CN1024977C - 扩展清晰度宽屏幕电视视频信号同步系统 - Google Patents

Abstract

公开了在发射和接收之间对多分量添加的电视信号中的信号分量进行同步的装置和方法。所公开的装置包括产生表示视频信号每一水平行间隔中第一象素位置的对准信号的电路。接收机包括分离出对准信号并从其中导出定时信号的电路。该定时信号用于确定接收到的视频信号的各解码分量的象素位置，以利于这些分量的组合。该定时信号还用于对准彩色副载波信号。

Description

本发明涉及使添加的电视信号的各信号分量同步，以便可以在接收机中将它们适当地重新组合，以再现高质量图象的装置和方法。

普通电视接收机（例如，遵循在美国和其它地方采用的NTSC广播标准的接收机）具有4∶3的帧宽高比（显示图象的宽高比）。近来，人们已经对在电视接收系统中采用较大的宽高比（例如，2∶1，16∶9或5∶3）感兴趣，因为，和普通电视接收机的4∶3的宽高比相比，这种较大的宽高比更接近或等于人眼的宽高比。具有5∶3宽高比的电视图象已经受到特别的注意，因为，该比值接近电影胶片的宽高比。但是，简单地发射具有比普通系统大的宽高比的宽屏幕电视系统是与普通宽高比接收机不兼容的。这使得难于广泛采用宽屏幕系统。

因此，最好有一种与普通电视接收机兼容的宽屏幕系统。在申请号为078，150的与本申请共同未决的美国专利申请（1987年7月27日由C·H·Strolle等人提交，题目是“兼容的宽屏幕电视系统”）中，公开了一种这样的系统。

更需要有这样一种兼容的宽屏幕系统，即，该系统考虑到提高或扩展显示图象的清晰度，以便提供极优的图象细节。例如，这种宽屏幕EDTV（扩展清晰度电视）系统可以包含用于提供逐行扫描图象的装置。

已经提出包含如下措施的EDTV系统，即，把代表更详细的图象区的信号插入视频频谱中目前尚未利用或在目前电视标准下未有效利用的部分。在1987年4月21日授予T·Fukinuki等人的美国专利4，660，072中提供了这些建议之一（特此引入作为对比文献）。在Y·Yasumoto等人的文章“利用视频载波的正交调制、带有导向乃奎斯特（Nyquist）滤波器的EDTV系统”（IEEE    Trans·on    Consumer    Electronics，1987年8月，pp173-180）中描述了第二种建议（特此引入作为对比文献），在M·A·Isnardi等人的文章“ACTV系统中的译码问题”（IEEE    Transon    Consumer    Eletronics，1988年2月，pp111-120）中描述了第三种建议（特此引入作为对比文献）。

在Fukinuki的建议中，从原始的高清晰度视频信号中分离出较高频率信息，对该信息进行频率变换使其处于较低频带，然后，将该信息调制在处于传统视频信号频谱中的交变副载波上。该交变副载波信号象传统的复合视频信号的色度副载波信号那样，其频率是水平行频的一半的奇数倍，但是，又和色度副载波信号不一样，从一场到下一场，其相位转变180度。在接收机中，可以将该已调的交变副载波基本上复原。

在接收机中，从已调制的交变副载波中恢复高清晰度信号，将该信号恢复到其原始频带，并加到以传统方式解码的亮度信号上，以产生高清晰度亮度信号。

Yasumoto等人建立使用一种增强信号，后者 可以或者代表高频亮度信息，或者代表把所传送图象的宽高比从4∶3扩展到例如5∶3所需要的边侧画面信息。将该增强信号的频率变换到较低频带上，然后，将其调制到相对于所传送的视频信号的图象载波具有正交相位的载波上。

在接收机中，通过对视频信号的同步解调来恢复该增强信号。然后，将恢复的信号的频率变换到其原始频带，并且，将它与用普通方式处理的视频信号组合，以产生增强的（高清晰度或宽屏幕）电视图象。

Isnardi等人建议把宽屏幕图象的边侧画面低频信息压缩到兼容的NTSC电视信号的水平过扫描区。把边侧画面的高频信息和整个宽屏幕图象的高频信息正交调制到隔行载波上，该载波逐场改变180相位。把第四信号分量（该分量用于从隔行扫描信号重构逐行扫描信号）以同先前组合的三个分量正交的方式调制到视频载波信号上。

在接收机中，将同步解调和帧内处理相结合，用这种技术来恢复四个信号分量。组合这些分量，用以产生扩展清晰度的电视信号。

在上述任一种系统中，在发射机和接收机中用于对所述增强信号进行变换的信号中可能出现轻微的定时误差，或者，在用于确定扩展清晰度和/或放大宽高比的图象的边侧画面和中央画面信息的相对象素位置的信号中，可能出现轻微的定时误差。这些定时误差可能使重构的增强型图象失真，例如，使细节信息的暗区错误地发亮，或者，在大宽高比图象的边侧画面和中央画面接合处出现可见的接缝。

本发明的目的是提供一种在添加的视频信号被接收之后使其各分量同步的装置。该装置包括在视频信号产生系统中的用于产生表征合拍时刻的对准信号的电路系统，以及用于把该对准信号加到添加的视频信号的电路系统。在接收机中，该装置包括用于处理添加的视频信号的对准信号分量、以产生基准时间信号的电路系统，以及用于把所述扩大的视频信号的各分量与基准时间信号对准的电路系统。

图1说明本发明的兼容宽屏幕EDTV编码系统的概况;

图1a示出所公开的系统的编码器的详细方块图;

图1b-1e包括帮助理解所公开的系统的运行的图;

图2-5绘出信号波形以及有助于理解所公开的系统的运行的图;

图13示出包括本发明的解码装置的宽屏幕EDTV接收机的部分方块图;

图6-12以及14-27更详细地说明所公开的系统的各个方面。

各附图中，单线箭头可以代表传输多比特并行数字信号的总线，或者传输模拟信号或单比特数字信号的信号通路。根据所述上下文关系来理解总线或信号通路所传输的信号类型。本领域的技术人员明白：在某些信号通路中可能需要用于提供补偿延迟的装置。为了简化本说明书，图中未示出这些延迟装置。

图1中所示的系统基本上和上述Isnardi等人的文章中提出的编码器相同。

在该系统中，与图1a的更详细说明的系统相同的单元用相同的标号标明。如图1所示，对带有左、右和中央画面信息的初始宽屏幕逐行扫描信号进行处理，以产生四个分离的编码分量。图1中，从图象显示的角度概括地说明这四个分量。第一分量（它包含时间扩展的中央画面象素数据和时间压缩的边侧画面象素数据）是这样处理的，以致导出的亮度带宽不超过4.2MHz的NTSC亮度带宽。按标准NTSC格式对该信号进行色编码，并且，对该信号的亮度和色度分量作适当的预滤波处理（例如，使用场梳状滤波器），以便在标准NTSC和宽屏幕接收机上提供改进的亮度-色度分离。在处理代表第一分量的信号时，代表边侧画面和中央画面各信号部分的相对定时是重要的。在这些分量的相对定时方面的甚至轻微的误差都在重现的图象中产生看得见的接缝。

对第二分量（它包含边侧画面的高频信号信息）进行时间扩展，以便将其水平带宽减小到大约1.1MHz。该分量与主信号（第一分量）空间不相关，因而，要求取专门的预防措施以遮蔽其在标准NTSC接收机中的可见性。下面说明这些预防措施。对于第二分量来说，边侧画面和中央画面各信号分量的相对定时也是重要的。此外，由于下述原因，分量2和分量3正交调制在交变副载波上。设副载波合乎要求地在发射机和接收机之间保持精确 的相位对准。

第三分量中包含中央画面区的5.0至6.2MHz的扩展的高频亮度信息。首先，对该分量进行外差处理，使其占用0至1.2MHz的频率范围，然后，将其变换成标准4∶3格式。所述变换操作使第三分量与主信号（第一分量）空间相关，以遮蔽其在标准NTSC接收机上的可见性。第三分量的压缩的边侧画面信息的带宽是所述中央信息（0至1.2MHz）带宽的1/6。对于第三分量来说，边侧画面和中央画面信号的相对定时、交变副载波信号的相位以及用于使第三信号的频谱在5-6.2MHz和0-1.2MHz之间变换的5MHz信号的频率和相位，都是非常重要的。

已经考虑到可以简化对第三分量信号的处理过程，其方法是：把第三分量信号的整场压缩到中央画面区，而不是如图中所示的那样扩展中央画面部分并压缩边侧画面部分。这种可供选择的技术可能略微降低中央画面的清晰度，提高边侧画面的清晰度，并且，可能简化接收机中用于对第三分量信号解码的电路。这种改变还可能减小用于处理第三分量信号的电路对于代表图象的边侧和中央画面部分的各信号的相对定时的敏感性。

第四分量是用于把接收到的隔行扫描信号变换成逐行扫描格式的垂直-时间辅助信号。将该信号变换成标准的4∶3格式，使其与主信号分量相关，从而，遮蔽其在标准NTSC接收机上的可见性。该垂直-时间辅助信号的水平带宽被限制在750KHz。

图1中，用相应的帧内平均器38、64和76〔垂直-时间（V-T）型滤波器〕处理第一、第二和第三分量，以消除宽屏幕接收机中主信号和辅助信号之间的V-T串扰。仅在1.5MHz以上对第一分量进行帧内平均。对标为X和Z的帧内平均的第二和第三分量进行非线性幅度压缩，然后，用于在方框80中正交调制3.108MHz的交变副载波信号ASC，该ASC信号的相位逐行和逐场地交变180度。在加法器40中，将来自框80的已调制的信号（M）与帧内平均的第一分量（N）相加。加法器40产生的输出信号是4.2MHz带宽的基带信号（NTSCF）。为了帮助接收机与由发射机提供的信号同步，把一种复合同步信号的规定场的每条水平行的第一象素的工作时间的对准信号插入信号NTSCF中，如以下将说明的那样。在方框57中，信号NTSCF和来自滤波器79的750KHz低通滤波后的第四分量（YTN）用于正交调制射频图象载波，以产生NTSC兼容的射频信号。该信号能够经由单一的、标准带宽的广播频道发送给标准的NTSC接收机或宽屏幕逐行扫描接收机。

当用标准NTSC接收机接收时，只看到主信号（第一分量）的中央画面部分。第二和第三分量可能产生一种在正常的观看距离和正常的图象控制旋钮调整位置下看不见的低幅度干扰图案。在具有同步视频检波器的接收机中，第四分量被完全消除。在具有包络检测器的接收机中，对第四分量进行处理，除非该分量由于与主信号相关而看不见。

图1b说明所公开的EDTV宽屏幕系统的射频频谱（包含辅助信息），并把它与标准NTSC系统的射频频谱相比较。在所公开的系统的频谱中，边侧画面高频分量和附加的高频水平亮度细节信息在3.108MHz交变副载波（ASC）频率的两侧延伸大约1.1MHz。V-T辅助信号信息（分量4）在主信号图象载波频率的两侧延伸750KHz。

宽屏幕逐行扫描接收机包括用于重构原始宽屏幕逐行扫描信号的装置。和标准的NTSC信号相比，重均的宽屏幕信号包括具有标准NTSC分辨的左、右边侧画面和具有优异的水平及垂直亮度细节（尤其在图象的静止部分）的4∶3宽高比的中央画面。

两个基本考虑支配着与第一、第二、第三和第四信号分量的生成和处理相关的信号处理技术。这两个基本考虑就是与现有接收机的兼容性和在接收机中的可恢复性。

完全的兼容性意味着接收机和发射机的兼容性，使得现有标准接收机无需专门适配器就可接收宽屏幕EDTV信号并产生标准显示。这种意义上的兼容性要求，例如，发射机图象扫描格式和接收机图象扫描格式相同或在误差容许范围内。兼容性还意味着附加的非标准分量在标准接收机上显示时必须加以物理地或视觉上地隐藏起来。为了实现后一种意义上的兼容性，所公开的系统使用以下技术来隐藏辅助分量。

在宽屏幕逐行扫描接收机中分量1，2和3的恢复是借助于在发射机和接收机中使用帧内平均技术。帧内平均是一种信号处理技术，它这样配制两 种待组合的信号，以致以后能够把它们有效和精确地复原。用于该目的的信号处理方式本质上涉及使两个信号对一个场来说是一样的。帧内平均是实现该目的的一种方便的技术。帧内平均基本上是一种线性的、时变的数字式前置滤波和后置滤波过程。

时域内的帧内平均过程通常由图1c说明，其中，通过对隔开262H的象素（A，B和C，D）的平均处理而使成对场是相同的。每一对中的两个原始都被平均值取代了。图1d就图1的系统说明帧内平均过程。从分量2和3开始，对隔开262H的象素（图象元素）对取平均值，用平均值（例如，X1，X3和Z1，Z3）取代原始象素值。这种V-T平均仅仅发生在一帧内，它不会越过帧边界。就分量1而言，只对大约1.5MHz以上的中央画面信息执行帧内平均，使之对低频的垂直细节信息无影响。在分量1和2的情形下，对包括整个色度频带的亮度（Y）和色度（C）分量的复合信号进行帧内平均。由于隔开262H的象素相对于彩色副载波是“同相”的，所以，该复合信号的色度分量经得住帧内平均处理。对新的交变副载波的相位进行控制，使之正好在隔开262H的象素之外，而且，不同于彩色副载波的相位。这样，当在部件40中把分量2和3（正交调制后）加到分量1时，隔开262H的象素便有（M+A）和（M-A）的形式，其中，M是主复合信号在1.5MHz以上的样值，而A是辅助的已调制信号的样值。

