对于在所述功率输入中流动的公共电流的基本分量以预定角度相移，其中所述磁芯是连通的是并且具有矩形形状；
特征在于
所述磁芯包括三个缠绕腿和两个非缠绕腿，其中所述非缠绕腿的横截面比所述缠绕腿的横截面更细。
2.根据权利要求1所述的谐波消除相间磁性装置，其中所述非缠绕腿的横截面是所述缠绕腿的横截面的一半。
3.根据权利要求1所述的谐波消除相间磁性装置，其中所述磁芯是层叠铁或者铁磁芯。
4.根据权利要求1所述的谐波消除相间磁性装置，其中用于每一个功率输入的功率输出的数目等于二，并且其中所述预定角度的值对于所述输出之一而言等于15°并且对于所述输出之另一个而言等于-15°。
5.根据权利要求1所述的谐波消除相间磁性装置，其中当所述装置被连接在三相电力网和负荷之间时，用于每一个功率输入的所述至少两个功率输出的每一个中流动的公共电流的基本分量具有相同的振幅。
6.AC/DC功率转换器，包括：
-根据权利要求1至5中的一项所述的谐波消除相间磁性装置，
-电力网，
-电感器，
-12脉冲整流器，
-电容器，
-一般负荷。
7.DC/AC功率转换器，包括12个受控开关和根据权利要求1至5中的一项所述的谐波消除相间磁性装置。
8.一种低谐波双向前端，包括
-三相电力线，
-根据权利要求1到5之一所述的谐波消除相间磁性装置，
-其中每一个二极管具有并联受控开关的12脉冲整流器，
-电源或者负荷。
9.根据权利要求8所述的低谐波双向前端，进一步包括电感器。
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