CN101485578A - 手持式超声诊断仪器 - Google Patents

Abstract

在一个便携单元中提供一手持超声仪器，它可进行B模式和多普勒成像。在优选实施方案中，一个阵列换能器、数字成束器、数字滤波器及图像处理器包装于一个或多个重量不大于10磅(4.5千克)的外壳内。

Description

手持式超声诊断仪器

本申请为1997年6月25日提交的题为“手持式超声诊断仪器”的中国申请97113678.5的分案申请。

技术领域

本发明涉及医用超声诊断系统，特别是涉及完全集成的手持式超声诊断仪器。

背景技术

众所周知，现代的超声诊断系统都是大且复杂的仪器。今日之高级超声系统，尽管安装在车上便于携带，但仍重达数百磅。过去，由本发明的受让人Advanced Technology Laboratories公司制造的诸如ADR 4000超声系统等超声系统都是小型的台式装置，大小与个人计算机相当。但是，这类仪器缺少今日高级超声系统的许多先进性能，诸如彩色多普勒成像和三维显示能力。随着超声系统已变得越来越专业化，它们也变得越笨重了。

但是，由于数字电子设备的密度进一步增加，现在可以预见到将来的超声系统的尺寸将进一步缩小，使得比甚早期的同类系统还小。医生们习惯于用电剃刀大小的手持式超声扫描头进行工作。与所熟悉的扫描头一致，能够将整个超声系统压缩成扫描头大小的装置将是有价值的。而这类超声仪器保留尽可能多的当今专业性超声系统的各种性能，诸如消斑、彩色多普勒和三维成像能力，将是更有价值的。

发明内容

按照本发明的第一方面，提供了一种手持超声系统，包括：一个阵列换能器；和一个成束器，用于将所述阵列换能器的各元件所接收的回波信号的采样加以延迟和组合，其中所述阵列换能器和所述成束器位于一个或多个重量少于10磅(4.5千克)的外壳内。

按照本发明的第一方面，提供了一种手持超声系统，包括：一个换能器；一个B模式信号处理器；和一个多普勒信号处理器，其中所述换能器、所述B模式信号处理器和所述多普勒信号处理器位于同一手持外壳中。

根据本发明的原理，给出一个超声诊断仪品，它在手持单元中呈现了高级超声系统的许多性能。该仪器可被制成单一单元，或者在优选实施方案中，该仪器是一个分为两部分的单元，一部分包括换能器、成束器(beamformer)和图象处理器，另一部分包括显示器和这两部分的电源。在这样一个结构中，换能器/处理器单元可用一只手加以操纵，在这两部分之间的缆线使得视频显示于显示单元上，后一单元可手持或如此放置便于最佳地观看超声图象。该缆线也为显示单元的换能器/处理器单元提供能量。

在优选实施方案中，超声系统从换能器直至视频输出被制造于四种专用集成电路上(ASIC)：发送/接收ASIC，连接至阵列换能器的各元件；前端ASIC，执行和控制形成束的发送和接收；数字信号处理ASIC，提供对超声信号的处理诸如滤波等；和后端ASIC，接收处理过的超声信号并生成超声图象数据。图象可显示于标准监视器或液晶显示器(LCD)上。由于该单元的电子器件是一些ASIC，因而它们可以制造于单个的印刷电路板上，从而消除了通常由连接器和缆线带来的一些问题。该专业化的超声仪器可制成为重量小于五磅的手持单元。

附图说明

图1给出构成本发明的手持超声系统的结构的框图；

图2a和2b是封装成单个单元的本发明手持超声系统的正视和侧视图；

图3a和3b是本发明两单元手持超声系统的换能器单元的正视和侧视图；

图4给出两单元封装结构的本发明手持超声系统的两个单元；

图5是图1超声系统的发送/接收ASIC的简图；

图6是图1超声系统的前端ASIC的框图；

图7给出发送/接收及前端ASIC提供的孔径控制；

图8是图1超声系统的数字信号处理ASIC的框图；

图9示意了用于去毛刺(flash suppression)的最小-最大滤波器；

图10a-10c是示意去毛刺处理器的操作的波形；

图11是数字信号处理ASIC的B模式处理的流程图；

图12是数字信号处理ASIC的多普勒处理的流程图；

图13是图1超声系统的后端ASIC的框图；

图14示意了根据本发明的Rθ扫描转换；

图15示意了扫描转换器的扫描线插入；

图16是根据本发明的扫描转换的另一示意；

图17a和17b示意了组合的B模式和多普勒图象；

图18示意了组合的B模式和多普勒扫描线；

图19和20使用两维图象帧示意了三维再现；

图21示意了在三维成像期间帧缓冲存储器的分区情况；

图22是图1超声系统的用户控制的图表。

具体实施方式

首先参看图1，图中给了本发明手持超声系统的结构。只有经过对各功能和性能的审慎选择和对集成电路和超声技术的有效利用，才可以使整个超声系统封装于单个的手持单元中。根据其固态、电子控制能力、可变孔径、图象性能和可靠性，选用换能器阵列10。可以使用平的或弧形线性阵列。在优选实施方案中该阵列是弧形阵列，它给出一个宽扇形扫描场。尽管该优选实施方案提供了充分的延迟能力以控制和聚焦诸如相控阵之类的平阵列，但是弧形阵列的几何弯曲减少了对成束器的延迟要求。该阵列的各元件与发送/接收ASIC20相连，该发送/接收ASIC驱动换能器元件并接收这些元件所接收的回波。发送/接收ASIC30也控制阵列10的发送和接收孔径以及所接收回波信号的增益。发送/接收ASIC优选地距各换能器元件数英寸之内，优选地在同一外壳内，且恰好在换能器后。

发送/接收ASIC20接收的回波被送往相邻的前端ASIC30，它将各换能器元件的回波成束为扫描线信号。前端ASIC30也控制发送波形、时序、孔径和聚焦。在所示意实施方案中前端ASIC30提供用于其它ASIC的时序信号，时间增益控制，并且监视和控制提供给换能器阵列的能量，由此控制提供给病人的声能量并且使该单元的功率消耗最小。存储器装置32和前端ASIC30相连，它存放成束器所用的数据。

成束后的扫描线信号被从前端ASIC30耦合至相邻的数字信号处理ASIC40。数字信号处理ASIC40对扫描线信号滤波，并且在该优选实施方案中也提供数个先进性能，包括合成孔径形成，频率复合，诸如功率多普勒(彩色功率管)处理的多普勒处理，和斑点抑制。

然后超声B模式和多普勒信息被送往相邻的后端ASIC50，用于扫描变换并产生视频输出信号。存储器装置42和后端ASIC50相连接以提供在三维功率多普勒(3D CPA)成像中所用的存储空间。后端ASIC也把诸如时间、日期和病人标识的字母数字混合信息加至显示器。图形处理器用诸如深度和聚焦标号以及光标等信息重叠在超声图象之上。在与后端ASIC50相连的视频存储器54内存放了许多帧超声图象，它们可以被调用并且按现场的影像环(Cineloop)

实时序列重放。在视频输出端可以得到各种制式的视频信息，包括NTSC和PAL电视制式和用于LCD显示器60或视频监视器的RGB驱动信号。

后端ASIC50也包括用于超声系统的中央处理器，即RISC(精简指令集控制器)处理器。RISC处理器与前端和数字信号处理ASIC相连，控制并使整个手持单元的处理和控制功能同步。程序存储器52与后端ASIC50相连，存放由RISC处理器用于操作和控制该单元的程序数据。后端ASIC50也与结构为PCMCIA接口56的数据端相连。该接口允许其它模块和功能可与手持超声单元相连。接口56可连接至调制解调器或通信链路，以向远方发送或从远方接收超声信息。该接口也可容纳其它数据存储装置，以向该单元添加新的功能，诸如超声信息分析包。