利用帧内平均法，本质上消除了V-T串扰，甚至在存在运动的情况下也是这样。如下文所述，在接收机中，通过对一帧中的隔开262H的象素样值取平均和区别，精确地（即，无交扰地）恢复主信号和辅助信号是容易的。在接收机中，还通过正交解调来分离分量2和3，并且，通过利用同步射频检波器的正交解调来恢复分量4。

在宽屏幕EDTV接收机中，在恢复对准信号和4个视频信号分量之后，对复合信号进行NTSC解码，并且，把它分离成亮度和色度分量。利用从对准信号得到的定时数据，对所有分量进行反向变换，以恢复宽屏幕宽高比，并且，把边侧画面的高频分量与低频分量组合，以完全恢复边侧画面分辨率。将扩展的高频亮度细节信息移到其原始的频率范围，并且，与亮度信号相加，利用借助于辅助信号的时间内插把该亮度信号变换到逐行扫描格式。利用独立的时间内插把色度信号变换到逐行扫描格式。最后，把逐行扫描的亮度和色度信号变换成模拟形式，并且，使之矩阵化，以产生红、绿和蓝色图象信号，以便通过宽屏幕逐行扫描显示装置以予显示。

在讨论图1a的兼容的宽屏幕编码系统之前，参考图2的信号波形A和B。信号A是5∶3宽高比的宽屏幕信号，该信号将被变换成如信号B所描绘的具有4∶3宽高比的标准NTSC兼容信号。宽屏幕信号A包括与第一图象信号相联系并占据间隔TC的中央画面部分，以及与第二图象信息相联系并占据间隔TS的左、右边侧画面部分。在本实施例中，左、右边侧画面呈现基本上相等的宽高比，该宽高比小于处在它们中间的中央画面的宽高比。

图1a更详细地示出宽屏幕EDTV编码系统。参考图1a，作为例子的宽屏幕逐行扫描摄像机10（该摄像机由演播室定时信号发生器2提供的复合同步信号CCPS同步化）产生具有红、绿、蓝分量和5∶3宽高比的、每场525行、每秒60场的宽屏幕彩色信号。与标准的NTSC摄像机相比，宽屏幕摄像机10具有较大的宽高比和较宽的视频带宽。

由图1的编码系统处理的彩色视频信号包括亮度和色度信号分量。亮度和色度信号分量包含低频和高频信息，在以下讨论中分别把这些信息称为“低频分量”和“高频分量”。

在部件12中，把来自摄像机10的宽带宽屏幕逐行扫描彩色视频信号矩阵化，以便从红、绿、蓝彩色信号中导出亮度分量Y和色差信号分量I、Q。在ADC部件14中，以8fsc频率（8倍的色度副载波频率fsc）对宽带信号Y、I、Q取样，用分开的模-数变换器（ADCS）分别把它们从模拟形式变成数字（二进制）形式。然后，在滤波部件16中用分开的垂直-时间（V-T）低通滤波器对数字式Y、I和Q信号进行滤波，以产生滤波后信号YF、IF和QF。这些信号各自具有图2中波形A所表示的形式。所述分开的V-T滤波器是将要讨论的图10d中所示类型的线性时间不变滤波器。这些滤波器略微降低了垂直-时间分辨率，尤其是对角线V-T分辨率，以避免在逐行到隔行扫描变换之后在主信号中出现不需要的隔行人为 现象（例如，闪烁，锯齿边缘和其它与折叠有关的现象）。所述滤波器在图象静止部分中几乎完全保持其垂直分辨率。

在图10d所示的滤波器中，把逐行扫描信号T的一个样值与表示图象的在先和后继行（分别是T₄和T₂）的信号的相应样值取平均值，并且，与在先和后继图象帧（分别是T₅和T₁）的信号的相应样值取平均值，以产生逐行扫描输出信号的样值。信号T₁、T₂、T₃、T₄和T₅的样值的加权因子分别是1/8、1/8、1/2、1/8和1/8。

来自滤波网络16的逐行扫描信号呈现0-14.32MHz的带宽，并且，借助于逐行（P）到隔行（I）扫描变换器17a、17b和17c分别变换成2∶1隔行信号。图22和23中分别示出作为例子的亮度信号YF的逐行到隔行扫描变换器（17c）和色差信号IF和QF的逐行到隔行扫描变换器（17a、17b）。图22还示出一部分逐行扫描输入信号YF的图形，这部分信号具有在所示的垂直（V）和时间（T）平面中的样值A、B、C和X。在图22所示的变换器中，信号YF借助单元2210和2212经历525H的连续时间延迟，以便产生相对于样值B的延迟的样值X和A。用加法器2214把相隔2个场间隔的样值B和A相加，然后把得到的和加到1比2分频网络2216。在网络2218中，从样值X中减去网络2216的输出信号，以产生信号YT。将该信号加到开关2220的一个输出端。开关2220的另一个输出端接收来自延迟单元2210的输出端的延迟信号YF。开关2220以两倍于隔行水平扫描频率的速率工作，并且，把输出信号加到双口存储器2222。存储器2222受读和写控制信号（READ和WRITE）的支配而以8xfsc的速率存储由开关2220提供的样值，并且，以4xfsc的速率并行产生样值YF′和YT。例如，信号READ和WRITE可以是由演播室定时信号发生器2提供的4xfsc和8xfsc信号。

图22中的变换器包括误差预测网络。存储器2222的一种输出信号YF′是预滤波的逐行扫描亮度信号分量的隔行二次取样形式。示于图22中的该网络的另一种输出信号YT包括来源于图象帧差值信息的垂直-时间信息，并且，该输出信号表示在逐行到隔行变换过程中删去的亮度样值的实际值和预测值之间的时间预测误差。信号YT是协助在接收机中重构逐行扫描信号的亮度“辅助”信号。信号YT从本质上补偿了在非静态图象信号情况下预期接收机产生的误差。在图象的静止部分，因为，图象区的象素值从帧到帧不变化，所以，所述误差是零。图2a说明用于产生辅助信号YT的算法。实验证明，实际上，由于人眼对缺少色度垂直和时间细节是不敏感的，所以，色度辅助信号不是必要的。

图23中，逐行扫描色差信号IF（或QF）在加到双口存储器2312之前加到525H延迟单元2310。把交替的各行样值以8xfsc速率写入存储器2312，并且以4xfsc速率从该存储器读出，以产生隔行输出信号IF′（或QF′）。

图23中还示出说明具有与样值C和X相联系的第一和第二行的前扫描输入信号的波形，以及隔行输出信号（以H/2速率扩大的、具有样值C的第一行）。双口存储器2312仅仅输出输入信号的具有扩展的格式的第一行样值（C）。

因为用于隔行扫描信号的水平扫描频率是逐行扫描信号的一半，所以，变换器17a-17c的输出信号IF′，QF′和YF′呈现0-7.16MHz的带宽。在变换过程中，对逐行扫描信号二次取样，取现有象素样值的半数以产生2∶1隔行主信号。准确地说，通过保留每场中的或者奇数或者偶数行，并以4xfsc速率（14.32MHz）读出所保留的象素，从而把每个前扫描信号变换到2∶1隔行格式。随后的对该隔行信号的数字处理过程都是以4xfsc速率进行的。

参考图1a，把网络17c提供的辅助信号YT加到格式编码器78，后者压缩相应于图象边侧画面区的象素值，并且，扩展相应于图象中央画面区的象素值，从而，使分量4辅助信号与分量1主信号相关。用750KHz低通滤波器79在水平方向上对格式编码器78提供的信号进行低通滤波，并且，把它作为辅助信号YTN传送。最好把该辅助信号的频带限制在750KHz以下，以避免该信号在调制到射频图象载波上时干扰广播频谱中下一个较低射频频道。

参考图1a，用水平低通滤波器19a、19b和19c分别对来自变换器17a-17c的隔行宽屏幕信号IF′、QF′和YF′进行滤波，以产生各自具有0-600KHz带宽的信号IF″和QF″，以及具有0- 5MHz带宽的信号YF″。接着，用与边侧一中央信号分离器及处理器部件18相联系的格式编码装置对这些信号进行格式编码处理，把其中每一种信号编码成4∶3格式。图6中示出用作处理器部件18的典型电路系统。

图6中，信号YF″加到具有0-700KHz通带的水平低通滤波器610，以产生低频亮度信号YL。信号YL加到减法组合器612的减数输入端。还把信号YF″加到延迟元件614，后者补偿经由滤波器610时的处理延迟。由延迟单元614提供的延迟信号加到减法组合器612的被减数输入端口。组合器612的输出信号是占据700KHz-5MHz频带的亮度信号YHO。

把延迟信号YF″及信号YHO、YL加到多路分离装置616的各分开的输入端，装置616包括用于分别处理信号YF″、YHO和YL的多路分离（DEMUX）部件618、620和621。以后将参考图8说明多路分离装置616的细节。如图3和4中所说明的，多路分离部件618、620和621分别导出全带宽中央画面信号YC、边侧画面高频分量信号YH和边侧画面低频分量信号YL′。

用时间扩展器622把信号YC时间扩展，以产生信号YE。以对左、右水平扫描区留有余地的中央扩展因子对信号YC进行时间扩展。中央扩展因子（1.19）是信号YE的扩展后的宽度（象素15-740）与信号YC的宽度（象素75-680）的比值，如图3中所示。

用时间压缩器628、以边侧压缩因子压缩信号YL′，以产生信号YO。边侧压缩因子（6.0）是信号YL′的相应部分的宽度（例如，左边象素1-84）与信号YO的扩展后的宽度（例如，左边象素1-14）的比值，如图3中所示。时间扩展器622和时间压缩器628可以是下面将说明的图12中所示的类型。

用图6的装置，以产生信号YE、YH和YO的类似方法，从信号IF″和QF″分别产生信号IE、IH、IO和QE、QH、QO。关于这一点，可参考图7，该图说明用于从信号IF″产生信号IE、IH和IO的装置。以同样的方式从信号QF″产生信号QE、QH和QO。除了低通滤波器710具有0-83KHz通带而不是图6中相应滤波器610的0-700KHZ之外，图7中所示电路系统与图6中所示的一样。

图8说明多路分离装置816，例如，该装置可用作图6的装置616和图7的装置716。从图6的DEMUX616的角度来说明图8的装置。输入信号YF″包含限定图象信息的754个象素。象素1-84限定左边侧画面，象素671-754限定右边侧画面，而象素75-680限定与左右边侧画面略微重叠的中央画面。信号IF″和QF″呈现类似的重叠。正如将要讨论的那样，实验证明，这种画面重叠便于在接收机中组合（接合）中央和边侧画面，使得基本上消除边界人为现象。

DEMUX装置816包括分别与左边侧、中央和右边侧画面信息相联系的第一、第二和第三多路分离器部件810、812和814。每个DEMUX部件具有输入端“A”和输入端“B”，信号YH、YF″和YL分别加到输入端“A”，而消隐信号（BLK）加到输入端“B”。例如，该消隐信号可以具有重现黑色图象（即，OIRE）的电平。部件810从输入信号YH分离出包含左边侧和右边侧画面信息的高频分量的输出信号YH，并且，部件810的信号选择输入（SEL）端接收来自计数比较器817的第一控制电平。该电平表示存在左边侧画面象素1-84和右边侧画面象素671-754。通常，来自计数比较器817的第二控制电平使输入端B的BLK信号而不是输入端A的信号YH耦合到部件810的输出端。部件814和计数比较器820以类似的方式工作，以便从信号YL导出边侧画面信息的低频分量信号YL′。部件812仅仅当来自计数比较器818的控制信号表示存在中央画面象素75-680时，才把来自其输入端A的信号YF″耦合到其输入端，以产生中央画面信号YC。

计数比较器817、818和820借助来自计数器822的计数值输出信号而与视频信号YF″同步，计数器822响应于其频率四倍于色度副载波频率（4xfsc）的时钟信号，并且响应于由演播室定时信号发生器2提供的同步脉冲信号H。来自计数器822的每一个输出计数值对应于沿水平行的象素位置。信号H是时间基准信号它在象素1出现之前1个象素间隔处使计数器822复位。为了避免在重构的图象的边侧和中央画面连接处的可见的接缝，需要使信号H与所处理的射频信号同步。以后将参考图25说明用于产生信号H的装置。