RISC处理器也与单元的用户控制70相连，接收用户输入指令以指导和控制手持超声系统的操作。

手持超声系统的能量在优选实施方案中由充电电池提供。电池能量被贮存起来并由能量子系统80提供给单元的各组件。能量子系统80包括DC变换器，将低电池电压变换成较高电压，并将它提供给发送/接收ASIC 20以驱动换能器阵列10的各元件。

图2a和2b给出用于容纳图1超声系统的单块单元80。该单元的前面示于图2a中，包括一个含有LCD显示器60的上部83。下部81包括表示为86的用户控制。用户控制允许用户接通和关断单元，选择诸如模式(B模式或多普勒)、彩色多普勒扇区或帧率之类的操作特性，以及诸如三维显示等特定功能。用户控制也允许输入时间、日期以及病人数据。图中显示为十字形的一个四路控制的作用如同操纵杆一般，用于操纵屏蔽上的光标或从用户菜单选择各功能。或者可以用鼠标球或履带块，来提供光标或多个方向上的其它控制。控制器的几个按钮和开关专用作特定功能，例如稳定一幅图象及存放与重放Cineloop存储器的图象序列。

在单元80底部是弧形换能器阵列10的孔径84。使用时，换能器孔径应贴病人放置，以对病人进行扫描，并且超声图象显示于LCD显示器60上。

图2b是单元80的侧视图，给出单元的深度。单元大约20.3cm高，11.4cm宽，4.5cm深。该单元包括带有弧形阵列换能器探头的全能超声系统的所有元件，其单一封装重量小于5磅。该重量的大部分是装于单元内部的电池重量所致。

图3和4给出第二种封装形式，其中超声系统装于两个分开的部分内。较低部分81包括换能器阵列，通向视频信号输出端的电子器件，以及用户控制。该较低部分示于图3a中，弧形换能器孔径可见于底部。较低部分也示于图3b的侧视图中。该较低部分尺寸大约为11.4cm高×9.8cm宽×2.5cm厚。该单元的重量与常规的超声扫描头相当。该较低部分与图4中所示的上部分83经电缆90相连。上部分83包括LCD显示器82和电池盒88。电缆90将较低单元81的视频信号耦合至上部分以便显示，并且从电池盒88为较低单元提供能量。该两部分单元较好，因为用户可以按通常扫描头的方式操纵较低单元和换能器84于病人身上，同时以一个方便的固定位置手持上单元，以便观看。通过置电池盒于上单元中，较低单元的重量得以减轻，且易于在病人身上操纵。

其它系统封装结构便可一目了然。例如，前端ASIC 30、数字信号处理ASIC 40以及后端ASIC 50可以置于共同的外壳内，使前端ASIC的成束器可以与不同的阵列换能器相连。这使得不同的换能器可与数字成束器、数字滤波器用于不同诊断成像过程的图象处理器一起使用。显示器可置于三个ASIC所在的外壳内，或者后端ASIC的输出端可与一个单独的显示装置相连。

现在参看图5，图中更为详细地给出发送/接收ASIC 20的结构。该ASIC包括十六个部分，每一部分与阵列10的六个换能器元件相连。所示意部分20a在该图的左侧端子上与元件1、17、33、49、65和81相连。由于每部分有六个元件，整个ASIC可与一个96元件的换能器一起工作。每一部分可被布置成与例如八个元件一起工作，在此情况下ASIC可控制128个元件的换能器。对于某扫描线在传输超声脉冲之前，来自前端ASIC 30的串行数据流在时钟作用下经该图的右侧处的发送数据入和时钟端输入发送孔径选择逻辑206。发送孔径选择逻辑206使用该数据来设置3:1发送多路选通器(mux)208和210中用于对特定扫描线有效的换能器元件的多路开关。例如，待发送的下一个扫描线可以有包括元件1-32的发送孔径。这要求发送多路选通器208闭合某开关，使脉冲发生器202连接至元件1端，发送多路选通器210闭合另一开关，使脉冲发生器204与元件17端相连。类似地，该ASIC的其它十五个部件内的发送多路选通器将使脉冲发生器与元件端2-16和18-32相连。

在所连接的元件1和17将被激活时，脉冲发生器202和204的驱动信号由前端ASIC施加至信号1入和信号2入端。对于单极脉冲发生器，驱动信号可被施加至这些端子上，然后在适当时刻由施加于使能1和使能2端的信号启动这些脉冲发生器。或者，可于恰当时刻将互补的波形施加至这些成对端子上。这些驱动信号作为逻辑电平信号施加给脉冲发生器输入端，然后通过施加被加至多路选通器208和210的高压HV而被变换成高压驱动波形。也可以将脉冲发生器和多路选通器功能制成单个的单元，由此，这些多路选通器的每个开关实际上便是一个高压脉冲发生器。换句话说，这意味着每个多路选通器将包括三个单独控制的脉冲发生器。或者，可以除去发送多路选通器的输入端处的两个脉冲发生器，并由发送多路选通器输出端处的六个脉冲发生器代替，但是所示意的实施方案便利地只需要两个低压脉冲发生器。继续包括元件1-32的孔径的例子，如果元件1位于孔径的边缘而元件17更靠近孔径的中央，则元件1将在时间上比元件17早一些被加以脉冲，以产生聚焦的发送超声波形。

在该扫描线的发送之前，来自前端ASIC的一个数字型数据流在时钟作用下经与逻辑214相连的接收数据入和时钟端输入接收孔径选择逻辑214。接收孔径选择逻辑使用于恰当接收孔径的6：1接收多路选通器212和1:8接收多路选通器218内的开关闭合。类似于发送孔径选择逻辑，接收孔径选择逻辑包括缓冲存储，使得与该ASIC正接收当前扫描线的回波的同时可以接收用于下一扫描线的数据。所例示的实施方案是为一个十六个元件折叠成的接收孔径而设计的，由1:8接收多路选通器218的输出端处的八个数据总线线路表示。6:1接收多路选通器212的输入端与部分201的六个元件端相连，并且通过在多路选通器输入端集成发送/接收网络而免受大的驱动电压的影响。接收孔径选择逻辑214使多路选通器212的一个输入端与多路选择器输出端相连，并且从所选择元件接收的信号被送给第一时间增益控制(TGC)放大器216。该TGC放大器的增益由施加至该ASIC的TGC控制端的控制信号加以控制。放大器216提供的放大倍数按通常方式随着回波接收深度的增加而增加。放大后的回波信号经过1:8接收多路选通器218的切换而连接至数据总线线路220之一。

数据总线220的每根线与该ASIC上的每个1:8接收多路选通器的同一对应输出端相连。多路选通器218的各输出端记为1-8。每个1:8接收多路选通器的输出端1被连接至同一根数据线；每个1:8接收多路选通器的输出端2与数据总线的另一根线相连；如此等等。优选实施方案系统使用十六个元件折叠成的孔径，各扫描线垂直于换能器发送。这意味着，该孔径的两个元件在操作中将具有相同的接收相位；接收孔径的十六个元件将配成对，共有八个接收相位。例如，如果所接收的扫描线位于包括元件1-16的一个孔径的中心，则元件1和16将有相同的接收时序。由元件1接收的回波将通过多路选通器212被连接，由TGC放大器216放大，经过多路选通器218连接，并在多路选通器218的输出端8产生一个电流输出。同时，由元件16接收的回波将经过该ASIC的另一部分的各多路选通器被连接，同样地由另一个TGC放大器放大，并且于另一个1:8接收多路选通器的输出端8处产生一个电流输出。这两个电流凭借折叠的孔径而具有相同相位，并且在与接收多路选通器的输出端8相连的数据线上合并。

每个数据线上的电流由诸如以222表示的滤波器网络滤波并转换成电压。在优选实施方案中滤波器网络222位于该ASIC的外部并与其中一个端子相连，以便可以容易地选择和改变其各元件以及其滤波性能。滤波性能是一个带通特性，经选择与换能器的通带相匹配。例如，对于3.5MHz的换能器，通带可从1.5MHz延伸至5.5MHz。该滤波器通过滤波器阻抗与一电流源相连，使电流信号变换成单一电压。该电压经另一(或同一)ASIC端子重新进入该ASIC，并施加于第二TGC放大器224的输入端。使用两个TGC放大器使得两个级联放大器能够工作在较宽动态范围上。在所例示的实施方案中单个的TGC控制将相同的控制特性施加于TGC放大器216和224上，但是也可以向这两个放大器分别施加不同的TGC特性。放大后的回波信号被送至该ASIC的最后输出端，在该处它们由带通滤波器226滤波，并于前端ASIC的成束器的输入端处送至模数(A/D)变换器。