图12说明可以用作图6和7的时间扩展器和压缩器的光栅变换装置。关于这一类，可参考说明该变换过程的图12a的波形。图12示出具有在象素75和680之间的中央部分的输入信号波形S，该波形是用来通过时间扩展过程而变换到输出波形W的象素位置15-740的。波形S的端点象素75和680直接变换到波形W的端点象素15和740。由于时间扩展的结果，中间各象素不是1对1地直接变换的，并且，在许多情况下不是以整数为度来变换的。例如，输入波形S的象素位置76.67对应于输出波形W的整数象素位置17，这说明了后一种情况。

图12中，以4xfsc速率运行的象素计数器提供代表输出光栅上象素位置（1…754）的输出的WRITE ADDRESS信号M。信号M加到PROM（可编程只读存储器）1212，后者包括含有依赖于待执行的光栅变换的性质（例如，压缩或扩展）的程序值的检查表。PROM1212响应信号M而提供代表整数的输出的REDD ADDRESS信号N，以及代表等于或大于零但小于1的小数的输出信号DX。在6比特信号DX＝2⁶＝64，信号DX呈现各种分数部分：0，1/64，2/64，3/64，…63/64。

为了实现信号扩展，举例来说，PROM1212预定产生其值以低于信号M的速率增加的信号N。相反为了实现信号压缩，PROM1212提供其值以高于信号M的速率增加的信号。

视频输入信号S可以是YC、IC、QC、YL′、IL浠QL′之一，用级联的象素延迟单元1214a、1214b和1214c，以产生视频信号S（N+2），S（N+1）和S（N），这些信号是视频输入信号的相互延迟形式。把这些信号加到相应的双口存储器1216a-1216d的视频信号输入端，如公知的那样。信号M加到存储器1216a-1216d中每一个的写地址输入端，而信号N加到存储器1216a-1216d中每一个的读地址输入端。信号M确定输入的视频信号信息将被写进存储器中什么位置，而信号N确定读出该存储器中的哪些值。所述各存储器可以在写入一个地址的同时读出另一些地址。

用包含脉冲峰化滤波器1220和1222的4点线性内插器、PROM1225和两点线性内插器1230（其细节在图12b和12c中示出）来处理来自存储器1216a-1216b的信号S（N-1），S（N），S（N+1）和S（N+2）。脉冲峰化滤波器1220和1222接收包括所示的信号S（N-1），S（N），S（N+1）和S（N+2）的信号组中的三个信号以及脉冲峰化信号PX。如图12d中所示，脉冲峰化信号PX的值随信号DX值的变化而从0变化到1，并且，该值是由PROM1225响应信号DX而提供的。PROM1225包含检查表，并且，按照程序工作，以便响应DX的给定值从而产生PX的给定值。

脉冲峰化滤波器1220和1222分别把脉冲峰化后的互延迟视频信号S′（N）和S′（N+1）提供给两点线性内插器1230，后者还接收信号DX。内插器1230提供（压缩的或扩展的）视频输出信号，其中，输出信号W由以下表达式定义：

W＝S′（N）+DX〔S′（N+1）-S′（N）〕

所述两点内插器和脉冲峰化函数方便地以良好的高频细节分辨率逼近内插函数（SinX）/X。

图12b示出脉冲峰化滤波器1220和1222以及内插器1230的细节。图12b中，把信号S（N-1），S（N），S（N+1）和S（N+2）加到脉冲峰化滤波器1220中的带通滤波器1240，在此处这些信号被分别以系数-1/4，1/2和-1/4加权，然后，如图12c中所示被相加。在乘法器1243中，把滤波器1240的输出信号乘以信号PX。在加法器1244中把乘法器1244提供的信号与信号S（N）相加，以产生脉冲峰化信号S′（N）。脉冲峰化滤波器1222具有相同的结构和操作过程。

在两点内插器1230中，在减法器1232中从信号S′（N+1）减去信号S（N），以产生差值信号，在乘法器1234中，该差值信号乘以信号DX。在加法器1236中把乘法器1234的输出信号与信号S′（N）（该信号已被延迟单元1235延迟，以补偿经由乘法器1234时的处理时间）相加，以产生输出信号W。

参考图1a，借助边侧一中央信号组合器28（例如，时间乘法），把由编码器18产生的信号YE、IE、QE和YO、IO、QO进行组合，以产生具有NTSC兼容带宽和4∶3宽高比的信号YN、IN、QN。这些信号具有图3中所示信号YN的形式。组合器18响应于象素计数器（未示出）而产生这些信号，所述象素计数器可以和图8中示出的计数器822一样。组合器28响应计数器的1和14之间以 及741和754之间的输出值而把压缩的亮度信号YO当作信号YN传递。该组合器响应计数器的15和740之间的输出值而把信号YE当作信号YN传递。组合器28利用与上述的相同的方式分别对信号IO和IE以及信号QO和QE起作用而产生信号IN和QN。为了补偿所组合的信号的传输时间，组合器28还包括适当的信号延迟单元（未示出）。

调制器30，带通滤波器32、H-V-T带阻滤波器34和组合器36构成改进的NTSC信号编码器31。通过调制器30把色度信号IN和QN正交调制在副载波SC上（后者具有NTSC色度副载波频率，其标称值是3.58MHz），以产生已调信号CN。

图9示出调制器30的细节。图9中，信号IN和QN以4倍于色度副载波频率（4xfsc）的速率出现，并且，被分别加到锁存器910和912的信号输入端。锁存器910和912还接收频率为4xfsc的时钟信号，并且，为了在信号IN和QN中转移，锁存器910和912接收频率为2xfsc的开关信号，后者加到锁存器910的反相开关信号输入端和锁存器912的非反向开关信号输入端。由演播室定时信号发生器2提供所述4xfsc和2xfsc信号。加到锁存器910和912的开关输入端的信号支配这些锁存器的输出端，使之交替地呈现高阻抗。锁存器910和912的信号输出端组合成单根输出线;信号I和Q在该单根输出线上交替地出现，并且，被加到非倒相锁存器914和倒相锁存器916的信号输入端。锁存器914和916以4xfsc的频率定时，并且，分别在反相和非反相输入端接收具有色度副载波频率fsc的开关信号。非倒向锁存器914产生正极性样值I和Q的交替序列，而倒相锁存器916产生反极性的I和Q信号，即，-I，-Q的交替序列。锁存器的914和916的输出端组合成单根输出线;在该单根输出线上出现极性相反的I和Q信号对的交替序列，即，I，Q，-I，-Q…等等，它们构成信号CN。该信号由二维V-T滤波器32滤波，然后，在部件36中与水平-垂直-时间（H-V-T）滤波器34提供的信号YP组合。部件36提供的输出信号是具有格式Y+1，Y+Q，Y-I，Y-Q，Y+I，Y+Q，…等等的NTSC编码信号C/SL（分量1）。

图10说明垂直-时间（V-T）滤波器;通过调节加权系数a1-a9，该滤波器能够呈现第一和第二V-T带通（A或B）形式，或者V-T低通形式。图10a的表格说明与用于本发明系统中的V-T带通B滤波器形式相联系的加权系数。H-V-T带阻滤波器（例如，图1a的滤波器34）包括水平低通滤波器1020和图10b中所示的V-T带通B滤波器1021的组合。V-T带通A滤波器是帧梳状的滤波器，其频响特性曲线的峰值对应于已调色度信号频谱的峰值。V-T带通B滤波器也是帧梳状滤波器，但其频响特性曲线的零值对应于已调色度信号频谱的峰值。

在图10b的H-V-T带阻滤波器中，水平低通滤波器1020呈现给定的截止频率，因而，提供滤波后的低频信号分量。在组合器1023中，该信号与来自补偿延迟部件1022的延迟的输入信号以相减的方式组合，以产生高频信号分量。该高频信号分量加到V-T带通B滤波器1021，后者的输出端口耦合到V-T加法组合器1025。在加到加法组合器1025之前，借助网络1024使不自滤波器1020的低频信号分量延迟一个帧。组合器1025的输出信号是H-V-T带阻滤波信号，例如，YP。V-T滤波器1021是有限脉冲响应（FIR）滤波器，例如，图10中所示的滤波器，该滤波器利用图10a中所示的V-T带通B滤波器系数。

图1a和9中的H-V-T带阻滤波器34是1.5MHz以上的帧梳状滤波器，该滤波器除掉亮度信号YN的对应于上移对角线的一部分频率分量。这些频率分量外表上与色度副载波分量相似，因而，将这些频率分量从亮度信号中除去，就在将插入已调色度信号的频谱中构成频段死点。从亮度信号YN中除去代表向上对角运动的频率分量不会明显地降低所显示图象的质量，这是因为：已经测定，人眼对这些频率分量基本上是不敏感的。滤波器34使高达约1.5MHz的所有频率通过，因此，它不会削弱亮度垂直细节信息。

从组合器36输出的中央/边侧低频分量信号C/SL（分量1）包含：（1）待显示的NTSC兼容信息，例如，从宽屏幕信号的中央画面导出的信息，（2）从宽屏幕信号的边侧画面导出的压缩的边侧画面低频分量（包括亮度和色度两者），这些分量构成NTSC接收机显示装置的左和右水平过扫描区（该 区是观看者看不见的）。过扫描区中的压缩的边侧画面低频分量代表宽屏幕显示的边侧画面信息的一个组成部分。另一个组成部分，即，边侧画面高频分量，是由上述处理器18产生的。

参考图1a，用帧内处理器38处理由编码器31产生的信号C/SL，以产生信号N，后者加到加法器40的输入端。由于信号C/SL的帧内图象信息的高度相关性，帧内平均信号N基本上与信号C/SL相同。平均器38仅仅对大约1.5MHz以上的信号C/SL求平均值，以减小或消除主信号和辅助信号之间的垂直-时间串扰。图11a和11b示出高频分量帧内平均器38的细节。

如图11a中所示，帧内平均器38包括具有大约1.5MHz的截止频率的输入水平低通滤波器1110，后者接收信号C/SL。在滤波器1110的输出端产生输入信号C/SL的低频分量，而在如图中所示的那样连续的减法组合器1112的输出端上产生输入信号C/SL的高频分量。在把所述低频分量加到加法器1120之前，部件1114使该分量补偿延迟262H（1场）。在把所述信号C/SL高频分量加到加法器1120之前，用V-T滤波器1116处理该分量。加法器1120的输出信号是信号N。

图11b中详细示出滤波器1116。滤波器1116包括一对262H延迟单元1122和1124。把输入到该滤波器的信号加到延迟单元1122和乘法器1125。延迟单元1122提供的信号加到延迟单元1124和乘法器1126。延迟单元1124的输出信号加到乘法器1127。乘法器1125、1126和1127分别用加权系数a1、a2和a3乘它们各自的输入信号。各乘法器的输出信号加到加法器1130，后者产生C/SL高频分量时间平均信号。加权系数a2保持不变，而加权系数a1和a3从一场到下一场在1/2和0之间交替变换。当系数a3呈现相应的0和1/2值时，系数a1呈现1/2和0值。系数a1和a3的值的转换是与输入信号同步的，因此，仅仅对同一帧中两场的相应的象数值求平均。

参考图1a，借助于与上述编码器31相同的NTSC编码器60，以NTSC格式安排由格式编码器18提供的信号IH，QH和YH。NTSC编码器60的输出信号NTSCH是具有NTSC格式的边侧画面高频分量。图5说明该信号。

用部件62对编码器60所产生的信号NTSCH进行时间扩展，以产生扩展的边侧高频分量信号ESH。准确地说，如图5中所示，所述扩展是通过“变换”过程来完成的，该过程把信号NTSCH的左边侧画面象素1-84映射到信号ESH的象素位置1-377中，即，扩展信号NTSCH的左边侧高频分量，使之占据信号ESH的1/2行正程时间。用相似的方法处理信号NTSCH的右边侧画面部分（象素671-754），使之占据行正程时间的另一半。该时间扩展过程以377/84的倍率压缩了包括信号ESH的信息的水平带宽（该带宽相似于信号NTSCH的带宽）。可以用上述示于图12-12d中类型的装置来实现用于完成时间扩展的所述变换过程。

用图11b中所示类型的网络64对由时间扩展器62产生的信号ESH进行帧内平均，以产生信号X，如图5中所说明的那样。由于信号ESH的帧内图象信息的高度相关性，帧内平均信号X基本上与信号ESH相同。信号X加到正交调制器80的信号输入端。

用具有5MHz-6.2MHz通带的水平带通滤波器70对由逐行至隔行扫描变换器17c提供的信号YF′进行滤波。把滤波器70的代表水平亮度高频分量的输出信号加到幅度调制器72，在该处，该输出信号与5MHz载波信号fc差拍。信号fc是由下面将参考图25加以说明的演播室定时信号发生器2产生的。调制器72包括具有大约1.2MHz截止频率的输出低通滤波器（未示出），以便在调制器72的输出端产生具有0-1.2MHz通带的信号。实际上，由于外差处理和接着的低通滤波的结果，在频率范围5.0MHz-6.2MHz频率范围中的水平亮度高频分量已经移到0-1.2MHz频率范围内。用于外差处理的信号fc的幅度应当大到在用1.2MHz低通滤波器之后，足以保持原始信号的幅度。

用格式编码器74对来自部件72的频移后的水平亮度高频分量进行编码，以便使该信号与主信号C/SL空间相关。编码器74利用上面参考图6-8所述的技术，把频移后的水平亮度高频分量编码成标准的4∶3格式。在对输入到编码器74的信号的中央部分进行时间扩展后，该信号的带宽从1.2MHz大约下降到1MHz，同时，编码器74的输出信号变成与主信号空间相关。边侧画面信息在 由编码器74进行时间压缩之前，在部件72中进行截止频率为170KHz的低通滤波处理。另一方面，有这样的设想：可以用格式编码器74把由调制器72提供的信号均匀地压缩，以致对具有样值1-754的整行进行编码使之占据象素位置15-740，同时，使边侧画面象素位置处在消隐电平。如果采用这种格式编码方法，那么，幅度调制器72中的低通滤波器的带宽从1.2MHz减小到950KHz，这正是所希望的。

用与图11b中说明的相同的装置76对来自编码器74的信号进行帧内平均。平均器76所产生的信号以信号Z的形式加到部件80。由于来自编码器74的信号的帧内图象信息的高度相关性，帧内平均信号Z基本上与来自编码器74的信号相同。调制信号X与Z大体上占据相同的频带（大约0-1.1MHz）。

部件80对两个辅助信号X和Z的大幅度偏移进行非线性伽玛函数幅度压缩，然后，把压缩的这两个信号正交调制到正交相位的交变副载波信号ASC和ASC′上。在所述幅度压缩中使用0.7的伽玛值，因此，每个样值的绝对值自乘到0.7次幂，然后，乘以原始样值符号。伽玛压缩减小了现有接收机上已调信号的可能的干扰性的大幅度偏移的可见性，并且，由于在接收机解码器易于实现编码器中所用的伽玛函数的逆函数，所以，在宽屏幕接收机中能实现预期的复原。

然后，把该幅度压缩信号调制到3.1075MHz的相控交变副载波ASC和正交相关信号ASC′上。信号ASC和ASC′的频率是1/2水平行频的奇数倍（395xH/2）。由下文将参考图25给予说明的演播室定时信号发生器2来产生信号ASC和ASC′。使该交变副载波的相位逐场交替变化180度。该交变副载波的场交替变化相位使信号X和Z的辅助调制信息能够与色度信息重叠，并且，有助于在接收机中使用较简单的场存储器进行辅助信息的分离。在加法器40中将已正交调制的信号M与信号N相加。所得到的信号NTSCF是4.2MHz的NTSC兼容信号。

图24示出部件80的细节。信号X和Z分别加到非线性幅度压缩器2410和2412的地址输入端。压缩器2410和2412是可编程只读存储器（PROM），它们各自包括含有对应于所需要的非线性伽玛压缩函数的程序值的查找表。在部件2412旁边，用瞬时的输入一输出响应曲线表示该函数。来自部件2410和2412的数据输出端的压缩的信号X和Z分别加到信号乘法器2414和2416的信号输入端。乘法器2414和2416的基准输入端接收来自发生器2的具有相互正交的相位关系的相应的交变副载波信号ASC和ASC′。在组合器2420中，将乘法器2414和2416的输出信号相加，以产生已正交调制的信号M。参考图1a，加法器40将信号M和N相加，以产生信号NTSCF。

从由逐行到隔行扫描变换器17c提供的信号YT中导出第四分量或辅助信号。由逐行到隔行扫描变换器17c所产生的亮度细节信号YT呈现7.16MHz的带宽;用与参考图6和8所说明的相同的格式编码器将信号YT按4∶3格式编码。用滤波器79对由格式编码器78提供的信号进行截止频率为750KHz的低通滤波，以产生信号YTN。在时间压缩之前，用格式编码器78的输入低通滤波器对边侧部分进行截止频率为125KHz的低通滤波。该滤波器与图6中所示装置的输入滤波器相当，但其截止频率为125KHz。除去所述边侧部分的高频分量。于是，信号YTN与主信号C/SL空间相关。

分别用数-模变换（DAC）部件53和54把信号YTN和NTSCF从数字形式（二进制）变成模拟形式。把由DAC54提供的信号加到模拟开关8的一个输入端，模拟开关8的另一个输入端耦合接收由模拟开关6提供的信号。由演播室定时信号发生器2提供的信号SC2支配模拟开关8，以便把或者来自DAC54的有效视频信号和来自定时信号发生器2的复合同步信号，或者来自信号源4的外部视频信号EV和信号OCPS，加到射频正交调制器57的一个输入端。开关9受控于信号SC2，以便把或者来源于DAC53的辅助信号，或者来自外部视频信号源4的辅助信号，加至调制器57的另一个输入端。正交调制器57以正交方式把加到其输入端的两个信号调制到射频载波上。随后，把射频已调信号加到发射机55，以便经由天线56播放出去。

如上所述，演播室定时信号发生器2产生用于宽屏幕逐行扫描摄象机10的复合同步信号，用于 宽屏幕EDTV编码器的各种时钟信号、载波和定时信号，以及加到待发射的EDTV信号上的复合同步和对准信号。发生器2可以用内部自激振荡器来产生这些信号，或者，可以与由信号源4提供的外部视频信号EV强制同步。因此，外部视频信号源4是任选的。如果没有信号源4，那么，该系统将自身同步。如果有信号源4，那么，该信号源可以仅仅用于同步目的，或者，该信号源可以为开关8和9提供编码的视频信号，这时，这些开关就不必从DACs53和54的输出端得到编码的视频信号。把由演播室定时信号发生器2提供的复合同步信号OCPS插入待发射的信号中（无论这些信号是由DACs53和54提供的，或者由外部视频信号源4提供的）。这种线路接法使本地电视演播室中的设备能够与例如由网络提供的节目同步。如果要在没有令人烦恼的开关人为现象的情况下，使本地节目与来自其他信号源的节目混合的话，那么，这种类型的同步是重要的。

以下是图25中所示典型的电路系统的概括，该电路系统可用作演播室定时信号发生器2。把由压控振荡器（VCO）2520产生的第W个信号8xfsc加到计数器2524。由计数器2524提供的计数值（信号PC）表示被ADCs4数字化的象素在水平行上的位置。把信号PC加到ROM2526上，后者产生表示在每一信号行上发生的各种过程（例如，水^O平消隐和同步）的定时信号。ROM2526为计数器2534提供信号C910，后者在由摄象机10提供的每条信号水平行上有1个脉冲。计数器2534产生表示由被ADC14数字化的样值构成的行的垂直位置的信号LC。把信号LC加到ROM2536上，后者产生一种限定每场或每帧发生一次的过程（例如垂直消隐）的信号。把信号PC和LC加到各个ROM2530、2532、2540、2542、2544和2546上，这些ROM产生限定由发生器2提供的其它定时和振荡信号的信号。演播室定时信号发生器2还提供开关信号SW1和SW2，以及模拟复合同步信号CCPS和OCPS。

为了简化对于定时电路系统的说明，省去一些补偿延迟单元，为了把定时发生器2所产生的信号输送到图1a中所示电路系统的其余部分，这些补偿延迟单元可能是必要的。数字信号电路设计领域的技术人员将知道，在具体的系统中，何处需要这种延迟单元。

图25是适用于演播室定时信号发生器2的电路系统的方块图。图25中，把信号EV加到传统的同步信号分离电路2510中，信号EV包括编码的宽屏幕EDTV信号的同相分量以及来自外部视频信号源4的相关的水平、垂直和色同步信号分量。电路2510分别产生同步门信号BG和外部水平及垂直同步信号EHS、EVS。

信号EV还加到色度带通滤波器2512上，该滤波器使信号EV的色度频带分量通过，而相对地排斥任何其它分量。滤波器2516的输出端耦合到模拟门电路2514，后者受控于同步门信号BG，以便把信号EV的色同步信号分量BURST加到鉴相器2516的一个输入端。鉴相器2516的另一个输入端耦合接收由ROM2526提供的信号C8。如下所述，信号C8具有基本上与信号BURST相同的频率fsc。

鉴相器2516产生正比于信号BURST和信号C8之间的瞬时相差的输出信号。该相差信号加到环路滤波器2518上。环路滤波器2518对该相差信号进行积分，以产生正比于信号BURST和信号C8的初始频率之间的频差的输出信号，所述初始频率与VCO2520的自激频率相关。该频差信号加到VCO2520的控制输入端。VCO2520包含谐振晶体2522，后者控制该VCO使之具有大约8倍于fsc的自激频率。VCO2520的频率为8xfsc的输出信号加到11比特计数器2524的时钟输入端CLK。计数器2524提供的11比特输出信号PC（象素计数）加到ROM2526的地址输入端。ROM2526是2048x9比特器件，它按程序工作，以响应加到其地址输入端的计数值而产生各种输出信号。这些信号之一C8在4个连续的计数值的情况下处于逻辑零状态，然后，在其后的4个连续的计数值的情况下处于逻辑1状态。因为计数值以8xfsc的速率递增，所以，信号C8的频率基本上等于fsc。如上所述，该信号加到鉴相器2516。

鉴相器2516、环路滤波器2518、VCO2520、计数器2524以及ROM2526的组合构成锁相环路，该环路产生频率为8xfsc的信号，该信号锁相于外部视频信号EV的色同步信号分量。如上所述，信号EV是任选的信号。如果不存在信号EV，该环路就以VCO2520的自激频率工作。

该锁相环路还同步于外部水平信号EHS。该信号加到或门2528的一个输入端。或门2528的另一个输入端耦合接收ROM2526提供的信号C1820。信号C1820包含每经过信号8xfsc的1820个连续脉冲就出现一次的脉冲。或门2528的输出端耦合到计数器2524的复位输入端R。对于标准NTSC信号和宽带EDTV信号，信号C1820具有基本上与水平行同步信号相同的频率。当存在信号EHS时，由计数器2524产生的象素计数信号PC同步于外信号源。当不存在EHS时，该锁相环路自身同步。

ROM2526还产生这样一些信号，这些信号限定4xfsc时钟信号（4xfsc），2xfsc时钟信号（2xfsc），输出视频信号（H）的水平行上第一有效象素部分的定时，输出视频信号的水平同步信号（OHS）的水平消隐信号的定时，定时窗口（输出信号的色同步分量插入其中）以及信号C910，后者包含每经过信号CK8的910个连续脉冲就出现一次的脉冲。信号C910限定由逐行扫描摄象机10提供的视频信号的每条水平的起点。该信号加到计数器2534的时钟输入端CLK，计数器2534和ROM2536一起为摄象机10和由编码器产生的输出视频信号产生帧频定时信号。

计数器2534是产生输出信号LC（行计数）的11比特计数器，该输出信号加到ROM2536的地址输入端。由ROM2536提供的信号C1050加到或门2538的一个输入端，该或门2538的另一个输入端耦合接收由同步信号分离电路2510提供的外部垂直同步信号EVS。信号C1050包含每经过1050个信号LC的连续值就出现一次的脉冲，并且，具有基本上和信号EVS相同的频率。或门2538的输出端耦合到计数器2534的复位输入端R。或门2538产生的信号支配所述计数器，使之相对于由逐行扫描摄象机10产生的视频信号的每场而使自己的计数值复位一次。摄象机10，外部视频信号EV由宽屏幕EDTV编码器产生的输出信号的场频是相同的。

ROM2536响应行计数信号LC而产生信号FID，后者包括关于当前场的场识别符（即0，1，2）。如下所述，该信号用于产生交变副载波信号ASC和ASC′，色同步信号，5MHz外差载波fc，并且，用于分别限定摄象机10的帧同步信号CVS和视频输出信号的帧同步信号OVS。此外，ROM2536还产生信号OVB（该信号限定输出视频信号的垂直消隐间隔），信号01E（它指明信号LC代表的行是该场中的奇数行或偶数行），以及信号L22（它表示LC的值什么时候对应于输出视频信号的每场的行22）。

为ROM2530编程，使之响应地址输入信号而产生交变副载波信号ASC和ASC′，所述地址输入信号包含由计数器2524提供的象素计数信号PC，以及由ROM2536提供的信号FID和O/E。信号ASC和ASC′是正交相位相关信号，具有395xfh/2（1/2水平行扫描频率的395倍）的标称频率。ROM2536的地址信号中包含信号FID和O/E，因此，如上所述，信号ASC和ASC′的相位可以逐行或逐场改变180°。信号ASC和ASC′是8比特取样数据信号，具有4xfsc的取样速率。由于信号ASC和ASC′具有逐行逐场的已知的相位变化（即，180°），所以，ROM2530可以包含代表交变副载波信号的两个水平行周期的样值。

在本发明的本实施例中，ROM2532以同样方式产生5MHz信号fc。该信号的频率和相位不依赖水平行扫描信号。或者输出视频信号的彩色副载波信号。但是，可能需要逐行或逐场改变该信号的相位，以免它使重构的图象失真。因此，在产生的ROM2532的地址信号中包含了信号FID和O/E以及信号PC。信号fc也是8比特取样数据信号，具有4xfsc的取样速率。ROM2532可以存储在信号fc的一个至4个水平行间隔中表示的样值。