发送/接收ASIC 20的分离部分可以包含于各个ASIC内，或加以组合使得几个部分均被集成于同一ASIC上。所有十六个部分优选集成于单一ASIC芯片中。

这样可以看到，在优选实施方案中，发送/接收ASIC 20采用一个96元件的换能器阵列工作，并且使用32个元件的发送孔径以及16个元件折叠成的接收孔径。对于采用如下所讨论的合成孔径，系统在发送和接收均呈现出一个32元件的孔径。

前端ASIC 30的细节表示于图6中，该图给出前端ASIC30的一部分30a，前端ASIC有八个这类的部分，将发送/接收ASIC 20的八个输出形成射束。各回波信号输出端与A/D变换器310的输入端相连，回波信号经A/D变换器变换成数字信号，各元件(或在折叠的孔径中各对元件)的数字信号通过时钟信号A/D CLK的作用移入到先进先出(FIFO)寄存器312内。A/D CLK信号由动态聚焦时序电路314提供，该时序电路314将时钟信号的启动推迟以提供一个初始延迟，然后控制信号采样时间以对所接收的回波信号进行动态聚焦。FIFO寄存器312的长度由该初始延迟，换能器中心频率，孔径大小，阵列的曲率，以及声束方向控制要求等确定。例如，较高的中心频率和弧形阵列将减少延迟要求，并进而减少FIFO寄存器的长度。延迟后的回波信号从FIFO寄存器312出来后便被送往乘法器316，在该处回波信号被存放在动态加权寄存器318中的动态加权值加权。动态加权值对回波信号进行加权，以便在计入动态接收孔径的影响之后对回波信号归一化，随着回波从沿扫描线增加的深度所接收，动态接收孔径也因加入另外的外侧元件而延展。然后延迟且加权后的回波信号与其它元件的适当延迟和加权后的回波信号以及级联连接的任何其它的延迟级的回波信号经求和电路320相加。成束后的回波信号与同步溢出位一起生成输出扫描线数据，并送入RF数据总线。伴随扫描线回波信号的每一个序列的是该ASIC上的RF标题序列发生器提供的识别信息，它辨别生成的扫描线数据的类型。例如，RF标题可以辨别扫描线为B模数回波数据或多普勒数据。

如果需要，可以用其它数字存储装置提供成束器延迟。可以用双端的随机存取存储器来存放所接收的数字回波样本，然后这些样本按一定时间或序列从存储器中读出，所说时间或序列为各换能器元件的信号提供所需的延迟。

前端ASIC的每个部分30a包括用于该阵列四个换能器元件的发送控制电路302-308。那么八个部分即可以同时对阵列的32个元件提供发送控制，由此确定最大的发送孔径。发送控制电路以所需的发送频率生成波形，并且启动于适当时间激励脉冲发生器的信号，以生成于所需深度处聚焦的发送的声信号。

前端ASIC包括对发送和接收功能提供全面控制的公用控制部分330。该控制部分330由位于后端ASIC的RISC处理器控制并且在其控制下接收数据。某个特定图象帧的数据表存放于随机存取存储器(RAM)32中，在RISC处理器的支配下载入控制部分330。控制部分330包括用于发送和接收功能的顺序的一些序列发生器。帧序列发生器332生成被其它序列发生器使用的、辨别待生成的图象帧的类型的信息。例如，帧序列发生器可以装有这样的数据，它将下一帧定义成散置于以四个多普勒扫描线为一组的各组之间的B模数扫描线，并且扫描线的顺序是所有偶数扫描线跟随在所有奇数扫描线之后。该信息被送往线序列发生器334，它控制按正确顺序发送和接收的扫描线。为准备一个新的扫描线，线序列发生器控制TGC序列发生器336，使之能够产生TGC控制数据所需的序列。来自TGC序列发生器的TGC控制数据由数模转换器(DAC)338转换成电压信号，并被送往发送/接收ASIC20的TGC控制输入端。线序列发生器334也控制串行总线序列发生器340，该发生器340为发送/接收ASIC上的发送和接收孔径选择逻辑电路306和214在串行总线上产生串行数据。接收/发送(RT)寄存器加载器342控制用于新的扫描线的数据加载到这两个ASIC的各个寄存器中的过程，所说寄存器包括孔径选择逻辑电路206和214，发送控制电路302-308，动态聚焦时序电路314和动态加权寄存器318。所有执行实时功能的寄存器均是双倍缓冲。如前所讨论，各寄存器都是经过缓冲的，使得控制数据可置于串行总线之上，并于控制数据被使用的扫描线之前的那条线期间载入到各寄存器中。

前端ASIC30包括电流监视电路346，该电路用A/D转换器348对HV总线上的电流采样。由于在检测到过大电流值的情况下电流监视器减少或完全切断高压电源，由此使病人免受过热换能器或难以接受的高声输出值的影响，从而确保了病人的安全。

前端ASIC在其控制部分包括时钟生成器350，它生成若干个同步时钟信号，系统的全部操作均与之同步。为避免系统的紧密分布的各装置之间出现干扰和相互影响，扫描线发送频率与视频输出信号频率同步，因此一个频率的谐波不会在其它频率处产生干扰分量。一个(未示出的)晶体振荡器与前端ASIC30相连，以提供诸如60MHz的高频基准，由此生成系统的所有时钟信号。

发送/接收和前端ASIC20和30由32个元件的弧形阵列生成合成折叠孔径的操作结合图7加以说明。在该图中，各ASIC正控制包括32个元件的换能器孔径，这32个元件是弧形阵列10的标号由25至32然后由1至24的元件。汇集整个孔径的扫描线信息需要由全部32个元件组成两个发送序列。为了进行发送，线序列发生器334、串行总线序列发生器340、以及RT寄存器加载器342将正确的发送多路选通器数据装入到前端ASIC上的十六个发送孔径选择逻辑电路206和32个发送控制器。然后孔径选择逻辑控制32个发送多路选通器，使脉冲发生器和标号为25-32及1-14的元件即所需发送孔径相连。脉冲发生器由发送控制电路控制产生脉冲，从而产生聚焦于图7的点F处的声波。

在第一脉冲发送之后，回波由中间的一组标号为1-16的元件所接收，这些元件于此时被十六个6:1接收多路选通器和1:8接收多路选通器连接到8个输出数据线。当十六个接收信号经过初始TGC放大器时它们是分离的，其中八个TGC放大器在图7中位于216′所表示的一行中。然后相同相位的信号根据折叠孔径成对地混合，在折叠孔径处各对线一起出现于成束器延迟线的输入端，图7中以370表示了四个这样的成束器延迟线。在所例示的实例中，扫描线360从元件8和9之间的阵列孔径的中心延伸。这意味着元件8和9所接收的回波信号同相，并可以混合。类似地，成对的元件7和10、成对的元件6和11、成对的元件5和12也可以混合。这样，在第一发送脉冲之后，元件1-16所接收的回波被八个延迟FIFO所延迟并且由求和电路320相加。然后该半径被存放起来，以接收另一半孔径。

另一个声脉冲由该孔径的所有32个元件发送。在该第二脉冲之后，接收多路选通器将元件25-32及17-24的回波连接至成束器。根据折叠孔径的对称性，来自元件32的回波和来自元件17的回波配对，且将这两个回波混合。同样，元件31的回波和元件18的回波配对，如此等等，直至位于最边缘的一对元件25和24。