ROM2540响应包含信号PC、FID和LC的地址信号而产生信号OVS，后者表示输出视频信号的垂直同步信号的各种分量的同步。ROM2540的输出信号OVS是1比特二进制信号，当垂直同步信号在分别相应于黑色电平（即，O    IRE）和同步脉冲顶部（即，-40    IRE）的值之间变化时，该1比特信号时常在逻辑1和逻辑零状态间变换。

另一个ROM2560响应包含信号分量PC、LC和FID的地址信号而产生信号CVS，后者表示逐行扫描摄象机10的垂直同步信号的各种分量的同步。

ROM2542响应包含信号PC、O/E和FID的地址输入信号而产生取样数据色同步信号，后者 插入输出视频信号的每条水平行的色同步间隔中。ROM2542包含三态输出级，后者响应色同步选通脉冲信号BF，仅仅在色同步脉冲间隔期间提供8比特取样数据色同步信号，而在其他所有时间，在ROM2542的输出端形成高阻抗。

ROM2544产生对准信号，后者在由每场的第22个水平行间隔限定的时间内插入输出视频信号中。把信号PC和FID相组合，以产生ROM2544的地址输入信号。ROM2544包含三态输出级，后者响应信号L22而使对准信号仅仅在每个输出视频的第22个水平行间隔期间出现在其输出端。在所有其他时间，在ROM2544的输出端呈现高阻抗。因为，由ROM2544提供的对准信号每经过视频信号的四个场就倒相一次，所以，信号FID被加到该ROM上。如下所述，在接收机中检测这种倒相，以便把接收机的4个场的顺序与发射机的4个场的顺序对齐。ROM2542和2544的输出端耦合在一起，并且，耦合到数-模变换器（DAC）2554的输入端。

DAC2554是用于演播室定时信号发生器上的电路系统的一部分，用于产生模拟复合同步信号OCPS，用于上文参考图1a所述的模拟开关6和把信号OCPS插入输出视频信号中。为了产生信号OCPS，在或门2546中把信号OHS和OVS相组合，以产生模拟开关2552的控制信号。开关2552受该控制信号的支配，使得在门电路2546的输出信号表明存在同步信号时，让由同步脉冲顶部信号源2550提供的模拟值（例如，-40    IRE）通过。而在其他情况下，让消隐信号（例如，0    IRE）通过。模拟开关2552的输出信号加到另一个模拟开关2556的一个输入端。开关2556的第二输入端耦合接收由DAC2554提供的组合的色同步和对准信号。模拟开关2556受控于由或门2558提供的信号，以便在每行的色同步脉冲时间内让色同步信号通过，而在每场的第22行让对准信号通过。在其他所有时间，开关2556让由模拟开关2552提供的信号通过。输入到或门2558的信号是来自ROM2526的色同步选通信号，以及第22行信号L22。

用类似于用来产生信号OCPS的装置来产生逐行扫描摄象机10的复合同步信号CCPS。摄象机垂直同步信号CVS加到或门2570的一个输入端，该或门的另一个输入端耦合接收ROM2526提供的摄象机水平同步信号CHS。或门2570的输出信号耦合到模拟开关2568的控制输入端。开关2568受控于该信息，以便在或门2579提供的信号所表示的同步信号期间让来自同步脉冲顶部信号原2564的模拟值（-40    IRE）通过;而在其他情况下，让来自信号源2562的消隐电平（0    IRE）通过。模拟开关2568的输出信号是摄象机复合同步信号CCPS。

如上关于图1a所述，模拟开关6和8响应各自的控制信号SC1和SC2，以便有条件地把外部视频信号EV插入上述宽屏幕EDTV编码系统的输出信号中，并且，无条件地把复合同步信号CCPS插入所述输出信号中，与视频信号源无关地插入信号OCPS，这确保本地产生的EDTV信号与外部（例如，网络）信号同步。

产生控制信号SC1和SC2的过程如下。参考图25，同步信号分离电路2510产生信号ESP，后者指明什么时候存在外部视频信号EV。信号ESP加到开关2573的一个电极，该开关的另一个电极耦合到逻辑零信号源2572。开关2573的滑动片是手控的：当它耦合到信号ESP，并且，存在外视频信号EV时，编码系统被旁路，信号EV既用于产生同步信号OCPS和CCPS，又用于提供编码器的视频输出信号;当该滑动片耦合到信号源2572时，信号EV仅用于产生同步信号，实际的视频信号由宽屏幕EDTV编码器从摄象机10提供的信号中产生。当不存在信号EV时，同步信号在没有基准信号的情况下由信号发生器2产生。

为了产生信号SC1，通过倒相器2574，把开关2573提供的信号倒相，然后，在与门2576中与信号L22逻辑与。与门2576的输出信号加到或门2578的一个输入端。或门2578的其它两个输入端耦合接收输出的水平和垂直消隐信号OHB和OVB。或门2578的输出信号是控制信号SC1。控制信号SC2是由开关2573提供的信号和信号SC1的逻辑或。

工作时，当由开关2573提供的信号具有逻辑1值时，编码器的输出信号是外部视频信号EV，后者包含水平和垂直同步信号分量以及插入由信号SC1限定的消隐区中的信号OCPS的色同步信号分量。信号OCPS的对准信号分量被除去;包含在信号EV中的对准信号分量与该信号一起通过开 关6和8。外部视频信号EV的对准信号分量不重写，以保持在产生该信号时建立的定时关系。因为，对准信号是在对视频信号编码时产生的，所以，在该视频信号被解码之前最好不改变该信号。

当控制信号SC2具有逻辑零值时，将水平和垂直同步信号以及包含在OCPS信号中的色同步信号插入视频信号中，后者是在由信号OHB和OVB限定的消隐间隔中由编码器产生的;把信号OCPS的对准信号分量插入所产生的视频信号的第22行。

如上所述，对准信号用于使编码系统与解码系统同步。对准信号的格式不是固定不变的。该信号可以是若干种不同信号中的任何一种，下文将介绍其中的二种。在本实施例中，对准信号用于把在视频信号每个水平行上的第一个有效的视频样值的同步限定在5毫微秒（ns）之内，从而，确保信号ASC，ASC′和Fc在映播室和接收机之间有适当的相位对准。

图25a说明由定时电路系统2产生的色同步选通脉冲信号BF，输出水平消隐信号OHB和定时基准信号H。为了对比，图25a中包含了信号EV。正如图25a中所示波形所表明的，由计数器2524提供的信号PC的值与信号OHB的正跃迁一致地复位到零。由信号H表示的第一有效取样时间发生在PC等于308时。在水平消隐间隔开始之前的取样时间是PC等于1819时。

在NTSC标准下，对于视频信号的每一行来说，色度副载波信号的相位是预定的。这样，对于特定的行来说，第一次取样时间的相位值决定于色同步信号的相位，所述行是奇数行或偶数行以及所述行出现在4个场的序列中的那个场。水平行上第一个象素的采样时间还对应于交变副载波信号ASC、ASC′的预定相位，并且，对应于外差载波信号fc，因为，在对准信号发生器中，这些信号是从象素计数信号PC导出的。

在接收机中，将对准信号复原，该信号用于调整4xfsc取样时钟信号的相位，并且，用于调整脉冲分频电路，后者从取样时钟信号产生水平行同步信号。该脉冲分频电路还用于再生交变副载波信号ASC、ASC′以及外差载波信号fc。下面参考图26来说明该同步电路系统。

在本实施例中，把对准信号插入编码器所产生的视频信号的第22行。该行是在信号的有效视频部分，而不是在垂直消隐间隔。该对准信号被插入与垂直消隐间隔相对立的有效视频区，这是因为，在许多电视广播和电缆广播设备中，在信号处理过程中先把同步信号从视频信号中除去，然后，在发射之前重新插入。本发明人注意到：除去和重新插入同步信号的操作可能在由广播和电缆广播设备提供的信号中产生轻微的定时误差。这些定时误差以所显示的图象相对于原始图象的水平或垂直位移的形式出现，或者，以在显示的图象中产生的色差的形式出现。如上面在发明背景中所述的，在本文所述系统中，这类定时误差可能在所产生的图象中引起另外的失真。在本实施中避免了这些误差，这是因为：在所述设备中，把限定接收机中各种信号分量的同步的对准信号插入待处理的信号的有效视频区的垂直过扫描区中，因此，该对准信号在信号处理过程中不会被除去。但是，也可以设想把该对准信号插入垂直消隐间隔中。

用于本实施例中的对准信号是重复的伪随机噪声（PN）序列，已经对它进行限带处理，使之与NTSC视频信号的频谱一致。利用PN序列作为时间基准的技术是众所周知的。例如，参见W.Peterson的“纠错码”一书，MIT出版社，1961年，PP147-148。还有另一种对准信号，该序列是2T平方余弦脉冲，在存入ROM2544之前，已对该脉冲进行非表因滤波（non-causally    filterd）。

用于本实施例的特殊的PN序列包含31比特信息，并且，在每场的第22个水平行间隔中重复6次。因为，所发送的信号被限带在4.2MHz，所以，用于对准信号的PN序列的每一比特用4个4xfsc样值表示。当经由高噪声传输频道接收视频信号时，在接收机中可以对该序列的6个重复值取平均，以提高第一取样时间测定的精度。图25b说明该对准信号的同步。

在图25b的顶部一行上示出PN序列的开始的12比特。完整的PN序列包含31比特：0，0，0，0，1，0，0，1，0，1，1，0，0，1，1，1，1，0，0，0，1，1，0，1，1，1，0，1，0，1。正如该对准信号的波形（图25b中示出的第二波形）所说明的，PN序列的零和1电平分别对应于代表0IRE和100    IRE的数字式样值。对PN序列的限带处理把该对准信号的上升和下降时间限制在信号 4xfsc的两个取样周期，即，140毫微秒。图25b中说明的对准信号是由ROM2544响应信号PC的逐个值而提供的，信号PC以8xfsc的速率增值。当PC等于312时，提供对准信号的第一重复段的第一样值，而当PC＝1816时，提供该对准信号的第六重段的最后一个样值。

另一种对准信号是图25c所说明的非表因滤波的2T余弦平方脉冲。产生该对准信号的过程如下所述。利用方程（1）产生余弦平方2T脉冲的样值SC：

SC＝0    当N＝0至3时

SC＝｛1-cos〔2PI（N-3）/7〕｝/2    当N＝4至

9时    （1）

SC＝0    当N＝10至40时

其中，N是具有4xfsc的取样频率的取样次数的计数。

然后，把样值SC加到全通滤波器。典型的全通滤波器的传递函数AF（z）表示于方程（2）中，其中，z是z变换变量。

AF（z）＝1.291（0.744z²-1.2z+1）/（z²-1.2z+0.774） （2）

图25d中示出实现该滤波器的电路系统。因为，该滤波器以相同的增益但以不同的相位响应让所有频率通过，所以，称它为全通滤波器。该滤波器具有Z平面的一对复极（complex    pole）和一对复零（complex    zero），它们处在相同的对应的角度上，但具有反向的半径。

图25c示出的信号F是该全通滤波器响应2T脉冲而产生的输出信号。该信号具有基本上与2T脉冲相同的频谱（因为，产生该信号的滤波器是全通滤波器），但是，该信号在时间上展开，因此，与未滤波的2T脉冲相比，对脉冲噪声失真较不敏感。在用作对准信号之前，对限定信号F的40个样值的序列进行时间反转处理，使得样值零滤波后变成样值40，而滤波后的样值40变成样值零。在每一场的第22个水平行间隔中，将该时间反转后的序列重复6次，以产生对准信号。

在接收机中，对该对准信号的各次重复部分进行累加处理，把得到的信号加到具有方程（2）所示的传递函数的滤波器上，这样，就基本上恢复了时间反转的2T脉冲。复原的2T脉冲的任何脉冲噪声失真都将在时间上被展开。

图13中，天线1310接收广播的兼容宽屏幕EDTV隔行电视信号，该信号被加到NTSC接收机1312的天线输入端。接收机以通常方式处理兼容的宽屏幕信号，以产生具有4∶3宽高比的图象显示，同时，宽屏幕边侧画面信息一部分（即，低频分量）被压缩在观看者看不到的水平过扫描区中，而另一部分（即，高频分量）被包含在已调交变副载波信号中，后者在标准接收机工作时产生的显示中，从视觉上看是隐藏起来的。

图13中，天线1310接收到的兼容宽屏幕EDTV信号也加到宽屏幕逐行扫描接收机1320，后者能够显示具有例如5∶3大宽高比的电视图象。输入部件1322处理接收到的宽屏幕信号，部件1322包括射频调谐器和放大电路以及同步视频解调器（正交解调器），后者产生代表射频电视信号的同相分量的基带视频信号（NTSCFA）和代表射频电视信号的正交相位分量的信号（YTNA）。模拟-数字（ADC）变换电路1323将信号NTSCFA和YTNA数字化，以产生数字信号NTSCF和YTN。该ADC电路以4倍于色度副载波频率的取样速率（4xfsc）工作。

模拟和数字形式的信号NTSCF两者加到接收机定时信号发生器1325。模拟信号用于产生粗同步分量，而数字信号的对准信号分量用于产生细调各同步分量。可选择的方法是，可以把代表对准信号的正交分量的数字形式的信号YTN加到发生器1325，以改善同步信号的细调。接收机定时信号发生器1325响应水平和垂直同步信号分量、色同步信号分量和信号NTSCFA的对准信号分量，而产生用于接收机的各种定时信号。这些定时信号包括：4xfsc时钟信号CLK4;时钟信号ICK（其负跃迁的发生与接收到的彩色副载波信号的I差色信号相位一致）;两个信号ASC和ASC′（它们代表正交交变副载波信号，并且，基本上与编码器产生的同名的信号相同）;信号fc（它代表在处理EDTV信号的分量3时用于编码器的5MHZ外差载波信号）;以及信号H（它指明信号NTSCF的水平行间隔中哪一个样值是第一有效视频样值）。如下所述，这些信号用于宽屏幕逐行扫描接收机1320。

下文是图26中所示的典型的接收机定时信号发生器1325的工作概括。该发生器包括锁相环路系统，后者产生时钟信号CLK4，该信号的频率基 本上等于4xfsc，并且，与信号NTSCFA的色同步信号分量同步。对该信号的脉冲计数，以产生象素识别信号PID和内部水平同步脉冲IHS。微处理器2640响应信号IHS和信号L22（该信号表示每场的第22水平行的有效象素间隔），以收集对准信号的样值，并使这些样值与存储在ROM2650中的对准信号的存储形式相关。微处理器2640根据这种相关性调整信号CLK4和IHS的相位，使得它们与对准信号对齐到5毫微秒之内。微处理器2640还产生信号FID，后者指明NTSC4场的序列中哪一场是当前要处理的场。信号PID和FID作为地址信号加到定时信号发生器内部的各ROM，以产生信号ASC，ASC′和fc。

准确地说，在图26所示装置中，模拟同相信号NTSCFA加到传统的同步信号分离电路2610，后者从信号NTSCFA中分离出水平行同步信号Hs和垂直场同步信号Vs。信号Hs加到10比特计数器2612的相应的复位和时钟输入端。该计数器的输出信号是当前场中的ADC1323正在提供的信号NTSCF和YTN的样值的行数。该信号加到产生信号L22的第22行检测器2614。信号L22是每场出现一次的脉冲，该脉冲复盖该场的第22个水平间隔。

电路2610还产生色同步选通脉冲BG。该信号加到传统的锁相环（PLL）2616，后者利用该色同步选通脉冲，从信号NTSCFA分离出色同步信号分量。包括谐振晶体2617的PLL2616再生色度副载波信号Fsc，后者锁相于信号NTSCFA的色同步信号分量。信号Fsc加到传统的可控相移电路2618的一个输入端。电路2618响应加到其控制信号输入端的模拟相移控制信号pH，而使信号Fsc的相位偏移介于-45度和+45度之间的一个角度。相移控制信号pH是由微处理器2640经由DAC2654提供的。下文将参考图26a直至26f说明信号pH的产生过程。

电路2618提供的相移信号Fsc加到另一个PLL2620。PLL2620可以具有传统的结构，它提供频率基本上等于8xfsc、并锁相于信号Fsc的输出振荡信号CLK8。信号CLK8加到分频器2622，后者将信号CLK8的频率二等分，以产生信号CLK4。

信号CLK4加到10比特计数器2624的时钟输入端。计数器2624的输出信号是信号PID，当系统被同步化时，信号PID包含ADC′s1323提供的信号NTSCF和YTN的每一个样值的样值标号，该标号以水平消隐间隔的起点为基准。如下所述，该样值标号用于产生各种定时和同步信号。信号PID加到解码电器2638的输入端。电路2638产生脉冲信号IHS，在信号CLK4的与信号PID的值等于909一致的一个周期内，信号IHS处于逻辑1状态。

信号IHS加到数据写控制电路2642的输入端。电路2642响应信号IHS、CLK4、L22以及准备写信号WRDY而为先入先出（FIFO）存储器2644产生写请求信号WREQ。FIFO2644响应信号WREQ而存储加在其输入端的信号NTSCF的样值。当FIFO准备接收新的样值时，它把作为信号WRDY的逻辑1值加到数据写控制电路系统2642。FIFO2644受控于信号WREQ而存储下述时间内出现的信号NTSCF的所有值，即，在此时间内，信号L22表明正在提供来自场的第22个水平行间隔的样值，并且，出现信号IHS的脉冲。当使信号IHS与对准信号适当地对齐时，该操作把信号NTSCF的完整的对准信号分量存入FIFO2644中。

在本发明的另一个实施例中，信号WREQ还加到FIFO2646（用虚线表示），以支配FIFO2646去存储代表信号YTN的第22个行间隔的样值。微处理器2640利用这些样值，使接收到的对准信号与存储的对准信号相关，从而，使接收机中所用的定时信号与演播室中所用的定时信号同步。在该可供选择的电路中，来自FIFO2646的信号WRDY与由FIFO2644提供的信号WRDY逻辑与以便用于数据写控制电路2642。

在下一个场间隔期间，从FIFO2644读出在场的第22个水平行间隔中存储的样值。微处理器2640通过重复引发脉冲信号WREQ而经由总线RDATA从FIFO2644读出数据。该FIFO通过把作为信号RRDY的逻辑1值加到微处理器2640上而表示已准备好提供下一个样值。当读出FIFO2644所存储的最后一个数据值时，该FIFO把作为信号END的逻辑1值加到微处理器2640上。当微处理器2640接到1取值的END信号时，它引发脉冲信号RST，后者反过来使 FIFO2644复位，允许它接收下一场的数据。在本发明的另一个的实施例中，FIFO2646提供信号PRDYJ、ENDJ和JDATA，它们对应于FIFO2644所提供的信号RRDY、END和RDATA。将信号END和ENDJ逻辑或（未示出），使得它们中的任一个都可以向微处理机2640表示有用数据的结束。

使从FIFO2644（作为选择方案，也可以从FIFO2646）读出的数据与存储在ROM2650中的样值相关，PN序列的这些样值基本上与存储在演播室定时信号发生器2的ROM2544中的对准信号值的一个重复段相同。当所述滤波的和时间反转的2T脉冲用作对准信号时，存储的对准信号大体上是用于产生该对准信号的2T脉冲的时间反转形式。

为了获得接收到的对准信号和所存储的对准信号之间的尽可能紧密的相关性，微处理器2640借助加到计数器2624的预置值（PV）输入端的信号调节信号IHS的相位。当出现信号IHS的脉冲时，加到所述计数器的PV输入端的信号IHS的瞬时值被作为起始计数值而装入。微处理器2640通过改变加到相移电路系统2618的相移信号pH的值来调节信号CLK4的相位。对接收到的每场信号重复所述相关处理步骤，以便将接收机的同步性保持在限定的公差（即，5毫微秒）范围内。实际上，信号PV和pH是时间基准信号，它们把从信号PSC和计数器2624导出的信号与上面参考图1a所述的宽屏幕EDTV编码器所产生的相应信号对准。

在本实施例中，ROM2650含有所存储的控制微处理机2640的功能的程序。除了ROM2650之外，微处理机2640在所述相关处理过程中还使用RAM2648作为中间结果存储器。

用图26a至26f中所示的程序框图来说明微处理器2640所进行的上述相关处理。为了简化对该相关处理的说明，该说明在下面一开始就假定PV序列对准信号的样值存储在FIFO2644中。将对使用FIFO2646以及使用时间反转的2T脉冲作为对准信号这些对所述处理过程的变更进行单独的说明。

以下是图26a至26c中的流程图所表示的所述处理过程的概况。在对微处理器所用的存储单元进行初始化处理（步骤2662至2664）之后，图26a中的程序从FIFO2644中取出样值，并把它们存储到数据阵列ACC的124个存储单元中（步骤2666，2668和2680）。如果程序断定（步骤2674）在行22期间的适当时刻未取到样值，那么，程序就支配该微处理器改变加到计数器2624（步骤2676）的预置值PV，以修正定时误差，然后，重复各取样存储步骤。

在图26b中，程序支配微处理器2640，使之计算一序列乘积和值。每个乘积和值代表存储在阵列ACC中的每个样值与来自基准阵列REF的相应值的乘积之和，所述REF存储对准信号的一个重复段。不同的和一积值表示来自阵列ACC和REF的各样值的不同对准度。在计算不同的乘积和值过程中，该微处理器（在步骤2698）确定最大和一积值和产生该最大乘积和值的阵列ACC和REF的对准度。

图26c所示的各程序步骤利用图26b所示的相关操作的结果来计算相位调整信号PH和信号PV的新的值。这种调整使图26中所示电路产生的定时和时钟信号与用于宽屏幕EDTV编码器的相应信号适当对准。

图26a中，所述相关处理以方框2660标记的START开始。例如，该方框代表微处理器在开始所述相关处理之前所执行的任何初始化步骤。在系统初始化之后，微处理器在步骤2662中等待信号L22的负跃迁。这种跃迁标记着场的第22个水平间隔的结束。当检测到该跃迁时，应当把对准信号存入FIFO2644中。在步骤2664中，微处理器2640将存储单元阵列ACC中的每一个项目置O，并且，将变量SCCOUNT置零、将输出信号PV和DPH置O。阵列ACC用于累加对准信号的各个重复段;变量SCCOUNT保存以FIFO2644读出的样值的计数。在步骤2666中，微处理器2640从FIFO2644读出样值，把该样值赋予变量RDATA。在步骤2668，微处理器使样值计数变量SCCOUNT增值。

在从FIFO2644读出每个样值的同时，微处理器在步骤2670中检查由FIFO2644提供的END信号的状态。如果信号END处在逻辑1状态，那么，不再从FIFO2644读出样值。在这种情况下，微处理机在步骤2672中使FIFO2644复 位。在步骤2674中，如果样值计数（SCCOUNT）大于898（该值表示在FIFO2644中存有完整的对准信号），那么，微处理器2640转移到图26b的方框2682。否则，在步骤2676中，把899减去样值计数（SCCOUNT）得到的值赋予信号PV，然后，重复所述相关处理。步骤2672至2676确保在着手所述相关处理之前，信号IHS与信号L22粗略对准。

如果在步骤2670中信号END处于逻辑零状态，那么，在步骤2678中，微处理器检查样值计数是否小于54。倘若如此，那么，这些样值代表第22水平行间隔中包含水平消隐间隔的那一部分。因此，从判断方框2678分出的Y（是）分支控制微处理器，使之在步骤2666中从FIFO2644读出下一个样值。

如果在步骤2678中样值计数SCCOUNT大于或等于154，那么，微处理器把该样值RDATA累加到阵列ACC中，因为对准信号的每种重复的系列包括124个样值，所以，被123个中间样值隔开的样值是来自逐个序列的同位样值。步骤2680利用模（MOD）124的加法确定当前样值在阵列ACC的标号（IXP），然后，把该样值加到该标号下的累加和上。一旦执行完步骤2680，微处理器2640立即转移到步骤2666。

图26b的步骤2682（响应来自判定框2674的Y分支而执行该步骤）开始了所述相关处理。在该处理过程中，使阵列ACC中的累加的数据与存储在ROM2650中的陈列REF的基准数据相关。该相关处理过程把阵列ACC和REF都当作循环结构来处理，即，它假定：在标号为123的入口的后面是标号为O的入口。从概念上说，相关处理将按下述方式进行。将阵列ACC中的是每个值乘以阵列REF中的相应值，然后，把得到的积相加，以产生一个值。接着，把阵列ACC和REF的标号偏移，以改变它们的对应性，然后，产生另一个值。重复该过程，直至所有可能的对应性都已试过为止。PN序列的特点是：在阵列ACC和REF之间有最紧密的相关性时，所述产生的值取最大值。

参考图26b，步骤2682把零值赋予变量INIX，该变量保存阵列ACC和REF的标号偏移值。在步骤2683中，将变量MSUM（它保存最大和一积值）置0，并且，把阵列SUM的每个入口置零。阵列SUM存放计算出来的、对应于ACC和REF之间每一种对应性的那些乘积和值。接着的步骤2684把变量INIX中的值赋予陈列ACC的标号IXP，并且，把零值赋予阵列REF的标号IXR。

步骤2686、2688和2690执行用于形成乘积和值的每个积的乘法操作的近似法。判定框1686检查具有当前标号的基准值是否是负值。如果是这样的话，那么，该判定框的Y分支导致接着执行步骤2688。否则，执行步骤2690。步骤2688从阵列SUM的值中减去具有当前标号的ACC值;而步骤2690把具有当前标号的ACC值加到阵列SUM的值上。该过程实际上把阵列REF简化成仅仅含有+1或-1的值的阵列，以致阵列REF的项目把陈列ACC的项目按比例放大。在本实施例中，由于把电视信号量化成8比特二进制的补码值（其中，-40IRE和100IRE对应于相应的量化值-128和+127），所以，对准信号的表示小于30IRE的值的样值是负值，而表示大于30IRE的值是正值。虽然，这种近似和真正的乘法相比是不够精确的，但是，本发明人断定：它产生令人满意的结果，并且，显著地减少了用于相关操作的计算时间。