这十六个接收回波，在由折叠孔径配对成八个信号之后，由八个延迟FIFO适当延时并且相加以形成扫描线的另一半孔径。这两部分孔径作为回波分量沿这两个序列的扫描线的位置的函数进行相加。这样，通过分别地接收孔径的内十六个元件的回波以及外十六个元件的回波并且加以混合，一个完整的孔径即得以形成。通过在两次接收间隔期间保持TGC控制的相同状态，可以生成一个精确成束的合成孔径信号。动态加权和动态聚焦对两个接收序列的影响不同，这是由于在两个序列期间接收元件在孔径上的位置不同。由于从一个序列到另一个序列接收元件沿孔径的位置不同，在两个序列期间FIFO所施加的延迟也不同。

参照图8，其中示出数字信号处理ASIC 40的框图。来自前端ASIC30的扫描线信号被一个归一化电路接收，在该电路中它们与系数存储器408提供的可变系数相乘，以对于孔径变化归一化所接收的信号。当换能器正以浅深度沿扫描线接收信号时，为了接收回波信号使用一个相对小的孔径，诸如四个或八个换能器元件组成的孔径。当沿扫描线的接收深度增加时，孔径逐渐增大，使得整个32元件的孔径被用于最大深度。归一化电路将基于孔径变化的范围，使所接收的扫描线信号与诸如因子四或八之类的适当系数相乘，以便对于该孔径变化影响将这些信号归一化。

当超声系数按B模式进行操作来形成组织和器官的结构性图象时，数字信号处理器按图11所示流程图进行操作。在图8中归一化的回波信号遵循着两个路径，其中之一与四倍乘滤波器412相连，另一路径经多路选通器422与第二四倍乘滤波器414相连。每个倍乘滤波器包括起FIR(有限脉冲响应)滤波器作用的乘法器和累加器。扫描线回波信号顺序地移入到乘法器中，与系数存储器408提供的系数相乘，所得乘积在位于该乘法器输出端处的累加器中进行累加。用于滤波器412的系数被选成为使回波信号与一个余弦函数相乘，用于滤波器414的系数被选成为使回波信号与一正弦函数相乘，为I和Q正交信号检测作准备。这些四倍乘滤波器按速率低于乘法器的输入速率的速度生成累加后的信号，由此进行抽取(decimation)带通滤波。当信号带宽超过显示监视器的显示带宽时，由于混叠使得图象各行闪烁。抽取滤波的设计目的在于减少信号带宽以及数据速率以匹配于监视器的显示带宽。通过向乘法器提供一系列输入信号和系数并且累加中间积，滤波器的有效长度可被增加。例如，输入信号1-8可连续地由第四倍乘器加权且乘积在第四累加器中累加；输入信号3-10可由第三倍乘器加权且乘积在第三累加器中累加；输入信号5-12可由第二乘法器加权，乘积在第二累加器中累加；输入信号7-14可由第一乘法器加权，乘积在第一累加器中累加。由此数据速率被抽取为其一半，而且各乘法器和累加器实际上起八抽头滤波器的作用。这样可以看到滤波器的实际抽头数是乘法器数(本例中为四)和抽取率(本例中为二)的乘积。

此外，该滤波器通过其带宽限制作用减少了射频噪声和量化噪声。在滤波器412和414的输出端处产生I和Q回波信号样本，如果需要，由增益级416和418的乘法器加以放大，然后存于射频存储器420中。Q样本经多路选通器426存于射频存储器中。

当待形成合成孔径图象时，来自孔径的第一部分的扫描线的I和Q样本(见上述对图7的讨论)存于射频存储器中，直至接收到来自孔径另一半的I和Q样本。当从第二部分孔径接收到样本时，这些样本与其空间对应的相应物经加法器424被混合。该存储器的大小由于存放经抽取滤波后的孔径信号而被保持为最小，这使得需要用于存放扫描线信号样本的存储器大小减少。

在用于整个孔径的I和Q样本已形成后，回波信号从加法器424被连接至检测和压缩电路428。该电路包括两个移位寄存器和一个乘法器，据此形成一个CORDIC处理器，用于执行形如(I²+Q²)^1/2的包络线检测。例如可参见J.E.Volder发表于IRE Trans.On Elect.Computers(1959年九月)上的“CORDIC三角计算方法”。所检测到的信号被压缩并换算，使所检测的信号被映射到显示灰度级的所需范围内。

在检测和压缩映射之后，这些灰度级信号在FIR滤波器432中作低通滤波，然后存放于图象帧存储器430中。如果所选的扫描模式利用单个发送焦点，则灰度级信号被送往后端ASIC50，以进行扫描变换。在离开ASIC 40之前，灰度级信号可以被无限脉冲响应(IIR)滤波器436帧平均，IIR滤波器436利用图象帧存储器430作为帧缓冲器并且包含一个乘法器和两个加法器，以实行形为

F_out＝(1-α)F_out-1+αF_new＝F_out-1+α(F_new-F_out-1)

的逐帧平均。这里乘法器系数是α。如果系数是一个二进制数(例如0.5，0.25，0.125)则F_out可由一次加法-移位-加法操作获得。

如果使用多个聚焦区，则各接收的扫描线段被存放于射频存储器420中，直至来自整个显示深度的扫描线段都被接收为止。优选地，一个完整聚焦区的扫描线段的获取是在发送和接收来自另一聚焦区的段之前。当一个扫描线的所有段都被获得之后，从存储器中读出每个完整的扫描线，并由FIR滤波器432对之进行滤波，该FIR滤波器432对段之间的边界进行平滑以获得更合意、无人工痕迹的图象。

如果多区聚焦和合成孔径都被采用，那么该孔径的两部分的扫描线段均是在整个聚焦区上接收，并且存储于射频存储器420内。然后相应的扫描线段从其它的聚焦区接收，并与来自第一接收聚焦区的段结合。然后所完成的扫描线被FIR滤波器432滤波，使各段之间的边界平滑。

用户可以选择用某些图象增强特征处理灰度级图象，这些增强特征包括与深度有关的滤波或去斑，诸如美国专利4,561,019中描述的频率复合技术。这些可选的处理技术使得采用滤波器412和414成为必要，以便分别地对各扫描线信号进行带通滤波并且以绝对值检测代替正交检测。在进行与深度有关的滤波时，所接收的回波信号与滤波器412和414中的余弦函数相乘，但是系数如此选择使得一个滤波器在高通带产生输出信号，而另一滤波器则在低的通带产生输出信号。由这两个滤波器生成的输出信号的形式为I₁＝h₁(t)cosw_Ht及I₂＝h₂(t)cosw_Lt。这两个输出信号在增益级416和418由互补的时变增益控制函数加以放大。高频通带信号I₁初始的放大倍数较大，然后随着所接收回波信号的深度沿扫描线增大该增益被减小。相反地，低频通带信号I₂起始是一个低电平，然后随着高频增益衰减它被按随深度增加的方式放大。这样，浅深度处的信号呈现一个相对高的通带，而来自较深深度的信号将通过相对较低的通带，这使得较大深度处的高频噪声得以降低。在电路428的CORDIC处理器内的检测采用绝对值检测进行，将I₁和I₂平方，然后对结果求和。在求和之后，信号被对数压缩，以获得所需灰度级映射特性。或者，通过分离的通带的信号由加法器424相加，然后在检测和压缩电路428内被绝对值检测所检测并且被映射。

可以采用相同的处理器通过频率复合技术提供去斑功能。选择滤波器412、414之一的系数使得在高频通带对所接收的信号滤波，选择其它滤波器的系数使得在邻接的低频通带对所接收信号进行滤波。选择增益级416、418的系数，使这两个通带的响应均等。高和低通带的信号被耦合至检测和压缩电路，在该处通过如上所述的绝对值检测单独地对各通带进行检测，然后检测后的信号被对数压缩以获得所需的灰度级映射特性，并且在空间上相加。