步骤2692使标号变量IXR和IXP增值。变量IXP是进行模数为124的增值的，以便执行上述循环相关处理。判定框2694在IXR小于124时使所述和与积操作重复进行。当IXR等于124时，对于存放在变量INIX中的偏移值说来，基准阵列的所有项目已被利用，并且，和与积操作已完成。

判定框2696把新计算的和和绝对值与迄今计算的最大的和MSUM的绝对值作比较。如果新的和大于MSUM，那么，在步骤2698中把它赋予MSUM，并且把阵列ACC和REF之间的、用于产生新的和偏移INIX赋予变量MIX。在执行步骤2698之后〔或者，经由判定框2696的N（否）分支〕，使变量INIX的值增加1。如果在步骤2702中判断INIX的值小于123，那么，在步骤2684中用阵列ACC和REF之间的更大的偏移继续进行和一积项的计算。

当INIX的值等于或超过122时，就完成了阵列ACC和REF的循环相关处理。微处理器2640 接着执行图26C中所示的判定框2704。方框2704把对应于最接近MIX的标号偏移值的那些乘积和值作比较。如果对应于标号小于MIX的乘积和值的幅度大于对应于标号大于MIX的乘积和值的幅度，那么，步骤2708把值SUM〔MIX-2〕赋予变量PSUM，并且，把值MIX-1赋予变量PIX。在相反的情况下，在步骤2714中，把值SUM〔MIX+2〕和MIX+1赋予变量PSUM和PIX。这些步骤使阵列ACC和REF之间的随意的偏移值处于存放在MIX和PIX中的值之间。在相应步骤2708和2714之后的判定框2710和2716检查｜SUM[MIX-1]｜和PSUM之间或者｜SUM[MIX-1]｜和PSUM之间的各差值的幅度与最小值DELTA之间的关系。差值小于该值就表示接收机和所发射的信号对准到5毫微秒之内。如果差值超过该者，那么，信号LK4和IHS的相位需要进一步对准。于是，在相应的步骤2712和2718，微处理器2640把新的值赋予变量PV和DPH。判定是否需要调整相位以及计算赋予变量DPH的相位调整值，都使用了从MIX到PIX的各个方向上移动1个标号的乘积和值。这些乘积和值位于钟形曲线的具有最大斜率的部分上。因此，这些乘积和值对于由信号pH的调节值引起的轻微相位变化是最敏感的。

在执行了步骤2712或2718两者中的任何一个，或者，经判定方框2710或2716两者中的任何一个的Y分支，微处理器2640执行判定方框2720。方框2720检查最大的乘积和值是否是负的。如果是这样的话，那么，在方框2724中，把由微处理器2640向锁存器2652提供的信号FID的值置零。在另一种情况下，在步骤2722中使FID的值递增。如上所述，每4场使由编码器提供的对准信号倒相一次（即，100IRE对应于-128，而-40IRE对应于+127），以便把场标识符（0，1，2，或3）传送给接收机。在执行了步骤2722或2724两者中的任何一个之后，微处理器2640转移到步骤2662，以开始下一个视频场的相关操作。这样，只要接收到宽屏幕EDTV信号，相关操作就继续进行。

因为NTSC视频信号是以残留边带信号的形式发送的，并且，由于对准信号（不管它是PN序列或滤波的和时间反转的2T脉冲）占据视频信号的全频带，所以，上述相关操作可能受多通路失真的影响。强的二次信号（重象信号）可能由于改变视频载波信号的视在相位而引起主视频信号的同相和正交相位分量之间的串忧这种视在相位误差的出现是因为由图13的同步解调器1322检测到的载波是主信号和重象信号的载波的矢量和。当该检测到的载波用于解调视频信号时，主信号的一部分同相分量出现在解调的正交分量中，反之亦然。这减小了对准信号的幅度，并且，把正交失真加到该信号上。

补偿可能的多通路失真的一种方法是在相关操作中既利用对准信号的同相分量，又利用其正交分量。这是通过以单一复信号的实部和虚部的形式分别处理视频信号NTSCF和YIN的同相和正交分量的方法来完成的。对图26a、26b和26c做了除信号NTSCF之外还适应信号YIN的变更，这分别示于图26d，26e和26f中。这些图所述的算法本质上与上述的算法相同。因此，下面只说明图26a，26b，26c和相应的图26d，26e，26f之间的差别。在图26d中，增加了变量JDATA和阵列ACCJ，以存放由FIFO2646提供的正交相位样值。在步骤2766中，把来自FIFO2646的样值提供给变量JDATA。在步骤2780中，在把来自FIFO2644的样值累加到阵列ACCK的同时，把来自FIFO2646的样值累加到阵列ACCJ中。阵列ACCR是与图26a的阵列ACC相同的。

在执行图26c的步骤2782时，阵列ACCR和ACCJ的值代表对准信号的同相分量的6个重复段和正交相位分量的6个重复段的各自的累加值。在步骤2783中，除了阵列SUM之外，还将阵列SUMR和SUMJ初始化。在步骤2786中，把代表存储在阵列ACCR中的对准信号的同相分量的样值与存储在阵列REFR中的、已存的同相对准信号的样值相乘，并且，把代表存储在阵列ACCJ中的对准信号的正交相位分量的样值与存放在阵列REFJ中的已存正交相位对准信号的样值相乘，然后，把两个乘积相加并存入阵列SUMR。得到的差值累加到阵列SUMJ的项目中。在步骤2795中，把阵列SUMR和SUMJ中各相应值平方、然后相加，以计算阵列SUM的值。步骤2786中所示的计算是代表接收到的对准信号的同相和正交相位分量的复矢量（ACCR，ACCJ）乘以复共轭， 即，代表存储的基准对准信号的同相和正交相位分量的复矢量（REFR，REFJ）。

在执行图26f的步骤2804时，阵列SUM存储代表阵列ACCR、ACCJ和REFR、REFJ的乘积和的值（对于两组阵列之间标号的每种对应方式而言）。图26f的算法与图26c的算法的不同在于：在步骤2704、2710和2716中未使用绝对值操作，以及，在步骤2720中用值SUMR（MIX）代替MSUM。因为，值SUMR[MIX]是在对应于最大乘积和值的标号下，接收到的和基准的对准信号的各同相分量的乘积，所以，它与图26c中使用的值MSUM本质上是相同的。在该可供选择的算法中，值MSUM不用于使电视接收机的场序列与宽屏幕EDTV编码器的场序列同步，这是因为：由于步骤2786中平方操作的结果，MSUM的值已经是正的。

除了补偿多通路失真之外，图26d至26f所示的算法还可以改善EDTV接收机从弱信号或多噪声信号中产生的图象。出现这种性能上的改善是因为所述相关操作除了利用接收到的信号的同相分量的能量外，还利用其正交分量的信号能量。上面参考图26a至26c所述的算法仅仅利用了所接收到的信号的同相分量的能量。

如果用时间反转的滤波的2T脉冲作为对准信号，那么，就把相关操作改为在图26a的步骤2674和图26b的步骤2682之间包含附加的计算（未示出）（该计算模拟图25c中所示的滤波器），并且，用实际上把阵列ACC中的项目与阵列REF中的项目相乘的步骤（未示出）代替步骤2686，2688和2690。最好还能够把重复段中的样值数目减少到例如40个，因为，在40个样值之外，滤波的2T脉冲中只存在很小的可忽略的能量。在其他情况下，用于使对准信号与基准信号相关的过程是与上述过程相同的。作为利用微处理器2640来模拟图25d中所示的全通滤波器的可供选择的方法，图26中所示的接收机对准信号发生器可以在FIFO2644的输入端包括诸如图26d中所示的那样的电路系统（未示出）。该电路系统通常使由时间反转的2T脉冲的6个重复部分组成的序列被存入FIFO2644中。在该实施例中，所存储的对准信号通常也是时间倒转的2T脉冲。

再次参考图26，由计数器2624产生的象素识别信号PID加到解码器2626，当信号PID的值是156时，解码器2626发射具有大约70毫微秒脉宽的时间基准脉冲信号H。每经过视频信号的一个水平行，该时间基准脉冲发射一次，并且，该脉冲对应于该行上有效视频信号的第一个样值。信号PID，场识别信号FID（它由微处理器2640产生，并存入锁存器2652中）以及信号O/E（它由计数器2612提供，并且，表示样值的当前行是该场中的奇数行或偶数行）都加到ROMS2628和2630。可以用与上面参考图25所述的相应ROMS2530和2532相似的方式为这些ROMS编程。ROMS2628，2630和ROMS2530、2532之间唯一的差别在于地址信号PID的比特数。图26中的信号PID是以4xfsc的速率变化的10比特信号，而用于图25的信号PC是以8xfsc的速率变化的11比特信号。ROM2628产生交变副载波信号ASC和ASC′。ROM2630产生5MHZ的外差信号fc。这些信号用于下述解码电路系统。

信号O/E和信号FID还加到ROM2634。对ROM2634编程，以便在每个这样的水平行间隔期间产生逻辑1输出信号，即，在该行间隔中，第一个有效视频样值具有带再生的彩色副截波信号Fsc的Q相位的色度信号分量。通过与门2636，使ROM2634提供的信号与信号H逻辑与。与门2636提供的脉冲信号加到分频器2632的复位输入端R。分频器2632的信号输入端耦合接收4xfsc时钟信号CLK4频分器2632的输出信号是信号ICK，其频率基本上等于2xfsc，并且，其负跃迁基本上与彩色副载波信号fsc的工相位重合。

参考图13，信号NTSCF加到帧内平均一差值部件1324，该部件以大于1.7MHZ的频率，求帧内隔开262H的图象行的平均值（加法组合）和差值（减法组合），以复原基本上无V-T串扰的主信号N和正交调制信号M。在帧内平均-差值部件1324的1.7MHZ的低限工作频率和用于图1a的编码器的帧内平均器38的1.5MHZ低限工作频率之间，提供了200KHZ的保护频带。该保护频带基本上消除了信号M与信号N的亮度信号分量之间的串扰。复原的信号N包含在视觉上大体与主信号C/SL的图象信息相同的信息，这是由于在图1a的编码器中进行了帧内平均的原始主信号C/SL具有高度的视觉帧内图象相关性的结果。

图15中示出平均-差值部件1324的细节。由部件1510对信号NTSCF进行低通滤波，以产生“低频”分量，该“低频”分量，在部件1512中与信号NTSCF减法组合，以产生信号NTSCF的“高频”分量。该分量被延迟1个场周期，用部件1513对其求平均（加法组合）和求差值（减法组合），以在平均输出端（+）产生平均的高频分量NH，并且，在差值输出端（-）产生信号M。用作平均-差值部件1513的典型电路系统示于图16中。在加法器1514中，分量NH与滤波器1510的、延迟了262H的输出信号相加，以产生信号N。

参考图13，信号M耦合到正交解调和幅度扩展部件1326，用于响应交变副载波信号ASC和ASC′而将辅助信号X和Z解调，此处的信号ASC和ASC′具有与上面参考宽屏幕EDTV编码器电路系统所述的信号ASC和ASC′相同的特性。解调后的信号X和Z所包含的信息在视觉上基本上与信号ESH的图象信号以及图1a中部件74的输出信号的图象信息相同，这是由于这些信号在图1a的编码器中进行了帧内平均而具有高度的帧内图象相关性的结果。可用作正交解调和幅度扩展部件1326的典型电路系统示于图27中。该电路系统包括分别把信号M乘以ASC和ASC′的两个乘法器2750和2752。用具有例如从0至1.5MHZ的通带的相应的低通滤波器2753和2757对乘法器2750和2752提供的信号进行低通滤波。滤波器2753和2757滤除不需要的高频调制分量。由滤波器2753和2757提供的信号分别借助PROM′s2754和2756进行反伽玛函数处理，以产生信号X和Z。

参考图13，部件1328对彩色编码边侧画面高频信号分量（信号X）进行时间压缩，使得它们占用其原始时隙，从而恢复信号NTSCH。该信号NTSCH基本上与下面参考图1a所述的信号NTSCH相同。

亮度（Y）高频分量解码器1330把亮度水平高频分量（信号Z）解码成宽屏幕格式。对边侧画面信息进行时间扩展，以反演由图1a的编码器所进行的时间压缩，并且，对中心画面信息进行时间压缩，以反演由图1a的编码器所进行的时间扩展。

在示出图13的部件1330的细节的图17中，信号Z加到边侧-中央分离器（多路分离器）1710，后者分别提供分离后的亮度高频边侧和中央信号YHO和YHE。多路分离器1710受控于计数器1706和解码器1708。计数器1706在对应于信号Z的第一个有效象素的时刻由信号H复位，并且，用4xfsc信号CLK4计时，以对信号Z的象素计数。解码器1708响应由计数器1706提供的计数值信号而产生一种控制信号，该信号支配多路分离器1710，以便将边侧画面象素（计数值0-13和740-753）引向信号YHO，并且，将中间画面象素（计数值14-739）引向信号YHE。用部分1712和1714，采用上面参考图12的图12a至12d所述的变换技术，分别对信号YHO和YHE进行时间扩展和压缩，以分别产生代表图象的边侧和中央画面的亮度高频分量的信号YHS和YHC，借助部件1716使这些信号相接合。