用于功率多普勒(CPA)显示的多普勒回波信号的处理过程示于图8及图12的流程图中。反复地，例如八次，对各扫描线矢径进行扫描，以便沿该矢径调集多普勒信息的一个集合。回波信号的每个接收的扫描线由归一化电路410进行归一化并且在滤波器412中进行抽取带通滤波。该集合的每个扫描线均被存放于射频存储器420中直至已对一个完整的集合进行了累加。每个集合的扫描线经多路选通器422耦合至四倍乘滤波器414，该滤波器进行wall滤波并通过矩阵滤波进行多普勒功率估计。wall滤波是通过选择恰当的乘法器系数来进行的，而矩阵滤波则具有形式

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\\ y_3\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccc}{a}_{11}& a_{12}& a_{13}& \·\·\·& a_{1n}\\ b_{11}& b_{12}& b_{13}& \·\·\·& b_{1n}\\ c_{11}& c_{12}& c_{13}& \·\·\·& c_{1n}\\ \·& \·& \·& & \·\\ \·& \·& \·& & \·\\ \·& \·& \·& & \·\\ z_{11}& z_{12}& z_{13}& \·\·\·& z_{1n}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ \·\\ \·\\ \·\\ x_n\end{array}\right]$

这里x₁...x_n是来自扫描线集合的空间准直信号，y₁...y_n是输出多普勒值。在一优选实施方案中，采用一个四倍乘滤波器进行矩阵滤波，而且滤波是顺序且递增实施的。中间积按上述进行了累加，由此延伸了滤波器长度。例如，在用四倍乘滤波器处理上述矩阵时，初始形成中间积a₁₁x₁+a₁₂x₂+a₁₃x₃+a₁₄x₄，并在累加器中相加。然后乘法器形成积a₁₅x₅+a₁₆x₆+a₁₇x₇+a₁₈x₈，并在累加器中与此前计算的中间积相加。通过如此累加中间积，四倍乘法器和累加器可延伸为任意所需长度的滤波器，仅受实际可行的最大处理时间限制。多普勒值经增益级418和多路选通器426连接至检测和压缩电路428，在该处通过绝对值检测，检测到沿扫描线每个回波位置处的多普勒信号幅值，绝对值检测的形式为

$y=\underset{n}{\overset{1-n}{\mathrm{\Σ}}}{y_n}^2$

然后使用检测和压缩电路428的CCRDIC处理器将多普勒值Y压缩并作比较换算。

一旦多普勒信号幅值已被检测到并经FIR滤波器432滤波，所得到的值被空间存储，而图象干扰信号则由消除被显示信号中大的逐帧变化的毛刺抑制处理器434消去。毛刺抑制处理的优选技术是min-man滤波，如图9的毛刺抑制处理器的详细图解所示。Min-max滤波，形态滤波的一种，只对一个多普勒图象帧序列的瞬态信号进行的。图9示意了在某特定样本容积(Volume)位置处对瞬态数据处理的过程，将正在处理的帧标记为帧F_n-1。当接收到一个来自新帧F_n的多普勒信号时，将该信号与前一帧F_n-1的值相比较，两者的最小值由最小选择器630选择。该最小值Min₁表示为Min₁(F_n，F_n-1)。该最小值Min₁与存于图象缓冲器A中的此前选定的最小值Min₂(F_n-1，F_n-2)相比较，这两个值的最大者由最大值选择器636选择。由此，该选择器636选择两个最小值中的最大值，表示为min-max值。该min-max值由减法器638减去当前帧F_n-1的多普勒信号值。比较器640将该差值与信号偏差阈值T进行比较。如果差值超过阈值T，则比较器640生成min-max值代替当前帧的多普勒信号值。如果差值并未超过阈值T，则使用当前帧值F_n-1。当该选择进行之后，Min₁值代替前Min₂值锁存入图象缓冲器A中，新帧值F_n锁存入图象缓冲器B，对于当前帧中的其它样本容积位置继续该过程，然后是下一帧。

考虑下面的多普勒信号值序列(1)也许有助于理解该处理过程，该序列是在一给定样本容积位置处随着时间推移所接收到的：

0，1，2，15，7，4，8，5，7，25，8             (1)

这里第一值0是帧F_n的值，第二值1是帧F_n-1的。当对一对连续值检查两个值中最小值时，即得出下列最小值序列(2)

0，1，2，15，7，4，8，5，7，25，8             (1)

0，1，2，7，4，4，5，5，7，8                  (2)

这表明序列(1)的前两个值0和1的最小值为0，这也是序列(2)中的第一值。序列(1)的第二和三值1和2的最小值为1，即序列2的第二个值。序列(1)的第三和第四值2和15有最小值2，即最小值序列(2)的第三个值。然后对最小值序列(2)中的连续值进行比较，以确定这两者中的最大值，如min-max序列(3)所示：

0，1，2，15，7，4，8，5，7，25，8        (1)

0，1，2，7，4，4，5，5，7，8             (2)

1，2，7，7，4，5，5，7，8                (3)

这样可以看到该最小值序列的前两个值0和1有最大值1，即min-max序列(3)中的第一个值。最小值1和2的最大值为2，最小值2和7的最大值7，依次类推。

从min-max序列(3)可以看到，第一序列的第四、七和十值的突然偏移15、8和25在min-max序列中已被消去。在例示实施方案中，当前值与min-max值的差与阈值相比较，如果差值超过阈值则使用min-max值。在该数值实例中，该差值是第一和第三序列的差。如果所用的阈值是例如6，则15和25的每个偏移在处理器输出中将由min-max值代替。其它情况下将沿用原始值。

对于信号变化在预期范围之内的情况，上述的min-max处理将采用所接收的多普勒信号，但对于突发性信号偏移应代以min-max值以进行平滑，如图10所示。图10a给出多普勒图象内一给定位置处的信号值的序列650。序列650中掺杂有突发偏移642、644及646，这些突发偏移是猝发(扫描头运动)或其它噪声源的产物。图9的min-max滤波器将min-max值代替这些不希望有的偏移，如图10b中不希望有的偏移之下的以信号序列650′表示的实线。由于不希望有的偏移由min-max值代替，图10c给出经处理便于显示的信号电平序列650′。min-max处理器的一个好处在于它仅对正的偏移起作用。代表多普勒功率的局部瞬时变化的局部峰和谷均由该滤波技术予以保留。

图像帧存储器430能够存放灰度级帧或者功率多普勒帧。各帧可由IIR滤波器436瞬时滤波，该IIR滤波器436如前所述逐点地进行帧平均。然后经瞬时滤波的图象信息被送往后端ASIC50，以进行扫描变换及显示。

操作数字信号处理ASIC40以便分别进行B模式(两维)回波和多普勒处理的过程分别概述于图11和12的流程图中。图11和12各流程图块中的数值指的是图8的该ASIC框图的标以数值的处理器。

数字信号处理ASIC的图象帧存储器430与下文讨论的后端ASIC的帧缓冲存储器共享同一结构及实施工艺。为利用该共同性及因此而产生的ASIC制造和密度上的效能，图像帧存储器430及其相关的去毛刺处理器434及IIR滤波器436可置于后端ASIC50中，由此在FIR-432的输出端处划分数字信号处理ASIC及后端ASIC。

参看图13，其中给出后端ASIC50的框图。由数字信号处理器ASIC40产生的经处理的B模式扫描线被送往缓冲器510，它存有用于扫描转换的两个连续扫描线。为了对集成电路面积、功率要求、扫描转换功能所需的散热进行优化，采用了直接的线性插值算法和仅需用于寻址的加法器和累加器的简单变换技术。在使用图1所示的弧形阵列转换器10的情况下，图14所示的扫描扇区560按下列方式进行扫描变换。图14中，扇区560的径向扫描线转换成图13的帧缓冲存储器530的x、y坐标，其边界在图14中被定义为Dx和Dy。扇区560的径向扫描线从虚顶点564发出，其中一条扫描线以矢径V表示。对于弧形阵列，在虚顶点和表面线(换能器位置)562之间没有数据点，尽管对于相控阵列扫描头该顶点应在Dx、Dy图象区内。在线性阵列情况下并没有顶点，平行的扫描线及插入线可以简单地记录入帧缓冲存储器530中。下面的实例说明了为进行扫描变换，阵列中最复杂的，即弧形阵列10的扫描变换。从该实例中其它阵列格式的扫描变换应显而易见。

在图14中，扫描线由极坐标R、θ定义，这些极坐标应被变换成显示屏的x_s、y_s坐标。极坐标的原点在顶点564，而屏坐标原点位于显示区域顶部中点的(0，0)。屏坐标原点在y方向上与顶点偏差距离y₀，并位于Dx，Dy图象区的顶部中点。在弧形阵列的情况下，沿每个矢量V的弯曲段的内径Roc没有有效的数据点。在初始距离Roc(低于表面级562)之外，有有效的回波数据存在，它们位于扫描变换器存储器530的适当的地址处。例如，在图14矢量V端点处的点有极坐标R、θ，它们被转换成屏坐标x_s、y_s，并位于扫描变换器存储器的该地址处。

在扫描变换之前，存于两级缓存器510中的两条扫描线用于插入一些间插扫描线。图15所示的线性插值方案αL₁+(1-α)L₂已被证实可得到满意结果。优选的实施表达式为L₂+α(L₁-L₂)，它仅需单个的乘法器。在图15的实例中，在每对接收的扫描线中插入七条扫描线。所示意的扫描线L₁位于扇区560的径向边界。从该边界扫描线径向向外(图中向左)的插入扫描线是通过按图15中扫描线L₁向左依次为7/8、3/4、5/8、1/2、3/8、1/4和1/8的权重，对扫描线L₁上的数据值加权得到的。在扫描线对之间，插入的扫描线是L₁和L₂加权后的组合，如图中给出加权值7/8L₁+1/8L₂，3/4L₁+1/4L₂等等。插入步骤包括，沿扫描线取如R₁的数据值，对之进行加权如7/8之类的权重，然后将它与从下一扫描线的空间对应且互补加权的数据点进行相加。按此方式沿扫描线向下继续插入直至结束为止，然后对下一扫描线进行插入过程。插入后的扫描线一经产生，即置于帧缓冲存储器530中。

图13给出两线缓冲器510，该缓冲器510保存两个扫描线L₁和L₂，而线插入器512则使用缓冲后的扫描线以产生插入后的扫描线。插入过程所用的权重由扫描变换控制器520的线插入加权存储器522提供。当将插进的插入线已生成后，两线缓冲器510中最早的扫描线由新的相邻扫描线代替。由于在两线缓冲器510中存放两个扫描线的位置是交替更新的，被保留扫描线所用的权重按反顺序简单地用于下一间隔。图15中可以看到，例如，扫描线L₂在线L₁和L₂之间的间隔中按从1/8到7/8的递增的权重加权。在线L₁由新线L₃代替时，扫描线L₂在下一间隔中按相反顺序，从7/8到1/8的递减顺序加权。这就不必在缓冲器510中将保留的扫描线从一个区域移去另一区域；仅需用新的扫描线代替旧线即可。

因此，在扫描线序列中适当时间所接收的扫描线不作变化地通过线插入器512。

当扫描线产生于线插入器512的输出端时，它们的数据值按下列方式扫描变换至帧缓冲存储器530内的各存放位置。径向扫描线的极坐标经下式关联于存储器530的直角坐标：

x＝R sinθ与

y＝R cosθ

这里R是沿相对图14中y轴成θ角延伸的矢径的径向距离。求解R，然后在x的表达式中替换R得出：

R＝y/cosθ

x＝ytanθ

这些表达式用于在R、x_s和y_s累加器中增值，以提供简单的扫描变换寻址。

当线插入器开始输出扫描线时，来自沿该扫描线的所选定R地址的扫描线数据被存于帧缓冲存储器530内x_s、y_s地址处。数据存放开始于存储器区Dx、Dy的第一行(y＝1)，并顺序地沿存储器各行继续。这样，y_s累加器简单对开始于1的整数累加。R累加器被初始化为值y_ocosθ，它使第一扫描线地址从各扫描线的顶点偏移至与图14中的存储器的第一行对齐的扫描线的样本。用于存储器530的x_s地址被初始化为值y₀tanθ，即在图14中沿存储器第一行与R、θ矢径V相交的交点。用于初始化数值的y₀值由初始化存放装置526提供。

根据这些起始地址值，寻址线插入器512的R累加器增加常数1/cosθ，顺序地从待存放的一个R、θ扫描线数值进入下一个。寻址帧缓冲存储器530的ys累加器增加整数值，而用于存储器530的x_s累加器增加常数1/tanθ，进入帧缓冲存储器的每个新存放地址。

扫描变换过程还涉及另外两个步骤。一个是对照计及换能器阵列的弯曲半径Roc的扫描线的一个常数检查R地址。如图14所示，扇区560的最外边缘处的边界扫描线开始于Dx，Dy显示区的顶行，但弧形阵列的所有其它扫描线均由于该阵列的弯曲而自顶部下方开始。为计入这一点，对于R地址的单元中每条扫描线均计算弯曲引起的偏差。当R地址累加器产生其初始R地址时，将这些地址与所算Roc偏差比较。R地址累加器产生的R地址被忽略，直至第一个R地址超过Roc为止，从这一点起扫描线的数据值被存入存储器530中。

在扫描线数据值被写入存储器530的选定地址位置之前，被执行的另一步骤是检查此前是否向选定地址位置写入了一个数据值。当每个图象帧作扫描变换时，使用一个对应于帧缓冲存储器中地址位置的位be的一个单位图。当新的数据值写入存储器中某位置时，用于该地址位置的相应位be被置位，表明对于该帧已有一个数据值进入了存储器中。如果在该帧期间另一扫描线的扫描变换寻址同一存储器位置，则该be位告诉写控制器528已有一个数据值进入了该帧的该位置。这将使写控制器中止新数据值的进入，或覆盖此前存放的数据值，视用户或扫描控制器设计者选择的协议而定。扫描变换器可以采用这样一种协议，用新的数据值代替此前输入的值，或仅输入第一数据值而忽略所有后来值。另一协议是当扫描线从边缘向图象中央行进时，用新值覆盖旧值，然后当扫描线从图象中央往边缘行进时，输入所发现的第一值并放弃后来值。在一优选实施方案中，该协议是简单地将第一数据值输入到各存储器位置，而忽略后来的用新数据覆盖该位置的企图。

当所有扫描线均被写入存储器530之后，be位图全部为1。在下一图象帧期间，当该新帧的数据值写入存储器的存放位置时，这些位变为0。因此，无需在各帧之间使be位图复位；对于相邻图象帧，使用互补的be位值来映射数据输入。

扫描变换过程的操作示于图16中，其中两个扫描线矢径V_θ0和V_θ45均从弧形换能器阵列10延伸。由各框构成的矩阵在空间上代表在扫描变换器缓冲存储器530中的存储器位置。扫描线V_θ0从阵列的中心延伸并与存储器矩阵正交，并标识为以θ＝0°角延伸。当扫描线数据样本已在数字信号处理ASIC 40中作如上述的限带处理之后，沿扫描线矢径的检测样本随后将落入存储器530列中的连续的存储器位置中。在相继的y地址2到6处的相继扫描线R值R₂、R₃、R₄、R₅和R₆表示了这一点。如果扫描线数据未被限带以匹配于显示的带宽，则当R地址累加器524逐行增加时一些中间样本将被跳过。这样，如果扫描线数据在其前面的处理中未作比例换算，那么它可在扫描变换期间作换算。

在矢径V_θ45处的另一扫描线相对于第一矢径成45°角延伸。在该角度可以看到该处的样本比沿扫描线矢径在存储器矩阵中的框(位置)多。存储器矩阵的各行按y整数值从2到6在图中所示扫描线间隔上被寻址。对于每行y，利用扫描线角度的正切tan45°，将存储器的x地址递增常数ytanθ。这导致对于图中所示的V_θ45扫描线部分产生一个从7到11的数x地址序列。沿扫描线的R地址递增如上所述的常数y/cosθ，分数部分被截去，生成由实心圈所标出的选定R地址。可以看到，R₄值未被使用，R₅和R₆值存于x、y地址为7、2和8、3处。R₇值被跳过，下面的三个R值R₈、R₉和R₁₀被存于行4、5和6。接下来的R值R₁₁被跳过，然后一个扫描线值存入到下一行中。已发现，对于扫描变换器存储器中每个位置，R值分数部分的截去将选择最精确的扫描线R值，即在一个像素容限内。