图14描绘适用于接合器1716的边侧画面-中央画面接合装置。图14中，所示的接合器包括网络1410以及结构上和工作上与网络1410相同的工信号接合器1420、Q信号接合器1430;网络1410用于从边侧画面亮度信号分量YS和中央画面亮度信号YC产生全通带亮度信号YF′。中央画面和边侧画面适当地重叠例如10个象素;如图3中所示，在整个信号编码和传输过程中，中央画面和边侧图面信号一直共用若干重复的象素。

在宽屏幕接收机中，从各自的信号重构中央和边侧画面，但是，由于对边侧和中央画面信号所进行的时间压缩，时间扩展和滤波处理，在边侧和中央交界处，许多象素变成不纯或失真。图14中，用与信号YS和YC相联系的波形表示重叠区（OL）和不纯象素（CP，为了清晰而略有夸张）。如果各画面无重叠区，那么，不纯的象素会彼此靠着，接缝就可能看得见。实验证明，10个象素宽度的重叠区对于补偿3至5个不纯边界象素的影响是足够宽了。

在接合器1410中，乘法器1411在重叠区中把边侧画面信号YS乘以加权函数W，如相关的波形所示。乘法器1411产生的信号加到信号组合器1415。类似地，乘法器1412在重叠区把中心画面信号YC乘以互补的加权函数（1-W）（如相关的波形所示），并且，把得到的信号加到组合器1415。加权函数W和1-W在重叠区上呈现线性斜坡特性并在0和1之间取值。在加权之后，组合 器1415把边侧和中央画面象素相加，因此，每个重构的象素都是边侧和中央画面象素的线性组合。

在重叠区的最里边的边界附近，加权函数最好应当接近1，而在最外边边界，应当接近零。这将保证不纯象素对重构的画面边界有比较少的影响。

可以用网络容易地产生加权函数W和1-W，该网络包括：响应于表征象素位置的输入信号的检查表（未示出）。对该检查表编程，以便响应输入信号而在重叠区中提供从0到1的斜坡函数输出值。可以用各种方法产生该输入信号，例如，用由信号H复位的象素计数器。

参考图13，幅度调制器1332把来自解码器1330的信号幅度调制到5.0MHZ载波fc上。接着，用具有5.0MHZ截止频率的滤波器1334对该幅度调制的信号进行高通滤波，以去除下边带。在滤波器1334的输出信号中，恢复了5.0MHZ至6.2MHZ的中央画面频率，并且，恢复了5.0MHZ至5.2MHZ的边侧画面频率。来自滤波器1334的信号加到加法器1336。

来自压缩器1328的信号NTSCH加到部件1340，后者从色度高频分量中分离出亮度高频分量，以产生信号YH，IH和QH。这可通过图18的电路来完成。

图18中，具有图10C构形和（3.58±0.5）MHZ通带的H-V-T带通滤波器1810把信号NTSCH的色度频带分量传到减法组合器1814，后者接收已经过渡越时间补偿延迟单元1812延迟的信号NTSCH。在组合器1814的输出端出现分离的亮度高频信号分量YH。利用包括锁存器1815和1816，选择性二进制补码电路1818和1820，倒相器1822及分频器1824的电路对来自滤波器1810的滤波后信号NTSCH进行正交解调。锁存器1815和1816响应信号ICK及其逻辑倒置而分别存储代表相应的I和Q色差信号的样值。如上关于图9所作的说明，这些样值交替地变换极性。为了把每个I和Q色差信号的交错的一个个样值的极性倒转，该解调器包括选择性二进制补码电路1818和1820。这些电路响应由分频器1824提供的、其频率等于信号ICK的频率的一半的信号而把锁存器1815和1816提供的样值中交错的一个个样值倒相。二进制补码电路1818和1820的输出信号是相应的色差信号IH和QH。

借助亮度-色度分离器1342（它可以和上述分离器1340相同）把来自部件1324的信号N分成其成分亮度的色度分量YN、IN和QN。

把信号YH、IH、QH和YN、IN、QN作为Y-I-Q格式解码器1344的输入信号，该解码器把各亮度和色度信号解码成宽屏幕格式。解码器1344的细节示于图19中。

图19中，供助于边侧一中央画面信号分离器（时分多路分离器）1940把信号YN、IN和QN分成压缩的边侧画面低频分量YO、IO、QO。并且，分成扩展的中央画面信号YE、IE、QE。多路分离器1940可利用先前关于图17所讨论的多路分离器1710及外围电路1706和1708的原理。

借助时间扩展器1942，以边侧扩展因子（图1A的编码器中边侧压缩因子的倒数）钊信号YO、IO和QO进行时间扩展，以恢复边侧画面低频分量在宽屏幕信号中的原始空间关系（如复的边侧画面低频信号YL、IL和QL所呈现的那样）。类似地，为了给边侧画面留有余地，供助时间压缩器1944、以中央压缩因子（图1A的编码器中中央扩展因子的倒数）对中央画面信号YE、IE和QE进行时间压缩，以恢复中央画面信号在宽屏幕信号中的原始空间关系。压缩器1944产生的输出信号是复原的中央画面信号YC、IC和QC。压缩器1944和扩展器1942可以是上面关于图12所说明的类型。

组合器1946把空间上复原的边侧画面高频分量YH、IH和QH与空间上复原的边侧画面低频分量YL、IL和QL相组合，以产生重构的边侧画面信号YS、IS和QS。借助于接合器1960把这些信号与重构的中央画面信号YC、IC和QC接合起来，以构成局部重构的宽屏幕亮度信号YF₀′和重构的色差信号IF′和QF′。边侧和中央画面信号分量的接合是以这样的方式完成的，即，该方式在视觉上消除了中央和边侧画面之间边界上可见的接缝，以上根据图14描述了适合作为接合器1940的装置。

参考图13，由解码器1344提供的信号YF₀′耦合到加法器1336，在此处，信号YF₀′与来自滤波器1344的高频亮度信号相加，以产生重构的宽带亮度信号YF′。

用变换器1350、1352和1354分别把信号 YF′，IF′和QF′，从隔行扫描格式变换到逐行扫描格式。亮度逐行扫描变换器1350还响应于来自格式解码器1360的“辅助”亮度信号YT，该解码器把编码的“辅助”信号YIN解码。解码器1360把信号YIN解码成宽屏幕格式，并且，具有图17中所示构形。

I和Q变换器1352和1354把隔行扫描信号变换成逐行扫描信号，其方法是：对隔开1帧的各行在时间上求平均，以产生遗漏的逐行扫描的行信息。这可通过图20所示类型的装置来完成。

图20中，隔行信号IF′（或QF′）被延迟单元2010延迟263H，然后，加到双端口存储器2020的输入端。该延迟的信号被延迟元件2012再延迟262H，然后，在加法器2014中与未延迟的信号相加。加法器2014的输出信号耦合到1比2分频网络2016。网络2016产生的信号加到双端口存储器2018的输入端。存储器2018和2020以4xfsc的速率接收数据，而以8xfsc的速率提供数据。存储器2018和2020的输出端耦合到多路转换器（MUX）2022，该转换器在存储器2018和2020所提供的信号之间转换，以产生逐行扫描输出信号IF（QF）。图20中还示出作为隔行输入信号（两行，具有用C和X标记的象素样值）和包括象素C、X的逐行扫描输出信号。

除了如图21的电路所示的那样增加信YT之外，亮度逐行扫描变换部件1350与图20中所示的相同。

参考图13，借助数-模变换器1362把由变换器1350、1352和1354提供的宽屏幕逐行扫描信号YF、IF和QF变成模拟形式，数-模变换器1362产生加到视频信号处理器和矩阵放大器部件1364上的信号Y、I和Q。部件1364的视频信号处理器部分包括信号放大，直流电平偏移、脉冲峰化、亮度控制、对比度控制和其他传统的视频信号处理电路。矩阵放大器1364把亮度信号Y与色差信号I和Q组合在一起，以产生显示视频信号R、G和B的彩色图象。部件364中的显示驱动放大器把这些彩色信号放大到适合直接驱动宽屏幕彩色图象显示装置（例如，宽屏幕显象管）的电平。

Claims (8)

1、一种接收电视信号的接收机装置，该电视信号具有主信号分量且由编码的辅助图象增强信号分量添加，主信号分量包括亮度信号子分量和彩色信息信号子分量，所述接收机装置包括：

信号分离装置，它与所述接收的电视信号相耦合，用于从所述视频信号中分离出所述主信号分量以及所述编码的辅助信号分量；

主信号处理装置，它与所述信号分离装置相耦合，用于从所述主信号分量中分离出亮度信号子分量和彩色信息子分量；

所述接收机装置的特征在于：

所述接收的(1310)电视信号也包括一个信号分量定时对准信号分量；

所述信号分离装置(1322)另外还要从所述接收的电视信号中分离出所述对准信号分量；

信号产生装置(1325)，它与所述信号分离装置相耦合，用于处理所述对准信号分量，以产生时间基准信号；

解码装置(1326)，它与所述信号分离装置相耦合并响应所述时间基准信号而对所述编码的辅助信号分量进行解码，以产生解码的辅助信号(YH)；

与所述主信号处理装置和所述解码装置耦合的信号组合装置(1344)，用于将所述解码的辅助信号与所述亮度信号子分量及所述彩色信息信号子分量的一个相组合，以产生表示增强的电视图象的视频信号。

2、根据权利要求1所述的接收机装置，其特征在于：

所述对准信号包括基本对准信号的多次重复，并在所述电视信号的每个场周期的一个水平行周期的一部分中出现，

用于处理所述对准信号的所述装置（1325）包括：

样值累加装置（2644或2646），用以组合基本对准信号的多次重复，以产生累加的基本对准信号;以及

耦合至所述累加装置的信号关联装置（2640，2650），用于使所述的累加的基本对准信号和基准对准信号相关联，以产生所述的时间基准信号。

3、根据权利要求2所述的接收机装置，其特征在于：

所述对准信号包括同相分量和正交相位分量，

所述样值累加装置包括用于分别对所述基本对准信号的同相和正交相位分量的多次重复进行组合的信号组合装置（2644，2646），以产生各自同相和正交相位的累加的基本对准信号;以及

所述的关联装置包括使所述同相和正交相位累加的对准信号与同相和正交相位基准对准信号相关联的关联装置，用以产生所述时间基准信号。

4、根据权利要求2所述的接收机装置，其特征在于：所述基本对准信号和所述基准对准信号是伪随机噪声序列。

5、根据权利要求2所述的接收机装置，其特征在于：

所述基本对准信号是时间反转的全通滤波余弦平方2T脉冲;

所述基准对准信号是时间反转的余弦平方2T脉冲;以及

所述相关装置包括：

对所述基本对准信号滤波以产生表示时间反转的余弦平方2T脉冲的变更的对准信号的装置;以及

用于使所述变更的对准信号与所述基准对准信号相关的装置。

6、根据权利要求1所述的接收机装置，其特征在于：

所述接收的主信号分量的彩色信息信号子分量包括一个由第一和第二色差信号以正交方式调制的压缩的副载波信号以及一个具有与所述压缩副载波信号基本相同的频率的色基准同步信号，

所述用于处理所述对准信号的装置包括与所述分离装置相耦合且响应所述色基准同步信号和所述对准信号用于产生基准振荡信号的信号产生器装置（2616，2618）;以及

所述主信号处理装置包括解调器装置（1342），该装置（1342）响应所述基准振荡信号，用于对彩色信息信号子分量进行解调。

7、根据权利要求6所述的接收机装置，其特征在于：

由所述信号源提供的电视信号表示的图象具有比常规电视图象更多的水平细节;

所述主信号分量具有和所述传统电视图象基本上相同的水平细节等级;

所术辅助信号（YT）包括频移的、高速滤波的亮度信号，该信号占据由所述主信号分量占据的频段内的一个频段;

所述用于处理所述对准信号的装置（1325）包括响应所述时间基准信号和所述基准振荡信号以产生振荡的载波信号的信号产生装置;

所述解码装置包括外差装置（1326），该装置用所述频移的、高通滤波的亮度信号对所述振荡载波信号进行外差处理，以产生高通滤波的亮度信号;以及

所述信号组合装置包括信号加法器电路（1336），该电路（1336）用于对所述高通滤波的亮度信号与所述主信号分量作相加组合，产生表示增强细节电视图象的视频信号。

8、根据权利要求7所述的接收机装置，其特征在于：

频移的、高速滤波的亮度信号调制压缩的交变副载波信号，该交变副载波信号具有由所述主信号分量占据的频段内的一个频率;

用于处理所述定时信号的所述装置（1325）包括响应所述时间基准信号和所述基准振荡信号的信号产生装置，以再生所述交变副载波信号（ASC，ASC′）;以及

所述解码装置（1326）包括响应所述辅助信号分量和所述再生交变副载波信号的解调器装置，以恢复所述频移的高通滤波的亮度信号。

Images