帧缓冲存储器530内的各存储器位置存入了所接收或插入的一个超声扫描线的一个数据值和两个附加位。这两个附加位中，一个被置位，以识别所存放的数据值是黑白还是彩色数据值；0标志数据值是一个黑白像素，1标志数据值是一个彩色像素。当对于彩色像素该位被置位时，该像素处的数据值访问彩图查找表532，该表选择用于显示的恰当的红(R)、绿(G)、和蓝(B)信号值。0值导致显示该数据值为灰度像素。另一个附加位是如前所述的be位，对于每个图象帧它对数据值进入存储器进行映射。写控制电路528读取该be位，以根据扫描变换器所使用的协议确定新的数据值是否将写入存储器中。

在扫描变换后的帧已被组合之后该帧从缓冲存储器530中读出。彩色像素查找彩图查找表532中的R、G和B值，然后将它们送往视频处理器550。灰度级像素直接传送给视频处理器。在视频处理器中，超声图象与来自图形重叠缓冲器540的图形重叠。该图形信息可以包括时间、日期、病人标志、尺度标号、多普勒窗轮廓、光标，以及其它对用户有益的图形信息。然后可将超声图象及其图形信息制成为输出信号，用于显示。可以采用多种输出信号制式，包括NTSC视频制式、PAL制式或RGB制式。输出信号产生于视频处理器550的数模转换器输出端，它们可以是基带或调制载波信号。这些信号可以驱动单元自有的LCD显示器60，也可以产生于输出端以送往外部的单独监视器。该单元包括一个视频存储器552，用于对用户指定用于存储和重放的实时图象序列的Cineloop存储和重放。

手持系统产生的超声图象可以是一个B模式灰度级图象、功率多普勒图象、灰度级与功率多普勒图象信息的组合，或三维功率多普勒图象。当生成一个组合式灰度和功率多普勒图象时，用户将在整个扇区内指定一个子扇区窗，功率多普勒信号将自这里汇集并显示。在图17中这样的一个子扇区602用扇区600的加阴影的子扇区表示。子扇区602a可以从扇区600的顶部完全地延伸至底部，如图17a所示，在此情况下，子扇区扫描线是功率多普勒线，而且在子扇区602a两侧的扫描线，诸如以604表示的线组仍生成为灰度级线。在该优选实施方案中，功率多普勒子扇区窗的高度也可由用户控制，允许在子扇区各边毗连处生成灰度级图象信息，如图17b的子扇区602b所示。此外，在子扇区窗的范围上功率多普勒信息混有B模式灰度级信息。图18结合图13表示了这一点。当接收到该子扇区区域上的功率多普勒信息的扫描线时，功率多普勒信号存放于3D功率多普勒存储器502中。当重叠于子扇区上的B模式数据的扫描线被接收之后，这些扫描线被送往混合电路504。空间共同存在的功率多普勒信号同时送往混合电路，通过将数据混合于一起，即生成作为功率多普勒和灰度级信息混合物的扫描线数据。图18中给出两个这样的接收且混合后的扫描线θ_i和θ_i+1。如这些线所示，各线的顶(近场)部分610和各线的较低(远场)部分612仅包括灰度级数据。在每个接收线的中间部分614，灰度级和功率多普勒信息混合在一起。例如，如果功率多普勒信息将以纯红色显示而灰度级信息以不同亮度级显示，则这两种类型数据的混合可导致亮红色、暗红色、浅红色、或者是红色的精确改变与某种亮度级的其它组合。由于接收的扫描线信息被混合，因此混合后的各线被送往两线缓冲器510，进行中间扫描线的插入和扫描转换。插入后的各线诸如插入扫描线620按图15所示方式被置于两个接收扫描线的中间。这样，当各线均经扫描变换且彼此相邻地显示时，每线的混合区域将传递描绘于功率多普勒子扇区602中的身体某区域的血流和组织结构方面的信息。

一个图象边界加工过程应值得注意。当多普勒扫描线信息重叠于灰度级扫描线信息之上时，为了正确地填充该图象区域，多普勒信息区域的开始部分应叠加于最后一个灰度级线的顶部。当多普勒扫描线区域完成之后，最后一个多普勒扫描线应被图象的灰度级部分的剩余者的第一扫描线所重叠。

本发明的手持超声系统也能够按三维投影制式再现功率多普勒图象。对于三维再现，应对一系列的空间连续且大致平行的功率多普勒图象帧进行扫描，并将接收的扫描线存于3D功率多普勒存储器502中。该序列的各帧并不单独进行扫描变换并保存，这是因为扫描转换后的图象及其插入的扫描线需要相当可观的存储区。相反，对于三维投影图象的每个视角，都将重复地对该帧序列的各扫描线进行扫描变换。由于是对每一帧进行扫描变换，它立即被移交进行三维显示。由所接收的扫描线组成的各帧重复地进行扫描变换，并再生成递增的不同视角的三维图象，以呈现看起来正绕其某个或某些轴旋转的某部分身体的三维图象。

通过实例，假定在Z方向在不断递增的深度获得6个平行图象帧。图19示意表示了与Z方向平行排成一线、正延伸入图内的这些图象帧。因此这些图象帧完全对齐，使得仅有顶部的图象帧700是可见的；其它图象帧702-710在图象帧700之后。各图象帧均包括一个图象扇区712，其中之一在图19顶部可见。

现在假定，图19的各图象帧700-710绕重心y轴旋转，如图20所示。由于旋转被遮盖的帧702-710的边缘现在是可见的。旋转使Z轴的取向移到旋转后的方向Z_θ。在本发明的手持超声系统中，由该旋转后的图象组形成一个三维投影图象，并投影使得似乎是观看者正通过观看窗720并以视角722观看图象平面。可以看到，旋转时扇区712在x轴方向有所压缩，如图20的扇区712所示，它允许采用美国专利5,485,842的扫描变换技术，以再生三维图象。根据本发明，三维再现是通过在累加器中对地址常数进行有效累加，对平面帧数据寻址来完成的。

为便于示意说明，关于绕y轴的旋转将给出一个三维处理的实例。这意味着当图象帧组作角度θ旋转时，扫描变换后的图象将具有同样的y行坐标，或y_θ＝y₀。其它坐标以矩阵形式表示：

$\left[\begin{array}{c}{z}_{\mathrm{\θ}}\\ x_{\mathrm{\θ}}-x_{\mathrm{c\θ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}z\\ x-x_{\mathrm{cd}}\end{array}\right]---\left(4\right)$

这里Z_θ和X_θ是Q角旋转后的坐标系统的x和y坐标，Z是序列中一个图象帧的数值，X_Cθ是视窗720中图象帧组的重心，x_cd是某个图象帧的中心。求解x得出：

$x=\frac{x_{\mathrm{\θ}}}{\cos \mathrm{\θ}}+x_{\mathrm{cd}}-\frac{x_{\mathrm{c\θ}}}{\cos \mathrm{\θ}}+z\tan \mathrm{\θ}---\left(5\right)$

其中后三项是用于对三维投影的x地址初始化的常数。

来自多普勒图象帧的接收扫描线进行如前所述的扫描变换，扫描变换及插入后的平面图象被投影到一个3D缓冲器中，它存放了三维投影图象。扫描变换后的像素逐行、逐像素地加以处理，以将多普勒值投影到三维图象呈现中的相应位置。平面图象及3D缓冲器的各行由一个简单地累加整数的y地址累加器顺序地寻址，从而顺序地处理图象行1、图象行2，等等。3D缓冲器的x地址由一个计数器在每行上按整数形式递增，该计数器按序列1、2、3等等计数。

平面图象的x地址开始于由表达式(5)的后三个常数项形成的一个初始值。3D缓冲器的每个投影图象呈现一个不同的投影角θ，这样就算出常数tanθ并将之用于处理投影图象。3D图象重心的中心x_co对于一给定3D投影图象序列来说是已知常数，对于每个平面图象来说每个平面图像x_cd的中心是一个已知常数。这样，从表达式(5)，用于变换平面图象的x地址开始于

$x_{\mathrm{init}}=x_{\mathrm{cd}}-\frac{x_{\mathrm{c\θ}}}{\cos \mathrm{\θ}}+z\tan \mathrm{\θ}---\left(6\right)$

给定的平面图象和给定视角θ的x_init值被计算出来并存储起来，并用于初始化在平面图象的每行y中的第一个x地址位置。相继的地址可由该初始x地址，通过向前一地址加入恒定值1/cosθ并且将平面图象的每个寻址值重新定位到三维投影图象每行上连续的x地址位置而产生的。当每行完成之后，y行地址增1，平面图象的x地址重新初始化为x_init，并且对平面图象的每一行该过程继续进行，直至整个图象已被重新定位到投影图象为止。

在一个平面图象已被重新定位到投影图象之后，值ztanθ增加到下一个z值。这样，ztanθ值序列将从tanθ继续至2tanθ至3tanθ等等，贯穿平面图象序列。每个新的ztanθ值用于根据表达式(6)计算用于序列中的下一个平面图象的新的x_init值。

将平面图象信息组合成投影图象有多种方法。其中之一是最大亮度技术，通过它，如果来自前一平面图象的一个数值已存放于投影图象位置中，待存放于同一位置中的下一值与该此前存放值进行比较。两个值中大者被存放。这样，在再现的投影图象中的每个位置处投影图象将包含最大亮度值。

第二个组合技术是一种平均技术，它将半透明特性赋予投影图象。用于给定投影图象位置的每个新值与此前存于该位置的数值进行平均，所得图象反映的不是最大亮度，而是通过该平面图象组的平均亮度。根据平面图象处理是从该组的前面的还是后面的图象开始，投影图象的加权将根据离观看者最近的平面图象的权重最大，或者离观看者最远的平面图象的权重最大，或者这些值可以根据其z值离视窗720的距离加权。观看者选用哪一种技术，将因各人偏爱不同而不同。

上述三维图象技术由于仅需存放接收的扫描线而有利地节约了存储器空间。由于插值是在每个投影图象形成之时进行的，因此对于完全插值的图象组无需扩充存储量。对于每个投影图象，通过简单地使地址累加器增加常数，本发明性技术实现了有效的寻址。

根据本发明的三维成像的一个优选实施方案通过将帧缓冲存储器530划分成图21所示的四个象限，充分利用了该存储器。例如，接收扫描线的第一帧被插值及扫描变换到标记为B1的存储器区。区域B1中的扫描变换后的第一平面图象被重新定位至标记为A1的存储器区域内的三维投影坐标。在第一平面图象进行三维投影的同时，接收扫描线的第二帧被插值并经扫描变换至存储器区域B2。然后，当区域B2中的扫描变换后的第二平面图象被投影到区域A1的投影坐标的同时，接收扫描线的第三帧被扫描变换至B1存储器区域。存储器区B1和B2交替地由连续的图象帧使用，直至在A1区域中形成整个投影图象。

然后，A1区域中的投影图象被逐线读出，用于视频显示。当A1投影图象被读出时，存储区B1和B2又交替地对接收的帧进行扫描变换，并在A2存储区组合下一个视角θ的第二个投影图象。在来自A1存储区的第一投影图象被显示且下一投影角处的第二投影图象已在A2存储区中完全组成之后，从区域A2读出第二投影图象，并显示。该过程继续用区B1和B2对接收的帧进行扫描变换，在A1存储区中形成第三投影角度的第三投影图象。这样，缓冲存储器的所有四个象限被交互使用，有效地生成一幅三维投影，它看起来在观看者前绕y轴旋转。

对于同时绕两个轴旋转的情况，必须对平面图象进行第二次投影，使坐标从中间坐标系θ旋转至最终坐标系

。例如，在平面图象组已绕y轴旋转θ角之后，通过绕x轴旋转

角，该图象坐标作了第二次变换。对于第二次坐标变换被设定等于x_θ，矩阵表达式(5)中的z值被设成z_θ，矩阵左端的z_θ被设成

。对矩阵表达式求解y，并进行第二次坐标变换得到经两次旋转后的坐标值。对于每个投影图象的每个平面图象来说所需进行的第二次坐标变换将使产生三维图象所用的时间增加。

应当理解的是，不必对每个平面图象内的扇区712外的像素进行坐标变换。由于扫描变换后的不同图象对应相同的扇区，而且该扇区在每个图象上占据已知的坐标，因此可以通过仅对扇区内的图象信息进行变换和投影，提高处理速度。

后端ASIC 50是RISC处理器500的所在地，RISC处理器500用于协调手持超声系统所有操作的时序。RISC处理器与各ASIC的所有其它主要功能区相连，以协调处理时序，并且使缓冲器和寄存器装入实施用户所期望类型的处理和显示所需的数据。供RISC处理器操作用的程序数据存于程序存储器52中，RISC处理器可对它进行访问。RISC处理器的时序由来自前端ASIC 30的时钟发生器的时钟信号提供。RISC处理器也通过PCMCIA接口通信，通过该接口处理可以远程访问附加的程序数据或发送图象信息。例如，PCMCIA接口可与遥测链路或调制解调器相连，向远端发送手持单元的超声图象。

RISC处理器在用户控制下，通过用户在用户控制70上所做的指令和输入进行操作。图22便是有关控制功能、控制类型及其说明的一个图表。应当理解的是，一些功能，诸如病人数据输入、Cineloop操作及3D观察将通过菜单控制进行操作，以减少小型手持单元上的键数或按钮控制数。为进一步简化该单元，对于特定诊断应用可以对一些操作功能预编程，而且当某特定应用被选时这些操作功能将自动执行。例如，选择B模式成像将自动调用频率复合和与深度有关的滤波功能，另一方面当选择多普勒操作时自动建立一个四倍乘滤波器作为Wall滤波器。例如，特定临床应用的菜单选择可以自动调用诸如TGC控制特性及聚焦区之类的特定特征设置。

Claims (11)

1.一种手持超声系统，包括：

一个阵列换能器；和

一个成束器，用于将所述阵列换能器的各元件所接收的回波信号的采样加以延迟和组合，

其中所述阵列换能器和所述成束器位于一个或多个重量少于10磅(4.5千克)的外壳内。

2.如权利要求1所述的手持超声系统，还包括一个数字滤波器，它与所述成束器的输出端相连并与所述成束器位于同一外壳内。

3.如权利要求1所述的手持超声系统，还包括一个图象处理器，它与所述数字滤波器的输出端相连，并与所述数字滤波器位于同一外壳内。

4.如权利要求3所述的手持超声系统，还包括与所述图象处理器输出端相连的图象显示器。

5.如权利要求4所述的手持超声系统，其中所述成束器、所述数字滤波器、以及所述图象处理器位于第一外壳内，所述图象显示器位于第二外壳内。

6.如权利要求1所述的手持超声系统，其中所述成束器是一个数字成束器，它将数字回波信号延迟并加以组合。

7.如权利要求6所述的手持超声系统，还包括一个数字滤波器和一个图象处理器，位于所述数字成束器所在的同一外壳内。

8.如权利要求7所述的手持超声系统，其中所述图象处理器包括数字扫描变换器。

9.一种手持超声系统，包括：

一个换能器；

一个B模式信号处理器；和

一个多普勒信号处理器，

其中所述换能器、所述B模式信号处理器和所述多普勒信号处理器位于同一手持外壳中。

10.如权利要求9所述的手持超声系统，其中所述共同手持外壳的重量小于10磅(4.5千克)。

11.如权利要求10所述的手持超声系统，还包括位于所述共同手持外壳内的一个数字成束器。

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